JP4833983B2 - 電圧源コンバータ - Google Patents

Description

本発明は、複数の自励式半導体素子（self-commutating semiconducting elements）を有する電圧源コンバータ（ＶＳＣ）に係る。より正確には、本発明は、例えばパルス幅変調（ＰＷＭ）信号などのような変調信号によって、ＶＳＣをコントロールするための方法及び装置に係る。特に、本発明は、複数の直列に接続された半導体素子を有するＶＳＣに係り、特にそのようなＶＳＣを有する高電圧直流（ＨＶＤＣ）伝送ラインの変換器ステーションに係る。

この記述において、ＰＷＭ制御変換器は、インバータ並びに整流器を含んでいる。そのような変換器は、例えばモータ駆動システムのような、低電力のアプリケーションにおいて、並びに、例えば高電圧直流（ＨＶＤＣ）伝送システム及び静的無効電力補償（static var compensation）（ＳＴＡＣＯＭ）システムのような、高電力のアプリケーションにおいて、使用されることが可能である。

変換器、そしてより正確には電圧源コンバータは、直流電圧システムと、一つまたは複数の相を有する交流電圧システムの間の電気的な結合をもたらす。電力の方向に依存して、変換器は、整流器の機能（電力を交流システムから直流システムへ供給する機能）、またはインバータの機能（電力を直流システムから交流システムへ供給する機能）のいずれかを持つ。例えば、変換器は、同期式または非同期式回転マシンの可変速度コントロール、並びに長距離に渡る高電圧直流（ＨＶＤＣ）の伝送に使用されることが可能である。

最もシンプルな変換器は、二つのバルブ（valve）から構成される２レベルのブリッジを有している。各バルブは、一つまたは複数のスイッチを有している。三相変換器は、このようにして、６つのバルブを有するブリッジを有し、ここで各バルブは、少なくとも一つのスイッチを有している。スイッチは、それに対して逆並列（antiparallel）に接続されたターンオフ・デバイス及びダイオードを有している。この配置によって、電流は、一つの方向については、制御可能な状態で停止されるが、その反対方向については、自由に通過することが可能である。高電圧のアプリケーションに対して、各バルブは、そのようなターンオフ・デバイス及び逆並列のダイオードを備えた複数の直列のスイッチを有している。

負荷が誘導タイプであるので、対応するスイッチが開かれたときに負荷電流が流れることを可能にするために、ダイオード（“フリー・ホイーリング・ダイオード”と呼ばれている）が、スイッチと並列に配置される必要がある。２レベルの変換器の更なる発展形態は、３レベル変換器であって、それは、６つの特別なダイオードを必要とする。この変換器はまた、中立点クランプ（ＮＰＣ：neutral point clamped）変換器のブリッジとも呼ばれている。

例として、２レベルの変換器の一つのブリッジを使用した場合、変換器の交流アウトプット電圧、強度、相角度、及び基本周波数の周波数、並びに高調波歪は、同一の相に接続されたブリッジ上の二つのバルブを、交互にスイッチングオン及びスイッチング・オフすることによりコントロールされる。それによって、交流電流が、所望の状態でコントロールされる。スイッチをコントロールするためのパルス信号は、選択されたパルス幅変調（ＰＷＭ）の方法に基づいて、生成される。

ＰＷＭ方法は、多様性に富んでいる。最も頻繁に使用される方法は、例えば正弦曲線のパルス幅変調（ＳＰＷＭ：Sinusoidal Pulse width modulation）のような、キャリア・ベースのＰＷＭ、及び、例えば最適パルス幅変調（ＯＰＷＭ：Optimum Pulse width modulation）のような、キャリアレスＰＷＭである。先行技術における変調技術は、変換器のスイッチング素子が理想的な状態で動作すると言う前提、即ち、それらが、コントロールが要求する瞬間に正確に、スイッチオンまたはスイッチオフすると言う前提に基づいている。これらは、以下のテキストにおいて、理想的なスイッチングの瞬間と呼ばれる。しかしながら、現実には、変換器のアウトプット電圧の波形は、コントロールが当初要求したものから、外れている。

第一の理由は、スイッチング・デバイスが理想的なものではないということである。スイッチング・デバイスは、ターンオン及びターンオフのスイッチングの際にそれぞれ、そのコントロール信号に対して反応の遅れを有している。この反応の遅れは、半導体のタイプ、その電流及び電圧の定格、ゲート電極での制御波形、デバイスの温度、そして特にスイッチの入り切りされる実際の電流に依存する。

第二の理由は、空白時間（即ち“デッド・タイム”）であり、空白時間が、同じブリッジの第一のバルブの開放（ターンオフ）指令と、第二のバルブの閉鎖（ターンオン）指令との間に、挿入されなければならない。空白時間の存在により、変換器ブリッジの二つのバルブが、同じ時間において、閉じられることが無くなり、短絡が防止される。

