JP4813995B2 - Power amplifier and wireless communication device - Google Patents

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Description

この発明は、電力増幅器に関し、特に、線型性を高めた電力増幅器、及びこの様な電力増幅器を使用した無線通信装置に関する。   The present invention relates to a power amplifier, and more particularly, to a power amplifier with improved linearity and a wireless communication apparatus using such a power amplifier.

近年、携帯電話等に代表される無線通信装置の需要が高まりつつある。この様な無線通信装置においては、電力増幅器の動作とその質とが重要になる。   In recent years, the demand for wireless communication devices typified by mobile phones has been increasing. In such a wireless communication apparatus, the operation and quality of the power amplifier are important.

一般的に使用されている携帯電話機及び無線ネットワーク装置等として使用されている無線通信装置においては、無線送信性能の高い、より線型性の高い電力増幅器が要求されている。線型性が高いとは、入力信号レベルに依存する利得の変動及び位相の変動が小さい事を意味する。さらに、高出力でありながら、線型性が高い電力増幅器も要求されている。   Wireless communication devices used as mobile phones and wireless network devices that are generally used require power amplifiers with higher wireless transmission performance and higher linearity. High linearity means that the gain variation and phase variation depending on the input signal level are small. Further, there is a demand for a power amplifier with high output and high linearity.

電力増幅器の線型性を高める手法として、特許文献１に開示の技術の様に電力増幅器の入力信号及び出力信号を比較して、減衰器及び移相器で歪みの補償を行なう方法がある。この技術によると、入出力の利得及び位相を常に検出する必要がある。そして、利得及び位相が一定となる様に減衰器及び移相器を用いてフィードバックを行なう。   As a technique for improving the linearity of the power amplifier, there is a method in which the input signal and the output signal of the power amplifier are compared and the distortion is compensated by the attenuator and the phase shifter, as in the technique disclosed in Patent Document 1. According to this technique, it is necessary to always detect the input and output gains and phases. Then, feedback is performed using an attenuator and a phase shifter so that the gain and phase are constant.

図１に、従来技術の電力増幅器３０の構成を回路図で示す。図１を参照して、電力増幅器３０は、入力端子４０及び出力端子６０を有しており、入力端子４０に接続された入力と、第１及び第２の出力とを有し、入力端子４０からの入力信号の一部を第１の出力に入力比較信号４４として出力し、残りを第２の出力に出力する第１の方向性結合器４２と、方向性結合器４２の第２の出力に接続された入力端子と、制御信号端子と、出力端子とを有し、制御信号端子に与えられる位相制御信号５０の電圧と所定の基準値とを比較し、比較結果に従って入力信号の位相を遅らせ、又は進めて出力するための可変移相器４６と、可変移相器４６の出力に接続された入力端子と、制御信号端子と、出力端子とを有し、制御信号端子に与えられる振幅制御信号５２の電圧と基準値との比較結果により、入力信号を減衰させずに、又は制御信号の電圧と基準値との電圧差に依存する比で減衰させて出力する可変減衰器４８とを含む。   FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a conventional power amplifier 30. Referring to FIG. 1, the power amplifier 30 has an input terminal 40 and an output terminal 60, has an input connected to the input terminal 40, and first and second outputs. A first directional coupler 42 that outputs a part of the input signal from the first output as the input comparison signal 44 to the first output and the second to the second output, and a second output of the directional coupler 42 An input terminal connected to the control signal terminal, and an output terminal. The voltage of the phase control signal 50 applied to the control signal terminal is compared with a predetermined reference value, and the phase of the input signal is determined according to the comparison result. A variable phase shifter 46 for delaying or advancing and outputting, an input terminal connected to the output of the variable phase shifter 46, a control signal terminal, and an output terminal, and an amplitude given to the control signal terminal Based on the comparison result between the voltage of the control signal 52 and the reference value, the input signal is Without Attenuation, or attenuated in a ratio which depends on the voltage difference between the voltage and the reference value of the control signal and a variable attenuator 48 to output.

電力増幅器３０はさらに、可変減衰器４８の出力端子に接続された入力を有する増幅部５４と、増幅部５４の出力端子に接続された入力と、第１の出力端子と、出力端子６０に接続された第２の出力端子とを有し、増幅部５４からの出力信号の一部を出力比較信号５８として抽出して第１の出力から出力し、残りを出力端子６０に出力する第２の方向性結合器５６とを含む。   The power amplifier 30 is further connected to an amplifier 54 having an input connected to the output terminal of the variable attenuator 48, an input connected to the output terminal of the amplifier 54, a first output terminal, and an output terminal 60. A second output terminal, which extracts a part of the output signal from the amplifying unit 54 as an output comparison signal 58 and outputs it from the first output, and outputs the rest to the output terminal 60. And a directional coupler 56.

電力増幅器３０はさらに、第２の方向性結合器５６の第１の出力に接続された第１の入力と、第１の方向性結合器４２の第１の出力に接続された第２の入力と、出力とを有し、第１の入力からの出力比較信号５８と、第２の入力からの入力比較信号４４との位相及び振幅を比較し、出力比較信号５８の入力比較信号４４に対する位相差に比例した電圧信号である位相差検出信号６４と、出力比較信号５８の入力比較信号４４に対する振幅比に比例した電圧信号である振幅比較信号６６とを出力する比較回路６２と、比較回路６２から位相差検出信号６４及び振幅比較信号６６をそれぞれ受ける様に接続された第１及び第２の入力と、可変移相器４６の制御信号端子及び可変減衰器４８の制御信号端子にそれぞれ接続された第１及び第２の出力とを有し、位相差検出信号６４及び振幅比較信号６６によりそれぞれ表される位相差及び振幅比がそれぞれ一定に保たれる様に、位相制御信号５０及び振幅制御信号５２の電圧を変更し、それぞれ可変移相器４６及び可変減衰器４８の制御信号端子に与える調整回路６８とを含む。   The power amplifier 30 further includes a first input connected to the first output of the second directional coupler 56 and a second input connected to the first output of the first directional coupler 42. The output comparison signal 58 from the first input and the input comparison signal 44 from the second input are compared in phase and amplitude, and the output comparison signal 58 is compared with the input comparison signal 44. A comparison circuit 62 that outputs a phase difference detection signal 64 that is a voltage signal proportional to the phase difference and an amplitude comparison signal 66 that is a voltage signal proportional to the amplitude ratio of the output comparison signal 58 to the input comparison signal 44, and a comparison circuit 62 Are connected to the first and second inputs connected to receive the phase difference detection signal 64 and the amplitude comparison signal 66, respectively, and the control signal terminal of the variable phase shifter 46 and the control signal terminal of the variable attenuator 48, respectively. First and second outputs And the voltages of the phase control signal 50 and the amplitude control signal 52 are changed so that the phase difference and the amplitude ratio represented by the phase difference detection signal 64 and the amplitude comparison signal 66 are kept constant, respectively. A variable phase shifter 46 and an adjustment circuit 68 for supplying control signal terminals to the variable attenuator 48.

電力増幅器３０は以下の様に動作する。第１の方向性結合器４２は、入力端子４０から入力された入力信号から、その一部を一定の比率で入力比較信号４４として取出し、比較回路６２の第２の入力に与える。入力信号の残りは可変移相器４６に与えられる。この入力信号には、可変移相器４６及び可変減衰器４８でそれぞれ位相制御信号５０及び振幅制御信号５２の電圧に応じた位相遅延、及び、減衰が与えられ可変減衰器４８に与えられる。増幅部５４はこの信号を増幅し、出力する。第２の方向性結合器５６は、増幅部５４により増幅された信号の一部を一定の比率で出力比較信号５８として取出し、比較回路６２の第１の入力に与える。残りは出力信号として出力端子６０から出力される。   The power amplifier 30 operates as follows. The first directional coupler 42 extracts a part of the input signal input from the input terminal 40 as an input comparison signal 44 at a constant ratio, and provides it to the second input of the comparison circuit 62. The remainder of the input signal is fed to the variable phase shifter 46. The input signal is given a phase delay and attenuation corresponding to the voltages of the phase control signal 50 and the amplitude control signal 52 by the variable phase shifter 46 and the variable attenuator 48, respectively, and is given to the variable attenuator 48. The amplifier 54 amplifies this signal and outputs it. The second directional coupler 56 takes out a part of the signal amplified by the amplifying unit 54 as an output comparison signal 58 at a constant ratio, and gives it to the first input of the comparison circuit 62. The rest is output from the output terminal 60 as an output signal.

比較回路６２は、入力比較信号４４と出力比較信号５８との位相差及び振幅比を検出し、位相差検出信号６４、振幅比較信号６６を出力する。調整回路６８は、位相差検出信号６４及び振幅比較信号６６を用いて、位相差及び振幅比がそれぞれ一定量に保たれる様に位相制御信号５０及び振幅制御信号５２の電圧を変更する。   The comparison circuit 62 detects the phase difference and amplitude ratio between the input comparison signal 44 and the output comparison signal 58 and outputs a phase difference detection signal 64 and an amplitude comparison signal 66. The adjustment circuit 68 uses the phase difference detection signal 64 and the amplitude comparison signal 66 to change the voltages of the phase control signal 50 and the amplitude control signal 52 so that the phase difference and the amplitude ratio are kept constant.

この様に構成すると、増幅部５４に入る信号に、増幅部５４の増幅歪みをキャンセルさせる様な偏移を与える事ができる。つまり、第１の方向性結合器４２、可変移相器４６、可変減衰器４８、第２の方向性結合器５６、比較回路６２、調整回路６８からなる回路は歪み補償回路として機能する。   With this configuration, it is possible to give a shift that cancels the amplification distortion of the amplification unit 54 to the signal entering the amplification unit 54. That is, a circuit including the first directional coupler 42, the variable phase shifter 46, the variable attenuator 48, the second directional coupler 56, the comparison circuit 62, and the adjustment circuit 68 functions as a distortion compensation circuit.

比較回路６２で行なわれる入力比較信号４４と出力比較信号５８との電力比である増幅利得の検出は、各信号を検波し検波電圧を比較する事で比較的容易に行なう事ができる。一方、入力比較信号４４と出力比較信号５８との位相差は、特許文献１では、両信号をそれぞれリミッタアンプにより整形した後に、ミキシングして、電圧信号の差として得る。
特開２００３−１９８２７３号公報 The detection of the amplification gain, which is the power ratio between the input comparison signal 44 and the output comparison signal 58, performed in the comparison circuit 62 can be performed relatively easily by detecting each signal and comparing the detected voltage. On the other hand, in Patent Document 1, the phase difference between the input comparison signal 44 and the output comparison signal 58 is obtained as a difference between voltage signals after shaping both signals by a limiter amplifier.
JP 2003-198273 A

しかし、特許文献１に開示の方法によると、信号周波数が高くなるとともに、リミッタアンプでの整形精度及びその後のミキシング精度を必要な値に維持する事が困難で線型特性が悪化する。又は、精度を維持するための回路が複雑になるという問題がある。   However, according to the method disclosed in Patent Document 1, the signal frequency increases, and it is difficult to maintain the shaping accuracy in the limiter amplifier and the subsequent mixing accuracy at necessary values, and the linear characteristics deteriorate. Alternatively, there is a problem that a circuit for maintaining accuracy becomes complicated.

一方、入力比較信号４４と出力比較信号５８との位相差を検出する別の方法としては、両信号を復調し、ベースバンドにおいて位相を比較する手法もある。しかし、この方法によると復調回路が余分に必要となってしまうという問題がある。   On the other hand, as another method for detecting the phase difference between the input comparison signal 44 and the output comparison signal 58, there is a method of demodulating both signals and comparing the phases in the baseband. However, this method has a problem that an extra demodulation circuit is required.

それゆえに、本発明の一つの目的は、簡単な回路で線型特性が良好な電力増幅器を提供する事である。   Therefore, an object of the present invention is to provide a power amplifier having a simple circuit and good linear characteristics.

また、本発明の他の目的は上記の様な電力増幅器を用いた、線型特性の良好な通信装置を提供する事である。   Another object of the present invention is to provide a communication apparatus having a good linear characteristic using the power amplifier as described above.

本発明の第１の局面に係る電力増幅器は、信号入力端子と信号出力端子とを有する電力増幅器であって、信号入力端子と信号出力端子との信号路内に設けられた増幅回路と、信号入力端子と増幅回路の入力との間に接続され、増幅回路への入力信号の電力を検出し入力検波信号を出力するための第１の検出回路と、増幅回路の出力と信号出力端子との間に接続され、増幅回路の出力信号の電力を検出し出力検波信号を出力するための第２の検出回路とを含む。増幅回路は、エミッタ接地バイポーラトランジスタを増幅素子として有する。電力増幅器はさらに、入力検波信号と出力検波信号とを受ける様に接続され、入力検波信号と出力検波信号との比較に基づき、トランジスタのベースバイアス電流を制御する事により、電力増幅器の増幅利得を一定に制御するための制御手段と、信号入力端子と信号出力端子との間の入力信号の経路内の所定位置に挿入され、ベースバイアス電流と所定の関係をもって、入力信号の所定の電気的量に偏差を付与するための偏差付与手段とを含む。   A power amplifier according to a first aspect of the present invention is a power amplifier having a signal input terminal and a signal output terminal, an amplifier circuit provided in a signal path between the signal input terminal and the signal output terminal, A first detection circuit connected between the input terminal and the input of the amplifier circuit for detecting the power of the input signal to the amplifier circuit and outputting an input detection signal; an output of the amplifier circuit and a signal output terminal; And a second detection circuit for detecting the power of the output signal of the amplifier circuit and outputting an output detection signal. The amplifier circuit has a grounded emitter bipolar transistor as an amplifier element. The power amplifier is further connected to receive the input detection signal and the output detection signal, and based on a comparison between the input detection signal and the output detection signal, the base bias current of the transistor is controlled to increase the amplification gain of the power amplifier. Control means for controlling to be constant and a predetermined electrical quantity of the input signal inserted at a predetermined position in the path of the input signal between the signal input terminal and the signal output terminal and having a predetermined relationship with the base bias current And a deviation giving means for giving a deviation.

第１の検出回路は、増幅回路への入力信号の電力を検出し、入力検波信号を出力する。第２の検出回路は、増幅回路からの出力信号の電力を検出し、出力検波信号を出力する。制御回路は、これら入力検波信号と出力検波信号との比較に基づき、電力増幅器の増幅利得を一定に制御する様に、エミッタ接地バイポーラトランジスタのベースバイアス電流を制御する。このトランジスタのベースバイアス電流の変化は、このトランジスタを含む増幅回路の入出力信号の間の位相偏差の変化と大きな相関をもっている事を発明者は見出した。そこで例えば、入力信号にベースバイアス電流の大きさに見合った位相偏差を与える様にすれば、この位相偏差が増幅回路のベースバイアス電流偏差による位相偏差とキャンセルしあい、電力増幅器の増幅信号の位相偏差の変化は減少する。また、入力信号にある利得偏差を与えると、電力増幅器の利得を一定に保つためにベースバイアス電流が変化する。利得偏差を、このベースバイアス電流の変化により生ずる利得偏差に見合うものにしておくと、電力増幅器の入出力の間の位相偏差の変化を減少させる事ができる。従って、上記した構成で、ベースバイアス電流と所定の関係をもって、入力信号に位相偏差又は利得偏差等の、所定の電気的量に対する偏差を付与する事により、増幅回路に起因する、電力増幅器の入出力信号間の位相偏差の変化を減少させる事ができる。その結果、電力増幅器の線型特性が向上する。こうした制御をするために、入出力信号の間の位相差を検出する必要はなく、電力増幅器の利得を一定に保つ様に制御されるベースバイアス電流を検出するだけでよい。従来の技術と比較すると、この電力増幅器では、出力信号の位相の補正のために、出力信号の位相を検出する必要がなく、そのための複雑な回路を要しない。その結果、簡単な回路で線型特性が良好な電力増幅器を提供できる。   The first detection circuit detects the power of the input signal to the amplifier circuit and outputs an input detection signal. The second detection circuit detects the power of the output signal from the amplifier circuit and outputs an output detection signal. The control circuit controls the base bias current of the grounded-emitter bipolar transistor so that the amplification gain of the power amplifier is controlled to be constant based on the comparison between the input detection signal and the output detection signal. The inventor has found that the change in the base bias current of the transistor has a large correlation with the change in the phase deviation between the input and output signals of the amplifier circuit including the transistor. Therefore, for example, if a phase deviation corresponding to the magnitude of the base bias current is given to the input signal, this phase deviation cancels with the phase deviation due to the base bias current deviation of the amplifier circuit, and the phase deviation of the amplified signal of the power amplifier The change in decreases. When a gain deviation is given to the input signal, the base bias current changes in order to keep the gain of the power amplifier constant. If the gain deviation is matched with the gain deviation caused by the change in the base bias current, the change in phase deviation between the input and output of the power amplifier can be reduced. Therefore, with the above-described configuration, the input of the power amplifier caused by the amplifier circuit is caused by giving a deviation with respect to a predetermined electric quantity such as a phase deviation or a gain deviation to the input signal with a predetermined relationship with the base bias current. Changes in phase deviation between output signals can be reduced. As a result, the linear characteristic of the power amplifier is improved. In order to perform such control, it is not necessary to detect a phase difference between input and output signals, and it is only necessary to detect a base bias current that is controlled so as to keep the gain of the power amplifier constant. Compared with the prior art, this power amplifier does not need to detect the phase of the output signal for correcting the phase of the output signal, and does not require a complicated circuit. As a result, a power amplifier having a simple circuit and good linear characteristics can be provided.

好ましくは、制御手段は、入力検波信号と出力検波信号とを受ける様に接続され、入力検波信号と出力検波信号とに応答して、この電力増幅器による増幅利得が一定となる様に、バイポーラトランジスタのベース電極にベースバイアス電流を供給するための手段を含み、偏差付与手段は、供給するための手段で生成されるベースバイアス電流を受ける様に接続され、ベースバイアス電流と所定の関数関係に従って大きさが変化する制御信号を出力するための手段と、信号入力端子と信号出力端子との間の入力信号の経路の任意の位置に、制御信号を受ける様に挿入され、制御信号に比例する大きさで、入力信号に位相偏差を与えるための位相偏差付与手段とを含む。
Preferably, the control means is connected to receive the input detection signal and the output detection signal, and in response to the input detection signal and the output detection signal, the bipolar transistor so that the amplification gain by the power amplifier is constant. including means for supplying a base bias current to the base electrodes of the polarization difference providing means is connected so as receive a base bias current produced by the means for supplying, in accordance with a predetermined functional relationship and base bias current A means for outputting a control signal of varying magnitude and an input signal path between the signal input terminal and the signal output terminal are inserted so as to receive the control signal and are proportional to the control signal. Phase deviation providing means for providing a phase deviation to the input signal in magnitude.

