JP4868666B2

JP4868666B2 - Time constant switching circuit in bipolar integrated circuit

Info

Publication number: JP4868666B2
Application number: JP2001212669A
Authority: JP
Inventors: 和弘小松; 大介吹井; 啓介木戸
Original assignee: Denso Ten Ltd
Current assignee: Denso Ten Ltd
Priority date: 2001-07-12
Filing date: 2001-07-12
Publication date: 2012-02-01
Anticipated expiration: 2021-07-12
Also published as: JP2003032052A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、バイポーラ集積回路における時定数切換え回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
入力信号パルスに対する出力信号パルスの時定数を切換えたいというニーズは大きい。例えば、入力信号パルスに対する出力信号パルスの応答によってセンサの状態確認を行う場合や、回路の時定数を遅くして回路全体のリンギング対策を行う場合などか考えられる。
【０００３】
図１５（ａ）は、ＣＭＯＳ型の素子のみで構成された時定数切換え回路の一例を示している。図１５（ａ）のスイッチ（ＳＷ）は、ＦＥＴによる半導体スイッチであり、切換信号のＯＮ入力によりスイッチを閉じ、切換信号のＯＦＦ入力によってスイッチを開放する。従って、オペアンプに入力される入力信号パルスによる出力信号パルスの時定数τは、切換信号のＯＮ入力の場合τ＝ＲｙＣ、切換信号のＯＦＦ入力の場合τ＝（Ｒｘ＋Ｒｙ）Ｃとなる。即ち、切換信号のＯＮ／ＯＦＦによって、出力信号パルスの時定数を切換えることが可能となる。図１５（ｂ）に、ＦＥＴによる半導体スイッチの概念を示す。この場合、ゲート（Ｇ）は、ソース（Ｓ）及びドレイン（Ｄ）に対して電気的に分離されているため、ゲートに切換え信号を入力することによって、ディスクリート部品同様のスイッチが実現できる。なお、ゲートに切換信号のＯＮ入力（５Ｖ）を行った場合の、ＦＥＴのソース−ドレイン間の抵抗は、ソース側から見ても、ドレイン側からみてもほぼ０Ωとなる。
【０００４】
ところで、ＣＭＯＳタイプ集積回路に対して、より高速且つ高出力特性を有するバイポーラ集積回路では、前述した図１５（ａ）と同様な時定数切換え回路を実現することが困難であった。図１５（ｃ）に、バイポーラトランジスタによる半導体スイッチの概念を示す。バイポーラトランジスタのベース（Ｂ）に切換信号のＯＮ入力（５Ｖ）を行った場合、トランジスタがＯＮするが、ベース−エミッタ間にほぼ一定の電圧（Ｖ_BE＝０．７Ｖ）が発生し、それに伴って、ベース電流Ｉ_BEの流れ込みが起こってしまう。さらに、コレクタ側からエミッタ側に電流が流れた場合の抵抗は０Ωに近くなるが、エミッタ側からコレクタ側に電流を流そうとすると、寄生トランジスタが動作してしまうという問題があった。したがって、ディスクリート部品同様のスイッチを、バイポーラトランジスタによって実現することができなかった。
【０００５】
そのため、従来では、バイポーラ型の素子のみでは時定数切換え回路を構成することはできず、ＣＭＯＳタイプの併用や、ディスクリート部品の併用などが必要であった。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
そこで本発明は、このような従来例が有する欠点を補ったものであり、バイポーラ型の素子のみで構成した時定数切換え回路を提供することを目的とするものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、バイポーラ集積回路における時定数切換え回路は、入力信号が入力される非反転入力端子、反転入力端子及び出力端子を有するオペアンプと、反転入力端子と出力端子と間に設けられた第１及び第２の帰還経路と、第１及び第２の帰還回路の一方を有効にして入力信号に対する出力信号の時定数を切換えるための切換え回路とを有することを特徴とする。バイポーラ型の素子のみから構成される時定数切換え回路において、帰還回路を切換えることによって、出力信号の時定数を切換えるように構成したものである。