第三の理由は、アウトプット電圧の変形に寄与するものであって、ターンオフ及びターンオンの間の、スイッチング・デバイスを横切る電圧の増加速度及び減少速度（ｄｖ／ｄｔ）に差があることである。これは、ダイオードの中の、スパイク電圧吸収回路または寄生キャパシタンスの存在による可能性がある。この変形は、特にスイッチング電流が低いときに、顕著である。

以上に挙げられた理由に基づいて、スイッチング指令と実際のスイッチング・イベントの間に遅れが生ずる。理想的なスイッチングの瞬間に対応する実際のスイッチング・イベントを実現するために、スイッチング指令は、前もって送られなければならない。このように、全てのスイッチングに対して、バルブのアクション・タイムが考慮されなければならない。バルブのアクション・タイムは、以下のテキストにおいて、実際のスイッチング指令とその実際のスイッチング・イベントの間時間の差として、規定される。

このように、アクション・タイムは、スイッチング・デバイスの反応の遅れ、空白時間、及び、電圧の低い増加速度及び減少速度（ｄｖ／ｄｔ）に起因する変動を有している。これらのパラメータの変動の結果として、指令された電圧と現実の変換器アウトプット電圧の間に、非線形誤差が生ずる。これは、余分な低次の高調波（例えば、５次及び７次高調波）をもたらすのみではなく、時にはコントロール・システムの不安定性の問題をももたらす。従って、これらの誤差を修正しまたは補償するために、多くの試みがこれまでになされてきた。

米国特許ＵＳ−５，９９１，１７６号公報により、ＰＷＭ波を処理するための方法及びそのためのデバイスが、既に知られている。この方法の目的は、インバータまたは制御整流器において、空白時間（デッド・タイムと呼ばれる）の影響を減らすまたは無くすことである。既知のインバータが、変調器及び弁別器（discriminator）によって制御される。変調器の役割は、設定波（set wave）を作り出すことであり、これに対して、弁別器の役割は、この波を、様々なスイッチをそれぞれ制御するために意図された複数の波に分割することを可能にすることである。弁別器の目的は、対応するスイッチの閉鎖に遅れを生じさせることであって、それによって、一つのスイッチを閉じる指令が与えられるとき、反対側のスイッチが既に開かれていることが、常に確保されるようになる。

既知の方法は、二つの修正されたコントロール設定信号（set signal）を使用することを、示唆している：一つは、電流がアウトプット電流である場合に対するものであり、他の一つは、電流がインプット電流である場合に対するものである。二つの修正された設定信号の内のどちらが使用されるかを決定するものは、負荷の中の電流の方向である。このようにして、スイッチング指令が空白時間を補償する。

米国特許ＵＳ−６，５３５，４０２号公報により、インバータ及び変換器のためのデッド・タイムの適応性のある補償（adaptive compensation）のための方法が、既に知られている。この方法の目的は、デッド・タイムの影響を補償することにより、そのようなインバータで駆動されるモータの電流の歪及びトルク・リップルを避けることである。この文献は、電流のゼロ交差を測定することの困難性を認め、歪んだ電流にバイアス電流を付加することを提案している。それにより、電流が、電流のバイアスレベルを通過した時が、確定される。第二のデッド・タイムの補償は、バイアスレベルの電流の交差から引き出され、ＰＷＭ信号の第一のデッド・タイムの補償に加えられる。

先行技術における、指令された電圧と現実のアウトプット電圧の間の誤差を修正するための既知の方法は、電流の測定に基づいている。このように、既知の方法は、電流スイッチングの測定に基づいている。空白時間または低い ｄｖ／ｄｔ による平均電圧の誤差のみを修正するフィード・フォワード・タイプの補償が、提案されている。スイッチング・デバイスの反応時間による誤差は、考慮されていない。フィードバック・コントロール、または、スイッチング・デバイスのターンオンまたはターンオフが、コントロールが要求している正確な瞬間に生じたか否かについての確認は、行われていない。それに加えて、ＵＳ−６，５３５，４０２号に記載された方法では、更なるハードウエア・コンポーネントが必要になり、それは、高電力のアプリケーションにおいて、非常に高価なものになる。

先行技術から知られている方法は、ある動作条件においては、十分に良好に働く。他の動作条件では、それらは、適切に機能することができない。そのような一つのケースは、スイッチング周波数が低く、インダクタンスも低いときであり、その場合には、非常に高い電流リップルが生ずることがある。典型的に、ＳＴＡＴＣＯＭ及びＨＶＤＣの高電力のアプリケーションにおいて、変換器は、グリッドに直接、接続される。そのような状況においては、高いスイッチング電流リップルが生ずることになる。そのような場合には、電流方向が、あるスイッチング瞬間と次のスイッチング瞬間とで、異なることが明らかである。

