JP4768366B2 - Control device for synchronous machine - Google Patents
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- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 title claims description 214
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 41
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 24
- 230000008859 change Effects 0.000 description 19
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 19
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 17
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 16
- 230000000875 corresponding effect Effects 0.000 description 11
- 230000008569 process Effects 0.000 description 10
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 8
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 8
- 238000010248 power generation Methods 0.000 description 8
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 7
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 description 7
- 238000009423 ventilation Methods 0.000 description 5
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 4
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 4
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 2
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 2
- 238000004378 air conditioning Methods 0.000 description 1
- 230000000052 comparative effect Effects 0.000 description 1
- 230000002596 correlated effect Effects 0.000 description 1
- 238000006073 displacement reaction Methods 0.000 description 1
- 239000000428 dust Substances 0.000 description 1
- 230000007613 environmental effect Effects 0.000 description 1
- 238000002474 experimental method Methods 0.000 description 1
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 230000035939 shock Effects 0.000 description 1
- 230000003313 weakening effect Effects 0.000 description 1
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- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
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Description
本発明は、角度センサレスの同期機について、回転子が回転した状態から始動制御することができる制御装置に関する。 The present invention relates to a control device capable of starting control of a synchronous machine without an angle sensor from a state in which a rotor rotates.
従来技術の技術として、電車車両用の換気装置に同期電動機が用いられることがある。この換気装置は、車両に供給される電力によって、同期電動機を回転制御し、車内を換気する。無電区間であるセクションを車両が通過するときには、車両に電力が供給されず、換気装置は、瞬時停電状態となる。 As a prior art, a synchronous motor may be used for a ventilation device for a train car. This ventilator controls the rotation of the synchronous motor with the electric power supplied to the vehicle and ventilates the interior of the vehicle. When the vehicle passes through a section that is a non-electric section, power is not supplied to the vehicle, and the ventilator is in an instantaneous power failure state.
セクション通過後には、換気装置は、再び電力が供給され、同期電動機の回転制御を再開する。このとき換気装置は、同期電動機の回転子が回転した状態で回転制御を開始することになる。換気装置は、回転制御を開始するにあたって、同期電動機のロータの角度および角速度を、推定する必要がある。回転子の角度および角速度の推定が正確でないと、インバータ電圧の大きさと位相とが、電動機の誘起電圧の大きさと位相とに対応せず、同期電動機およびインバータ回路に過電流が流れたり、過電圧が発生したりするおそれがある。この場合、換気装置に多大な負荷がかかり、装置が損傷するおそれがある。 After passing through the section, the ventilator is supplied with power again and resumes rotation control of the synchronous motor. At this time, the ventilator starts rotation control with the rotor of the synchronous motor rotating. The ventilation device needs to estimate the angle and the angular velocity of the rotor of the synchronous motor when starting the rotation control. If the rotor angle and angular velocity are not accurately estimated, the magnitude and phase of the inverter voltage will not correspond to the magnitude and phase of the induced voltage of the motor, and an overcurrent will flow through the synchronous motor and the inverter circuit. May occur. In this case, a great load is applied to the ventilation device, and the device may be damaged.
上記の問題を解決する方法として、従来、次の対策がとられている。(1)同期電動機の誘起電圧を検出する電圧センサを用いる。(2)初期電流を流し、それによりオブザーバを用いて推定する(特許文献1参照)。(3)電流および電圧容量の大きな部品を用いる。(4)回転子の回転が停止してから制御を開始する。 Conventionally, the following measures have been taken to solve the above problems. (1) A voltage sensor that detects an induced voltage of the synchronous motor is used. (2) An initial current is passed, so that estimation is performed using an observer (see Patent Document 1). (3) Use parts with large current and voltage capacities. (4) Control is started after the rotation of the rotor stops.
上述した各方法には、次のような問題点がある。(1)電圧センサを用いることでコスト増およびメンテナンス性の低下を招く。(2)オブザーバによる推定が完了するまでの初期段階に発生する過電流を抑制することができない。(3)容量の大きな部品を用いることで装置の大形化、重量化およびコスト増を招く。(4)回転子の回転が停止してから制御を開始すると、所定回転速度に回転するまでに時間を費やす。 Each method described above has the following problems. (1) Use of a voltage sensor causes an increase in cost and a decrease in maintainability. (2) The overcurrent generated in the initial stage until the estimation by the observer is completed cannot be suppressed. (3) The use of parts having a large capacity leads to an increase in size, weight and cost of the apparatus. (4) When the control is started after the rotation of the rotor stops, it takes time to rotate to a predetermined rotational speed.
なお、このような問題は、回転した状態で同期機の始動制御を開始する同期機の制御装置全般に生じる。たとえば同期発電機を用いた風力発電装置におけるコンバータ制御なども同様の問題が生じる。したがって本発明の目的は、回転子が回転した状態から始動制御を開始するときに、過電流が発生することを防ぐことができる同期機の制御装置を提供することである。 Such a problem occurs in all synchronous machine control devices that start the synchronous machine in a rotated state. For example, the same problem occurs in converter control in a wind power generator using a synchronous generator. Accordingly, an object of the present invention is to provide a control device for a synchronous machine that can prevent an overcurrent from occurring when starting control is started from a state in which a rotor rotates.
本発明は、インバータ回路から交流電力を与えることによって同期電動機を回転駆動する同期電動機の制御装置であって、
同期電動機を流れる電流に基づいて、同期電動機の回転子の磁極の角速度と角度位置とを推定する推定部と、
推定部によって推定された磁極の角速度と角度位置とに基づいて、磁極の角速度が予め定められる角速度となるように、インバータ回路にゲート信号を与える制御部とを有し、
制御部は、同期電動機の回転子が回転した状態で推定部が推定を開始したときのインバータ回路におけるデッドタイムを、同期電動機の回転子が回転した状態で推定部が推定を開始してから予め定める条件が成立した後の通常推定期間でのインバータ回路におけるデッドタイムよりも広くすることを特徴とする同期電動機の制御装置である。
The present invention is a control apparatus for a synchronous motor that rotationally drives a synchronous motor by applying AC power from an inverter circuit,
An estimation unit that estimates the angular velocity and angular position of the magnetic poles of the rotor of the synchronous motor based on the current flowing through the synchronous motor;
A control unit that provides a gate signal to the inverter circuit so that the angular velocity of the magnetic pole becomes a predetermined angular velocity based on the angular velocity and the angular position of the magnetic pole estimated by the estimation unit;
Control unit in advance from the start of the estimation unit estimates a state in which the dead time, the rotor of the synchronous motor is rotated in the inverter circuit when the rotor of the synchronous motor estimator in a state of being rotated starts to estimate The synchronous motor control device is characterized in that it is wider than the dead time in the inverter circuit in the normal estimation period after a predetermined condition is satisfied.
また本発明は、推定部は、同期電動機の回転子が回転した状態で推定を開始してから予め定める条件が成立するまでの粗推定期間と、同期電動機の回転子が回転した状態で推定を開始してから予め定める条件が成立した後の通常推定期間とで推定方法を異ならせることを特徴とする。 The present invention, the estimating unit includes a rough estimation period until the rotor of the synchronous motor conditions set in advance from the start of the estimation in a state of being rotated is established, the estimated state where the rotor is rotated in synchronous motor The estimation method is different depending on the normal estimation period after a predetermined condition is satisfied after the start.
また本発明は、粗推定期間において、
制御部は、デッドタイムを広げた状態から、同期電動機を流れる電流が予め定める設定電流値となるように、デッドタイムを調整し、
推定部は、デッドタイムに基づいて、磁極の角速度と角度位置とを推定することを特徴とする。
Further, the present invention provides a rough estimation period,
The control unit adjusts the dead time so that the current flowing through the synchronous motor becomes a predetermined set current value from a state in which the dead time is extended,
The estimation unit is characterized in that the angular velocity and the angular position of the magnetic pole are estimated based on the dead time.
また本発明は、粗推定期間において、
制御部は、デッドタイムを広げた状態から、デッドタイムが時間経過とともに狭まるように変化させることを特徴とする。
Further, the present invention provides a rough estimation period,
The control unit is characterized in that the dead time is changed from a state in which the dead time is extended so that the dead time is reduced with time.
また本発明は、同期発電機から与えられる交流電力を、コンバータ回路によって整流する同期発電機の制御装置であって、
同期発電機を流れる電流に基づいて、同期発電機の回転子の磁極の角速度と角度位置とを推定する推定部と、
推定部によって推定された磁極の角速度と角度位置に、コンバータ回路の動作が追従するように、コンバータ回路にゲート信号を与える制御部とを有し、
制御部は、同期発電機の回転子が回転した状態で推定部が推定を開始したときのコンバータ回路におけるデッドタイムを、同期発電機の回転子が回転した状態で推定部が推定を開始してから予め定める条件が成立した後の通常推定期間でのコンバータ回路のデッドタイムよりも広くすることを特徴とする同期発電機の制御装置である。
Further, the present invention is a control device for a synchronous generator that rectifies AC power supplied from a synchronous generator by a converter circuit,
An estimation unit that estimates the angular velocity and the angular position of the magnetic poles of the rotor of the synchronous generator based on the current flowing through the synchronous generator;
A control unit that applies a gate signal to the converter circuit so that the operation of the converter circuit follows the angular velocity and angular position of the magnetic pole estimated by the estimation unit;
Control unit, the dead time in the converter circuit when the estimating unit starts estimation in a state where the rotor of the synchronous generator is rotated, the estimation unit in the state in which the rotor is rotated in synchronous generator starts to estimate From the above, the control device for a synchronous generator is characterized in that it is wider than the dead time of the converter circuit in the normal estimation period after a predetermined condition is satisfied.
また本発明は、推定部は、同期発電機の回転子が回転した状態で推定を開始してから予め定める条件が成立するまでの粗推定期間と、同期発電機の回転子が回転した状態で推定を開始してから予め定める条件が成立した後の通常推定期間とで、推定方法を異ならせることを特徴とする。 Further, according to the present invention, the estimation unit includes a rough estimation period from the start of estimation in a state where the rotor of the synchronous generator is rotated until a predetermined condition is satisfied, and a state where the rotor of the synchronous generator is rotated. The estimation method is different depending on the normal estimation period after a predetermined condition is satisfied after the estimation is started.
また本発明は、粗推定期間において、
制御部は、デッドタイムを広げた状態から、同期発電機から流れる電流が予め定める設定電流値となるように、デッドタイムを調整し、
推定部は、デッドタイムに基づいて、磁極の角速度と角度位置とを推定することを特徴とする。
Further, the present invention provides a rough estimation period,
The control unit adjusts the dead time so that the current flowing from the synchronous generator becomes a predetermined set current value from the state in which the dead time is extended,
The estimation unit is characterized in that the angular velocity and the angular position of the magnetic pole are estimated based on the dead time.
また本発明は、粗推定期間において、
制御部は、デッドタイムを広げた状態から、デッドタイムが時間経過とともに狭まるように変化させることを特徴とする。
Further, the present invention provides a rough estimation period,
The control unit is characterized in that the dead time is changed from a state in which the dead time is extended so that the dead time is reduced with time.
また本発明は、インバータ回路から交流電力を与えることによって同期電動機を回転駆動する同期電動機の制御方法であって、
同期電動機を流れる電流に基づいて、同期電動機の回転子の磁極の角速度と角度位置とを推定し、同期電動機の回転子が回転した状態で推定を開始したときのインバータ回路におけるデッドタイムを、同期電動機の回転子が回転した状態で推定を開始してから予め定める条件が成立した後の通常推定期間でのインバータ回路のデッドタイムよりも広くし、
推定結果に基づいて、インバータ回路にゲート信号を与えることを特徴とする同期電動機の制御方法である。
Further, the present invention is a method for controlling a synchronous motor that rotationally drives a synchronous motor by applying AC power from an inverter circuit,
Based on the current flowing through the synchronous motor, the angular velocity and angular position of the magnetic pole of the rotor of the synchronous motor are estimated, and the dead time in the inverter circuit when the estimation starts with the synchronous motor rotor rotating is synchronized with It is wider than the dead time of the inverter circuit in the normal estimation period after the predetermined condition is satisfied after the estimation starts with the rotor of the motor rotating ,
A control method for a synchronous motor, wherein a gate signal is given to an inverter circuit based on an estimation result.
また本発明は、同期発電機から与えられる交流電力を、コンバータ回路によって整流する同期発電機の制御方法であって、
同期発電機を流れる電流実測値に基づいて、同期発電機の回転子の磁極の角速度と角度位置とを推定し、同期発電機の回転子が回転した状態で推定を開始したときのコンバータ回路におけるデッドタイムを、同期発電機の回転子が回転した状態で推定を開始してから予め定める条件が成立した後の通常推定期間でのコンバータ回路のデッドタイムよりも広くし、
推定結果に基づいて、コンバータ回路にゲート信号を与えることを特徴とする同期発電機の制御方法である。
Further, the present invention is a method for controlling a synchronous generator that rectifies AC power supplied from a synchronous generator by a converter circuit,
In the converter circuit when estimating the angular velocity and angular position of the magnetic pole of the rotor of the synchronous generator based on the measured current value flowing through the synchronous generator , and starting the estimation with the synchronous generator rotor rotating The dead time is made wider than the dead time of the converter circuit in the normal estimation period after a predetermined condition is satisfied after the estimation is started in a state where the rotor of the synchronous generator is rotated ,
A control method for a synchronous generator, wherein a gate signal is given to a converter circuit based on an estimation result.
請求項1記載の本発明によれば、回転子の磁極が回転した状態で、磁極の角速度および角度位置の推定結果に基づいて、磁極が予め定める角速度となるように、インバータ回路にゲート信号を与える。なお、磁極の角速度および角度位置の推定は、時間が経過するにつれて、その推定精度が高くなる。言い換えると、推定を開始しはじめた初期期間では、推定精度が低い。 According to the first aspect of the present invention, the gate signal is supplied to the inverter circuit so that the magnetic pole has a predetermined angular velocity based on the estimation result of the angular velocity and the angular position of the magnetic pole while the magnetic pole of the rotor is rotated. give. Note that the estimation accuracy of the angular velocity and the angular position of the magnetic pole increases with time. In other words, the estimation accuracy is low in the initial period when the estimation starts.
本発明では、推定部によって推定を開始したときに、インバータ回路におけるデッドタイムが広く設定される。これによって推定開始の初期期間では、インバータ回路から同期電動機に流れる電流が少なくなる。ここで、デッドタイムとは、インバータ回路に含まれるスイッチング素子のうち、直列に接続されるスイッチング素子がともにオフとなる期間である。そして初期期間が終了して通常推定期間に移行すると、デッドタイムを狭める。 In the present invention, when estimation is started by the estimation unit, the dead time in the inverter circuit is set widely. Thereby, in the initial period of the estimation start, the current flowing from the inverter circuit to the synchronous motor is reduced. Here, the dead time is a period during which both of the switching elements included in the inverter circuit are turned off in series. When the initial period ends and the normal estimation period starts, the dead time is narrowed.
このように初期期間に同期電動機に流れる電流を少なくすることによって、磁極の角速度と角度位置との推定が正確でなくとも、インバータ回路および同期電動機に流れる電流が過電流となることを抑制することができる。また通常推定期間では、推定開始から時間が経過して推定精度が高くなっているので、デッドタイムを狭めてインバータ回路から同期電動機に流れる電流を大きくしても、インバータ回路および同期電動機に流れる電流が過電流となることが防がれる。また初期期間からの推定結果を利用することによって、通常推定期間での推定精度を高めることができ、同期電動機に与える電流が小さくても、制御部によって同期電動機が発生可能なトルクを大きくすることができる。すなわち同期電動機のトルクを効率よく発生させることができる。 By reducing the current flowing through the synchronous motor during the initial period in this way, it is possible to prevent the current flowing through the inverter circuit and the synchronous motor from becoming an overcurrent even if the estimation of the angular velocity and the angular position of the magnetic pole is not accurate. Can do. In the normal estimation period, since the estimation accuracy has increased since time has elapsed from the start of estimation, the current flowing to the inverter circuit and the synchronous motor can be increased even if the dead time is reduced and the current flowing from the inverter circuit to the synchronous motor is increased. Is prevented from becoming overcurrent. Also, by using the estimation result from the initial period, the estimation accuracy in the normal estimation period can be increased, and the torque that can be generated by the synchronous motor by the control unit is increased even if the current applied to the synchronous motor is small. Can do. That is, the torque of the synchronous motor can be generated efficiently.
