JP6265043B2

JP6265043B2 - Sensorless drive device for synchronous motor

Info

Publication number: JP6265043B2
Application number: JP2014104957A
Authority: JP
Inventors: 昇小塩; 上原　深志; 深志上原
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2014-05-21
Filing date: 2014-05-21
Publication date: 2018-01-24
Anticipated expiration: 2034-05-21
Also published as: JP2015220944A

Description

本発明は、回転速度に応じて制御方法を変更するようにした同期電動機のセンサレス駆動装置に関するものである。 The present invention relates to a sensorless drive device for a synchronous motor in which a control method is changed according to a rotation speed.

従来より、磁極位置センサや速度センサを持たない同期電動機の回転速度を、誘起電圧に基づいて推定する技術が知られている。しかしながら、この方法によると、同期電動機の低速回転時には誘起電圧が小さいため、回転速度を正確に推定して同期電動機を駆動することが困難である。
このため、例えば特許文献１では、同期電動機の低速運転時には速度・磁極位置情報が不要なＶ／ｆ一定制御を行い、高速運転時にはいわゆるセンサレスベクトル制御に切り替えることにより、低速域から高速域まで、広範囲にわたるセンサレス制御を実現している。 Conventionally, a technique for estimating the rotational speed of a synchronous motor without a magnetic pole position sensor or a speed sensor based on an induced voltage is known. However, according to this method, since the induced voltage is small when the synchronous motor rotates at low speed, it is difficult to accurately estimate the rotation speed and drive the synchronous motor.
For this reason, for example, in Patent Document 1, V / f constant control that does not require speed / magnetic pole position information is performed during low-speed operation of the synchronous motor, and so-called sensorless vector control is performed during high-speed operation. Realizes sensorless control over a wide range.

特開２００４−４８８８６号公報（段落［００２２］〜［００２７］、図１等）JP 2004-48886 A (paragraphs [0022] to [0027], FIG. 1 and the like)

しかしながら、特許文献１記載の制御方法では、低速運転時のＶ／ｆ一定制御から高速運転時のセンサレスベクトル制御へ制御を切り替える時に、切替スイッチによってｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を０と所定値との間で切り替えている。
このため、制御切り替え時に電動機電流が急変してトルクにショックが発生し、負荷に悪影響を与えるおそれがあった。 However, in the control method described in Patent Document 1, when the control is switched from V / f constant control at low speed operation to sensorless vector control at high speed operation, the d-axis current command value and the q-axis current command value are set to 0 by the changeover switch. And switching between the predetermined value.
For this reason, when the control is switched, the motor current suddenly changes and a shock occurs in the torque, which may adversely affect the load.

そこで、本発明の解決課題は、制御方法をショックレスにて切替可能とした同期電動機のセンサレス駆動装置を提供することにある。 SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a sensorless drive device for a synchronous motor that can switch a control method without shock.