また、バイポーラ集積回路における時定数切換え回路は、入力信号が入力される非反転入力端子、反転入力端子及び出力端子を有するオペアンプと、前記反転入力端子と前記出力端子との間に設けられた第１及び第２の帰還回路と、前記第１及び第２の帰還回路の一方を有効にして、前記入力信号に対する出力信号の時定数を切換えるための切換え回路と、前記第１及び第２の帰還回路に接続された時定数設定用のコンデンサと、前記第１又は第２の帰還回路の一方に設けられた時定数設定用の抵抗と、前記時定数設定用の抵抗の両端に発生する電圧を制限するための電圧制限回路と、を有し、前記切換え回路によって前記時定数設定用の抵抗が帰還回路の少なくとも一部を構成することによって前記出力信号の時定数が切換えられるとともに前記出力信号の振幅が前記電圧制御回路に基づく電圧に制限されるように構成したものである。
【０００８】
また、バイポーラ集積回路における時定数切換え回路は、第１又は第２の帰還経路の一方に時定数設定用の抵抗を設け、切換え回路によって時定数設定用の抵抗が帰還回路の少なくとも一部を構成することによって出力信号の時定数が切換えられるようにすることが好ましい。
【０００９】
さらに、バイポーラ集積回路における時定数切換え回路は、時定数設定用の抵抗の両端に発生する電圧を制限するための電圧制限回路を有することが好ましい。切換え時定数の設定値の差が大きい場合でも、大きな振幅の出力信号を得られるように構成したものである。
【００１０】
さらに、バイポーラ集積回路における時定数切換え回路は、双方向のダイオードから構成される電圧制限回路を有することが好ましい。
【００１１】
さらに、バイポーラ集積回路における時定数切換え回路は、双方向且つ複数のダイオード列から構成される電圧制限回路を有することが好ましい。
【００１２】
さらに、バイポーラ集積回路における時定数切換え回路は、ツェナ−ダイオードから構成される電圧制限回路を有することが好ましい。
【００１３】
【発明の実施の形態】
図１に、本発明に係る時定数切換え回路の基本構成を示す。図１に示す時定数切換回路は、バイポーラ型の素子のみから構成され、オペアンプ２０の非反転入力端子に入力される入力信号パルスに対する出力信号パルスの時定数が、時定数切換信号のＯＮ／ＯＦＦによって切換えられるように構成されている。図１において、信号切換回路１０は、時定数切換信号のＯＮ入力によって信号ライン１（第１の帰還回路）がオペアンプ２０の反転入力端子に入力され、時定数切換信号のＯＦＦ入力によって信号ライン２（第２の帰還回路）がオペアンプ２０の反転入力端子に入力されるように構成されている。したがって、信号ライン１が選択された場合の出力信号パルスの時定数は、τ＝（Ｒ₁＋Ｒ₂）Ｃ［ｓ］となり、信号ライン２が選択された場合の出力信号パルスの時定数は、τ＝Ｒ₁Ｃ［ｓ］となる。図２に、入力信号パルス、時定数切換信号及び出力信号パルスの一例を示す。
【００１４】
図３に、図１で示した時定数切換回路のさらに詳細な回路図を示す。図１と同じ要素には同じ番号を付している。時定数切換信号のＯＦＦ入力（０Ｖ）により、トランジスタＴＲ₁はＯＦＦとなるが、インバータ１２によってトランジスタＴＲ₂がＯＮし、電流Ｉ₁がトランジスタＴＲ₂のみを介して流れるため、トランジスタＴＲ₄のベースに接続されているライン２が有効になる。逆に、時定数切換信号のＯＮ入力（５Ｖ）により、トランジスタＴＲ₁がＯＮするが、インバータ１２によってトランジスタＴＲ₂がＯＦＦし、電流Ｉ₂がトランジスタＴＲ₁のみを介して流れるため、トランジスタＴＲ₃のベースに接続されているライン１のみが有効になる。このようにして、信号切換回路１０は、ライン１及び２を、時定数切換信号のＯＮ／ＯＦＦによって切換える。なお、入力信号パルスは、トランジスタＴＲ₅のベースに接続されている。
【００１５】
ところで、図１に示す回路において、Ｒ₁＝Ｒ、Ｒ₂＝１０００Ｒとすると、ライン１が選択された場合の時定数（τ＝１００１ＲＣ）とライン２が選択された場合の時定数（τ＝ＲＣ）との差は約１０００倍となる。この場合、ライン２を選択した場合の出力信号パルスの振幅は、ライン１を選択した場合の約１０００分の１しか使用することができなくなる。例えばオペアンプ２０の出力ダイナミックレンジが５Ｖの場合、ライン２選択時では５ｍＶのダイナミックレンジしかとることができない。この場合における回路の各部の信号波形例を図４に示す。これは、コンデンサＣで放充電される電流が、Ｒ₂（＝１０００Ｒ）を経由して流れるため、点Ｂで帰還をかけても、点Ａでオペアンプ２０の出力レンジを越えてしまい、所望の特性をえることができなくなるからである。
【００１６】
そこで、図５に、他の時定数切換回路の例を示す。図５に示す回路では、切換える時定数の差が大きい場合でも、パルスの振幅を大きく設定することができるような対策が施されている。図５の回路では、Ｒ₂（＝１０００Ｒ）と並列に双方向で２つのダイオードＤ₁及びＤ₂（最大順方向電圧：ＶＦ）から構成される電圧制限回路を設けた。これにより、コンデンサＣで放充電される電流は、双方向ダイオードを経由して供給されることとなり、結果としてＲ₂＝（１０００Ｒ）の両側の電圧差に制限を設けることが可能となった。これによって、ライン２が選択された場合でも（τ＝ＲＣ）、ほぼダイオードの最大順方向電圧に等しい約０．６５Ｖの振幅を有する出力信号パルスを得ることが可能となった。この場合の各信号波形例を図６に示す。