また本発明によれば、磁極の角速度および角度位置を推定することによって、磁極の角速度および角度位置を実測するためのセンサを必要とせず、構造を簡略化することができ、大幅なコストダウンを見込めるとともにメンテナンス性を向上することができる。また推定を開始した初期期間における推定精度が低くても、過電流となることを防ぐことができるので、インバータ回路および同期電動機に過大な負荷がかかることを無くすることができ、それらを構成する各素子が損傷することを防ぐことができる。また回転子が停止するまで待たずに、インバータ回路の制御を開始することができるので、時間的ロスをなくすことができる。 Further, according to the present invention, by estimating the angular velocity and angular position of the magnetic pole, a sensor for actually measuring the angular velocity and angular position of the magnetic pole is not required, the structure can be simplified, and the cost can be greatly reduced. It can be expected and maintainability can be improved. Further, even if the estimation accuracy in the initial period when the estimation is started is low, it is possible to prevent an overcurrent, so that an excessive load is not applied to the inverter circuit and the synchronous motor, and they are configured. Each element can be prevented from being damaged. Further, since the control of the inverter circuit can be started without waiting for the rotor to stop, time loss can be eliminated.
また請求項2記載の本発明によれば、デッドタイムが異なることによって、誘起電圧が一定であってもインバータ回路から同期電動機に流れる電流が異なる。本発明では、通常推定期間と粗推定期間とで、推定部の推定方法を異ならせることによって、粗推定期間および通常推定期間での電流値からそれぞれ精度良く磁極の角速度および角度位置を推定することができ、推定精度を向上することができる。たとえば、粗推定期間と通常推定期間とで推定に用いる制御モデルを変更することによって、推定精度を向上することができる。 Further, according to the present invention, the current flowing from the inverter circuit to the synchronous motor is different even if the induced voltage is constant due to the different dead times. In the present invention, the angular velocity and the angular position of the magnetic pole can be accurately estimated from the current values in the rough estimation period and the normal estimation period by using different estimation methods for the normal estimation period and the rough estimation period, respectively. And the estimation accuracy can be improved. For example, the estimation accuracy can be improved by changing the control model used for estimation between the rough estimation period and the normal estimation period.
また請求項3記載の本発明によれば、磁極の角速度と角度位置とが推定可能となる電流値が設定電流値として設定されることで、デッドタイムと磁極の角速度および角度位置とを一対一で対応させることができる。これによって推定部は、デッドタイムを求めるだけで、磁極の角速度と角度位置とを容易に推定することができる。また、同期電動機を流れる電流値を指令値として設定し、指令値に達するときのデッドタイムに基づいて磁極の角速度および角度位置を推定することによって、インバータ回路から同期電動機を流れる電流が指令値を超えることを防ぎ、過電流を確実に抑えることができる。 According to the third aspect of the present invention, the current value at which the angular velocity and the angular position of the magnetic pole can be estimated is set as the set current value, so that the dead time and the angular velocity and the angular position of the magnetic pole are one-to-one. Can be supported. As a result, the estimation unit can easily estimate the angular velocity and the angular position of the magnetic pole only by obtaining the dead time. Also, the current value flowing through the synchronous motor is set as a command value, and the current flowing through the synchronous motor from the inverter circuit is set to the command value by estimating the angular velocity and angular position of the magnetic pole based on the dead time when the command value is reached. It is possible to prevent the overcurrent from being exceeded.
また請求項4記載の本発明によれば、デッドタイムを広げた状態から時間経過とともに狭まるようにデッドタイムを変化させる。これによって電流値に基づいてデッドタイムを変化させるフィードバック制御を設定する必要がない。たとえば、粗推定期間の終わりのデッドタイムが、通常推定期間に設定されるデッドタイムとほぼ同じとなるように設定することによって、粗推定期間から通常推定期間へ滑らかに移行させることができる。 According to the fourth aspect of the present invention, the dead time is changed so that the dead time is narrowed as time elapses from the widened dead time. This eliminates the need to set feedback control for changing the dead time based on the current value. For example, by setting the dead time at the end of the rough estimation period to be substantially the same as the dead time set in the normal estimation period, the rough estimation period can be smoothly shifted to the normal estimation period.
また請求項5記載の本発明によれば、回転子の磁極が回転した状態で、磁極の角速度および角度位置を推定し、推定結果にコンバータ回路の動作が追従するように、コンバータ回路にゲート信号を与える。なお、磁極の角速度および角度位置の推定は、時間が経過するにつれて、その推定精度が高くなる。言い換えると、推定を開始しはじめた初期期間では、推定精度が低い。 According to the fifth aspect of the invention, the angular velocity and the angular position of the magnetic pole are estimated in a state where the magnetic pole of the rotor is rotated, and the gate signal is supplied to the converter circuit so that the operation of the converter circuit follows the estimation result. give. Note that the estimation accuracy of the angular velocity and the angular position of the magnetic pole increases with time. In other words, the estimation accuracy is low in the initial period when the estimation starts.
本発明では、推定部によって推定を開始したときに、コンバータ回路におけるデッドタイムが広く設定される。これによって推定開始の初期期間では、コンバータ回路から同期発電機に流れる電流が少なくなる。ここで、デッドタイムとは、コンバータ回路に含まれるスイッチング素子のうち、直列に接続されるスイッチング素子がともにオフとなる期間である。そして初期期間が終了して通常推定期間に移行すると、デッドタイムを狭める。 In the present invention, when estimation is started by the estimation unit, the dead time in the converter circuit is set widely. As a result, in the initial period of estimation start, the current flowing from the converter circuit to the synchronous generator is reduced. Here, the dead time is a period during which both of the switching elements included in the converter circuit are switched off in series. When the initial period ends and the normal estimation period starts, the dead time is narrowed.
このように初期期間に同期発電機に流れる電流を少なくすることによって、磁極の角速度と角度位置との推定が正確でなくとも、コンバータ回路および同期発電機に流れる電流が過電流となることを抑制することができる。また通常推定期間では、推定開始から時間が経過して推定精度が高くなっているので、デッドタイムを狭めてコンバータ回路から同期発電機に流れる電流を大きくしても、コンバータ回路および同期発電機に流れる電流が過電流となることが防がれる。また初期期間からの推定結果を利用することによって、通常推定期間での推定精度を高めることができ、同期発電機から与えられる電流が小さくても、制御部によって交流電力を効率よく直流電力に変換することができる。 By reducing the current flowing to the synchronous generator during the initial period in this way, the current flowing to the converter circuit and the synchronous generator is prevented from being overcurrent even if the estimation of the angular velocity and the angular position of the magnetic pole is not accurate. can do. In the normal estimation period, since the estimation accuracy has increased since time has elapsed from the start of estimation, even if the dead time is reduced and the current flowing from the converter circuit to the synchronous generator is increased, the converter circuit and the synchronous generator It is prevented that the flowing current becomes an overcurrent. In addition, by using the estimation results from the initial period, the estimation accuracy in the normal estimation period can be increased, and even if the current supplied from the synchronous generator is small, the control unit efficiently converts AC power into DC power. can do.
また本発明によれば、磁極の角速度および角度位置を推定することによって、磁極の角速度および角度位置を実測するためのセンサを必要とせず、構造を簡略化することができ、大幅なコストダウンを見込めるとともにメンテナンス性を向上することができる。また推定開始からの初期期間における推定精度が低くても、過電流となることを防ぐことができるので、コンバータ回路および同期発電機に過大な負荷がかかることを無くすることができ、それらを構成する各素子が損傷することを防ぐことができる。また回転子が停止するまで待たずに、コンバータ回路の制御を開始することができるので、時間的ロスをなくすことができる。 Further, according to the present invention, by estimating the angular velocity and angular position of the magnetic pole, a sensor for actually measuring the angular velocity and angular position of the magnetic pole is not required, the structure can be simplified, and the cost can be greatly reduced. It can be expected and maintainability can be improved. Moreover, even if the estimation accuracy in the initial period from the start of estimation is low, it is possible to prevent an overcurrent, so that an excessive load is not applied to the converter circuit and the synchronous generator. It is possible to prevent each element to be damaged. In addition, since the control of the converter circuit can be started without waiting for the rotor to stop, time loss can be eliminated.
また請求項6記載の本発明によれば、デッドタイムが異なることによって、誘起電圧が一定であっても同期発電機からコンバータ回路に流れる電流が異なる。本発明では、粗推定期間と通常推定期間とで、推定部の推定方法を異ならせることによって、粗推定期間および通常推定期間での電流値からそれぞれ精度良く磁極の角速度および角度位置を推定することができ、推定精度を向上することができる。たとえば、粗推定期間と通常推定期間とで推定に用いる制御モデルを変更することによって、推定精度を向上することができる。 According to the sixth aspect of the present invention, the current flowing from the synchronous generator to the converter circuit differs even when the induced voltage is constant due to the different dead times. In the present invention, the angular velocity and the angular position of the magnetic pole can be accurately estimated from the current values in the rough estimation period and the normal estimation period by using different estimation methods for the rough estimation period and the normal estimation period, respectively. And the estimation accuracy can be improved. For example, the estimation accuracy can be improved by changing the control model used for estimation between the rough estimation period and the normal estimation period.
また請求項7記載の本発明によれば、磁極の角速度と角度位置とが推定可能となる電流値が設定電流値として設定されることで、デッドタイムと磁極の角速度および角度位置とを一対一で対応させることができる。これによって推定部は、デッドタイムを求めるだけで、磁極の角速度と角度位置とを容易に推定することができる。また、同期発電機を流れる電流値を指令値として設定し、指令値に達するときのデッドタイムに基づいて磁極の角速度および角度位置を推定することによって、同期発電機からコンバータ回路に流れる電流が指令値を超えることがなく、過電流を確実に抑えることができる。 According to the seventh aspect of the present invention, the current value at which the angular velocity and the angular position of the magnetic pole can be estimated is set as the set current value, so that the dead time and the angular velocity and the angular position of the magnetic pole are one-to-one. Can be supported. As a result, the estimation unit can easily estimate the angular velocity and the angular position of the magnetic pole only by obtaining the dead time. In addition, the value of the current flowing through the synchronous generator is set as a command value, and the current flowing from the synchronous generator to the converter circuit is estimated by estimating the angular velocity and angular position of the magnetic pole based on the dead time when the command value is reached. The overcurrent can be reliably suppressed without exceeding the value.
また請求項8記載の本発明によれば、デッドタイムを広げた状態から時間経過とともに狭まるようにデッドタイムを変化させる。これによって電流値に基づいてデッドタイムを変化させるフィードバック制御を設定する必要がない。たとえば、粗推定期間の終わりのデッドタイムが、通常推定期間に設定されるデッドタイムとほぼ同じとなるように設定することによって、粗推定期間から通常推定期間へ滑らかに移行させることができる。 According to the eighth aspect of the present invention, the dead time is changed so that the dead time is narrowed as time elapses from a state where the dead time is widened. This eliminates the need to set feedback control for changing the dead time based on the current value. For example, by setting the dead time at the end of the rough estimation period to be substantially the same as the dead time set in the normal estimation period, the rough estimation period can be smoothly shifted to the normal estimation period.
また請求項9記載の本発明によれば、推定を開始した初期期間において、インバータ回路のデッドタイムを広くすることによって、インバータ回路から同期電動機へ流れる電流を小さく抑えた状態で、磁極の角速度および角度位置を推定し、推定した角速度と角度位置とに基づいて、磁極の角速度が予め定める角速度となるように、インバータ回路にゲート信号を与える。これによって初期期間における磁極の角速度および角度位置との推定が正確でなくても、インバータ回路および同期電動機に流れる電流が過電流となることを防ぐことができる。 According to the present invention described in claim 9, in the initial period when the estimation is started, the dead time of the inverter circuit is widened so that the current flowing from the inverter circuit to the synchronous motor is kept small, and the magnetic pole angular velocity and The angular position is estimated, and a gate signal is applied to the inverter circuit so that the angular velocity of the magnetic pole becomes a predetermined angular velocity based on the estimated angular velocity and the angular position. As a result, even if the estimation of the angular velocity and the angular position of the magnetic pole in the initial period is not accurate, it is possible to prevent the current flowing through the inverter circuit and the synchronous motor from becoming an overcurrent.
また請求項10記載の本発明によれば、推定を開始した初期期間において、コンバータ回路のデッドタイムを広くすることによって、同期発電機からコンバータ回路へ流れる電流を小さく抑えた状態で、磁極の角速度および角度位置を推定し、推定結果に、コンバータ回路の動作を追従させることができる。これによって粗推定期間における磁極の角速度および角度位置との推定が正確でなくても、コンバータ回路および同期発電機に流れる電流が過電流となることを防ぐことができる。 According to the tenth aspect of the present invention, in the initial period when the estimation is started, the dead time of the converter circuit is widened so that the current flowing from the synchronous generator to the converter circuit is suppressed, and the magnetic pole angular velocity is reduced. Further, the angle position can be estimated, and the operation of the converter circuit can be made to follow the estimation result. As a result, even if the estimation of the angular velocity and the angular position of the magnetic pole in the rough estimation period is not accurate, it is possible to prevent the current flowing through the converter circuit and the synchronous generator from becoming an overcurrent.
