JP4821912B2 - 光ホモダイン受信機の同期回路及び光ホモダイン受信機 - Google Patents

Description

本発明は光ホモダイン受信機の同期回路及び光ホモダイン受信機に関し、例えば、２値位相変調方式（ＢＰＳＫ方式）に従って変調された変調光（光変調信号）を受信するものに適用し得るものである。

昨今の光通信の大容量化に伴い、従来の強度変調方式に比較してＳ／Ｎ比が良好な位相変調方式（ＮＲＺ−ＢＰＳＫ方式など）が盛んに研究されている。これらは、従来の強度変調方式のような光を直接強度変調するものとは異なり、光のコヒーレンス性に着目して、位相に送るべき情報を重畳して送信するものである。

コヒーレント通信方式による受信方法には、主に、へテロダイン検波、ホモダイン検波などの方法が提案されている。ホモダイン検波方式は、入力された受信信号（被変調信号）の搬送波に対して周波数、位相共に厳密に一致した局部発振光（以下、「局部発振」を「局発」と呼ぶ）を受信端で生成し、受信信号の搬送波と局発光との干渉作用により復調に必要な受信信号の位相状態を取り出す方式である。この方式は、入力された受信信号光と局発光の位相同期を用いて実現可能となる。ヘテロダイン方式は、周波数が若干異なる局発光と搬送波との干渉により生成されたビート信号を検出することにより、復調に必要な受信信号の位相状態を取り出す方式であるが、ホモダイン方式に比較すると３ｄＢ程度劣化する（非特許文献１参照）。

これまで、上記２方式のうち、ホモダイン方式に基づく光コヒーレント通信方式も多数報告されているおり、受信信号及び受信端側に配置された局発光源の周波数同期及び位相同期に対して光位相同期ループ技術が用いられてきた（例えば、非特許文献２参照）。

このような光位相同期ループを用いて、例えば、変調度１００％のＢＰＳＫ変調信号を復調する場合、ＢＰＳＫ変調信号自体に搬送波のスペクトル成分が含まれていないため、何らかの手段を用いて局発光と搬送波の位相差を抽出するための工夫が必要である。このような局発光と搬送波の位相差の抽出を可能にする手法として、無線通信の分野では古くから逓倍法やコスタスループが用いられてきた。

例えば、ＢＰＳＫ変調方式では、搬送波に対し、位相がπだけずれるように２値に応じて位相変調を施すため、搬送波を単純に逓倍する逓倍法を適用した場合（ここでは２逓倍とする）、変調信号における搬送波の２値の開始位相０若しくはπが２倍されて、２値のそれぞれのタイムスロットの位相差は２πとなる。よって、三角関数の周期性により、２逓倍後の信号における２値の位相は同形になり、結果的に、搬送波の２逓倍の周波数を持つ安定な信号が、逓倍法の手続きで抽出可能となる。

コスタスループの場合、搬送波と局発光の位相差の２倍を抽出することが可能である。コスタスループの手法を光通信に応用した場合の回路構成として、非特許文献３の図１に示す構成を挙げることができる。この手法の場合、Ｉ軸からｃｏｓ（θ＋ｄ）、Ｑ軸からｓｉｎ（θ＋ｄ）が出力される。ここで、θは位相差を表し、ｄはデータ列を表し、信号周期毎に０或いはπをとるものとする。これらを乗算することにより、この信号変化はキャンセルされ、ｓｉｎ２θ（＝ｓｉｎ（２θ＋２ｄ）、２ｄは０又は２π）が出力されるため、これを位相同期ループの制御信号とすることができる。

大越考敬、菊池和朗共著、「コヒーレン光通信工学」、ｐ１５８、オーム社、１９８９年発行 Ｓｔｅｆａｎｏ Ｃａｍａｄｅｌ ｅｔ ａｌ．，"１０ ＧＢＩＴ／Ｓ ２−ＰＳＫ ＴＲＡＮＳＭＩＳＳＩＯＮ ＡＮＤ ＨＯＭＯＤＹＮＥ ＣＯＨＥＲＥＮＴ ＤＥＴＥＣＴＩＯＮ ＵＳＩＮＧ ＣＯＭＭＥＲＣＩＡＬ ＯＰＴＩＣＡＬ ＣＯＭＰＯＮＥＮＴＳ，"ＥＣＯＣ２００３，Ｖｏｌ．３，Ｗｅ．Ｐ．１２２，ｐｐ．８００−８０１ Ｙ．Ｃｈｉｏｕ ａｎｄ Ｌ．Ｗａｎｇ，"Ｅｆｆｅｃｔ ｏｆ ｏｐｔｉｃａｌ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ ｎｏｉｓｅ ｏｎ ｌａｓｅｒ ｌｉｎｅｗｉｄｔｈ ｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔｓ ｉｎ ｌｏｎｇ ｈａｕｌ ｏｐｔｉｃａｌ ｆｉｂｅｒ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ ｓｙｓｔｅｍｓ ｗｉｔｈ Ｃｏｓｔａｓ ＰＬＬ ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ，"Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｖｏｌ．１４，Ｎｏ．１０，ｐｐ．２１２６−２１３４（１９９６）