供給するための手段は、入力検波信号と出力検波信号とに応答して、この電力増幅器による増幅利得が一定となる様にエミッタ接地バイポーラトランジスタのベース電極にベースバイアス電流を供給する。制御信号出力手段は、このベースバイアス電流と所定の関数関係に従って大きさが変化する制御信号を出力する。位相偏差を与えるための手段は、この制御信号に比例する大きさで、入力信号に位相偏差を与える。エミッタ接地バイポーラトランジスタによる増幅では、出力信号にはベースバイアス電流の大きさと同様の変化をする位相偏差が生じるが、位相偏差を与えるための手段により、それに相当する位相偏差が与えられる事で、両者をほぼキャンセルさせ、電力増幅器の入出力における位相の変化を減少させる事ができる。そのために電力増幅器の入出力における位相差を検出する必要はなく、位相の補正のために複雑な回路を要しない。その結果、簡単な回路で線型特性が良好な電力増幅器を提供できる。   The means for supplying supplies a base bias current to the base electrode of the grounded-emitter bipolar transistor so that the amplification gain by the power amplifier becomes constant in response to the input detection signal and the output detection signal. The control signal output means outputs a control signal whose magnitude changes according to a predetermined functional relationship with the base bias current. The means for giving the phase deviation has a magnitude proportional to the control signal and gives the phase deviation to the input signal. In the amplification by the common-emitter bipolar transistor, the output signal undergoes a phase deviation that changes in the same manner as the magnitude of the base bias current. The phase change at the input / output of the power amplifier can be reduced. Therefore, it is not necessary to detect the phase difference between the input and output of the power amplifier, and a complicated circuit is not required for phase correction. As a result, a power amplifier having a simple circuit and good linear characteristics can be provided.

好ましくは、制御信号はベースバイアス電流と正の相関関係をもって変化し、位相偏差付与手段は、信号入力端子と信号出力端子との間の入力信号の経路の任意の位置に、制御信号を受ける様に挿入され、制御信号に応答し、入力信号に対し、制御信号の大きさに比例する大きさの位相遅れを与えるための手段を含む。   Preferably, the control signal changes with a positive correlation with the base bias current, and the phase deviation adding means receives the control signal at any position in the path of the input signal between the signal input terminal and the signal output terminal. And means for responding to the control signal and providing a phase delay to the input signal having a magnitude proportional to the magnitude of the control signal.

位相遅れを与えるための手段は、制御信号に応答し、入力信号に対し制御信号の大きさに比例する位相遅れを与える。一般に、増幅回路の出力電力が増加すると、トランジスタの出力の位相偏差が大きくなる。ところで、この位相偏差が、増幅回路中のエミッタ接地バイポーラトランジスタのベースバイアス電流と非常に似た増加曲線を描く事に発明者は着目した。そこで、ベースバイアス電流と正の相関関係をもって変化する制御信号によって、増幅回路で増幅される信号に位相遅れを付与する。その結果、この位相遅れとトランジスタによる位相偏差の変化とがキャンセルしあう。そのため、電力増幅器全体としては出力信号の位相偏差の変化を減少させる事ができる。そして、出力信号の位相偏差の変化を減少させるために、電力増幅器の入出力信号の間の位相差を検出する必要はない。すなわち、位相の補正のために複雑な回路を要しない。その結果、簡単な回路で線型特性が良好な電力増幅器を提供できる。   The means for providing a phase lag provides a phase lag proportional to the magnitude of the control signal in response to the control signal. In general, when the output power of the amplifier circuit increases, the phase deviation of the transistor output increases. By the way, the inventor paid attention to the fact that this phase deviation draws an increasing curve very similar to the base bias current of the grounded-emitter bipolar transistor in the amplifier circuit. Therefore, a phase delay is given to the signal amplified by the amplifier circuit by the control signal that changes with a positive correlation with the base bias current. As a result, this phase delay and the change in phase deviation caused by the transistor cancel each other. Therefore, the change of the phase deviation of the output signal can be reduced as the whole power amplifier. It is not necessary to detect the phase difference between the input and output signals of the power amplifier in order to reduce the change in the phase deviation of the output signal. That is, a complicated circuit is not required for phase correction. As a result, a power amplifier having a simple circuit and good linear characteristics can be provided.

好ましくは、制御信号を出力するための手段は、ベースバイアス電流が大きな領域では、ベースバイアス電流が小さな領域と比較してその大きさの増加量が少なくなる様に制御信号を生成する。   Preferably, the means for outputting the control signal generates the control signal in a region where the base bias current is large so that the amount of increase in the amount is smaller than in a region where the base bias current is small.

シミュレーションによれば、ベースバイアス電流が大きな領域では、位相偏差の増加が抑えられる。上記構成の電力増幅器では、ベースバイアス電流が大きな領域では、小さな領域と比較して、制御信号の大きさの増加量が少なくなる。つまり、ベースバイアス電流の大きさによる位相偏差の生じ方に応じ、増幅される信号に適切な大きさの位相偏差を与える事ができる。従って、電力増幅器全体として、ベースバイアス電流が大きな領域でも線型特性を高める事ができる。   According to the simulation, an increase in phase deviation can be suppressed in a region where the base bias current is large. In the power amplifier configured as described above, the amount of increase in the size of the control signal is smaller in the region where the base bias current is large than in the small region. That is, an appropriate amount of phase deviation can be given to the amplified signal in accordance with how the phase deviation occurs due to the magnitude of the base bias current. Therefore, as a whole power amplifier, linear characteristics can be improved even in a region where the base bias current is large.

好ましくは、偏差付与手段は、信号入力端子と電力増幅器の入力との間に挿入されている。   Preferably, the deviation giving means is inserted between the signal input terminal and the input of the power amplifier.

偏差を与えるのは、信号入力端子と信号出力端子との間であればどこでもよいが、偏差付与手段自身への入力電力が大きいと、信号に、偏差付与手段自身による歪が生じる可能性がある。従って、偏差付与手段への入力電力は小さい方が好ましく、信号入力端子と電力増幅器の入力との間に挿入される事により、回路全体の電力効率が低減する事が回避できる。   The deviation may be given anywhere between the signal input terminal and the signal output terminal, but if the input power to the deviation giving means itself is large, the signal may be distorted by the deviation giving means itself. . Therefore, it is preferable that the input power to the deviation applying means is small, and it can be avoided that the power efficiency of the entire circuit is reduced by being inserted between the signal input terminal and the input of the power amplifier.

好ましくは、偏差付与手段は、第１の検出回路と増幅回路の入力との間に挿入され、ベースバイアス電流と所定の関係をもって、入力信号に利得偏差を与えるための利得偏差付与手段を含む。
Preferably, the deviation applying unit includes a gain deviation applying unit which is inserted between the first detection circuit and the input of the amplifier circuit and gives a gain deviation to the input signal with a predetermined relationship with the base bias current.

この電力増幅器によると、第１の検出回路と増幅回路の入力との間に挿入された利得偏差付与手段によって、ベースバイアス電流と所定の関係をもって、入力信号に利得偏差が与えられる。この利得偏差によって電力増幅器全体の利得が変化しようとするので、利得を一定に保つために、増幅回路の利得を変化させる必要がある。すなわち、エミッタ接地バイポーラトランジスタのベースバイアス電流を変化させる必要がある。例えば、利得偏差として負の利得偏差を与えると、ベースバイアス電流は増加する。その結果、増幅回路により利得偏差が生じる。この利得偏差と、利得偏差付与手段により付与される利得偏差とがキャンセルしあい、電力増幅器全体による位相偏差の変化を小さくする事ができる。従って電力増幅器回路全体の線型特性を改善できる。この場合も、入出力信号の間の位相偏差を検出する必要はなく、ゆえに、位相の補正のために複雑な回路を要しない。その結果、簡単な回路で線型特性が良好な電力増幅器を提供できる。
According to this power amplifier, the gain deviation is given to the input signal with a predetermined relationship with the base bias current by the gain deviation giving means inserted between the first detection circuit and the input of the amplifier circuit. Since the gain of the entire power amplifier tends to change due to this gain deviation, it is necessary to change the gain of the amplifier circuit in order to keep the gain constant. That is, it is necessary to change the base bias current of the common emitter bipolar transistor. For example, when a negative gain deviation is given as the gain deviation, the base bias current increases. As a result, a gain deviation is caused by the amplifier circuit. This gain deviation and the gain deviation given by the gain deviation giving means cancel each other, and the change in phase deviation due to the entire power amplifier can be reduced. Therefore, the linear characteristic of the entire power amplifier circuit can be improved. In this case as well, it is not necessary to detect the phase deviation between the input and output signals, and therefore a complicated circuit is not required for phase correction. As a result, a power amplifier having a simple circuit and good linear characteristics can be provided.

好ましくは、制御手段は、入力検波信号と出力検波信号とを受ける様に接続され、入力検波信号と出力検波信号とに応答して、電力増幅器による増幅利得が一定となる様に、バイポーラトランジスタのベース電極にベースバイアス電流を供給するための手段を含み、利得偏差付与手段は、供給するための手段で生成されるベースバイアス電流を受ける様に接続され、ベースバイアス電流に対する所定の関数関係に従って大きさが変化する制御信号を出力するための手段と、第１の検出回路と増幅回路の入力との間の入力信号の経路に、制御信号を受ける様に挿入され、入力信号に対し、制御信号の大きさと所定の関係をもつ利得偏差を与えるための手段とを含む。 Preferably, the control means is connected so as to receive the input detection signal and the output detection signal, and in response to the input detection signal and the output detection signal, the gain of the bipolar transistor is made constant so that the amplification gain by the power amplifier becomes constant. including means for supplying a base bias current to the base electrode, the gain deviation imparting means is connected so as receive a base Subaiasu current generated by the means for feeding, the size according to a predetermined functional relationship to the base bias current The control signal is inserted into the path of the input signal between the means for outputting the control signal whose level changes and the input of the first detection circuit and the amplifier circuit so as to receive the control signal. And a means for providing a gain deviation having a predetermined relationship.

利得偏差を与えるための手段により、入力信号に利得偏差が与えられると、電力増幅器全体の利得が一定となる様に、エミッタ接地バイポーラトランジスタに供給されるベースバイアス電流が変化する。すると、増幅回路において位相偏差が生じる。この位相偏差をキャンセルする様に、ベースバイアス電流の大きさに対し所定の関数関係に従って制御信号が出力され、この制御信号と所定の関係をもって、入力信号に利得偏差が与えられる。この利得偏差と、増幅回路において生じた位相偏差とがキャンセルし合い、位相偏差の変化を小さくする事ができる。従って、電力増幅器の回路全体としての線型特性が改善される。ゆえに、電力増幅器の入出力の間の位相のずれを検出する必要はなく、位相の補正のために複雑な回路を要しない。その結果、簡単な回路で線型特性が良好な電力増幅器を提供できる。   When the gain deviation is given to the input signal by the means for giving the gain deviation, the base bias current supplied to the common-emitter bipolar transistor changes so that the gain of the entire power amplifier becomes constant. Then, a phase deviation occurs in the amplifier circuit. In order to cancel this phase deviation, a control signal is output according to a predetermined functional relationship with respect to the magnitude of the base bias current, and a gain deviation is given to the input signal with a predetermined relationship with this control signal. This gain deviation and the phase deviation generated in the amplifier circuit cancel each other, and the change in phase deviation can be reduced. Therefore, the linear characteristic of the entire power amplifier circuit is improved. Therefore, it is not necessary to detect a phase shift between the input and output of the power amplifier, and a complicated circuit is not required for phase correction. As a result, a power amplifier having a simple circuit and good linear characteristics can be provided.

好ましくは、利得偏差を与えるための手段は、制御信号の大きさに比例する大きさの負の利得偏差を入力信号に与えるための手段を含む。   Preferably, the means for providing the gain deviation includes means for providing the input signal with a negative gain deviation whose magnitude is proportional to the magnitude of the control signal.

入力信号に、制御信号の大きさに比例する大きさの負の利得偏差を与える様にすると、比例定数を適切に定める事により、この利得偏差と、ベースバイアス電流の変化により生じる利得偏差とをキャンセルさせる事ができ、電力増幅器全体としての線型特性が改善される。そのために、入出力信号の位相差を検出する必要はなく、位相の補正のために複雑な回路を要しない。その結果、簡単な回路で線型特性が良好な電力増幅器を提供できる。   If a negative gain deviation with a magnitude proportional to the magnitude of the control signal is given to the input signal, this gain deviation and the gain deviation caused by the change in the base bias current are determined by appropriately determining the proportionality constant. It can be canceled, and the linear characteristic of the power amplifier as a whole is improved. Therefore, it is not necessary to detect a phase difference between input and output signals, and a complicated circuit is not required for phase correction. As a result, a power amplifier having a simple circuit and good linear characteristics can be provided.

好ましくは、制御手段は、入力検波信号と出力検波信号とを受ける様に接続され、入力検波信号と出力検波信号とに応答して、電力増幅器による増幅利得が一定となる様に、バイポーラトランジスタのベース電極にベースバイアス電流を供給するための手段を含み、偏差付与手段は、供給するための手段で生成されるベースバイアス電流を受ける様に接続され、ベースバイアス電流と所定の関数関係に従って大きさが変化する制御信号を出力するための手段と、信号入力端子と増幅回路の入力との間に挿入され、制御信号の大きさと所定の関係をもって、入力信号に位相偏差及び利得偏差を与えるための手段とを含む。   Preferably, the control means is connected so as to receive the input detection signal and the output detection signal, and in response to the input detection signal and the output detection signal, the gain of the bipolar transistor is made constant so that the amplification gain by the power amplifier becomes constant. Means for supplying a base bias current to the base electrode, the deviation giving means being connected to receive the base bias current generated by the means for supplying and sized according to a predetermined functional relationship with the base bias current; Is inserted between the signal input terminal and the input of the amplifier circuit, and for giving a phase deviation and a gain deviation to the input signal with a predetermined relationship with the magnitude of the control signal. Means.

偏差付与手段は、ベースバイアス電流と所定の関係をもって、入力信号に位相偏差及び利得偏差を与える。入力信号に位相偏差を与える事により、増幅信号の位相偏差を変化させる事ができる。また、入力信号に利得偏差を与える事によっても、増幅信号の位相偏差を変化させる事ができる。従ってこれら両者を入力信号に与える事によっても、増幅信号の位相偏差を変化させ、全体として位相偏差の変化を減少させる事ができる。そのために、増幅回路の入出力の位相差を検出する必要がなく、位相の補正のために複雑な回路を要しない。その結果、簡単な回路で線型特性が良好な電力増幅器を提供できる。   The deviation giving means gives a phase deviation and a gain deviation to the input signal with a predetermined relationship with the base bias current. By giving a phase deviation to the input signal, the phase deviation of the amplified signal can be changed. Also, the phase deviation of the amplified signal can be changed by giving a gain deviation to the input signal. Therefore, by giving both of these to the input signal, the phase deviation of the amplified signal can be changed, and the change in the phase deviation as a whole can be reduced. Therefore, it is not necessary to detect the phase difference between the input and output of the amplifier circuit, and a complicated circuit is not required for phase correction. As a result, a power amplifier having a simple circuit and good linear characteristics can be provided.

好ましくは、位相偏差及び利得偏差を与えるための手段により入力信号に与えられる利得偏差と位相偏差との符号及び大きさは、結果として増幅回路によって位相遅れが生じる様な値に選ばれている。   Preferably, the sign and the magnitude of the gain deviation and the phase deviation given to the input signal by the means for giving the phase deviation and the gain deviation are selected so as to cause a phase delay as a result of the amplifier circuit.

入力信号に与えられる利得偏差と位相偏差との符号及び大きさとして、制御信号の大きさの増加に対し、結果として入力信号に位相遅れが生じる様な値が選ばれる。そして、制御信号はベースバイアス電流と相関をもって変化する。ベースバイアス電流が増加すると、エミッタ接地バイポーラトランジスタで生じる位相偏差は大きくなる。この位相偏差を、利得偏差と位相偏差とによって入力信号に生じる位相遅れで多少ともキャンセルする事により、電力増幅器全体での位相偏差の変化が少なくなり、線型特性が改善される。そのために入出量の位相差を検出する必要はなく、位相の補正のために複雑な回路を要しない。その結果、簡単な回路で線型特性が良好な電力増幅器を提供できる。   As a sign and a magnitude of the gain deviation and the phase deviation given to the input signal, a value is selected such that a phase delay occurs in the input signal as a result of an increase in the magnitude of the control signal. The control signal changes in correlation with the base bias current. As the base bias current increases, the phase deviation generated in the grounded emitter bipolar transistor increases. By canceling this phase deviation somewhat by the phase delay caused in the input signal due to the gain deviation and the phase deviation, the change of the phase deviation in the entire power amplifier is reduced, and the linear characteristic is improved. Therefore, it is not necessary to detect the phase difference between the input and output amounts, and a complicated circuit is not required for phase correction. As a result, a power amplifier having a simple circuit and good linear characteristics can be provided.

好ましくは、位相偏差及び利得偏差を与えるための手段は、制御信号の大きさといずれも負の相関をもって変化する利得偏差及び位相偏差を入力信号に与えるための手段を含む。   Preferably, the means for providing the phase deviation and the gain deviation includes means for providing the input signal with a gain deviation and a phase deviation, both of which have a negative correlation with the magnitude of the control signal.

この電力増幅器によると、制御信号の大きさといずれも負の相関をもって変化する利得偏差及び位相偏差が入力信号に与えられる。その結果、ベースバイアス電流が大きくなると、利得偏差により生ずる位相遅れと、位相偏差により生ずる位相遅れとがともに電力増幅器で生じる位相偏差とキャンセルしあい、電力増幅器全体での位相偏差の変化を小さくでき、電力増幅器の線型特性を改善できる。そのための入出力の位相差を検出する必要はなく、位相の補正のために複雑な回路を要しない。その結果、簡単な回路で線型特性が良好な電力増幅器を提供できる。   According to this power amplifier, a gain deviation and a phase deviation that change with a negative correlation with the magnitude of the control signal are given to the input signal. As a result, when the base bias current is increased, both the phase lag caused by the gain deviation and the phase lag caused by the phase deviation cancel each other with the phase deviation caused by the power amplifier, and the change of the phase deviation in the entire power amplifier can be reduced. The linear characteristic of the power amplifier can be improved. Therefore, it is not necessary to detect a phase difference between input and output, and a complicated circuit is not required for phase correction. As a result, a power amplifier having a simple circuit and good linear characteristics can be provided.

本発明の第２の局面に係る無線通信装置は、上記したいずれかの電力増幅器を有する事を特徴とする。従って、上記した電力増幅器と同様、線型特性が良好となる。   A wireless communication apparatus according to a second aspect of the present invention includes any one of the power amplifiers described above. Therefore, the linear characteristic is good as in the power amplifier described above.