【００１７】
図５において、ＶＦ以上の振幅を有する入力信号パルスが入力され、ライン１が選択されたときの回路の各位置での信号波形例を図７に示す。図７の出力信号パルスの波形例から分かるように、ダイオードＤ₁を経由して電流が流れてしまうため、設定した時定数（τ＝１００１ＲＣ）とは異なる波形となってしまう。
【００１８】
そこで、図８に、更に他の時定数切換回路の例を示す。図８に示す回路は、図５と同様にＲ₁＝Ｒ、Ｒ₂＝１０００Ｒに設定されているが、図５の回路を更に改良したものである。図５に示す回路のように双方向の各１つのダイオードを追加しただけでは、出力信号パルスの振幅を約±ＶＦまでしか設定することができない。それは、±ＶＦ以上の振幅を有する入力信号パルスを入力し、長い時定数を選択（ライン１を選択）したときには、順方向のダイオードＤ₁を経由して電流が流れてしまうためである。
【００１９】
そこで、図８の回路では、各３個づつのダイオード列１０１及び１０２を、Ｒ₂（＝１０００Ｒ）と並列で互いに違う向きに配置した。これによって、±３×ＶＦまでの振幅を有する入力信号パルスを扱えるようになった。図９に、図８の回路における各位置での信号波形例を示す。図９に示すように、図８の回路では±３ＶＦまでの振幅を有する入力信号パルスが入力されても、出力信号パルスの時定数を所望の値（τ＝１００１ＲＣ）とすることが可能となった。なお、図８に示すダイオード列１０１及び１０２は、３つのダイオードを直列接続したものであるが、扱う必要のある入力信号パルスに応じて、ダイオードの数を可変することが可能である。
【００２０】
図１０に更に他の時定数切換回路の例を示す。図１０に示す回路は、図５と同様にＲ₁＝Ｒ、Ｒ₂＝１０００Ｒに設定されているが、図５の回路をさらに改良したものである。図１０では、図５が有する問題点を解決するために、２つのツェナーダイオードＴＤ₁及びＴＤ₂（ツェナ電圧Ｖｚ＝３Ｖ）を逆向きに接続した電圧制限回路をＲ₂と並行に配置した。この場合も、図５の回路と同様に、±Ｖｚまでの振幅を有する入力信号パルスを扱えるようになる。
【００２１】
以上説明したように、信号切換え回路１０によって帰還回路を切換えることによって、出力信号の時定数を切換えることが可能となる。上述した時定数切換え回路の例では、２つの帰還回路の内から１つを選択するように切換えを行ったが、これに限定されるものではなく、複数の帰還回路を設けて、その内から１つを選択するように切換えを行っても良い。例えば、図１、図５、図８及び図１０に示した帰還回路を組み合わせるようにして複数の帰還回路を設けることも可能である。
【００２２】
次に、複数の帰還回路を設けてその内から１つを選択するように切換えを行う時定数切換え回路の例として、３つの帰還回路の内から１つを選択するように切換える時定数切換え回路の例を図１１〜１４に示す。
【００２３】
図１１に示す回路は、図１に示す回路を改良したものであって、図１に示す回路と同様にバイポーラ型の素子のみから構成され、オペアンプ２０の非反転入力端子に入力される入力信号パルスに対する出力信号パルスの時定数が、時定数切換え信号によって切換えられるように構成されている。ただし図１１に示す回路では、信号切換え回路１１は、時定数切換え信号によって、信号ライン３（第１の帰還回路）、信号ライン４（第２の帰還回路）及び信号ライン５（第３の帰還回路）の内の１つを選択してオペアンプ２０の反転入力端子に入力するように構成されている。例えば、信号切換え回路１１は、２ビットの信号切換え信号によって１つの信号ラインを選択する。
【００２４】
従って、信号ライン３が選択された場合の出力信号パルスの時定数は、τ＝（Ｒ₁＋Ｒ₂＋Ｒ₃）Ｃ［ｓ］となり、信号ライン４が選択された場合の時定数は、τ＝（Ｒ₁＋Ｒ₂）Ｃ［ｓ］となり、信号ライン５が選択された場合の時定数は、τ＝Ｒ₁Ｃ［ｓ］となる。
【００２５】
図１２に示す回路は、図５に示す回路を改良したものであって、オペアンプ２０の非反転入力端子に入力される入力信号パルスに対する出力信号パルスの時定数が、時定数切換え信号によって切換えられるように構成されている。ただし、図１２に示す回路では、信号切換え回路１１は、時定数切換え信号によって、３つの帰還回路の内の１つを選択してオペアンプ２０の反転入力端子に入力するように構成されている。
【００２６】
信号ライン３が選択された場合には、１００Ｒと並列に双方向で２つのダイオードＤ₃及びＤ₄（最大順方向電圧：ＶＦ）から構成される第１の電圧制限回路、１０００Ｒと並列に双方向で２つのダイオードＤ₁及びＤ₂（最大順方向電圧：ＶＦ）から構成される第２の電圧制限回路、及びＲから構成される第１の帰還回路に切換えられる。また、信号ライン４が選択された場合には、第２の帰還回路に切換えられる。なお、第２の帰還回路は、図５においてライン１が選択された場合と同様である。さらに、信号ライン５が選択された場合には、第３の帰還回路に切換えられる。なお、第３の帰還回路は、図５においてライン２が選択された場合と同様である。