しかしながら、搬送波周波数が光通信に比較して極めて低い帯域を用いる無線通信ではこれらの手法は有効であるが、数百ＴＨｚの搬送波周波数を用いる光通信では、これらの手法をそのまま用いることは困難である。

逓倍法の場合、数百ＴＨｚの搬送波に情報が重畳されたＢＰＳＫ変調信号を文字通り逓倍する必要があるが、これらの処理を、現存の電気デバイスを用いて行うことは回路を構成する素子の物性限界上困難である。また、非線形光学効果により高調波を発生させることは可能であるが、波長領域と変換効率の点などで研究すべき項目が多々ある点、また、絶対位相に直接情報を重畳するＢＰＳＫ変調方式では非線形効果など位相変調効果により光信号を加工する手法を用いると、受信信号光自体の位相情報が変化してしまう可能性がある点などにより、実際に用いることは困難である。

コスタスループの場合は、回路の構成上ボトルネックとなるのは、Ｉ軸信号及びＱ軸信号を乗算する乗算器である。π／２位相のずれたＩ軸及びＱ軸の出力を厳密に乗算する必要がある。この乗算結果が位相差となるためである。現在、周波数の低い帯域を精度良く乗算可能な乗算器や、数十ＧＨｚの比較的高周波領域を乗算する乗算器は存在する。

無線通信の場合、比較的低周波領域での乗算器が用いられる。乗算器の機能上、ＤＣ信号（直流信号）を乗算可能な乗算器は基本的には存在せず、ＤＣ信号に近い範囲の位相誤差は無視されることになる。この無視された部分は、実際の位相誤差との差分となり位相差は揺らぐ。特に、無線通信の場合、発振器の安定度が極めて良いため、このような揺らぎが顕在化することはなく安定な復調を実現することが可能である。

しかしながら、光通信の場合、信号の光源として用いるレーザは、市販品の最も安定したものでさえアラン分散で数十ＭＨｚの周波数揺らぎが存在しており、位相誤差の揺らぎは無線通信とは比較にならないほど大きく、乗算器に求められる仕様としては、可能な限りＤＣ成分に近い低周波まできちんと乗算できることが望ましい。また、光通信では、数十ＧＢｐｓの高速信号を使用するため、この乗算器に求められる入力帯域の上限もそれに応じて高くなる必要がある。例えば、４０ＧｂｐｓのＢＰＳＫ変調信号の場合、これは、前述のｃｏｓ（θ＋ｄ）、ｓｉｎ（θ＋ｄ）が４０ＧＨｚのクロックに基づき変動する信号成分ｄを含んでいるためである。この上限帯域が低い場合、Ｉ軸及びＱ軸からの出力は乗算器中で高周波領域がカットされるため、信号自体が平滑化されてしまい、乗算された結果がこの平滑化された信号同士の乗算結果となり、忠実に位相誤差を反映したものとはならず、安定動作を維持することは困難となる。

以上から、光通信でコスタスループを用いる場合には、限りなく直流成分に近い範囲の周波数から信号のクロックとほぼ同一の数十ＧＨｚまでの超広帯域の信号を精度良く乗算可能な乗算器が必要になる。しかしながら、現状の電気デバイス技術により、このような乗算器を構成することは、困難である。従来の光通信の研究でも、古くからコスタスループを用いた研究例があるが、数十ｂｐｓ以上の高ビットレートのＢＰＳＫ変調信号に対して安定的に動作する光ＰＬＬ（位相同期ループ）の報告例は皆無に等しい。よって、何らかの手段で電気デバイスに負担をかけず、又は、乗算器を介さないループ構成を用いる必要がある。

本発明は、以上の点に鑑みなされたものであり、搬送波周波数が非常に高い（例えば、数百ＴＨｚ）場合であっても、精度が良い局発光を生成できて、復調精度を高めることができる光ホモダイン受信機の同期回路及び光ホモダイン受信機を提供しようとしたものである。