本発明の電力増幅器によると、エミッタ接地バイポーラトランジスタのベースバイアス電流と相関する様に、入力信号に位相偏差若しくは利得偏差又はその双方が付与される。これにより、増幅回路の出力に位相偏差が生じる。与えられる位相偏差又は利得偏差の大きさが、増幅回路の出力に生ずる位相偏差をキャンセルする様にベースバイアス電流と相関をもたせられると、電力増幅器全体の出力信号に生ずる位相偏差を小さくする事ができる。ゆえに、位相偏差を小さくするために、出力信号の位相を検出する必要はなく、そのための回路が不要である。すなわち、位相の検出のために複雑な回路を要しない。その結果、簡単な回路で線型特性が良好な電力増幅器を提供できる。   According to the power amplifier of the present invention, a phase deviation or a gain deviation or both are given to the input signal so as to correlate with the base bias current of the common emitter bipolar transistor. This causes a phase deviation in the output of the amplifier circuit. If the magnitude of the given phase deviation or gain deviation is correlated with the base bias current so as to cancel the phase deviation occurring in the output of the amplifier circuit, the phase deviation occurring in the output signal of the entire power amplifier can be reduced. it can. Therefore, in order to reduce the phase deviation, it is not necessary to detect the phase of the output signal, and a circuit for that purpose is not required. That is, a complicated circuit is not required for phase detection. As a result, a power amplifier having a simple circuit and good linear characteristics can be provided.

［第１の実施の形態］
＜構成＞
図２に、本実施の形態に係る電力増幅器８０の構成を回路図で示す。図２を参照して、電力増幅器８０は入力端子９８及び出力端子１０８を有しており、入力端子９８に接続された入力と、第１及び第２の出力とを有し、入力端子９８への入力信号の一部から、入力信号の電力を示す入力検波信号である入力検波電圧信号１１０を第１の出力から出力し、残りの入力信号を第２の出力に出力する第１の検出回路１００と、第１の検出回路１００の第２の出力に接続された入力と、制御信号１０４が与えられる制御信号端子と、出力端子とを有し、第１の検出回路１００から出力される入力信号に、制御信号１０４に応じて位相偏差を与えて出力するプリディストーション回路１０２と、プリディストーション回路１０２の出力に接続された入力を有し、プリディストーション回路１０２の出力信号を増幅して出力する前段アンプ９０と、前段アンプ９０の出力に接続された入力を有し、前段アンプ９０の出力をさらに増幅して出力するための後段アンプ９２と、後段アンプ９２の出力に接続された入力と、第１の出力端子と、出力端子１０８に接続された第２の出力端子とを有し、後段アンプ９２からの出力信号の一部から、出力信号の電力を示す出力検波信号である出力検波電圧信号１１２を第１の出力から出力し、出力信号の残りを出力端子１０８に出力する第２の検出回路１０６とを含む。 [First Embodiment]
<Configuration>
FIG. 2 is a circuit diagram showing the configuration of the power amplifier 80 according to the present embodiment. Referring to FIG. 2, the power amplifier 80 has an input terminal 98 and an output terminal 108, has an input connected to the input terminal 98, and first and second outputs, to the input terminal 98. A first detection circuit that outputs an input detection voltage signal 110, which is an input detection signal indicating the power of the input signal, from a first output and outputs the remaining input signal to a second output from a part of the input signal 100, an input connected to the second output of the first detection circuit 100, a control signal terminal to which the control signal 104 is applied, and an output terminal, and an input output from the first detection circuit 100 The signal has a predistortion circuit 102 that outputs a phase deviation according to the control signal 104, and an input connected to the output of the predistortion circuit 102, and amplifies and outputs the output signal of the predistortion circuit 102. A pre-stage amplifier 90, an input connected to the output of the pre-stage amplifier 90, a post-stage amplifier 92 for further amplifying and outputting the output of the pre-stage amplifier 90, and an input connected to the output of the post-stage amplifier 92 An output detection signal which is an output detection signal having a first output terminal and a second output terminal connected to the output terminal 108 and indicating a power of the output signal from a part of the output signal from the post-stage amplifier 92. A second detection circuit that outputs the voltage signal 112 from the first output and outputs the remainder of the output signal to the output terminal.

電力増幅器８０はさらに、第１の検出回路１００の第１の出力及び第２の検出回路１０６の第１の出力にそれぞれ接続された出力検波信号端子１７２及び入力検波信号端子１７０と、プリディストーション回路１０２の制御信号端子及び後段アンプ９２の制御端子にそれぞれ接続された制御電流供給端子１８２及びベースバイアス電流端子１８０とを有し、入力検波電圧信号１１０及び出力検波電圧信号１１２を比較し、入力電力と出力電力との電力比が一定量に保たれる様な大きさのベースバイアス電流９６と、ベースバイアス電流９６に比例した電圧の制御信号１０４とをそれぞれ後段アンプ９２及びプリディストーション回路１０２に与えるバイアス制御器９４を含む。   The power amplifier 80 further includes an output detection signal terminal 172 and an input detection signal terminal 170 connected to the first output of the first detection circuit 100 and the first output of the second detection circuit 106, respectively, and a predistortion circuit. The control signal supply terminal 182 and the base bias current terminal 180 are connected to the control signal terminal 102 and the control terminal of the post-stage amplifier 92, respectively, and the input detection voltage signal 110 and the output detection voltage signal 112 are compared, and the input power The base bias current 96 and the control signal 104 having a voltage proportional to the base bias current 96 are supplied to the post-stage amplifier 92 and the predistortion circuit 102, respectively. A bias controller 94 is included.

第１の検出回路１００は、入力端子９８に接続された入力と、第１及び第２の出力とを有し、入力端子９８からの入力信号の一部を第１の出力に入力比較信号１２２として出力し、残りを第２の出力を介してプリディストーション回路１０２に出力する方向性結合器１２０と、方向性結合器１２０の第１の出力に接続された入力と、バイアス制御器９４の出力検波信号端子１７２に接続された出力とを有し、方向性結合器１２０から与えられた入力比較信号１２２の電力を検出する電力検出器１２４とを含む。   The first detection circuit 100 has an input connected to the input terminal 98, and first and second outputs, and a part of the input signal from the input terminal 98 is input to the input comparison signal 122. , A directional coupler 120 that outputs the rest to the predistortion circuit 102 via the second output, an input connected to the first output of the directional coupler 120, and an output of the bias controller 94 And a power detector 124 having an output connected to the detection signal terminal 172 and detecting the power of the input comparison signal 122 supplied from the directional coupler 120.

第２の検出回路１０６は、後段アンプ９２の出力を受ける様に接続された入力と、第１及び第２の出力とを有し、後段アンプ９２からの入力信号の一部を第１の出力に出力比較信号１４２として出力し、残りを第２の出力を介して出力端子１０８に出力する方向性結合器１４０と、方向性結合器１４０の第１の出力に接続された入力と、バイアス制御器９４の入力検波信号端子１７０に接続された出力とを有し、方向性結合器１４０から与えられた出力比較信号１４２の電力を検出する電力検出器１４４とを含む。   The second detection circuit 106 has an input connected to receive the output of the post-stage amplifier 92, and first and second outputs, and a part of the input signal from the post-stage amplifier 92 is output to the first output. A directional coupler 140 that outputs the output comparison signal 142 to the output terminal 108 via the second output, an input connected to the first output of the directional coupler 140, and bias control. And a power detector 144 that detects the power of the output comparison signal 142 provided from the directional coupler 140.

後段アンプ９２は、コレクタバイアス端子１３６及びバイアス制御器９４のベースバイアス電流端子１８０に接続されたベースバイアス端子１３８を有している。後段アンプ９２は、前段アンプ９０の出力に接続された入力と、ベースバイアス端子１３８に接続された出力とを有し、入力信号の入力インピーダンスを整合させる入力整合回路１３２と、入力整合回路１３２の出力及びベースバイアス端子１３８に接続されたベース端子と、コレクタバイアス端子１３６に接続されたコレクタ端子と、接地されたエミッタ端子とを有するバイポーラトランジスタ１３０と、コレクタバイアス端子１３６に接続された入力と、方向性結合器１４０の入力に接続された出力とを有し、出力信号の出力インピーダンスを整合させる出力整合回路１３４とを含む。   The post-stage amplifier 92 has a base bias terminal 138 connected to the collector bias terminal 136 and the base bias current terminal 180 of the bias controller 94. The post-stage amplifier 92 has an input connected to the output of the pre-stage amplifier 90 and an output connected to the base bias terminal 138, and matches the input impedance of the input signal. A bipolar transistor 130 having a base terminal connected to the output and base bias terminal 138, a collector terminal connected to the collector bias terminal 136, and a grounded emitter terminal; an input connected to the collector bias terminal 136; An output matching circuit 134 having an output connected to the input of the directional coupler 140 and matching the output impedance of the output signal.

なお、前段アンプ９０には、後段アンプ９２が飽和に至る入力信号電力まで線型性が良好なアンプを用いる事が重要である。これは、後段アンプ９２に含まれるバイポーラトランジスタ１３０の位相偏差をそのベースバイアスから予想して補正するという本実施の形態の原理上、前段アンプ９０の歪みは補正の対象に入らないためである。なお、前段アンプ９０は入力信号電力が低いため、比較的容易に線型性の良好なアンプを用いる事ができる。   It is important to use an amplifier having good linearity up to the input signal power at which the rear-stage amplifier 92 reaches saturation as the front-stage amplifier 90. This is because the distortion of the preamplifier 90 does not fall within the correction target based on the principle of the present embodiment in which the phase deviation of the bipolar transistor 130 included in the post amplifier 92 is corrected based on its base bias. Since the pre-stage amplifier 90 has a low input signal power, an amplifier having a good linearity can be used relatively easily.

図３に、電力検出器１２４の構成を回路図で示す。なお、電力検出器１４４の構成も同様である。図３を参照して、電力検出器１２４は、入力端子１５０、バイアス端子１５４、及び出力端子１５８を有している。電力検出器１２４は、入力端子１５０に接続された入力と、出力とを有し、入力に与えられる入力信号を減衰させて出力する減衰器１５２と、減衰器１５２の出力に接続された一端と、バイアス端子１５４に接続された他端とを有する抵抗１６０とを含む。   FIG. 3 is a circuit diagram showing the configuration of the power detector 124. The configuration of the power detector 144 is the same. With reference to FIG. 3, the power detector 124 has an input terminal 150, a bias terminal 154, and an output terminal 158. The power detector 124 has an input connected to the input terminal 150 and an output. The attenuator 152 attenuates and outputs an input signal applied to the input, and one end connected to the output of the attenuator 152. And a resistor 160 having the other end connected to the bias terminal 154.

電力検出器１２４はさらに、減衰器１５２の出力に接続された入力と、接地された出力とを有し、入力信号のうち所定の周波数のものを検波する検波ダイオード１５６と、減衰器１５２の出力に接続された入力と、出力端子１５８に接続された出力とを有したローパスフィルタ１６２とを含む。   The power detector 124 further has an input connected to the output of the attenuator 152 and a grounded output, and a detection diode 156 for detecting a predetermined frequency of the input signal, and an output of the attenuator 152. And a low pass filter 162 having an output connected to the output terminal 158.

図４に、バイアス制御器９４の構成を回路図で示す。図４を参照して、バイアス制御器９４は、図２に示す入力検波電圧信号１１０を受ける入力検波信号端子１７０、図１に示す出力検波電圧信号１１２を受ける出力検波信号端子１７２、図２に示すベースバイアス電流９６を出力するベースバイアス電流端子１８０、図２に示す制御信号１０４を出力する制御電流供給端子１８２、定電流源１８４、並びに電源端子１８６及び１８８を有している。バイアス制御器９４は、入力検波信号端子１７０に接続された第１の入力と、出力検波信号端子１７２に接続された第２の入力と、差分電流１７６を出力する出力とを有し、電源端子１８６から電源電圧の供給を受けて第１の入力からの入力検波電圧信号及び第２の入力からの出力検波電圧信号の差電圧を増幅する差動増幅器１７４を含む。   FIG. 4 is a circuit diagram showing the configuration of the bias controller 94. Referring to FIG. 4, the bias controller 94 includes an input detection signal terminal 170 that receives the input detection voltage signal 110 shown in FIG. 2, an output detection signal terminal 172 that receives the output detection voltage signal 112 shown in FIG. 2 has a base bias current terminal 180 that outputs a base bias current 96, a control current supply terminal 182 that outputs a control signal 104 shown in FIG. 2, a constant current source 184, and power supply terminals 186 and 188. The bias controller 94 has a first input connected to the input detection signal terminal 170, a second input connected to the output detection signal terminal 172, and an output for outputting a differential current 176, and a power supply terminal A differential amplifier 174 that receives the supply voltage from 186 and amplifies the differential voltage between the input detection voltage signal from the first input and the output detection voltage signal from the second input is included.

バイアス制御器９４はさらに、ベースバイアス電流端子１８０に接続された第１の出力と、制御電流供給端子１８２に接続された第１の入力と、差動増幅器１７４の出力を受ける様に接続された入力とを有し、電源端子１８８から電源電圧の供給を受け、差動増幅器１７４から入力された差分電流１７６をそれぞれ所定比の電流に変換するカレントミラー回路１７８と、カレントミラー回路１７８と接地電位との間に挿入され、カレントミラー回路１７８内を流れる電流を一定に保持する定電流源１８４とを含む。   The bias controller 94 is further connected to receive a first output connected to the base bias current terminal 180, a first input connected to the control current supply terminal 182, and the output of the differential amplifier 174. A current mirror circuit 178 that receives a power supply voltage from the power supply terminal 188 and converts the differential current 176 input from the differential amplifier 174 into a current of a predetermined ratio, a current mirror circuit 178, and a ground potential And a constant current source 184 that keeps the current flowing in the current mirror circuit 178 constant.

本実施の形態で使用する差動増幅器１７４は、図４に示す様に互いに接続された４つのＭＯＳトランジスタ２００，２０２，２０４及び２０６と、定電流源２０８とを含み、電源端子１８６から電源電圧の供給を受けて動作する。ＭＯＳトランジスタ２０４のゲート端子に入力検波信号端子１７０が接続され、ＭＯＳトランジスタ２０６のゲート端子に出力検波信号端子１７２が接続されている。ＭＯＳトランジスタ２０２とＭＯＳトランジスタ２０６との接続点から差分電流１７６がカレントミラー回路１７８に出力される。   The differential amplifier 174 used in this embodiment includes four MOS transistors 200, 202, 204, and 206 and a constant current source 208 connected to each other as shown in FIG. Operates in response to supply. An input detection signal terminal 170 is connected to the gate terminal of the MOS transistor 204, and an output detection signal terminal 172 is connected to the gate terminal of the MOS transistor 206. A differential current 176 is output to the current mirror circuit 178 from the connection point between the MOS transistor 202 and the MOS transistor 206.

本実施の形態で使用するカレントミラー回路１７８は、図４に示す様に接続された３つのＭＯＳトランジスタ２１０，２１２及び２１４を含み、電源端子１８８から電源電圧を供給されて動作する。ＭＯＳトランジスタ２１０、２１２及び２１４のソース端子は電源端子１８８に接続され、ＭＯＳトランジスタ２１０のドレイン端子は定電流源１８４に接続され、ＭＯＳトランジスタ２１２及び２１４のドレイン端子はそれぞれベースバイアス電流端子１８０及び制御電流供給端子１８２に接続されている。   The current mirror circuit 178 used in this embodiment includes three MOS transistors 210, 212, and 214 connected as shown in FIG. 4, and operates by being supplied with a power supply voltage from a power supply terminal 188. The source terminals of the MOS transistors 210, 212, and 214 are connected to the power supply terminal 188, the drain terminal of the MOS transistor 210 is connected to the constant current source 184, and the drain terminals of the MOS transistors 212 and 214 are the base bias current terminal 180 and the control, respectively. The current supply terminal 182 is connected.

＜動作＞
図２〜図４を参照して、本実施の形態に係る電力増幅器８０の動作について説明する。まず、本実施の形態に係る電力増幅器８０は、コレクタバイアス端子１３６に所定のバイアス電圧を与える事によって動作させられる。また、ベースバイアス端子１３８には、バイアス制御器９４のベースバイアス電流端子１８０からベースバイアス電流９６が供給される。 <Operation>
The operation of the power amplifier 80 according to the present embodiment will be described with reference to FIGS. First, the power amplifier 80 according to the present embodiment is operated by applying a predetermined bias voltage to the collector bias terminal 136. A base bias current 96 is supplied from the base bias current terminal 180 of the bias controller 94 to the base bias terminal 138.

入力端子９８（図２参照）から入力された入力信号は、方向性結合器１２０でその一部を、一定の信号分配比率で入力比較信号１２２として取出された後、プリディストーション回路１０２により制御信号１０４に応じて位相偏差が与えられる。位相偏差が与えられた入力信号は、前段アンプ９０及び後段アンプ９２で増幅され、出力される。増幅された信号の一部は、方向性結合器１４０で一定の信号分配比率で出力比較信号１４２として取出される。信号の残りは、出力信号として出力端子１０８から出力される。   A part of the input signal inputted from the input terminal 98 (see FIG. 2) is taken out by the directional coupler 120 as the input comparison signal 122 at a constant signal distribution ratio, and then the control signal is outputted by the predistortion circuit 102. A phase deviation is given according to 104. The input signal to which the phase deviation is given is amplified by the pre-stage amplifier 90 and the post-stage amplifier 92 and output. A part of the amplified signal is extracted by the directional coupler 140 as an output comparison signal 142 at a constant signal distribution ratio. The rest of the signal is output from the output terminal 108 as an output signal.

電力検出器１２４は、入力比較信号１２２を検波し、入力検波電圧信号１１０を出力する。電力検出器１４４は、出力比較信号１４２を検波し、出力検波電圧信号１１２を出力する。   The power detector 124 detects the input comparison signal 122 and outputs the input detection voltage signal 110. The power detector 144 detects the output comparison signal 142 and outputs the output detection voltage signal 112.

バイアス制御器９４は、入力検波電圧信号１１０及び出力検波電圧信号１１２を比較し、入力電力と出力電力の電力比が一定量に保たれる様に、ベースバイアス電流９６を変更する。また、バイアス制御器９４は、ベースバイアス電流９６に比例した制御信号１０４を作成し、制御電流供給端子１８２から出力する。   The bias controller 94 compares the input detection voltage signal 110 and the output detection voltage signal 112, and changes the base bias current 96 so that the power ratio between the input power and the output power is kept constant. The bias controller 94 creates a control signal 104 proportional to the base bias current 96 and outputs it from the control current supply terminal 182.

入力端子１５０（図３参照）から入力された高周波信号（入力比較信号１２２又は出力比較信号１４２）は、減衰器１５２によって減衰される。減衰された高周波信号は、バイアス端子１５４から所定のバイアス電圧が印加された検波ダイオード１５６で検波電圧に変換され、出力端子１５８から出力される。ここでは、入力端子１５０からの信号電力が大きくなれば、出力端子１５８から出力される検波電圧が低下する様な信号が出力される。   The high-frequency signal (input comparison signal 122 or output comparison signal 142) input from the input terminal 150 (see FIG. 3) is attenuated by the attenuator 152. The attenuated high frequency signal is converted into a detection voltage by the detection diode 156 to which a predetermined bias voltage is applied from the bias terminal 154, and is output from the output terminal 158. Here, when the signal power from the input terminal 150 increases, a signal is output such that the detection voltage output from the output terminal 158 decreases.

抵抗１６０は、入力端子１５０から入力された高周波信号が、バイアス端子１５４に流出する事を防止するために挿入されている。同様に、検波ダイオード１５６と出力端子１５８との間に挿入されたローパスフィルタ１６２は、高周波信号が出力端子１５８に流出する事を防止する。   The resistor 160 is inserted to prevent a high-frequency signal input from the input terminal 150 from flowing out to the bias terminal 154. Similarly, the low pass filter 162 inserted between the detection diode 156 and the output terminal 158 prevents the high frequency signal from flowing out to the output terminal 158.

