JP4916637B2

JP4916637B2 - 電源から直接的に音声を得る方法と装置

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Publication number: JP4916637B2
Application number: JP2001567125A
Authority: JP
Inventors: マヌエルデイーロドリゲス
Original assignee: ハーマンインターナショナルインダストリーズインコーポレイテッド
Priority date: 2000-03-14
Filing date: 2001-03-14
Publication date: 2012-04-18
Anticipated expiration: 2021-03-14
Also published as: CA2402704A1; US6392476B1; EP1269624A2; EP1269624A4; JP2003527022A; EP1269624B1; WO2001069779A1; CA2402704C; HK1052413A1; DE60123029D1; DE60123029T2; WO2001069779B1

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は一般には音声増幅器に関し、詳しくは高出力の増幅回路を用いないで、電源からオフラインで直接的に音声を得る方法と装置に関するものである。
【０００２】
本発明は入力音声信号を受け入れる過程と、入力音声信号に応じて電源電圧を音声スピーカを駆動するに十分な電圧に変調する過程と、変調された正の電圧信号をフイルタ回路へ接続して音声信号を再現する過程と、再現された音声信号により他の増幅器を使わずに音声スピーカを駆動する過程とからなる，電源からオフラインで直接音声を得る方法に関するものである。
【０００３】
また、本発明は入力音声信号を受け入れるための端子と音声スピーカを駆動する第１，第２の極性の十分な電圧を有する電源と、前記端子の入力音声信号で電源からの電圧を変調するための変調器と、音声スピーカに音声信号を再現させるに十分な駆動電圧を発生するためのフイルタ回路とからなる、電源からオフラインで直接的に音声を得る装置に関するものである。
【０００４】
【従来の技術】
従来から音声回路はよく知られており、一般には音声スピーカを駆動する音声増幅回路を用いている。音声増幅回路は音声出力段であることが要求される。このような音声出力段は米国特許第４４０９５５９号明細書及び米国特許第４６５１１１２号明細書に開示されている。
【０００５】
典型的なＡＢ級音声増幅器は、電源と音声増幅器とを備えている。これら２つのユニツトの製造単価は音声出力段の製造に影響する。数多くのスイツチング出力増幅器の内には、回路内で音声出力段の要求ないし規制を避けようとするものがある。このような回路は米国特許第４７６３０８０号明細書、米国特許第４５１７５２２号明細書、米国特許第４０４７１２０号明細書及び米国特許第４４５３１３１号明細書に開示されている。Ｄ級音声増幅器は信号がない時でさえも５０％のデユーテイサイクルで常にスイツチング作用をし、信号がない時はＳＮ比を増加するような固有のノイズを発生する。
【０００６】
電源からエネルギを引き出しかつ最終段として高価な音声増幅器のもつ要求を回避する高効率の音声出力段ないし音声出力回路を得ることは有益である。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
よつて、本発明の目的は電源から直接的に音声出力信号を得ることである。
【０００８】
本発明の他の目的は入力音声信号をパルス幅変調して、高電圧・低電流を隔離されたゲートを駆動するのに利用し、次いで、スピーカを駆動する音声出力信号を得るために、スイツチング回路で適切に検出された高電圧・低電流のパルス変調電圧を、低電圧・高電流の出力信号に切り換えるのに出力変圧器（パワー変圧器）を利用するものである。
【０００９】
本発明の他の目的は高電圧・低電流を利用したゲートにＭＯＳ電界効果トランジスタを用いることであり、低電流はＭＯＳ電界効果トランジスタの内部抵抗の故に低損失になるので、ＭＯＳ電界効果トランジスタは装置をより効率的なものにする。