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、磁極位置センサを用いずに同期電動機の磁極位置を推定して同期電動機駆動用のインバータを制御するセンサレスベクトル制御手段と、前記インバータをＶ／ｆ一定制御するＶ／ｆ一定制御手段と、を備えた同期電動機のセンサレス駆動装置であって、同期電動機の低速運転時には前記Ｖ／ｆ一定制御手段により前記インバータを制御すると共に中高速運転時には前記センサレスベクトル制御手段により前記インバータを制御するセンサレス駆動装置において、
同期電動機の速度推定値と速度基準値とを比較する速度比較手段と、
前記速度比較手段により前記速度推定値が前記速度基準値を超えたことを検出した時に、前記インバータの制御手段を前記Ｖ／ｆ一定制御手段から前記センサレスベクトル制御手段に切り替える切替手段と、
Ｖ／ｆ一定制御時及びセンサレスベクトル制御時に継続して生成されるｄ軸電流指令値に基づいてｄ軸電圧指令値を生成するｄ軸電流調節手段と、
Ｖ／ｆ一定制御時には、零に設定されたｑ軸電流指令値に基づいてｑ軸電圧指令値を生成し、かつ、センサレスベクトル制御時には、速度指令値と前記速度推定値との偏差に基づいてｑ軸電圧指令値を生成するｑ軸電流調節手段と、
Ｖ／ｆ一定制御時に、前記速度指令値から生成した加減速演算値を前記速度推定値として出力する加減速演算手段と、
センサレスベクトル制御時に、Ｖ／ｆ一定制御時に使用した加減速演算値を初期値として徐々に変化する速度推定値を生成する速度推定手段と、を備えたものである。 In order to solve the above-mentioned problem, the invention according to claim 1 is directed to a sensorless vector control means for controlling a synchronous motor driving inverter by estimating a magnetic pole position of a synchronous motor without using a magnetic pole position sensor; A synchronous motor sensorless drive device having a constant V / f control means that controls the inverter by the V / f constant control means during low-speed operation of the synchronous motor and during medium-high speed operation. In the sensorless driving apparatus that controls the inverter by the sensorless vector control means,
A speed comparison means for comparing the estimated speed value of the synchronous motor with a reference speed value;
Switching means for switching the control means of the inverter from the V / f constant control means to the sensorless vector control means when the speed comparison means detects that the speed estimated value exceeds the speed reference value;
D-axis current adjusting means for generating a d-axis voltage command value based on a d-axis current command value continuously generated during V / f constant control and sensorless vector control;
At the time of constant V / f control, a q-axis voltage command value is generated based on the q-axis current command value set to zero, and at the time of sensorless vector control, based on the deviation between the speed command value and the estimated speed value. q-axis current adjusting means for generating a q-axis voltage command value;
Acceleration / deceleration calculation means for outputting an acceleration / deceleration calculation value generated from the speed command value as the estimated speed value during V / f constant control;
And a speed estimation unit that generates a speed estimation value that gradually changes using the acceleration / deceleration calculation value used in the V / f constant control as an initial value during sensorless vector control.

請求項２に係る発明は、請求項１に記載した同期電動機のセンサレス駆動装置において、前記速度推定手段は比例積分制御手段を備え、前記比例積分制御手段の比例ゲインが、一次遅れフィルタを介して０から所定値へ徐々に変化することを特徴とする。 According to a second aspect of the present invention, in the sensorless drive device for the synchronous motor according to the first aspect, the speed estimation unit includes a proportional-integral control unit, and the proportional gain of the proportional-integral control unit passes through a first-order lag filter. It is characterized by gradually changing from 0 to a predetermined value.

請求項３に係る発明は、請求項１または２に記載した同期電動機のセンサレス駆動装置において、前記同期電動機の端子電圧検出値から端子電圧実効値を演算する実効値演算手段と、前記端子電圧実効値が前記端子電圧指令値を超えないように動作する電動機電圧調節手段と、前記電動機電圧調節手段の出力をｄ軸電流設定値に加算して前記ｄ軸電流指令値を生成する加算手段と、を備えたものである。 The invention according to claim 3 is the sensorless drive device for a synchronous motor according to claim 1 or 2, wherein an effective value calculation means for calculating a terminal voltage effective value from a terminal voltage detection value of the synchronous motor, and the terminal voltage effective Motor voltage adjusting means that operates so that a value does not exceed the terminal voltage command value, and adding means for adding the output of the motor voltage adjusting means to a d-axis current setting value to generate the d-axis current command value; It is equipped with.

本発明によれば、同期電動機の制御方法を切り替える際のショックを解消し、低速域から中高速域までの広範囲にわたり、同期電動機を安定的に駆動することができる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the shock at the time of switching the control method of a synchronous motor can be eliminated, and a synchronous motor can be driven stably over a wide range from a low speed area to a medium-high speed area.

本発明の実施形態に係るセンサレス駆動装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the sensorless drive device which concerns on embodiment of this invention. 同期電動機のｄ軸電流及びｑ軸電圧のベクトル図（図２（ａ））、同じく磁束φ及びｑ軸電圧のベクトル図（図２（ｂ））である。It is a vector figure (Drawing 2 (a)) of d axis current and q axis voltage of a synchronous motor, and is a vector figure (Drawing 2 (b)) of magnetic flux φ and q axis voltage. 図１における速度推定器のブロック図である。It is a block diagram of the speed estimator in FIG. 図３における制御器入力の各要素を示すベクトル図である。It is a vector diagram which shows each element of the controller input in FIG.