次のスイッチングのためのアクション・タイムを予め評価するために、次のスイッチング瞬間に予測される電流を用いることも、可能であろう。しかしながら、予測される電流の正確さを保証することは、非常に難しい。その理由は、予測される電流の正確さが、変換器の基準電圧や、測定された電流及び測定された電圧の正確さのみでなく、コントロール・プロセスの計算速度にも依存するからである。

例えばＨＶＤＣ及びＳＴＡＴＣＯＭのような、高電力のアプリケーションにおいて、低次の高調波は、フィルタリング装置に対して、非常に高いコストを生じさせる。このようにして、新しいコントロール方法が求められている。その方法は、高電力のアプリケーションで用いられる電圧源コンバータのための高精度のスイッチングの実現を可能にし、それによって、上述の誤差の影響を取り除くことである。
米国特許ＵＳ−５，９９１，１７６号公報 米国特許ＵＳ−６，５３５，４０２号公報

本発明の第一の目的は、電圧源コンバータをコントロールするための方法及び装置を提供することにあり、この方法及び装置によれば、スイチング・コントロールの正確さが高まり、先に論じられた誤差の影響が小さくなる。
本発明の第二の目的は、低次の高調波（例えば、５次及び７次の高調波）及びシステム・コントロールの不安定性の問題を取り除くことができる方法及び装置を提供することにある。

更なる目的は、バルブ（valve）のアクション・タイムを高い精度で決定することである。また更なる目的は、電力システムの中の、例えば高電力のアプリケーションの場合のような、高い電流リップルを有する変換器、並びに、例えば駆動システム及び他のアプリケーションの場合のような、低い電流リップルを有する変換器の双方に対して適切な方法を提供することにある。また更なる目的は、ハードウエアを更に追加する必要がなく、且つ、使用される情報が電流測定によるものか電圧測定によるものかに依存しない方法を提供することである。

これらの目的は、独立請求項１の特徴により特徴付けられる装置によって、独立請求項７のステップにより特徴付けられる方法によって、または、独立請求項１０の特徴により特徴付けられるコンピュータ・プログラムによって、実現される。好ましい実施形態は、従属請求項の中に記載されている。

本発明によれば、実際のスイッチング・イベントが検知され、そして、理想的なスイッチングの瞬間と検知された実際のスイッチング・イベントを比較することによって、アクション・タイムが調整される。理想的なスイッチングの瞬間の時間は、実際のスイッチング・イベントの時間から差し引かれ、現在のアクション・タイムに加算され、調整されたアクション・タイムが形成される。

このようにして、もし、計算された差が正の場合には、アクション・タイムが増大され、もし、その差が負の場合には、アクション・タイムが減少される。もし、理想的なスイッチングの瞬間と実際のスイッチング・イベントの間に差が無い場合には、アクション・タイムの調整は、必要でない。

理想的なスイッチングの瞬間と第一のパルスからの実際のスイッチング・イベントとの間の時間の差は、次のパルスのためのアクション・タイムを修正するために使用されることが可能である。そのようなことをすることにより、二つの主要な考慮が生まれる。第一に、差を計算するためのハードウエアの性能、及び二つの隣接するパルスの間で必要とされる調整が巨大なものになる。第二に、第一のパルスのスイッチングの動作条件は、第二のパルスのスイッチングの動作条件と、同じではないこともあり得る。このようにして、アクション・タイムが異なることがあり、調整が、スイッチング指令を送る瞬間を計算するだけの場合よりも悪くなることがあり得る。

本発明によれば、基本周波数の第一の周期の中の選択されたパルスに対する調整されたアクション・タイムが、基本周波数の後続する周期の中の同一のパルスに対する実際のスイッチング指令を修正するために使用される。このようにして、第一の周期から得られた情報が、後続する周期の中のスイッチング指令を決定するために使用される。基本周波数の第一の周期の中のパルスに対するアクション・タイムを記憶することによって、基本周波数の次の周期に対するスイッチング指令の調整を計算するために、長い時間が得られる。

このようにして、ハードウエアの性能に対する要求が軽減される。隣接する周期の中の同一のパルスのアクション・タイムを調整することによって、コンポーネントの反応の遅れ及びその動作条件に関係する変動が計算に入れられる。その理由は、スイッチングの動作条件は、基本周波数の隣接する周期の中の対応するパルスに対する同じであろうからである。

本発明の第一のアスペクトによれば、上記の目的は、各スイッチング・パルスのための理想的なスイッチングの瞬間を有するＰＷＭパルス信号によりＶＳＣをコントロールするための方法により、実現される。
この方法では、基本周波数の第一の周期の中の選択されたスイッチング・パルスのための実際のスイッチング・イベントを検知し；理想的なスイッチングの瞬間と実際のスイッチング・イベントを比較することにより、選択されたスイッチング・パルスに対するアクション・タイムを調整し；基本周波数の後続する周期の中の対応するパルスのスイッチング指令を、この調整されたアクション・タイムにより修正する。

