JP4900944B2 - Power conversion device and semiconductor device for power conversion - Google Patents

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Description

本発明は、交流電源と誘導性負荷の間で直列に接続配置され、誘導性負荷に供給される電流波形を制御する電力変換装置に関し、とくに交流発電機あるいは交流電動機などを含む交流回路に流れる電流を制御する際のスイッチング損失を低減した電力変換装置に関する。   The present invention relates to a power conversion device that is connected in series between an AC power source and an inductive load and controls a current waveform supplied to the inductive load, and particularly flows in an AC circuit including an AC generator or an AC motor. The present invention relates to a power conversion device that reduces switching loss when controlling current.

複数の半導体スイッチング素子をオンオフ制御することにより電力の変換を行う電力変換装置は、従来から広く知られている。
図７は、従来のＰＷＭ制御を行うための電力変換装置を示す図である。ここでは、交流発電機１００からの電源電圧は、４個の逆導通半導体スイッチ２０１〜２０４で構成されたブリッジ回路２００によって制御される。このブリッジ回路２００は、負荷回路３００に所定の大きさで電源供給を行うハードスイッチング回路を構成している。また、逆導通半導体スイッチ２０１〜２０４は、それぞれ逆並列に接続されたフリーホイールダイオード（ＦＷＤ）を備えていて、逆方向の電流を導通させるように構成されている。 2. Description of the Related Art Conventionally, a power conversion device that performs power conversion by controlling on / off of a plurality of semiconductor switching elements has been widely known.
FIG. 7 is a diagram showing a power converter for performing conventional PWM control. Here, the power supply voltage from the AC generator 100 is controlled by a bridge circuit 200 including four reverse conducting semiconductor switches 201-204. The bridge circuit 200 constitutes a hard switching circuit that supplies power to the load circuit 300 with a predetermined size. Each of the reverse conducting semiconductor switches 201 to 204 includes a free wheel diode (FWD) connected in antiparallel, and is configured to conduct a current in the reverse direction.

こうした交流回路においては、負荷回路３００内のリアクタンスだけでなく、電源との間の配線に含まれるインダクタンス成分、あるいは交流発電機１００の内部に存在するインダクタンス成分により、リアクタンス電圧が発生する。そして、リアクタンス電圧の損失により負荷電流の力率が低下すると、負荷回路３００での電流減少や位相遅れが生じる。   In such an AC circuit, a reactance voltage is generated not only by the reactance in the load circuit 300 but also by an inductance component included in the wiring with the power supply or an inductance component present in the AC generator 100. When the power factor of the load current decreases due to the loss of the reactance voltage, a current decrease or a phase delay occurs in the load circuit 300.

低力率の交流回路では、こうした負荷回路３００で消費される電力や交流発電機１００から得られる電力が減少するという問題を回避するため、磁気エネルギー回生回路によって力率を改善するようにしていた。磁気エネルギー回生回路では、インダクタンスに蓄えられた磁気エネルギーを蓄積回生することでリアクタンス電圧の損失を補償することができるからである。   In an AC circuit with a low power factor, the power factor is improved by a magnetic energy regeneration circuit in order to avoid such a problem that the power consumed by the load circuit 300 and the power obtained from the AC generator 100 are reduced. . This is because the magnetic energy regeneration circuit can compensate for the loss of the reactance voltage by accumulating and regenerating the magnetic energy stored in the inductance.

たとえば特許文献１には、負荷電流を遮断した場合の回路に残っている磁気エネルギーをブリッジ回路内に設けられた蓄積コンデンサに蓄え、次回のオン時にそのエネルギーを負荷に放電して電流を急速に上昇させる無損失な「電流順逆両方向スナバーエネルギー回生方式スイッチ」の発明が開示されている。   For example, in Patent Document 1, the magnetic energy remaining in the circuit when the load current is interrupted is stored in a storage capacitor provided in the bridge circuit, and the current is rapidly discharged by discharging the energy to the load at the next turn-on. An invention of a lossless “current forward / reverse bidirectional snubber energy regenerative switch” to be raised is disclosed.

一方、電力変換装置の変換効率を向上させるためには、電力変換装置に用いられるスイッチング素子に低オン電圧の半導体装置を用いて導通損失を減らすとともに、高速スイッチング特性を持つスイッチング素子により、さらに導通損失を減らす必要がある。そのため、低オン電圧特性や高速スイッチング特性だけでなく、さらには高い負荷が加わっても破壊しないという負荷短絡耐量特性という、それぞれがトレードオフ関係にある特性を同時に改善する半導体装置の開発が行われてきた（たとえば、特許文献２、あるいは３参照）。
特開２０００−３５８３５９号公報（段落番号［００１１］〜［００１６］、および図２） 特開２００６−２２８９６１号公報（段落番号［００１２］〜［００２０］、および図１） 特開２００６−５９８７６号公報（段落番号［００４３］〜［００５１］、および図１〜図４） On the other hand, in order to improve the conversion efficiency of the power conversion device, a low on-voltage semiconductor device is used as a switching element used in the power conversion device to reduce conduction loss. There is a need to reduce losses. For this reason, semiconductor devices have been developed that simultaneously improve not only low on-voltage characteristics and high-speed switching characteristics, but also load short-circuit withstand characteristics that do not break even when high loads are applied. (For example, see Patent Document 2 or 3).
JP 2000-358359 A (paragraph numbers [0011] to [0016] and FIG. 2) JP 2006-228961 A (paragraph numbers [0012] to [0020] and FIG. 1) JP 2006-59876 A (paragraph numbers [0043] to [0051] and FIGS. 1 to 4)