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。図１は、この実施形態の全体的な構成を示すブロック図である。
まず、主回路において、三相の交流電力系統に接続されたコンバータ１の直流側には、直流中間コンデンサ２を介してインバータ３が接続され、その交流出力側に同期電動機ＳＭが接続されている。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing the overall configuration of this embodiment.
First, in the main circuit, an inverter 3 is connected via a DC intermediate capacitor 2 to the DC side of the converter 1 connected to the three-phase AC power system, and a synchronous motor SM is connected to the AC output side. .

インバータ３を制御する制御装置の構成は、以下の通りである。
すなわち、インバータ３の交流出力側には電流センサ１０１及び電圧センサ１０２が接続され、各センサ１０１，１０２による電流検出値、電圧検出値が座標変換器１０３に入力されている。座標変換器１０３は、角度指令値θを用いて入力信号を座標変換し、ｑ軸電流検出値Ｉ_ｑ，ｄ軸電流検出値Ｉ_ｄ，ｑ軸電圧検出値Ｖ_ｑ，ｄ軸電圧検出値Ｖ_ｄを出力する。
また、電圧センサ１０２による電圧検出値は実効値演算器１０４に入力されており、この実効値演算器１０４により同期電動機ＳＭの端子電圧実効値Ｖ_１が演算される。 The configuration of the control device that controls the inverter 3 is as follows.
That is, a current sensor 101 and a voltage sensor 102 are connected to the AC output side of the inverter 3, and current detection values and voltage detection values from the sensors 101 and 102 are input to the coordinate converter 103. The coordinate converter 103 converts the input signal using the angle command value θ, converts the q-axis current detection value I _q , the d-axis current detection value I _d , the q-axis voltage detection value V _q , and the d-axis voltage detection value V. _d is output.
Further, the voltage value detected by the voltage sensor 102 is input to an effective value computing unit 104, the terminal voltage effective value V ₁ of the synchronous motor SM by the effective value computing unit 104 is calculated.

更に、同期電動機ＳＭの速度指令値ｎ^＊と速度推定値ｎとの偏差が速度調節器１０５に入力され、その出力が第１の切替スイッチ１０６の一端に入力されていると共に、切替スイッチ１０６の他端には、ｑ軸電流設定値Ｉ_ｑ１ ^＊（＝０）が入力されている。
第１の切替スイッチ１０６は、後述する速度比較器１１６の出力信号ＳによってＶ／ｆ一定制御が選択された時（Ｓ＝０の時）にはｑ軸電流設定値Ｉ_ｑ１ ^＊側に接続され、センサレスベクトル制御が選択された時（Ｓ＝１の時）には速度調節器１０５側に接続されるものであり、この切替スイッチ１０６の出力がｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊となる。
ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊とｑ軸電流検出値Ｉ_ｑとの偏差は、比例積分調節器からなるｑ軸電流調節器１０７に入力され、上記偏差を零にするような動作によってｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊が生成される。 Further, the deviation between the speed command value n ^* of the synchronous motor SM and the estimated speed value n is input to the speed regulator 105, and the output is input to one end of the first changeover switch 106, and the changeover switch 106. The q-axis current set value I _q1 ^* (= 0) is input to the other end.
The first changeover switch 106 is connected to the q-axis current set value I _q1 ^* side when V / f constant control is selected by the output signal S of the speed comparator 116 described later (when S = 0). When sensorless vector control is selected (when S = 1), it is connected to the speed regulator 105 side, and the output of the changeover switch 106 becomes the q-axis current command value I _q ^* .
The deviation between the q-axis current command value I _q ^* and the q-axis current detection value I _q is input to the q-axis current regulator 107 composed of a proportional-plus-integral regulator, and the q-axis voltage is changed by the operation to make the deviation zero. A command value V _q ^* is generated.