基本周波数の隣接する周期の中の各対応するパルスに対して、動作条件は、第一義的には同一である。電流の負荷は同一であり、周期の中の位置も同一である。このようにして、異なる周期の中の二つの対応するパルスに対する反応時間も同一であろう。このような適応性のある方法（adaptive method）により、電流の動作条件による半導体の反応時間の決定の不確実性が自己調整される。この方法は、定常システムのみならず、可変周波数システムに対しても、適用することが可能であり、特に変動が遅い場合に有効である。

本発明の好ましい実施形態において、アクション・タイムの平均値が、周期の中の各パルスに対して、先行する周期の中の同等のパルスのアクション・タイムから計算される。このようにして、この記憶された値は、前回の値と新しい値の平均値である。この計算方法は、線形の平均値または指数的な平均値のいずれであっても良い。

本発明の更なる好ましい実施形態において、スイッチング・イベントの決定は、半導体素子の電極を横切る電圧の測定により評価される。

基本周波数の周期の中の各パルスに対する実際の指令の瞬間を、前回の周期の中の同一のパルスの情報から調整することによって、バルブの電圧変化が、コントロールから要求された瞬間に正確に生ずることになる。

本発明の利点は、低次の高調波が最小のレベルに抑えられることである。このことは、フィルターのコストを大幅に減少させるであろう。他の利点は、ＯＰＷＭを有する変換器に対する制御の不安定が解消されることである。

本発明の第二のアスペクトにおいて、上記の目的は、変換器ブリッジのバルブをコントロールするためのパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を供給するコントロール装置によって、実現される。この制御装置は、半導体デバイスの実際のスイッチング・イベントを検知するための検知手段と；基本周波数の周期の中の各パルスのためのアクション・タイムを計算し且つ記憶するためのメモリー手段と；を含み、且つ、基本周波数の後続する周期の中の対応するパルスの実際のスイッチング指令を修正するためのコンピュータ手段と；を有している。
この装置は更に、情報を作り出し、且つコンピュータ手段との間で情報を伝達するための信号発生手段と；検知手段と；変換器の中の半導体素子と；を有している。

本発明の好ましい実施形態において、ＰＷＭは、キャリアレスＰＷＭであって、例えば最適パルス幅変調（ＯＰＷＭ：optimum pulse width modulation）であり、または、キャリア・ベースのＰＷＭであって、例えば、正弦波パルス幅変調（ＳＰＷＭ：sinusoidal pulse width modulation）である。

本発明の第三のアスペクトにおいて、これらの目的は、基本周波数の周期の中のパルスの実際の指令の瞬間を、基本周波数の先行する周期の中の同等のパルスからの情報により修正する方法を実行するための、装置に対する指令を有するコンピュータ・プログラム製品によって実現される。そのコンピュータ・プログラムは、各スイッチング・パルスのアクション・タイムも計算する。

本発明の他の特徴及び優位性は、添付図面を用いる以下の詳細な説明により、当業者とってより明らかなものになるであろう。

２レベルの変換器のブリッジが、例として、図１の中に示されている。図１ａは、三相強制整流ブリッジの全体を示し、図１ｂは、ブリッジの一つの相の部分を示す。ブリッジの部分は、第一のバルブＶ１及び第二のバルブＶ２を有し、且つ、ロウアー直流端子Ｕｄｎ及びアッパー直流端子ＵｄＰを有している。各バルブは、自励式半導体素子及びそれに逆並列（anti-parallel）に接続されたダイオード素子を含む少なくとも一つのスイッチング・デバイスを有している。ここに示された実施形態において、自励式半導体素子は、ＩＧＢＴを有している。このブリッジは、交流電流ｉを有する交流端子Ｕａｃを有している。

変換器を動作させるとき、空白時間（blanking time）（即ち“デッド・タイム”）が、第一のバルブの開放（ターンオフ）指令と、第二のバルブの閉鎖（ターンオン）指令との間、及びその逆の関係の間に挿入されなければならない。その理由は、短絡を防止するために、変換器ブリッジのこれら二つのバルブが同じ時間に閉じられてはいけないためである。空白時間の効果が、図２の中に示されている。第一の波形１は、理想スイッチング・パルスである。第二の波形２は、第一のバルブＶ１への指令パルスであり、第三の波形３は、第二のバルブＶ２への指令パルスである。第四の波形４は、その結果として得られる電圧Ｕａｃである。空白時間は、ｔｂで示されている。