入力検波電圧信号１１０（図２参照）が、入力検波信号端子１７０（図４参照）から入力され、出力検波電圧信号１１２（図２参照）が出力検波信号端子１７２（図４参照）から入力される。入力検波電圧信号１１０及び出力検波電圧信号１１２の差電圧が、差動増幅器１７４によって増幅され、差分電流１７６が出力される。差分電流１７６は、カレントミラー回路１７８によって所定比の電流に変換される。所定比の電流はベースバイアス電流供給端子１８０より出力される。なお、この出力された電流は、ベースバイアス電流９６（図２参照）である。   The input detection voltage signal 110 (see FIG. 2) is input from the input detection signal terminal 170 (see FIG. 4), and the output detection voltage signal 112 (see FIG. 2) is input from the output detection signal terminal 172 (see FIG. 4). The The differential voltage between the input detection voltage signal 110 and the output detection voltage signal 112 is amplified by the differential amplifier 174, and a differential current 176 is output. The differential current 176 is converted into a current having a predetermined ratio by the current mirror circuit 178. A predetermined ratio of current is output from the base bias current supply terminal 180. This output current is a base bias current 96 (see FIG. 2).

カレントミラー回路１７８で別に作成された電流が、制御電流供給端子１８２から出力される。この出力された電流は、制御信号１０４（図２参照）である。   A current separately generated by the current mirror circuit 178 is output from the control current supply terminal 182. This output current is a control signal 104 (see FIG. 2).

上記の様な方法により、ベースバイアス電流９６（図２参照）に比例した制御信号１０４がバイアス制御器９４の制御電流供給端子１８２から出力される。   The control signal 104 proportional to the base bias current 96 (see FIG. 2) is output from the control current supply terminal 182 of the bias controller 94 by the method as described above.

＜シミュレーション結果の比較＞
以下では、本実施の形態に係る電力増幅器８０を動作させた場合のシミュレーション結果の比較を行なう。シミュレーション結果の比較をする前に、電力増幅器８０の動作条件について説明する。 <Comparison of simulation results>
In the following, the simulation results when the power amplifier 80 according to the present embodiment is operated are compared. Before comparing the simulation results, the operating conditions of the power amplifier 80 will be described.

まず、プリディストーション回路１０２（図２参照）の機能を無視した場合の動作条件とシミュレーション結果とについて以下で説明する。本実施の形態に係る電力増幅器８０では、方向性結合器１２０及び１４０に信号分配比率の同じ結合機が使用された。   First, operation conditions and simulation results when the function of the predistortion circuit 102 (see FIG. 2) is ignored will be described below. In the power amplifier 80 according to the present embodiment, a coupler having the same signal distribution ratio is used for the directional couplers 120 and 140.

電力検出器１４４の減衰器１５２（図３参照）の減衰率は所定量（Ｘ（ｄＢ）とする）よりも大きくなる様に設定された。方向性結合器１２０及び１４０の間の回路であるプリディストーション回路１０２、前段アンプ９０、及び後段アンプ９２の合計利得をＹ（ｄＢ）とする。   The attenuation rate of the attenuator 152 (see FIG. 3) of the power detector 144 was set to be larger than a predetermined amount (X (dB)). The total gain of the predistortion circuit 102, the pre-stage amplifier 90, and the post-stage amplifier 92, which are circuits between the directional couplers 120 and 140, is Y (dB).

Ｙ（ｄＢ）がＸ（ｄＢ）と同じ値の場合、検波ダイオード１５６（図３参照）に達する信号は電力検出器１２４及び１４４で同じ値となり、出力される入力検波電圧信号１１０及び出力検波電圧信号１１２は同じ値となる。ゆえに、図４の差動増幅器１７４の入力検波信号端子１７０及び出力検波信号端子１７２に同じ電圧が供給され、差分電流１７６が出力されない。   When Y (dB) has the same value as X (dB), the signal reaching the detection diode 156 (see FIG. 3) has the same value at the power detectors 124 and 144, and the input detection voltage signal 110 and the output detection voltage that are output. The signal 112 has the same value. Therefore, the same voltage is supplied to the input detection signal terminal 170 and the output detection signal terminal 172 of the differential amplifier 174 of FIG. 4, and the differential current 176 is not output.

一方、利得Ｙ（ｄＢ）が減衰率Ｘ（ｄＢ）より小さくなると、電力検出器１４４での検波電圧信号は、電力検出器１２４での検波電圧信号よりも大きくなる。そして、差動増幅器１７４（図４参照）は差分電流１７６を差動増幅器側へ流れ込む様に（図４中の矢印に示す方向に対して逆方向に）流す。この差分電流１７６と定電流源１８４との合計電流が、カレントミラー回路１７８で反転され、ベースバイアス電流端子１８０より出力される。その結果、ベースバイアス電流９６が増加する。   On the other hand, when gain Y (dB) becomes smaller than attenuation factor X (dB), the detected voltage signal at power detector 144 becomes larger than the detected voltage signal at power detector 124. Then, the differential amplifier 174 (see FIG. 4) allows the differential current 176 to flow to the differential amplifier side (in a direction opposite to the direction indicated by the arrow in FIG. 4). The total current of the differential current 176 and the constant current source 184 is inverted by the current mirror circuit 178 and output from the base bias current terminal 180. As a result, the base bias current 96 increases.

エミッタ接地のバイポーラトランジスタによる増幅回路は、ベースバイアス電流が増加すれば利得が増加し、ベースバイアス電流が減少すれば利得が減少する作用を有している。その結果、増幅器の利得である利得Ｙ（ｄＢ）が増加するとベースバイアス電流が減少する方向（利得を減少させる方向）に、利得が減少するとベースバイアス電流が増加する方向（利得を増加させる方向）にフィードバックがかかる様に回路が制御される。   An amplifier circuit using a bipolar transistor with a common emitter has the effect that the gain increases as the base bias current increases, and the gain decreases as the base bias current decreases. As a result, when the gain Y (dB) which is the gain of the amplifier is increased, the base bias current is decreased (in the direction of decreasing the gain), and when the gain is decreased, the base bias current is increased (in the direction of increasing the gain). The circuit is controlled so that feedback is applied.

フィードバックループのループ利得が十分大きければ、増幅器全体の利得である利得Ｙ（ｄＢ）が一定に保たれる様に働く。これは、具体的には、電力検出器１２４及び１４４の感度、差動増幅器１７４の増幅率、並びにカレントミラー回路１７８のミラー比が十分大きければ、増幅器全体の利得である利得Ｙ（ｄＢ）が一定に保たれる様に働くという事である。   If the loop gain of the feedback loop is sufficiently large, the gain Y (dB) which is the gain of the entire amplifier is kept constant. Specifically, if the sensitivity of the power detectors 124 and 144, the amplification factor of the differential amplifier 174, and the mirror ratio of the current mirror circuit 178 are sufficiently large, the gain Y (dB) that is the gain of the entire amplifier is It is to work to be kept constant.

しかし、上記した様な構成では、入力端子９８から入力信号がない場合、利得の検出ができない。また、入力信号がきわめて小さい場合も、ループ利得が不足し、フィードバックが働かない。入力信号がきわめて小さい状態から入力信号が次第に大きくなり、フィードバックループのループ利得が十分に大きくなり、回路全体の利得がフィードバックにより一定に保たれる様になるまでの過渡的状態では問題が生じる。それは、きわめて入力信号が小さい場合の増幅利得である小信号利得から、フィードバックで一定に保たれた利得への推移期間が生じ、その間、増幅器の線型性が劣化するという問題である。   However, in the configuration as described above, the gain cannot be detected when there is no input signal from the input terminal 98. Even when the input signal is very small, the loop gain is insufficient and feedback does not work. A problem arises in a transient state where the input signal gradually increases from a very small input signal, the loop gain of the feedback loop becomes sufficiently large, and the gain of the entire circuit is kept constant by feedback. This is a problem that a transition period from a small signal gain, which is an amplification gain when the input signal is very small, to a gain kept constant by feedback occurs, and the linearity of the amplifier deteriorates during that period.

本実施の形態に係る電力増幅器８０は、この線型性が劣化する推移期間を回避するために、小信号利得とフィードバックで一定に保たれた利得とが一致する様に構成される。具体的には、減衰率Ｘ（ｄＢ）を調整する事によって両者が一致する。   The power amplifier 80 according to the present embodiment is configured such that the small signal gain and the gain kept constant by feedback coincide with each other in order to avoid the transition period in which the linearity deteriorates. Specifically, the two coincide with each other by adjusting the attenuation factor X (dB).

以降、特に記載がない限り、シミュレーション計算では、調節された減衰率Ｘ（ｄＢ）が、小信号利得とフィードバックで一定に保たれた利得とを一致させている。   Thereafter, unless otherwise specified, in the simulation calculation, the adjusted attenuation rate X (dB) matches the small signal gain with the gain kept constant by feedback.

図５に、フィードバックにより一定に制御された利得のシミュレーション結果をグラフで示す。なお、図５のシミュレーション結果は、プリディストーション回路１０２（図２参照）の働きを停止した場合の計算結果を示す。このシミュレーション計算では、増幅回路としてＧａＡｓ基板上のバイポーラトランジスタの素子パラメータと、バイアス回路としてＳｉ基板上のダイオード及び電解効果トランジスタの特性とが用いられ、動作周波数を５ＧＨｚとした。増幅回路全体の利得は約１８ｄＢである。以降、この条件でシミュレーション計算は行なわれる。   FIG. 5 is a graph showing a simulation result of gain controlled to be constant by feedback. The simulation result in FIG. 5 shows the calculation result when the predistortion circuit 102 (see FIG. 2) is stopped. In this simulation calculation, device parameters of a bipolar transistor on a GaAs substrate were used as an amplifier circuit, and characteristics of a diode and a field effect transistor on a Si substrate were used as a bias circuit, and the operating frequency was 5 GHz. The gain of the entire amplifier circuit is about 18 dB. Thereafter, the simulation calculation is performed under this condition.

図５では、横軸に出力電力（ｄＢｍ）、左側の縦軸に利得の変化、及び右側の縦軸に位相の変化を示す。利得の変化及び位相の変化は、小信号時の値からの変化量として利得偏差（単位はｄＢ）及び位相偏差（単位は度）で表される。   In FIG. 5, the horizontal axis represents output power (dBm), the left vertical axis represents gain change, and the right vertical axis represents phase change. A change in gain and a change in phase are represented by a gain deviation (unit: dB) and a phase deviation (unit: degree) as a change amount from a value at the time of a small signal.

本実施の形態に係る電力増幅器８０の用途の一例として無線ＬＡＮ（Local Area Network）がある。この無線ＬＡＮ規格のＯＦＤＭ（orthogonal frequency division multiplexing）変調方式（５６ＱＡＭＱＰＳＫ）では一般的に、利得偏差１ｄＢに対して位相偏差５°の比で、ほぼ同じ線型性の劣化を示す変調精度(ＥＶＭ：Error Vector Magnitude)の劣化を生じる場合が多い。そこで、位相偏差２２０及び利得偏差２２２がグラフ上で直接比較しやすい様に、縦軸方向を１ｄＢ＝５°として表す。   An example of the use of the power amplifier 80 according to the present embodiment is a wireless LAN (Local Area Network). In the OFDM (orthogonal frequency division multiplexing) modulation scheme (56QAMQPSK) of this wireless LAN standard, generally, the modulation accuracy (EVM: Error) which shows substantially the same linearity degradation at a ratio of 5 ° phase deviation to 1 dB gain deviation. Degradation of Vector Magnitude) often occurs. Therefore, the vertical axis direction is expressed as 1 dB = 5 ° so that the phase deviation 220 and the gain deviation 222 can be easily compared directly on the graph.

なお、｜利得偏差｜＜０．５ｄＢ及び｜位相偏差｜＜２．５°程度が上記無線ＬＡＮにおいて線型アンプとして利用できるおおよその目安である。   Note that | gain deviation | <0.5 dB and | phase deviation | <2.5 ° are approximate guidelines that can be used as a linear amplifier in the wireless LAN.

前述した様に、このシミュレーション計算では、利得が一定になる様に制御を行なっているので、利得偏差は非常に小さい。一方、位相偏差は制御されていないので、出力１０ｄＢｍ付近から偏差が非常に大きくなる。   As described above, in this simulation calculation, since the gain is controlled to be constant, the gain deviation is very small. On the other hand, since the phase deviation is not controlled, the deviation becomes very large from around the output of 10 dBm.

従来技術による電力増幅器３０（図１参照）では、この位相偏差分による線型性の大きな劣化を防ぐために位相偏差が検出され、可変移相器４６で補正されている。しかし、本発明者は、位相偏差の変化が、ベースバイアス電流の変化と非常によく似ている事に気づいた。   In the power amplifier 30 (see FIG. 1) according to the prior art, the phase deviation is detected and corrected by the variable phase shifter 46 in order to prevent a large deterioration in linearity due to the phase deviation. However, the inventor has noticed that the change in phase deviation is very similar to the change in base bias current.

図６に、位相偏差とベースバイアス電流変化との関係をグラフで示す。ベースバイアス電流変化はアイドル電流（無信号時のベース電流）からのベース電流偏差（単位はＡ）として示される。   FIG. 6 is a graph showing the relationship between the phase deviation and the base bias current change. The base bias current change is shown as a base current deviation (unit: A) from an idle current (base current at no signal).

図６を参照して、ベース電流偏差２３０と位相偏差２３２とは類似した増加曲線を示す。特に、両者は、ほぼ同じ出力信号電力（１０ｄＢｍ付近）から増加を始め、約２５ｄＢｍ出力値に至るまで類似した増加曲線をたどる。   Referring to FIG. 6, base current deviation 230 and phase deviation 232 show similar increasing curves. In particular, both start increasing from approximately the same output signal power (around 10 dBm) and follow a similar increasing curve until reaching an output value of about 25 dBm.

そこで、本発明者は、このベース電流偏差に応じて位相を調整する事で、従来技術の様に位相偏差を検出しなくても適切に位相を補正できる事を考えついた。それは、ここまでその働きを停止させて説明を行なってきたプリディストーション回路１０２として可変移相器を用い、ベース電流と同じ制御電流を用いて位相を制御する方法である。制御電流対可変移相器の位相変化の係数を適切に設定すれば、上記位相偏差を補正する事ができるはずである。   Accordingly, the present inventor has come up with the idea that by adjusting the phase according to the base current deviation, the phase can be appropriately corrected without detecting the phase deviation as in the prior art. This is a method of controlling the phase using the same control current as the base current using a variable phase shifter as the predistortion circuit 102 which has been described with the operation stopped so far. If the coefficient of phase change of the control current versus the variable phase shifter is set appropriately, the above phase deviation should be able to be corrected.

図７に、利得偏差２４０と位相偏差２４２との関係をシミュレーションした結果のグラフを示す。このグラフは、プリディストーション回路１０２を、ベースバイアス電流１ｍＡ増加あたり位相変化−５°を生じる理想移相器としてシミュレーション計算した結果の利得偏差２４０及び位相偏差２４２を示す。   FIG. 7 is a graph showing the result of simulating the relationship between the gain deviation 240 and the phase deviation 242. This graph shows the gain deviation 240 and the phase deviation 242 as a result of simulation calculation of the predistortion circuit 102 as an ideal phase shifter that generates a phase change of −5 ° per 1 mA increase of the base bias current.

図７を参照して、図５に見られた出力１０ｄＢｍ付近からの位相の大幅な偏差が抑制され、増幅回路の線型性が向上している事がわかる。ベース電流偏差を用いて移相器を制御する構成には、利得偏差をゼロとするフィードバックの構成が極めて重要である。   Referring to FIG. 7, it can be seen that the significant phase deviation from the vicinity of the output of 10 dBm seen in FIG. 5 is suppressed, and the linearity of the amplifier circuit is improved. For a configuration that controls the phase shifter using the base current deviation, a feedback configuration in which the gain deviation is zero is extremely important.

図８に、条件を変えて利得偏差２５０と位相偏差２５２との関係をシミュレーションした結果をグラフで示す。このグラフでは、利得偏差が一定に保たれない例として、小信号利得とフィードバックで一定に保たれた利得をわざと１ｄＢ異ならせた場合の図５の状態に対応するシミュレーション計算結果（プリディストーション回路１０２の働きを停止したシミュレーション結果）を示す。図８を参照して、利得偏差２５０が偏移する領域２５４が出力電力−１０ｄＢｍから１０ｄＢｍに生じている。   FIG. 8 is a graph showing the result of simulating the relationship between the gain deviation 250 and the phase deviation 252 under different conditions. In this graph, as an example in which the gain deviation cannot be kept constant, a simulation calculation result corresponding to the state of FIG. 5 (predistortion circuit 102) when the small signal gain and the gain kept constant by feedback are intentionally different by 1 dB. Simulation results of stopping the work of Referring to FIG. 8, a region 254 where the gain deviation 250 shifts occurs from output power −10 dBm to 10 dBm.

図９に、図８のシミュレーション計算と同じ条件でのベース電流偏差２６０と位相偏差２６２とのシミュレーション結果をグラフで示す。図９を参照して、位相偏差２６２は一旦マイナスとなり、２０ｄＢｍ出力付近から再びプラスになる。一方、ベース電流偏差２６０は、ずっとプラスである。そのため、ベース電流偏差２６０と位相偏差２６２との関係を単純な関係で表す事はできない。その結果、両者の関係を利用して位相の補正を行なう事ができない。しかし、利得偏差２５０が一定に制御されている信号強度領域２５６（図８参照）だけに着目すると、本発明の効果が顕著に現れる。   FIG. 9 is a graph showing the simulation results of the base current deviation 260 and the phase deviation 262 under the same conditions as the simulation calculation of FIG. Referring to FIG. 9, phase deviation 262 once becomes negative, and becomes positive again from the vicinity of 20 dBm output. On the other hand, the base current deviation 260 is always positive. Therefore, the relationship between the base current deviation 260 and the phase deviation 262 cannot be expressed by a simple relationship. As a result, the phase cannot be corrected using the relationship between the two. However, when attention is paid only to the signal intensity region 256 (see FIG. 8) in which the gain deviation 250 is controlled to be constant, the effect of the present invention appears remarkably.

図１０に、図８及び図９のシミュレーション計算と同じ条件での利得偏差２７０と位相偏差２７２とのシミュレーション結果をグラフで示す。このグラフは、プリディストーション回路１０２を、ベースバイアス電流１ｍＡ増加あたり位相変化−５°を生じる理想移相器としてシミュレーション計算した結果の利得偏差２７０及び位相偏差２７２を示す。   FIG. 10 is a graph showing simulation results of the gain deviation 270 and the phase deviation 272 under the same conditions as the simulation calculations of FIG. 8 and FIG. This graph shows a gain deviation 270 and a phase deviation 272 as a result of simulation calculation of the predistortion circuit 102 as an ideal phase shifter that generates a phase change of −5 ° per 1 mA increase of the base bias current.