同期電動機ＳＭの端子電圧指令値Ｖ_１ ^＊と端子電圧実効値Ｖ_１との偏差は、電動機電圧調節器１０９に入力されており、電動機電圧調節器１０９は前記偏差が零になるように動作する。電動機電圧調節器１０９の出力は、制限器１１０により負の値に制限された後、予め設定されたｄ軸電流設定値Ｉ_ｄ１ ^＊と加算され、後述するように正の値を有するｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊が生成される。なお、電動機電圧調節器１０９の動作により、端子電圧実効値Ｖ_１は端子電圧指令値Ｖ_１ ^＊以上にならないように制御される。
また、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊とｄ軸電流検出値Ｉ_ｄとの偏差は、比例積分調節器からなるｄ軸電流調節器１１１に入力され、前記偏差を零にするような動作により、ｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊が生成される。 The deviation between the terminal voltage command value V ₁ ^{* of the} synchronous motor SM and the terminal voltage effective value V ₁ is input to the motor voltage regulator 109, and the motor voltage regulator 109 operates so that the deviation becomes zero. . The output of the motor voltage regulator 109 is limited to a negative value by the limiter 110 and then added to a preset d-axis current set value I _d1 ^* to have a positive value as will be described later. A command value I _d ^* is generated. The terminal voltage effective value V ₁ is controlled by the operation of the motor voltage regulator 109 so as not to exceed the terminal voltage command value V ₁ ^* .
Further, the deviation between the d-axis current command value I _d ^* and the detected d-axis current value I _d is input to the d-axis current regulator 111 composed of a proportional-plus-integral regulator, and the deviation is made zero by the operation. A d-axis voltage command value V _d ^* is generated.

前記ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊及びｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊は座標変換器１０８に入力され、角度指令値θを用いた座標変換により三相電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊が演算される。これらの電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊はＰＷＭ発生器１１２に入力され、キャリアとの比較により、インバータ３の半導体スイッチング素子をオンオフ制御するためのＰＷＭ信号（駆動信号）が生成される。 The q-axis voltage command value V _q ^* and the d-axis voltage command value V _d ^* are input to the coordinate converter 108, and three-phase voltage command values V _u ^* , V _v ^* , V are obtained by coordinate conversion using the angle command value θ. V _w ^* is calculated. These voltage command values V _u ^* , V _v ^* , and V _w ^* are input to the PWM generator 112, and a PWM signal (drive signal) for on / off control of the semiconductor switching element of the inverter 3 is obtained by comparison with the carrier. Generated.

一方、速度指令値ｎ^＊は加減速演算器１１３に入力され、加減速演算値ｎ_ｈｌｒ ^＊として出力される。この加減速演算値ｎ_ｈｌｒ ^＊は、速度推定器１１４から出力される速度推定値ｎ’と共に第２の切替スイッチ１１５に入力されている。切替スイッチ１１５は、速度比較器１１６の出力信号Ｓにより、Ｖ／ｆ一定制御が選択された時（Ｓ＝０の時）には加減速演算値ｎ_ｈｌｒ ^＊側に接続され、センサレスベクトル制御が選択された時（Ｓ＝１の時）には速度推定値ω側に接続されるものであり、この切替スイッチ１１５の出力が最終的な速度推定値ｎとなる。 On the other hand, the speed command value n ^* is input to the acceleration / deceleration calculator 113 and output as an acceleration / deceleration calculation value n _hlr ^* . The acceleration / deceleration calculation value n _hlr ^* is input to the second changeover switch 115 together with the estimated speed value n ′ output from the speed estimator 114. The change-over switch 115 is connected to the acceleration / deceleration calculation value n _hlr ^* side when V / f constant control is selected by the output signal S of the speed comparator 116 (when S = 0), and sensorless vector control is performed. When it is selected (when S = 1), it is connected to the speed estimated value ω side, and the output of the changeover switch 115 becomes the final speed estimated value n.

速度推定値ｎは速度比較器１１６により速度基準値ｎ_ｒｅｆと比較され、速度比較器１１６の出力信号Ｓは、ｎ≦ｎ_ｒｅｆのときにＳ＝０、ｎ＞ｎ_ｒｅｆのときにＳ＝１となる。また、速度推定値ｎを積分器１１７にて積分することにより角度指令値θが演算され、この角度指令値θは座標変換器１０３，１０８に入力される。 The speed estimated value n is compared with the speed reference value n _ref by the speed comparator 116, and the output signal S of the speed comparator 116 is S = 0 when n ≦ n _ref and S = 1 when n> n _ref. It becomes. Further, an angle command value θ is calculated by integrating the estimated speed value n by the integrator 117, and this angle command value θ is input to the coordinate converters 103 and 108.