図２には、相の位置と電圧時間領域の双方（それが強度を決定する）は、理想パルス（指令されたアウトプット電圧）とは異なることが示されている。
図に示されているように、正の電流値が、インプット電流として規定される。もし、その電流が正であれば、第二のバルブＶ２のＩＧＢＴ及び第一のバルブＶ１のダイオードは、電流を伝える。このケースでは、第二のバルブＶ２に入る電流及びそれを横切る電圧は、ターンオフ指令が、そのゲート装置により受け取られたとき、ほとんど瞬時に変化することになる。しかしながら、スイッチング・オフ指令が第一のバルブＶ１に送られたとき、第一のバルブＶ１に入る電流及びそれを横切る電圧は、変化しないことになる。第一のバルブＶ１の電流及び電圧の変化は、第二のバルブＶ２がターンオン指令を受け取った時のみに生ずる。その結果として、交流端子での電圧は、コントロールにより要求された電圧から異なることになる。このことが、理想パルス１の波形と、その結果として得られる交流端子の電圧４を比較することによって示されている。

もし、電流が負であれば、第二のバルブＶ２の中のダイオード、及び第一のバルブＶ１の中のＩＧＢＴが電流を伝えることになる。電圧の誤差は、スイッチング・オフ指令が第二のバルブＶ２に送られたときに、作り出されることになり、その結果として得られる交流端子の電圧は、図２の中の第五の波形５で示されているようになる。

電流強度が低いときには、電流の方向は、一つのスイッチング・イベントと次のスイッチング・イベントとで異なることがあり得る。そのため、第一のバルブＶ１と第二のバルブＶ２の双方の中のダイオードが、スイッチング・オフの間に、電流を伝える可能性がある。即ち、第一のバルブＶ１をスイッチング・オフするとき、電流は負であり、第二のバルブＶ２をスイッチング・オフするとき、電流は正に変化する。このケースでは、スイッチング・デバイスが理想的なスイッチング挙動を有していると仮定すると、交流端子の電圧は、図２の中の第六の波形６で示されているようになる。

また、第一のバルブＶ１と第二のバルブＶ２の双方の中のＩＧＢＴが、スイッチング・オフの間に、電流を伝える可能性がある。この条件では、交流端子の電圧は、スイッチング・デバイスが理想的なスイッチング挙動を有していると仮定すると、図２の中の第七の波形７で示されているようになる。

従って、電流強度が大きいときには、相位置と電圧時間領域の双方が、コントロールから指令されたアウトプット電圧と異なることが、明らかである。もし、電流強度が小さい場合には、相位置が指令とは異なることもあり得る。しかし、電圧時間領域は、コントロールから要求されたものと同一であるように見える。しかしながら、注意すべきことは、低い電流のターンオフのとき、高い電流のときと比べて、電圧がより遅く増大することである。

例として、図３には、異なるスイッチング・オフ電流、及びスイッチング・オフ・プロセスの間にバルブを横切るそれらに対応する電圧が示されている。電圧の導関数は、スイッチング電流が１００Ａのとき、スイッチング電流が２５００Ａのときと比較して、明らかに低い。この低い電圧の導関数もまた、コントロールから指令された電圧に対する電圧の誤差に寄与することになる。

スイッチングは、スイッチング電流に依存する半導体素子の非線形挙動の影響を受ける。二つの隣接するパルスに対して、これらの条件は、めったに同じではなく、特に、スイッチング周波数が低い高電力のアプリケーションに対して、そうである。従って、半導体素子のスイッチング時間は、二つの隣接するパルスに対して同じにはならない。アクション・タイムは、スイッチング時間の他に空白時間を含んでいるので、そのように影響を受ける。

このことは、前回のパルスの情報からの後続のパルスに対するアクション・タイムの適応性のある計算が、その結果として得られるスイッチング・イベントの正確さを増大させることに寄与しないことを意味している。図４において、アッパー・バルブへの電流５及びパルス信号６が、時間に対してプロットされている。これから、一つのスイッチング・イベントと次のスイッチング・イベントで、電流の方向が異なることが明らかである。

高電圧変換器回路のフェイズ・レグ（phase leg）に対して、本発明が適用可能であり、それが、図５の中に概略的に示されている。通常、３つのフェイズ・レグがあり、それらは、三相交流電流のネットワークに接続されたプラントの中で、直流キャパシター１３を共通に有している。これは、従来のやり方で、（ここでは、ＩＧＢＴの形態で）直列に接続された複数の電力半導体デバイス１１、及び、各そのようなデバイスに逆並列に接続された、いわゆるフリー・ホイーリング・ダイオード１２を有している。直列に接続される電力半導体デバイスの数は、実際には、図５に示されたものよりもかなり大きい。

電力半導体デバイスの直列接続は、直流キャパシター１３に接続され、これに対して、電力半導体デバイスの間の相端子１４は、例えば相リアクトル１５により、交流電圧ネットワークの相に接続される。図５において、相端子１４の上側に配置された、ダイオードを有する電力半導体デバイスは、ＩＧＢＴバルブを形成し、その下側に配置された電力半導体デバイスは、もう一つのＩＧＢＴバルブを形成する。