かかる課題を解決するため、第１の本発明は、入力された光ＢＰＳＫ変調信号に局部発振光を同期させる光ホモダイン受信機の同期回路において、（１）入力された光ＢＰＳＫ変調信号と局部発振光とを干渉させて、位相が所定量だけ異なる第１及び第２の干渉信号を得る干渉信号形成手段と、（２）上記第１の干渉信号をそのまま第１の変調信号として、若しくは、上記第１及び第２の干渉信号の合成信号を第１の変調信号として、第１の光強度変調信号を得る第１の強度変調光形成手段と、（３）上記第２の干渉信号をそのまま第２の変調信号として、若しくは、上記第１及び第２の干渉信号の合成信号を第２の変調信号として、第２の光強度変調信号を得る第２の強度変調光形成手段と、（４）上記第１及び第２の光強度変調信号をそれぞれ光電変換して２乗検波した後、差分をとって位相誤差信号を得る位相誤差取得手段と、（５）得られた位相誤差信号に応じて、生成する上記局部発振光の位相若しくは周波数を変更する局部発振光生成手段とを有することを特徴とする。

第２の本発明の光ホモダイン受信機は、入力された光ＢＰＳＫ変調信号に局部発振光を同期させる同期回路として、第１の本発明の同期回路を適用したことを特徴とする。

本発明の光ホモダイン受信機の同期回路及び光ホモダイン受信機によれば、搬送波周波数が非常に高い場合であっても、精度が良い局発光を生成できて、復調精度を高めることができるようになる。

第１の実施形態に係る光ホモダイン受信機の要部構成を示すブロック図である。 第１の実施形態における光ＶＣＯの内部構成例を示すブロック図である。 第２の実施形態に係る光ホモダイン受信機の要部構成を示すブロック図である。

（Ａ）第１の実施形態
以下、本発明による光ホモダイン受信機の同期回路及び光ホモダイン受信機の第１の実施形態を、図面を参照しながら詳述する。第１の実施形態に係る光ホモダイン受信機は、光ＢＰＳＫ変調信号を受信、復調するものである。

（Ａ−１）第１の実施形態の構成
図１は、第１の実施形態に係る光ホモダイン受信機の要部構成を示すブロック図である。第１の実施形態の光ホモダイン受信機１００には、受信された復調対象の光ＢＰＳＫ変調信号（以下、被復調ＢＰＳＫ信号と呼ぶ）が入力され、それを復調して送信側が送信しようとした情報を得るものであるが、図１には、主として、被復調ＢＰＳＫ信号の搬送波成分に局発光の位相を合わせる同期構成を示している。

図１において、第１の実施形態の光ホモダイン受信機１００は、偏波面コントローラ１０１、９０°ハイブリッドカプラ１０２、バランスドフォトディテクタ１０３、１０４、１１２、減算器１０５、加算器１０６、変調器駆動回路１０７、１１１、ＣＷ光源（連続光光源）１０８、強度変調器１０９、１１０、ループフィルタ１１３及び光ＶＣＯ（光電圧制御発振器）１１４を有する。

偏波面コントローラ１０１は、受信された被復調ＢＰＳＫ信号の偏波面を、光ＶＣＯ１１４が内在する局発光源から出力された局発光の偏波面に一致させるためのものである。

９０°ハイブリッドカプラ１０２、第１及び第２のバランスドフォトディテクタ１０３及び１０４は、非特許文献３の図１に記載のものと同様なものである。

９０°ハイブリッドカプラ１０２は、図示は省略するが、内部に、第１及び第２のビームコンバイナと、９０°移相器とを備え、第１のビームコンバイナが被復調ＢＰＳＫ信号と局発光とを合波して、それらの和の成分と差の成分とを得ると共に、第２のビームコンバイナが被復調ＢＰＳＫ信号と局発光をπ／２（＝９０°）だけ移相した光信号とを合波して、それらの和の成分と差の成分とを得るものである。

第１のバランスドフォトディテクタ１０３は、内部に２つのフォトディテクタを備え、第１のビームコンバイナからの和成分及び差成分をそれぞれ、光電変換した後（２乗検波した後）、和成分の光電変換信号から、差成分の光電変換信号を減算した信号を、Ｉ軸の信号成分として出力するものである。