【００１０】
また、本発明の目的は入力音声信号がない時はスイツチングせず、信号がない時のＳＮ比を０にする出力ＭＯＳ電界効果トランジスタ（パワーＭＯＳ電界効果トランジスタ）を得ることにある。
【００１１】
本発明の他の目的は電源がＡＣ線またはＡＣコンセントに接続されており、オフラインシステムを利用した電源から直接音声を得ることにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、本発明の電源から直接的に音声を得る方法は、入力音声信号を受け入れる過程（５０２）と、前記入力音声信号を変調する過程（５０８）と、前記変調された入力音声信号を第１，第２の出力巻線を有する隔離型の出力変圧器（５１２）の入力巻線へ加える過程と、入力音声信号の極性を検出する過程（５１２）と、入力音声信号の検出した極性が正の時、第１の出力巻線からの音声信号を正的に整流する過程（５１４，５１６）と、入力音声信号の検出した極性が負の時、第２の出力巻線からの音声信号を負的に整流する過程（５２０，５２２）と、音声スピーカ（５２８）を駆動する正的に及び負的に変調された音声信号をフイルタ／復調器（５２６）にかける過程とからなることを特徴とする。
【００１３】
また、本発明の入力音声信号を増幅するための音声増幅器の構成は、入力音声信号を整流するための全波整流器（５０６，６０６）と、前記整流された音声信号からパルス幅変調信号を得るための変調器（５０８，６０８）と、前記パルス幅変調信号を増幅するための出力増幅段（５１２，６１４）と、前記入力音声信号の極性を検出するための極性検出器（５３２，６３８）と、前記入力音声信号の第１の極性に対応して前記増幅されたパルス幅変調信号を正的に整流するための整流器（５１４，５１６，６１６ａ，６１６ｂ）と、前記入力音声信号の第２の極性に対応して前記増幅されたパルス幅変調信号を負的に整流するための整流器（５２０，５２２，６１８ａ，６１８ｂ）と、出力増幅された音声信号を得るように正的に及び負的に増幅し整流されたパルス幅変調信号を復調するための復調器（５２６）とを具備することを特徴とする。
【００１４】
さらに、本発明の出力音声信号を増幅するための音声増幅器の構成は、入力音声信号を整流するための全波整流器（６０６）と、前記整流された音声信号からパルス幅変調信号を得る復調器（６０８）と、前記パルス幅変調信号を増幅するための出力増幅段（６１４）と、前記入力音声信号の極性を検出する極性検出器（６３８）と、前記増幅されたパルス幅変調信号を正的に整流するための正的な整流器（６１６ａ，６１６ｂ）と、前記パルス幅変調信号を負的に整流するための負的な整流器（６１８ａ，６１８ｂ）と、前記正的に及び負的に増幅されたパルス幅変調信号を復調して出力増幅された音声信号を発生する復調器（６２４）と、前記入力音声信号の第１の極性を検出する前記極性検出器の信号に対応して正的に増幅されたパルス幅変調信号を前記復調器へ加え、かつ前記入力音声信号の第２の極性を検出する極性検出器の信号に対応して負的に増幅されたパルス幅変調信号を前記復調器へ加えるスイツチングネツトワーク（６１６ｃ，６１８ｃ）とを具備することを特徴とする。
【００１５】
【発明の実施の形態】
本発明は電源を利用し出力増幅段を必要としない、オフラインで直接駆動される音声増幅回路に関するものである。可変電圧を得る変調信号を発生するスイツチング出力変圧器から音声スピーカへ全ての電力が直接的に供給されるので、ＡＢ級増幅器またはＤ級増幅器のような従来の伝統的な音声出力段を備えていない。
【００１６】
本発明では入力音声信号が伝統的なフイードバツク信号とともにエラー増幅器へ加えられる。入力音声信号はエラー増幅器の後段で全波整流される。パルス幅変調器は全波整流器からの信号を変調し、変調された信号は高出力のスイツチング回路へ加えられる。高出力のスイツチング回路はパルス幅変調器から隔離された変圧器を有するゲート駆動ユニツトと、スイツチング出力変圧器とからなり、スイツチング出力変圧器は変調された高電圧・低電流の入力を、変調された低電圧・高電流の出力に変換する。音声信号はパルス幅変調されているので、スイツチング出力変圧器の出力信号の極性は決つている。したがつて、極性検出器は入力音声信号のゼロ点（０Ｖ）を決定するのに利用される。パルス変調された音声信号はスイツチング出力変圧器の固有の極性の出力信号を通過させる第１，第２のスイツチに加えられる。次いで、出力信号はローパスフイルタで濾波して変調信号を取り除かれ、スピーカを駆動するに十分な波高値（電圧）を有する音声出力信号になる。