ここで、図３は速度推定器１１４の構成を示すブロック図である。
図３において、１１４ａは第３の切替スイッチであり、この切替スイッチ１１４ａは、速度比較器１１６の出力信号ＳによってＶ／ｆ一定制御が選択された時（Ｓ＝０の時）には“０”側に接続され、センサレスベクトル制御が選択された時（Ｓ＝１の時）には“Ｋ_ｐ”側に接続されるように動作する。ここで、Ｋ_ｐは比例ゲインである。
切替スイッチ１１４ａの出力（比例ゲイン）は一次遅れフィルタ１１４ｂを介して比例積分制御器１１４ｃに入力され、比例積分制御器１１４ｃには、積分ゲインＫ_ｉと、速度推定値の初期値としての加減速演算値ｎ_ｈｌｒ ^＊も入力されている。 Here, FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of the speed estimator 114.
In FIG. 3, 114 a is a third changeover switch, and this changeover switch 114 a is “0” when V / f constant control is selected by the output signal S of the speed comparator 116 (when S = 0). When the sensorless vector control is selected (when S = 1), it operates so as to be connected to the “K _p ” side. Here, _Kp is a proportional gain.
The output of the selector switch 114a (proportional gain) is input through the first-order lag filter 114b to a proportional integral controller 114c, the proportional integral controller 114c, and the integral gain K _i, acceleration and deceleration of the initial value of the velocity estimate The calculated value n _hlr ^{* is} also input.

更に、比例積分制御器１１４ｃには、同期電動機ＳＭの電圧モデル式（数式１）を変形した数式２が入力されている。
［数式１］
Ｖ_ｄ＝Ｒ×Ｉ_ｄ−ω×Ｌ_ｑ×Ｉ_ｑ
［数式２］
Ｒ×Ｉ_ｄ−ω×Ｌ_ｑ×Ｉ_ｑ−Ｖ_ｄ
数式１，２において、Ｒは同期電動機ＳＭの電機子巻線抵抗、ωは角速度、Ｌ_ｑはｑ軸インダクタンスであり、数式１における各要素のベクトル図は、図４に示す通りである。 Furthermore, Formula 2 obtained by modifying the voltage model formula (Formula 1) of the synchronous motor SM is input to the proportional integration controller 114c.
[Formula 1]
V _d = R × I _d −ω × L _q × I _q
[Formula 2]
R × I _d −ω × L _q × I _q −V _d
In Equations 1 and 2, R is the armature winding resistance of the synchronous motor SM, ω is the angular velocity, L _q is the q-axis inductance, and the vector diagram of each element in Equation 1 is as shown in FIG.

上記のように構成された速度推定器１１４は、センサレスベクトル制御時（Ｓ＝１の時）に、比例積分制御器１１４ｃが、０からＫ_ｐへ徐々に変化する比例ゲインと積分ゲインＫ_ｉとを用いて制御器入力（Ｒ×Ｉ_ｄ−ω×Ｌ_ｑ×Ｉ_ｑ−Ｖ_ｄ）を０にするように比例積分演算を行うことにより、Ｖ／ｆ一定制御時（Ｓ＝０の時）に使用していたｎ_ｈｌｒ ^＊を初期値とする速度推定値ωを演算する。 Speed estimator 114 configured as described above, when the sensor-less vector control (when S = 1), the proportional integral controller 114c is a proportional gain gradually changes from 0 to K _p and integral gain K _i V / f constant control (when S = 0) by performing proportional integral calculation so that the controller input (R × I _d −ω × L _q × I _q −V _d ) is set to 0 using The estimated speed value ω with n _hlr ^* used as the initial value is calculated.

次に、この実施形態の動作を説明する。
まず、同期電動機ＳＭの低速運転時には、従来技術と同様にＶ／ｆ一定制御を行う。同期電動機ＳＭの低速運転時にはｎ≦ｎ_ｒｅｆの関係にあり、速度比較器１１６の出力信号Ｓは０となっている。従って、第１，第２の切替スイッチ１０６，１１５は図１に示すようにＳ＝０の側にあるため、ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊としてＩ_ｑ１ ^＊＝０が選択され、速度推定値ｎとして加減速演算値ｎ_ｈｌｒ ^＊が選択されている。 Next, the operation of this embodiment will be described.
First, during low-speed operation of the synchronous motor SM, V / f constant control is performed as in the conventional technique. During the low speed operation of the synchronous motor SM, n ≦ n _ref holds, and the output signal S of the speed comparator 116 is zero. Therefore, since the first and second changeover switches 106 and 115 are on the S = 0 side as shown in FIG. 1, I _q1 ^* = 0 is selected as the q-axis current command value I _q ^* , and the estimated speed value The acceleration / deceleration calculation value n _hlr ^* is selected as n.