第２のバランスドフォトディテクタ１０４は、内部に２つのフォトディテクタを備え、第２のビームコンバイナからの和成分及び差成分をそれぞれ、光電変換した後（２乗検波した後）、差成分の光電変換信号から、和成分の光電変換信号を減算した信号を、Ｑ軸の信号成分として出力するものである。

減算器１０５は、第１のバランスドフォトディテクタ１０３からの出力信号から、第２のバランスドフォトディテクタ１０４からの出力信号を減算するものである。一方、加算器１０６は、第１及び第２のバランスドフォトディテクタ１０３及び１０４からの出力信号を加算するものである。

ＣＷ光源１０８は、所定波長の連続光を生成し、第１及び第２の強度変調器１０９及び１１０に入射させるものである。ＣＷ光源１０８が生成する連続光は、強度変調器１０９、１１０への搬送波として機能するものであるので、強度変調器１０９、１１０に入力される変調信号より、十分に周波数が高いものである。ＣＷ光源１０８が生成する連続光は、受信された被復調ＢＰＳＫ信号や、局発光と非同期なものである（同期化は実行されていない）。

第１の強度変調器１０９は、ＣＷ光源１０８からの連続光の強度を、第１の変調器駆動回路１０７からの変調信号の振幅に応じて変調するものである。第２の強度変調器１１０は、ＣＷ光源１０８からの連続光の強度を、第２の変調器駆動回路１１１からの変調信号の振幅に応じて変調するものである。第１及び第２の強度変調器１０９及び１１０として、例えば、マッハツェンダー型強度変調器などを用いることができる。

第１の変調器駆動回路１０７は、加算器１０６からの出力信号のバイアスを変更した後、第１の強度変調器１０９を駆動するものである。第２の変調器駆動回路１１１は、減算器１０５からの出力信号のバイアスを変更した後、第２の強度変調器１１０を駆動するものである。バイアスの変更は、強度変調器１０９、１１０でＣＷ光源１０８からの連続光を強度変調するために適するようにするためである。具体的には、強度変調が精度良く線形的に行われるように最適化している。例えば、マッハツェンダー型強度変調器を適用している場合には、上述のように変調器のバイアス点を最適化することで、強度変調が精度良く線形的に行われるようになる。

第３のバランスドフォトディテクタ１１２は、第１及び第２の強度変調器１０９及び１１０からの出力光（強度変調光）をそれぞれ自乗検波した後、その差を取るものである。第３のバランスドフォトディテクタ１１２からの出力信号が、位相同期ループにおいてフィードバックのための位相誤差信号となる。

ループフィルタ１１３は、低域通過特性を有するフィルタであって、第３のバランスドフォトディテクタ１１２からの位相誤差信号を平滑化するものである。ループフィルタ１１３の低域通過特性は、位相同期ループの追従速度を規定するものとなっている。

光ＶＣＯ１１４は、ループフィルタ１１３から出力された位相誤差信号に応じて、位相が制御された局発光を形成して出力するものである。

図２は、光ＶＣＯ１１４の内部構成例を示すブロック図である。光ＶＣＯの構成例は、非特許文献２に記載されているが、図２に示すものは、適用している光変調器が非特許文献２に記載されているものと異なっている。

図２において、光ＶＣＯ１１４は、電気的ＶＣＯ１５０、ＣＷ光源（連続光光源）１５１及び位相変調器１５２を有する。電気的ＶＣＯ１５０は、ループフィルタ１１３から出力された位相誤差信号（電圧信号）に応じて、自己での発振周波数を変更するものである。ＣＷ光源１５１は、被復調ＢＰＳＫ信号の搬送波周波数を有する連続光を生成して、位相変調器１５２に入射するものである。位相変調器１５２は、ＣＷ光源１５１からの連続光を、電気的ＶＣＯ１５０からの発振信号に応じて位相変調し、位相誤差が反映された局発光を形成するものである。

（Ａ−２）第１の実施形態の動作
次に、第１の実施形態に係る光ホモダイン受信機１００における復調動作及び同期動作を説明する。

受信された被復調ＢＰＳＫ信号は、偏波面コントローラ１０１を介して、偏波面が、局発光の偏波面に一致された後、９０°ハイブリッドカプラ１０２に入力される。９０°ハイブリッドカプラ１０２内において、第１のビームコンバイナによって被復調ＢＰＳＫ信号と局発光とが合波されて、それらの和の成分と差の成分とが得られると共に、第２のビームコンバイナによって被復調ＢＰＳＫ信号と局発光をπ／２（＝９０°）だけ移相した光信号とが合波されて、それらの和の成分と差の成分とが得られる。第１のバランスドフォトディテクタ１０３において、第１のビームコンバイナからの和成分及び差成分がそれぞれ光電変換された後（２乗検波された後）、和成分の光電変換信号から、差成分の光電変換信号が減算されて、Ｉ軸信号成分が得られる。第２のバランスドフォトディテクタ１０４において、第２のビームコンバイナからの和成分及び差成分がそれぞれ、光電変換された後（２乗検波された後）、差成分の光電変換信号から、和成分の光電変換信号が減算されて、Ｑ軸信号成分が得られる。