【００１７】
入力信号とフイードバツク回路からの信号とを受ける位相遅れ補償器は、エラー増幅器に結合され、回路の発振を防止する。
【００１８】
この回路は音声出力段を必要とせず、スイツチングゲートの高電圧による非常に効率的なものであり、伝統的なＡＢ級の出力増幅回路の約半額の単価になる。さらに、音声信号がない時パルス幅変調器からのパルスもなく、アイドル電流は流れないからＳＮ比は０である。
【００１９】
さらに、他の実施例の音声増幅駆動回路では、特に低電圧を用いる駆動回路が開示される。音声増幅駆動回路は入力音声信号を整流する全波整流器と、入力音声信号から変調された信号を得るパルス幅変調器と、プツシユプル配置された１対のトランジスタからなる出力増幅段と、スイツチングトランジスタにより出力増幅されたパルス変調信号を受け入れるための入力巻線を有する電圧セツトアツプ・スイツチング出力変圧器とからなる。スイツチング出力変圧器の入力巻線は、入力巻線の他の端子にそれぞれ接続するスイツチングトランジスタにバイアスをかけるための低電源電圧を得る中間タツプを有する。
【００２０】
さらに、音声増幅駆動回路は電力増幅されたパルス幅変調信号を正的に及び負的に整流するための、スイツチング出力変圧器の出力巻線に接続された正的及び負的整流器と、正的に及び負的に整流されたパルス幅変調信号を復調するための復調器と、入力音声信号の正極性を検出する極性検出器の信号に対応して、正的に整流されたパルス幅変調信号を復調器へ加え、かつ入力音声信号の負極性を検出する極性検出器の信号に対応して、負的に整流されたパルス幅変調信号を復調器へ加えるスイツチングネツトワークとを備えている。
【００２１】
他の実施例の音声増幅駆動回路は、特に高出力音声増幅器を用いて多数のスピーカを駆動するのに有益である。この音声増幅器は入力音声信号を整流するための全波整流器と、整流された音声信号からパルス幅変調信号を得るためのパルス幅変調器と、スイツチング出力変圧器の入力巻線を経て正的及び負的電流をそれぞれ得る、プツシユプル結合された２対のトランジスタからなる出力増幅段とからなる。スイツチング出力変圧器の入力端子に電源の正的及び負的レールを同時に加える２対のトランジスタにより、高電流の高出力が得られる。
【００２２】
さらに、高出力音声駆動回路はスイツチング出力変圧器の出力巻線に接続された２対の正的整流器と負的整流器とを備えている。１対の正的／負的整流器は第１のスピーカを駆動するのに用いられ、他の１対の正的／負的整流器は第２のスピーカを駆動するのに用いられる。２対の正的／負的整流器はブリツジモード構成の他の２つのスピーカからなる第３のスピーカを駆動するのにも用いられる。１対の正的／負的整流器はスイツチングネツトワークに結合され、入力音声信号の正極性を検出する極性検出器の信号に対応して、正的に整流されたパルス幅変調信号を復調器へ加え、入力音声信号の負極性を検出する極性検出器の信号に対応して、負的に整流されたパルス幅変調信号を復調器へ加える。他の１対の正的／負的整流器はスイツチングネツトワークに結合され、入力音声信号の正極性を検出する極性検出器の信号に対応して、正的に整流されたパルス幅変調信号を第２の復調器へ加え、入力音声信号の負極性を検出する極性検出器の信号に対応して、負的に整流されたパルス幅変調信号を第２の復調器へ加える。
【００２３】
【実施例】
本発明の特徴は同じ部材を同符号で示す図面を参照して、次の好適な実施例の詳細な説明により明らかにされる。
【００２４】
図１は本発明による新奇な音声駆動回路１０を示すブロツク線図である。端子１２（図３（ａ））で示す入力音声信号は、音声駆動回路１０を経て音声スピーカ１４（図３（ｉ））を駆動するように結合される。入力音声信号はエラー増幅器１６を経て全波整流器１８と極性検出器２０へ入力される。図３（ａ）に示す全波整流器１８の入力信号は、図３（ｂ）に示す波形に整流される。全波整流器１８からの信号はパルス幅変調器２２へ入力され、図３（ｄ）に示す出力を発生し、変圧器２４の入力巻線へ入力される。