図1は、本発明の実施の第1形態である電動機駆動制御システム20を示すブロック図である。本実施の形態では、電動機駆動制御システム20は、同期電動機21を用いて電車車両を換気する換気装置に用いられる。この場合、車両がセクションを通過するときには車両に電力が供給されず、制御システム20は、瞬時停電状態となる。そしてセクション通過後には、制御システム20は、再び電力が供給され、同期電動機の回転制御を再開する。このとき制御システム20は、同期電動機の回転子が回転した状態で、同期電動機の回転制御を開始することになる。
FIG. 1 is a block diagram showing an electric motor
制御システム20は、同期電動機21の回転子の磁極の角速度および角度位置を推定して、推定した磁極の角速度および角度位置に基づいて、回転子が所望の角速度で回転するように、同期電動機21に与える交流電圧を調整する。
The
電動機駆動制御システム20は、同期電動機21と、PWMインバータ回路22と、直流回路部23と、制御装置24とを含んで構成される。同期電動機21は、3相同期モータであり、回転子の角速度を検出するための角度センサが存在せずに、センサレスに構成される。たとえば、同期電動機21として円筒形ブラシレスDCモータが用いられる。直流回路部23は、予め定める直流電力を生成する回路であり、電圧センサ29が設けられる。電圧センサ29は、直流回路部23からインバータ回路22に印加される電圧を示す直流母線電圧信号を制御装置24に与える。
The motor
図2は、PWMインバータ回路22の回路構成の一例を示す図である。PWM(Pulse
Width Modulation、パルス幅変調)インバータ回路22は、たとえば三相のブリッジ回路によって実現される。インバータ回路22は、直流回路部23から与えられる直流電力を、3相の交流電力に変換して同期電動機21に与える。インバータ回路22は、3つの出力端子25a,25b,25cを有し、それらが接続経路27a,27b,27cを介して、同期電動機21の3つの端子26a,26b,26cにそれぞれ接続される。
FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a circuit configuration of the
The
インバータ回路22は、交流電流を各接続経路27a〜27cにそれぞれ流すための複数のスイッチング素子Trが設けられる。スイッチング素子Trは、制御装置24からゲート信号が与えられることによって、オンオフ状態が切換る。スイッチング素子Trは、オン状態でスイッチング素子Trの両端の端子間を導通状態とし、オフ状態でスイッチング素子Trの両端の端子間を遮断状態とする。本実施の形態では、各スイッチング素子Trは、トランジスタによって実現される。各スイッチング素子Trには、逆並列にダイオードDがそれぞれ接続される。
The
制御装置24は、パルス幅変調したゲート信号を各スイッチング素子Trに与えることによって、120度ずつ位相がずれた正弦波形の交流電流を各接続経路27a〜27cに流すことができる。このような交流電流を各接続経路27a〜27cに流すことによって、同期電動機21の回転子を回転駆動する。制御装置24は、ゲート信号を調整することで同期電動機21の回転子の速度を変更することができる。
The
インバータ回路22と同期電動機21とを接続する3つの接続経路27a〜27cのうちの2つの接続経路27a,27cには、電流センサ28a,28cが介在される。第1の電流センサ28aは、3つのうち1つの接続経路27aを流れる電流を実測し、実測値を第1電流センサ信号として制御装置24に与える。第2の電流センサ28cは、3つのうち他の1つの接続経路27cを流れる電流を実測し、実測値を第2電流センサ信号として制御装置24に与える。このように各電流センサ28a,28cは、インバータ回路22から同期電動機21に流れる電流を実測し、実測した実測値を電流センサ信号として制御装置24に与える。
制御装置24は、電圧センサ29から与えられる直流母線電圧センサ信号と、電流センサ28から与えられる各電流センサ信号とを取得する。制御装置24は、取得した電流センサ信号に基づいて、同期電動機21を流れる電流実測値を判断する。また制御装置24は、制御装置24を駆動するための電源装置からの電源供給が停止したあとに電源供給が開始されると、セクション通過を判断し、回転子の磁極の角速度および角度位置の推定開始を判断する。このほか、他の装置から制御開始指令に基づいて、推定開始のタイミングを判断してもよい。
The
制御装置24は、同期電動機21を流れる電流実測値に基づいて、同期電動機21の回転子の磁極の角速度と角度位置とを推定する推定部と、推定部によって推定された磁極の角速度と角度位置とに基づいて、磁極の角速度が予め定められる角速度となるように、インバータ回路22の各スイッチング素子Trにゲート信号をそれぞれ与える制御部とを有する。
The
制御部は、推定部による磁極の角速度と角度位置との推定を開始してから予め定める条件が成立するまでの粗推定期間と、推定部による推定を開始してから予め定める条件が成立した後の通常推定期間とを判断する。本実施の形態では、制御部は、推定部による推定を開始してから予め定める時間が経過するまで粗推定期間として判断し、予め定める時間が経過した後、通常推定期間の開始を判断する。また本実施の形態では、制御部は、通常推定期間において、推定部の推定結果に基づいて、インバータ回路22を介して同期電動機21を制御する。
The control unit starts the estimation of the angular velocity and the angular position of the magnetic pole by the estimation unit and then the rough estimation period until the predetermined condition is satisfied, and after the predetermined condition is satisfied after the estimation by the estimation unit is started. The normal estimation period is determined. In the present embodiment, the control unit determines the rough estimation period from the start of estimation by the estimation unit until a predetermined time elapses, and determines the start of the normal estimation period after the predetermined time elapses. Moreover, in this Embodiment, a control part controls the
また粗推定期間は、推定を開始した直後の初期期間を含む。制御部は、粗推定期間におけるデッドタイムdnが、通常推定期間におけるデッドタイムdwよりも広く、すなわち長くなるように、インバータ回路22の各スイッチング素子Trにゲート信号を与える。ここで、デッドタイムdとは、インバータ回路22に含まれるスイッチング素子Trのうち、交流変換に寄与するスイッチング素子Trが全てオフ状態となる期間であり、直列に接続されるスイッチング素子Trがともにオフとなる期間である。
The rough estimation period includes an initial period immediately after the estimation is started. The control unit gives a gate signal to each switching element Tr of the
以下、理解を容易にするために、インバータ回路22を単相のフルブリッジ回路22Aとして説明する。図3は、インバータ回路22の一部を、単相のフルブリッジ回路22Aとして示す回路図である。フルブリッジ回路22Aは、直流回路部23からの直流電圧が印加される2つの入力端子41,42に並列に接続される第1入力経路43と第2入力経路44とが形成される。第1入力経路43および第2入力経路44には、2つのスイッチング素子Tr1U,Tr1L;Tr2U,Tr2Lが直列に並んでそれぞれ介在される。また第1入力経路43の2つのスイッチング素子Tr1U,Tr1Lの間の経路部分90が第1出力経路92を介して第1出力端子25aに連なり、第2入力経路44の2つのスイッチング素子Tr2U,Tr2Lの間の経路部分91が第2出力経路93を介して第2出力端子25bに連なる。
Hereinafter, in order to facilitate understanding, the
第1出力端子25aと第2出力端子25bとは、連結経路46によって連結される。連結経路46は、抵抗RおよびインダクタLが直列に接続される。この連結経路46は、同期電動機21の3つの端子26a〜26cのうちの2つの端子間を結ぶ経路に相当する。したがって同期電動機21の回転子が回転することで、連結経路46には、誘起電圧Emが発生する。
The
2つの入力端子41,42のうち、直流回路部23から印加される電圧に起因して、電位が高いほうの入力端子を第1入力端子41とし、電位が低いほうの入力端子を第2入力端子42とする。各スイッチング素子Trは、オン状態では、各入力経路43,44を第1入力端子41側から第2入力端子42側に電流が流れることを許容する。また各スイッチング素子Trに逆並列にそれぞれ接続される各ダイオードDは、第2入力端子42側から第1入力端子41側に電流が流れることを許容する。
Of the two
第1入力経路43の2つのスイッチング素子Tr1U,Tr1Lのうちの第1入力端子41寄りとなるスイッチング素子をTr1Uとし、第2入力端子42寄りとなるスイッチング素子をTr1Lとする。また第2入力経路44の2つのスイッチング素子Tr2U,Tr2Lのうちの第1入力端子41寄りとなるスイッチング素子をTr2Uとし、第2入力端子42寄りとなるスイッチング素子をTr2Lとする。
Of the two switching elements Tr 1U and Tr 1L of the
制御装置24が、Tr1UとTr2Lとをオン状態とし、Tr2UとTr1Lとをオフ状態とすることによって、連結経路46を電流が、図3の矢符に示す第1方向に流れる。また制御装置24が、Tr1UとTr2Lとをオフ状態とし、Tr2UとTr1Lとをオン状態とすることによって、連結経路46を電流が、第1方向と反対となる第2方向に流れる。このように制御装置24が各スッチング素子Trのオンオフ状態を切換えて、連結経路46を流れる電流の方向を交互に切換えることで、交流電流を連結経路46に流すことができる。この場合、デッドタイムdは、Tr1Uと、Tr1Lと、Tr2Uと、Tr2Lとが全てオフ状態となる期間を意味する。
The
図4は、通常推定期間における各スイッチング素子Trのオンオフ状態を示すタイミングチャートである。 FIG. 4 is a timing chart showing the on / off state of each switching element Tr during the normal estimation period.
直列に接続される2つのスイッチング素子Trが同時にオン状態となると、直流電源部23が短絡して非常に大きな電流が流れ、スイッチング素子Trが破壊するおそれがある。このような状態を避けるために、通常推定期間において、直列に接続される2つのスイッチング素子Tr1U,Tr1L;Tr2U,Tr2Lが同時にオン状態にならないようにしたうえで、可及的に狭くなるようにデッドタイムdnが設定される。このようなデッドタイムdnは、スイッチング素子Trの性能に起因して決定される。
If the two switching elements Tr connected in series are simultaneously turned on, the DC
具体的には、図4に示すように、各スイッチング素子Trは、交流電流を流すために、PWMキャリア周期W0ごとに切換動作を繰返す。PWMキャリア周期W0のうちで、Tr1UおよびTr2Lがともにオン状態となる第1オン期間W1と、Tr2UおよびTr1Lがともにオン状態となる第2オン期間W2とがそれぞれ設定される。そして第1オン期間W1が終了してから第2オン期間W2が開始するまでの期間dn1と、第2オン期間W2が終了してから第1オン期間W1が開始するまでの期間dn2とがそれぞれデッドタイムdnとなる。たとえばPWMキャリア周波数が8kHz、すなわちPWMキャリア周期W0が125μ秒の場合、通常推定期間におけるデッドタイムdn1,dn2は、たとえば5μ秒に設定される。 Specifically, as shown in FIG. 4, each switching element Tr repeats the switching operation every PWM carrier cycle W0 in order to flow an alternating current. In the PWM carrier cycle W0, a first on period W1 in which both Tr 1U and Tr 2L are in an on state and a second on period W2 in which both Tr 2U and Tr 1L are in an on state are set. A period dn1 from the end of the first on-period W1 to the start of the second on-period W2 and a period dn2 from the end of the second on-period W2 to the start of the first on-period W1 are respectively Dead time dn is reached. For example, when the PWM carrier frequency is 8 kHz, that is, the PWM carrier period W0 is 125 μsec, the dead times dn1 and dn2 in the normal estimation period are set to 5 μsec, for example.
このような通常推定期間における各スイッチング素子Trのオンオフ状態は、一例である。したがって上述する各スイッチング素子Trのオンオフ状態とは異なるオンオフ状態が、通常推定期間に行われてもよい。たとえば後述する粗推定期間のように通常推定期間においても、Tr1UおよびTr2Uがオン状態となる期間W11と、Tr1LおよびTr2Lがオン状態となる期間W12とを設定することに対応して、Tr1UおよびTr1Lが一対、Tr2UおよびTr2Lが一対となってオンオフ状態が切換る場合もある。 Such an on / off state of each switching element Tr in the normal estimation period is an example. Therefore, an on / off state different from the on / off state of each switching element Tr described above may be performed in the normal estimation period. For example, corresponding to setting a period W11 in which Tr 1U and Tr 2U are in an on state and a period W12 in which Tr 1L and Tr 2L are in an on state, such as a rough estimation period to be described later. , Tr 1U and Tr 1L may be paired and Tr 2U and Tr 2L may be paired to switch the on / off state.
図5は、粗推定期間における各スイッチング素子Trのオンオフ状態を示すタイミングチャートである。本実施の形態では、粗推定期間におけるデッドタイムdwが、通常推定期間におけるデッドタイムdnよりも広く設定される。 FIG. 5 is a timing chart showing an on / off state of each switching element Tr in the rough estimation period. In the present embodiment, the dead time dw in the rough estimation period is set wider than the dead time dn in the normal estimation period.
具体的には、図5に示すように、各スイッチング素子Trは、PWMキャリア周期W0ごとに切換動作を繰返す。PWMキャリア周期W0のうちで、Tr1UおよびTr2Uがともにオン状態となる第1オン期間W11と、Tr1LおよびTr2Lがともにオン状態となる第2オン期間W12とがそれぞれ設定される。そして第1オン期間W11が終了してから第2オン期間W12が開始するまでの期間dw1と、第2オン期間W12が終了してから第1オン期間W11が開始するまでの期間dw2とが、それぞれデッドタイムdwとなる。たとえば粗推定期間におけるデッドタイムdwは、PWM周期の1/2未満に設定され、一例としてPWMキャリア周波数が8kHz、すなわちPWMキャリア周期W0が125μ秒の場合、粗推定期間におけるデッドタイムdw1,dw2は、たとえば57μ秒に設定される。 Specifically, as shown in FIG. 5, each switching element Tr repeats the switching operation every PWM carrier cycle W0. In the PWM carrier cycle W0, a first on period W11 in which both Tr 1U and Tr 2U are in an on state and a second on period W12 in which both Tr 1L and Tr 2L are in an on state are set. A period dw1 from the end of the first on period W11 to the start of the second on period W12 and a period dw2 from the end of the second on period W12 to the start of the first on period W11 are: Each becomes the dead time dw. For example, the dead time dw in the rough estimation period is set to be less than ½ of the PWM cycle. For example, when the PWM carrier frequency is 8 kHz, that is, the PWM carrier cycle W0 is 125 μsec, the dead times dw1 and dw2 in the rough estimation period are For example, 57 μs is set.
このように制御装置24は、インバータ回路22Aに与えるゲート信号を調整して、粗推定期間におけるデッドタイムdwを、通常推定期間におけるデッドタイムdnよりも広くする。言い換えると、制御装置24は、粗推定期間のうちの各オン期間W11,W12の合計期間(W11+W12)を、通常推定期間のうちの各オン期間W1,W2の合計期間(W1+W2)よりも狭くする。これによって粗推定期間では、同期電動機21から見た電源インピーダンスが等価的に高くなり、連結経路46に流れる電流を少なくすることができる。このことは、3相のブリッジ回路22であって、同期電動機21のインバータ回路22にも適用することができる。
As described above, the
このようにして粗推定期間に同期電動機21に流れる電流を少なくすることによって、粗推定期間での磁極の角速度と角度位置との推定が正確でなくとも、インバータ回路22に生じる過電流を抑制することができる。また通常推定期間では、粗推定期間での推定値を用いて、磁極の角速度と角度位置との推定を行う。これによって推定精度が高くなっているので、通常推定期間におけるデッドタイムdnを狭めてインバータ回路22から同期電動機21に流れうる電流が大きくなっても、インバータ回路22に過電流が生じることを防ぐことができる。また初期期間からの推定結果を利用して通常推定期間での推定精度を高めて、その推定結果に基づいてインバータ回路22を制御することで、同期電動機21に与える電流が小さくても、同期電動機21が発生可能なトルクを大きくすることができる。すなわち効率よくトルクを発生させることができる。
In this way, by reducing the current flowing through the
図6は、粗推定期間におけるスイッチング素子Trのオンオフ状態、誘起電圧Em、線間電圧Eaおよび線間電流iaの時間変化を示すタイミングチャートである。誘起電圧Emは、同期電動機21の回転子の角変位によって発生する電圧である。線間電圧Eaは、インバータ回路22Aにおいて、2つの出力端子25a,25bの間の電圧である。線間電流iaは、連結経路46を流れる電流であって、電流センサ28aによって検出可能である。線間電流iaは、電流が連結経路46を図3の矢符に示す第1方向に流れる場合を、正の値とする。また誘起電圧Emは、デッドタイムdwにおいて、電流が、図3の矢符に示す第1方向とは反対の第2方向に連結経路46を流れる場合を、正の値とする。
FIG. 6 is a timing chart showing temporal changes in the on / off state of the switching element Tr, the induced voltage Em, the line voltage Ea, and the line current ia during the rough estimation period. The induced voltage Em is a voltage generated by the angular displacement of the rotor of the
図6において、スイッチング素子TrおよびダイオードDによる電圧効果がゼロであると仮定する。またPWMキャリア周期W0が極めて短いので、1つのPWMキャリア周期W0の間における誘起電圧Emが一定であると仮定する。また図6には、誘起電圧Emが負の値である場合を示す。この場合、線間電流iaは、デッドタイムdwにおいて連結経路46を図3の矢符に示す第1方向に流れる。
In FIG. 6, it is assumed that the voltage effect by the switching element Tr and the diode D is zero. Since the PWM carrier cycle W0 is extremely short, it is assumed that the induced voltage Em is constant during one PWM carrier cycle W0. FIG. 6 shows a case where the induced voltage Em is a negative value. In this case, the line current ia flows in the first direction indicated by the arrow in FIG. 3 through the
本実施の形態では、制御装置24は、粗推定期間において、1つのPWMキャリア周期W0あたりにTr1U,Tr2Uがオン状態となり、かつTr1L,Tr2Lがオフ状態となる第1オン期間W11と、Tr1U,Tr2Uがオフ状態となり、かつTr1L,Tr2Lがオン状態となる第2オン期間W12との大きさが一致するようにゲート信号を調整する。言い換えると、インバータ回路22のPWM変調率をゼロに調整する。また第1オン期間W11が終了してから第2オン期間W12が開始するまでの期間である第1デッドタイムdw1と、第2オン期間W12が終了してから第1オン期間W11が開始するまでの期間である第2デッドタイムdw2との大きさが一致するようにゲート信号を調整する。
In the present embodiment, the
各オン期間W11,W12における線間電圧Eaの値は、誘起電圧Emの正負が反転した値と等しくなる。したがって誘起電圧Emの値を−VEmとすると、オン期間W11,W12の線間電圧Eaの値は、VEMとなる。また連結経路46にインダクタLが設けられ、インバータ回路22にダイオードDが設けられるので、各デッドタイムdw1,dw2における線間電圧Eaの値は、インバータ回路22の2つの入力端子41,42間の電圧である電源電圧Eの値VPNの正負が反転した値(−VPN)と、誘起電圧Emの正負が反転した値(VEm)とを加算した値(−VPN+VEm)となる。
The value of the line voltage Ea in each of the ON periods W11 and W12 is equal to the value obtained by inverting the sign of the induced voltage Em. Therefore, when the value of the induced voltage Em and -V Em, the value of the line voltage Ea of the on-period W11, W12 becomes V EM. Since the inductor L is provided in the
このように線間電圧Eaは、誘起電圧Emと、電源電圧Eと、スイッチング素子Trのオンオフ状態によってその電圧値が決定される。また線間電流iaは、線間電圧Eaによって、その電流値が決定される。 Thus, the voltage value of the line voltage Ea is determined by the induced voltage Em, the power supply voltage E, and the on / off state of the switching element Tr. The current value of the line current ia is determined by the line voltage Ea.