このとき、ｑ軸電流調節器１０７は、Ｉ_ｑ ^＊（＝Ｉ_ｑ１ ^＊＝０）とＩ_ｑとの偏差を入力としてｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊を生成する。
また、電動機電圧調節器１０９から制限器１１０を経た出力とｄ軸電流設定値Ｉ_ｄ１ ^＊とを加算することによりｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊が生成されるが、ｄ軸電流設定値Ｉ_ｄ１ ^＊は、図２（ａ）に示すようにｄ軸電流Ｉ_ｄ（ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊）が正の値になるように予め設定されている。これにより、ｄ軸電流Ｉ_ｄが同期電動機ＳＭのインピーダンス（誘導性リアクタンスＸ）を流れた時に発生する電圧（Ｘ×Ｉ_ｄ）は、図２（ａ）に示すごとくベクトル図のｑ軸上に正極性で発生する。 In this case, q-axis current regulator _{^{_{^{107, I q * (= I q1}}}} * = 0) and generates a q-axis voltage command value _V ^{q *} the deviation between _{I q} as inputs.
Further, a d-axis current command value I _d ^* is generated by adding the output from the motor voltage regulator 109 via the limiter 110 and the d-axis current set value I _d1 ^* , but the d-axis current set value I _d1 is generated. ^* Is preset so that the d-axis current I _d (d-axis current command value I _d ^* ) becomes a positive value as shown in FIG. As a result, the voltage (X × I _d ) generated when the d-axis current I _d flows through the impedance (inductive reactance X) of the synchronous motor SM is on the q-axis of the vector diagram as shown in FIG. Occurs with positive polarity.

一方、同期電動機ＳＭの回転時に発生する誘起電圧ｅｍｆも、図２（ｂ）のように、磁束φに直交するｑ軸上の正極性の電圧Ｖ_ｑとなり、図２（ａ）の電圧（Ｘ×Ｉ_ｄ）とベクトルの向きが一致する。すなわち、インバータ３の出力電圧と同期電動機ＳＭの誘起電圧との位相がほぼ一致するため、Ｖ／ｆ一定制御からセンサレスベクトル制御に切り替えた時の磁極位置（速度）の誤差が少なくなり、制御方法をショックレスにて切り替えることを容易にしている。 On the other hand, the induced voltage emf generated during the rotation of the synchronous motor SM also becomes a positive voltage V _q on the q axis orthogonal to the magnetic flux φ as shown in FIG. 2B, and the voltage (X) in FIG. × I _d ) and the vector orientation match. That is, since the phase of the output voltage of the inverter 3 and the induced voltage of the synchronous motor SM substantially coincide with each other, an error in the magnetic pole position (speed) when switching from V / f constant control to sensorless vector control is reduced. Can be switched without shock.

次に、Ｖ／ｆ一定制御からセンサレスベクトル制御に切り替える場合の動作を説明する。
第１，第２の切替スイッチ１０６，１１５が図１に示す状態にあって、速度推定値ｎ（加減速演算値ｎ_ｈｌｒ ^＊）が速度基準値ｎ_ｒｅｆより大きくなると、速度比較器１１６の出力信号Ｓ＝１となる。これにより、第１，第２の切替スイッチ１０６，１１５、及び、速度推定器１１４内の第３の切替スイッチ１１４ａが、すべてＳ＝１側に切り替わる。 Next, the operation when switching from V / f constant control to sensorless vector control will be described.
When the first and second changeover switches 106 and 115 are in the state shown in FIG. 1 and the speed estimated value n (acceleration / deceleration calculation value n _hlr ^* ) becomes larger than the speed reference value n _ref , the output of the speed comparator 116 is output. Signal S = 1. As a result, the first and second changeover switches 106 and 115 and the third changeover switch 114a in the speed estimator 114 are all switched to the S = 1 side.