図１０を参照して、出力電力１０ｄＢｍから２６ｄＢｍ付近に限れば、位相偏差が一定となって、線型性が向上している。つまり、本実施の形態では、ベース電流を制御するフィードバックによる利得一定条件がなければ効果が生じない。しかし、例えば、出力電力の一部範囲で利得一定の条件が成立していなくても、利得一定となっているその他の範囲の効果を阻害する事はない。その結果、利得一定となる一部の範囲では本発明の効果が生じる。   Referring to FIG. 10, when the output power is limited to around 10 dBm to 26 dBm, the phase deviation becomes constant and the linearity is improved. That is, in this embodiment, there is no effect unless there is a constant gain condition by feedback for controlling the base current. However, for example, even if the constant gain condition is not satisfied in a partial range of the output power, the effect of the other range in which the gain is constant is not hindered. As a result, the effect of the present invention is produced in a part of the range where the gain is constant.

上記の利得一定条件で、ベースバイアス電流の変化であるベース電流偏差と、位相偏差とが類似した挙動をする理由は厳密には解明されない。しかし、以下で概要について説明する。   The reason why the base current deviation, which is a change in the base bias current, and the phase deviation behave in a similar manner under the above-described constant gain condition, is not exactly clarified. However, the outline will be described below.

まず、入力信号の信号強度が増加すると、エミッタ接地バイポーラトランジスタ増幅器の利得を一定にするためには、ベースバイアス電流が増加させられなければならない。   First, as the signal strength of the input signal increases, the base bias current must be increased in order to keep the gain of the common emitter bipolar transistor amplifier constant.

ベースバイアス電流を増加させるためには、バイポーラベースバイアス電圧を上げる必要がある。   In order to increase the base bias current, it is necessary to increase the bipolar base bias voltage.

増幅信号の位相は、増幅素子のパラメータが増幅信号の強度と共に変化する事で変動する。その中でも特に、ベースエミッタ容量、ベースコレクタ容量、及びコレクタ電流の遅延時間がベースエミッタ間電圧及びコレクタ電流に依存して変化する事が、位相偏移の主要因となる。   The phase of the amplified signal varies as the parameter of the amplifying element changes with the intensity of the amplified signal. Among them, the base emitter capacitance, the base collector capacitance, and the delay time of the collector current change depending on the base-emitter voltage and the collector current, which are the main causes of the phase shift.

ベースバイアス電流及びベースバイアス電圧は、直流測定されると指数関数的な関係式で表される。しかし、フィードバック下で入力信号と共に変化するベースバイアス電流及びベースバイアス電圧は、以下で述べる様に１次近似できる関係を有する。また、ベース電流及びコレクタ電流の関係には、フィードバック下でも、通常の直流測定時と同様に、電流増幅率βで関係づけられる比例関係がほぼ成り立つ。   The base bias current and the base bias voltage are expressed by an exponential relational expression when DC measurement is performed. However, the base bias current and the base bias voltage that change with the input signal under feedback have a relationship that can be approximated as described below. In addition, in the relationship between the base current and the collector current, a proportional relationship related by the current amplification factor β is substantially established even under feedback, as in normal DC measurement.

図１１に、ベースバイアス電流、ベースバイアス電圧、及びコレクタ電流の関係をグラフで示す。ここでは、ベースバイアス電流、ベースバイアス電圧、及びコレクタ電流をそれぞれ無信号時の値からの変化分として、コレクタ電流偏差２８０及びベース電圧偏差２８２をベース電流偏差に対してグラフ化する。   FIG. 11 is a graph showing the relationship between the base bias current, the base bias voltage, and the collector current. Here, the collector current deviation 280 and the base voltage deviation 282 are graphed with respect to the base current deviation, with the base bias current, the base bias voltage, and the collector current being changed from the values at the time of no signal, respectively.

ベースエミッタ容量、ベースコレクタ容量、コレクタ電流の遅延時間のベースエミッタ間電圧、及びコレクタ電流依存性は、増幅出力が飽和に至る以前では、ベース電流、ベース電圧、及びコレクタ電流に対して１次近似できる緩やかな依存性を示す。その結果、ベースバイアス電流を利用して、１次近似で位相偏差を推測する事及び補正する事ができる。   Base emitter capacitance, base collector capacitance, base-emitter voltage and collector current dependency of collector current delay time are first order approximations to base current, base voltage, and collector current before the amplified output reaches saturation. It shows a moderate dependency that can be made. As a result, it is possible to estimate and correct the phase deviation by the primary approximation using the base bias current.

以上の説明は、ベース電圧偏差、コレクタ電流偏差、及びベース電流偏差等においては、動作時の直流成分についてのみ行なわれている。しかし、厳密には、ベース電圧偏差、コレクタ電流偏差、及びベース電流偏差等はこの様な直流成分の変化だけではなく、高周波信号（本実施の形態では動作周波数の５ＧＨｚ信号）の瞬間瞬間の電圧値及び電流値によっても影響されている。その結果、さらに複雑な要因が合わさって位相が偏移しているので、位相偏差についての完全な解明はできない。しかし、現実には、上記した様に実際にベースバイアス電流の直流電流成分で位相偏差が非常に効果的に推測できる。そして、その推測結果を用いて位相の補正ができる。   The above description is made only for the DC component during operation in the base voltage deviation, the collector current deviation, the base current deviation, and the like. However, strictly speaking, the base voltage deviation, the collector current deviation, the base current deviation, and the like are not only such changes in the DC component, but also the instantaneous voltage of the high frequency signal (the 5 GHz signal of the operating frequency in this embodiment). It is also influenced by the value and current value. As a result, since more complicated factors are combined and the phase is shifted, the phase deviation cannot be completely clarified. However, in reality, as described above, the phase deviation can be estimated very effectively by the direct current component of the base bias current. Then, the phase can be corrected using the estimation result.

なお、上記した説明中での直流電流成分及び直流電圧成分とは、実際の変調波においては、変調信号に応じて変化する各瞬間瞬間の電流及び電圧（ＷＬＡＮ（Wireless Local Area Network）信号では、約２０ＭＨｚ以下の周波数で変化している電流及び電圧）である。しかし、高周波信号（５ＧＨｚ）に比較して周波数が非常に低いので、説明を簡単にするためにここでは直流成分として説明している。   Note that the direct current component and the direct current voltage component in the above description are the current and voltage (WLAN (Wireless Local Area Network) signal) of each instantaneous moment that changes according to the modulation signal in the actual modulation wave. Current and voltage changing at a frequency of about 20 MHz or less. However, since the frequency is very low compared with the high frequency signal (5 GHz), the DC component is described here for the sake of simplicity.

また、本実施の形態で説明した様に、所定の電気的量であるベース電流偏差に応じて位相を制御する構成のみを採用する必要はない。同じく所定の電気的量でありベース電流偏差にほぼ比例するベース電圧偏差及びコレクタ電流偏差に応じて位相を調整する構成としてもよい。ただし、コレクタ電流偏差を検出して制御信号とする場合には、増幅された高周波信号が重畳しているため、高周波信号の分離が必要である。また、コレクタ電流検出回路は増幅器全体の効率低下を生じさせやすいので、ベース電流及びベース電圧を検出する方が好ましい。   Further, as described in the present embodiment, it is not necessary to employ only a configuration for controlling the phase according to the base current deviation which is a predetermined electrical quantity. Similarly, the phase may be adjusted according to a base voltage deviation and a collector current deviation which are predetermined electrical quantities and are substantially proportional to the base current deviation. However, when the collector current deviation is detected and used as a control signal, the amplified high-frequency signal is superimposed, so that it is necessary to separate the high-frequency signal. Further, since the collector current detection circuit tends to cause a reduction in the efficiency of the entire amplifier, it is preferable to detect the base current and the base voltage.

ベース電圧の検出の際には、トランジスタのベース端子そのものの電圧が必要となり、増幅素子の入力整合が影響される。一方、ベース電流検出の際には、検出器とベース端子との間にローパスフィルタ等の増幅信号である高周波信号を除去する回路を挿入しても検出が可能である。また、本実施の形態の様に、ベースバイアス電流と制御電流とをカレントミラーで比例させて作成する事もできる。従って、ベース電圧を検出するよりもベース電流を検出する方が好ましい。   When detecting the base voltage, the voltage at the base terminal of the transistor itself is required, and the input matching of the amplifying element is affected. On the other hand, the base current can be detected by inserting a circuit for removing a high-frequency signal that is an amplified signal, such as a low-pass filter, between the detector and the base terminal. Further, as in the present embodiment, the base bias current and the control current can be made proportional to each other by a current mirror. Therefore, it is more preferable to detect the base current than to detect the base voltage.

ただし、飽和出力付近では、ベース電流よりもベース電圧がより位相偏差に近い挙動を示す場合が多い。ゆえに、ベース電圧を検出し、検出されたベース電圧によって位相を制御する方が好ましい場合もある。   However, in the vicinity of the saturation output, the base voltage often exhibits a behavior closer to the phase deviation than the base current. Therefore, it may be preferable to detect the base voltage and control the phase based on the detected base voltage.

図１２に、図６のシミュレーション計算と同じ条件での位相偏差２９０とベース電圧偏差２９２とのシミュレーション結果をグラフで示す。図６では、飽和出力付近でベース電流偏差２３０が増加し続ける反面、位相偏差２３２が低下し、両者の相関が悪い。一方、図１２では、飽和出力付近２９４でベース電圧偏差２９２が位相偏差２９０と共に低下するため、両者の相関がよい。従って、ベース電圧偏差２９２を用いて位相を制御する方が、飽和出力付近２９４ではより適切に位相偏差２９０を抑制できる。   FIG. 12 is a graph showing simulation results of the phase deviation 290 and the base voltage deviation 292 under the same conditions as the simulation calculation of FIG. In FIG. 6, while the base current deviation 230 continues to increase near the saturated output, the phase deviation 232 decreases and the correlation between the two is poor. On the other hand, in FIG. 12, since the base voltage deviation 292 decreases with the phase deviation 290 near the saturation output 294, the correlation between the two is good. Therefore, controlling the phase using the base voltage deviation 292 can suppress the phase deviation 290 more appropriately in the vicinity of the saturated output 294.

また、プリディストーション回路１０２（図２参照）が、本実施の形態に示した様に理想的な移相器である場合、又は比較的理想に近い移相器であり位相の調整に対して利得変化が十分少ない場合、利得は影響されない。ゆえに、プリディストーション回路１０２を入力端子９８から出力端子１０８までの信号経路のどの位置に配置してもよい。   Further, when the predistortion circuit 102 (see FIG. 2) is an ideal phase shifter as shown in the present embodiment, or is a phase shifter that is relatively close to ideal and has a gain with respect to phase adjustment. If the change is small enough, the gain is not affected. Therefore, the predistortion circuit 102 may be arranged at any position in the signal path from the input terminal 98 to the output terminal 108.

例えば、プリディストーション回路１０２は、前段アンプ９０と後段アンプ９２との間、後段アンプ９２と出力端子１０８との間、入力端子９８と方向性結合器１２０との間、又は方向性結合器１４０と出力端子１０８との間に配置されてもよい。しかし、実際には、プリディストーション回路１０２では、電力の一定の損失が生じる。そこで、回路全体の電力効率の劣化を低減するために、プリディストーション回路１０２が増幅素子より入力端子９８側に配置される事がより好ましい。   For example, the predistortion circuit 102 is connected between the pre-stage amplifier 90 and the post-stage amplifier 92, between the post-stage amplifier 92 and the output terminal 108, between the input terminal 98 and the directional coupler 120, or with the directional coupler 140. It may be arranged between the output terminal 108. However, in practice, the predistortion circuit 102 causes a certain loss of power. Therefore, in order to reduce deterioration in power efficiency of the entire circuit, it is more preferable that the predistortion circuit 102 is disposed on the input terminal 98 side from the amplifying element.

また、プリディストーション回路１０２には、一定の耐電力特性があり、入力電力が大きいとプリディストーション回路１０２自身が歪みを発生する場合がある。そこで、その点からも、増幅素子よりも入力端子側にプリディストーション回路１０２が配置され、プリディストーション回路１０２への入力電力を小さくする事が好ましい。   Further, the predistortion circuit 102 has a certain power durability characteristic, and when the input power is large, the predistortion circuit 102 itself may be distorted. Therefore, also from this point, it is preferable that the predistortion circuit 102 is disposed closer to the input terminal than the amplifying element, and the input power to the predistortion circuit 102 is reduced.

本実施の形態では、制御電流として、カレントミラー回路１７８（図４参照）から供給されるベース電流に比例する電流が用いられた。しかし、ベース電流の増加が開始されるタイミング及びその増加曲線を利用する事が発明の本質なので、制御電流を抵抗で電圧に変換して利用してもよい。   In this embodiment, a current proportional to the base current supplied from the current mirror circuit 178 (see FIG. 4) is used as the control current. However, since it is the essence of the invention to use the timing at which the base current starts to increase and its increase curve, the control current may be converted into a voltage by a resistor and used.

本実施の形態に係る電力増幅器８０によると、プリディストーション回路１０２を移相器として使用しベース電流を調整する事で、位相の補正が行なわれる。また、同様に、ベースバイアス電流を調整して位相偏差の推測及び補正もできる。さらに、ベース電圧偏差を調整して位相の補正もできる。ゆえに、位相の補正のために複雑な回路を要しない。その結果、簡単な回路で線型特性が良好な電力増幅器を提供する事ができる。   According to the power amplifier 80 according to the present embodiment, the phase is corrected by adjusting the base current using the predistortion circuit 102 as a phase shifter. Similarly, the phase bias can be estimated and corrected by adjusting the base bias current. Further, the phase can be corrected by adjusting the base voltage deviation. Therefore, a complicated circuit is not required for phase correction. As a result, a power amplifier having a simple circuit and good linear characteristics can be provided.

［第２の実施の形態］
＜構成＞
本実施の形態に係る電力増幅器は、第１の実施の形態に係る電力増幅器８０と同じ回路構成を持つ。そこで、ここでは回路構成についての詳細な説明は繰返さない。 [Second Embodiment]
<Configuration>
The power amplifier according to the present embodiment has the same circuit configuration as that of the power amplifier 80 according to the first embodiment. Therefore, detailed description of the circuit configuration will not be repeated here.

なお、プリディストーション回路１０２は、第１の実施の形態に係る電力増幅器８０と同様に、ベースバイアス電流１ｍＡ増加あたり位相変化−５°となる理想移相器とする。しかし、本実施の形態においては、制御電流が単にベース電流に比例する電流ではない。   The predistortion circuit 102 is an ideal phase shifter having a phase change of −5 ° per 1 mA increase of the base bias current, similarly to the power amplifier 80 according to the first embodiment. However, in the present embodiment, the control current is not simply a current proportional to the base current.

図１３に、本実施の形態に係る電力増幅器の制御電流とベース電流偏差との関係をグラフ３００で示す。図１３を参照して、制御電流はベース電流偏差に一定の関数で関係づけられた電流とする。電流値が大きい領域で制御電流の増加が少し抑えられ、かつ、制御電流に上限が設けられている。これは、ベースバイアス電流をデジタル的又はアナログ的に加工して制御電流を作成する事で容易に実現する事ができる。   FIG. 13 is a graph 300 showing the relationship between the control current and the base current deviation of the power amplifier according to this embodiment. Referring to FIG. 13, the control current is assumed to be a current related to the base current deviation by a certain function. In the region where the current value is large, the increase in the control current is slightly suppressed, and an upper limit is set for the control current. This can be easily realized by processing the base bias current digitally or analogly to create a control current.

＜動作＞
本実施の形態に係る電力増幅器の動作は、第１の実施の形態に係る電力増幅器８０と同じである。従って、ここでは動作についての詳細な説明は繰返さない。 <Operation>
The operation of the power amplifier according to the present embodiment is the same as that of the power amplifier 80 according to the first embodiment. Therefore, detailed description of the operation will not be repeated here.

＜シミュレーション結果の比較＞
図１４に、本実施の形態に係る電力増幅器の制御電流を用いた場合の増幅器の位相偏差３１０及び利得偏差３１２の関係を示す。第１の実施の形態に係る電力増幅器８０における位相偏差２２０と利得偏差２２２との関係を示す図５の飽和出力付近でベース電流偏差と位相偏差が一致しなくなる領域（出力２６ｄＢｍ以上の範囲）において、図７では位相偏差が大きくなり始めた。しかし、図１４を参照して、同じ領域で位相偏差が抑制されている効果を読取る事ができる。 <Comparison of simulation results>
FIG. 14 shows the relationship between the phase deviation 310 and the gain deviation 312 of the amplifier when the control current of the power amplifier according to this embodiment is used. In the power amplifier 80 according to the first embodiment, in the region where the base current deviation and the phase deviation do not coincide with each other in the vicinity of the saturation output in FIG. 5 showing the relationship between the phase deviation 220 and the gain deviation 222 (range of 26 dBm or more). In FIG. 7, the phase deviation starts to increase. However, referring to FIG. 14, it is possible to read the effect that the phase deviation is suppressed in the same region.

本実施の形態に係る電力増幅器によると、ベース電流偏差と位相偏差が一致しなくなる領域（出力２６ｄＢｍ以上の範囲）においても、位相偏差を抑制する事ができる。   According to the power amplifier according to the present embodiment, it is possible to suppress the phase deviation even in a region where the base current deviation and the phase deviation do not match (range of output 26 dBm or more).

［第３の実施の形態］
＜構成＞
本実施の形態に係る電力増幅器は、第１の実施の形態に係る電力増幅器８０と同様の回路構成を持つ。そこで、ここでは回路についての詳細な説明は繰返さない。ただし、本実施の形態に係る電力増幅器では、プリディストーション回路１０２として、移相器ではなく減衰器が用いられる。 [Third Embodiment]
<Configuration>
The power amplifier according to the present embodiment has a circuit configuration similar to that of power amplifier 80 according to the first embodiment. Therefore, detailed description of the circuit will not be repeated here. However, in the power amplifier according to the present embodiment, an attenuator is used as the predistortion circuit 102 instead of a phase shifter.

プリディストーション回路１０２が、入力端子９８（図２参照）と方向性結合器１２０との間又は方向性結合器１４０と出力端子１０８との間に配置された場合は、プリディストーション回路１０２による減衰分が検出されない。ゆえに、制御回路で利得一定となる様な補正がされない。その結果、ベースバイアス電流の変化もなく位相変化が補正されない。従って、プリディストーション回路１０２として減衰器を用いる本実施例の構成では、移相器を用いる場合とは異なり、プリディストーション回路１０２を方向性結合器１２０と方向性結合器１４０との間に配置する事が必要である。   When the predistortion circuit 102 is disposed between the input terminal 98 (see FIG. 2) and the directional coupler 120 or between the directional coupler 140 and the output terminal 108, the amount of attenuation by the predistortion circuit 102 is reduced. Is not detected. Therefore, the control circuit does not correct the gain to be constant. As a result, there is no change in the base bias current and the phase change is not corrected. Therefore, in the configuration of this embodiment using an attenuator as the predistortion circuit 102, the predistortion circuit 102 is disposed between the directional coupler 120 and the directional coupler 140, unlike the case of using a phase shifter. Things are necessary.

＜動作＞
本実施の形態に係る電力増幅器の動作は、第１の実施の形態に係る電力増幅器８０とほぼ同じである。異なる点は、本実施の形態では、プリディストーション回路１０２に移相器ではなく減衰器が用いられ、プリディストーション回路１０２によって制御信号１０４に応じて利得偏差が与えられる事のみである。そこで、ここでは動作についての詳細な説明は繰返さない。 <Operation>
The operation of the power amplifier according to the present embodiment is almost the same as that of the power amplifier 80 according to the first embodiment. The only difference is that, in this embodiment, an attenuator is used instead of a phase shifter in the predistortion circuit 102, and a gain deviation is given by the predistortion circuit 102 in accordance with the control signal 104. Therefore, detailed description of the operation will not be repeated here.

＜シミュレーション結果の比較＞
図１５に、位相偏差３２０と利得偏差３２２との関係をシミュレーションした結果をグラフで示す。ここでは、プリディストーション回路１０２を制御電流１ｍＡ増加あたり減衰比−０．５５ｄＢを生じる理想減衰器としてシミュレーション計算がされた結果の位相偏差３２０及び利得偏差３２２を示す。図１５を参照して、図６に見られた入力１０ｄＢｍ付近からの位相の大幅な偏差が抑制され、増幅回路の線型性が向上している事がわかる。 <Comparison of simulation results>
FIG. 15 is a graph showing the result of simulating the relationship between the phase deviation 320 and the gain deviation 322. Here, the phase deviation 320 and the gain deviation 322 are shown as a result of simulation calculations using the predistortion circuit 102 as an ideal attenuator that produces an attenuation ratio of −0.55 dB per 1 mA increase in control current. Referring to FIG. 15, it can be seen that the significant phase deviation from the vicinity of the input 10 dBm seen in FIG. 6 is suppressed, and the linearity of the amplifier circuit is improved.

第１の実施の形態で説明した様に、利得一定に制御された増幅回路は図５の様な位相偏差２２０を生じてしまい、位相の補正が必要である。しかし、プリディストーション回路１０２（図２参照）として可変減衰器を用いて信号を減衰させると、フィードバックにより回路全体の利得が変動しない様にベースバイアス電流９６が増加する。   As described in the first embodiment, the amplifier circuit controlled to have a constant gain generates the phase deviation 220 as shown in FIG. 5, and the phase needs to be corrected. However, when a signal is attenuated by using a variable attenuator as the predistortion circuit 102 (see FIG. 2), the base bias current 96 increases so that the gain of the entire circuit does not fluctuate due to feedback.

また、エミッタ接地のバイポーラトランジスタによる増幅回路では、ベースバイアス電流の増加によって増幅信号の位相が遅れる。本実施の形態に係る電力増幅器の構成では、この作用を利用して位相が調整されている。   In an amplifier circuit using a bipolar transistor with a common emitter, the phase of the amplified signal is delayed due to an increase in base bias current. In the configuration of the power amplifier according to the present embodiment, the phase is adjusted using this action.

図１６に、利得偏差３３０と位相偏差３３２との関係をシミュレーションした結果をグラフで示す。ここでは、５ｄＢｍ入力時に、後段アンプ９２（図２参照）のベースバイアス電流を強制的に２〜５ｍＡとなる様に制御してシミュレーション計算がされた場合の利得偏差３３０と位相偏差３３２との関係を示す。   FIG. 16 is a graph showing the result of simulating the relationship between the gain deviation 330 and the phase deviation 332. Here, the relationship between the gain deviation 330 and the phase deviation 332 when simulation calculation is performed by controlling the base bias current of the post-stage amplifier 92 (see FIG. 2) to 2 to 5 mA forcibly at 5 dBm input. Indicates.

図１６を参照して、全体の利得偏差を一定に保つために、バイポーラトランジスタ１３０（図２参照）の利得偏差３３０を増加させる様にベースバイアス電流が増加する。このベースバイアス電流の増加が位相偏差３３２をマイナスに変化させる。その結果、位相を調整する事ができる。   Referring to FIG. 16, in order to keep the overall gain deviation constant, the base bias current increases so as to increase the gain deviation 330 of bipolar transistor 130 (see FIG. 2). This increase in the base bias current changes the phase deviation 332 to minus. As a result, the phase can be adjusted.

ここで、第１の実施の形態と同様に、制御信号としてベース電流偏差以外にベース電圧偏差及びコレクタ電流偏差が利用できる。   Here, as in the first embodiment, the base voltage deviation and the collector current deviation can be used as the control signal in addition to the base current deviation.

また、第１の実施の形態と同様に、制御信号としてベース電流偏差、ベース電圧偏差、及びコレクタ電流偏差を元に演算加工した信号が利用できる。   Further, similarly to the first embodiment, a signal that is calculated and processed based on the base current deviation, the base voltage deviation, and the collector current deviation can be used as the control signal.

さらに、本実施の形態では、プリディストーション回路１０２として減衰器が用いられたが、減衰器に限らず、適切に利得偏差を調節する事ができるものであればよい。従って、プリディストーション回路１０２自身が利得を有する可変利得増幅器を用いてもよい。   Furthermore, in this embodiment, an attenuator is used as the predistortion circuit 102. However, the present invention is not limited to an attenuator, and any device that can adjust a gain deviation appropriately can be used. Therefore, a variable gain amplifier in which the predistortion circuit 102 itself has a gain may be used.

本実施の形態に係る電力増幅器によると、全体の利得偏差を一定に保つために、バイポーラトランジスタ１３０の利得を増加させる様にベースバイアス電流が増加する。このベースバイアス電流の増加が位相偏差をマイナスに変化させる。その結果、位相を調整する事ができる電力増幅器を提供する事ができる。   In the power amplifier according to the present embodiment, the base bias current increases so as to increase the gain of the bipolar transistor 130 in order to keep the overall gain deviation constant. This increase in base bias current changes the phase deviation to negative. As a result, a power amplifier capable of adjusting the phase can be provided.

［第４の実施の形態］
＜構成＞
本実施の形態に係る電力増幅器は、第１の実施の形態に係る電力増幅器とほぼ同じ回路構成を持つ。しかし、第１の実施の形態とは異なり、プリディストーション回路１０２（図２参照）として、制御信号に対して、位相偏差及び利得偏差の両方を生じる移相器兼減衰器を用いる事を特徴とする。そこで、プリディストーション回路の詳細な構成のみを説明し、他の部分については説明を繰返さない。 [Fourth Embodiment]
<Configuration>
The power amplifier according to the present embodiment has substantially the same circuit configuration as the power amplifier according to the first embodiment. However, unlike the first embodiment, the predistortion circuit 102 (see FIG. 2) is characterized by using a phase shifter / attenuator that generates both a phase deviation and a gain deviation for the control signal. To do. Therefore, only the detailed configuration of the predistortion circuit will be described, and description of other parts will not be repeated.

図１７に、本実施の形態に係る電力増幅器に使用される、制御電圧によって減衰と共に位相が遅れる可変プリディストーション回路３９８を回路図で示す。図１７を参照して、可変プリディストーション回路３９８は、入力端子３４０と、制御端子３４４と、出力端子３４２とを有している。可変プリディストーション回路３９８は、入力端子３４０に接続された入力と、出力とを有し、入力信号の入力インピーダンスを整合させる整合回路３４６と、整合回路３４６の出力に接続された入力と、出力とを有し、互いに直列に接続された４段の基本回路３４８Ａ，３４８Ｂ，３４８Ｃ及び３４８Ｄと、基本回路３４８Ｄの出力に接続された入力と、出力端子３４２に接続された出力とを有し、出力信号の出力インピーダンスを整合させる整合回路３５０とを含む。   FIG. 17 is a circuit diagram showing a variable predistortion circuit 398 used in the power amplifier according to the present embodiment, the phase of which is delayed with the attenuation by the control voltage. Referring to FIG. 17, variable predistortion circuit 398 has an input terminal 340, a control terminal 344, and an output terminal 342. The variable predistortion circuit 398 has an input connected to the input terminal 340 and an output, a matching circuit 346 for matching the input impedance of the input signal, an input connected to the output of the matching circuit 346, and an output 4 stages of basic circuits 348A, 348B, 348C and 348D connected in series with each other, an input connected to the output of the basic circuit 348D, and an output connected to the output terminal 342, and an output And a matching circuit 350 for matching the output impedance of the signal.

４段の基本回路３４８Ａ，３４８Ｂ，３４８Ｃ及び３４８Ｄはいずれも同じ構成を有する。例えば基本回路３４８Ａは、整合回路３４６の出力に接続された一方端子を有する容量３９０Ａと、容量３９０Ａの他端と制御端子３４４との間に接続された抵抗３９６Ａと、回路３４６の出力に接続されたソース端子と、容量３９０Ａ及び抵抗３９６Ａの接続点に接続されたゲート端子とを有する電界効果トランジスタ３９４Ａと、容量３９０Ａ及び抵抗３９６Ａの接続点に一方端子が接続された容量３９２Ａとを含む。   The four-stage basic circuits 348A, 348B, 348C, and 348D all have the same configuration. For example, the basic circuit 348A is connected to the output of the circuit 346, the capacitor 390A having one terminal connected to the output of the matching circuit 346, the resistor 396A connected between the other end of the capacitor 390A and the control terminal 344. A field effect transistor 394A having a source terminal and a gate terminal connected to a connection point of the capacitor 390A and the resistor 396A, and a capacitor 392A having one terminal connected to the connection point of the capacitor 390A and the resistor 396A.

基本回路３４８Ｂ，３４８Ｃ及び３４８Ｄは基本回路３４８Ａと同じ構成を有する。これらの構成要素には、基本回路３４８Ａの各要素に対応する要素には、基本回路３４８Ａの各要素と同じ参照番号（数字）と、それらの末尾の「Ａ」に代えて、それぞれ「Ｂ」、「Ｃ」及び「Ｄ」とを付して説明する事とし、ここではそれらの接続関係の詳細については繰返さない。   The basic circuits 348B, 348C, and 348D have the same configuration as the basic circuit 348A. These components include the same reference numbers (numerals) as the elements of the basic circuit 348A and elements “B” instead of “A” at the end of the elements corresponding to the elements of the basic circuit 348A. , “C” and “D” will be described, and the details of the connection relationship will not be repeated here.

なお、容量３９２Ａの、容量３９０Ａと接続されていない方の端子は、隣の基本回路３４８Ｂの容量３９０Ｂの一方端子に接続され、容量３９２Ｂの、容量３９０Ｂと接続されていない方の端子は、隣の基本回路３４８Ｃの容量３９０Ｃの一方端子に接続され、以下同様である。また、基本回路３４８Ａ，３４８Ｂ，３４８Ｃ及び３４８Ｄの電界効果トランジスタ３９４Ａ，３９４Ｂ，３９４Ｃ及び３９４Ｄのうち隣り合うもの同士のソースとドレインとは互いに接続されている。   Note that the terminal of the capacitor 392A that is not connected to the capacitor 390A is connected to one terminal of the capacitor 390B of the adjacent basic circuit 348B, and the terminal of the capacitor 392B that is not connected to the capacitor 390B is the adjacent terminal. Connected to one terminal of the capacitor 390C of the basic circuit 348C, and so on. The source and drain of adjacent ones of the field effect transistors 394A, 394B, 394C and 394D of the basic circuits 348A, 348B, 348C and 348D are connected to each other.

整合回路３４６は、入力端子３４０に接続された一方端子と、接地された他方端子とを有する容量３８０と、入力端子３４０に接続された一方端子と、容量３９０Ａ及び電界効果トランジスタ３９４Ａに接続された他方端子とを有するインダクタンス３８２とを含む。   The matching circuit 346 is connected to the capacitor 380 having one terminal connected to the input terminal 340 and the other terminal grounded, one terminal connected to the input terminal 340, the capacitor 390A and the field effect transistor 394A. And an inductance 382 having the other terminal.

整合回路３５０は、容量３９２Ｄに接続された一方端子と、出力端子３４２に接続された他方端子とを有するインダクタンス３６９と、出力端子３４２に接続された一方端子と、接地された他方端子とを有する容量３７１とを含む。   Matching circuit 350 has an inductance 369 having one terminal connected to capacitor 392D, the other terminal connected to output terminal 342, one terminal connected to output terminal 342, and the other terminal grounded. And a capacitor 371.

本実施の形態に係る電力増幅器では、５ＧＨｚ動作に合わせて設計したので、容量４ｐＦ、抵抗５ＫΩ、電界効果トランジスタ（ｎチャネル）ゲート長５μｍ、及びゲート幅１００μｍとする。   Since the power amplifier according to the present embodiment is designed for 5 GHz operation, the capacitance is 4 pF, the resistance is 5 KΩ, the field effect transistor (n-channel) gate length is 5 μm, and the gate width is 100 μm.

また、耐電力性を向上させるため、上記基本回路３４８Ａ〜３４８Ｄは多段化（４段）されている。さらに、インダクタンス３８２及び３６９は実装用ワイヤ１．８ｍｍとし、容量３７１及び３８０は１ｐＦとする。この整合回路３４６及び３５０の付加により、基本回路３４８Ａ〜３４８Ｄを低インピーダンスで動作させる事ができる。その結果、耐電力性が向上する。   In order to improve power durability, the basic circuits 348A to 348D are multistaged (four stages). Further, the inductances 382 and 369 are 1.8 mm for the mounting wire, and the capacitors 371 and 380 are 1 pF. By adding the matching circuits 346 and 350, the basic circuits 348A to 348D can be operated with low impedance. As a result, power durability is improved.

また、可変プリディストーション回路３９８は利得偏差を有する構成である。そこで、第３の実施の形態に示した理想減衰器の場合と同様に、可変プリディストーション回路３９８を配置する場所は方向性結合器１２０と方向性結合器１４０との間に限られる。   The variable predistortion circuit 398 has a gain deviation. Thus, as in the case of the ideal attenuator shown in the third embodiment, the place where the variable predistortion circuit 398 is disposed is limited between the directional coupler 120 and the directional coupler 140.

＜動作＞
本実施の形態に係る電力増幅器は第１の実施の形態に係る電力増幅器８０とほぼ同じ動作をする。異なるのは、可変プリディストーション回路３９８として、制御信号に対して位相偏差も利得偏差も生じる移相器兼減衰器が用いられる点である。そこで、可変プリディストーション回路３９８に関する動作についてのみ以下で説明し、その他の部品の動作についての説明は繰返さない。 <Operation>
The power amplifier according to the present embodiment operates substantially the same as the power amplifier 80 according to the first embodiment. The difference is that a phase shifter / attenuator that generates a phase deviation and a gain deviation with respect to the control signal is used as the variable predistortion circuit 398. Therefore, only the operation relating to variable predistortion circuit 398 will be described below, and description of the operation of other components will not be repeated.

入力端子９８（図２参照）から入力された入力信号は、方向性結合器１２０でその一部を、一定の信号分配比率で入力比較信号１２２として取出される。取出された入力比較信号１２２には、可変プリディストーション回路３９８により制御信号１０４に応じて位相偏差及び利得偏差が与えられる。   A part of the input signal input from the input terminal 98 (see FIG. 2) is extracted by the directional coupler 120 as the input comparison signal 122 at a constant signal distribution ratio. The extracted input comparison signal 122 is given a phase deviation and a gain deviation according to the control signal 104 by the variable predistortion circuit 398.

＜シミュレーション結果の比較＞
図１８に、利得偏差４００と位相偏差４０２との関係をシミュレーションした結果をグラフで示す。図１８を参照して、制御端子３４４（図１７参照）に与えられる制御電圧に対し、入力端子３４０及び出力端子３４２間の信号透過特性は利得偏差４００及び位相偏差４０２を示すという結果が得られた。 <Comparison of simulation results>
FIG. 18 is a graph showing the result of simulating the relationship between the gain deviation 400 and the phase deviation 402. Referring to FIG. 18, the signal transmission characteristic between input terminal 340 and output terminal 342 shows gain deviation 400 and phase deviation 402 with respect to the control voltage applied to control terminal 344 (see FIG. 17). It was.

この結果によると、約０．５Ｖから２．５Ｖにかけて、制御電圧に対して、利得偏差４００がマイナスになる。つまり減衰率が増加し、それと共に、位相偏差がマイナスになるという位相の遅れが生じている事がわかる。   According to this result, the gain deviation 400 becomes negative with respect to the control voltage from about 0.5V to 2.5V. That is, it can be seen that there is a phase delay in which the attenuation rate increases and the phase deviation becomes negative.

この様な耐電力性を向上させる構成により、約１０ｄＢｍまでは±０．２ｄＢ及び±１°程度の線型性を有する回路が形成された。   A circuit having linearity of about ± 0.2 dB and ± 1 ° is formed up to about 10 dBm by such a configuration that improves the power durability.

図１９に、利得偏差４１０と位相偏差４１２との関係をシミュレーションした結果をグラフで示す。これは、プリディストーション回路１０２として、図１７の回路を用いて図２に示した増幅回路のシミュレーション計算を行なう事で得られた。なお、制御電流は、カレントミラー回路１７８によってベースバイアス電流と１：１の比で作成され、２００Ωの抵抗で制御電圧に変換され、図１７の制御端子３４４に供給される。図１９を参照して、図５に見られた出力１０ｄＢｍ付近からの位相の大幅な偏差が抑制され増幅回路の線型性が向上している事がわかる。   FIG. 19 is a graph showing the result of simulating the relationship between the gain deviation 410 and the phase deviation 412. This was obtained by performing simulation calculation of the amplifier circuit shown in FIG. 2 using the circuit of FIG. 17 as the predistortion circuit 102. The control current is generated at a ratio of 1: 1 to the base bias current by the current mirror circuit 178, is converted into a control voltage with a resistance of 200Ω, and is supplied to the control terminal 344 in FIG. Referring to FIG. 19, it can be seen that the significant deviation of the phase from around the output of 10 dBm seen in FIG. 5 is suppressed and the linearity of the amplifier circuit is improved.

なお、図８及び図９の場合とは異なり、本実施の形態では、可変プリディストーション回路３９８が理想回路ではない。そこで、位相偏差対制御電流と利得偏差対制御電流との非線型性が影響し、位相偏差は幾分波打っている。しかし、この程度の位相偏差のぶれがあっても、電力増幅器として十分利用できる。   Unlike the cases of FIGS. 8 and 9, in this embodiment, the variable predistortion circuit 398 is not an ideal circuit. Therefore, the non-linearity between the phase deviation versus control current and the gain deviation versus control current has an effect, and the phase deviation is somewhat wavy. However, even if there is such a phase deviation, it can be used as a power amplifier.

可変プリディストーション回路３９８として使用する回路は、減衰と共に位相が遅れる以外に、減衰と共に位相がわずかに進むものでもよい。   The circuit used as the variable predistortion circuit 398 may have a phase that slightly advances with attenuation, in addition to the phase delay with attenuation.

また、制御電流の変化に対して減衰と位相が目的とする調整方向としては逆向きであっても、一方の変化量が主で他方の変化量が少なく、図１０の関係によりキャンセルしあった結果、位相偏差の変化分が残ればよい。従って、位相変化が主で、位相の遅れと共に減衰比がわずかに減少する（利得偏差が＋となる）回路を使ってもよい。しかし、この様な回路を使用すると、移相作用と減衰作用がキャンセルし合うため、制御電流に対する位相偏差の感度が鈍る。そこで、減衰と共に位相が遅れる構成にする事が最も好ましい。   Further, even if the attenuation and phase are opposite to the target adjustment direction with respect to the change in the control current, the change amount of one is main and the change amount of the other is small, which is canceled by the relationship of FIG. As a result, it is only necessary to leave a change in the phase deviation. Therefore, a circuit in which the phase change is main and the attenuation ratio slightly decreases with the phase delay (the gain deviation becomes +) may be used. However, when such a circuit is used, the phase shift action and the damping action cancel each other, so that the sensitivity of the phase deviation to the control current becomes dull. Therefore, it is most preferable that the phase is delayed with attenuation.

また、第１の実施の形態と同様に、制御信号としてベース電流偏差以外に、ベース電圧偏差及びコレクタ電流偏差を利用してもよい。   In addition to the base current deviation, a base voltage deviation and a collector current deviation may be used as the control signal, as in the first embodiment.

また、第１の実施の形態と同様に、制御信号はベース電流偏差、ベース電圧偏差、及びコレクタ電流偏差を元に演算加工された信号でもよい。   Further, as in the first embodiment, the control signal may be a signal that is calculated and processed based on the base current deviation, the base voltage deviation, and the collector current deviation.

理想的な移相器及び理想的な減衰器では回路サイズが大きくなり、無線端末などの小型機器には現実的には適用しづらいという課題を有している。しかし、本実施の形態に係る電力増幅器の構成では、回路が位相及び利得の両方が変化するプリディストーション回路によって構成される。従って、回路を小型化する事ができる。   An ideal phase shifter and an ideal attenuator have a problem that the circuit size is large and it is practically difficult to apply to a small device such as a wireless terminal. However, in the configuration of the power amplifier according to the present embodiment, the circuit is configured by a predistortion circuit in which both the phase and the gain are changed. Therefore, the circuit can be reduced in size.

［第５の実施の形態］
＜構成＞
図２０に、第１の実施の形態に係る電力増幅器８０を用いた無線通信装置４６０の構成をブロック図で示す。なお、第１の実施の形態と同じ部品については同じ番号を付している。 [Fifth Embodiment]
<Configuration>
FIG. 20 is a block diagram showing the configuration of radio communication apparatus 460 using power amplifier 80 according to the first embodiment. In addition, the same number is attached | subjected about the same component as 1st Embodiment.

図２０を参照して、無線通信装置４６０は、入力信号をＯＦＤＭ変調波として出力する変調部４２０と、変調部４２０によって変調された入力信号を増幅して出力する増幅回路４４２と、増幅回路４４２によって増幅された電気信号のうちで所定の周波数を持つもののみを通過させる送信フィルタ４２６と、送信フィルタ４２６を通過した電気信号を出力するためのアンテナ４３０と、送信フィルタ４２６とアンテナ４３０との接続を切替る（開閉する）ためのスイッチ４２８とを含む。   Referring to FIG. 20, radio communication apparatus 460 includes modulation section 420 that outputs an input signal as an OFDM modulated wave, amplification circuit 442 that amplifies and outputs the input signal modulated by modulation section 420, and amplification circuit 442. Transmission filter 426 that passes only the electric signal having a predetermined frequency among the electric signals amplified by, an antenna 430 for outputting the electric signal that has passed through transmission filter 426, and connection between transmission filter 426 and antenna 430 And a switch 428 for switching (opening and closing).

無線通信装置４６０はさらに、アンテナ４３０から受信された電気信号のうちで所定の周波数のもののみを通過させるための受信フィルタ４３４と、受信フィルタ４３４とアンテナ４３０との接続を切替えるためのスイッチ４３２と、受信フィルタ４３４を通過した電気信号を増幅する低ノイズアンプ４３６と、低ノイズアンプ４３６によって増幅された電気信号を復調する復調部４３８と、送信フィルタ４２６の出力と受信フィルタ４３４の入力との間の接続を開閉するためのスイッチ４４０とを含む。   The wireless communication device 460 further includes a reception filter 434 for passing only a predetermined frequency of electrical signals received from the antenna 430, and a switch 432 for switching the connection between the reception filter 434 and the antenna 430. The low noise amplifier 436 that amplifies the electrical signal that has passed through the reception filter 434, the demodulator 438 that demodulates the electrical signal amplified by the low noise amplifier 436, and the output of the transmission filter 426 and the input of the reception filter 434 And a switch 440 for opening and closing the connection.

無線通信装置４６０はさらに、復調部４３８から復調エラー信号４５６を受ける様に接続され、変調器４２０、スイッチ４２８、４３２、及び４４０、復調部４３８、及び増幅回路４４２の動作をそれぞれ制御信号４５０、４６４、４６２、及び４５２で制御する制御ブロック４４８を含む。   The wireless communication device 460 is further connected to receive the demodulation error signal 456 from the demodulator 438, and controls the operations of the modulator 420, the switches 428, 432, and 440, the demodulator 438, and the amplifier circuit 442, respectively. A control block 448 is included that controls at 464, 462, and 452.

増幅回路４４２は、変調部４２０によって変調された電気信号の一部を使用して電気信号の電力を検出して入力検波電圧信号１１０を出力し、残りの電気信号をプリディストーション回路１０２に与える電力検出器４２２と、変調された電気信号に位相偏差を与えるプリディストーション回路１０２と、プリディストーション回路１０２によって位相偏差が与えられた電気信号を増幅する前段アンプ９０と、前段アンプ９０によって増幅された電気信号をさらに増幅する後段アンプ９２と、後段アンプ９２によって増幅された電気信号の一部を使用して出力電気信号の電力を検出して出力検波電圧信号１１２を出力し、残りの出力電気信号を後段の送信フィルタ４２６に与える電力検出器４２４とを含む。   The amplifier circuit 442 detects the electric power of the electric signal using a part of the electric signal modulated by the modulation unit 420, outputs the input detection voltage signal 110, and supplies the remaining electric signal to the predistortion circuit 102. A detector 422, a predistortion circuit 102 that gives a phase deviation to the modulated electric signal, a preamplifier 90 that amplifies the electric signal given the phase deviation by the predistortion circuit 102, and the electric amplified by the preamplifier 90 A post-stage amplifier 92 that further amplifies the signal, and a part of the electric signal amplified by the post-stage amplifier 92 is used to detect the power of the output electric signal and output the output detection voltage signal 112, and the remaining output electric signal And a power detector 424 applied to the transmission filter 426 in the subsequent stage.

増幅回路４４２はさらに、電力検出器４２２から与えられた入力検波電圧信号１１０と電力検出器４２４から与えられた出力検波電圧信号１１２とを比較し、増幅回路４４２の利得が一定となる様に後段アンプ９２内のバイポーラトランジスタのベースバイアス電流９６を変更するバイアス制御器９４と、バイアス制御器９４から与えられた制御信号１０４を、制御ブロック４４８から与えられる増幅制御信号４４６に応じて増幅率を変化させて増幅し、プリディストーション回路１０２に与える可変電流増幅器４４４とを含む。   The amplifier circuit 442 further compares the input detection voltage signal 110 given from the power detector 422 with the output detection voltage signal 112 given from the power detector 424, and the subsequent stage so that the gain of the amplifier circuit 442 becomes constant. The bias controller 94 that changes the base bias current 96 of the bipolar transistor in the amplifier 92 and the control signal 104 supplied from the bias controller 94 change the amplification factor according to the amplification control signal 446 supplied from the control block 448. And a variable current amplifier 444 that amplifies the signal and supplies it to the predistortion circuit 102.

ここで、可変電流増幅回路４４４は、プリディストーション回路１０２の制御電流に対する位相偏差、又は利得偏差の偏差比を調整する偏差比制御部である。   Here, the variable current amplifier circuit 444 is a deviation ratio control unit that adjusts the deviation ratio of the phase deviation or the gain deviation with respect to the control current of the predistortion circuit 102.

図２１に、無線通信装置４６０の制御方法をフローチャートで示す。図２１を参照して、通信が開始されると、ステップ４７０では、制御ブロック４４８が、スイッチ４４０を接続し、スイッチ４２８及びスイッチ４３２を切断する処理が行なわれる。   FIG. 21 is a flowchart showing a method for controlling wireless communication apparatus 460. Referring to FIG. 21, when communication is started, in step 470, control block 448 performs a process of connecting switch 440 and disconnecting switch 428 and switch 432.

ステップ４７２では、制御ブロック４４８が、変調部４２０に基準信号を送信させ、復調部４３８に復調を開始させる処理が行なわれる。また、制御ブロック４４８が、復調部４３８に復調時のエラー頻度を計算させ、復調エラー信号４５６として随時送信する様に制御する処理も行なわれる。さらに、制御ブロック４４８が、復調エラー信号４５６を受信しつつ、可変電流増幅器４４４の電流増幅率を変化させる様に制御し、最もエラー頻度が少なくなる電流増幅率を求める処理も行なわれる。   In step 472, the control block 448 performs processing for causing the modulation unit 420 to transmit a reference signal and causing the demodulation unit 438 to start demodulation. In addition, the control block 448 performs a process of controlling the demodulation unit 438 to calculate the error frequency at the time of demodulation and to transmit the demodulation error signal 456 as needed. Further, the control block 448 performs control so as to change the current amplification factor of the variable current amplifier 444 while receiving the demodulation error signal 456 so as to obtain the current amplification factor with the lowest error frequency.

ステップ４７４では、制御ブロック４４８が、ステップ４７２で求められた最もエラー頻度が少なくなる電流増幅率を可変電流増幅器４４４に設定する処理が行なわれる。また、制御ブロック４４８が変調部４２０に基準信号の送信を停止させ、復調部４３８に復調を停止させ、復調エラー信号４５６の送信を停止させる処理も行なわれる。   In step 474, the control block 448 performs processing for setting the variable current amplifier 444 with the current amplification factor obtained in step 472 that minimizes the error frequency. Further, the control block 448 also performs processing of causing the modulation unit 420 to stop transmission of the reference signal, causing the demodulation unit 438 to stop demodulation, and stopping transmission of the demodulation error signal 456.

ステップ４７６では、制御ブロック４４８が、スイッチ４４０を切断する処理が行なわれる。   In step 476, the control block 448 performs processing for disconnecting the switch 440.

ステップ４７８では、制御ブロック４４８がスイッチ４２８及びスイッチ４３２を送受信に応じて切替えながら必要な送受信をする処理が行なわれる。   In step 478, the control block 448 performs the necessary transmission / reception processing while switching the switch 428 and the switch 432 in accordance with the transmission / reception.

ステップ４８０では、通信終了か否かを判定する処理が行なわれる。通信終了であれば処理が終了される。通信終了でなければステップ４７０に戻り、その後の処理を繰返す。   In step 480, processing for determining whether or not the communication is completed is performed. If communication is completed, the process is terminated. If communication is not completed, the process returns to step 470 and the subsequent processing is repeated.

ステップ４７２での基準信号としては、復調部４３８で復調できる変調波のダミー信号が用いられる。また、基準信号の強度は、後段アンプ９２のベースバイアス電流と位相偏差との相関が高いものとする。これは、図６における出力電力２５ｄＢｍまでの信号強度範囲内にある。検出感度を上げるためには、その中でもできるだけ高い信号強度に設定する事が好ましい。   As the reference signal in step 472, a dummy signal of a modulated wave that can be demodulated by the demodulator 438 is used. The intensity of the reference signal is assumed to have a high correlation between the base bias current of the post-stage amplifier 92 and the phase deviation. This is within the signal intensity range up to 25 dBm of output power in FIG. In order to increase the detection sensitivity, it is preferable to set the signal intensity as high as possible.

＜動作＞
以下で、本実施の形態に係る無線通信装置４６０の動作について説明する。図２０を参照して、まず、制御ブロック４４８から与えられた制御信号４５０に基づいて、変調部４２０からＯＦＤＭ変調波が出力される。電力検出器４２２は、ＯＦＤＭ変調波の一部を使用してその電力を検出し、検波電圧信号を出力する。入力検波電圧信号１１０は、バイアス制御器９４に与えられる。残りのＯＦＤＭ変調波はプリディストーション回路に与えられ、プリディストーション回路１０２によって位相偏差が与えられる。なお、プリディストーション回路１０２は、可変電流増幅回路４４４で制御ブロック４４８から与えられる増幅制御信号４４６に応じて変化する増幅率に基づいて増幅される制御信号１０４によって制御される。また、制御信号１０４は、ベースバイアス電流９６に比例している。 <Operation>
Hereinafter, an operation of radio communication apparatus 460 according to the present embodiment will be described. Referring to FIG. 20, first, an OFDM modulated wave is output from modulation section 420 based on control signal 450 given from control block 448. The power detector 422 detects the power by using a part of the OFDM modulated wave, and outputs a detected voltage signal. The input detection voltage signal 110 is supplied to the bias controller 94. The remaining OFDM modulation wave is given to the predistortion circuit, and the phase deviation is given by the predistortion circuit 102. Note that the predistortion circuit 102 is controlled by a control signal 104 that is amplified by a variable current amplifier circuit 444 based on an amplification factor that changes in accordance with an amplification control signal 446 provided from the control block 448. The control signal 104 is proportional to the base bias current 96.

位相偏差が与えられたＯＦＤＭ変調波からなる電気信号は、前段アンプ９０及び後段アンプ９２で増幅される。後段アンプ９２の動作はバイアス制御器９４における入力検波電圧信号１１０と出力検波電圧信号１１２との比較に基づいて変更されるベースバイアス電流９６によって制御される。この制御によって、増幅回路４４２の利得が一定となる。   The electric signal composed of the OFDM modulated wave to which the phase deviation is given is amplified by the pre-stage amplifier 90 and the post-stage amplifier 92. The operation of the post-stage amplifier 92 is controlled by a base bias current 96 that is changed based on a comparison between the input detection voltage signal 110 and the output detection voltage signal 112 in the bias controller 94. By this control, the gain of the amplifier circuit 442 becomes constant.

電力検出器４２４は、増幅された電気信号の一部を用いてその電力を検出し、出力検波電圧信号１１２をバイアス制御器９４に与える。残りの電気信号は送信フィルタ４２６に与えられ、所定の周波数のもののみが送信フィルタ４２６を通過する。送信フィルタ４２６を通過した信号は、スイッチ４２８を経て、アンテナ４３０から送信される。   The power detector 424 detects the power by using a part of the amplified electric signal, and supplies the output detection voltage signal 112 to the bias controller 94. The remaining electrical signals are supplied to the transmission filter 426, and only those having a predetermined frequency pass through the transmission filter 426. The signal that has passed through the transmission filter 426 is transmitted from the antenna 430 through the switch 428.

アンテナ４３０で受信された電気信号は、スイッチ４３２を経て受信フィルタ４３４に与えられる。与えられた電気信号のうち、所定の周波数のもののみが受信フィルタ４３４を通過する。受信フィルタ４３４を通過した所定の周波数の電気信号は、低ノイズアンプ４３６で増幅される。増幅された電気信号は制御ブロック４４８からの制御信号４５４に基づいて復調部４３８で復調される。復調部４３８からは、復調エラー信号４５６が、制御ブロック４４８に入力される。   The electrical signal received by the antenna 430 is given to the reception filter 434 through the switch 432. Of the applied electrical signals, only those having a predetermined frequency pass through the reception filter 434. The electric signal having a predetermined frequency that has passed through the reception filter 434 is amplified by the low noise amplifier 436. The amplified electrical signal is demodulated by the demodulator 438 based on the control signal 454 from the control block 448. A demodulation error signal 456 is input to the control block 448 from the demodulator 438.

制御ブロック４４８からの制御信号４５２に基づいて、スイッチ４４０が切替えられる事で、送信信号が送信フィルタ４２６から受信回路側に入力される。   Based on the control signal 452 from the control block 448, the transmission signal is input from the transmission filter 426 to the reception circuit side by switching the switch 440.

以上より、本実施の形態に係る無線通信装置４６０では、最も線型性の高い状態を検出し、その状態で無線通信を行なう事ができる。従来技術では、位相及び利得の歪がどの入力電力で生じ始め、どの様に推移するかがわからないため、常に両者が検知され、補正されるという手法を用いていた。しかし、本実施の形態では、ベース電流の変化によって位相が調整されるので、位相の検知が不要となる。その結果、簡単な回路で線型特性が良好な電力増幅器を用いて、線型性特性の良好な通信装置を提供する事ができる。   As described above, wireless communication apparatus 460 according to the present embodiment can detect a state with the highest linearity and perform wireless communication in that state. In the prior art, since it is not known at which input power the phase and gain distortion starts to occur and how they change, a method has been used in which both are always detected and corrected. However, in the present embodiment, since the phase is adjusted by the change in the base current, it is not necessary to detect the phase. As a result, it is possible to provide a communication device with good linearity characteristics by using a power amplifier with a simple circuit and good linear characteristics.

今回開示された実施の形態は単に例示であって、本発明が上記した実施の形態のみに制限されるわけではない。本発明の範囲は、発明の詳細な説明の記載を参酌した上で、特許請求の範囲の各請求項によって示され、そこに記載された文言と均等の意味および範囲内でのすべての変更を含む。   The embodiment disclosed herein is merely an example, and the present invention is not limited to the above-described embodiment. The scope of the present invention is indicated by each of the claims after taking into account the description of the detailed description of the invention, and all modifications within the meaning and scope equivalent to the wording described therein are intended. Including.

