JP4765441B2 - Induction heating device - Google Patents
Induction heating device Download PDFInfo
- Publication number
- JP4765441B2 JP4765441B2 JP2005197137A JP2005197137A JP4765441B2 JP 4765441 B2 JP4765441 B2 JP 4765441B2 JP 2005197137 A JP2005197137 A JP 2005197137A JP 2005197137 A JP2005197137 A JP 2005197137A JP 4765441 B2 JP4765441 B2 JP 4765441B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- switching element
- current
- smoothing capacitor
- inverter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- General Induction Heating (AREA)
- Induction Heating Cooking Devices (AREA)
Description
本発明は、一般家庭やオフィス、レストラン、工場などで使用される誘導加熱装置に関するものである。 The present invention relates to an induction heating device used in general homes, offices, restaurants, factories and the like.
従来、この種の誘導加熱装置は、一般的にスイッチング素子の両端電圧を抵抗分圧によって検知し、所定値以上の時にスイッチング素子を停止する制御を行う。 Conventionally, this type of induction heating device generally detects the voltage across the switching element by resistance voltage division, and performs control to stop the switching element when the voltage exceeds a predetermined value.
以下、従来の誘導加熱装置として、一般的な例として誘導加熱調理器を挙げ、図を用いて説明する。 Hereinafter, an induction heating cooker will be given as a general example of a conventional induction heating apparatus, and will be described with reference to the drawings.
図６において、１９は商用交流電源で、整流手段２０に接続されている。整流手段２０の２次側には平滑コンデンサ２１が接続されている。さらに第２の共振コンデンサ２２と第１のスイッチング素子２３、第２のスイッチング素子２４の直列接続体が平滑コンデンサ２１に並列に接続されている。また平滑コンデンサ２１の高圧側と、第１のスイッチング素子２３及び第２のスイッチング素子２４の接続点間には、加熱コイル２５と第１の共振コンデンサ２６がそれぞれ並列に接続されている。 In FIG. 6, reference numeral 19 denotes a commercial AC power source, which is connected to the rectifying means 20. A smoothing capacitor 21 is connected to the secondary side of the rectifying means 20. Further, a series connection body of the second resonance capacitor 22, the first switching element 23, and the second switching element 24 is connected to the smoothing capacitor 21 in parallel. A heating coil 25 and a first resonance capacitor 26 are connected in parallel between the high voltage side of the smoothing capacitor 21 and the connection point of the first switching element 23 and the second switching element 24.
第１のスイッチング素子２３及び第２のスイッチング素子２４には、駆動を制御する制御手段２７が接続されている。 Control means 27 for controlling driving is connected to the first switching element 23 and the second switching element 24.
第１の抵抗２８及び第２の抵抗２９の直列接続体は、第２のスイッチング素子２４に並列接続されている。また、第１の抵抗２８及び第２の抵抗２９の接続点をベース入力としたトランジスタ３０が配置されており、トランジスタ３０のコレクタ（高圧側）は第３の抵抗３１を介して定電圧源３２に接続され、トランジスタ３０のエミッタ（低圧側）は第４の抵抗３３を介して回路のグランド（平滑コンデンサ２１の低圧側）に接続されている。 A series connection body of the first resistor 28 and the second resistor 29 is connected in parallel to the second switching element 24. In addition, a transistor 30 having a connection point between the first resistor 28 and the second resistor 29 as a base input is disposed, and a collector (high voltage side) of the transistor 30 is connected to a constant voltage source 32 via a third resistor 31. The emitter (low voltage side) of the transistor 30 is connected to the circuit ground (low voltage side of the smoothing capacitor 21) via the fourth resistor 33.
第２の抵抗２９及び第４の抵抗３３にはそれぞれノイズによる誤検知防止用のコンデンサ３４が接続されている。 A capacitor 34 for preventing erroneous detection due to noise is connected to each of the second resistor 29 and the fourth resistor 33.
また、トランジスタ３０エミッタは制御手段２７へ接続されている。 The transistor 30 emitter is connected to the control means 27.
以上のような構成において、動作を説明する。 The operation of the configuration as described above will be described.