線間電流iaは、線間経路46に抵抗RおよびインダクタLが存在するので、4つの状態X1〜X4を繰返す。まず第1オン期間W11で、第1状態X1として連結経路46を第1方向に流れる電流が増加して、線間電流iaが時間経過とともに増加する。次に第1デッドタイムdw1で、第2状態X2として連結経路46を第1方向に流れる電流が減少して、線間電流iaが時間経過とともに減少する。
Since the resistance R and the inductor L exist in the
次に、第2オン期間W12で、第3状態X3として連結経路46を第1方向に流れる電流が増加して、線間電流iaが時間経過とともに増加する。次に第2デッドタイムdw2で、第4状態X4として連結経路46を第1方向に流れる線間電流iaが減少して、線間電流iaが時間経過とともに減少する。表1に各状態X1〜X4におけるスイッチング素子Trと線間電流iaの状態とをそれぞれ示す。表1において、線間電流iaの増加とは、第1方向に流れる電流の増加を意味し、電流の減少とは、第1方向に流れる電流の減少を意味する。
Next, in the second ON period W12, the current flowing in the first direction through the
線間電流iaは、スイッチング素子Trの各オン期間W11,W12が短ければ、線間電流iaが小さくなる。言い換えると、線間電流iaは、スイッチング素子Trのデッドタイムdw1,dw2が長ければ、線間電流iaが小さくなる。また線間電圧Eaは、誘起電圧Emに対応して変化するので、線間電圧Eaに対応して変化する線間電流iaも、誘起電圧Emに対応して変化する。 The line-to-line current ia is small if the ON periods W11 and W12 of the switching element Tr are short. In other words, the line current ia becomes smaller if the dead times dw1 and dw2 of the switching element Tr are longer. Further, since the line voltage Ea changes corresponding to the induced voltage Em, the line current ia that changes corresponding to the line voltage Ea also changes corresponding to the induced voltage Em.
本実施の形態では、デッドタイムdwなどの設定可能な設定値が適切に設定されることで、誘起電圧Emの値(−VEm)が負の値である場合、線間電流iaの平均電流値が、誘起電圧Emの値の大きさに対応した正の値を維持するように調整される。また誘起電圧Emの値(VEm)が正の値である場合、線間電流iaの平均電流値が、誘起電圧Emの値の大きさに対応した負の値を維持するように調整される。 In the present embodiment, when the set value that can be set such as the dead time dw is appropriately set, and the value of the induced voltage Em (−V Em ) is a negative value, the average current of the line current ia The value is adjusted to maintain a positive value corresponding to the magnitude of the value of the induced voltage Em. When the value of the induced voltage Em (V Em ) is a positive value, the average current value of the line current ia is adjusted so as to maintain a negative value corresponding to the magnitude of the value of the induced voltage Em. .
このように線間電流iaと誘起電圧Emとは一対一の関係を有するので、線間電流iaを実測することによって、誘起電圧Emを求めることができる。具体的には、線間電流iaの値をIaとし、誘起電圧Emの値をEmとすると、誘起電圧Emの値は、以下に示す関係式を満たす。
Em=f(Ia) …(1)
Thus, since the line current ia and the induced voltage Em have a one-to-one relationship, the induced voltage Em can be obtained by actually measuring the line current ia. Specifically, when the value of the line current ia is Ia and the value of the induced voltage Em is Em, the value of the induced voltage Em satisfies the following relational expression.
Em = f (Ia) (1)
なお、(1)式において、f(Ia)は、線間電流iaの値の関数である。この関数は、実験によって求まる近似式や理論式などによって予め求めることができる。このような(1)式に従うことによって、線間電流iaから誘起電圧Emを求めることができる。 In the equation (1), f (Ia) is a function of the value of the line current ia. This function can be obtained in advance by an approximate expression or a theoretical expression obtained through experiments. By following the equation (1), the induced voltage Em can be obtained from the line current ia.
さらに誘起電圧Emと磁極の角速度ωとは、以下に示す関係式を満たすので、誘起電圧Emから磁極の角速度ωを推定することができる。
Em=Ke・ω …(2)
Furthermore, since the induced voltage Em and the magnetic pole angular velocity ω satisfy the following relational expression, the magnetic pole angular velocity ω can be estimated from the induced voltage Em.
Em = Ke · ω (2)
なお、(2)式において、Emは誘起電圧を、ωは磁極の角速度を、Keは定数を表わす。また、(2)式によって求められる磁極の角速度ωを積分することによって磁極の角度位置を推定することができる。 In equation (2), Em represents the induced voltage, ω represents the angular velocity of the magnetic pole, and Ke represents a constant. Further, the angular position of the magnetic pole can be estimated by integrating the angular velocity ω of the magnetic pole obtained by the equation (2).
図7は、粗推定期間におけるスイッチング素子Trのオンオフ状態、誘起電圧Em、線間電圧Eaおよび線間電流iaの時間変化を示すタイミングチャートである。図7は、図6に示す場合に比べて誘起電圧Emが正の値VEmとなる。この場合、線間電流iaは、負の値となる。すなわちデッドタイムdwにおいて、電流は、連結経路46を第2方向に流れる。
FIG. 7 is a timing chart showing temporal changes in the on / off state of the switching element Tr, the induced voltage Em, the line voltage Ea, and the line current ia during the rough estimation period. In FIG. 7, the induced voltage Em becomes a positive value V Em compared to the case shown in FIG. 6. In this case, the line current ia becomes a negative value. That is, at the dead time dw, current flows in the second direction through the
この場合、各オン期間W11,W12における線間電圧Eaの値は、誘起電圧Emの正負が反転した値と等しくなる。したがって誘起電圧Emの値をVEmとすると、オン期間W11,W12の線間電圧Eaの値は、−VEMとなる。また各デッドタイムdw1,dw2における線間電圧Eaの値は、電源電圧Eの値VPNと、誘起電圧Emの正負が反転した値(−VEm)とを加算した値(VPN−VEm)となる。この場合のスイッチング素子Trと線間電流iaの状態とを表2に示す。表2において電流の増加とは、第2方向に流れる電流の増加を意味し、電流の減少とは、第2方向に流れる電流の減少を意味する。 In this case, the value of the line voltage Ea in each of the on periods W11 and W12 is equal to a value obtained by inverting the sign of the induced voltage Em. Therefore, when the value of the induced voltage Em is V Em , the value of the line voltage Ea in the on periods W11 and W12 is −V EM . The value of the line voltage Ea of each dead time dw1, dw2 includes a value V PN of the power supply voltage E, the value sign has been inverted induced voltage Em (-V Em) added value and (V PN -V Em ) Table 2 shows the switching element Tr and the state of the line current ia in this case. In Table 2, an increase in current means an increase in current flowing in the second direction, and a decrease in current means a decrease in current flowing in the second direction.
このように、誘起電圧Emの正負にかかわらずに、上述した(1)式および(2)式を用いることによって、線間電流iaから磁極の角速度ωを求めることができる。また線間電流iaがゼロの場合には、線間電圧Eaもゼロとなる。 Thus, regardless of whether the induced voltage Em is positive or negative, the angular velocity ω of the magnetic pole can be obtained from the line current ia by using the above-described equations (1) and (2). When the line current ia is zero, the line voltage Ea is also zero.
また本実施の形態では、誘起電圧Emが正の値VEmの場合には線間電流iaが負の値に維持され、誘起電圧Emが負の値(−VEm)の場合には線間電流iaが正の値に維持されるように、デッドタイムdwが設定されることによって、誘起電圧Emを容易にかつ精度よく求めることができる。 In the present embodiment, when the induced voltage Em is a positive value V Em , the line current ia is maintained at a negative value, and when the induced voltage Em is a negative value (−V Em ) By setting the dead time dw so that the current ia is maintained at a positive value, the induced voltage Em can be obtained easily and accurately.
図8は、デッドタイムdnが狭い場合におけるスイッチング素子Trのオンオフ状態、誘起電圧Em、線間電圧Eaおよび線間電流iaの時間変化を示すタイミングチャートである。比較例として図8に示すように、各デッドタイムdn1,dn2が狭い場合には、スイッチング素子がオン状態となる期間W1,W2が長くなるので、線間電流iaが大きくなる。この場合、線間電流Iaが、予め設定される許容電流の値Imaxを超えてしまうおそれがある。 FIG. 8 is a timing chart showing temporal changes in the on / off state of the switching element Tr, the induced voltage Em, the line voltage Ea, and the line current ia when the dead time dn is narrow. As a comparative example, as shown in FIG. 8, when the dead times dn1 and dn2 are narrow, the periods W1 and W2 in which the switching elements are turned on become longer, so the line current ia increases. In this case, the line current Ia may exceed a preset allowable current value Imax.
これに対して、本実施の形態では、図6、図7に示すように、デッドタイムdwを広くすることによって、磁極の角速度、ひいては誘起電圧Emの推定が正確でなくとも、線間電流iaが過電流になることを防ぐことができ、インバータ回路22および同期電動機21が損傷することを防ぐことができる。
On the other hand, in the present embodiment, as shown in FIGS. 6 and 7, by increasing the dead time dw, even if the estimation of the angular velocity of the magnetic pole and thus the induced voltage Em is not accurate, the line current ia Can be prevented from becoming overcurrent, and the
なお、粗推定期間を終えて通常推定期間に移行すると、精度良く磁極の角速度および角度位置を推定することができているので、誘起電圧Emに基づいたインバータ電圧を与えることができる。したがって通常推定期間において、デッドタイムdを狭くしても、線間電圧Eaが大きくなることを防ぐことができ、線間電流iaが過電流になることを防ぐことができる。また粗推定期間からの推定結果を利用することによって、通常推定期間での推定精度を高めて、その推定結果に基づいてインバータ回路22を制御することで、同期電動機21に与える電流が小さくても、同期電動機21が発生可能なトルクを大きくすることができる。すなわち同期電動機21のトルクを効率よく発生させることができる。またこのような効果は、インバータ回路の回路構成にかかわずに達成することができる。したがって図2に示す三相のブリッジ回路22であっても、同様の効果を得ることができる。またスイッチング素子Trのオンオフ状態は、他に選択が可能である。
When the rough estimation period ends and the routine proceeds to the normal estimation period, the angular velocity and the angular position of the magnetic pole can be estimated with high accuracy, and an inverter voltage based on the induced voltage Em can be applied. Therefore, even if the dead time d is reduced in the normal estimation period, the line voltage Ea can be prevented from increasing, and the line current ia can be prevented from becoming an overcurrent. Further, by using the estimation result from the rough estimation period, the estimation accuracy in the normal estimation period is improved, and the
図9は、第1実施形態の変形例での粗推定期間におけるスイッチング素子Trのオンオフ状態および線間電流iaの時間変化を示すタイミングチャートである。この変形例でも、スイッチング素子TrおよびダイオードDによる電圧効果がゼロであると仮定する。また1つのPWMキャリア周期W0の間における誘起電圧Emが一定であると仮定する。 FIG. 9 is a timing chart showing the on / off state of the switching element Tr and the temporal change of the line current ia in the rough estimation period in the modification of the first embodiment. Also in this modification, it is assumed that the voltage effect by the switching element Tr and the diode D is zero. Further, it is assumed that the induced voltage Em is constant during one PWM carrier period W0.
本実施の形態では、1つのPWMキャリア周期W0あたりにTr1U,Tr2Lがオン状態となり、かつTr1L,Tr2Uがオフ状態となる第1オン期間W21と、Tr1U,Tr2Lがオフ状態となり、かつTr1L,Tr2Uがオン状態となる第2オン期間W22との大きさが一致するようにゲート信号を調整する。すなわちインバータ回路22のPWM変調率をゼロに調整する。
In the present embodiment, the first on period W21 in which Tr 1U and Tr 2L are in the on state and Tr 1L and Tr 2U are in the off state per one PWM carrier cycle W0, and Tr 1U and Tr 2L are in the off state. And the gate signal is adjusted so that the magnitudes of the second ON period W22 during which Tr 1L and Tr 2U are in the ON state coincide with each other. That is, the PWM modulation rate of the
また第1オン期間W11が終了してから第2オン期間W12が開始するまでの期間である第1デッドタイムdw11と、第2オン期間W12が終了してから第1オン期間W11が開始するまでの期間である第2デッドタイムdw12との大きさが一致するようにゲート信号を調整する。 Also, a first dead time dw11, which is a period from the end of the first on-period W11 to the start of the second on-period W12, and a period from the end of the second on-period W12 to the start of the first on-period W11. The gate signal is adjusted so that the magnitude of the second dead time dw12, which is the period of time, coincides.
本実施の形態でも、粗推定期間のうちの定常状態において、誘起電圧Emが正の値の場合には線間電流iaが負の値に維持され、誘起電圧Emが負の値の場合には線間電流iaが正の値に維持されるように、デッドタイムdwが設定される。 Also in the present embodiment, in the steady state of the rough estimation period, when the induced voltage Em is a positive value, the line current ia is maintained at a negative value, and when the induced voltage Em is a negative value. The dead time dw is set so that the line current ia is maintained at a positive value.
図9(3)に示すように、誘起電圧Emが負の値(VEm<0)の場合、線間電流iaは、まず第1オン期間W11で、第1状態X11として線間電流iaが時間経過とともに増加する。次に第1デッドタイムdw21および第2オン期間w21で、第2状態X12として線間電流iaが時間経過とともに減少する。第2状態X12では、時間が経過するとともに、線間電流iaは、一定値に近づく。そして線間電流iaは、第1状態X11と第2状態X12とを順番に繰返し、正の値を維持する。ここで、線間電流iaの増加とは、第1方向に流れる電流の増加を意味し、電流の減少とは、第1方向に流れる電流の減少を意味する。 As shown in FIG. 9 (3), when the induced voltage Em is a negative value (V Em <0), the line current ia is first in the first on-period W11, and the line current ia is in the first state X11. Increase with time. Next, in the first dead time dw21 and the second ON period w21, the line current ia decreases as time passes as the second state X12. In the second state X12, as time elapses, the line current ia approaches a constant value. Then, the line current ia repeats the first state X11 and the second state X12 in order, and maintains a positive value. Here, the increase in the line current ia means an increase in the current flowing in the first direction, and the decrease in the current means a decrease in the current flowing in the first direction.
また図9(4)に示すように、誘起電圧Emが正の値(VEm>0)の場合、線間電流iaは、まず第1オン期間W11および第1デッドタイムdw11で、第1状態X21として線間電流iaが時間経過とともに減少する。第1状態X21では、時間が経過するとともに、線間電流iaは、一定値に近づく。次に第2オン期間w21で、第2状態X22として線間電流iaが時間経過とともに増加する。次に第2デッドタイムdw12で、第3状態X23として線間電流iaが時間経過とともに減少する。そして線間電流iaは、第1状態X21〜第3状態X23を順番に繰返し、負の値を維持する。ここで、線間電流iaの増加とは、第2方向に流れる電流の増加を意味し、電流の減少とは、第2方向に流れる電流の減少を意味する。 As shown in FIG. 9 (4), when the induced voltage Em is a positive value (V Em > 0), the line current ia is first in the first state during the first on-period W11 and the first dead time dw11. As X21, the line-to-line current ia decreases with time. In the first state X21, as time elapses, the line current ia approaches a constant value. Next, in the second on-period w21, the line current ia increases with time as the second state X22. Next, at the second dead time dw12, the line current ia decreases as time elapses as the third state X23. Then, the line current ia repeats the first state X21 to the third state X23 in order and maintains a negative value. Here, the increase in the line current ia means an increase in the current flowing in the second direction, and the decrease in the current means a decrease in the current flowing in the second direction.
このような変形例に示すスイッチング素子Trのオンオフ状態であっても、前述した方法と同様にして、線間電流iaから磁極の角速度ωを推定することができる。また通常推定期間に比べて、各デッドタイムdw11,dw12を広げることで、線間電流iaが過電流になることを防ぐことができ、インバータ回路22および同期電動機21が損傷することを防ぐことができる。
Even in the on / off state of the switching element Tr shown in such a modification, the angular velocity ω of the magnetic pole can be estimated from the line current ia in the same manner as described above. Further, by expanding each dead time dw11, dw12 as compared with the normal estimation period, it is possible to prevent the line current ia from becoming an overcurrent and to prevent the
また初期期間からの推定結果を利用することによって、通常推定期間での推定精度を高めることができ、同期電動機21に与える電流が小さくても、同期電動機21が発生可能なトルクを大きくすることができる。すなわち同期電動機21のトルクを効率よく発生させることができる。なお、図6〜図9では、電流の流れる方向が誘起電圧の正負に応じて一定に維持されるとしたがこれに限定されない。
Further, by using the estimation result from the initial period, it is possible to increase the estimation accuracy in the normal estimation period, and to increase the torque that can be generated by the
図10は、デッドタイムdと誘起電圧Emと線間電流iaとの関係を示すグラフである。インバータ回路22から同期電動機21に出力される平均出力電圧が予め定められる値である場合、デッドタイムdと誘起電圧Emと線間電流iaとは、相対関係がある。具体的には、デッドタイムdが一定の場合には、誘起電圧Emが大きくなるとともに線間電流iaが大きくなる。また誘起電圧Emが一定の場合には、デッドタイムdが広くなるとともに線間電流iaが小さくなる。
FIG. 10 is a graph showing the relationship among the dead time d, the induced voltage Em, and the line current ia. When the average output voltage output from the
したがってデッドタイムdを広くすることによって、線間電流iaを抑えることができるが、デッドタイムdを過度に広くすると誘起電圧Emの値が大きいときに線間電流iaを流すことができず、磁極の角速度を測定することができない。またデッドタイムdを狭くすると、誘起電圧Emの値が大きいときに線間電流iaが過電流となる。 Therefore, the line current ia can be suppressed by widening the dead time d. However, if the dead time d is excessively wide, the line current ia cannot flow when the induced voltage Em is large, and the magnetic pole The angular velocity cannot be measured. When the dead time d is narrowed, the line current ia becomes an overcurrent when the value of the induced voltage Em is large.