Ｖ／ｆ一定制御時に動作していなかった速度推定器１１４では、前述したように、Ｖ／ｆ一定制御時に使用していた加減速演算値ｎ_ｈｌｒ ^＊を初期値として、０から徐々に変化する比例ゲインＫ_ｐと積分ゲインＫ_ｉとを用いた比例積分制御により、速度推定値ωが演算される。この動作は、Ｖ／ｆ一定制御では本来的に存在する磁極位置誤差がセンサレスベクトル制御ではなくなって回転軸の移動を伴うので、比例積分制御器１１４ｃの比例ゲインを０から徐々に変化させることで回転軸の移動を緩やかにし、制御方法の切り替え時におけるトルクをショックレスにするためである。 As described above, the speed estimator 114 that was not operating during the V / f constant control gradually changes from 0 with the acceleration / deceleration calculation value n _hlr ^* used during the V / f constant control as the initial value. a proportional integral control using a proportional gain K _p and integral gain K _i, the speed estimate ω is computed. In this operation, since the magnetic pole position error inherent in the constant V / f control is not the sensorless vector control and involves the movement of the rotating shaft, the proportional gain of the proportional integral controller 114c is gradually changed from 0. This is to make the movement of the rotating shaft gentle and to make the torque shockless when switching the control method.

こうして得られた速度推定値ω（速度推定値ｎ）を積分器１１７に入力して角度指令値θを演算する共に、速度指令値ｎ^＊と速度推定値ｎとの偏差が入力される速度調節器１０５の動作により、ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊が演算される。
一方、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊はＶ／ｆ一定制御時と同様に生成され、これらのｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊及びｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊に基づいて、最終的な電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊がそれぞれ演算されることになる。 The speed estimation value ω (speed estimation value n) obtained in this way is input to the integrator 117 to calculate the angle command value θ, and at the same time, a speed adjustment is input in which a deviation between the speed command value n ^* and the speed estimation value n is input. The q-axis current command value I _q ^* is calculated by the operation of the device 105.
On the other hand, the d-axis current command value I _d ^* is generated in the same manner as in the V / f constant control, and the final voltage is determined based on the q-axis current command value I _q ^* and the d-axis current command value I _d ^*. The command values V _u ^* , V _v ^* , and V _w ^* are respectively calculated.

本発明に係るセンサレス駆動装置は、空調機や搬送機械等、各種の産業用途に使用される同期電動機を広範囲の速度領域で駆動する場合に利用することができる。 The sensorless drive device according to the present invention can be used when a synchronous motor used for various industrial applications such as an air conditioner and a transport machine is driven in a wide speed range.

１：コンバータ
２：直流中間コンデンサ
３：インバータ
１０１：電流センサ
１０２：電圧センサ
１０３，１０８：座標変換器
１０４：実効値演算器
１０５：速度調節器
１０６：第１の切替スイッチ
１０７：ｑ軸電流調節器
１０９：電動機電圧調節器
１１０：制限器
１１１：ｄ軸電流調節器
１１２：ＰＷＭ発生器
１１３：加減速演算器
１１４：速度推定器
１１４ａ：第３の切替スイッチ
１１４ｂ：一次遅れフィルタ
１１４ｃ：比例積分制御器
１１５：第２の切替スイッチ
１１６：速度比較器
１１７：積分器
ＳＭ：同期電動機 1: Converter 2: DC intermediate capacitor 3: Inverter 101: Current sensor 102: Voltage sensor 103, 108: Coordinate converter 104: Effective value calculator 105: Speed controller 106: First changeover switch 107: q-axis current adjustment Unit 109: Motor voltage regulator 110: Limiter 111: d-axis current regulator 112: PWM generator 113: Acceleration / deceleration calculator 114: Speed estimator 114a: Third changeover switch 114b: Primary delay filter 114c: Proportional integration Controller 115: second changeover switch 116: speed comparator 117: integrator SM: synchronous motor