従来の磁気エネルギー回生回路では、スイッチング素子としてＰＷＭ制御を行う電力変換装置等に使用されているものと同一の半導体装置が使用されていた。すなわち、こうした半導体装置として低オン電圧特性、高速スイッチング特性、および負荷短絡耐量特性を備えたものが選択されていた。たとえば上述した特許文献２、あるいは３に開示されているような絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Insulated Gate Bipolar Transistor：ＩＧＢＴ）を低オン電圧のスイッチング素子として製造するには、そのコレクタ側から少数キャリアを高注入する必要がある。   In the conventional magnetic energy regeneration circuit, the same semiconductor device as that used in a power conversion device or the like that performs PWM control is used as a switching element. That is, such a semiconductor device having a low on-voltage characteristic, a high-speed switching characteristic, and a load short-circuit withstand characteristic has been selected. For example, in order to manufacture an insulated gate bipolar transistor (IGBT) as disclosed in Patent Document 2 or 3 described above as a switching element having a low on-voltage, a high number of minority carriers are injected from the collector side. There is a need to.

ところが、こうしたＩＧＢＴでは高濃度キャリアのためにターンオフ損失が増加するという問題があって、低オン電圧特性、高速スイッチング特性、負荷短絡耐量特性がそれぞれトレードオフ関係となるため、すべての特性を同時に改善したスイッチング素子としてＩＧＢＴを製造することが困難であった。そのため、従来から電力変換装置に用いられる電力変換用の半導体装置では低オン電圧化が図られておらず、半導体装置によるエネルギー変換効率を十分に向上させることができないという問題があった。   However, with such IGBTs, there is a problem that turn-off loss increases due to high-concentration carriers, and low on-voltage characteristics, high-speed switching characteristics, and load short-circuit withstand characteristics have trade-off relationships, so all characteristics are improved simultaneously. It was difficult to manufacture an IGBT as a switching element. For this reason, conventionally, a semiconductor device for power conversion used in a power conversion device has not been able to reduce the on-voltage, and there has been a problem that the energy conversion efficiency of the semiconductor device cannot be sufficiently improved.

しかも、磁気エネルギー回生回路ではスイッチング素子を直列に接続することにより電力変換装置が構成されており、電流が通過するスイッチング素子数が増え、全電流がスイッチング素子に流れる。そのため、磁気エネルギー回生回路での導通損失が増加するという問題もあった。   Moreover, in the magnetic energy regeneration circuit, a power conversion device is configured by connecting switching elements in series, the number of switching elements through which current passes increases, and the entire current flows through the switching elements. Therefore, there is a problem that conduction loss in the magnetic energy regeneration circuit increases.

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、磁気エネルギー回生回路により磁気エネルギーを蓄積・回生する際の導通損失を減らして、電力変換の効率向上が可能な電力変換装置を提供することを目的とする。   The present invention has been made in view of the above points, and provides a power conversion device capable of improving the efficiency of power conversion by reducing conduction loss when magnetic energy is stored and regenerated by a magnetic energy regeneration circuit. For the purpose.

また、本発明の別の目的は、そのような電力変換装置に用いられる電力変換用の半導体装置を提供することである。   Another object of the present invention is to provide a semiconductor device for power conversion used in such a power conversion device.

本発明では、上記問題を解決するために、交流電源と誘導性負荷の間で直列に接続配置され、前記誘導性負荷に供給される電流波形を制御する電力変換装置において、４個の逆導通半導体スイッチで構成されたブリッジ回路、および前記ブリッジ回路の直流端子間に接続されたコンデンサを有する磁気エネルギー回生回路と、前記磁気エネルギー回生回路を前記交流電源もしくは前記誘導性負荷に同期する周波数でオンオフ制御を行うように、前記逆導通半導体スイッチの各ゲートに制御信号を出力する制御回路と、を備え、前記逆導通半導体スイッチは、そのオン電圧が１．５Ｖ以下であって、かつコレクタ領域の不純物濃度が５×１０ 16 ｃｍ -3 に設計された絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）によってソフトスイッチングを行うように構成されていることを特徴とする電力変換装置が提供される。
In the present invention, in order to solve the above problem, in the power conversion device that is connected in series between the AC power source and the inductive load and controls the current waveform supplied to the inductive load, four reverse conductions are provided. A magnetic energy regenerative circuit having a bridge circuit composed of semiconductor switches and a capacitor connected between the DC terminals of the bridge circuit, and turning on and off the magnetic energy regenerative circuit at a frequency synchronized with the AC power supply or the inductive load A control circuit that outputs a control signal to each gate of the reverse conducting semiconductor switch so as to perform control, and the reverse conducting semiconductor switch has an ON voltage of 1.5 V or less and has a collector region impurity concentration of 5 × 10 16 cm -3 insulated gate bipolar transistor designed soft switching by (IGBT) Power conversion apparatus characterized by being configured to Migihitsuji is provided.