ＩＧＢＴバルブの中の全ての電力半導体デバイスは、駆動装置１６（それぞれ概略的に示されている）からの信号により、同時にターンオンされ、それによって、正の電位が相端子１４に望まれるときには、第一のＩＧＢＴバルブの中の電力半導体デバイスが電流を流し、負の電位が相端子１４に望まれるときには、第二のＩＧＢＴバルブの中の電力半導体デバイスが電流を流すことになる。

決定されたパルス幅変調のパターン（ＰＷＭ）に基づいて、電力半導体デバイスを制御することによって、直流キャパシター１３を横切る直流電圧が、相端子１４での電圧を発生させるために使用されることが可能である、その電圧の基本的コンポーネントは、所望の強度、周波数及び相位置を有する交流電圧である。そのような制御は、異なる駆動装置へ制御装置１７からコントロール・パルスを送ることによって行われ、それは、通常、光ファイバを介して行われる。図５の中に、第一の光ファイバ９及び第二の冗長な光ファイバ１０がある。

制御装置１７と駆動装置１６の間の情報の交換は、光ファイバを介する双方向通信である。スイッチング指令が、制御装置１７から駆動装置１６へ送られる。スイッチング・イベントの指示信号は、駆動装置１６からコントロール装置１７へ、送り返されることが可能である。コントロール装置１７は、低い電圧電位に配置されているが、駆動装置１６から電気的に分離されている。その駆動装置は、高電圧電位に配置されている。スイッチング・イベントの指示信号は、駆動制御装置の中で発生される。

スイッチ指令から実際のスイッチングへの遅れに影響を与える複数のファクターがある。スイッチング・デバイスは、理想的なものではなく、スイッチングの挙動は、ゲート駆動装置の特性に大きく依存する。スイッチング・デバイスは、ターンオン及びターンオフの際に、それらのコントロール信号に対して遅れて反応する。その遅れ時間は、半導体のタイプ、その電流及び電圧定格、ゲート電極での制御波形、デバイスの温度、そして特に、スイッチの入り切りがされる実際の電流に依存する。図６の中で、スイッチングの遅れの、電流に対する依存性が示されている。

図６によって示されているように、電流の方向が最も重要なパラメータである。その理由は、スイッチングの瞬間に、もし、電流がＩＧＢＴの中またはダイオードの中を流れていれば、異なる電流方向が決定されるからである。先に論じられたように、第一のバルブのターンオフ指令と第二のバルブのターンオン指令の間に、“デッド・タイム”または空白時間が挿入されなければならない。空白時間は、電流に依存するスイッチング動作の遅れを支配する。

スイッチング・デバイスの反応の遅れ、及び、電圧の低い増加速度及び減少速度（ｄｖ／ｄｔ）の変動があるので、実際のスイッチング・イベントを理想的なスイッチングの瞬間に起こさせるためには、スイッチング指令は、前もって送られなければならない。しかしながら、もし、実際のスイッチング・イベントが理想的なスイッチングの瞬間に正確に起こらなければ、不正確さの問題が生じる。

このスイッチングの不正確さの第一の結果は、更なる低次の高調波（例えば、５次及び７次の高調波）が生ずることである。第二の結果は、システムの制御の中で不安定の問題が発生し得ることである。これは、指令された電圧と現実の変換器アウトプット電圧の間に非線形誤差があるためである。本発明によれば、実際のスイッチング・イベントを検知し、実際のスイッチング指令と実際のスイッチング・イベントの間時間の差をオンラインで評価し、それに従って、基本周波数の次の周期の中の同一のパルスの実際のスイッチング指令を調整することによって、この非線形誤差が取り除かれる。この機能は、適切にも、電流の方向及び強度に対して依存しない。

実際のスイッチング・イベントを検知する第一のやり方は、測定された電圧を使用することである。電圧デバイダを使用することにより、バルブの中の一つの電力半導体デバイスの電極を横切る電圧の強度が測定され、スイッチング・オフ・プロセスの間に、予め定められた基準値と比較される。

図７に示されているように、測定された電圧３２が基準値３３を通過する瞬間が、実際のスイッチングのイベントとみなされる。そのスイッチング・イベントの瞬間に、半導体デバイスのゲート制御装置の中で信号３４が発生される。この信号は、バルブ・コントロールに送り返されて、実際のスイッチング・イベントの瞬間を指示する。幾つかの個別の半導体デバイスが故障した場合、そのような信号の内の幾つかが、異なる半導体デバイスからそれらに対応するバルブ・コントロールへ送られる。バルブ・コントロールの中で、スイッチング・オフ指令３１を送ってから、実際のスイッチング・イベント３４の指示を受け取るまでの時間が記憶され、それが基本周波数の次の周期の中の対応するスイッチング・オフ指令を調整する際に使用されることになる。