【００２５】
変圧器２４は変調器２２からＭＯＳ電界効果トランジスタ３０，３２を隔離する。図２に示す電源の正電圧と負電圧は、図１に示すＭＯＳ電界効果トランジスタ３０，３２の端子３４，３６へ加えられる。ＭＯＳ電界効果トランジスタ３０，３２は変調器２２からのパルス幅変調された信号により、変圧器２４の巻線２６，２８を経てトリガされる。各ＭＯＳ電界効果トランジスタ３０，３２の出力端子３４，３６には高電圧が印加されているので、ＭＯＳ電界効果トランジスタ３０には高電圧の低電流が流れる。ＭＯＳ電界効果トランジスタ３０は導通状態で高周波スイツチ及び内部抵抗として使われるので、スイツチの接触抵抗と等価されるという利点がある。出力損失はＭＯＳ電界効果トランジスタ３０とＯＮでの内部抵抗を流れるＲＭＳ電流に依存するので、内部抵抗がＯＮの状態でＭＯＳ電界効果トランジスタ３０により生ずる損失（ロス）は低電流の故に最小である。正電圧＋１６０ＶがＭＯＳ電界効果トランジスタ３０に接続され、負電圧−１６０ＶがＭＯＳ電界効果トランジスタ３２に接続されるので、ＭＯＳ電界効果トランジスタ３０は正のパルス幅変調信号をスイツチング出力変圧器４０の入力巻線３８へ通し、ＭＯＳ電界効果トランジスタ３２は負のパルス幅変調信号をスイツチング出力変圧器４０の入力巻線３８通す。こうして、ＭＯＳ電界効果トランジスタ３０，３２は第１，第２のパルス幅変調信号の極性により交互にＯＮに切り換わる。
【００２６】
スイツチング出力変圧器４０はエネルギを、インダクタ６２，６６とキヤパシタ６４，６８とからなるフイルタ／復調器へ送る。
【００２７】
正のパルス幅変調信号と負のパルス幅変調信号がスイツチング出力変圧器４０へ加えられるので、ある時期には正のパルス出力がフイルタ／復調器へ送られ、ある時期には負のパルス出力がフイルタ／復調器へ送られることになる。このため、極性検出器２０は導線２１、バツフア２３を経てスイツチ５４，６０へ信号を送る。極性検出器２０はスイツチ５４またはスイツチ６０を経て、スイツチング出力変圧器４０の出力巻線４２の中間タツプ４４へ遮断信号を送る（図３（ｅ），図３（ｆ）の波形を参照）。
【００２８】
フイルタ／復調器はインダクタ６２，６６とキヤパシタ６４，６８とからなる。スイツチ６０がＯＮの時、正のパルスは図３（ｇ）に示すような波形の信号に復調される。スイツチ５４がＯＮの時、負のパルスは図３（ｈ）に示すような波形の信号に復調される。スピーカ１４へ加えられる複合信号は、図３（ｉ）に示される。
【００２９】
図２は電源を示すブロツク線図であり、電源はＭＯＳ電界効果トランジスタ３０，３２とスイツチング出力変圧器４０の入力巻線３８へ接続される。７６で示す線間電圧は電磁干渉フイルタ７８を経てブリツジ整流器８０へ加えられる。ブリツジ整流器８０の端子３４と中間端子３９との間には＋１６０Ｖの電圧が、ブリツジ整流器８０の端子３６と中間端子３９との間には−１６０Ｖの電圧がそれぞれ発生する。
【００３０】
電源回路にオフラインで直接接続する新奇な直接駆動音声装置（ｄｉｒｅｃｔａｕｄｉｏ）には次のような利点がある。第１に音声出力段を必要としない。さらに、ＡＣ電源７６には高電圧が加えられるので高効率が得らえる。第３に完全な音声スピーカ駆動回路の製造単価は、伝統的なＡＢ級の増幅回路の約半額である。図４に示すように、ＡＢ級の２極システムのための１００Ｗの音声増幅器の製造単価は約２６ドルである。２６ドルの内の約１４ドルは増幅器の製造単価であり、約１２ドルは電源回路の製造単価である。電源回路から直接駆動音声を得るための新奇な回路の製造単価は約１４ドルである。こうして、音声スピーカを駆動するための音声信号を発生するのに、本発明の電源回路は非常に優れた利点がある。また、音声信号がない時は、パルス幅変調器２２からの出力もなく、ＭＯＳ電界効果トランジスタ３０，３２は導通しない。したがつて、ＭＯＳ電界効果トランジスタ３０，３２へ電流は流れないのでＳＮ比は０である。従来の増幅器では入力信号がない時でも導通しているので、増幅器により特異なノイズが発生する。
【００３１】