この電力変換装置では、磁気エネルギー回生回路において、逆導通半導体スイッチがオフ時に誘導性負荷、もしくは交流電源である発電機などに蓄えられた磁気エネルギーが蓄積・回生される。そして、この磁気エネルギー回生回路に低オン電圧化を実現した半導体装置を用いることで、その導通損失を低減することができる。   In this power converter, magnetic energy stored in an inductive load or a generator that is an AC power source is stored and regenerated when the reverse conducting semiconductor switch is turned off in the magnetic energy regeneration circuit. By using a semiconductor device that realizes a low on-voltage for the magnetic energy regeneration circuit, the conduction loss can be reduced.

また、こうした電力変換装置に用いられる電力変換用の半導体装置において、ゲート・エミッタ間の電圧（Ｖｇｅ）で駆動され、入力信号によってオンオフ制御ができる自己消弧形の逆導通半導体スイッチであって、コレクタ領域の不純物濃度が５×１０16ｃｍ-3以上の半導体層によって構成されていることを特徴とする電力変換用の半導体装置が提供される。 Further, in a power conversion semiconductor device used in such a power conversion device, a self-extinguishing reverse conduction semiconductor switch that is driven by a gate-emitter voltage (Vge) and can be turned on / off by an input signal, There is provided a semiconductor device for power conversion, characterized in that the collector region is constituted by a semiconductor layer having an impurity concentration of 5 × 10 16 cm −3 or more.

この半導体装置では、そのコレクタ領域の不純物濃度を少なくとも５×１０16ｃｍ-3まで高くすることによって、スイッチング損失は増加するがオン電圧を１．９Ｖ以下にまで低下できる。 In this semiconductor device, when the impurity concentration in the collector region is increased to at least 5 × 10 16 cm −3 , the switching loss increases, but the on-voltage can be decreased to 1.9 V or less.

本発明によれば、電力変換の効率向上が可能な電力変換装置、およびそのような電力変換装置に用いて好適な電力変換用の半導体装置を提供できる。   ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the power converter device which can improve the efficiency of power conversion and the semiconductor device for power conversion suitable for such a power converter device can be provided.

以下、図面を参照してこの発明の実施の形態について説明する。図１は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置を示す図である。
この図１の電力変換装置は、磁気エネルギー回生回路１０と制御回路２０とから構成され、磁気エネルギー回生回路１０が交流電源３０と誘導性の負荷４０の間で直列に接続配置され、負荷４０に供給される電流波形を制御するものである。磁気エネルギー回生回路１０は、４個の逆導通半導体スイッチ１１〜１４で構成されたブリッジ回路、およびブリッジ回路の直流端子間に接続されたコンデンサ１５を有する。４個の逆導通半導体スイッチ１１〜１４には、それぞれ逆方向の電流を導通させるためにフリーホイールダイオード（ＦＷＤ）が逆並列に接続されている。制御回路２０は、各逆導通半導体スイッチ１１〜１４の各ゲートＧ１〜Ｇ４を制御するためのスイッチング信号Ｓ１〜Ｓ４を出力するものであって、磁気エネルギー回生回路１０を誘導性の負荷４０に同期する周波数でオンオフ制御を行うように構成されている。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a diagram showing a power conversion device according to an embodiment of the present invention.
1 includes a magnetic energy regeneration circuit 10 and a control circuit 20, and the magnetic energy regeneration circuit 10 is connected in series between an AC power supply 30 and an inductive load 40. The current waveform to be supplied is controlled. The magnetic energy regeneration circuit 10 has a bridge circuit composed of four reverse conducting semiconductor switches 11 to 14 and a capacitor 15 connected between the DC terminals of the bridge circuit. A free wheel diode (FWD) is connected to the four reverse conducting semiconductor switches 11 to 14 in antiparallel in order to conduct a current in the reverse direction. The control circuit 20 outputs switching signals S1 to S4 for controlling the gates G1 to G4 of the reverse conducting semiconductor switches 11 to 14, and synchronizes the magnetic energy regeneration circuit 10 with the inductive load 40. ON / OFF control is performed at a frequency to be controlled.