好ましい実施形態によれば、基準電圧は、スイッチング・オフのステイタスの間の定常電圧の約半分に等しい。

実際のスイッチング・イベントを決定する第二のやり方は、測定された電流を測定することである。交流電流が測定され、既に、システムの制御及び保護に使用されている。測定された電流は、バルブ・コントロールにインプットとして送られる。特定のゲート装置及びコントロール（及び所与の空白時間）を有する半導体デバイスの特定のタイプに対して、スイッチング電流と時間遅れ（スイッチング・オフ指令から実際のスイッチング・オフ・イベントまで）の間の関係は、スイッチングのテストを介して得られることが可能である。

図６に、例として、スイッチング電流と時間遅れの間の関数関係を示す。その得られた関数は、表、または、バルブ・コントロール・プロセスの中の同等の非線形機能の何れかとして、インストールされる。各測定されたスイッチング電流に対して、対応する時間遅れが、表または非線形機能４１（図８に示されているような）を使用して、評価されることができる。各スイッチング・オフ指令に対する評価された時間遅れは、記憶され、それが基本周波数の次の周期の中の対応するスイッチング・オフ指令を調整する際に使用されることになる。

本発明に基づくコントロール方法及び装置の第一の実施形態の一般概念が、図９の中に示されている。この実施形態において、パルス・コントロール・プロセッサＰＣＰが、バルブのスイッチングの際に発生する遅れを、適応性のあるコントロールを使用して、補償している。バルブ・コントロール装置ＶＣＵを有する駆動装置は、電圧源コンバータ・バルブをコントロールして基本周波数１８を形成するためのパルス列１９のパルス ｔ_ｎ ^１ の、結果として得られるスイッチング・イベントを検知している。

この情報を運ぶパルス信号２０は、コントロール装置の中に含まれているパルス・コントロール・プロセッサ（ＰＣＰ）に送られる。そのＰＣＰはまた、実行されたスイッチング指令を表すコントロール・パルスＣＰを受け取る。そのＰＣＰは、パルス信号２０とコントロール・パルスＣＰを比較することにより、パルス ｔ_ｎ ^１ に対する反応時間、即ち、スイッチ指令の送信からその結果として得られるスイッチング・イベントまでの遅れ時間を計算する。基本周波数の周期の中での全てのパルスに対する計算された反応時間２１が、メモリーＭの中に蓄えられる。
ブロックＯＰＷＭで表されるパルス幅変調コントローラは、システム・コントロールにより要求されたスイッチング指令（即ち、理想スイッチング指令）を表すパルス信号２２を送る。パルス ｔ_ｎ ^２ に対する計算された反応時間を表す信号２３が、加算手段２４により、その指令信号２２に加算され新しい指令信号２５を形成する。この新しい指令信号は、所望の瞬間に実際のスイッチング・イベントを行わせることを狙ったものである。新しい指令信号２５は、次のスイッチングに対するスイッチング指令を生じさせるための、コントロール・パルス・クリエイターＣに送られる。

通常、ＨＶＤＣアプリケーションの中での変換器の全体的な制御は、三つの主要部に分けられる。第一に、アクティブな電力／直流電圧、及びリアクティブな電力／交流電圧、並びに交流電流を制御するシステム制御がある。所望のまたは理想のパルスは、システム制御から生成される。第二に、バルブ・コントロールがあり、それは、図５の中の部材１７に対応している。第三に、駆動コントロール装置があり、それは、図５の中の部材１６に対応している。

本発明に基づくコントロール方法及び装置の第二の実施形態の一般的概念が、図１０の中に示されている。この実施形態において、信号２６によって表される、パルス ｔ_ｎ ^１ に対する反応時間が、測定された交流電流及び機能ブロック４１を用いて評価される。これについては、先に説明されており、また、図８の中に示されている。基本周波数の周期の中の全てのパルスに対する計算された反応時間２１は、メモリーＭの中に貯えられる。

パルス ｔ_ｎ ^２ に対する計算された反応時間を表す信号２３が、加算手段２４により、指令信号２２に加算され、新しい指令信号２５を形成する。この新しい指令信号は、所望の瞬間に、実際のスイッチング・イベントを行わせることを狙ったものである。

以上は有利の実施形態であるが、本発明は、例としてここに示された実施形態に限定されるべきものではない。本発明の背後にある主要なアイデアが、基本周波数の高調波周期の第一の周期の中の一つのスイッチング・パルスからの情報を使用して、次の周期の中の同等のパルスのスイッチングを制御することである。その結果として得られるスイッチング・イベントの決定は、このようにして、電圧測定または電流測定の何れかからも評価されることが可能である。他の細部の変更はまた、ここに示された指針を検討することにより、当業者にとって明らかになるであろう。そのような変更は、本発明の範囲の中に含まれる。

図１ａは、変換器の図である；図１ｂは、２レベルの変換器のブリッジの一般的な図である。 図２は、理想パルス、アッパー・バルブ及びロウアー・バルブへの対応するパルス、及びその結果として得られる電圧を示すグラフである。 図３は、異なるスイッチング・オフ挙動を示す図である。 図４は、電流リップルを示す図である。 図５は、高電圧変換器回路のフェイズ・レグを示す図である。 図６は、スイッチング・イベントの遅れを電流の関数として示す図である。 図７は、スイッチング・イベントの電圧検知を示す図である。 図８は、スイッチング・イベントの遅れの電流検知を示す図である。 図９は、本発明に基づくコントロール方法及び装置の第一の実施形態のブロック図である。 図１０は、本発明に基づくコントロール方法及び装置の第二の実施形態のブロック図である。

Claims (13)

1. ダイオード（１２）に逆並列に接続された自励式半導体素子（１１）の少なくとも二つのブリッジ（Ｖ１，Ｖ２）を有する電圧源コンバータをコントロールするための装置であって、
   基本周波数（１８）を形成するためのスイチング・コントロール・パルス列（１９）を作り出すための手段（ＯＰＷＭ）と；
   スイッチング指令（ＣＰ）を生じさせるための手段（Ｃ）と；
   スイッチング・イベントを検知するための手段（ＶＣＵ）と；
   を有する装置において、
   スイッチング指令（ＣＰ）と、前記パルス列の選択されたパルスに対するスイッチング・イベント（２０）の間の反応時間（ｔ１，ｔ２）を計算するためのコンピュータ手段（ＰＣＰ）と；
   基本周波数の高調波周期の次の周期の中の同等のパルスのスイッチ指令を適切に補償するための手段（２４）と；
   を有することを特徴とする装置。
2. 下記特徴を有する請求項１に記載の装置：
   スイッチ指令を適切に補償するための前記手段は、基本周波数の高調波周期の各パルスの計算された反応時間を貯えるためのメモリー手段（Ｍ）を有している。
3. 下記特徴を有する請求項１または２に記載の装置：
   スイッチング・イベントを検知するための前記手段（ＶＣＵ）は、バルブの中の少なくとも一つの半導体デバイスの電極を横切る電圧を測定するための手段を有している。
4. 下記特徴を有する請求項１から３のいずれか１項に記載の装置：
   スイチング・コントロール・パルス列を作り出すための前記手段（ＯＰＷＭ）は、最適パルス幅変調器を有している。
5. 下記特徴を有する請求項１から４のいずれか１項に記載の装置：
   反応時間を計算するための前記コンピュータ手段（ＰＣＰ）は、基本周波数の高調波周期の中の各パルスの反応時間に対する平均値を計算するための手段を有している。
6. 下記特徴を有する請求項５に記載の装置：
   前記平均値は、指数平均値を有している。
7. それぞれダイオード（１２）に逆並列に接続された自励式半導体素子（１１）を含む少なくとも二つのブリッジ（Ｖ１，Ｖ２）、及び制御装置（１７）を有する電圧源コンバータ（ＶＳＣ）をコントロールするための方法において、
   基本周波数を形成するためのパルス列を配置し；
   基本周波数の前記パルス列のパルスのスイッチング指令を送る瞬間を規定し；
   スイッチング指令を送り；
   実際のスイッチング・イベントを決定し；
   実際のスイッチング・イベントを所望のスイッチング・イベントと比較し；
   基本周波数の次の高調波周期の中の同等のパルスのスイッチング指令を送る瞬間を調整すること；
   を特徴とする方法。
8. 各スイッチング・パルスのための理想的なスイッチングの瞬間を有するパルス幅変調パルス信号により電圧源コンバータをコントロールするための方法であって、
   基本周波数の第一の周期の中の選択されたスイッチング・パルスに対する実際のスイッチング・イベントを決定し；
   理想的なスイッチングの瞬間と実際のスイッチング・イベントを比較することにより、前記選択されたスイッチング・パルスに対するアクション・タイムを調整し；
   基本周波数の後続する周期の中の対応するパルスのスイッチング指令を修正すること；
   を特徴とする方法。
9. 下記特徴を有する請求項７または８に記載の方法：
   実際のスイッチング・イベントの決定は、少なくとも一つの半導体素子の電極を横切る電圧の測定を有している。
10. 下記特徴を有する請求項７に記載の方法：
    次の高調波周期の中の同等のパルスのスイッチング指令を送る瞬間の前記調整は、空白時間の調整を有している。
11. 請求項７から１０のいずれか１項に記載の方法を評価するための、プロセッサ（ＰＣＰ）に対する指令を有するコンピュータ・プログラム製品。
12. 請求項１１に基づくコンピュータ・プログラム製品であって、例えばインターネットのようなネットワークを介して、少なくとも部分的に供給される製品。
13. 請求項１１に基づくコンピュータ・プログラム製品を含むことを特徴とするコンピュータで読込み可能な媒体。

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