こうして、ＡＣ電源すなわちＡＣコンセントに直接接続する新奇な電源回路が提供され、電源から音声スピーカを直接駆動する音声信号が発生する。ピル出力はスイツチング出力変圧器２４へ直接供給され、スイツチング出力変圧器２４では変調された音声信号が回復（復調）され、復調後の出力はスピーカを駆動する。このような機能は従来のＡＢ級ないしＤ級の音声増幅器の出力音声段にはない。さらに、隔離型の変圧器とスイツチング出力変圧器を利用することにより、スイツチング出力変圧器の巻線比により決定されるＭＯＳ電界効果トランジスタ３０，３２を流れる電流は低くなる。低電流では装置のＯＮでの抵抗による損失は低くなるので、ＭＯＳ電界効果トランジスタ３０，３２は装置を効率的なものにする。こうして、高電圧が加わると低電流になり、スイツチング出力変圧器がその巻線比の故に、低電圧で高電流の出力を発生する。最後に、ＭＯＳ電界効果トランジスタ３０，３２は入力信号がある時にのみ導通するので、信号がない時ＳＮ比は０であり、電流がＭＯＳ電界効果トランジスタを流れないので、出力電流も生じない。
【００３２】
図５は本発明の他の実施例に係る音声増幅器５００を示すブロツク線図である。音声増幅器５００は１２Ｖの車載バツテリ電源に代表的される低電圧電源で使用される。音声増幅器５００は図１に示した音声駆動回路１０と同様のものであり、入力端子５０２と、エラー増幅器５０４と、全波整流器５０６と、パルス幅変調器５０８と、１対のスイツチング電界効果トランジスタ５１０ａ−ｂをプツシユプル配置してなる出力増幅段と、スイツチング出力変圧器５１２と、ダイオード５１４，５１６及びゲート５１８からなる正電圧整流器と、ダイオード５２０，５２２及びゲート５２４からなる負電圧整流器と、ラウドスピーカ５２８に接続されるフイルタ／変調器５２６とから構成される。なお、音声増幅器５００は位相遅れ補償回路５３０と極性検出器５３２とバツフア５３４と電源５３６とを備えている。
【００３３】
音声増幅器５００は図１に示す駆動回路１０と幾つかの点で異なる。第１にスイツチング電界効果トランジスタ５１０ａ−ｂの電源５３６は、スイツチング出力変圧器５１２の入力巻線の中間タツプを経て、スイツチング電界効果トランジスタ５１０ａ−ｂのドレイン端子へ接続される。第２にスイツチング電界効果トランジスタ５１０ａ−ｂのソース端子は接地され、スイツチング電界効果トランジスタ５１０ａ−ｂを動作する負電圧の使用を排除する。音声増幅器５００は特に車載バツテリのような１極電圧で使用する場合に有効である。第３にスイツチング出力変圧器５１２はセツトアツプ変圧器が好ましく、入力巻線に生じる低電圧（例えば１２Ｖ）を増大し、ラウドスピーカ５２８を駆動するに十分大きな電圧を、必要な出力レベルで入力巻線へ供給する。第４にパルス幅変調器５０８からスイツチング電界効果トランジスタ５１０ａ−ｂを隔離するための隔離型の変圧器がないことである。
【００３４】
図６は本発明の他の実施例に係る音声増幅器６００の概略構成を示すブロツク線図である。音声増幅器６００は特に例えばコンサート会場でラウドスピーカを駆動するような高出力で使用するのに有効である。音声増幅器６００は特に左、右及びブリツジモードラウドスピーカのような多角的ラウドスピーカを駆動するのに適している。
【００３５】
音声増幅器６００は図１に示す音声駆動回路１０と同様であり、入力端子６０２と、エラー増幅器６０４と、全波整流器６０６と、パルス幅変調器６０８と、隔離型の変圧器６１０と、プツシユプル配置されたスイツチング電界効果トランジスタ６１２ａ−ｂ，６１２ｃ−ｄからなる出力増幅段と、スイツチング出力変圧器６１４と、ダイオード６１６ａ，６１６ｂ及びゲート６１６ｃからなる第１の正電圧整流器６１６と、ダイオード６１８ａ，６１８ｂ及びゲート６１８ｃからなる第１の負電圧整流器６１８と、ダイオード６２０ａ，６２０ｂ及びゲート６２０ｃからなる第２の正電圧整流器６２０と、ダイオード６２２ａ，６２２ｂ及びゲート６２２ｃからなる第２の負電圧整流器６２２と、ラウドスピーカ６２８，６３０の正端子に接続する第１のフイルタ／復調器６２４と、ラウドスピーカ６３０の負端子とラウドスピーカ６３２の正端子に接続する第２のフイルタ／復調器６２６とからなる。なお、音声増幅器６００は位相遅れ補償ネツトワーク６３６と組み合わされた左右のラウドスピーカの各入力の電圧差を計測するための差動増幅器６３４とを備えている。音声増幅器６００を安定にし、不必要な発振を防止するために、位相遅れ補償ネツトワーク６３６はエラー増幅器６０４を経てフイードバツクするように接続される。また、音声増幅器６００は信号の極性検出器６３８を備えており、極性検出器６３８はバツフア６４０を経てゲート６１６ｃ，６１８ｃを駆動し、また反転バツフア６４２を経てゲート６２０ｃ，６２２ｃを駆動する。