したがって誘起電圧Emの発生可能範囲が予め予想可能な場合には、その予想に基づいてデッドタイムdを決定することによって、線間電流iaが過電流となることを防いで、磁極の角速度を測定することができる。たとえば同期電動機21の発生誘起電圧範囲が既知である場合、その発生可能範囲において適切なデッドタイムdを粗推定期間におけるデッドタイムdwとしてもよい。また制御装置24は、フライング制御開始前の実測値または推測値から、粗推定時における誘起電圧Emの発生可能範囲を求められる場合、求めた発生可能範囲に基づいて、図10に示すような関係に従って、線間電流iaが過電流となることを防いで磁極の角速度を測定可能なデッドタイムdwを決定してもよい。
Therefore, when the possible range of the induced voltage Em can be predicted in advance, the dead time d is determined based on the prediction, thereby preventing the line current ia from becoming an overcurrent and measuring the angular velocity of the magnetic pole. can do. For example, when the generation induced voltage range of the
たとえば図10に示すような関係が成り立ち、線間電流iaの絶対値が30Aを超えると過電流となる場合、粗推定時における誘起電圧Emが52〜60Vの範囲で発生することが予想されると、制御装置24は、デッドタイムdを30μ秒(3×10−5秒)に設定する。これによって、線間電流iaの電流値を−30Aを超えて0A未満にすることができ、磁極の角速度を測定可能でかつ過電流となることを防ぐことができる。
For example, when the relationship shown in FIG. 10 is established and an overcurrent occurs when the absolute value of the line current ia exceeds 30 A, the induced voltage Em at the time of rough estimation is expected to be generated in the range of 52 to 60V. Then, the
また本発明の第1実施形態では、粗推定期間におけるデッドタイムdwが一定値であるとしたが、より確実に過電流を防ぐために、第2の実施形態として、粗推定期間におけるデッドタイムdwを可変とし、連結経路46から目的とする電流が流れるように、デッドタイムdwを変化させてもよい。以下に第2の実施形態について説明する。
In the first embodiment of the present invention, the dead time dw in the rough estimation period is a constant value. However, in order to prevent overcurrent more reliably, the dead time dw in the rough estimation period is set as the second embodiment. The dead time dw may be changed so that the target current flows from the
第2の実施形態では、粗推定期間におけるデッドタイムdwの初期値を、通常推定期間におけるデッドタイムdnよりも広く設定する。たとえばフィールドプログラマブルゲートアレイ(Field Programmable Gate Array、FPGA)を用いることによって、粗推定期間中にデッドタイムを変化させることができる。FPGAを用いてデッドタイムdを可変にすることによって、ハードウェアによるデットタイムdの変更を可能とすることができる。これによってソフトウェアによってデッドタイムを変更する場合に比べて、制御装置24の安定性を向上することができる。
In the second embodiment, the initial value of the dead time dw in the rough estimation period is set wider than the dead time dn in the normal estimation period. For example, by using a field programmable gate array (FPGA), the dead time can be changed during the rough estimation period. By making the dead time d variable using an FPGA, it is possible to change the dead time d by hardware. As a result, the stability of the
図11は、デッドタイムdを可変とした場合を説明するためのグラフである。インバータ回路22から同期電動機21に出力される平均出力電圧が予め定められる値である場合、デッドタイムdと誘起電圧Emと線間電流iaとは、相関関係がある。具体的には、線間電流iaの電流値が予め定める値となるときに、デッドタイムdと誘起電圧Emとが比例関係となる。
FIG. 11 is a graph for explaining the case where the dead time d is variable. When the average output voltage output from the
図11に示すように線間電流iaの電流値がゼロとなる場合には、誘起電圧をEmとし、デッドタイムをdとすると、以下に示す関係式を満たす。
Em=K1・d …(3)
As shown in FIG. 11, when the current value of the line current ia becomes zero, the following relational expression is satisfied, where the induced voltage is Em and the dead time is d.
Em = K 1 · d (3)
なお、(3)式において、K1は、予め定められる定数であり、図11では、1.7×106[V/秒]に設定される。これによってある任意の時点での誘起電圧Emが、その時点のデッドタイムdのK1倍よりも大きければ線間電流iaが流れ、デッドタイムdのK1倍よりも小さければ線間電流iaが流れない。 In the equation (3), K 1 is a predetermined constant, and is set to 1.7 × 10 6 [V / sec] in FIG. As a result, if the induced voltage Em at any given time is larger than K 1 times the dead time d at that time, the line current ia flows. If the induced voltage Em is smaller than K 1 times the dead time d, the line current ia becomes smaller. Not flowing.
線間電流iaが流れないと測定することができないので、粗推定期間では、過電流となることがない線間電流iaが流れるようにした状態で、粗推定を行う。本実施の形態では、線間電流iaの電流値が予め定める設定電流値となるようにして粗推定を行う。図11に示すように線間電流iaの電流値が設定電流値となる場合には、以下に示す関係を満たす。
Em=K1・d+K2 …(4)
Since it cannot be measured if the line current ia does not flow, during the rough estimation period, the rough estimation is performed with the line current ia that does not become an overcurrent flowing. In the present embodiment, rough estimation is performed so that the current value of the line current ia becomes a predetermined set current value. As shown in FIG. 11, when the current value of the line current ia becomes the set current value, the following relationship is satisfied.
Em = K 1 · d + K 2 (4)
なお、(4)式において、K2は、予め定められる定数である。図11において設定電流値が−30Aである場合には、K2は、10[V]に設定される。 Note that in (4), K 2 is a constant determined in advance. Set current value in FIG. 11 when it is -30A, the K 2 is set to 10 [V].
本実施の形態では、粗推定期間の最初の期間におけるデッドタイムを初期デッドタイムd0として設定し、初期デッドタイムd0から予め定める設定電流値の線間電流iaが流れるまで、デッドタイムdを徐々に狭くする。なお、初期デッドタイムd0は、想定される最大の誘起電圧Emが発生しても過電流が発生せず、PWM周期の1/2以下に設定され、たとえば5×10−5秒(50μ秒)として設定される。また、初期デッドタイムd0は、少なくとも通常推定期間におけるデッドタイムdwよりは広く設定される。また、設定電流値は、0を超えて許容電流値範囲内に設定され、たとえば絶対値として30Aとして設定される。 In the present embodiment, the dead time in the first period of the rough estimation period is set as the initial dead time d0, and the dead time d is gradually increased from the initial dead time d0 until the line current ia having a predetermined set current value flows. Narrow. Note that the initial dead time d0 is set to 1/2 or less of the PWM period without generating an overcurrent even when the assumed maximum induced voltage Em is generated, for example, 5 × 10 −5 seconds (50 μsec). Set as The initial dead time d0 is set wider than at least the dead time dw in the normal estimation period. Further, the set current value exceeds 0 and falls within the allowable current value range, and is set to, for example, 30A as an absolute value.
実際の誘起電圧Emが50Vである場合、図11に示すように、デッドタイムdを初期デッドタイムd0となる5×10−5秒から徐々に狭くし、約2.9×10−5秒まで狭くすると電流が流れはじめ、約2.3×10−5秒となると線間電流iaの電流値が−30Aとなる。このようにして線間電流iaの電流値が−30Aとなる時のデッドタイムが求まると、(4)式に、そのデッドタイムdを代入することで、誘起電圧Emが50Vであると推定することができる。また推定した誘起電圧Emに基づいて、磁極の角速度と角度位置とを求めることができる。 When the actual induced voltage Em is 50V, as shown in FIG. 11, the dead time d is gradually narrowed from 5 × 10 −5 seconds, which is the initial dead time d0, to about 2.9 × 10 −5 seconds. When it is narrowed, a current starts to flow, and when it becomes about 2.3 × 10 −5 seconds, the current value of the line current ia becomes −30A. When the dead time when the current value of the line-to-line current ia is −30 A is obtained in this way, the induced voltage Em is estimated to be 50 V by substituting the dead time d into the equation (4). be able to. Further, the angular velocity and the angular position of the magnetic pole can be obtained based on the estimated induced voltage Em.
なお、誘起電圧Emが正の場合について説明したが、誘起電圧Emが負の場合についてのグラフは、図11のグラフをY軸に線対称に配置したグラフとなり、以下に示す関係を満たす。
−Em=−K1・d−K2 …(5)
Although the case where the induced voltage Em is positive has been described, the graph when the induced voltage Em is negative is a graph in which the graph of FIG. 11 is arranged symmetrically with respect to the Y axis, and satisfies the relationship shown below.
−Em = −K 1 · d−K 2 (5)
本実施の形態では、粗推定期間においてデッドタイムを徐々に変化させるにあたって、制御装置24が、線間電流iaの電流値に基づいて、デッドタイムdを能動的に変化させる。そして設定される線間電流iaの電流値に達したあとでは、デッドタイムが一定となるように調整する。制御装置24は、デッドタイムが一定となるように調整して所定期間経過すると、そのときに推定される磁極の角速度および角度位置の精度が高いことを判断して、通常推定期間に移行してもよい。
In the present embodiment, when the dead time is gradually changed in the rough estimation period, the
図12は、本発明の第2実施形態の制御装置24の粗推定期間における制御ブロック構成を示すブロック図である。図12に示す本実施の形態では、粗推定期間においてデッドタイムdを能動的に変化させる。その他の構成については、第1実施形態の制御装置24と同様であるので、同様である構成については説明を省略する。
FIG. 12 is a block diagram illustrating a control block configuration in the rough estimation period of the
制御装置24は、2つの電流センサ28a,28bからそれぞれ与えられる線間電流iaから、磁極と同じ速度で回転する回転座標系上の磁極が発生する磁束に平行なd軸電流と、これより(π/2)位相が進んだq軸電流とに変換する。そして制御装置24は、粗推定期間において、q軸電流に基づいて、デッドタイムを操作する。なお、q軸電流は、電流センサによる実効値を用いることもある。
The
具体的には、制御装置24は、実際に測定された電流から求められるq軸電流実測値Iδrを入力値とし、予め定めるq軸電流指令値Iδを目標値とする。またq軸電流指令値Iγrは、線間電流iaの設定電流値となる−30Aに設定される。また初期デッドタイムd0も予め定められる値が設定される。
Specifically, the
制御装置24は、インバータ回路を制御するための制御部70として、第1減算器60と、第1演算器61と、第1加算器62とを有する。第1減算器60は、q軸電流指令値Iδと、q軸電流実測値Iδrとを取得して、q軸電流指令値Iδからq軸電流実測値Iδrを減算し、その演算結果を第1演算器61に与える。第1演算器61は、第1減算器60の演算結果を予め定める演算式に従って演算処理し、デッドタイムを変化させるための操作量を演算する。本実施の形態では、第1演算器61は、第1減算器60の演算結果に予め定める比例ゲインKqpを乗算した比例値と、第1減算器60の演算結果を積分した積分値に予め定める積分ゲインKqiを乗算した積分値とを求める。
The
第1加算器62は、初期デッドタイムd0と、第1演算器61で演算された比例値と積分値とを取得して、それらを加算し、その演算結果を新たなデッドタイムとして設定する。そして設定したデッドタイムとなるようにゲート信号をインバータ回路22に与えて、インバータ回路22を制御する。
The
これによってq軸電流指令値Iδとq軸電流実測値Iδrとが一致しないと、デッドタイムを変化させ、時間経過とともにq軸電流実測値Iδrをq軸電流指令値Iδに一致させることができるデッドタイムにすることができる。なお、第1演算器61で積分演算を含ませることで、q軸電流実測値Iδrとq軸電流指令値Iδとの間に定常偏差が生じることを防いで、より正確にq軸電流指令値Iδとq軸電流実測値Iδrとを一致させることができるデッドタイムを演算することができる。
If this by the q-axis current command value I [delta] and q-axis current actual measurement value I [delta] r do not match, changing the dead time, to match the q-axis current actual measurement value I [delta] r in the q-axis current command value I [delta] over time Can be dead time. In addition, by including the integral calculation in the
図11に示したように、q軸電流指令値Iδの電流が流れるときのデッドタイムを求めることで、誘起電圧Emを求めることができる。制御装置24は、磁極の角速度と角度位置とを推定するための推定部71として、スケール変換器67と、第2減算器64と、第2演算器65と、第2加算器66と、積分器68とを有する。
As shown in FIG. 11, the induced voltage Em can be obtained by obtaining the dead time when the current of the q-axis current command value Iδ flows. The
スケール変換器67は、制御部70によって演算されるデッドタイムを取得し、取得したデッドタイムに、予め定めるスケール変換係数Kwtを乗算する。このスケール変換係数Kwtは、デッドタイムから磁極の角速度を演算するための係数であり、上述した(4)式または(5)式と、(2)式とに基づいて、求めることができる。スケール変換部67は、演算結果を、磁極の角速度推定値として出力する。
The
第2減算器64は、d軸電流指令値Iγと、d軸電流実測値Iγrとを取得して、d軸電流指令値Iγからd軸電流実測値Iγrを減算し、その演算結果を第2演算器65に与える。たとえばd軸電流指令値Iγは、0Aに設定される。第2演算器65は、第2減算器64の演算結果を予め定める演算式に従って演算処理し、磁極の角度を推定するための演算量を演算する。本実施の形態では、第2演算器65は、第2減算器64の演算結果に予め定める比例ゲインKdpを乗算した比例値と、第2減算器64の演算結果を積分した積分値に予め定める積分ゲインKdiを乗算した積分値と、を加算した演算結果を第2加算器66に与える。
積分器68は、スケール変換部67から与えられる磁極の角速度推定値を取得し、その推定値を積分し、第2加算器66に与える。第2加算器66は、第2演算器65から与えられる演算結果と、積分器68から与えられる演算結果とを加算し、磁極の角度推定値として出力する。
The
このようにして、制御装置24は、粗推定期間における磁極の角速度と角度位置とを推定することができる。なお、上述した制御部70および推定部71の各ブロックによる動作は、ハードウェア的に実現してもソフトウェア的に実現してもよい。ソフトウェア的に実現する場合、制御装置24が図12のブロック図に相当する制御プログラムを実行することによって各ブロックに相当する動作が実現される。また、上述したブロック構成は、実施の形態の一例である。したがって各演算器の一部が異なったり、加算器および減算器の加減算が異なったりしても、本実施の形態に含まれる。
In this way, the
図13は、制御装置24の通常推定期間における制御ブロック構成を示すブロック図である。制御装置24は、粗推定期間と通常推定期間とで推定方法を異ならせる。通常推定期間においては、デッドタイムdnを予め定められる値に固定する。なお、通常推定期間における磁極の角速度と角度の推定と、インバータ回路22の制御については、周知の推定方法および制御方法を用いることができる。
FIG. 13 is a block diagram illustrating a control block configuration in the normal estimation period of the