なお、交流電源３０が交流発電機であれば、ここからの周波数信号を制御回路２０に出力して、磁気エネルギー回生回路１０をオンオフ制御することができる。
つぎに、磁気エネルギー回生回路１０の動作について説明する。 In addition, if the alternating current power supply 30 is an alternating current generator, the frequency signal from here can be output to the control circuit 20, and the magnetic energy regeneration circuit 10 can be controlled on / off.
Next, the operation of the magnetic energy regeneration circuit 10 will be described.

図２は、磁気エネルギー回生回路のスイッチングパターンを示す図である。同図（ａ）には、誘導性の負荷４０における電圧波形（電源電圧Ｅ）を示している。また、同図（ｂ）、（ｃ）には、それぞれスイッチング信号Ｓ１，Ｓ３とスイッチング信号Ｓ２，Ｓ４を示している。   FIG. 2 is a diagram illustrating a switching pattern of the magnetic energy regeneration circuit. FIG. 4A shows a voltage waveform (power supply voltage E) in the inductive load 40. FIGS. 5B and 5C show switching signals S1 and S3 and switching signals S2 and S4, respectively.

制御回路２０では、ブリッジ回路を構成する４個の逆導通半導体スイッチ１１〜１４のゲートＧ１〜Ｇ４に対して、対角線上に位置するペアの逆導通半導体スイッチ１１，１３と１２，１４を電源電圧Ｅと同一周期でそれぞれ交互にオンするように、スイッチング信号Ｓ１，Ｓ３とスイッチング信号Ｓ２，Ｓ４がそれぞれ供給されている。   In the control circuit 20, the pair of reverse conducting semiconductor switches 11, 13, 12, and 14 located on the diagonal line is connected to the power supply voltage with respect to the gates G 1 to G 4 of the four reverse conducting semiconductor switches 11 to 14 constituting the bridge circuit. Switching signals S1, S3 and switching signals S2, S4 are respectively supplied so as to be alternately turned on in the same cycle as E.

ここで、進み角αは電源電圧Ｅとスイッチング信号Ｓ１，Ｓ３との位相差である。逆導通半導体スイッチ１１，１３は、電源電圧Ｅの位相に対して基本的に進み角α（＝９０°）のタイミングでオンする。ただし、この進み角αは誘導性の負荷４０の回路定数と磁気エネルギー回生回路１０内のコンデンサ１５の大きさに応じて、０〜１８０°の範囲で調整する必要がある。   Here, the advance angle α is a phase difference between the power supply voltage E and the switching signals S1 and S3. The reverse conducting semiconductor switches 11 and 13 are basically turned on at the timing of the advance angle α (= 90 °) with respect to the phase of the power supply voltage E. However, the advance angle α needs to be adjusted in a range of 0 to 180 ° according to the circuit constant of the inductive load 40 and the size of the capacitor 15 in the magnetic energy regeneration circuit 10.

磁気エネルギー回生回路１０内のコンデンサ１５には、電源電圧Ｅの半周期分のインダクタンスエネルギーだけが蓄えられる。そのため、従来の電力変換装置で用いられている平滑コンデンサに比べて、磁気エネルギー回生回路１０内のコンデンサ１５には小さなコンデンサ容量のものを用いればよい。また、アーム短絡時にコンデンサ１５に蓄積していた全エネルギーが逆導通半導体スイッチ１１〜１４に流れるが、その蓄積エネルギーが少ない。したがって、逆導通半導体スイッチ１１〜１４には負荷短絡耐量が小さいものを使用できる。   Only the inductance energy corresponding to a half cycle of the power supply voltage E is stored in the capacitor 15 in the magnetic energy regeneration circuit 10. Therefore, it is sufficient to use a capacitor having a small capacitor capacity for the capacitor 15 in the magnetic energy regeneration circuit 10 as compared with the smoothing capacitor used in the conventional power converter. Further, all the energy stored in the capacitor 15 when the arm is short-circuited flows to the reverse conducting semiconductor switches 11 to 14, but the stored energy is small. Therefore, the reverse conducting semiconductor switches 11 to 14 having a small load short-circuit resistance can be used.

つぎに、逆導通半導体スイッチ１１〜１４として、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（以下、単にＩＧＢＴという。）を用いた場合の、上述した構成の電力変換装置の作用効果について説明する。   Next, the effect of the power conversion device having the above-described configuration when an insulated gate bipolar transistor (hereinafter simply referred to as IGBT) is used as the reverse conducting semiconductor switches 11 to 14 will be described.

図３は、磁気エネルギー回生回路１０を構成する一つのＩＧＢＴのターンオフ波形を示す図、図４は、磁気エネルギー回生回路１０と従来のハードスイッチング回路（図７）を構成するＩＧＢＴのターンオフ軌跡を比較して示す図である。   FIG. 3 is a view showing a turn-off waveform of one IGBT constituting the magnetic energy regeneration circuit 10, and FIG. 4 is a comparison of turn-off trajectories of the IGBT constituting the magnetic energy regeneration circuit 10 and the conventional hard switching circuit (FIG. 7). It is a figure shown.

図３では、ターンオフ時に一つのＩＧＢＴのコレクタ電流Ｉｃが遮断されると、そのコレクタ・エミッタ間のＶｃｅ電圧波形がゆっくりと変化する状態を示している。磁気エネルギー回生回路１０でのＩＧＢＴのターンオフ時には、この図３に示すように、Ｖｃｅ電圧は急激に上昇しない。ＩＧＢＴのＶｃｅ電圧は、磁気エネルギー回生回路内部のコンデンサ１５に等しい電圧となるからである。   FIG. 3 shows a state in which the collector-emitter Vce voltage waveform slowly changes when the collector current Ic of one IGBT is cut off at the time of turn-off. When the IGBT is turned off in the magnetic energy regeneration circuit 10, the Vce voltage does not rise rapidly as shown in FIG. This is because the IGBT's Vce voltage is equal to the capacitor 15 in the magnetic energy regeneration circuit.

したがって、磁気エネルギー回生回路１０内部のコンデンサ１５に適切な静電容量値のものを使用すると、ＩＧＢＴはソフトスイッチング動作を行い、ターンオフ時に高電圧が発生しない。   Therefore, when a capacitor 15 having an appropriate capacitance value is used as the capacitor 15 in the magnetic energy regeneration circuit 10, the IGBT performs a soft switching operation, and no high voltage is generated at the time of turn-off.

一方、図７に示したハードスイッチング回路を構成するＩＧＢＴでは、ターンオフ時に電流の急激な変化により配線インダクタンスなどでサージ電圧が誘起される。このときのターンオフ動作軌跡は図４（ｂ）に示すようになる。すなわち、ハードスイッチング回路では広い半導体素子の逆バイアス安全動作領域（Reverse bias Safety Operating Area：以下、ＲＢＳＯＡ領域という。）を持つＩＧＢＴが必要となる。   On the other hand, in the IGBT constituting the hard switching circuit shown in FIG. 7, a surge voltage is induced by wiring inductance or the like due to a sudden change in current at the time of turn-off. The turn-off operation locus at this time is as shown in FIG. That is, in a hard switching circuit, an IGBT having a wide reverse bias safety operating area (hereinafter referred to as RBSOA area) of a semiconductor element is required.

このように、ハードスイッチング回路ではターンオフ時にＩｃが大きく減少し始める前にＶｃｅ電圧が急減に上昇しているが、磁気エネルギー回生回路１０では、コレクタ電流Ｉｃが減少し始めると同時にコンデンサ１５の充電が開始され、コンデンサ電圧とともにＶｃｅ電圧が上昇する。このとき、コンデンサ電圧は磁気エネルギー回生回路１０のインダクタンス成分とコンデンサ１５の容量値とで決まる時定数で上昇するため、Ｖｃｅ電圧はハードスイッチング回路に比べ緩やかに上昇する。したがって、磁気エネルギー回生回路１０でのターンオフ軌跡は図４（ａ）に示すようになり、広いＲＢＳＯＡが必要ないＩＧＢＴの設計が可能となる。   As described above, in the hard switching circuit, the Vce voltage suddenly increases before Ic starts to decrease greatly at the time of turn-off. In the magnetic energy regeneration circuit 10, the collector current Ic starts to decrease and at the same time, the capacitor 15 is charged. The Vce voltage rises with the capacitor voltage. At this time, since the capacitor voltage rises with a time constant determined by the inductance component of the magnetic energy regeneration circuit 10 and the capacitance value of the capacitor 15, the Vce voltage rises more slowly than the hard switching circuit. Therefore, the turn-off locus in the magnetic energy regeneration circuit 10 is as shown in FIG. 4A, and it is possible to design an IGBT that does not require a wide RBSOA.

以上に説明したように、本発明の電力変換装置では、スイッチング信号Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング周波数が図７に示すようなＰＷＭ制御等を行う電力変換装置等でのスイッチング周波数（数ｋＨｚ）に比べて極めて低周波（数１０Ｈｚ）で動作する。そのため、磁気エネルギー回生回路１０に適用される逆導通半導体スイッチ１１〜１４には、高速スイッチング特性を必要とせず、少なくとも１．９Ｖ程度の低オン電圧化だけが要求されることになる。   As described above, in the power conversion device of the present invention, the switching frequency of the switching signals S1 to S4 is compared with the switching frequency (several kHz) in the power conversion device that performs PWM control or the like as shown in FIG. It operates at a very low frequency (several tens of Hz). For this reason, the reverse conducting semiconductor switches 11 to 14 applied to the magnetic energy regeneration circuit 10 do not require high-speed switching characteristics, and only a low on-state voltage of about 1.9 V is required.

したがって、電力変換装置に磁気エネルギー回生回路１０を用いることによって、ＰＷＭ制御の電力変換装置とは異なり、ＩＧＢＴにおけるトレードオフ関係の制約から解放され、低オン電圧・低速スイッチングのＩＧＢＴを用いることで、電力変換装置の変換効率を高めることができる。また、磁気エネルギー回生回路１０のスイッチング周波数は、ＰＷＭ整流器などの数ｋＨｚよりも極端に低い、たとえば数１０Ｈｚ程度であるから、１パルスあたりのスイッチング損失が増加したとしても、電力変換装置全体でのスイッチング損失を大幅に低減できる。   Therefore, by using the magnetic energy regeneration circuit 10 for the power conversion device, unlike the PWM control power conversion device, it is freed from the restrictions of the trade-off relationship in the IGBT, and by using the IGBT of low on-voltage / low speed switching, The conversion efficiency of the power conversion device can be increased. Further, since the switching frequency of the magnetic energy regeneration circuit 10 is extremely lower than several kHz such as a PWM rectifier, for example, about several tens Hz, even if the switching loss per pulse increases, Switching loss can be greatly reduced.

つぎに、電力変換装置に用いられる電力変換用のＩＧＢＴとして好適なトレンチゲート型ＦＳ−ＩＧＢＴについて説明する。
図５は、トレンチゲート型ＦＳ−ＩＧＢＴの断面構造を示す図である。 Next, a trench gate type FS-IGBT suitable as an IGBT for power conversion used in a power converter will be described.
FIG. 5 is a diagram showing a cross-sectional structure of a trench gate type FS-IGBT.

図５（ａ）に示すように、トレンチゲート型ＦＳ−ＩＧＢＴでは、ｎ-ドリフト層５１の表面側には、ｐベース領域５２を貫通するトレンチ５３が設けられている。ゲート電極は、トレンチ５３内にゲート酸化膜を介して設けられている。 As shown in FIG. 5A, in the trench gate type FS-IGBT, a trench 53 penetrating the p base region 52 is provided on the surface side of the n − drift layer 51. The gate electrode is provided in the trench 53 via a gate oxide film.

ｎ+エミッタ領域５４は、ｐベース領域５２内にトレンチ５３と接して設けられている。エミッタ電極５５は、ｐベース領域５２およびｎ+エミッタ領域５４に接触し、かつ層間絶縁膜５６によりトレンチ５３内のゲート電極から絶縁されている。 The n + emitter region 54 is provided in contact with the trench 53 in the p base region 52. Emitter electrode 55 is in contact with p base region 52 and n + emitter region 54, and is insulated from the gate electrode in trench 53 by interlayer insulating film 56.

ｎ-ドリフト層５１の裏面側には、ホールの注入層となるｐ+コレクタ層５７が設けられている。また、ｎ+フィールドストップ層５８が、ｐ+コレクタ層５７とｎ-ドリフト層５１との間に設けられている。 On the back surface side of the n − drift layer 51, a p + collector layer 57 serving as a hole injection layer is provided. An n + field stop layer 58 is provided between the p + collector layer 57 and the n − drift layer 51.

図５（ｂ）には、トレンチゲート型ＦＳ−ＩＧＢＴのエミッタ電極を間引きした断面構造を示している。基板の表面側ではトレンチ５３からゲート端子Ｇが、エミッタ電極５５からエミッタ端子Ｅがそれぞれ引き出され、その裏面側のコレクタ電極５９からコレクタ端子Ｃが引き出されている。   FIG. 5B shows a cross-sectional structure in which the emitter electrode of the trench gate type FS-IGBT is thinned out. On the front side of the substrate, a gate terminal G is drawn out from the trench 53, an emitter terminal E is drawn out from the emitter electrode 55, and a collector terminal C is drawn out from the collector electrode 59 on the back side thereof.

こうしたＩＧＢＴは、具体的には以下のような手順で製造される。
最初に、基板裏面からｐ+コレクタ層５７の不純物を活性化する。つぎに、レーザアニール法によって熱処理を行って、ｐ+コレクタ層５７の不純物濃度を従来の値（１×１０16ｃｍ-3）以上の大きさ、たとえば５×１０16ｃｍ-3にまで高める。これによって、少数キャリア注入効率を上げることができる。ｐ+コレクタ層５７の不純物濃度を高くすると、電流の遮断能力が徐々に低下する。よって、広いＲＢＳＯＡが必要ではないとはいえ、実用上は定格電流の３倍程度の電流遮断能力が必要となる。あるいは、ｐ+コレクタ層５７の不純物濃度の上限を実用的な濃度である１×１０19ｃｍ-3として設計するとよい。 Specifically, such an IGBT is manufactured by the following procedure.
First, impurities in the p + collector layer 57 are activated from the back surface of the substrate. Next, heat treatment is performed by a laser annealing method, and the impurity concentration of the p + collector layer 57 is increased to a value higher than the conventional value (1 × 10 16 cm −3 ), for example, 5 × 10 16 cm −3 . Thereby, minority carrier injection efficiency can be increased. When the impurity concentration of the p + collector layer 57 is increased, the current blocking capability gradually decreases. Therefore, although a wide RBSOA is not necessary, a current interruption capability of about three times the rated current is required in practice. Alternatively, the upper limit of the impurity concentration of the p + collector layer 57 may be designed as a practical concentration of 1 × 10 19 cm −3 .

こうして、ＩＧＢＴのオン電圧Ｖｃｅが１．５Ｖ程度まで低減でき、そのバイポーラ特性の強化を図ることができる。この場合、ｐ+コレクタ層５７の不純物濃度をｎ-ドリフト層５１の不純物濃度より高くするだけであっても、オン電圧Ｖｃｅが１．９Ｖ以下にまで低下して、従来装置より変換効率が向上する。 Thus, the on-voltage Vce of the IGBT can be reduced to about 1.5 V, and the bipolar characteristics can be enhanced. In this case, even if the impurity concentration of the p + collector layer 57 is merely made higher than the impurity concentration of the n − drift layer 51, the on-voltage Vce is reduced to 1.9V or less, and the conversion efficiency is improved as compared with the conventional device. To do.

さらに、基板表面をトレンチゲート構造とすることで、総チャネル長を従来のＩＧＢＴよりも長く構成することができ、基板表面のＭＯＳゲートからの電子電流の供給を増加させるようにしている。１２．８ｍｍ角のチップサイズのＩＧＢＴでは、従来その総チャネル長が２４２０ｍｍであったが、ここではその２倍、すなわち５０００ｍｍ程度のものが実現できる。   Furthermore, the substrate surface has a trench gate structure, so that the total channel length can be made longer than that of the conventional IGBT, and the supply of electron current from the MOS gate on the substrate surface is increased. The IGBT having a chip size of 12.8 mm square conventionally has a total channel length of 2420 mm, but here, it can be doubled, that is, about 5000 mm.

なお、ここではライフタイムコントロールは行っていない。また、フリーホイールダイオード（ＦＷＤ）に関してもライフタイム制御を弱め、あるいはまったく行わないで、低オン電圧化を図ることができる。   Note that lifetime control is not performed here. In addition, a low on-voltage can be achieved with respect to the free wheel diode (FWD) without weakening or performing lifetime control at all.

図６は、オン電圧と１パルス当りのターンオフ損失との関係を示すＶｃｅ−Ｅｏｆｆ特性図である。
ここでは、従来のＩＧＢＴとレーザアニールによって低オン電圧化したＩＧＢＴを、それぞれ１２５℃の使用条件の下で同じハードスイッチング回路に用いた場合を比較している。レーザアニール法によって熱処理を行ったＩＧＢＴ（●印）では、ターンオフ損失（Ｅｏｆｆ）が増加している。しかし、オン電圧（Ｖｃｅ）に関しては、従来のもの（□印）よりも約０．７Ｖ低い、１．５Ｖ程度の電力変換用の半導体装置として実現できる。 FIG. 6 is a Vce-Eoff characteristic diagram showing the relationship between the ON voltage and the turn-off loss per pulse.
Here, a comparison is made between a conventional IGBT and an IGBT whose on-voltage has been reduced by laser annealing in the same hard switching circuit under a use condition of 125 ° C., respectively. The turn-off loss (Eoff) increases in the IGBT (marked with ●) subjected to the heat treatment by the laser annealing method. However, the on-voltage (Vce) can be realized as a semiconductor device for power conversion of about 1.5 V, which is about 0.7 V lower than the conventional one (□ mark).

なお、ダイオード素子に関しても同様の設計を行うことで、従来型のものに比ベオン電圧が０．４Ｖ低い１．４Ｖのダイオード素子を実現できる。   It should be noted that by designing the diode element in the same manner, a 1.4 V diode element having a Beon voltage 0.4V lower than that of the conventional element can be realized.

本発明の実施の形態に係る電力変換装置を示す図である。It is a figure which shows the power converter device which concerns on embodiment of this invention. 磁気エネルギー回生回路のスイッチングパターンを示す図である。It is a figure which shows the switching pattern of a magnetic energy regeneration circuit. 磁気エネルギー回生回路を構成する一つのＩＧＢＴのターンオフ波形を示す図である。It is a figure which shows the turn-off waveform of one IGBT which comprises a magnetic energy regeneration circuit. 磁気エネルギー回生回路と従来のハードスイッチング回路を構成するＩＧＢＴのターンオフ軌跡を比較して示す図である。It is a figure which compares and shows the turn-off locus | trajectory of IGBT which comprises a magnetic energy regeneration circuit and the conventional hard switching circuit. トレンチゲート型ＦＳ−ＩＧＢＴの断面構造を示す図である。It is a figure which shows the cross-section of trench gate type FS-IGBT. オン電圧と１パルス当りのターンオフ損失との関係を示すＶｃｅ−Ｅｏｆｆ特性図である。It is a Vce-Eoff characteristic figure which shows the relationship between an ON voltage and the turn-off loss per pulse. 従来のＰＷＭ制御を行うための電力変換装置を示す図である。It is a figure which shows the power converter device for performing the conventional PWM control.

符号の説明Explanation of symbols

１０ 磁気エネルギー回生回路
１１〜１４ 逆導通半導体スイッチ
１５ コンデンサ
２０ 制御回路
３０ 交流電源
４０ 誘導性負荷 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Magnetic energy regeneration circuit 11-14 Reverse conduction semiconductor switch 15 Capacitor 20 Control circuit 30 AC power supply 40 Inductive load

Claims (6)

交流電源と誘導性負荷の間で直列に接続配置され、前記誘導性負荷に供給される電流波形を制御する電力変換装置において、
４個の逆導通半導体スイッチで構成されたブリッジ回路、および前記ブリッジ回路の直流端子間に接続されたコンデンサを有する磁気エネルギー回生回路と、
前記磁気エネルギー回生回路を前記交流電源もしくは前記誘導性負荷に同期する周波数でオンオフ制御を行うように、前記逆導通半導体スイッチの各ゲートに制御信号を出力する制御回路と、
を備え、
前記逆導通半導体スイッチは、そのオン電圧が１．５Ｖ以下であって、かつコレクタ領域の不純物濃度が５×１０ 16 ｃｍ -3 に設計された絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）によってソフトスイッチングを行うように構成されていることを特徴とする電力変換装置。 In a power converter that is connected in series between an AC power supply and an inductive load and controls a current waveform supplied to the inductive load,
A magnetic energy regeneration circuit having a bridge circuit composed of four reverse conducting semiconductor switches, and a capacitor connected between the DC terminals of the bridge circuit;
A control circuit that outputs a control signal to each gate of the reverse conducting semiconductor switch so as to perform on / off control of the magnetic energy regeneration circuit at a frequency synchronized with the AC power supply or the inductive load;
Equipped with a,
The reverse conducting semiconductor switch performs soft switching by an insulated gate bipolar transistor (IGBT) designed to have an ON voltage of 1.5 V or less and an impurity concentration of the collector region of 5 × 10 16 cm −3. It is comprised in the power converter device characterized by the above-mentioned. 前記制御回路は、前記逆導通半導体スイッチのうち互いに対角線に位置する一対を同時にオン／オフするように、前記制御信号を出力することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。   2. The power converter according to claim 1, wherein the control circuit outputs the control signal so as to simultaneously turn on / off a pair of diagonally conductive semiconductor switches among the reverse conducting semiconductor switches. 前記制御信号は、前記交流電源の位相に対して前記誘導性負荷の回路定数と前記コンデンサの大きさに応じて決まる進み角に調整され、
前記逆導通半導体スイッチは、前記オン電圧が前記磁気エネルギー回生回路内部で充電される前記コンデンサの充電電圧に等しく設定されていることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。 The control signal is adjusted to a lead angle determined according to the circuit constant of the inductive load and the size of the capacitor with respect to the phase of the AC power supply,
2. The power conversion device according to claim 1, wherein the reverse conducting semiconductor switch is set so that the ON voltage is equal to a charging voltage of the capacitor charged inside the magnetic energy regeneration circuit . 前記請求項１に記載の電力変換装置に用いられる電力変換用の半導体装置において、
ゲート・エミッタ間の電圧（Ｖｇｅ）で駆動され、入力信号によってオンオフ制御ができる自己消弧形の逆導通半導体スイッチであって、コレクタ領域の不純物濃度が５×１０16ｃｍ-3以上の半導体層によって構成されていることを特徴とする電力変換用の半導体装置。 In the semiconductor device for power conversion used for the power converter device according to claim 1,
A self-extinguishing reverse conducting semiconductor switch driven by a gate-emitter voltage (Vge) and controlled on / off by an input signal, wherein a semiconductor layer has an impurity concentration of 5 × 10 16 cm −3 or more A semiconductor device for power conversion, comprising: 前記逆導通半導体スイッチは、基板表面側に形成されたトレンチゲートと、基板裏面側に形成されたフィールドストップ（ＦＳ）層とを有するトレンチゲート型ＦＳ−ＩＧＢＴであることを特徴とする請求項４記載の半導体装置。   5. The reverse conducting semiconductor switch is a trench gate type FS-IGBT having a trench gate formed on a substrate surface side and a field stop (FS) layer formed on a substrate back surface side. The semiconductor device described. 前記逆導通半導体スイッチは、コレクタ領域へのイオン注入後の熱処理がレーザアニール法によって実施されたものであることを特徴とする請求項４記載の半導体装置。   5. The semiconductor device according to claim 4, wherein the reverse conducting semiconductor switch is obtained by performing a heat treatment after ion implantation into the collector region by a laser annealing method.
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