【００３６】
音声増幅器６００は２対のスイツチング電界効果トランジスタ６１２ａ−ｂ，６１２ｃ−ｄを動作するための正電圧と負電圧（例えば＋／−１６０Ｖ）を発生するための電源６４４を備えている。
【００３７】
音声増幅器６００は図１に示す音声駆動回路１０と幾つかの点で異なる。第１に隔離型の変圧器６１０はスイツチング電界効果トランジスタ６１２ａ−ｄの各ゲートに接続する４つの出力巻線を備えている。スイツチング電界効果トランジスタ６１２ａ，６１２ｄはｐチヤンネルの電界効果トランジスタであり、パルス変調信号が正の閾値を超えた時に導通する。スイツチング電界効果トランジスタ６１２ｂ，６１２ｃはｎチヤンネルの電界効果トランジスタであり、パルス変調信号が正の閾値以下の時に導通する。したがつて、スイツチング出力変圧器６１４の入力巻線を横切る電圧差は電源の正と負のレールの総和であり、例えば本実施例の場合３２０Ｖである。大きな電圧がスイツチング出力変圧器６１４の入力巻線に加わるので、潜在的に音声増幅器６００には、より大きな出力増幅が与えられる。
【００３８】
音声増幅器６００はスイツチング出力変圧器６１４の出力巻線にそれぞれ接続する２対の正負の全波整流器６１６，６１８と６２０，６２２を備えている点で音声駆動回路１０と異なる。１対の正負の全波整流器６１６，６１８はゲート６１６ｃ，６１８ｃに対応して、左側ラウドスピーカ６２８を駆動するための入力信号の極性に基づき、パルス変調信号の正と負の整流を行う。１対の正負の全波整流器６２０，６２２はゲート６２０ｃ，６２２ｃに対応して、右側ラウドスピーカ６３２を駆動するための入力信号の極性に基づき、パルス変調信号の正と負の整流を行う。バツフア６４０は反転されず、バツフア６４２は反転されるので、左側の正負の全波整流器６１６，６１８から出力される整流信号は、右側の正負の全波整流器６２０，６２２から出力される整流信号と約１８０゜位相がずれる。これらの整流信号はいずれもブリツジモードラウドスピーカ６３０を駆動する。
【００３９】
なお、音声増幅器６００は音声駆動回路１０と次の点で異なる。位相遅れ補償ネツトワーク６３６は差動増幅器６３４で発生した左と右のスピーカ駆動信号の電圧差に基づき安定性を提供する。位相遅れ補償ネツトワーク６３６は音声駆動回路１０に備えられる増幅器の入力の代わりに、エラー増幅器６０４にフイードバツクする。
【００４０】
各請求項に記載された構造、材料、仕様、全ての手段または機能向上要素と等価物は、他の請求項に記載された要素との組合せによる構造、材料、仕様、機能要素を含むものである。
【００４１】
【発明の効果】
要するに、本発明は入力音声信号を受け入れ、前記入力音声信号を変調し、前記変調された入力音声信号を第１，第２の出力巻線を有する隔離型の出力変圧器の入力巻線へ加え、入力音声信号の極性が正の時、第１の出力巻線からの音声信号を正的に整流し、入力音声信号の極性が負の時、第２の出力巻線からの音声信号を負的に整流し、音声スピーカを駆動する正的に及び負的に変調された音声信号をフイルタ／復調器にかけるものであるから、音声出力段を必要とせず、スイツチングゲートの高電圧による非常に効率的なものであり、伝統的なＡＢ級の出力増幅回路の約半額の単価になる。
【００４２】
音声信号がない時パルス幅変調器からのパルスもなく、アイドル電流は流れないからＳＮ比は０になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る新奇な音声回路を示すブロツク線図である。
【図２】図１の音声回路の一部を構成する電源回路を示すブロツク線図である。
【図３】図１の音声回路の各点の波形を示す波形図である。
【図４】電源から直接的に音声が得られる本発明の音声回路の単価と、従来の典型的な１００Ｗ音声増幅器の単価とを比較して示す線図である。
【図５】本発明の第２実施例に係る音声増幅器の概略を示すブロツク線図である。
【図６】本発明の第３実施例に係る音声増幅器の概略を示すブロツク線図である。
【符号の説明】