【００２７】
図１３に示す回路は、図８に示す回路を改良したものであって、オペアンプ２０の非反転入力端子に入力される入力信号パルスに対する出力信号パルスの時定数が、時定数切換え信号によって切換えられるように構成されている。ただし、図１３に示す回路では、信号切換え回路１１は、時定数切換え信号によって、３つの帰還回路の内の１つを選択してオペアンプ２０の反転入力端子に入力するように構成されている。
【００２８】
信号ライン３が選択された場合には、１００Ｒと並列に各個づつのダイオード列１０３及び１０４から構成される第１の電圧制限回路、１０００Ｒと並列に各個づつのダイオード列１０１及び１０２からから構成される第２の電圧制限回路、及びＲから構成される第１の帰還回路に切換えられる。また、信号ライン４が選択された場合には、第２の帰還回路に切換えられる。なお、第２の帰還回路は、図８においてライン１が選択された場合と同様である。さらに、信号ライン５が選択された場合には、第３の帰還回路に切換えられる。なお、第３の帰還回路は、図８においてライン２が選択された場合と同様である。
【００２９】
図１４に示す回路は、図１０に示す回路を改良したものであって、オペアンプ２０の非反転入力端子に入力される入力信号パルスに対する出力信号パルスの時定数が、時定数切換え信号によって切換えられるように構成されている。ただし、図１４に示す回路では、信号切換え回路１１は、時定数切換え信号によって、３つの帰還回路の内の１つを選択してオペアンプ２０の反転入力端子に入力するように構成されている。
【００３０】
信号ライン３が選択された場合には、１００Ｒと並列に２つのツェナ−ダイオードＴＤ₃及びＴＤ₄（ツェナ電圧Ｖｚ＝３Ｖ）を逆向きに接続した第１の電圧制限回路、１０００Ｒと並列に２つのツェナ−ダイオードＴＤ₁及びＴＤ₂（ツェナ電圧Ｖｚ＝３Ｖ）を逆向きに接続した第２の電圧制限回路、及びＲから構成される第１の帰還回路に切換えられる。また、信号ライン４が選択された場合には、第２の帰還回路に切換えられる。なお、第２の帰還回路は、図１０においてライン１が選択された場合と同様である。さらに、信号ライン５が選択された場合には、第３の帰還回路に切換えられる。なお、第３の帰還回路は、図１０においてライン２が選択された場合と同様である。
【００３１】
【発明の効果】
このように、本発明に従えば、バイポーラ集積回路において帰還経路を切換えることによって、出力信号の時定数を切換えることが可能となった。
【００３２】
また、帰還経路にダイオード、ツェナ−ダイオード等から構成される電圧制限回路を設けることによって、切換え時定数の設定値の差が大きい場合でも、大きな振幅の入力信号パルス又は出力信号パルスを扱うことが可能となった。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に従った、時定数切換え回路の概略を示す図である。
【図２】図１に示す回路の信号波形を示す図である。
【図３】図１に示す回路の詳細を示す回路図である。
【図４】図１に示す回路において、切換え時定数の差が大きい場合の信号波形を示す図である。
【図５】本発明に従った、他の時定数切換え回路の概略を示す図である。
【図６】図５に示す回路における信号波形を示す図である。
【図７】図５に示す回路において、振幅の大きい入力信号が入力された場合の信号波形を示す図である。
【図８】本発明に従った、更に他の時定数切換え回路の概略を示す図である。
【図９】図８に示す回路における信号波形を示す図である。
【図１０】本発明に従った、更に他の時定数切換え回路の概略を示す図である。
【図１１】本発明に従った、更に他の時定数切換え回路の概略を示す図である。
【図１２】本発明に従った、更に他の時定数切換え回路の概略を示す図である。
【図１３】本発明に従った、更に他の時定数切換え回路の概略を示す図である。
【図１４】本発明に従った、更に他の時定数切換え回路の概略を示す図である。
【図１５】従来の時定数切換え回路等を示す図である。
【符号の説明】
１…信号ライン（第１の帰還回路）
２…信号ライン（第２の帰還回路）
３…信号ライン（第１の帰還回路）
４…信号ライン（第２の帰還回路）
５…信号ライン（第３の帰還回路）
１０，１１…信号切換え回路
２０…オペアンプ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a time constant switching circuit in a bipolar integrated circuit.