受信された被復調ＢＰＳＫ信号及び局発光はそれぞれ、（１）式及び（２）式のように表すことができる。ここで、ωは搬送波周波数を表し、φ（ｔ）及びξ（ｔ）はそれぞれの位相を表し、ｄ（ｔ）は被復調ＢＰＳＫ信号におけるデータ（「０」、「１」）に対応した位相（「０」、「π」）を表している。また、ｕ_Ｓ（ｔ）、ｕ_ＬＯ（ｔ）はそれぞれ被復調ＢＰＳＫ信号、局発光の包絡線情報とする。さらに、以降の記述では、φ（ｔ）及びξ（ｔ）の差を表す（３）式で示すθ（ｔ）を用いることにする。

Ｅ_Ｓ＝ｕ_Ｓ（ｔ）ｅｘｐ｛ωｔ＋ｄ（ｔ）＋φ（ｔ）｝ …（１）
Ｅ_ＬＯ＝ｕ_ＬＯ（ｔ）ｅｘｐ｛ωｔ＋ξ（ｔ）｝ …（２）
θ（ｔ）＝φ（ｔ）−ξ（ｔ） …（３）
ＮＲＺ−ＰＳＫの場合、ｕ_Ｓ（ｔ）は一定値なり、ＲＺ‐ＰＳＫの場合はパルス状の関数となる。ｕ_ＬＯ（ｔ）に関しては、一定値、パルス状のどちらでの場合でも可能である。後者は、パルス光源を局発光光源にする場合である。受信信号がＲＺ‐ＰＳＫであり、パルス光源を局発光の光源に用いる場合には、受信信号のパルスのタイミングと局発光（参照信号）のパルスのタイミングを厳密に合わせる必要がある。このため、受信信号から電気的に抽出したパルスのタイミング、つまり被復調ＢＰＳＫ信号のクロックを用いて局発光の光源をパルス変調する必要がある。但し、この部分は、第１の実施形態において本質的でないため、図中には示していない（後述する第２の実施形態でも同様とする）。

第１及び第２のバランスドフォトディテクタ１０３及び１０４からの出力をそれぞれ、Ｐ_Ｉ、Ｐ_Ｑとすると、それぞれ（４）式、（５）式に示す比例式が成り立つ。

Ｐ_Ｉ∝ｕ_Ｓ（ｔ）^２ｕ_ＬＯ（ｔ）^２ｃｏｓ｛ｄ（ｔ）＋θ（ｔ）｝ …（４）
Ｐ_Ｑ∝ｕ_Ｓ（ｔ）^２ｕ_ＬＯ（ｔ）^２ｓｉｎ｛ｄ（ｔ）＋θ（ｔ）｝ …（５）
これらの信号Ｐ_Ｉ及びＰ_Ｑは減算器１０５で減算されると共に、加算器１０６で加算され、それぞれ、第２の変調器駆動回路１１１、第１の変調器駆動回路１０７へ入力される。ＣＷ光源１０８からの連続光は、第１の強度変調器１０９において、第１の変調器駆動回路１０７からの変調信号によって強度変調されて第３のバランスドフォトディテクタ１１２に入力されると共に、第２の強度変調器１１０において、第２の変調器駆動回路１１１からの変調信号によって強度変調されて第３のバランスドフォトディテクタ１１２に入力される。２つの強度変調光は、第３のバランスドフォトディテクタ１１２で２乗検波された後、差がとられる。第３のバランスドフォトディテクタ１１２から出力される電気信号は（６）式に示す比例式が成り立つ。