１０：音声駆動回路１２：端子１４：音声スピーカ１６：エラー増幅器１８：全波整流器２０：極性検出器２１：導線２２：パルス幅変調器２３：バツフア２４：変圧器２６：入力巻線２８：出力巻線３０：ＭＯＳ電界効果トランジスタ３２：ＭＯＳ電界効果トランジスタ３４：端子３６：端子３８：入力巻線３９：中間端子４０：スイツチング出力変圧器４２：出力巻線４４：中間タツプ４６：端子４８：端子５０：整流器５２：整流器５４：電界効果トランジスタ（スイツチ）５６：整流器５８：整流器６０：電界効果トランジスタ（スイツチ）６２：フイルタ／復調器６４：キヤパシタ６６：フイルタ／復調器６８：キヤパシタ７０：導線７２：導線７４：位相遅れ補償器７６：電源７８：電磁干渉フイルタ８０：ブリツジ整流器５００：音声増幅器５０２：入力端子５０４：エラー増幅器５０６：全波整流器５０８：パルス幅変調器５１０ａ〜５１０ｂ：スイツチング電界効果トランジスタ５１２：スイツチング出力変圧器５１４：整流器５１６：整流器５１８：ゲート５２０：整流器５２２：整流器５２６：フイルタ／変調器５２８：ラウドスピーカ５３０：位相遅れ補償器５３２：極性検出器５３４：バツフア５３６：電源６００：音声増幅器６０２：入力端子６０４：エラー増幅器６０６：全波整流器６０８：パルス幅変調器６１０：隔離型の変圧器６１２ａ〜６１２ｄ：スイツチング電界効果トランジスタ６１４：スイツチング出力変圧器６１６：全波整流器６１６ａ，６１６ｂ：整流器６１６ｃ：ゲート６１８：全波整流器６１８ａ，６１８ｂ：整流器６１８ｃ：ゲート６２０：全波整流器６２０ａ，６２０ｂ：整流器６２０ｃ：ゲート６２２：全波整流器６２２ａ，６２２ｂ：整流器６２２ｃ：ゲート６２４：フイルタ／復調器６２６：フイルタ／復調器６２８：ラウドスピーカ６３０：ラウドスピーカ６３２：ラウドスピーカ６３４：差動増幅器６３６：位相遅れ補償ネツトワーク６３８：極性検出器６４０：バツフア６４２：バツフア６４４：電源

Claims

入力音声信号を増幅する方法であって、
前記入力音声信号を整流することと、
前記整流された音声信号からパルス幅変調信号を生成することと、
前記パルス幅変調信号を電力増幅することと、
前記入力音声信号が第１の極性である場合のみ、前記増幅されたパルス幅変調信号を正に整流することと、
前記入力音声信号の極性が第２の極性である場合のみ、前記増幅されたパルス幅変調信号を負に整流することと、
前記正に整流された増幅されたパルス幅変調信号および前記負に整流された増幅されたパルス幅変調信号を復調して、電力増幅された入力音声信号を生成することと、
前記入力音声信号の極性が正の場合には、第２の正に整流された増幅されたパルス幅変調信号を形成するために、前記増幅されたパルス幅変調信号を負に整流することと、
前記入力音声信号の極性が負の場合には、第２の負に整流された増幅されたパルス幅変調信号を形成するために、前記増幅されたパルス幅変調信号を正に整流することと、
前記第２の正に整流された増幅されたパルス幅変調信号および前記第２の負に整流された増幅されたパルス幅変調信号を復調して、第２の電力増幅された入力音声信号を生成することと
を包含する、方法。
前記入力音声信号の前記極性を検出するステップをさらに含む、請求項１に記載の方法。
前記電力増幅するステップは、
入力巻線と出力巻線とを有するスイッチング電力変圧器を提供するステップと、
前記パルス幅変調信号に応答して、前記スイッチング変圧器の前記入力巻線を通る正および負の電流を生成するために、電源電圧を前記スイッチング変圧器に結合するために一対のトランジスタを使用するステップと
を包含する、請求項１に記載の方法。
前記スイッチング変圧器は電圧昇圧変換器である、請求項３に記載の方法。
前記電力増幅するステップは、
入力巻線と出力巻線とを有するスイッチング電力変圧器を提供するステップと、
前記パルス幅変調信号の第１の極性に応答して、前記スイッチング変圧器の前記入力巻線を通る正の電流を生成するために、正の電源電圧を前記スイッチング変圧器に結合するために第１の対のトランジスタを使用するステップと、
前記パルス幅変調信号の第２の極性に応答して、前記スイッチング変圧器の前記入力巻線を通る負の電流を生成するために、負の電源電圧を前記スイッチング変圧器に結合するために第２の対のトランジスタを使用するステップと