本実施の形態では、制御装置24は、磁極の角速度と角度位置を推定するための推定部72と、インバータ回路22を制御するための制御部73とを有する。推定部72は、d軸電流実測値Iγrとq軸電流実測値Iδrとを演算するdq変換器80と、同期電動機21のモデルを表わすモデル演算式を有するモデル器81と、第3減算器83と、モデル器81の出力に基づいて磁極の角速度、角度位置、誘起電圧を推定する推定アルゴリズムを有する推定器82とを含む。
In the present embodiment, the
dq変換器80は、電流センサから与えられる電流値Iu,Ivと、推定部82によって推定される磁極の角度位置θmとに基づいて、d軸電流実測値Iγrとq軸電流実測値Iδrとを演算し、演算結果をモデル器81に与える。
Based on the current values Iu and Iv given from the current sensor and the angular position θm of the magnetic pole estimated by the
モデル器81は、dq変換器80からd軸電流実測値Iγrとq軸電流実測値Iδrとが与えられるとともに、制御部73からd軸電圧操作値Vγとq軸電圧操作値Vδとが与えられる。また推定器82によって推定された誘起電圧Emが与えられる。
モデル器81は、与えられたそれらの情報をモデル演算式に代入してモデル演算式を解く。そして同期電動機21に流れるであろう電流値である、d軸モデル実電流値IMγとq軸モデル実電流値IMδとを演算し、演算結果を第3減算器83に与える。第3減算器83は、モデル器81からd軸モデル実電流値IMγとq軸モデル実電流値IMδとが与えられるとともに、dq変換器80からd軸電流実測値Iγrとq軸電流実測値Iδrとが与えられ、それらの偏差を演算する。具体的には、d軸電流実測値Iγrからd軸モデル実電流値IMγを減算して、d軸電流誤差ΔIγを求め、q軸電流実測値Iδrからq軸モデル実電流値IMδを減算して、q軸電流誤差ΔIδを求める。第3減算器83は、演算結果を推定器82に与える。
The
推定器82は、第3減算器83から各電流誤差ΔIγ,ΔIδが与えられ、各電流誤差ΔIγ,ΔIδと、予め定められる推定アルゴリズムとに基づいて、誘起電圧Emと、磁極の角度位置θmと、磁極の角速度ωmとを推定する。推定器82は、推定した誘起電圧Emをモデル器81に与える。また推定した磁極の角度位置θmを、dq変換器80と、逆dq変換器87とに与える。また推定した磁極の角速度ωmを制御部73に与える。
The
制御部73は、第4減算器84と、速度制御器85と、電流制御器86と、逆dq変換器87と、PWMパルス発生器88とを有する。第4減算器84は、予め設定される速度指令値ωrと推定角速度ωmとを取得する。そして、速度指令値ωrから推定角速度ωmを減算し、演算結果を速度制御器85に与える。速度制御器85は、第4減算器84から与えられる演算結果に基づいて、q軸電流指令値Iδを演算し、電流制御器86に演算結果を与える。
The control unit 73 includes a
電流制御器86は、速度制御器85から与えられたq軸電流指令値Iδが与えられるとともに、トルクおよび速度などに応じて設定されるd軸電流指令値Iγが与えられる。そしてこれらの情報から、d軸電圧操作値Vγとq軸電圧操作値Vδを演算する。そして演算結果をモデル器81と逆dp変換器87とに与える。逆dp変換器87は、与えられる各電圧操作値Vγ,Vδを、3相の電圧操作値に変換し、PWMパルス発生器88に与える。PWMパルス発生器88は、逆変換器87から与えられた3相の電圧操作値を、パルス幅変調し、ゲート信号としてPWMインバータ回路22に与える。
The
このように通常推定期間において、制御装置24が、速度指令ωrに基づくことによって、同期電動機21の回転子を所定の回転速度で回転させることができる。また制御装置24は、d軸電流指令値Iγに基づいて電流制御を行うことで、d軸成分の電流を同期電動機21に与えることができる。これによって弱め界磁制御を行うことができる。すなわち回転子が高速回転することに起因して誘起電圧Emが増大した場合に、同期電動機21の発生トルクの低下を抑えることができる。なお、本実施形態では、磁極の角速度および角度を推定する推定部72、いわゆるオブザーバを有する。したがってエンコーダおよびレゾルバなどの磁極の角速度を測定するセンサを必要としない。これによって電動機駆動制御システム20を安価に構成することができるとともに、構造を簡単化することができ、メンテナンス性を向上することができる。
Thus, in the normal estimation period, the
また、粗推定期間から通常推定期間に移行するときに、粗推定期間で推定された磁極の角速度および角度位置を、通常推定期間における推定値の初期値とする。具体的には、速度制御器85に与えられる推定角速度ωm、dq変換器80および逆dq変換器87に与えられる推定角度θm、モデル器81に与えられる誘起電圧Emに与えられる。また推定部72および制御部73の有する複数の積分器のうちのいくつかに、初期値として適切に与えられる。
Further, when shifting from the rough estimation period to the normal estimation period, the angular velocity and the angular position of the magnetic pole estimated in the rough estimation period are set as initial values of the estimated values in the normal estimation period. Specifically, it is given to the estimated angular velocity ωm given to the
図14は、制御装置24の動作を示すフローチャートである。制御装置24は、ステップs0では、電圧センサ29などから電源が投入されたことを判断すると、ステップs1に進み、PWMインバータ回路22の制御動作を開始する。
FIG. 14 is a flowchart showing the operation of the
ステップs1では、制御装置24を初期化し、ステップs2に進む。ステップs2では、上述した粗推定期間における推定方法で磁極の角速度と角度位置との推定を開始する。具体的には、デッドタイムを初期デッドタイムから徐々に狭めながら、線間電流iaの電流値を設定電流iaとなるように調整し、ステップs3に進む。
In step s1, the
ステップs3では、線間電流iaが設定電流値に調整されて、デッドタイムdが一定となったことを判断すると、そのときの磁極の角速度と角度位置と誘起電圧とを記憶し、ステップs4に進む。ステップs4では、ステップs3で記憶した磁極の角速度と角度位置と誘起電圧とを、通常推定期間の開始時における推定値の初期値として代入する。そして通常推定期間における推定方法で磁極の角速度と角度位置とを推定しながら、予め設定される速度で磁極が角変位するように、PWMインバータ回路22にゲート信号を与える。そして終了指令が与えられると、ステップs5に進み、動作を終了する。
In step s3, when it is determined that the line current ia is adjusted to the set current value and the dead time d is constant, the angular velocity, angular position, and induced voltage of the magnetic pole at that time are stored, and in step s4 move on. In step s4, the magnetic pole angular velocity, angular position, and induced voltage stored in step s3 are substituted as the initial value of the estimated value at the start of the normal estimation period. Then, while estimating the angular velocity and the angular position of the magnetic pole by the estimation method in the normal estimation period, a gate signal is given to the
図15は、デッドタイムd、磁極の角速度ω、磁極の角度位置θ、線間電流iaの時間変化を示すタイミングチャートである。まず推定が開始されると、粗推定期間となり、次に通常推定期間となる。 FIG. 15 is a timing chart showing time variations of the dead time d, the magnetic pole angular velocity ω, the magnetic pole angular position θ, and the line current ia. When estimation is first started, a rough estimation period is set, and then a normal estimation period is set.
制御開始時には、デッドタイムは、初期デッドタイムd0であり、時間経過とともに狭くなり、誘起電圧Emに依存する一定値に調整される。線間電流iaは、初期デッドタイムが広い値に設定されるので、電流値がゼロまたは非常に小さい状態から始まる。そして時間が経過して、ある程度デッドタイムが狭くなってから電流が流れ始める。電流が流れたあとは、時間経過とともに電流値の絶対値が増加する。磁極の角速度および角度位置の推定は、デッドタイムの変化とともに変化する。 At the start of control, the dead time is the initial dead time d0, which is narrowed with time and is adjusted to a constant value depending on the induced voltage Em. The line current ia starts from a state where the current value is zero or very small because the initial dead time is set to a wide value. Then, after a lapse of time, the current starts to flow after the dead time becomes narrow to some extent. After the current flows, the absolute value of the current value increases with time. The estimation of the angular velocity and the angular position of the magnetic pole changes as the dead time changes.
線間電流iaの電流値が予め定める設定電流値に達すると、磁極の角速度および角度位置の推定が精度良く行われたことになる。デッドタイムは、線間電流iaの電流値が予め定める設定電流値に達したあとは、一定値となる。デッドタイムが予め定める時間一定であることを制御装置24が判断すると、通常推定期間に移行する。
When the current value of the line current ia reaches a predetermined set current value, the angular velocity and the angular position of the magnetic pole are accurately estimated. The dead time becomes a constant value after the current value of the line current ia reaches a predetermined set current value. When the
通常推定期間に移行すると、デッドタイムを通常推定期間におけるデッドタイムに調整する。また粗推定期間で推定した磁極の角速度および角度位置を初期値として、通常推定期間の推定を開始する。また同期電動機の制御に起因して線間電流iaの大きさを変化させる。 When the normal estimation period starts, the dead time is adjusted to the dead time in the normal estimation period. Also, estimation of the normal estimation period is started with the angular velocity and angular position of the magnetic pole estimated in the rough estimation period as initial values. Further, the magnitude of the line current ia is changed due to the control of the synchronous motor.
以上のように、第2の実施形態によれば、通常推定期間におけるデッドタイムdnよりも、粗推定期間におけるデッドタイムdwを広くする。これによって推定開始の初期期間において、インバータ回路22から同期電動機21に流れる電流を少なくすることができる。これによってインバータ回路22の推定を開始した初期期間において、磁極の角速度および角度位置の推定精度が低い場合であって、インバータ回路22の出力電圧と同期電動機によって発生する誘起電圧との位相がずれている場合、誘起電圧が大きい場合でも、インバータ回路22から同期電動機21に流れる電流が過電流となることを防ぐことができる。また通常推定期間では、粗推定期間において推定された磁極の角速度および角度位置を、通常推定期間における推定に関する初期値として代入することで、推定精度が高くなっているので、デッドタイムを狭めて同期電動機21に流れる電流を大きくしても、インバータ回路22および同期電動機21に流れる電流が、過電流となることを防ぐことができる。これによって通常推定期間においてセンサレス制御を開始しても、同期電動機21をショックレスにかつ滑らかに回転させることができる。また粗推定期間からの推定結果を利用することによって、通常推定期間での推定精度を高めることができ、同期電動機21に与える電流が小さくても、同期電動機21が発生可能なトルクを大きくすることができる。すなわち同期電動機21のトルクを効率よく発生させることができる。
As described above, according to the second embodiment, the dead time dw in the rough estimation period is made wider than the dead time dn in the normal estimation period. As a result, the current flowing from the
このように本実施形態によれば、磁極の角度位置を測定するためのセンサを用いる必要がないので、電動機駆動制御システム20の構造を簡単化することができ、大幅なコストダウンが見込めるとともに、メンテナンス性を向上することができる。また、同期電動機が用いられる環境条件として、粉塵、振動、温度などの条件が厳しく、センサを用いることができない場合でも、センサレスで同期電動機を制御可能とすることができる。
Thus, according to the present embodiment, since it is not necessary to use a sensor for measuring the angular position of the magnetic pole, the structure of the electric motor
また推定を開始した初期期間における推定精度が低くても、過電流となることを防ぐことができるので、インバータ回路22および同期電動機21に過大な負荷がかかることをなくすことができ、それらが損傷することを防いで、電動機駆動制御システム20の寿命を延ばすことができる。また回転子が停止するまで待たずに、インバータ回路22の制御を開始することができるので、時間的ロスをなくすことができる。またデッドタイムを変化させることによって、能動的に電流を絞ることができ、制御装置24によって設定される推定方法、フィードバック周期などの影響にかかわらずに、確実に過電流を防ぐことができる。これによって広い範囲で本実施形態を適用することができる。
In addition, even if the estimation accuracy in the initial period when the estimation is started is low, it is possible to prevent an overcurrent, so that an excessive load is not applied to the
また粗推定期間と通常推定期間とでは、デッドタイムが異なることで、インバータ回路22から流れる電流も異なる。本実施形態では、図12および図13に示すように、通常推定期間と粗推定期間とで、推定部の推定方法を異ならせることによって、粗推定期間および通常推定期間での電流値から、磁極の角速度および角度位置をそれぞれ精度良く推定することができ、推定精度を向上することができる。具体的には、粗推定期間と通常推定期間とで推定に用いるインバータ回路22のモデルを変更することによって、推定精度を向上することができる。また、図12および図13に示す制御装置24の制御ブロック構成を模式的に示すものであって、制御装置24の一部を示すものである。したがって制御装置24は、図12および図13の構成が全てではなく、他の構成を有していてもよい。たとえば図12および図13に示す制御ブロックは、制御装置24のうちの記憶手段に記憶される動作プログラムを制御装置24のうちの演算手段が実行することによってそれぞれ実現することができる。
In addition, the current flowing from the
図6に示すように本発明の第1実施形態として、通常推定期間のデッドタイムよりも、粗推定期間においてデッドタイムを広くした固定のデッドタイムを用いたときに、測定される電流値に基づいて誘起電圧を推定してもよい。しかしながら、粗推定期間においてデッドタイムが一定の場合には、誘起電圧Emが大きければ過電流となり、誘起電圧Emが小さければ電流が流れないおそれがある。 As shown in FIG. 6, the first embodiment of the present invention is based on the current value measured when a fixed dead time is used in which the dead time is widened in the rough estimation period rather than the dead time in the normal estimation period. Thus, the induced voltage may be estimated. However, when the dead time is constant in the rough estimation period, there is a possibility that an overcurrent occurs if the induced voltage Em is large, and no current flows if the induced voltage Em is small.
これに対して本発明の第2実施形態では、粗推定期間においてデッドタイムを、初期デッドタイムd0から徐々に狭める。この場合、電流値が徐々に変化し設定電流値に達する。これによって過電流となる前に、磁極の角速度および角度位置を推定可能となるような電流値の電流を流すことができ、過電流とならずに、確実に推定を行うことができる。また、デッドタイムを操作量とすることによって、設定電流値に達するデッドタイムを短時間で設定することができ、粗推定期間を短縮することができる。これによって通常推定期間に素早く移行することができる。 In contrast, in the second embodiment of the present invention, the dead time is gradually narrowed from the initial dead time d0 in the rough estimation period. In this case, the current value gradually changes and reaches the set current value. As a result, a current having a current value that allows estimation of the angular velocity and the angular position of the magnetic pole can be passed before an overcurrent occurs, and the estimation can be performed reliably without an overcurrent. Further, by setting the dead time as the manipulated variable, the dead time reaching the set current value can be set in a short time, and the rough estimation period can be shortened. Thereby, it is possible to quickly shift to the normal estimation period.