（Ｐ_Ｉ＋Ｐ_Ｑ）^２−（Ｐ_Ｉ−Ｐ_Ｑ）^２∝ｕ_Ｓ（ｔ）^４ｕ_ＬＯ（ｔ）^４ｓｉｎ｛２θ（ｔ）｝
…（６）
すなわち、ループフィルタ１１３へ入力される信号はｓｉｎ（２θ（ｔ））の位相誤差情報を持っている。ＲＺ−ＰＳＫの場合にはｕ_ＬＯ（ｔ）、ｕ_Ｓ（ｔ）の包絡線はビットレートと同一のパスル列となるため、ローパスフィルタの一種であるループフィルタ１１３で除去される。この際、直流成分に近い成分を持つｓｉｎ｛２θ（ｔ）｝が平滑化された分のみがループフィルタ１１３を導通する。この位相誤差情報が通常のコスタスループ型ＰＬＬ（非特許文献３参照）と同様に光ＶＣＯ１１４にフィードバックされ、ｓｉｎ｛２θ（ｔ）｝が０になるように制御される。

位相同期が確立されている場合には、θ（ｔ）は０若しくはπの整数倍となる。この場合、（４）式が成立する復調信号Ｐ_Ｉは、データ対応位相ｄ（ｔ）の値０あるいはπに対応して（７）式に示す関係式が成立し、つまりＯＯＫ信号となる。この信号は、強度変調信号と１対１に対応がつくため、復調されていることが分かる。

ＰＩ∝ｕ_Ｓ（ｔ）^２ｕ_ＬＯ（ｔ）^２ｃｏｓ｛ｄ（ｔ）｝
＝±ｕ_Ｓ（ｔ）^２ｕ_ＬＯ（ｔ）^２ …（７）
（Ａ−３）第１の実施形態の効果
第１の実施形態によれば、Ｉ軸信号及びＱ軸信号の加算信号及び減算信号によって連続光をそれぞれ強度変調し、得られた２つの光強度変調信号を２乗検波した後、差をとって位相誤差信号を形成するようにしたので、電気的な乗算器を用いることなく、位相誤差信号を得ることができる。

その結果、電気的乗算器では応じられない非常に高周波数（例えば、数百ＴＨｚ）の搬送波周波数が適用された変調信号であっても、精度が良く同期した局発光を生成でき、復調精度を高めることができる。

（Ｂ）第２の実施形態
次に、本発明による光ホモダイン受信機の同期回路及び光ホモダイン受信機の第２の実施形態を、図面を参照しながら詳述する。第２の実施形態に係る光ホモダイン受信機も、光ＢＰＳＫ変調信号を受信、復調するものである。

図３は、第２の実施形態に係る光ホモダイン受信機の要部構成を示すブロック図であり、上述した第１の実施形態に係る図１との同一、対応部分には同一符号を付して示している。

図３において、第２の実施形態の光ホモダイン受信機２００は、偏波面コントローラ１０１、９０°ハイブリッドカプラ１０２、バランスドフォトディテクタ１０３、１０４、１１２、加算器１０６、変調器駆動回路１０７、１１１、ＣＷ光源（連続光光源）１０８、強度変調器１０９、１１０、ループフィルタ１１３及び光ＶＣＯ（光電圧制御発振器）１１４を有する。各構成要素の機能は、第１の実施形態の対応要素と同様なものである。

第２の実施形態の光ホモダイン受信機２００は、第１のバランスドフォトディテクタ１０３から出力された信号を第１の変調器駆動回路１０７へ入力していること、第２のバランスドフォトディテクタ１０４から出力された信号を第２の変調器駆動回路１１１へ入力していること、第２のバランスドフォトディテクタ１０４の２つの入力端子への２入力信号が第１の実施形態と逆になっていること（反転Ｑ軸信号）、加算器１０６の出力信号を復調信号としていることなどが、第１の実施形態の光ホモダイン受信機１００と異なっている。

第２の実施形態の場合、第２のバランスドフォトディテクタ１０４の出力信号Ｐ_Ｑについて、（８）式に示す比例式が成立する。なお、各記号の定義は、第１の実施形態と同様である。

Ｐ_Ｑ∝−ｕ_Ｓ（ｔ）^２ｕ_ＬＯ（ｔ）^２ｓｉｎ｛ｄ（ｔ）＋θ（ｔ）｝ …（８）
第２の実施形態の場合、第１及び第２のバランスドフォトディテクタ１０３及び１０４からの出力信号ＰＩ、ＰＱがそれぞれ、第１の変調器駆動回路１０７、第２の変調器駆動回路１１１に与えられ、ＣＷ光源１０８からの連続光の強度変調に利用されるので、第３のバランスドフォトディテクタ１１２からの出力信号について、（９）式に示す比例式が成立する。（９）式は（１０）式のように変形でき、（１２）式の置換えを適用することにより、（１０）式は（１１）式のように変形できる。

Ｐ_Ｉ ^２−Ｐ_Ｑ ^２∝ｕ_Ｓ（ｔ）^４ｕ_ＬＯ（ｔ）^４ｃｏｓ｛２θ（ｔ）｝ …（９）
＝ｕ_Ｓ（ｔ）^４ｕ_ＬＯ（ｔ）^４ｓｉｎ［２｛θ（ｔ）+π／４｝］ …（１０）
＝ｕ_Ｓ（ｔ）^４ｕ_ＬＯ（ｔ）^４ｓｉｎ［２｛ε（ｔ）｝］ …（１１）
ε（ｔ）＝θ（ｔ）＋π／４ …（１２）
すなわち、ループフィルタ１１３へ入力される信号はｓｉｎ［２｛ε（ｔ）｝］の位相誤差情報を持っており、この位相誤差情報がループフィルタ１１３を介して平滑化されて通常のコスタスループ型ＰＬＬ（非特許文献３参照）と同様に光ＶＣＯ１１４にフィードバックされるので、ｓｉｎ［２｛ε（ｔ）｝］が０になるように位相同期が制御される。

第２の実施形態の場合、第１のバランスドフォトディテクタ１０３から出力された信号Ｐ_Ｉと第２のバランスドフォトディテクタ１０４から出力された信号Ｐ_Ｑとを加算器１０６が加算し、この出力信号を復調信号とするようにしている。従って、復調信号について（１３）式に示す比例式が成立する。（１３）式は（１４）式のように変形でき、（１４）式は（１２）式を適用することにより（１５）式のように変形できる。位相同期時には、ε（ｔ）が０になるように制御されているので、（１５）式は（１６）式のように変形でき、（１６）は、データ対応位相ｄ（ｔ）の値０あるいはπに対応して（１７）式に変形でき、つまり、加算器１０６からの出力信号はＯＯＫ信号となる。この信号は、強度変調信号と１対１に対応がつくため、復調されていることが分かる。

第２の実施形態によれば、Ｉ軸信号及び反転Ｑ軸信号によって連続光をそれぞれ強度変調し、得られた２つの光強度変調信号を２乗検波した後、差をとって位相誤差信号を形成するようにしたので、電気的な乗算器を用いることなく、位相誤差信号を得ることができる。

その結果、電気的乗算器では応じられない非常に高周波数（例えば、数百ＴＨｚ）の搬送波周波数が適用された変調信号であっても、精度良く同期した局発光を生成でき、復調精度を高めることができる。

（Ｃ）他の実施形態
本発明は上記第１及び第２の実施形態のものに限定されるものではない。要は、入力された光ＢＰＳＫ変調信号と局部発振光とを干渉させて、位相が所定量だけ異なる第１及び第２の干渉信号を得、これら干渉信号をそのまま適用した、又は、これら干渉信号を操作して得た第１及び第２の変調信号に基づいて、第１及び第２の光強度変調信号を得、第１及び第２の光強度変調信号をそれぞれ２乗検波した後に差をとった信号が、入力された光ＢＰＳＫ変調信号と局部発振光との位相誤差を表すものになっていれば良く、干渉信号の形成方法や変調信号の形成方法などは、１及び第２の実施形態のものに限定されるものではない。

従来、電気的な乗算器によって、ある位相差を持った信号を乗算することにより、位相差を抽出している。この部分を、以下のように行うことにより、電気信号を直接乗算することを避けることが可能となる。フィードバック信号を変調信号として、連続光を強度変調する。この強度変調信号を光電変換器で２乗検波することにより、電気信号同士の乗算をすることなく２乗成分、すなわち位相差を電気信号として抽出することが可能となる。つまるところ、ループ回路の一部分を光信号による処理に置き換えることにより、電気的に乗算器を用いる必要がなくなる。これが、本発明の究極的な技術思想である。

第１の実施形態では、復調信号の取り出しにＩ軸信号を利用するものを示したが、Ｑ軸信号から復調信号を取り出すようにしても良い。

また、上記各実施形態では、受信された被復調ＢＰＳＫ信号の偏波面を調整するものを示したが、受信された被復調ＢＰＳＫ信号の偏波面を操作せず、局発光の偏波面を操作して両偏波面を合致させるようにしても良く、さらには、受信された被復調ＢＰＳＫ信号及び局発光の偏波面を操作して両偏波面を合致させるようにしても良い。

上記各実施形態は、非常に高周波数（例えば、数百ＴＨｚ）の搬送波周波数が適用されたＢＰＳＫ変調信号の復調を意図したものであったが、それより低い搬送波周波数のＢＰＳＫ変調信号の復調に本発明を適用することができる。

上記各実施形態においては、強度変調器１０９、１１０がＣＷ光源１０８からの連続光の強度を変調して光強度変調信号を得るものを示したが、他の方法によって、光強度変調信号を得るようにしても良い。例えば、半導体レーザは、ポンピングのための駆動電流を高周波信号やパルス信号で変調することにより発振光強度を直接に変調できるものであり、この半導体レーザの特徴を利用して、光強度変調信号を得るようにしても良い。この場合にも、強度変調が精度良く線形的に行われるように最適化していることが好ましい。

また、上記各実施形態の任意の信号経路上に、光学的や電気的な増幅器を介在させるようにしても良い。

１００、２００…光ホモダイン受信機、１０１…偏波面コントローラ、１０２…９０°ハイブリッドカプラ、１０３、１０４、１１２…バランスドフォトディテクタ、１０５…減算器、１０６…加算器、１０７、１１１…変調器駆動回路、１０８…ＣＷ光源（連続光光源）、１０９、１１０…強度変調器、１１３…ループフィルタ、１１４…光ＶＣＯ（光電圧制御発振器）。

Claims (6)

1. 入力された光ＢＰＳＫ変調信号に局部発振光を同期させる光ホモダイン受信機の同期回路において、
   入力された光ＢＰＳＫ変調信号と局部発振光とを干渉させて、位相が所定量だけ異なる第１及び第２の干渉信号を得る干渉信号形成手段と、
   上記第１の干渉信号をそのまま第１の変調信号として、若しくは、上記第１及び第２の干渉信号の合成信号を第１の変調信号として、第１の光強度変調信号を得る第１の強度変調光形成手段と、
   上記第２の干渉信号をそのまま第２の変調信号として、若しくは、上記第１及び第２の干渉信号の合成信号を第２の変調信号として、第２の光強度変調信号を得る第２の強度変調光形成手段と、
   上記第１及び第２の光強度変調信号をそれぞれ光電変換して２乗検波した後、差分をとって位相誤差信号を得る位相誤差取得手段と、
   得られた位相誤差信号に応じて、生成する上記局部発振光の位相若しくは周波数を変更する局部発振光生成手段と
   を有することを特徴とする光ホモダイン受信機の同期回路。
2. 上記干渉信号形成手段は、上記光ＢＰＳＫ変調信号及び上記局部発振光が入力される９０°ハイブリッドカプラと、上記９０°ハイブリッドカプラの出力信号から、Ｉ軸信号及びＱ軸信号を形成する直交成分信号形成部とを有し、
   上記第１の強度変調光形成手段は、上記Ｉ軸信号及びＱ軸信号を加算した信号を第１の変調信号として第１の光強度変調信号を得、
   上記第２の強度変調光形成手段は、上記Ｉ軸信号から上記Ｑ軸信号を減算した信号を第２の変調信号として第２の光強度変調信号を得る
   ことを特徴とする請求項１に記載の光ホモダイン受信機の同期回路。
3. 上記Ｉ軸信号を入力された光ＢＰＳＫ変調信号の復調信号として出力することを特徴とする請求項２に記載の光ホモダイン受信機の同期回路。
4. 上記干渉信号形成手段は、上記光ＢＰＳＫ変調信号及び上記局部発振光が入力される９０°ハイブリッドカプラと、上記９０°ハイブリッドカプラの出力信号から、Ｉ軸信号及び反転Ｑ軸信号を形成する直交成分信号形成部とを有し、
   上記第１の強度変調光形成手段は、上記Ｉ軸信号を第１の変調信号として第１の光強度変調信号を得、
   上記第２の強度変調光形成手段は、上記反転Ｑ軸信号を第２の変調信号として第２の光強度変調信号を得る
   ことを特徴とする請求項１に記載の光ホモダイン受信機の同期回路。
5. 上記Ｉ軸信号及び上記反転Ｑ軸信号を加算した信号を、入力された光ＢＰＳＫ変調信号の復調信号として出力することを特徴とする請求項４に記載の光ホモダイン受信機の同期回路。
6. 入力された光ＢＰＳＫ変調信号に局部発振光を同期させる同期回路として、請求項１〜５のいずれかに記載の同期回路を適用したことを特徴とする光ホモダイン受信機。

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