を包含する、請求項１に記載の方法。
絶縁変圧器を提供するステップをさらに含み、前記絶縁変圧器は、前記パルス幅変調信号を受信する入力巻線と、前記第１の対のトランジスタと前記第２の対のトランジスタとに、スイッチング動作を行わせるように前記第１の対のトランジスタと前記第２の対のトランジスタとにそれぞれ結合された出力巻線とを有する、請求項５に記載の方法。
第１のスピーカを駆動するために前記第１の電力増幅された音声信号を使用するステップと、
第２のスピーカを駆動するために前記第２の電力増幅された音声信号を使用するステップと
をさらに含む、請求項１に記載の方法。
第３のスピーカを駆動するために、前記第１の増幅された音声信号および前記第２の増幅された音声信号を使用するステップをさらに含む、請求項７に記載の方法。
入力音声信号を増幅する音声増幅器であって、
前記入力音声信号を整流する入力整流器と、
前記整流された音声信号からパルス幅変調信号を生成する変調器と、
前記パルス幅変調信号を増幅する電力増幅段と、
前記入力音声信号の極性を検出する信号極性検出器と、
前記信号極性検出器が前記入力音声信号の第１の極性を感知することに応答して、前記増幅されたパルス幅変調信号を正に整流する正の整流器と、
前記信号極性検出器が前記入力音声信号の第２の極性を感知することに応答して、前記増幅されたパルス幅変調信号を負に整流する負の整流器と、
前記正に整流された増幅されたパルス幅変調信号および前記負に整流された増幅されたパルス幅変調信号を復調して、前記正に整流された増幅されたパルス幅変調信号および前記負に整流された増幅されたパルス幅変調信号から電力増幅された音声信号を生成する第１の復調器と、
前記信号極性検出器が前記入力音声信号の正の極性を感知することに応答して、第２の負に整流された増幅されたパルス幅変調信号を形成するために、前記増幅されたパルス幅変調信号を整流する第２の負の整流器と、
前記信号極性検出器が前記入力音声信号の負の極性を感知することに応答して、第２の正に整流された増幅されたパルス幅変調信号を形成するために、前記増幅されたパルス幅変調信号を整流する第２の正の整流器と、
前記第２の正に整流された増幅されたパルス幅変調信号および前記第２の負に整流された増幅されたパルス幅変調信号を復調して、第２の電力増幅された入力音声信号を生成する第２の復調器と
を備えた、音声増幅器。
前記電力増幅段は、
入力巻線と出力巻線とを有するスイッチング電力変圧器と、
前記パルス幅変調信号に応答して、前記スイッチング変圧器の前記入力巻線を通る正および負の電流を生成するために、電源電圧を前記スイッチング変圧器に結合する一対のトランジスタと
を備えている、請求項９に記載の音声増幅器。
前記一対のトランジスタのうちの１つのトランジスタは、前記正の電流を生成するために、正の電源電圧を前記スイッチング変圧器の前記入力巻線に結合するように構成され、前記一対のトランジスタのうちの別のトランジスタは、前記負の電流を生成するために、負の電源電圧を前記スイッチング変圧器の前記入力巻線に結合するように構成されている、請求項１０に記載の音声増幅器。
前記電力増幅段は、
入力巻線と出力巻線とを有するスイッチング電力変圧器と、
前記パルス幅変調信号の第１の極性に応答して、前記スイッチング変圧器の前記入力巻線を通る正の電流を生成するために、正の電源電圧を前記スイッチング変圧器に結合する第１の対のトランジスタと、
前記パルス幅変調信号の第２の極性に応答して、前記スイッチング変圧器の前記入力巻線を通る負の電流を生成するために、負の電源電圧を前記スイッチング変圧器に結合する第２の対のトランジスタと
を備えている、請求項９に記載の音声増幅器。
絶縁変圧器をさらに備え、前記絶縁変圧器は、前記パルス幅変調信号を受信する入力巻線と、前記第１の対のトランジスタと前記第２の対のトランジスタとに、スイッチング動作を行わせるように前記第１の対のトランジスタと前記第２の対のトランジスタとにそれぞれ結合された出力巻線とを有する、請求項１２に記載の音声増幅器。
前記第１の復調器に結合された第１のスピーカと、
前記第２の復調器に結合された第２のスピーカと
をさらに含む、請求項９に記載の音声増幅器。
前記第１の復調器および前記第２の復調器に結合された第３のスピーカをさらに含む、請求項１４に記載の音声増幅器。