[0002]
[Prior art]
There is a great need to switch the time constant of the output signal pulse with respect to the input signal pulse. For example, it may be possible to check the state of the sensor by the response of the output signal pulse to the input signal pulse, or to take measures against ringing of the entire circuit by delaying the time constant of the circuit.
[0003]
FIG. 15A shows an example of a time constant switching circuit composed only of CMOS type elements. The switch (SW) in FIG. 15 (a) is a FET semiconductor switch, which closes the switch when the switching signal is turned on and opens the switch when the switching signal is turned off. Therefore, the time constant τ of the output signal pulse by the input signal pulse input to the operational amplifier is τ = RyC when the switching signal is ON and τ = (Rx + Ry) C when the switching signal is OFF. That is, the time constant of the output signal pulse can be switched by turning on / off the switching signal. FIG. 15B shows the concept of a semiconductor switch using FETs. In this case, since the gate (G) is electrically separated from the source (S) and the drain (D), a switch similar to the discrete component can be realized by inputting a switching signal to the gate. Note that when the switching signal is turned ON (5 V) at the gate, the resistance between the source and the drain of the FET is substantially 0Ω when viewed from the source side and the drain side.
[0004]
By the way, in a bipolar integrated circuit having higher speed and higher output characteristics than a CMOS type integrated circuit, it is difficult to realize a time constant switching circuit similar to that shown in FIG. FIG. 15C shows the concept of a semiconductor switch using bipolar transistors. When the switching signal ON input (5 V) is applied to the base (B) of the bipolar transistor, the transistor is turned on, but a substantially constant voltage (V _BE = 0.7 V) is generated between the base and the emitter. As a result, the base current I _BE flows in. Further, the resistance when the current flows from the collector side to the emitter side is close to 0Ω, but there is a problem that the parasitic transistor operates when the current flows from the emitter side to the collector side. Therefore, a switch similar to a discrete component cannot be realized by a bipolar transistor.
[0005]
Therefore, conventionally, a time constant switching circuit cannot be configured with only a bipolar element, and it has been necessary to use a CMOS type or a discrete component.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
Therefore, the present invention compensates for the drawbacks of the conventional example, and an object of the present invention is to provide a time constant switching circuit composed of only bipolar elements.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, a time constant switching circuit in a bipolar integrated circuit is provided between an inverting input terminal and an output terminal, an operational amplifier having a non-inverting input terminal to which an input signal is input, an inverting input terminal and an output terminal. And a switching circuit for enabling one of the first and second feedback circuits to switch the time constant of the output signal with respect to the input signal. In the time constant switching circuit composed of only bipolar elements, the time constant of the output signal is switched by switching the feedback circuit.
The time constant switching circuit in the bipolar integrated circuit includes an operational amplifier having a non-inverting input terminal to which an input signal is input, an inverting input terminal and an output terminal, and a first circuit provided between the inverting input terminal and the output terminal. A switching circuit for enabling one of the first and second feedback circuits and one of the first and second feedback circuits to switch a time constant of the output signal with respect to the input signal; and the first and second feedbacks A time constant setting capacitor connected to the circuit, a time constant setting resistor provided in one of the first or second feedback circuit, and a voltage generated across the time constant setting resistor. A voltage limiting circuit for limiting, and the time constant of the output signal is switched by the switching circuit forming at least a part of the feedback circuit for the time constant setting resistor. In which the amplitude of the output signal is configured to be restricted to a voltage based on the voltage control circuit.
[0008]
The time constant switching circuit in the bipolar integrated circuit is provided with a time constant setting resistor in one of the first and second feedback paths, and the time constant setting resistor forms at least a part of the feedback circuit by the switching circuit. By doing so, it is preferable that the time constant of the output signal is switched.
[0009]
Furthermore, the time constant switching circuit in the bipolar integrated circuit preferably has a voltage limiting circuit for limiting the voltage generated across the resistor for setting the time constant. Even when the difference between the setting values of the switching time constant is large, an output signal having a large amplitude can be obtained.
[0010]
Further, the time constant switching circuit in the bipolar integrated circuit preferably has a voltage limiting circuit composed of a bidirectional diode.
[0011]
Furthermore, it is preferable that the time constant switching circuit in the bipolar integrated circuit has a voltage limiting circuit that is bidirectional and includes a plurality of diode arrays.
[0012]
Furthermore, it is preferable that the time constant switching circuit in the bipolar integrated circuit has a voltage limiting circuit constituted by a Zener diode.
[0013]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 shows a basic configuration of a time constant switching circuit according to the present invention. The time constant switching circuit shown in FIG. 1 includes only bipolar elements, and the time constant of the output signal pulse with respect to the input signal pulse input to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 20 is ON / OFF of the time constant switching signal. It is comprised so that it can be switched by. In FIG. 1, in the signal switching circuit 10, the signal line 1 (first feedback circuit) is input to the inverting input terminal of the operational amplifier 20 by the ON input of the time constant switching signal, and the signal line 2 by the OFF input of the time constant switching signal. The (second feedback circuit) is configured to be input to the inverting input terminal of the operational amplifier 20. Therefore, the time constant of the output signal pulse when the signal line 1 is selected is τ = (R ₁ + R ₂ ) C [s], and the time constant of the output signal pulse when the signal line 2 is selected is τ = R ₁ C [s]. FIG. 2 shows an example of an input signal pulse, a time constant switching signal, and an output signal pulse.
[0014]
FIG. 3 shows a more detailed circuit diagram of the time constant switching circuit shown in FIG. The same elements as those in FIG. The OFF input time constant switching signal (0V), transistor TR ₁ is the OFF, the transistor TR ₂ is turned ON by the inverter 12, through current I ₁ through only the transistor TR _2, the base of the transistor TR ₄ Line 2 connected to becomes valid. Conversely, the transistor TR ₁ is turned on by the ON input (5 V) of the time constant switching signal, but the transistor TR ₂ is turned off by the inverter 12 and the current I ₂ flows only through the transistor TR _1, so that the transistor TR ₃ Only line 1 connected to the base of is valid. In this way, the signal switching circuit 10 switches the lines 1 and 2 according to ON / OFF of the time constant switching signal. The input signal pulses is connected to the base of the transistor TR _5.
[0015]
In the circuit shown in FIG. 1, when R ₁ = R and R ₂ = 1000R, the time constant (τ = 1001RC) when the line 1 is selected and the time constant (τ = 1001RC) when the line 2 is selected. The difference from RC) is about 1000 times. In this case, the amplitude of the output signal pulse when the line 2 is selected can be used only about 1/1000 that when the line 1 is selected. For example, when the output dynamic range of the operational amplifier 20 is 5V, when the line 2 is selected, only a dynamic range of 5 mV can be obtained. FIG. 4 shows an example of signal waveforms at various parts of the circuit in this case. This is because the current discharged by the capacitor C flows via R ₂ (= 1000R), so that even if feedback is performed at point B, the output range of the operational amplifier 20 is exceeded at point A, and the desired value is obtained. This is because the characteristics cannot be obtained.
[0016]
FIG. 5 shows an example of another time constant switching circuit. In the circuit shown in FIG. 5, a measure is taken so that the pulse amplitude can be set large even when the difference in switching time constants is large. In the circuit of FIG. 5, a voltage limiting circuit constituted by _two diodes D ₁ and D ₂ (maximum forward voltage: VF) bidirectionally in parallel with R ₂ (= 1000R) is provided. As a result, the current discharged from the capacitor C is supplied via the bidirectional diode, and as a result, it is possible to limit the voltage difference between both sides of R ₂ = (1000 R). This makes it possible to obtain an output signal pulse having an amplitude of about 0.65 V which is approximately equal to the maximum forward voltage of the diode even when line 2 is selected (τ = RC). Each signal waveform example in this case is shown in FIG.
[0017]
FIG. 7 shows an example of a signal waveform at each position of the circuit when an input signal pulse having an amplitude of VF or more is input in FIG. 5 and line 1 is selected. As can be seen from the waveform of an output signal pulse of Figure 7, because thus a current flows through the diode D _1, it becomes a waveform different from the constant (τ = 1001RC) when set.
[0018]
FIG. 8 shows still another example of the time constant switching circuit. The circuit shown in FIG. 8 is set to R ₁ = R and R ₂ = 1000 R as in FIG. 5, but is a further improvement of the circuit of FIG. If only one bidirectional diode is added as in the circuit shown in FIG. 5, the amplitude of the output signal pulse can only be set to about ± VF. This is because when an input signal pulse having an amplitude of ± VF or more is input and a long time constant is selected (line 1 is selected), current flows through the forward diode D ₁ .
[0019]
Therefore, in the circuit of FIG. 8, each of the three diode arrays 101 and 102 is arranged in parallel with R ₂ (= 1000R) in different directions. As a result, input signal pulses having amplitudes up to ± 3 × VF can be handled. FIG. 9 shows signal waveform examples at each position in the circuit of FIG. As shown in FIG. 9, even when an input signal pulse having an amplitude up to ± 3 VF is input in the circuit of FIG. 8, the time constant of the output signal pulse can be set to a desired value (τ = 1001RC). It was. Although the diode arrays 101 and 102 shown in FIG. 8 are three diodes connected in series, the number of diodes can be varied in accordance with input signal pulses that need to be handled.
[0020]
FIG. 10 shows still another example of the time constant switching circuit. The circuit shown in FIG. 10 is set to R ₁ = R and R ₂ = 1000R as in FIG. 5, but is a further improvement of the circuit of FIG. In FIG. 10, in order to solve the problem of FIG. 5, a voltage limiting circuit in which two Zener diodes TD ₁ and TD ₂ (zener voltage Vz = 3 V) are connected in opposite directions is arranged in parallel with R ₂ . Also in this case, the input signal pulse having an amplitude up to ± Vz can be handled as in the circuit of FIG.
[0021]
As described above, the time constant of the output signal can be switched by switching the feedback circuit by the signal switching circuit 10. In the example of the time constant switching circuit described above, the switching is performed so that one of the two feedback circuits is selected. However, the present invention is not limited to this. Switching may be performed so that one is selected. For example, it is possible to provide a plurality of feedback circuits by combining the feedback circuits shown in FIG. 1, FIG. 5, FIG. 8, and FIG.
[0022]
Next, as an example of a time constant switching circuit in which a plurality of feedback circuits are provided and switching is performed so that one of them is selected, a time constant switching circuit that switches so as to select one of the three feedback circuits. Examples are shown in FIGS.
[0023]
The circuit shown in FIG. 11 is an improvement of the circuit shown in FIG. 1, and is composed of only bipolar elements as in the circuit shown in FIG. 1, and an input signal input to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 20. The time constant of the output signal pulse with respect to the pulse is switched by a time constant switching signal. However, in the circuit shown in FIG. 11, the signal switching circuit 11 has a signal line 3 (first feedback circuit), a signal line 4 (second feedback circuit), and a signal line 5 (third feedback) in response to a time constant switching signal. Circuit) is selected and input to the inverting input terminal of the operational amplifier 20. For example, the signal switching circuit 11 selects one signal line by a 2-bit signal switching signal.
[0024]
Therefore, the time constant of the output signal pulse when the signal line 3 is selected is τ = (R ₁ + R ₂ + R ₃ ) C [s], and the time constant when the signal line 4 is selected is τ = (R ₁ + R ₂ ) C [s], and the time constant when the signal line 5 is selected is τ = R ₁ C [s].
[0025]
The circuit shown in FIG. 12 is an improvement of the circuit shown in FIG. 5, and the time constant of the output signal pulse with respect to the input signal pulse input to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 20 is switched by the time constant switching signal. It is configured as follows. However, in the circuit shown in FIG. 12, the signal switching circuit 11 is configured to select one of the three feedback circuits and input it to the inverting input terminal of the operational amplifier 20 by the time constant switching signal.
[0026]
When signal line 3 is selected, a first voltage limiting circuit composed of two diodes D ₃ and D ₄ (maximum forward voltage: VF) bidirectionally in parallel with 100R, both in parallel with 1000R The second voltage limiting circuit composed of _two diodes D ₁ and D ₂ (maximum forward voltage: VF) and the first feedback circuit composed of R are switched. When the signal line 4 is selected, the signal is switched to the second feedback circuit. The second feedback circuit is the same as when line 1 is selected in FIG. Further, when the signal line 5 is selected, it is switched to the third feedback circuit. The third feedback circuit is the same as when the line 2 is selected in FIG.
[0027]
The circuit shown in FIG. 13 is an improvement of the circuit shown in FIG. 8, and the time constant of the output signal pulse with respect to the input signal pulse input to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 20 is switched by the time constant switching signal. It is configured as follows. However, in the circuit shown in FIG. 13, the signal switching circuit 11 is configured to select one of the three feedback circuits and input it to the inverting input terminal of the operational amplifier 20 by the time constant switching signal.
[0028]
When the signal line 3 is selected, a first voltage limiting circuit composed of each diode array 103 and 104 in parallel with 100R, and composed of each diode array 101 and 102 in parallel with 1000R. The second voltage limiting circuit and the first feedback circuit composed of R are switched. When the signal line 4 is selected, the signal is switched to the second feedback circuit. Note that the second feedback circuit is the same as when line 1 is selected in FIG. Further, when the signal line 5 is selected, it is switched to the third feedback circuit. The third feedback circuit is the same as when line 2 is selected in FIG.
[0029]
The circuit shown in FIG. 14 is an improvement of the circuit shown in FIG. 10, and the time constant of the output signal pulse with respect to the input signal pulse input to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 20 is switched by the time constant switching signal. It is configured as follows. However, in the circuit shown in FIG. 14, the signal switching circuit 11 is configured to select one of the three feedback circuits and input it to the inverting input terminal of the operational amplifier 20 by the time constant switching signal.
[0030]
When the signal line 3 is selected, a first voltage limiting circuit in which two Zener diodes TD ₃ and TD ₄ (zener voltage Vz = 3V) are connected in reverse in parallel with 100R, 2 in parallel with 1000R. The switching operation is switched to a first feedback circuit composed of a second voltage limiting circuit and R, in which two zener diodes TD ₁ and TD ₂ (zener voltage Vz = 3 V) are connected in the opposite direction. When the signal line 4 is selected, the signal is switched to the second feedback circuit. The second feedback circuit is the same as when line 1 is selected in FIG. Further, when the signal line 5 is selected, it is switched to the third feedback circuit. The third feedback circuit is the same as when line 2 is selected in FIG.
[0031]
【Effect of the invention】
As described above, according to the present invention, the time constant of the output signal can be switched by switching the feedback path in the bipolar integrated circuit.
[0032]
Also, by providing a voltage limiting circuit composed of diodes, Zener diodes, etc. in the feedback path, it is possible to handle large amplitude input signal pulses or output signal pulses even when the setting value of the switching time constant is large. It has become possible.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram schematically showing a time constant switching circuit according to the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing signal waveforms of the circuit shown in FIG.
FIG. 3 is a circuit diagram showing details of the circuit shown in FIG. 1;
4 is a diagram showing signal waveforms when a difference in switching time constant is large in the circuit shown in FIG.
FIG. 5 is a diagram schematically showing another time constant switching circuit according to the present invention.
6 is a diagram showing signal waveforms in the circuit shown in FIG. 5. FIG.
7 is a diagram illustrating a signal waveform when an input signal having a large amplitude is input in the circuit illustrated in FIG. 5;
FIG. 8 is a diagram schematically showing still another time constant switching circuit according to the present invention.
9 is a diagram showing signal waveforms in the circuit shown in FIG.
FIG. 10 is a diagram schematically showing still another time constant switching circuit according to the present invention.
FIG. 11 is a diagram schematically showing still another time constant switching circuit according to the present invention.
FIG. 12 is a diagram schematically showing still another time constant switching circuit according to the present invention.
FIG. 13 is a diagram schematically showing still another time constant switching circuit according to the present invention.
FIG. 14 is a diagram schematically showing still another time constant switching circuit according to the present invention.
FIG. 15 is a diagram showing a conventional time constant switching circuit and the like.
[Explanation of symbols]
1 ... Signal line (first feedback circuit)
2 ... Signal line (second feedback circuit)
3. Signal line (first feedback circuit)
4 ... Signal line (second feedback circuit)
5 ... Signal line (third feedback circuit)
10, 11 ... Signal switching circuit 20 ... Operational amplifier

Claims

バイポーラ集積回路における時定数切換え回路であって、
入力信号が入力される非反転入力端子、反転入力端子及び出力端子を有するオペアンプと、
前記反転入力端子と前記出力端子との間に設けられた第１及び第２の帰還回路と、
前記第１及び第２の帰還回路の一方を有効にして、前記入力信号に対する出力信号の時定数を切換えるための切換え回路と、
前記第１及び第２の帰還回路に接続された時定数設定用のコンデンサと、
前記第１又は第２の帰還回路の一方に設けられた時定数設定用の抵抗と、
前記時定数設定用の抵抗の両端に発生する電圧を制限するための電圧制限回路と、を有し、
前記切換え回路によって前記時定数設定用の抵抗が帰還回路の少なくとも一部を構成することによって前記出力信号の時定数が切換えられるとともに前記出力信号の振幅が前記電圧制御回路に基づく電圧に制限される、
ことを特徴とする時定数切換え回路。A time constant switching circuit in a bipolar integrated circuit,
An operational amplifier having a non-inverting input terminal to which an input signal is input, an inverting input terminal, and an output terminal;
First and second feedback circuits provided between the output terminal and the inverting input terminal,
A switching circuit for enabling one of the first and second feedback circuits to switch a time constant of the output signal with respect to the input signal;
A capacitor for setting a time constant connected to the first and second feedback circuits;
A resistor for constant setting when provided on one of said first or second feedback circuits,
A voltage limiting circuit for limiting a voltage generated at both ends of the resistor for setting the time constant,
The time constant setting resistor constitutes at least a part of a feedback circuit by the switching circuit, thereby switching the time constant of the output signal and limiting the amplitude of the output signal to a voltage based on the voltage control circuit. ,
A time constant switching circuit characterized by that.