また図11に示すように、本実施形態では、インバータ回路22の出力平均電圧をゼロとした状態で、予め定める設定電流値が流れた場合のデッドタイムに基づいて誘起電圧を推定する。そして、図12に示すブロック構成に従い、誘起電圧Emから磁極の角速度および角度位置を推定する。これによってデッドタイムの変化にかかわらず、磁極の角速度および角度位置を容易に推定することができる。また、電流実測値を電流指令値となるようにデッドタイムを制御することで、インバータ回路22から同期電動機に流れる電流値が指令値を超えることを防ぎ、過電流を確実に抑えることができる。
As shown in FIG. 11, in the present embodiment, the induced voltage is estimated based on the dead time when a predetermined set current value flows in a state where the output average voltage of the
このような本実施の形態の電動機駆動制御システム20は、同期電動機の回転子が高速で回転する分野に好適に適用することができ、たとえば電車車両に搭載される空調換気装置に好適に適用することができ、車両がセクション通過して電力が再供給された場合に、負荷なく、素早く同期電動機の制御を再開することができる。
Such an electric motor
図16は、制御装置24の他の動作を示すフローチャートである。制御装置24は、推定開始時の磁極の角速度が、予め定める始動速度以下の場合には、始動速度に達するように、同期電動機を始動制御する場合がある。この場合は、ステップs10〜ステップs13において、図14に示すステップs0〜ステップs3と同様の動作を行い、ステップs13で粗推定が完了したことを判断すると、ステップs14に進む。ステップs14では、制御装置24は、推定した磁極の角速度が、予め定める始動速度以上であるか否かを判断する。制御装置24が、推定した磁極の角速度が始動速度未満であると判断した場合には、ステップs15に進む。また推定した磁極の角速度が始動速度以上であると判断すると、ステップs16に進む。
FIG. 16 is a flowchart showing another operation of the
ステップs15では、予め定められる始動シーケンスに従って、インバータ装置22を制御して同期電動機を回転させ、ステップs16に進む。ステップs16においても、ステップs13で推定した磁極の角速度、角度位置、誘起電圧を、始動シーケンスにおける初期値として代入する。そして磁極の角速度が、始動速度以上となると、そのときの磁極の角速度と角度位置と誘起電圧とを記憶し、ステップs16に進む。
In step s15, according to a predetermined startup sequence, the
ステップs16では、その前のステップで記憶した磁極の角速度と角度位置と誘起電圧とを、通常推定期間の開始時における推定値の初期値として代入する。そして通常推定期間における推定方法で磁極の角速度と角度位置とを推定しながら、予め設定される速度で磁極が角変位するように、PWMインバータ22にゲート信号を与える。そして終了指令が与えられると、ステップs17に進み、動作を終了する。
In step s16, the angular velocity, angular position, and induced voltage of the magnetic pole stored in the previous step are substituted as the initial value of the estimated value at the start of the normal estimation period. Then, a gate signal is given to the
このような動作を行う場合であっても、上述と同様の効果を得ることができる。また粗推定期間における推定値を初期値として、始動シーケンスを行うことで、始動シーケンス動作時においても、過電流が生じることを抑えることができる。また始動時において、同期電動機21をショックレスにかつ滑らかに回転させることができる。始動シーケンスとして、たとえば所定速度に達するまで、インバータの出力電圧、周波数を一定とする方法がある。
Even when such an operation is performed, the same effect as described above can be obtained. Further, by performing the start sequence using the estimated value in the rough estimation period as an initial value, it is possible to suppress the occurrence of overcurrent even during the start sequence operation. In addition, at the time of starting, the
図17は、本発明の第3実施形態における制御装置24の粗推定期間における制御ブロック構成を示すブロック図である。第3実施形態は、第2実施形態の構成と類似する構成を有する。第3の実施形態のうち、第2実施形態の構成に相当する構成については、説明を省略し、同様の参照符号を付する。第2の実施形態では、q電流実測値Iδrに従ってデッドタイムを変化させたが、第3の実施形態では、デッドタイムは、q電流実測値Iδrにかかわらず、初期デッドタイムd0から時間経過とともに狭くなるように設定する。したがってデッドタイムdの変化は、時間の関数f(t)によって決定される。また粗推定期間におけるデッドタイムdnを時間とともに狭くさせて、粗推定期間におけるデッドタイムが通常推定期間におけるデッドタイムdwと等しくなると、デッドタイムの変化を停止させる。
FIG. 17 is a block diagram showing a control block configuration in the rough estimation period of the
制御装置24の制御部70は、インバータ回路22の推定を開始してから予め定める条件が成立するまでの粗推定期間と、推定を開始してから予め定める条件が成立した後の通常推定期間とを判断する。
The
制御部70は、インバータ回路22の推定を開始したときの初期デッドタイムd0が、通常推定期間におけるデッドタイムdnよりも広くする。そして粗推定期間における時間経過とともにデッドタイムdwが狭くなるように変化させる。なお、本実施形態では、制御部は、粗推定期間の終了直前におけるデッドタイムdwを、通常推定期間のデッドタイムdnとほぼ等しくする。
The
また制御部70は、q軸電流実測値Iδrに基づいて、インバータ回路22のPWM変調率を変化させる。推定部71は、制御部70から出力されるPWM変調率に基づいて、磁極の角速度を推定する。また推定した磁極の角速度とd軸電流実測値Iγrとに基づいて、磁極の角度位置を推定する。たとえば通常推定期間のデッドタイムdwに到達したときの、PWM変調率と誘起電圧との関係式を既に取得しており、この関係式に変調率を代入することで誘起電圧を推定する。
具体的には、制御装置24は、第2の実施形態と同様に、第1減算器60と、第1演算器61と、第1加算器62とを有する。第2の実施形態と異なるのは、第1演算器61がインバータ回路22のPWM電圧変調率およびインバータ周波数を変化させるための操作量を演算することである。また第1加算器62は、第1減算器60の演算結果に予め定める比例ゲインKqpを乗算した比例値と、第1減算器60の演算結果を積分した積分値に予め定める積分ゲインKqiを乗算した積分値とを求める。
Specifically, the
第1加算器62は、第1演算器61で演算された比例値と積分値とを取得して、それらを加算し、その演算結果を新たなPWM変調率として設定する。そして制御装置24は、演算したデッドタイムおよびPWM変調率となるように、インバータ回路22を制御する。なお変調率は、大略的に誘起電圧Emに依存した値となるので、変調率から磁極の角速度および角度位置とを求めることができる。制御装置24は、第2の実施形態と同様に、推定部71として、スケール変換器67と、第2減算器64と、第2演算器65と、第2加算器66と、積分器68とを有する。
The
スケール変換器67が、制御部70によって演算されるPWM変調率を取得し、取得したPWM変調率に予め定めるスケール変換係数KWVを乗算する。このスケール変換係数は、変調率から磁極の角速度を演算するための係数である。スケール変換部67は、演算結果を、磁極の角速度推定値として出力する。なお、第2減算器64と、第2演算器65と、第2加算器66と、積分器68とについては、第2の実施形態と同様であるので説明を省略する。また本実施の形態では、PWM変調率を変化させて、q軸電流実測値Iδrをq軸電流指令値Iδに近づけ、そのときのPWM変調率に基づいて誘起電圧Emを求めた。このほか、PWM変調率以外のパラメータを変更させて、q軸電流指令値Iδに達したときのパラメータ値に基づいて誘起電圧Emを求めることができる。このパラメータは、線間電流iaが予め定める設定電流値において、誘起電圧Emと一対一で対応するパラメータであり、制御装置24によって制御可能なパラメータとなる。
The
図18は、デッドタイムd、磁極の角速度ω、磁極の角度位置θ、線間電流iaの時間変化を示すタイミングチャートである。まず制御動作が開始されると、粗推定期間となり、次に通常推定期間となる。 FIG. 18 is a timing chart showing temporal changes of the dead time d, the magnetic pole angular velocity ω, the magnetic pole angular position θ, and the line current ia. First, when the control operation is started, it becomes a rough estimation period and then a normal estimation period.
制御開始時には、デッドタイムは、初期デッドタイムd0であり、時間経過とともに狭くなり、通常推定期間のデッドタイムdnと同じになるとその変化を停止する。線間電流iaは、初期デッドタイムd0が広く設定されるので、電流値がゼロまたは非常に小さい状態から始まる。そして時間が経過して、ある程度デッドタイムが狭くなると、電流が流れ始める。そして電流実測値が予め定める電流指令値に収束するように、PWM電圧変調率と、インバータ周波数と、推定角度とが調整される。たとえば図18では、電流指令値はゼロに設定される。磁極の角速度および角度位置の推定は、PWM変調率の変化とともに変化する。 At the start of control, the dead time is the initial dead time d0, which becomes narrower as time elapses, and stops changing when it becomes equal to the dead time dn of the normal estimation period. Since the initial dead time d0 is set wide, the line current ia starts from a state where the current value is zero or very small. And when time passes and a dead time becomes narrow to some extent, an electric current will begin to flow. Then, the PWM voltage modulation rate, the inverter frequency, and the estimated angle are adjusted so that the actual measured current value converges to a predetermined current command value. For example, in FIG. 18, the current command value is set to zero. The estimation of the angular velocity and the angular position of the magnetic pole changes with the change of the PWM modulation rate.
このような実施形態においても、推定時間が長くなるにつれて、磁極の角速度および角度位置の推定の精度が向上し、粗推定期間におけるデッドタイムdwが通常推定期間におけるデッドタイムdnに達した状態では、磁極の角速度と角度位置の推定が正確に行われることになる。制御装置24は、通常推定期間におけるデッドタイムdnと等しくなってから、予め定める時間が経過したと判断すると、通常推定期間に移行し、同期電動機21の制御を開始する。同期電動機21の制御を開始する場合、粗推定期間に推定した磁極の角速度および角度位置を初期値として、通常推定期間の推定を開始する。また同期電動機の制御に起因して線間電流iaの大きさが変化する。たとえば粗推定期間は、同期電動機の回転周期の1/4以内に設定される。
Also in such an embodiment, as the estimation time becomes longer, the accuracy of estimation of the angular velocity and the angular position of the magnetic pole is improved, and in a state where the dead time dw in the rough estimation period reaches the dead time dn in the normal estimation period, The angular velocity and angular position of the magnetic pole are accurately estimated. When the
以上のように、第3の実施の形態によれば、第2の実施の形態と同様の効果を得ることができる。また、粗推定期間におけるデッドタイムdwの変化を、電流実測値にかかわらずに行わせることによって、デッドタイムdを能動的に変化させる必要がなく、デッドタイムdの設定を容易に行うことができる。また、粗推定期間が終わる直前には、デッドタイムdwは、通常推定期間のデッドタイムdnと等しく設定されるので、粗推定期間から通常推定期間に移行しても、デッドタイムdの変化によるショックをなくすことができる。したがって通常推定期間においてセンサレス制御を開始しても、同期電動機21をショックレスにかつ滑らかに回転させることができる。
As described above, according to the third embodiment, the same effect as that of the second embodiment can be obtained. Further, by causing the dead time dw to change during the rough estimation period regardless of the actual measured current value, it is not necessary to actively change the dead time d, and the dead time d can be easily set. . Further, the dead time dw is set to be equal to the dead time dn of the normal estimation period immediately before the end of the rough estimation period. Therefore, even when the rough estimation period shifts to the normal estimation period, the shock due to the change of the dead time d Can be eliminated. Therefore, even if sensorless control is started in the normal estimation period, the
また、粗推定期間のうちで、デッドタイムdを変化させる変化期間と、通常推定期間と等しいデッドタイムdnとする定常期間を設ける。定常期間を設けることで、変調率とデッドタイムとがともに変化する場合であっても、粗推定期間の終わりには、磁極の角速度と角度位置とを精度良く推定することができる。 In addition, in the rough estimation period, a change period for changing the dead time d and a steady period having a dead time dn equal to the normal estimation period are provided. By providing the steady period, the angular velocity and the angular position of the magnetic pole can be accurately estimated at the end of the rough estimation period even when both the modulation factor and the dead time change.
図19は、本発明の第4実施形態である発電制御システム120を示すブロック図である。本発明の第4実施形態の発電制御システム120は、同期発電機121を用いて直流電力を生成し、たとえば風力発電機などに用いられる。この場合、同期発電機121の回転子に風によって回転する風車が接続される。制御システム120は、同期発電機121の回転子が回転した状態で、同期発電機121から発電される電力の整流制御を開始することになる。
FIG. 19 is a block diagram showing a power generation control system 120 according to the fourth embodiment of the present invention. The power generation control system 120 according to the fourth embodiment of the present invention generates DC power using the
制御システム120は、同期発電機121の回転子の磁極の角速度および角度位置を推定して、推定した磁極の角速度および角度位置に追従するように、整流装置であるPWMコンバータ回路122の動作を調整する。発電制御システム120は、同期発電機121と、PWMコンバータ回路122と、負荷回路部123と、制御装置124とを含んで構成される。
The control system 120 estimates the angular velocity and angular position of the magnetic poles of the rotor of the
同期発電121は、3相同期発電機であり、回転子の角度位置を検出するための角度センサが設けられないセンサレスに構成される。負荷回路123は、PWMコンバータ回路122によって整流された直流電力が与えられ、電圧センサ129が設けられる。電圧センサ129は、コンバータ回路122から負荷回路123へ印加される直流母線電圧信号を制御装置124に与える。
The
PWMコンバータ回路122は、同期発電機122で発生された交流電力を直流電力に整流し、たとえば三相のブリッジ回路から成る。コンバータ回路122の構成は、図2に示すインバータ回路22とほぼ同様であり、説明を省略する。またコンバータ回路122と同期発電機122とを接続する3つの接続経路127のうちの2つには、電流センサ128が介在される。各電流センサ128は、電流の実測値を制御装置124に与える。
The
制御装置124は、電圧センサ129から与えられる直流母線電圧センサ信号と、電流センサ128から与えられる各電流センサ信号とを取得する。制御装置124は、取得した電流センサ信号に基づいて、同期発電機121を流れる電流実測値を判断する。また制御装置124は、他の装置から制御開始指令に基づいて、推定開始のタイミングを判断する。
The
制御装置124は、同期発電機21を流れる電流実測値に基づいて、同期発電機121の回転子の磁極の角速度と角度位置とを推定する推定部と、推定部によって推定された磁極の角速度と角度位置とに基づいて、磁極の角速度が予め定められる角速度となるように、コンバータ回路122の各スイッチング素子Trにゲート信号をそれぞれ与える制御部とを有する。
The
本実施の形態では、このような発電システムにおいても適用することができる。制御部は、推定部による磁極の角速度と角度位置との推定を開始してから予め定める条件が成立するまでの粗推定期間と、推定部による推定を開始してから予め定める条件が成立した後の通常推定期間とを判断する。制御部は、粗推定期間におけるデッドタイムが、通常推定期間におけるデッドタイムよりも広くなるように、コンバータ回路122の各スイッチング素子Trにゲート信号を与える。また本実施の形態では、制御部は、通常推定期間において、推定部の推定結果に基づいて、コンバータ回路122を介して同期電動機21の制御を開始する。
The present embodiment can also be applied to such a power generation system. The control unit starts the estimation of the angular velocity and the angular position of the magnetic pole by the estimation unit and then the rough estimation period until the predetermined condition is satisfied, and after the predetermined condition is satisfied after the estimation by the estimation unit is started. The normal estimation period is determined. The control unit gives a gate signal to each switching element Tr of the
図20は、第4実施形態におけるデッドタイムd、磁極の角速度ω、磁極の角度位置θ、線間電流iaの時間変化を示すタイミングチャートである。第4実施形態では、制御装置124の構成は、第2の実施の形態に類似する。
FIG. 20 is a timing chart showing temporal changes in the dead time d, the magnetic pole angular velocity ω, the magnetic pole angular position θ, and the line current ia in the fourth embodiment. In the fourth embodiment, the configuration of the
制御装置124は、図12および図13に相当する制御ブロックを有し、粗推定期間におけるデッドタイムを、通常推定期間におけるデッドタイムよりも広くする。制御装置124は、粗推定期間において、q軸電流実測値Iδrがq軸電流指令値Iδとなるように、デッドタイムを徐々に狭める。そして変化させたデッドタイムに基づいて、同期発電機121の回転子の磁極の角速度を推定する。また推定した角速度とd軸電流実測値Iδとに基づいて、磁極の角度位置を推定する。
The
図20に示すように、制御開始時には、デッドタイムは、初期デッドタイムd0であり、q軸電流指令値Iδとq軸電流実測値Iδrとの偏差に基づいて狭くなり、誘起電圧Emに依存する一定値に調整される。線間電流iaは、初期デッドタイムd0が広い値に設定されるので、電流値がゼロまたは非常に小さい状態から始まる。そして時間が経過して、ある程度デッドタイムが狭くなってから電流が流れ始める。電流が流れたあとは、時間経過とともに電流値の絶対値が増加する。磁極の角速度および角度位置は、デッドタイムの変化にともなって推定される。 As shown in FIG. 20, at the start of control, the dead time is the initial dead time d0, which becomes narrower based on the deviation between the q-axis current command value I δ and the measured q-axis current value I δr, and becomes the induced voltage Em. It is adjusted to a constant value that depends on it. Since the initial dead time d0 is set to a wide value, the line current ia starts from a state where the current value is zero or very small. Then, after a lapse of time, the current starts to flow after the dead time becomes narrow to some extent. After the current flows, the absolute value of the current value increases with time. The angular velocity and angular position of the magnetic pole are estimated as the dead time changes.