従来技術の電力増幅器３０の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the power amplifier 30 of a prior art. 第１の実施の形態に係る電力増幅器８０の構成を示す回路図である。1 is a circuit diagram showing a configuration of a power amplifier 80 according to a first embodiment. FIG. 電力検出器１２４及び１４４の構成を示す回路図である。3 is a circuit diagram showing a configuration of power detectors 124 and 144. FIG. バイアス制御器９４の構成を示す回路図である。7 is a circuit diagram showing a configuration of a bias controller 94. FIG. フィードバックにより、利得が一定に制御されたシミュレーション結果を示すグラフである。It is a graph which shows the simulation result by which the gain was controlled uniformly by feedback. 位相偏差とベースバイアス電流変化との関係を示すグラフである。It is a graph which shows the relationship between a phase deviation and a base bias current change. 利得偏差２４０と位相偏差２４２との関係をシミュレーションした結果を示すグラフである。It is a graph which shows the result of having simulated the relation between gain deviation 240 and phase deviation 242. FIG. 条件を変えて利得偏差２５０と位相偏差２５２との関係をシミュレーションした結果を示すグラフである。It is a graph which shows the result of having simulated the relationship between the gain deviation 250 and the phase deviation 252 by changing conditions. 図８のシミュレーション計算と同じ条件でのベース電流偏差２６０と位相偏差２６２とのシミュレーション結果を示すグラフである。It is a graph which shows the simulation result of the base current deviation 260 and the phase deviation 262 on the same conditions as the simulation calculation of FIG. 図８及び図９のシミュレーション計算と同じ条件での利得偏差２７０と位相偏差２７２とのシミュレーション結果を示すグラフである。10 is a graph showing simulation results of gain deviation 270 and phase deviation 272 under the same conditions as in the simulation calculations of FIGS. 8 and 9. ベースバイアス電流、ベースバイアス電圧、及びコレクタ電流の関係を示すグラフである。It is a graph which shows the relationship between a base bias current, a base bias voltage, and a collector current. 図６のシミュレーション計算と同じ条件でのベース電圧偏差２９２と位相偏差２９０とのシミュレーション結果を示すグラフである。It is a graph which shows the simulation result of the base voltage deviation 292 and the phase deviation 290 on the same conditions as the simulation calculation of FIG. 第２の実施の形態に係る電力増幅器の制御電流とベース電流偏差との関係を示すグラフ３００である。It is the graph 300 which shows the relationship between the control current and base current deviation of the power amplifier which concerns on 2nd Embodiment. 第２の実施の形態に係る電力増幅装置の制御電流を用いた場合の増幅器の位相偏差３１０及び利得偏差３１２の関係を示すグラフである。It is a graph which shows the relationship of the phase deviation 310 and the gain deviation 312 of an amplifier at the time of using the control current of the power amplification apparatus which concerns on 2nd Embodiment. 位相偏差３２０と利得偏差３２２との関係をシミュレーションした結果を示すグラフである。It is a graph which shows the result of having simulated the relation between phase deviation 320 and gain deviation 322. FIG. 利得偏差３３０と位相偏差３３２との関係をシミュレーションした結果を示すグラフである。It is a graph which shows the result of having simulated the relation between gain deviation 330 and phase deviation 332. 第４の実施の形態に係る電力増幅器に使用される、制御電圧によって減衰と共に位相が遅れる可変プリディストーション回路３９８を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the variable predistortion circuit 398 used for the power amplifier which concerns on 4th Embodiment, and a phase is delayed with attenuation | damping by a control voltage. 利得偏差４００と位相偏差４０２との関係をシミュレーションした結果を示すグラフである。It is a graph which shows the result of having simulated the relation between gain deviation 400 and phase deviation 402. FIG. 利得偏差４１０と位相偏差４１２との関係をシミュレーションした結果を示すグラフである。It is a graph which shows the result of having simulated the relation between gain deviation 410 and phase deviation 412. FIG. 第１の実施の形態に係る電力増幅器８０を用いた無線通信装置４６０の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the radio | wireless communication apparatus 460 using the power amplifier 80 which concerns on 1st Embodiment. 無線通信装置４６０の制御方法を示すフローチャートである。5 is a flowchart showing a method for controlling wireless communication apparatus 460.

符号の説明Explanation of symbols

８０ 電力増幅器、９０ 前段アンプ、９２ 後段アンプ、９４ バイアス制御器、１００ 第１の検出回路、１０２ プリディストーション回路、１０４ 制御信号、１０６ 第２の検出回路、１０８ 出力端子、１１０ 入力検波電圧信号、１１２ 出力検波電圧信号、１２０及び１４０ 方向性結合器、１２２ 入力比較信号、１２４及び１４４ 電力検出器、１３０ バイポーラトランジスタ、１３２ 入力整合回路、１３４ 出力整合回路、１３６ コレクタバイアス端子、１３８ ベースバイアス端子、１４２ 出力比較信号 80 power amplifier, 90 preamplifier, 92 postamplifier, 94 bias controller, 100 first detection circuit, 102 predistortion circuit, 104 control signal, 106 second detection circuit, 108 output terminal, 110 input detection voltage signal, 112 output detection voltage signal, 120 and 140 directional coupler, 122 input comparison signal, 124 and 144 power detector, 130 bipolar transistor, 132 input matching circuit, 134 output matching circuit, 136 collector bias terminal, 138 base bias terminal, 142 Output comparison signal

Claims (9)

信号入力端子と信号出力端子とを有する電力増幅器であって、
前記信号入力端子と前記信号出力端子との信号路内に設けられた増幅回路と、
前記信号入力端子と前記増幅回路の入力との間に接続され、前記増幅回路への入力信号の電力を検出し入力検波信号を出力するための第１の検出回路と、
前記増幅回路の出力と前記信号出力端子との間に接続され、前記増幅回路の出力信号の電力を検出し出力検波信号を出力するための第２の検出回路とを含み、
前記増幅回路は、エミッタ接地バイポーラトランジスタを増幅素子として有し、
前記電力増幅器はさらに、
前記入力検波信号と前記出力検波信号とを受ける様に接続され、前記入力検波信号と前記出力検波信号との比較に基づき、前記トランジスタのベースバイアス電流を制御する事により、前記電力増幅器の増幅利得を一定に制御するための制御手段と、
前記信号入力端子と前記信号出力端子との間の前記入力信号の経路内の所定位置に挿入され、前記ベースバイアス電流と所定の関係をもって、前記入力信号の所定の電気的量に偏差を付与するための偏差付与手段とを含み、
前記制御手段は、前記入力検波信号と前記出力検波信号とを受ける様に接続され、前記入力検波信号と前記出力検波信号とに応答して、前記電力増幅器による増幅利得が一定となる様に、前記バイポーラトランジスタのベース電極にベースバイアス電流を供給するための手段を含み、
前記偏差付与手段は、
前記供給するための手段で生成される前記ベースバイアス電流を受ける様に接続され、前記ベースバイアス電流と所定の関数関係に従って大きさが変化する制御信号を出力するための手段と、
前記信号入力端子と前記信号出力端子との間の前記入力信号の経路の任意の位置に、前記制御信号を受ける様に挿入され、前記制御信号に比例する大きさで、前記入力信号に位相偏差を与えるための位相偏差付与手段とを含む、電力増幅器。 A power amplifier having a signal input terminal and a signal output terminal,
An amplifier circuit provided in a signal path between the signal input terminal and the signal output terminal;
A first detection circuit connected between the signal input terminal and the input of the amplifier circuit for detecting the power of the input signal to the amplifier circuit and outputting an input detection signal;
A second detection circuit connected between the output of the amplifier circuit and the signal output terminal for detecting the power of the output signal of the amplifier circuit and outputting an output detection signal;
The amplifier circuit has a grounded emitter bipolar transistor as an amplifier element,
The power amplifier further includes
An amplification gain of the power amplifier is connected to receive the input detection signal and the output detection signal, and controls a base bias current of the transistor based on a comparison between the input detection signal and the output detection signal. A control means for controlling
Inserted at a predetermined position in the path of the input signal between the signal input terminal and the signal output terminal, and gives a deviation to a predetermined electrical quantity of the input signal with a predetermined relationship with the base bias current. Deviation providing means for
The control means is connected to receive the input detection signal and the output detection signal, and in response to the input detection signal and the output detection signal, the amplification gain by the power amplifier becomes constant, Means for supplying a base bias current to a base electrode of the bipolar transistor;
The deviation giving means is
Means for outputting a control signal connected to receive the base bias current generated by the means for supplying and having a magnitude varying according to a predetermined functional relationship with the base bias current;
The input signal is inserted at any position in the path of the input signal between the signal input terminal and the signal output terminal so as to receive the control signal, and is proportional to the control signal and has a phase deviation in the input signal. And a phase deviation applying means for providing a power amplifier. 前記制御信号は、前記ベースバイアス電流と正の相関関係をもって変化し、
前記位相偏差付与手段は、前記信号入力端子と前記信号出力端子との間の前記入力信号の経路の任意の位置に、前記制御信号を受ける様に挿入され、前記制御信号に応答し、前記入力信号に対し、前記制御信号の大きさに比例する大きさの位相遅れを与えるための手段を含む、請求項１に記載の電力増幅器。 The control signal changes with a positive correlation with the base bias current,
The phase deviation giving means is inserted to receive the control signal at an arbitrary position in the path of the input signal between the signal input terminal and the signal output terminal, and responds to the control signal, The power amplifier of claim 1 including means for providing a signal with a phase lag that is proportional to the magnitude of the control signal. 前記制御信号を出力するための手段は、前記ベースバイアス電流が大きな領域では、前記ベースバイアス電流が小さな領域と比較してその大きさの増加量が少なくなる様に前記制御信号を生成する、請求項２に記載の電力増幅器。 The means for outputting the control signal generates the control signal in a region where the base bias current is large so that an increase amount of the base bias current is smaller than that in a region where the base bias current is small. Item 3. The power amplifier according to Item 2. 前記偏差付与手段は、前記信号入力端子と前記電力増幅器の入力との間に挿入されている、請求項１〜請求項３のいずれかに記載の電力増幅器。 The power amplifier according to any one of claims 1 to 3, wherein the deviation applying unit is inserted between the signal input terminal and an input of the power amplifier. 信号入力端子と信号出力端子とを有する電力増幅器であって、
前記信号入力端子と前記信号出力端子との信号路内に設けられた増幅回路と、
前記信号入力端子と前記増幅回路の入力との間に接続され、前記増幅回路への入力信号の電力を検出し入力検波信号を出力するための第１の検出回路と、
前記増幅回路の出力と前記信号出力端子との間に接続され、前記増幅回路の出力信号の電力を検出し出力検波信号を出力するための第２の検出回路とを含み、
前記増幅回路は、エミッタ接地バイポーラトランジスタを増幅素子として有し、
前記電力増幅器はさらに、
前記入力検波信号と前記出力検波信号とを受ける様に接続され、前記入力検波信号と前記出力検波信号との比較に基づき、前記トランジスタのベースバイアス電流を制御する事により、前記電力増幅器の増幅利得を一定に制御するための制御手段と、
前記信号入力端子と前記信号出力端子との間の前記入力信号の経路内の所定位置に挿入され、前記ベースバイアス電流と所定の関係をもって、前記入力信号の所定の電気的量に偏差を付与するための偏差付与手段とを含み、
前記偏差付与手段は、前記第１の検出回路と前記増幅回路の入力との間に挿入され、前記ベースバイアス電流と所定の関係をもって、前記入力信号に利得偏差を与えるための利得偏差付与手段を含み、
前記制御手段は、前記入力検波信号と前記出力検波信号とを受ける様に接続され、前記入力検波信号と前記出力検波信号とに応答して、前記電力増幅器による増幅利得が一定となる様に、前記バイポーラトランジスタのベース電極にベースバイアス電流を供給するための手段を含み、
前記利得偏差付与手段は、
前記供給するための手段で生成される前記ベースバイアス電流を受ける様に接続され、前記ベースバイアス電流に対する所定の関数関係に従って大きさが変化する制御信号を出力するための手段と、
前記第１の検出回路と前記増幅回路の入力との間の前記入力信号の経路に、前記制御信号を受ける様に挿入され、前記入力信号に対し、前記制御信号の大きさに比例する大きさの負の利得偏差を与えるための手段とを含む、電力増幅器。 A power amplifier having a signal input terminal and a signal output terminal,
An amplifier circuit provided in a signal path between the signal input terminal and the signal output terminal;
A first detection circuit connected between the signal input terminal and the input of the amplifier circuit for detecting the power of the input signal to the amplifier circuit and outputting an input detection signal;
A second detection circuit connected between the output of the amplifier circuit and the signal output terminal for detecting the power of the output signal of the amplifier circuit and outputting an output detection signal;
The amplifier circuit has a grounded emitter bipolar transistor as an amplifier element,
The power amplifier further includes
An amplification gain of the power amplifier is connected to receive the input detection signal and the output detection signal, and controls a base bias current of the transistor based on a comparison between the input detection signal and the output detection signal. A control means for controlling
Inserted at a predetermined position in the path of the input signal between the signal input terminal and the signal output terminal, and gives a deviation to a predetermined electrical quantity of the input signal with a predetermined relationship with the base bias current. Deviation providing means for
The deviation applying means is inserted between the first detection circuit and the input of the amplifier circuit, and has a predetermined relationship with the base bias current, and gain deviation applying means for giving a gain deviation to the input signal. seen including,
The control means is connected to receive the input detection signal and the output detection signal, and in response to the input detection signal and the output detection signal, the amplification gain by the power amplifier becomes constant, Means for supplying a base bias current to a base electrode of the bipolar transistor;
The gain deviation giving means is
Means for outputting a control signal connected to receive the base bias current generated by the means for supplying and varying in magnitude according to a predetermined functional relationship to the base bias current;
The input signal is inserted into a path of the input signal between the first detection circuit and the input of the amplifier circuit so as to receive the control signal, and the input signal has a magnitude proportional to the control signal. Means for providing a negative gain deviation of the power amplifier. 信号入力端子と信号出力端子とを有する電力増幅器であって、
前記信号入力端子と前記信号出力端子との信号路内に設けられた増幅回路と、
前記信号入力端子と前記増幅回路の入力との間に接続され、前記増幅回路への入力信号の電力を検出し入力検波信号を出力するための第１の検出回路と、
前記増幅回路の出力と前記信号出力端子との間に接続され、前記増幅回路の出力信号の電力を検出し出力検波信号を出力するための第２の検出回路とを含み、
前記増幅回路は、エミッタ接地バイポーラトランジスタを増幅素子として有し、
前記電力増幅器はさらに、
前記入力検波信号と前記出力検波信号とを受ける様に接続され、前記入力検波信号と前記出力検波信号との比較に基づき、前記トランジスタのベースバイアス電流を制御する事により、前記電力増幅器の増幅利得を一定に制御するための制御手段と、
前記信号入力端子と前記信号出力端子との間の前記入力信号の経路内の所定位置に挿入され、前記ベースバイアス電流と所定の関係をもって、前記入力信号の所定の電気的量に偏差を付与するための偏差付与手段とを含み、
前記制御手段は、前記入力検波信号と前記出力検波信号とを受ける様に接続され、前記入力検波信号と前記出力検波信号とに応答して、前記電力増幅器による増幅利得が一定となる様に、前記バイポーラトランジスタのベース電極にベースバイアス電流を供給するための手段を含み、
前記偏差付与手段は、
前記供給するための手段で生成される前記ベースバイアス電流を受ける様に接続され、前記ベースバイアス電流と所定の関数関係に従って大きさが変化する制御信号を出力するための手段と、
前記信号入力端子と前記増幅回路の入力との間に挿入され、前記制御信号の大きさと所定の関係をもって、前記入力信号に位相偏差及び利得偏差を与えるための手段とを含む、電力増幅器。 A power amplifier having a signal input terminal and a signal output terminal,
An amplifier circuit provided in a signal path between the signal input terminal and the signal output terminal;
A first detection circuit connected between the signal input terminal and the input of the amplifier circuit for detecting the power of the input signal to the amplifier circuit and outputting an input detection signal;
A second detection circuit connected between the output of the amplifier circuit and the signal output terminal for detecting the power of the output signal of the amplifier circuit and outputting an output detection signal;
The amplifier circuit has a grounded emitter bipolar transistor as an amplifier element,
The power amplifier further includes
An amplification gain of the power amplifier is connected to receive the input detection signal and the output detection signal, and controls a base bias current of the transistor based on a comparison between the input detection signal and the output detection signal. A control means for controlling
Inserted at a predetermined position in the path of the input signal between the signal input terminal and the signal output terminal, and gives a deviation to a predetermined electrical quantity of the input signal with a predetermined relationship with the base bias current. Deviation providing means for
The control means is connected to receive the input detection signal and the output detection signal, and in response to the input detection signal and the output detection signal, the amplification gain by the power amplifier becomes constant, Means for supplying a base bias current to a base electrode of the bipolar transistor;
The deviation giving means is
Means for outputting a control signal connected to receive the base bias current generated by the means for supplying and having a magnitude varying according to a predetermined functional relationship with the base bias current;
A power amplifier, which is inserted between the signal input terminal and the input of the amplifier circuit and includes means for giving a phase deviation and a gain deviation to the input signal with a predetermined relationship with the magnitude of the control signal. 前記位相偏差及び利得偏差を与えるための手段により前記入力信号に与えられる前記利得偏差と前記位相偏差との符号及び大きさは、結果として前記増幅回路によって位相遅れが生じる様な値に選ばれている、請求項６に記載の電力増幅器。 The sign and magnitude of the gain deviation and the phase deviation given to the input signal by the means for giving the phase deviation and the gain deviation are selected so as to cause a phase delay by the amplifier circuit as a result. The power amplifier according to claim 6 . 前記位相偏差及び利得偏差を与えるための手段は、前記制御信号の大きさといずれも負の相関をもって変化する利得偏差及び位相偏差を前記入力信号に与えるための手段を含む、請求項７に記載の電力増幅器。 Means for providing the phase deviation and the gain deviation comprises means for providing a gain deviation and phase deviation changing with the size and any negative correlation of said control signal to said input signal, according to claim 7 Power amplifier. 請求項１〜請求項８のいずれかに記載の電力増幅器を含む、無線通信装置。
To any one of claims 1 to 8 comprising a power amplifier according wireless communication device.
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11303251B2 (en) * 2017-10-02 2022-04-12 Nanosemi, Inc. Digital predistortion adjustment based on determination of load condition characteristics
US11323188B2 (en) 2017-07-12 2022-05-03 Nanosemi, Inc. Monitoring systems and methods for radios implemented with digital predistortion
US11664836B2 (en) 2017-05-18 2023-05-30 Nanosemi, Inc. Passive intermodulation cancellation
US11863210B2 (en) 2018-05-25 2024-01-02 Nanosemi, Inc. Linearization with level tracking

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100976863B1 (en) 2008-07-25 2010-08-23 광주과학기술원 Apparatus and method for compensating nonlinear distortion of power amplifier
JP5272872B2 (en) * 2009-04-20 2013-08-28 富士通株式会社 Amplifier circuit, input bias adjustment method, and power supply voltage adjustment method
JP5284247B2 (en) * 2009-11-20 2013-09-11 日本電信電話株式会社 High power amplifier circuit
CN115882795B (en) * 2023-02-03 2023-04-28 成都明夷电子科技有限公司 Power amplifier with linearization compensation structure

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH03198407A (en) * 1989-12-26 1991-08-29 Mitsubishi Electric Corp Linear amplifier
JPH03255710A (en) * 1990-03-06 1991-11-14 Fujitsu Ltd Power amplifier
JPH05129845A (en) * 1991-11-01 1993-05-25 Oki Electric Ind Co Ltd Linear power amplifier
JP3523125B2 (en) * 1999-09-24 2004-04-26 株式会社東芝 Field effect transistor, power amplifier, and mobile communication device
JP2001339253A (en) * 2000-05-26 2001-12-07 Hitachi Kokusai Electric Inc Amplifying device
JP2004048502A (en) * 2002-07-12 2004-02-12 Sony Ericsson Mobilecommunications Japan Inc Variable gain circuit and distortion compensating device

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11664836B2 (en) 2017-05-18 2023-05-30 Nanosemi, Inc. Passive intermodulation cancellation
US11323188B2 (en) 2017-07-12 2022-05-03 Nanosemi, Inc. Monitoring systems and methods for radios implemented with digital predistortion
US11303251B2 (en) * 2017-10-02 2022-04-12 Nanosemi, Inc. Digital predistortion adjustment based on determination of load condition characteristics
US11863210B2 (en) 2018-05-25 2024-01-02 Nanosemi, Inc. Linearization with level tracking

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