Claims

磁極位置センサを用いずに同期電動機の磁極位置を推定して同期電動機駆動用のインバータを制御するセンサレスベクトル制御手段と、前記インバータをＶ／ｆ一定制御するＶ／ｆ一定制御手段と、を備えた同期電動機のセンサレス駆動装置であって、同期電動機の低速運転時には前記Ｖ／ｆ一定制御手段により前記インバータを制御すると共に中高速運転時には前記センサレスベクトル制御手段により前記インバータを制御するセンサレス駆動装置において、
同期電動機の速度推定値と速度基準値とを比較する速度比較手段と、
前記速度比較手段により前記速度推定値が前記速度基準値を超えたことを検出した時に、前記インバータの制御手段を前記Ｖ／ｆ一定制御手段から前記センサレスベクトル制御手段に切り替える切替手段と、
Ｖ／ｆ一定制御時及びセンサレスベクトル制御時に継続して生成されるｄ軸電流指令値に基づいてｄ軸電圧指令値を生成するｄ軸電流調節手段と、
Ｖ／ｆ一定制御時には、零に設定されたｑ軸電流指令値に基づいてｑ軸電圧指令値を生成し、センサレスベクトル制御時には、速度指令値と前記速度推定値との偏差に基づいてｑ軸電圧指令値を生成するｑ軸電流調節手段と、
Ｖ／ｆ一定制御時に、前記速度指令値から生成した加減速演算値を前記速度推定値として出力する加減速演算手段と、
センサレスベクトル制御時に、Ｖ／ｆ一定制御時に使用した加減速演算値を初期値として徐々に変化する速度推定値を生成する速度推定手段と、
を備えたことを特徴とする同期電動機のセンサレス駆動装置。 Sensorless vector control means for controlling the inverter for driving the synchronous motor by estimating the magnetic pole position of the synchronous motor without using the magnetic pole position sensor, and V / f constant control means for controlling the inverter at V / f constant. A sensorless drive device for a synchronous motor, wherein the inverter is controlled by the V / f constant control means during low speed operation of the synchronous motor and the inverter is controlled by the sensorless vector control means during medium / high speed operation. ,
A speed comparison means for comparing the estimated speed value of the synchronous motor with a reference speed value;
Switching means for switching the control means of the inverter from the V / f constant control means to the sensorless vector control means when the speed comparison means detects that the speed estimated value exceeds the speed reference value;
D-axis current adjusting means for generating a d-axis voltage command value based on a d-axis current command value continuously generated during V / f constant control and sensorless vector control;
A q-axis voltage command value is generated based on a q-axis current command value set to zero during V / f constant control, and a q-axis based on a deviation between the speed command value and the estimated speed value during sensorless vector control. Q-axis current adjusting means for generating a voltage command value;
Acceleration / deceleration calculation means for outputting an acceleration / deceleration calculation value generated from the speed command value as the estimated speed value during V / f constant control;
Speed estimation means for generating a speed estimation value that gradually changes with the acceleration / deceleration calculation value used in the V / f constant control as an initial value during sensorless vector control;
A sensorless drive device for a synchronous motor, comprising:

請求項１に記載した同期電動機のセンサレス駆動装置において、
前記速度推定手段は比例積分制御手段を備え、
前記比例積分制御手段の比例ゲインが、一次遅れフィルタを介して０から所定値へ徐々に変化することを特徴とする同期電動機のセンサレス駆動装置。 In the sensorless drive device of the synchronous motor according to claim 1,
The speed estimation means includes proportional-integral control means,
2. A sensorless drive device for a synchronous motor, wherein a proportional gain of the proportional integral control means gradually changes from 0 to a predetermined value through a first-order lag filter.

請求項１または２に記載した同期電動機のセンサレス駆動装置において、
前記同期電動機の端子電圧検出値から端子電圧実効値を演算する実効値演算手段と、
前記端子電圧実効値が前記端子電圧指令値を超えないように動作する電動機電圧調節手段と、
前記電動機電圧調節手段の出力をｄ軸電流設定値に加算して前記ｄ軸電流指令値を生成する加算手段と、
を備えたことを特徴とする同期電動機のセンサレス駆動装置。 In the sensorless drive device for a synchronous motor according to claim 1 or 2,
Effective value calculating means for calculating the terminal voltage effective value from the terminal voltage detection value of the synchronous motor;
Motor voltage adjusting means that operates so that the terminal voltage effective value does not exceed the terminal voltage command value;
Adding means for adding the output of the motor voltage adjusting means to a d-axis current set value to generate the d-axis current command value;
A sensorless drive device for a synchronous motor, comprising: