JP4884342B2

JP4884342B2 - Induction motor control device

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Publication number: JP4884342B2
Application number: JP2007238845A
Authority: JP
Inventors: 周一立原; 正浩長洲
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2007-09-14
Filing date: 2007-09-14
Publication date: 2012-02-29
Anticipated expiration: 2027-09-14
Also published as: JP2009072006A

Description

本発明は、誘導電動機の制御装置に関する。以下の説明では、鉄道車両用誘導電動機を例としているが、本発明の一適用例を示すものであり、本発明の適用範囲を限定するものではない。 The present invention relates to a control device for an induction motor. In the following description, an induction motor for a railway vehicle is taken as an example, but it shows one application example of the present invention and does not limit the scope of application of the present invention.

産業分野における交流電動機の制御方式として、ベクトル制御が広く適用されている。ベクトル制御では、交流電動機内部の磁束と同期して回転する座標系（以下、回転座標系という）を定義し、回転座標系上で、電流、電圧、磁束を表現する。これにより、交流量である電流、電圧、磁束を直流量として扱うことが可能となる。さらに電流を磁束方向成分（以下、励磁電流という）と磁束方向に直交する成分（以下、トルク電流という）に座標変換し、励磁電流を一定に保持することで、直流電動機と同様にトルクと電流の比例関係を成立させ、トルク制御の高精度化、高応答化を実現する方式である。 Vector control is widely applied as an AC motor control method in the industrial field. In the vector control, a coordinate system that rotates in synchronization with the magnetic flux inside the AC motor (hereinafter referred to as a rotating coordinate system) is defined, and current, voltage, and magnetic flux are expressed on the rotating coordinate system. As a result, it is possible to handle current, voltage, and magnetic flux, which are alternating current amounts, as direct current amounts. Furthermore, by converting the coordinates of the current into a magnetic flux direction component (hereinafter referred to as excitation current) and a component orthogonal to the magnetic flux direction (hereinafter referred to as torque current), and maintaining the excitation current constant, torque and current are maintained in the same way as in a DC motor. This is a method that realizes higher accuracy and higher response of torque control.

交流電動機のベクトル制御に関する従来技術として、交流電動機の制御装置が、特許文献１に記載されている。特許文献１に記載の交流電動機の制御装置では、永久磁石型同期電動機の電流と電圧の関係を用いて、励磁電流が励磁電流に対する指令値（以下、励磁電流指令という）に追従するように、また、トルク電流がトルク電流に対する指令値（以下、トルク電流指令という）に追従するようにインバータ装置に対する電圧指令を生成する。
特開２００５−３９９１２号公報 As a conventional technique regarding vector control of an AC motor, a control device for an AC motor is described in Patent Document 1. In the control apparatus for an AC motor described in Patent Document 1, using the relationship between the current and voltage of the permanent magnet type synchronous motor, the excitation current follows a command value for the excitation current (hereinafter referred to as an excitation current command). Further, a voltage command for the inverter device is generated so that the torque current follows a command value for the torque current (hereinafter referred to as a torque current command).
JP-A-2005-39912

特許文献１は永久磁石型同期電動機を対象とした構成となっており、電動機内の磁束が一定であることが前提となっている。永久磁石型同期電動機では、電流と電圧の関係式は式（１）となる。

ここで、Ｒ１：固定子の抵抗、Ｌｄ：ｄ軸方向のインダクタンス、Ｌｑ：ｑ軸方向のインダクタンス、Ｋｅ：誘起電圧定数、Ｉｄ’：励磁電流、Ｉｑ’：トルク電流、Ｖｄ’：ｄ軸電圧、Ｖｑ’：ｑ軸電圧、ωｉｎｖ：周波数指令、ｓ：微分演算子である。 Patent Document 1 has a configuration for a permanent magnet type synchronous motor, and it is assumed that the magnetic flux in the motor is constant. In the permanent magnet type synchronous motor, the relational expression between the current and the voltage is Expression (1).

Here, R1: resistance of stator, Ld: inductance in d-axis direction, Lq: inductance in q-axis direction, Ke: induced voltage constant, Id ': excitation current, Iq': torque current, Vd ': d-axis voltage , Vq ′: q-axis voltage, ωinv: frequency command, s: differential operator.

前述のように永久磁石型同期電動機では、磁束が一定であるので、式（１）においてＫｅは定数となる。そのため、励磁電流およびトルク電流がそれぞれΔＩｄ’、ΔＩｑ’だけ変化したときのｄ軸電圧およびｑ軸電圧の変化ΔＶｄ’、ΔＶｑ’は式（２）となる。

このように、永久磁石型同期電動機の場合、電流変と電圧変化の関係を簡易な形で表現することができるため、式（２）に基づいて、励磁電流およびトルク電流の干渉を考慮した電流制御手段を構成することでトルク制御の高精度化、高応答化が実現できる。 As described above, since the magnetic flux is constant in the permanent magnet type synchronous motor, Ke is a constant in the equation (1). Therefore, the changes ΔVd ′ and ΔVq ′ of the d-axis voltage and the q-axis voltage when the excitation current and the torque current change by ΔId ′ and ΔIq ′, respectively, are expressed by Expression (2).

As described above, in the case of the permanent magnet type synchronous motor, the relationship between the current change and the voltage change can be expressed in a simple form. Therefore, based on the equation (2), the current considering the interference between the excitation current and the torque current By configuring the control means, high accuracy and high response of torque control can be realized.

一方、鉄道車両に広く用いられている誘導電動機では、電動機に電流を流すことで磁束を発生させるため、電流、電圧の変化だけでなく磁束の変化も考慮する必要がある。誘導電動機における電流、電圧、磁束の関係式は式（３）となる。また、電流の変化と電圧、磁束の変化の関係は式（４）となる。

ここで、Ｒσ：１次換算抵抗、ｌσ：１次換算漏れインダクタンス、Ｌ２：２次自己インダクタンス、Ｒ２：回転子の抵抗、Ｍ：相互インダクタンス、Ｉｄ：励磁電流、Ｉｑ：トルク電流、Ｖｄ：ｄ軸電圧、Ｖｑ：ｑ軸電圧、φｄ：ｄ軸磁束、ΔＩｄ：励磁電流の変化分、ΔＩｑ：トルク電流の変化分、ΔＶｄ：ｄ軸電圧の変化分、ΔＶｑ：ｑ軸電圧の変化分、Δφｄ：ｄ軸磁束の変化分、ωｉｎｖ：周波数指令、ωｒ：誘導電動機の回転速度、ｓ：微分演算子である。 On the other hand, in an induction motor widely used in railway vehicles, since a magnetic flux is generated by passing a current through the motor, it is necessary to consider not only a change in current and voltage but also a change in magnetic flux. The relational expression of current, voltage, and magnetic flux in the induction motor is represented by Expression (3). Further, the relationship between the change in current and the change in voltage and magnetic flux is expressed by equation (4).

Here, Rσ: primary conversion resistance, lσ: primary conversion leakage inductance, L2: secondary self-inductance, R2: rotor resistance, M: mutual inductance, Id: excitation current, Iq: torque current, Vd: d Axis voltage, Vq: q-axis voltage, φd: d-axis magnetic flux, ΔId: excitation current change, ΔIq: torque current change, ΔVd: d-axis voltage change, ΔVq: q-axis voltage change, Δφd : D-axis magnetic flux change, ωinv: frequency command, ωr: rotation speed of induction motor, s: differential operator.

誘導電動機では式（４）右辺の第３項のように磁束の変化を考慮する必要があり、電流の変化分と電圧の変化分の関係が複雑になる。そのため、前記特許文献１のように、励磁電流およびトルク電流の干渉を考慮した電流制御手段を容易に構成することができず、トルク制御の高精度化、高応答化が困難であった。 In the induction motor, it is necessary to consider the change in magnetic flux as in the third term on the right side of Equation (4), and the relationship between the change in current and the change in voltage becomes complicated. For this reason, as in Patent Document 1, it is difficult to easily configure a current control unit that takes into account interference between the excitation current and the torque current, and it has been difficult to increase the accuracy and response of the torque control.

定常状態においては、誘導電動機内部の磁束は一定とみなせるが、過渡状態においては、励磁電流およびトルク電流の干渉が発生し、磁束および電流が変動する。そのため、過渡状態におけるトルク制御の高精度化、高応答化を実現するためには、励磁電流およびトルク電流の干渉を考慮した電流制御手段を構成する必要がある。 In the steady state, the magnetic flux inside the induction motor can be regarded as constant, but in the transient state, interference between the excitation current and the torque current occurs, and the magnetic flux and the current fluctuate. Therefore, in order to realize high accuracy and high response of torque control in a transient state, it is necessary to configure a current control means that takes into account interference between the excitation current and the torque current.

本発明の課題は、誘導電動機の制御装置において、定常状態だけでなく過渡状態においてもトルク制御の高精度化、高応答化を実現することである。 An object of the present invention is to realize high accuracy and high response of torque control not only in a steady state but also in a transient state in a control device for an induction motor.

本発明による誘導電動機の制御装置は、受電フィルタを介して直流電源に接続され、少なくとも１台以上の誘導電動機を駆動するインバータ装置に対して電圧指令を生成する手段を有し、前記電圧指令を生成する手段は、前記誘導電動機内部の磁束が一定であるという仮定に基づいて、前記誘導電動機内部の磁束方向の電流と前記磁束方向に直交する電流の干渉を考慮して、前記磁束方向の電流が前記磁束方向の電流に対する第１の指令値に追従するように、また、前記磁束方向に直交する電流が前記磁束方向に直交する電流に対する第１の指令値に追従するように、電流制御を行うことを特徴とする。 The control apparatus for an induction motor according to the present invention includes means for generating a voltage command for an inverter device that is connected to a DC power source via a power reception filter and drives at least one induction motor. Based on the assumption that the magnetic flux inside the induction motor is constant, the generating means considers interference between the current in the direction of the magnetic flux inside the induction motor and the current perpendicular to the direction of the magnetic flux. Current control so that the current follows the first command value for the current in the magnetic flux direction, and the current orthogonal to the magnetic flux direction follows the first command value for the current orthogonal to the magnetic flux direction. It is characterized by performing.

本発明によれば、励磁電流およびトルク電流の干渉を考慮した電流制御を行うことができるため、定常状態だけでなく過渡状態においてもトルク制御の高精度化、高応答化が実現できる。 According to the present invention, it is possible to perform current control in consideration of interference between the excitation current and the torque current, so that it is possible to achieve high accuracy and high response of the torque control not only in the steady state but also in the transient state.

以下に、本発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.

本発明の誘導電動機の制御装置における第１実施例を図１から図４を用いて説明する。 A first embodiment of the control apparatus for an induction motor according to the present invention will be described with reference to FIGS.

図１（ａ）は、本発明を適用した誘導電動機の制御装置を示す図である。図１（ａ）において、インバータ装置３は、受電フィルタ２を介して、直流電源１と接続され、直流電力を３相交流電力に変換する。誘導電動機４は、前記インバータ装置３から出力される３相交流電力を入力として、これを軸トルクに変換して出力する。制御装置５は、前記インバータ装置３に対する電圧指令を出力する。 FIG. 1A is a diagram showing a control device for an induction motor to which the present invention is applied. In FIG. 1A, an inverter device 3 is connected to a DC power source 1 through a power receiving filter 2, and converts DC power into three-phase AC power. The induction motor 4 receives the three-phase AC power output from the inverter device 3 as input, converts it into shaft torque, and outputs it. The control device 5 outputs a voltage command to the inverter device 3.

また、図１（ｂ）は、誘導電動機におけるｄ軸干渉項（式（３）第１式の右辺第２項）およびｑ軸干渉項（式（３）第２式の右辺第２項）と磁束の応答を示す図である。図１（ｂ）において、横軸は時間を表し、縦軸はｄ軸干渉項、ｑ軸干渉項および磁束の大きさを表す。また、太線および細線は、それぞれｄ軸干渉項、ｑ軸干渉項および磁束のステップ応答を示す。 FIG. 1 (b) shows the d-axis interference term (the second term on the right side of the formula (3), the first formula) and the q-axis interference term (the second term on the right side of the formula (3), the second formula) in the induction motor. It is a figure which shows the response of magnetic flux. In FIG. 1B, the horizontal axis represents time, and the vertical axis represents the d-axis interference term, the q-axis interference term, and the magnitude of the magnetic flux. The thick line and the thin line indicate the d-axis interference term, the q-axis interference term, and the step response of the magnetic flux, respectively.

式（３）のように，誘導電動機内部で発生するｄ軸ｑ軸の干渉は、励磁電流およびトルク電流によって発生するｄ軸干渉項、ｑ軸干渉項と磁束によって発生する干渉項（式（３）の右辺第３項）に分類できる。 As shown in Expression (3), the d-axis and q-axis interference generated in the induction motor includes d-axis interference terms generated by excitation current and torque current, q-axis interference terms and interference terms generated by magnetic flux (Expression (3) ) On the right side of the third term).

ｄ軸干渉項およびｑ軸干渉項と磁束の応答を比較すると，例えば鉄道車両用誘導電動機では、電圧に対する電流の応答時間Ｔｉは１０ｍｓ程度であるのに対して、電流に対する磁束の応答時間Ｔｆは２００ｍｓ〜６００ｍｓ程度であり、２０倍以上遅いという特徴がある。そのため、電流の応答時間Ｔｉに対して磁束はほとんど変化しないとみなすことができる。 Comparing the response of the magnetic flux with the d-axis interference term and the q-axis interference term, for example, in a railway vehicle induction motor, the response time Ti of the current with respect to the voltage is about 10 ms, whereas the response time Tf of the magnetic flux with respect to the current is It is about 200 ms to 600 ms, and is characterized by being 20 times or more slower. Therefore, it can be considered that the magnetic flux hardly changes with respect to the current response time Ti.

そこで、電流の変化に対して、磁束は一定（図１（ｂ）の破線）であると仮定する。この仮定を式（４）に用いることで、電流変化と電圧変化の関係を式（５）のように表現することができる。

ここで、Ｒσ：１次換算抵抗、ｌσ：１次換算漏れインダクタンス、ΔＩｄ：励磁電流の変化分、ΔＩｑ：トルク電流の変化分、ΔＶｄ：ｄ軸電圧の変化分、ΔＶｑ：ｑ軸電圧の変化分、ωｉｎｖ：電圧指令の周波数成分、ｓ：微分演算子である。 Therefore, it is assumed that the magnetic flux is constant (broken line in FIG. 1B) with respect to the change in current. By using this assumption in equation (4), the relationship between current change and voltage change can be expressed as in equation (5).

Here, Rσ: primary conversion resistance, lσ: primary conversion leakage inductance, ΔId: change in excitation current, ΔIq: change in torque current, ΔVd: change in d-axis voltage, ΔVq: change in q-axis voltage Min, ωinv: frequency component of voltage command, s: differential operator.

式（５）の関係に基づいて、励磁電流およびトルク電流の干渉を考慮して電流制御を行うことで、トルク制御の高精度化、高応答化が実現できる。また、本発明は、過渡状態だけでなく定常状態においても適用可能である。本発明は、鉄道車両用誘導電動機を例に説明したが、ＴｉおよびＴｆは電動機定数によって決定するものであり、Ｔｉに対してＴｆが十分に大きく電流の変化に対して磁束が変動しないとみなせる誘導電動機であれば鉄道車両用以外の誘導電動機に対しても適用可能である。 Based on the relationship of Expression (5), the current control is performed in consideration of the interference between the excitation current and the torque current, so that the torque control can be highly accurate and have a high response. Further, the present invention can be applied not only in a transient state but also in a steady state. Although the present invention has been described by taking an example of an induction motor for a railway vehicle, Ti and Tf are determined by motor constants, and it can be considered that Tf is sufficiently large with respect to Ti and that the magnetic flux does not fluctuate with respect to a change in current. If it is an induction motor, it is applicable also to induction motors other than those for railway vehicles.

電流制御の演算周期と磁束の関係を図２に示す。図２において、横軸は時間を示し、縦軸は磁束の大きさを示す。また、実線は誘導電動機内部の磁束を示し、破線は、電流制御で使用する磁束を示す。 The relationship between the current control calculation period and the magnetic flux is shown in FIG. In FIG. 2, the horizontal axis represents time, and the vertical axis represents the magnitude of magnetic flux. The solid line indicates the magnetic flux inside the induction motor, and the broken line indicates the magnetic flux used for current control.

磁束は、励磁電流に対して電動機定数によって決定する応答時間分遅れて変化する。そのため、電流制御に用いる磁束は、図２の実線のように、励磁電流指令と電動機定数に基づいて誘導電動機内部の磁束を推定し、電流制御の演算に用いる場合は、図２の破線のように、一点鎖線で区切られた電流制御の演算周期ごとに一定とするのがよい。 The magnetic flux changes with a delay corresponding to the response time determined by the motor constant with respect to the excitation current. Therefore, the magnetic flux used for current control is estimated as shown by the broken line in FIG. 2 when the magnetic flux inside the induction motor is estimated based on the excitation current command and the motor constant as shown by the solid line in FIG. In addition, it is preferable to make the current control constant for each current control calculation period divided by a one-dot chain line.

一定とする値は、演算周期の終了時間Ｔ１における励磁電流指令と電動機定数に基づいて推定した磁束の値とするのがよい。これは、例えば電流制御では演算周期ごとに開始時間Ｔ０から終了時間Ｔ１にかけて電流が指令値に収束するためである。 The constant value is preferably a magnetic flux value estimated based on the excitation current command and the motor constant at the end time T1 of the calculation cycle. This is because, for example, in current control, the current converges to the command value from the start time T0 to the end time T1 every calculation cycle.

本発明の具体的な構成例を図３に示す。図３において、後述する電流制御手段９（一点差線で囲まれた部分）が本発明の特徴である電流制御を実施する手段である。ほかの構成については、一構成例を示すものであって、その構成および手段を限定するものではない。 A specific configuration example of the present invention is shown in FIG. In FIG. 3, a current control means 9 (a portion surrounded by a one-dotted line), which will be described later, is a means for performing current control, which is a feature of the present invention. About another structure, the example of a structure is shown and the structure and means are not limited.

インバータ装置３は、ノイズ除去のための受電フィルタ２を介して直流電源１と接続され、直流電力を３相交流電力に変換する。誘導電動機４は、前記インバータ装置３から出力される３相交流電力を入力として、これを軸トルクに変換して出力する。制御装置５は、前記インバータ装置に対する交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を出力する。 The inverter device 3 is connected to the DC power source 1 through the power receiving filter 2 for noise removal, and converts DC power into three-phase AC power. The induction motor 4 receives the three-phase AC power output from the inverter device 3 as input, converts it into shaft torque, and outputs it. The control device 5 outputs AC voltage commands Vu *, Vv *, Vw * for the inverter device.

前記制御装置５は、電圧ベクトル演算手段６と、第１の減算器７と、第２の減算器８と、電流制御手段９と、第１の加算器１０と第２の加算器１１と、座標変換手段１２から構成される。 The control device 5 includes a voltage vector calculation means 6, a first subtractor 7, a second subtracter 8, a current control means 9, a first adder 10 and a second adder 11, The coordinate conversion means 12 is comprised.

前記電圧ベクトル演算手段６は、第１の励磁電流指令Ｉｄ＊と、第１のトルク電流指令Ｉｑ＊と、前記誘導電動機４の回転速度ωｒと、前記インバータ装置３に対する周波数指令ωｉｎｖと、電動機定数に基づいて、第１のｄ軸電圧指令Ｖｄ＊および第１のｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を演算する。演算式は、式（６）となる。

ここで、Ｉｄ＊：前記第１の励磁電流指令、Ｉｑ＊：前記第１のトルク電流指令、Ｖｄ＊：前記第１のｄ軸電圧指令、Ｖｑ＊：前記第１のｑ軸電圧指令、Ｒσ：１次換算抵抗、ｌσ：１次換算漏れインダクタンス、Ｌ２：２次自己インダクタンス、Ｒ２：回転子の抵抗、Ｔ２：２次時定数、Ｍ：相互インダクタンス、φｄ：ｄ軸磁束、ωｉｎｖ：周波数指令、ωｒ：前記誘導電動機４の回転速度、ｓ：微分演算子である。 The voltage vector calculation means 6 includes a first excitation current command Id *, a first torque current command Iq *, a rotational speed ωr of the induction motor 4, a frequency command ωinv for the inverter device 3, and a motor constant. Based on the above, the first d-axis voltage command Vd * and the first q-axis voltage command Vq * are calculated. The arithmetic expression is Expression (6).

Here, Id *: the first excitation current command, Iq *: the first torque current command, Vd *: the first d-axis voltage command, Vq *: the first q-axis voltage command, Rσ 1st order converted resistance, 1σ: 1st order converted leakage inductance, L2: secondary self-inductance, R2: rotor resistance, T2: secondary time constant, M: mutual inductance, φd: d-axis magnetic flux, ωinv: frequency command , Ωr: rotational speed of the induction motor 4, s: differential operator.

第１の減算器７は、前記第１の励磁電流指令Ｉｄ＊から励磁電流Ｉｄを減算して、励磁電流偏差ΔＩｄを演算する。第２の減算器８は、前記第１のトルク電流指令Ｉｑ＊からトルク電流Ｉｑを減算して、トルク電流偏差ΔＩｑを演算する。 The first subtracter 7 subtracts the excitation current Id from the first excitation current command Id * to calculate the excitation current deviation ΔId. The second subtracter 8 subtracts the torque current Iq from the first torque current command Iq * to calculate a torque current deviation ΔIq.

電流制御手段９は、前記第１の減算器７から出力される前記励磁電流偏差ΔＩｄと、前記第２の減算器８から出力される前記トルク電流偏差ΔＩｑと、前記周波数指令ωｉｎｖと、電動機定数に基づいて、第２のｄ軸電圧指令ΔＶｄ＊および第２のｑ軸電圧指令ΔＶｑ＊を演算する。 The current control means 9 includes the excitation current deviation ΔId output from the first subtractor 7, the torque current deviation ΔIq output from the second subtracter 8, the frequency command ωinv, and a motor constant. Is calculated based on the second d-axis voltage command ΔVd * and the second q-axis voltage command ΔVq *.

前記電流制御手段９は、前述の式（５）に基づいて、式（７）のように構成する。このとき、前記励磁電流偏差ΔＩｄの積分値ΔＩｄ／ｓと前記トルク電流偏差ΔＩｑの積分値ΔＩｑ／ｓは、式（７）の上段の式と下段の式で共通とするのがよい。

ここで、ΔＩｄ：前記励磁電流偏差、ΔＩｑ：前記トルク電流偏差、ΔＶｄ＊：前記第２のｄ軸電圧指令、ΔＶｑ＊：前記第２のｑ軸電圧指令、ωｃ：前記電流制御手段１８の応答周波数、Ｒσ：１次換算抵抗、ｌσ：１次換算漏れインダクタンス、ωｉｎｖ：前記周波数指令、ｓ：微分演算子である。 The current control means 9 is configured as shown in Expression (7) based on Expression (5) described above. At this time, the integral value ΔId / s of the excitation current deviation ΔId and the integral value ΔIq / s of the torque current deviation ΔIq are preferably shared by the upper expression and the lower expression of Expression (7).

Here, ΔId: Excitation current deviation, ΔIq: Torque current deviation, ΔVd *: Second d-axis voltage command, ΔVq *: Second q-axis voltage command, ωc: Response of the current control means 18 Frequency, Rσ: primary conversion resistance, lσ: primary conversion leakage inductance, ωinv: frequency command, s: differential operator.

前記電流制御手段９の構成を図４に示す。ｄ軸比例演算器９０１は、第１の減算器７から出力される前記励磁電流偏差ΔＩｄを入力とし、比例係数ωｃ＊ｌσを乗算して出力する。ｄ軸積分演算器９０２は、第１の減算器７から出力される前記励磁電流偏差ΔＩｄを入力とし、積分係数ωｃ＊Ｒσを乗算して、積分演算した結果を出力する。 The configuration of the current control means 9 is shown in FIG. The d-axis proportional calculator 901 receives the excitation current deviation ΔId output from the first subtractor 7 and multiplies the proportional coefficient ωc * lσ for output. The d-axis integral calculator 902 receives the excitation current deviation ΔId output from the first subtractor 7 and multiplies the integral coefficient ωc * Rσ to output the result of the integral calculation.

ｑ軸比例演算器９０３は、第２の減算器８から出力される前記トルク電流偏差ΔＩｑを入力とし、比例係数ωｃ＊ｌσを乗算して出力する。ｑ軸積分演算器９０４は、第２の減算器８から出力される前記トルク電流偏差ΔＩｑを入力とし、積分係数ωｃ＊Ｒσを乗算して、積分演算した結果を出力する。 The q-axis proportional calculator 903 receives the torque current deviation ΔIq output from the second subtracter 8 and multiplies it by a proportional coefficient ωc * lσ and outputs it. The q-axis integral calculator 904 receives the torque current deviation ΔIq output from the second subtractor 8 and multiplies the integral coefficient ωc * Rσ to output the result of the integral calculation.

ｄ軸干渉演算器９０５は、前記ｄ軸積分演算器９０２の出力に干渉係数ωｉｎｖ＊ｌσ／Ｒσを乗算して出力する。ｑ軸干渉演算器９０６は、前記ｑ軸積分演算器９０４の出力に干渉係数ωｉｎｖ＊ｌσ／Ｒσを乗算して出力する。 The d-axis interference calculator 905 multiplies the output of the d-axis integral calculator 902 by the interference coefficient ωinv * lσ / Rσ and outputs the result. The q-axis interference calculator 906 multiplies the output of the q-axis integral calculator 904 by the interference coefficient ωinv * lσ / Rσ and outputs the result.

第３の加算器９０７は、前記ｄ軸比例演算器９０１の出力と前記ｄ軸積分演算器９０２の出力を加算して出力する。第３の減算器９０８は、前記第３の加算器９０７の出力から前記ｑ軸干渉演算器９０６の出力を減算して前記第２のｄ軸電圧指令ΔＶｄ＊を出力する。 The third adder 907 adds the output of the d-axis proportional calculator 901 and the output of the d-axis integral calculator 902 and outputs the result. The third subtracter 908 subtracts the output of the q-axis interference calculator 906 from the output of the third adder 907 and outputs the second d-axis voltage command ΔVd *.

第４の加算器９０８は、前記ｑ軸比例演算器９０３の出力と前記ｑ軸積分演算器９０４の出力を加算して出力する。第５の減算器９１０は、前記第４の加算器９０８の出力と前記ｄ軸干渉演算器９０５の出力を加算して前記第２のｑ軸電圧指令ΔＶｑ＊を出力する。 The fourth adder 908 adds the output of the q-axis proportional calculator 903 and the output of the q-axis integral calculator 904 and outputs the result. The fifth subtracter 910 adds the output of the fourth adder 908 and the output of the d-axis interference calculator 905 to output the second q-axis voltage command ΔVq *.

第１の加算器１０は、前記電圧ベクトル演算手段６から出力される前記第１のｄ軸電圧指令Ｖｄ＊と、前記電流制御手段９から出力される前記第２のｄ軸電圧指令ΔＶｄ＊を加算することで、第３のｄ軸電圧指令Ｖｄ＊＊を演算する。第２の加算器１１は、前記電圧ベクトル演算手段６から出力される前記第１のｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と、前記電流制御手段９から出力される前記第２のｑ軸電圧指令ΔＶｑ＊を加算することで、第３のｑ軸電圧指令Ｖｑ＊＊を演算する。 The first adder 10 receives the first d-axis voltage command Vd * output from the voltage vector calculation means 6 and the second d-axis voltage command ΔVd * output from the current control means 9. By adding, the third d-axis voltage command Vd ** is calculated. The second adder 11 receives the first q-axis voltage command Vq * output from the voltage vector calculation unit 6 and the second q-axis voltage command ΔVq * output from the current control unit 9. By adding, the third q-axis voltage command Vq ** is calculated.

座標変換手段１２は、前記第１の加算器１０から出力される前記第３のｄ軸電圧指令Ｖｄ＊＊と前記第２の加算器１１から出力される前記第３のｑ軸電圧指令Ｖｑ＊＊を座標変換して、前記インバータ装置に対する交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を出力する。 The coordinate conversion means 12 includes the third d-axis voltage command Vd ** output from the first adder 10 and the third q-axis voltage command Vq * output from the second adder 11. * Is transformed to output AC voltage commands Vu *, Vv * and Vw * for the inverter device.

このように、電流の変動に対して磁束は変動しないという仮定に基づいて、励磁電流およびトルク電流の干渉を考慮した前記電流制御手段１８を構成する。これにより、定常状態だけでなく過渡状態においても、トルク制御の高精度化、高応答化が実現できる。 As described above, the current control means 18 is configured in consideration of the interference between the excitation current and the torque current, based on the assumption that the magnetic flux does not change with respect to the current change. As a result, high accuracy and high response of torque control can be realized not only in a steady state but also in a transient state.

本発明の誘導電動機の制御装置における第２実施例を図５および図６を用いて説明する。
図５において、後述するｄ軸電流制御手段１３およびｑ軸電流制御手段１４（一点差線で囲まれた部分）が本発明の特徴である電流制御を実施する手段である。ほかの構成については、一構成例を示すものであって、その構成および手段を限定するものではない。 A second embodiment of the control apparatus for an induction motor according to the present invention will be described with reference to FIGS.
In FIG. 5, d-axis current control means 13 and q-axis current control means 14 (parts surrounded by a one-dotted line), which will be described later, are means for carrying out current control which is a feature of the present invention. About another structure, the example of a structure is shown and the structure and means are not limited.

インバータ装置３は、ノイズ除去のための受電フィルタ２を介して直流電源１と接続され、直流電力を３相交流電力に変換する。誘導電動機４は、前記インバータ装置３から出力される３相交流電力を入力として、これを軸トルクに変換して出力する。制御装置５は、前記インバータ装置に対する交流電圧指令Ｖｕ＊’、Ｖｖ＊’、Ｖｗ＊’を出力する。 The inverter device 3 is connected to the DC power source 1 through the power receiving filter 2 for noise removal, and converts DC power into three-phase AC power. The induction motor 4 receives the three-phase AC power output from the inverter device 3 as input, converts it into shaft torque, and outputs it. The control device 5 outputs AC voltage commands Vu * ′, Vv * ′, Vw * ′ to the inverter device.

前記制御装置５は、電圧ベクトル演算手段６と、第１の減算器７と、第２の減算器８と、ｄ軸電流制御手段１３と、ｑ軸電流制御手段１４と、第１の加算器１０と第２の加算器１１と、座標変換手段１２から構成される。 The control device 5 includes a voltage vector calculation means 6, a first subtractor 7, a second subtracter 8, a d-axis current control means 13, a q-axis current control means 14, and a first adder. 10, a second adder 11, and coordinate conversion means 12.

前記電圧ベクトル演算手段６は、後述する第２の励磁電流指令Ｉｄ＊＊’と、後述する第２のトルク電流指令Ｉｑ＊＊’と、前記誘導電動機４の回転速度ωｒ’と、前記インバータ装置３に対する周波数指令ωｉｎｖ’と、電動機定数に基づいて、第１のｄ軸電圧指令Ｖｄ＊’および第１のｑ軸電圧指令Ｖｑ＊’を演算する。演算式は、式（８）となる。

ここで、Ｉｄ＊＊’：前記第２の励磁電流指令、Ｉｑ＊＊’：前記第２のトルク電流指令、Ｖｄ＊’：前記第１のｄ軸電圧指令、Ｖｑ＊’：前記第１のｑ軸電圧指令、Ｒσ：１次換算抵抗、ｌσ：１次換算漏れインダクタンス、Ｌ２：２次自己インダクタンス、Ｒ２：回転子の抵抗、Ｔ２：２次時定数、Ｍ：相互インダクタンス、φｄ：ｄ軸磁束、ωｉｎｖ’：周波数指令、ωｒ’：前記誘導電動機４の回転速度、ｓ：微分演算子である。 The voltage vector calculation means 6 includes a second excitation current command Id ** ′, which will be described later, a second torque current command Iq ** ′, which will be described later, the rotational speed ωr ′ of the induction motor 4, and the inverter device. 3, the first d-axis voltage command Vd * ′ and the first q-axis voltage command Vq * ′ are calculated based on the frequency command ωinv ′ for 3 and the motor constant. The arithmetic expression is Expression (8).

Here, Id ** ': the second excitation current command, Iq **': the second torque current command, Vd * ': the first d-axis voltage command, Vq *': the first q-axis voltage command, Rσ: primary conversion resistance, lσ: primary conversion leakage inductance, L2: secondary self-inductance, R2: rotor resistance, T2: secondary time constant, M: mutual inductance, φd: d-axis Magnetic flux, ωinv ′: frequency command, ωr ′: rotational speed of the induction motor 4, s: differential operator.

第１の減算器７は、前記第１の励磁電流指令Ｉｄ＊’から励磁電流Ｉｄ’を減算して、励磁電流偏差ΔＩｄ’を演算する。第２の減算器８は、前記第１のトルク電流指令Ｉｑ＊’からトルク電流Ｉｑ’を減算して、トルク電流偏差ΔＩｑ’を演算する。 The first subtractor 7 subtracts the excitation current Id 'from the first excitation current command Id *' to calculate the excitation current deviation ΔId '. The second subtracter 8 subtracts the torque current Iq ′ from the first torque current command Iq * ′ to calculate a torque current deviation ΔIq ′.

ｄ軸電流制御手段１３は、前記第１の減算器７から出力される前記励磁電流偏差ΔＩｄ’と、電動機定数に基づいて、前記第２の励磁電流指令Ｉｄ＊＊’を演算する。ｑ軸電流制御手段１４は、前記第２の減算器８から出力される前記電トルク流偏差ΔＩｑ’と、電動機定数に基づいて、前記第２のトルク電流指令Ｉｑ＊＊’を演算する。 The d-axis current control means 13 calculates the second excitation current command Id ** ′ based on the excitation current deviation ΔId ′ output from the first subtractor 7 and the motor constant. The q-axis current control means 14 calculates the second torque current command Iq ** ′ based on the electric torque flow deviation ΔIq ′ output from the second subtracter 8 and the motor constant.

前記ｄ軸電流制御手段１３および前記ｑ軸電流制御手段１４は、式（９）のように構成する。

ここで、ΔＩｄ’：前記励磁電流偏差、ΔＩｑ’：前記トルク電流偏差、Ｉｄｐ＊＊’：前記第２の励磁電流指令、Ｉｑｐ＊＊’：前記第２のトルク電流指令、ωｃ：前記ｄ軸電流制御手段１３および前記ｑ軸電流制御手段１４の応答周波数、Ｔσ：１次時定数（＝ｌσ／Ｒσ）、ｓ：微分演算子である。 The d-axis current control means 13 and the q-axis current control means 14 are configured as shown in Equation (9).

Here, ΔId ′: the excitation current deviation, ΔIq ′: the torque current deviation, Idp ** ′: the second excitation current command, Iqp ** ′: the second torque current command, ωc: the d-axis Response frequency of the current control means 13 and the q-axis current control means 14, Tσ: first-order time constant (= lσ / Rσ), s: differential operator.

前記ｄ電流制御手段１３および前記ｑ軸電流制御手段１４の構成を図５に示す。
前記ｄ電流制御手段１３において、比例演算器１３０１は、第１の減算器７から出力される前記励磁電流偏差ΔＩｄ’を入力とし、比例係数ωｃ＊Ｔσを乗算して出力する。積分演算器１３０２は、第１の減算器７から出力される前記励磁電流偏差ΔＩｄ’を入力とし、積分係数ωｃを乗算して、積分演算した結果を出力する。 The configuration of the d current control means 13 and the q-axis current control means 14 is shown in FIG.
In the d current control means 13, the proportional calculator 1301 receives the excitation current deviation ΔId ′ output from the first subtractor 7 and multiplies it by a proportional coefficient ωc * Tσ and outputs it. The integration calculator 1302 receives the excitation current deviation ΔId ′ output from the first subtractor 7, multiplies the integration coefficient ωc, and outputs the result of the integration calculation.

第６の加算器１３０３は、前記比例演算器１３０１の出力と前記積分演算器１３０２の出力を加算することで、第２の励磁電流指令Ｉｄｐ＊＊’を出力する。
前記ｑ電流制御手段１４において、比例演算器１４０１は、第２の減算器８から出力される前記トルク電流偏差ΔＩｑ’を入力とし、比例係数ωｃ＊Ｔσを乗算して出力する。積分演算器１４０２は、第２の減算器８から出力される前記トルク電流偏差ΔＩｑ’を入力とし、積分係数ωｃを乗算して、積分演算した結果を出力する。 The sixth adder 1303 outputs the second excitation current command Idp ** ′ by adding the output of the proportional calculator 1301 and the output of the integral calculator 1302.
In the q current control means 14, the proportional calculator 1401 receives the torque current deviation ΔIq ′ output from the second subtracter 8 and multiplies it by a proportional coefficient ωc * Tσ and outputs it. The integration calculator 1402 receives the torque current deviation ΔIq ′ output from the second subtractor 8, multiplies the integration coefficient ωc, and outputs the result of the integration calculation.

第７の加算器１４０３は、前記比例演算器１４０１の出力と前記積分演算器１４０２の出力を加算することで、第２のトルク電流指令Ｉｑｐ＊＊’を出力する。 The seventh adder 1403 outputs the second torque current command Iqp ** ′ by adding the output of the proportional calculator 1401 and the output of the integral calculator 1402.

第１の加算器１０は、前記電圧ベクトル演算手段６から出力される前記第１のｄ軸電圧指令Ｖｄ＊’と、前記電圧ベクトル演算手段６から出力される前記第１のｑ軸電圧指令Ｖｑ＊’を座標変換して、前記インバータ装置に対する交流電圧指令Ｖｕ＊’、Ｖｖ＊’、Ｖｗ＊’を出力する。 The first adder 10 includes the first d-axis voltage command Vd * ′ output from the voltage vector calculation unit 6 and the first q-axis voltage command Vq output from the voltage vector calculation unit 6. * 'Is coordinate-converted, and AC voltage commands Vu *', Vv * 'and Vw *' for the inverter device are output.

本発明の誘導電動機の制御装置における第３実施例を図７を用いて説明する。
第３実施例では、第２実施例におけるｄ軸電流制御手段１３の後段に第８の加算器１５を追加し、第１の励磁電流指令Ｉｄｐ＊’と第２の励磁電流指令Ｉｄｐ＊＊’を加算することで第３の励磁電流指令Ｉｄｐ＊＊＊’を生成する。 A third embodiment of the induction motor control apparatus of the present invention will be described with reference to FIG.
In the third embodiment, an eighth adder 15 is added after the d-axis current control means 13 in the second embodiment, and the first excitation current command Idp * ′ and the second excitation current command Idp ** ′. Is added to generate a third excitation current command Idp *** '.

また、ｑ軸電流制御手段１４の後段に第９の加算器１６を追加し、第１のトルク電流指令Ｉｑｐ＊’と第２のトルク電流指令Ｉｑｐ＊＊’を加算することで第３のトルク電流指令Ｉｑｐ＊＊＊’を生成する。 Further, a ninth adder 16 is added to the subsequent stage of the q-axis current control means 14, and the third torque current command Iqp * 'and the second torque current command Iqp **' are added to add the third torque. A current command Iqp *** 'is generated.

これにより、電流制御手段を比例積分制御とフィードフォワード制御を併せた構成とすることができ、第２実施例に対して、電流指令の変化に対する応答を向上することができる。 As a result, the current control means can be configured to combine proportional-integral control and feedforward control, and the response to changes in the current command can be improved with respect to the second embodiment.

また、電圧ベクトル演算手段６では、第３の励磁電流指令Ｉｄ＊＊＊’と、第３のトルク電流指令Ｉｑ＊＊＊’と、前記誘導電動機４の回転速度ωｒ’と、前記インバータ装置３に対する周波数指令ωｉｎｖ’と、電動機定数に基づいて、第１のｄ軸電圧指令Ｖｄ＊’および第１のｑ軸電圧指令Ｖｑ＊’を演算する。演算式は、式（１０）となる。

ここで、Ｉｄ＊＊’：前記第２の励磁電流指令、Ｉｑ＊＊’：前記第２のトルク電流指令、Ｖｄ＊’：前記第１のｄ軸電圧指令、Ｖｑ＊’：前記第１のｑ軸電圧指令、Ｒσ：１次換算抵抗、ｌσ：１次換算漏れインダクタンス、Ｌ２：２次自己インダクタンス、Ｒ２：回転子の抵抗、Ｔ２：２次時定数、Ｍ：相互インダクタンス、φｄ：ｄ軸磁束、ωｉｎｖ’：周波数指令、ωｒ’：前記誘導電動機４の回転速度、ｓ：微分演算子である。 Further, in the voltage vector calculation means 6, the third exciting current command Id *** ′, the third torque current command Iq *** ′, the rotational speed ωr ′ of the induction motor 4, and the inverter device 3 The first d-axis voltage command Vd * ′ and the first q-axis voltage command Vq * ′ are calculated based on the frequency command ωinv ′ and the motor constant. The arithmetic expression is Expression (10).

鉄道車両においては、車両仕様としての加減速性能や空転滑走時の応答など、過渡状態におけるトルク制御の精度および応答が要求される。このことから、本発明は、鉄道車両の制御技術の分野において有効な技術であると考える。 Railway vehicles require torque control accuracy and response in a transient state, such as acceleration / deceleration performance as a vehicle specification and response during idling. Therefore, the present invention is considered to be an effective technique in the field of railway vehicle control technology.

以上の説明では、鉄道車両用誘導電動機を例としているが、本発明の一適用例を示すものであり、本発明の適用範囲を限定するものではない。 In the above description, an induction motor for a railway vehicle is taken as an example. However, it shows an application example of the present invention and does not limit the application range of the present invention.

図１は、本発明を適用した誘導電動機の制御装置および誘導電動機における電流と磁束の応答を示す図である。FIG. 1 is a diagram showing an induction motor control device to which the present invention is applied and current and magnetic flux responses in the induction motor. 図２は、本発明における電流制御手段の演算周期と磁束の関係を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing the relationship between the calculation cycle of the current control means and the magnetic flux in the present invention. 図３は、本発明を適用した誘導電動機の制御装置の第１実施例を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing a first embodiment of a control device for an induction motor to which the present invention is applied. 図４は、本発明の第１実施例における電流制御手段の構成を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing the configuration of the current control means in the first embodiment of the present invention. 図５は、本発明を適用した誘導電動機の制御装置の第２実施例を示す図である。FIG. 5 is a diagram showing a second embodiment of the control device for the induction motor to which the present invention is applied. 図６は、本発明の第２実施例および第３実施例における電流制御手段の構成を示す図である。FIG. 6 is a diagram showing the configuration of the current control means in the second and third embodiments of the present invention. 図７は、本発明を適用した誘導電動機の制御装置の第３実施例を示す図である。FIG. 7 is a diagram showing a third embodiment of the control apparatus for the induction motor to which the present invention is applied.

符号の説明Explanation of symbols

１直流電源
２受電フィルタ
３インバータ装置
４誘導電動機
５制御装置
６電圧ベクトル演算手段
７第１の減算器
８第２の減算器
９電流制御手段
１０第１の加算器
１１第２の加算器
１２座標変換手段
１３ｄ軸電流制御手段
１４ｑ軸電流制御手段
１５第８の加算器
１６第９の加算器
９０１本発明の第１実施例におけるｄ軸比例演算器
９０２本発明の第１実施例におけるｄ軸積分演算器
９０３本発明の第１実施例におけるｑ軸比例演算器
９０４本発明の第１実施例におけるｑ軸積分演算器
９０５本発明の第１実施例におけるｄ軸干渉演算器
９０６本発明の第１実施例におけるｑ軸干渉演算器
９０７第３の加算器
９０８第４の加算器
９０９第３の減算器
９１０第５の加算器
１３０１ｄ軸電流制御手段１３における比例演算器
１３０２ｄ軸電流制御手段１３における積分演算器
１３０３第６の加算器
１４０１ｑ軸電流制御手段１４における比例演算器
１４０２ｑ軸電流制御手段１４における積分演算器
１４０３第７の加算器
Ｔｉ電動機定数に基づいた誘導電動機のｄ軸干渉項およびｑ軸干渉項の応答時定数
Ｔｆ電動機定数に基づいた誘導電動機の磁束の応答時定数
Ｉｄｐ＊、Ｉｄｐ＊’ 第１の励磁電流指令
Ｉｑｐ＊、Ｉｑｐ＊’ 第１のトルク電流指令
Ｉｄｐ＊＊’ 第２の励磁電流指令
Ｉｑｐ＊＊’ 第２のトルク電流指令
Ｉｄｐ＊＊＊’ 第３の励磁電流指令
Ｉｑｐ＊＊＊’ 第３のトルク電流指令
Ｉｄ、Ｉｄ’ 励磁電流
Ｉｑ、Ｉｑ’ トルク電流
ΔＩｄ、ΔＩｄ’ 励磁電流偏差
ΔＩｑ、ΔＩｑ’ トルク電流偏差
Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊、Ｖｕ＊’、Ｖｖ＊’、Ｖｗ＊’ 交流電圧指令
Ｖｄ＊、Ｖｄ＊’ 第１のｄ軸電圧指令
Ｖｑ＊、Ｖｑ＊’ 第１のｑ軸電圧指令
ΔＶｄ＊第２のｄ軸電圧指令
ΔＶｑ＊第２のｑ軸電圧指令
Ｖｄ＊＊第３のｄ軸電圧指令
Ｖｑ＊＊第３のｑ軸電圧指令
Ｒσ １次換算抵抗
ｌσ １次換算漏れインダクタンス
ωｉｎｖ周波数指令
ωｃ電流制御手段の応答周波数
Ｔσ １次時定数
ｓラプラス演算子 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 DC power supply 2 Power reception filter 3 Inverter apparatus 4 Induction motor 5 Control apparatus 6 Voltage vector calculating means 7 1st subtractor 8 2nd subtractor 9 Current control means 10 1st adder 11 2nd adder 12 Coordinate Conversion means 13 d-axis current control means 14 q-axis current control means 15 8th adder 16 9th adder 901 d-axis proportional calculator 902 in the first embodiment of the present invention 902 d in the first embodiment of the present invention Axial integral calculator 903 q-axis proportional calculator 904 in the first embodiment of the present invention 904 q-axis integral calculator 905 in the first embodiment of the present invention 905 d-axis interference calculator 906 in the first embodiment of the present invention 906 Q-axis interference computing unit 907 in the first embodiment 907 third adder 908 fourth adder 909 third subtractor 910 fifth adder 1301 in the d-axis current control means 13 Example calculator 1302 Integral calculator 1303 in d-axis current control means 13 1303 Sixth adder 1401 Proportional calculator in q-axis current control means 14 1402 Integral calculator in q-axis current control means 14 1403 Seventh adder Ti motor Response time constant of d-axis interference term and q-axis interference term of induction motor based on constant Tf Response time constant of magnetic flux of induction motor based on motor constant Idp *, Idp * 'First excitation current command Iqp *, Iqp * 'First torque current command Idp **' Second excitation current command Iqp ** 'Second torque current command Idp ***' Third excitation current command Iqp *** 'Third torque current command Id, Id ′ Excitation current Iq, Iq ′ Torque current ΔId, ΔId ′ Excitation current deviation ΔIq, ΔIq ′ Torque current deviation Vu *, Vv *, Vw *, Vu * ′, Vv * ′ Vw * 'AC voltage command Vd *, Vd *' First d-axis voltage command Vq *, Vq * 'First q-axis voltage command ΔVd * Second d-axis voltage command ΔVq * Second q-axis voltage command Vd ** Third d-axis voltage command Vq ** Third q-axis voltage command Rσ Primary conversion resistance lσ Primary conversion leakage inductance ωinv Frequency command ωc Response frequency of current control means Tσ Primary time constant s Laplace operator

Claims

受電フィルタを介して直流電源に接続され、
少なくとも１台以上の誘導電動機を駆動するインバータ装置に対して電圧指令を生成する手段を有し、
前記電圧指令を生成する手段は、
前記誘導電動機内部の磁束が所定期間毎に一定であるという仮定に基づいて、
前記誘導電動機内部の磁束方向の電流と前記磁束方向に直交する電流の干渉による磁束及び電流の変動を考慮し、
前記磁束方向の電流が前記磁束方向の電流に対する第１の指令値に追従するように、
また、前記磁束方向に直交する電流が前記磁束方向に直交する電流に対する第１の指令値に追従するように、
電流制御を行う誘導電動機の制御装置において、
前記電圧指令を生成する手段は、
電動機定数と
前記誘導電動機内部の磁束方向の電流に対する第１の指令値と
前記磁束方向に直交する電流に対する第１の指令値に基づいて前記インバータ装置に対する第１の電圧指令を生成する手段と、
電動機定数と前記磁束方向の電流と前記磁束方向に直交する電流と前記磁束方向の電流に対する第１の指令値と前記磁束方向に直交する電流に対する第１の指令値に基づいて前記インバータ装置に対する第２の電圧指令を生成する手段とを有し、
前記第１の電圧指令と前記第２の電圧指令に基づいて前記インバータ装置に対する電圧指令を生成すること
を特徴とする誘導電動機の制御装置。 Connected to the DC power supply via the power receiving filter,
Have a means for generating a voltage command to the inverter device for driving at least one or more induction motors,
The means for generating the voltage command is:
Based on the assumption that the magnetic flux inside the induction motor is constant every predetermined period,
Considering fluctuations in magnetic flux and current due to interference between the current in the magnetic flux direction inside the induction motor and the current perpendicular to the magnetic flux direction,
In order for the current in the magnetic flux direction to follow the first command value for the current in the magnetic flux direction,
Further, so that the current orthogonal to the magnetic flux direction follows the first command value for the current orthogonal to the magnetic flux direction,
In an induction motor control device that performs current control ,
The means for generating the voltage command is:
Motor constant and
A first command value for a current in a magnetic flux direction inside the induction motor;
Means for generating a first voltage command for the inverter device based on a first command value for a current orthogonal to the magnetic flux direction;
Based on the motor constant, the current in the magnetic flux direction, the current orthogonal to the magnetic flux direction, the first command value for the current in the magnetic flux direction, and the first command value for the current orthogonal to the magnetic flux direction, Means for generating two voltage commands,
A control device for an induction motor, wherein a voltage command for the inverter device is generated based on the first voltage command and the second voltage command .

受電フィルタを介して直流電源に接続され、
少なくとも１台以上の誘導電動機を駆動するインバータ装置に対して電圧指令を生成する手段を有し、
前記電圧指令を生成する手段は、
前記誘導電動機内部の磁束が所定期間毎に一定であるという仮定に基づいて、
前記誘導電動機内部の磁束方向の電流と前記磁束方向に直交する電流の干渉による磁束及び電流の変動を考慮し、
前記磁束方向の電流が前記磁束方向の電流に対する第１の指令値に追従するように、
また、前記磁束方向に直交する電流が前記磁束方向に直交する電流に対する第１の指令値に追従するように、
電流制御を行う誘導電動機の制御装置において、
前記電圧指令を生成する手段は、
電動機定数と前記誘導電動機内部の磁束方向の電流と前記磁束方向の電流に対する第１の指令値に基づいて前記磁束方向の電流に対する第２の指令値を生成する手段と、
電動機定数と前記磁束方向に直交する電流と前記磁束方向に直交する電流に対する第１の指令値に基づいて前記磁束方向に直交する電流に対する第２の指令値を生成する手段と、
電動機定数と前記誘導電動機内部の磁束方向の電流に対する第２の指令値と前記磁束方向に直交する電流に対する第２の指令値に基づいて前記インバータ装置に対する第１の電圧指令を生成する手段とを有し、
前記第１の電圧指令に基づいて前記インバータ装置に対する電圧指令を生成することを特徴とする誘導電動機の制御装置。 Connected to the DC power supply via the power receiving filter,
Means for generating a voltage command for an inverter device that drives at least one induction motor;
The means for generating the voltage command is:
Based on the assumption that the magnetic flux inside the induction motor is constant every predetermined period,
Considering fluctuations in magnetic flux and current due to interference between the current in the magnetic flux direction inside the induction motor and the current perpendicular to the magnetic flux direction,
In order for the current in the magnetic flux direction to follow the first command value for the current in the magnetic flux direction,
Further, so that the current orthogonal to the magnetic flux direction follows the first command value for the current orthogonal to the magnetic flux direction,
In an induction motor control device that performs current control ,
The means for generating the voltage command is:
It means for generating a second command value to the flux direction of the current based on the first command value and motor constants the induction motor internal magnetic flux direction current and for the flux direction of the current,
It means for generating a second command value for a current orthogonal to the flux direction based on the first command value against the current perpendicular to the current perpendicular to the motor constants in the flux direction in the magnetic flux direction,
Means for generating a first voltage command for the inverter device based on a second command value for a current in a magnetic flux direction in the induction motor and a second command value for a current orthogonal to the magnetic flux direction. Have
Control for an induction motor, characterized in that generating a voltage command to said inverter based on said first voltage directive.

受電フィルタを介して直流電源に接続され、
少なくとも１台以上の誘導電動機を駆動するインバータ装置に対して電圧指令を生成する手段を有し、
前記電圧指令を生成する手段は、
前記誘導電動機内部の磁束が所定期間毎に一定であるという仮定に基づいて、
前記誘導電動機内部の磁束方向の電流と前記磁束方向に直交する電流の干渉による磁束及び電流の変動を考慮し、
前記磁束方向の電流が前記磁束方向の電流に対する第１の指令値に追従するように、
また、前記磁束方向に直交する電流が前記磁束方向に直交する電流に対する第１の指令値に追従するように、
電流制御を行う誘導電動機の制御装置において、
前記電圧指令を生成する手段は、
電動機定数と前記誘導電動機内部の磁束方向の電流と前記磁束方向の電流に対する第１の指令値に基づいて前記磁束方向の電流に対する第２の指令値を生成する手段と、
電動機定数と前記磁束方向に直交する電流と前記磁束方向に直交する電流に対する第１の指令値に基づいて前記磁束方向に直交する電流に対する第２の指令値を生成する手段と、
前記磁束方向の電流に対する第１の指令値と前記磁束方向の電流に対する第２の指令値に基づいて前記磁束方向の電流に対する第３の指令値を生成する手段と、
前記磁束方向に直交する電流に対する第１の指令値と前記磁束方向に直交する電流に対する第２の指令値に基づいて前記磁束方向に直交する電流に対する第３の指令値を生成する手段と、
電動機定数と前記誘導電動機内部の磁束方向の電流に対する第３の指令値と前記磁束方向に直交する電流に対する第３の指令値に基づいて前記インバータ装置に対する第１の電圧指令を生成する手段とを有し、
前記第１の電圧指令に基づいて前記インバータ装置に対する電圧指令を生成することを特徴とする誘導電動機の制御装置。 Connected to the DC power supply via the power receiving filter,
Means for generating a voltage command for an inverter device that drives at least one induction motor;
The means for generating the voltage command is:
Based on the assumption that the magnetic flux inside the induction motor is constant every predetermined period,
Considering fluctuations in magnetic flux and current due to interference between the current in the magnetic flux direction inside the induction motor and the current perpendicular to the magnetic flux direction,
In order for the current in the magnetic flux direction to follow the first command value for the current in the magnetic flux direction,
Further, so that the current orthogonal to the magnetic flux direction follows the first command value for the current orthogonal to the magnetic flux direction,
In an induction motor control device that performs current control ,
The means for generating the voltage command is:
Means for generating a second command value for the current in the magnetic flux direction based on a motor constant, a current in the magnetic flux direction inside the induction motor, and a first command value for the current in the magnetic flux direction;
Means for generating a second command value for a current orthogonal to the magnetic flux direction based on an electric motor constant, a current orthogonal to the magnetic flux direction, and a first command value for the current orthogonal to the magnetic flux direction;
Means for generating a third command value for the current in the magnetic flux direction based on a first command value for the current in the magnetic flux direction and a second command value for the current in the magnetic flux direction;
Means for generating a third command value for a current orthogonal to the magnetic flux direction based on a first command value for a current orthogonal to the magnetic flux direction and a second command value for a current orthogonal to the magnetic flux direction;
And means for generating a first voltage command to said inverter device based on the third command value to the third command value and current perpendicular to the magnetic flux direction relative to the motor constants and the induction motor magnetic flux in the inside of the direction of the current Have
A control device for an induction motor that generates a voltage command for the inverter device based on the first voltage command.

請求項１ないし請求項３のいずれかに記載の誘導電動機の制御装置において、
磁束を一定と仮定する前記所定期間が、前記電流制御の演算周期であること
を特徴とする誘導電動機の制御装置。 In the induction motor control device according to any one of claims 1 to 3 ,
The control apparatus for an induction motor , wherein the predetermined period assuming that the magnetic flux is constant is a calculation period of the current control .

請求項１ないし請求項４のいずれかに記載の誘導電動機の制御装置において、
前記電圧指令を生成する手段は、
電流制御の演算に用いる磁束を前記誘導電動機内部の磁束方向の電流に対する第１の指令値と電動機定数に基づいて計算することを特徴とする誘導電動機の制御装置。 In the induction motor control device according to any one of claims 1 to 4,
The means for generating the voltage command is:
A control device for an induction motor, wherein a magnetic flux used for current control calculation is calculated based on a first command value and a motor constant for a current in a magnetic flux direction inside the induction motor.

請求項１ないし請求項５のいずれかに記載の誘導電動機の制御装置において、
前記電圧指令を生成する手段は、
前記誘導電動機の回転速度情報を得る手段と、前記誘導電動機に流入する電流を得る手段と、前記誘導電動機に流入する電流を前記誘導電動機内部の磁束方向の電流と前記磁束方向に直交する電流に座標変換する手段と、前記回転速度情報に基づいて前記インバータ装置に対する周波数指令を生成する手段と、前記インバータ装置に印加される直流電圧を得る手段と、前記インバータ装置を駆動する手段を有することを特徴とする誘導電動機の制御装置。 In the control apparatus for the induction motor according to any one of claims 1 to 5,
The means for generating the voltage command is:
Means for obtaining rotation speed information of the induction motor; means for obtaining a current flowing into the induction motor; and a current flowing into the induction motor into a current perpendicular to the magnetic flux direction and a current in the magnetic flux direction inside the induction motor. Coordinate conversion means, means for generating a frequency command for the inverter device based on the rotational speed information, means for obtaining a DC voltage applied to the inverter device, and means for driving the inverter device A control device for an induction motor as a feature.