線間電流iaの電流値が予め定める設定電流値に達したあと、デッドタイムは、一定値となる。この場合、磁極の角速度および角度位置の推定が精度良く行われたことになる。デッドタイムが予め定める時間一定であることを制御装置124が判断すると、通常推定期間に移行する。
After the current value of the line-to-line current ia reaches a predetermined set current value, the dead time becomes a constant value. In this case, the estimation of the angular velocity and the angular position of the magnetic pole is performed with high accuracy. When the
通常推定期間に移行すると、デッドタイムdを通常推定期間におけるデッドタイムdnに調整する。また粗推定期間で推定した磁極の角速度および角度位置を初期値として、通常推定期間における磁極の角速度および角度位置の推定を開始する。そして磁極の角速度および角度位置に追従した動作が行われるように、コンバータ回路122を制御する。
When the normal estimation period starts, the dead time d is adjusted to the dead time dn in the normal estimation period. The magnetic pole angular velocity and angular position estimated in the rough estimation period are set as initial values, and estimation of the magnetic pole angular velocity and angular position in the normal estimation period is started. Then, the
図21は、本発明の第5実施形態におけるデッドタイムd、磁極の角速度ω、磁極の角度位置θ、線間電流iaの時間変化を示すタイミングチャートである。本発明の第5実施形態では、制御装置124の構成は、第3の実施の形態に類似する。
FIG. 21 is a timing chart showing temporal changes of the dead time d, the magnetic pole angular velocity ω, the magnetic pole angular position θ, and the line current ia in the fifth embodiment of the present invention. In the fifth embodiment of the present invention, the configuration of the
制御装置124は、図13および図17に相当する制御ブロックを有し、粗推定期間のうちの初期デッドタイムd0を通常推定期間におけるデッドタイムdnよりも広くする。制御装置124は、粗推定期間を開始してから、時間経過とともにデッドタイムdを徐々に狭める。また粗推定期間において、q軸電流実測値Iδrがq軸電流指令値Iδとなるように、PWMの電圧変調率を調整する。そして変化させた変調率に基づいて、同期発電機121の回転子の磁極の角速度を推定する。また推定した角速度とd軸電流実測値Iδrとに基づいて、磁極の角度位置を推定する。
The
図21に示すように、制御開始時には、デッドタイムdは、初期デッドタイムd0であり、時関経過に基づいて狭くなり、通常推定期間におけるデッドタイムdnと等しくなるよう調整される。線間電流iaは、初期デッドタイムd0が広い値に設定されるので、電流値がゼロまたは非常に小さい状態から始まる。そして時間が経過して、ある程度デッドタイムが狭くなってから電流が流れ始める。電流が流れたあとは、時間経過とともに電流値の絶対値が増加する。電流値は、デッドタイムの増加とともに変化するが、PWM変調率が調整されることによって、予め定める値に調整される。磁極の角速度および角度位置の推定は、PWM変調率の変化にともなって推定される。 As shown in FIG. 21, at the start of control, the dead time d is the initial dead time d0, which is narrowed based on the passage of time and is adjusted to be equal to the dead time dn in the normal estimation period. Since the initial dead time d0 is set to a wide value, the line current ia starts from a state where the current value is zero or very small. Then, after a lapse of time, the current starts to flow after the dead time becomes narrow to some extent. After the current flows, the absolute value of the current value increases with time. The current value changes as the dead time increases, but is adjusted to a predetermined value by adjusting the PWM modulation rate. The estimation of the angular velocity and the angular position of the magnetic pole is estimated as the PWM modulation rate changes.
粗推定期間においてデッドタイムdwが通常推定期間のデッドタイムdnと等しくなってから、予め定める期間経過すると、磁極の角速度および角度位置の推定が精度良く行われたことになる。デッドタイムと等しくなってから予め定める期間が経過したことを制御装置124が判断すると、通常推定期間に移行する。
After the dead time dw becomes equal to the dead time dn of the normal estimation period in the rough estimation period, the angular velocity and the angular position of the magnetic pole are accurately estimated when a predetermined period elapses. When the
通常推定期間に移行すると、デッドタイムdを通常推定期間におけるデッドタイムdnに調整する。また粗推定期間で推定した磁極の角速度および角度位置を初期値として、通常推定期間における磁極の角速度および角度位置の推定を開始する。そして磁極の角速度および角度位置に追従した動作が行われるように、コンバータ回路122を制御する。
When the normal estimation period starts, the dead time d is adjusted to the dead time dn in the normal estimation period. The magnetic pole angular velocity and angular position estimated in the rough estimation period are set as initial values, and estimation of the magnetic pole angular velocity and angular position in the normal estimation period is started. Then, the
第4実施形態および第5実施形態によれば、制御開始の初期期間では、コンバータ回路122から同期発電機121に流れる電流が少なくなり、初期期間における磁極の角速度と角度位置との推定が正確でなくとも、コンバータ回路122および同期発電機121が過電流となることを抑制することができる。また通常推定期間では、制御開始から時間が経過して推定精度が高くなっているので、デッドタイムを狭めてコンバータ回路122から同期発電機121に流れる電流を大きくしても、コンバータ回路122および同期発電機121が過電流となることが防がれる。これによって、上述した第1〜第3実施形態と同様の効果を得ることができる。
According to the fourth and fifth embodiments, the current flowing from the
上述した本発明の各実施形態は、本発明の例示に過ぎず、発明の範囲内において構成を変更することができる。たとえば粗推定期間においてデッドタイムを広くすればよく、粗推定期間と通常推定期間とで推定方法が同じであってもよい。また第2〜第5実施形態では、粗推定期間においてデッドタイムdwを広い状態から狭い状態に変化させるようにしたが、一定の値であってもよい。この場合の粗推定期間におけるデッドタイムは、少なくとも通常推定期間のデッドタイムよりも広く設定される。また粗推定期間と通常推定期間とで推定方法を異ならせる場合も、上述した方法に限定されない。 Each embodiment of the present invention described above is merely an example of the present invention, and the configuration can be changed within the scope of the invention. For example, the dead time may be widened in the rough estimation period, and the estimation method may be the same in the rough estimation period and the normal estimation period. In the second to fifth embodiments, the dead time dw is changed from a wide state to a narrow state in the rough estimation period, but may be a constant value. In this case, the dead time in the rough estimation period is set wider than at least the dead time in the normal estimation period. Further, the case where the estimation method is made different between the rough estimation period and the normal estimation period is not limited to the above-described method.
また制御部は、推定部による推定を開始してから予め定める時間が経過すると、通常推定期間の開始を判断するとしたが、これに限らず、予め定める条件が成立したことによって、通常推定期間の開始を判断してもよい。たとえば粗推定期間において、磁極の角速度および角度位置の推定に用いられる物理量、たとえば同期電動機または同期発電機を流れる電流値、デッドタイム、電圧変調率などが予め定める一定期間以上、安定すると通常推定期間の開始を判断してもよい。また推定値と実測値との偏差が予め定める範囲内に達した場合に、通常推定期間の開始を判断してもよい。 In addition, the control unit determines that the normal estimation period starts when a predetermined time elapses after the estimation unit starts the estimation. However, the control unit is not limited to this, and the predetermined condition is satisfied. The start may be determined. For example, during the rough estimation period, the physical quantity used for estimation of the angular velocity and angle position of the magnetic pole, such as the current value flowing through the synchronous motor or the synchronous generator, dead time, voltage modulation rate, etc. You may determine the start of. Further, the start of the normal estimation period may be determined when the deviation between the estimated value and the actually measured value reaches a predetermined range.
また第1実施形態において、粗推定期間においてデッドタイムが短くなっていればよく、誘起電圧Emが正負のいずれかである場合に、線間電流iaが正負のいずれかとなるようにデッドタイムが調整されなくてもよい。また第1オン期間W11と第2オン期間W12とが異なる場合、第1デッドタイムdw1と第2デッドタイムdw2とが同じに設定されなくてもよい。 In the first embodiment, the dead time only needs to be shortened in the rough estimation period, and when the induced voltage Em is either positive or negative, the dead time is adjusted so that the line current ia becomes either positive or negative. It does not have to be done. Further, when the first on-period W11 and the second on-period W12 are different, the first dead time dw1 and the second dead time dw2 may not be set to be the same.
また、上述した電子回路およびブロック図は、本発明の一例示であり、同様の効果を得ることができるならば適宜変更してもよい。PWMインバータ/コンバータ回路として、フルブリッジ型としたが、ハーフブリッジ型でも同様に実現でき、いわゆる自励インバータ/コンバータ回路であればよい。また図12および図17に示す演算器61,65の演算内容は、これに限定されず、他の構成であってもよい。また本実施形態では、車両の換気装置、風力発電装置に適用した例について示したが、回転した状態で同期機の制御を開始する制御装置全般に適用することができる。なお、同期機とは、同期電動機および同期発電機を含む。また本実施の形態では、制御部は、通常推定期間においインバータ/コンバータ回路を介して同期機の制御を開始するとしたが、粗推定期間においても、推定部の推定結果に基づいて、インバータ/コンバータ回路を介して同期機の制御を行ってもよい。
The above-described electronic circuit and block diagram are examples of the present invention, and may be appropriately changed as long as the same effect can be obtained. Although the full bridge type is used as the PWM inverter / converter circuit, a half bridge type can be realized in the same manner, and any so-called self-excited inverter / converter circuit may be used. Further, the calculation contents of the
また上述する同期機の回転子の角速度および角度位置の推定方法および同期機の制御方法、同期機の制御に用いられるインバータ/コンバータ回路を制御する制御方法についても、本発明に含まれる。またこれらの方法を制御装置に実行させるプログラムおよびプログラムが記憶された記憶媒体についても本発明に含まれる。 The above-described method for estimating the angular velocity and angular position of the rotor of the synchronous machine, the control method for the synchronous machine, and the control method for controlling the inverter / converter circuit used for controlling the synchronous machine are also included in the present invention. The present invention also includes a program for causing the control device to execute these methods and a storage medium storing the program.
20 電動機駆動制御システム
21 同期電動機
22 インバータ回路
24 制御装置
70,73 制御部
71,72 推定部
120 発電制御システム
121 同期発電機
122 コンバータ回路
DESCRIPTION OF
Claims (10)
同期電動機を流れる電流に基づいて、同期電動機の回転子の磁極の角速度と角度位置とを推定する推定部と、
推定部によって推定された磁極の角速度と角度位置とに基づいて、磁極の角速度が予め定められる角速度となるように、インバータ回路にゲート信号を与える制御部とを有し、
制御部は、同期電動機の回転子が回転した状態で推定部が推定を開始したときのインバータ回路におけるデッドタイムを、同期電動機の回転子が回転した状態で推定部が推定を開始してから予め定める条件が成立した後の通常推定期間でのインバータ回路におけるデッドタイムよりも広くすることを特徴とする同期電動機の制御装置。 A control device for a synchronous motor that rotationally drives a synchronous motor by applying AC power from an inverter circuit,
An estimation unit that estimates the angular velocity and angular position of the magnetic poles of the rotor of the synchronous motor based on the current flowing through the synchronous motor;
A control unit that provides a gate signal to the inverter circuit so that the angular velocity of the magnetic pole becomes a predetermined angular velocity based on the angular velocity and the angular position of the magnetic pole estimated by the estimation unit;
Control unit in advance from the start of the estimation unit estimates a state in which the dead time, the rotor of the synchronous motor is rotated in the inverter circuit when the rotor of the synchronous motor estimator in a state of being rotated starts to estimate A control apparatus for a synchronous motor, characterized in that it is wider than a dead time in an inverter circuit in a normal estimation period after a predetermined condition is established.
制御部は、デッドタイムを広げた状態から、同期電動機を流れる電流が予め定める設定電流値となるように、デッドタイムを調整し、
推定部は、デッドタイムに基づいて、磁極の角速度と角度位置とを推定することを特徴とする請求項2記載の同期電動機の制御装置。 During the rough estimation period,
The control unit adjusts the dead time so that the current flowing through the synchronous motor becomes a predetermined set current value from a state in which the dead time is extended,
3. The synchronous motor control device according to claim 2, wherein the estimation unit estimates the angular velocity and the angular position of the magnetic pole based on the dead time.
制御部は、デッドタイムを広げた状態から、デッドタイムが時間経過とともに狭まるように変化させることを特徴とする請求項1または2記載の同期電動機の制御装置。 During the rough estimation period,
3. The synchronous motor control device according to claim 1, wherein the control unit changes the dead time from a state in which the dead time is widened so that the dead time is narrowed over time.
同期発電機を流れる電流に基づいて、同期発電機の回転子の磁極の角速度と角度位置とを推定する推定部と、
推定部によって推定された磁極の角速度と角度位置に、コンバータ回路の動作が追従するように、コンバータ回路にゲート信号を与える制御部とを有し、
制御部は、同期発電機の回転子が回転した状態で推定部が推定を開始したときのコンバータ回路におけるデッドタイムを、同期発電機の回転子が回転した状態で推定部が推定を開始してから予め定める条件が成立した後の通常推定期間でのコンバータ回路のデッドタイムよりも広くすることを特徴とする同期発電機の制御装置。 A control device for a synchronous generator that rectifies AC power supplied from a synchronous generator by a converter circuit,
An estimation unit that estimates the angular velocity and the angular position of the magnetic poles of the rotor of the synchronous generator based on the current flowing through the synchronous generator;
A control unit that applies a gate signal to the converter circuit so that the operation of the converter circuit follows the angular velocity and angular position of the magnetic pole estimated by the estimation unit;
Control unit, the dead time in the converter circuit when the estimating unit starts estimation in a state where the rotor of the synchronous generator is rotated, the estimation unit in the state in which the rotor is rotated in synchronous generator starts to estimate A control device for a synchronous generator, wherein the dead time of the converter circuit in a normal estimation period after a predetermined condition is satisfied is made wider.
制御部は、デッドタイムを広げた状態から、同期発電機から流れる電流が予め定める設定電流値となるように、デッドタイムを調整し、
推定部は、デッドタイムに基づいて、磁極の角速度と角度位置とを推定することを特徴とする請求項6記載の同期発電機の制御装置。 During the rough estimation period,
The control unit adjusts the dead time so that the current flowing from the synchronous generator becomes a predetermined set current value from the state in which the dead time is extended,
The synchronous generator control device according to claim 6, wherein the estimation unit estimates an angular velocity and an angular position of the magnetic pole based on a dead time.
制御部は、デッドタイムを広げた状態から、デッドタイムが時間経過とともに狭まるように変化させることを特徴とする請求項5または6記載の同期発電機の制御装置。 During the rough estimation period,
The control device for a synchronous generator according to claim 5 or 6, wherein the control unit changes the dead time from a state in which the dead time is widened so that the dead time is narrowed as time elapses.
同期電動機を流れる電流に基づいて、同期電動機の回転子の磁極の角速度と角度位置とを推定し、同期電動機の回転子が回転した状態で推定を開始したときのインバータ回路におけるデッドタイムを、同期電動機の回転子が回転した状態で推定を開始してから予め定める条件が成立した後の通常推定期間でのインバータ回路のデッドタイムよりも広くし、
推定結果に基づいて、インバータ回路にゲート信号を与えることを特徴とする同期電動機の制御方法。 A method for controlling a synchronous motor that rotationally drives a synchronous motor by applying AC power from an inverter circuit,
Based on the current flowing through the synchronous motor, the angular velocity and angular position of the magnetic pole of the rotor of the synchronous motor are estimated, and the dead time in the inverter circuit when the estimation starts with the synchronous motor rotor rotating is synchronized with It is wider than the dead time of the inverter circuit in the normal estimation period after the predetermined condition is satisfied after the estimation starts with the rotor of the motor rotating ,
A control method for a synchronous motor, wherein a gate signal is given to an inverter circuit based on an estimation result.
同期発電機を流れる電流実測値に基づいて、同期発電機の回転子の磁極の角速度と角度位置とを推定し、同期発電機の回転子が回転した状態で推定を開始したときのコンバータ回路におけるデッドタイムを、同期発電機の回転子が回転した状態で推定を開始してから予め定める条件が成立した後の通常推定期間でのコンバータ回路のデッドタイムよりも広くし、
推定結果に基づいて、コンバータ回路にゲート信号を与えることを特徴とする同期発電機の制御方法。 A method of controlling a synchronous generator that rectifies AC power supplied from a synchronous generator by a converter circuit,
In the converter circuit when estimating the angular velocity and angular position of the magnetic pole of the rotor of the synchronous generator based on the measured current value flowing through the synchronous generator , and starting the estimation with the synchronous generator rotor rotating The dead time is made wider than the dead time of the converter circuit in the normal estimation period after a predetermined condition is satisfied after the estimation is started in a state where the rotor of the synchronous generator is rotated ,
A control method for a synchronous generator, wherein a gate signal is given to a converter circuit based on an estimation result.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2005252299A JP4768366B2 (en) | 2005-08-31 | 2005-08-31 | Control device for synchronous machine |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2005252299A JP4768366B2 (en) | 2005-08-31 | 2005-08-31 | Control device for synchronous machine |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2007068345A JP2007068345A (en) | 2007-03-15 |
JP4768366B2 true JP4768366B2 (en) | 2011-09-07 |
Family
ID=37929876
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2005252299A Active JP4768366B2 (en) | 2005-08-31 | 2005-08-31 | Control device for synchronous machine |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP4768366B2 (en) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP5631200B2 (en) * | 2010-12-28 | 2014-11-26 | 川崎重工業株式会社 | Synchronous motor control device and synchronous generator control device |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP4079385B2 (en) * | 1996-12-24 | 2008-04-23 | 株式会社安川電機 | Brushless DC motor drive device |
JP2001339984A (en) * | 2000-05-29 | 2001-12-07 | Daiwa Industries Ltd | Starting method for dc brushless motor |
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A621 | Written request for application examination |
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A977 | Report on retrieval |
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