使用者による操作手段（図示せず）の操作によって、制御手段２７はスイッチング素子の駆動を開始する。制御手段２７は、第１のスイッチング素子２３及び第２のスイッチング素子２４が排他的に駆動するよう、駆動信号をスイッチング素子に出力する。制御手段２７は、入力電流検知手段（図示せず）信号を入力しつつ、使用者が設定した所定入力となるよう、駆動周波数一定（約２３ｋＨｚ）のまま徐々に第２のスイッチング素子２４オン時間を長く設定する。 The control means 27 starts driving the switching element by the operation of the operation means (not shown) by the user. The control means 27 outputs a drive signal to the switching element so that the first switching element 23 and the second switching element 24 are exclusively driven. The control means 27 inputs the input current detection means (not shown) signal and gradually turns on the second switching element 24 while keeping the drive frequency constant (about 23 kHz) so that the predetermined input set by the user is obtained. Set a longer time.
図７は、各部動作波形を示している。第２のスイッチング素子２４のオン時間を長くすることにより、加熱コイル２５に流れる電流量が増加し、蓄えられるエネルギーも増加する。第２のスイッチング素子２４がオフすると、加熱コイル２５に蓄えられたエネルギーが第１の共振コンデンサ２６及び第２の共振コンデンサ２２に移行し、加熱コイル２５、第１の共振コンデンサ２６、第２の共振コンデンサ２２の間で共振電流が流れる。この共振電流により、加熱コイル２５からは高周波磁界が発生し、加熱コイル２５上方に戴置された被加熱物（図示せず）を誘導加熱する。 FIG. 7 shows the operation waveform of each part. By increasing the ON time of the second switching element 24, the amount of current flowing through the heating coil 25 increases and the stored energy also increases. When the second switching element 24 is turned off, the energy stored in the heating coil 25 is transferred to the first resonance capacitor 26 and the second resonance capacitor 22, and the heating coil 25, the first resonance capacitor 26, and the second A resonance current flows between the resonance capacitors 22. Due to this resonance current, a high frequency magnetic field is generated from the heating coil 25, and an object to be heated (not shown) placed above the heating coil 25 is induction heated.
第２のスイッチング素子２４オン時間が長いほど、加熱コイル２５に蓄えられるエネルギーが大きくなり、共振電圧つまり第２のスイッチング素子２４にかかる電圧も高くなる。 The longer the ON time of the second switching element 24, the greater the energy stored in the heating coil 25, and the higher the resonance voltage, that is, the voltage applied to the second switching element 24.
第１の抵抗２８及び第２の抵抗２９によって分圧された第２のスイッチング素子２４両端電圧は、トランジスタ３０ベースに入力される。トランジスタ３０及び第３の抵抗３１、第４の抵抗３３、コンデンサ３４はピークホールド回路を形成しており、第２のスイッチング素子２４両端電圧の分圧を、時定数で決まる時間だけ保持しようとする。 The voltage across the second switching element 24 divided by the first resistor 28 and the second resistor 29 is input to the base of the transistor 30. The transistor 30, the third resistor 31, the fourth resistor 33, and the capacitor 34 form a peak hold circuit, and try to hold the divided voltage across the second switching element 24 for a time determined by a time constant. .
トランジスタ３０エミッタは、制御手段２７に接続されている。トランジスタ３０エミッタ電圧が所定値を越えた場合、第２のスイッチング素子２４電圧が所定値を越えたとして制御手段２７は第１のスイッチング素子２３及び第２のスイッチング素子２４の駆動を直ちに停止する。 The transistor 30 emitter is connected to the control means 27. When the emitter voltage of the transistor 30 exceeds a predetermined value, the control unit 27 immediately stops driving the first switching element 23 and the second switching element 24 because the voltage of the second switching element 24 exceeds the predetermined value.
前記トランジスタ３０エミッタ電圧の所定値は、第２のスイッチング素子２４両端電圧に換算して、通常動作時に第２のスイッチング素子２４両端が達する電圧よりも高く、第２のスイッチング素子２４耐圧よりも低く設定されている。そのため、第２のスイッチング素子２４耐圧を越えないよう安全に制御が行われる。 The predetermined value of the emitter voltage of the transistor 30 is converted to the voltage across the second switching element 24 and is higher than the voltage reached across the second switching element 24 during normal operation and lower than the breakdown voltage of the second switching element 24. Is set. Therefore, the control is performed safely so as not to exceed the breakdown voltage of the second switching element 24.
しかしながら、トランジスタ３０などで構成されるピークホールド回路は時定数を大きく設定されている。これは、第２のスイッチング素子２４電圧が駆動周波数に同期した０Ｖから数１００Ｖの大きな変動をするためである。 However, the peak hold circuit including the transistor 30 has a large time constant. This is because the voltage of the second switching element 24 fluctuates greatly from 0 V to several hundreds V synchronized with the driving frequency.
制御手段２７が第２のスイッチング素子２４電圧（トランジスタ３０エミッタ電圧）を精度よく認識するためには、制御手段２７が読みとっている間の電圧が安定する必要がある。 In order for the control means 27 to accurately recognize the voltage of the second switching element 24 (transistor 30 emitter voltage), the voltage while the control means 27 is reading needs to be stabilized.
また、第２のスイッチング素子２４及び第１のスイッチング素子２３のスイッチングによる電流、電圧変化からノイズが発生し、トランジスタ３０エミッタ電圧を変動させる場合がある。 In addition, noise may be generated from current and voltage changes due to switching of the second switching element 24 and the first switching element 23, and the emitter voltage of the transistor 30 may be changed.
従って、ピークホールド回路は時定数を大きく設定する必要が生じる。一方で、異常時にはできるだけ早く第２のスイッチング素子２４電圧の上昇を検知し、駆動停止する必要があるが、ピークホールド回路の時定数を大きく設定した場合には、検知が遅れてしまい、最悪の場合、第２のスイッチング素子２４が耐圧オーバーで破壊することも考えられる。 Therefore, it is necessary to set a large time constant in the peak hold circuit. On the other hand, it is necessary to detect the rise in the voltage of the second switching element 24 as soon as possible in the event of an abnormality and stop driving. However, if the time constant of the peak hold circuit is set large, the detection is delayed and the worst In this case, it is conceivable that the second switching element 24 is destroyed due to overvoltage.
このような課題を解決する技術として、例えば、誘導加熱装置に関して、スイッチング素子の両端電圧が所定値以上の時にスイッチング素子をクランプ手段によって自己クランプさせる技術が知られている（例えば、特許文献１参照）。 As a technique for solving such a problem, for example, with respect to an induction heating apparatus, a technique is known in which a switching element is self-clamped by a clamping unit when a voltage across the switching element is equal to or higher than a predetermined value (for example, see Patent Document 1). ).
以下、従来の誘導加熱装置として、特許文献１における誘導加熱装置（誘導加熱調理器）について、図を用いて説明する。 Hereinafter, as a conventional induction heating apparatus, an induction heating apparatus (induction heating cooker) in Patent Document 1 will be described with reference to the drawings.
図８において３５は直流電源で、具体的には商用交流電源を整流手段を介して得ている。３６は、直流電源３５に直列に接続された加熱コイルで、図には特に記載していないが、コイル上に鍋などの被加熱物が戴置されている。３７は加熱コイル３６と並列に接続された共振コンデンサである。３８はチョークコイルで加熱コイル３６と直列に接続されている。３９はスイッチング素子で、本従来例の場合、耐圧９００ＶのＩＧＢＴを使用して
いる。４０は逆導通ダイオードで、スイッチング素子３９と並列に接続されている。
In FIG. 8, reference numeral 35 denotes a DC power source. Specifically, a commercial AC power source is obtained through rectifying means. Reference numeral 36 denotes a heating coil connected in series to the DC power source 35, and although not particularly shown in the figure, an object to be heated such as a pan is placed on the coil. Reference numeral 37 denotes a resonance capacitor connected in parallel with the heating coil 36. A choke coil 38 is connected in series with the heating coil 36. 39 is a switching element, and in the case of this conventional example, an IGBT having a withstand voltage of 900 V is used. A reverse conducting diode 40 is connected in parallel with the switching element 39.
スイッチング素子３９の高周波スイッチングにより、加熱コイル３６を介して被加熱物に高周波電力が供給されるので、４１は高周波電力変換手段である。 Since the high frequency power is supplied to the object to be heated through the heating coil 36 by the high frequency switching of the switching element 39, 41 is a high frequency power conversion means.
４２は発振回路を含む制御回路で、スイッチング素子３９の制御を行う。４３は自己クランプ手段で、スイッチング素子３９の両端が所定値（具体的には通常動作時に発生する電圧よりも高く、スイッチング素子３９の耐圧よりも低い値であり、本従来例の場合、通常動作時の電圧が４００Ｖ程度で、スイッチング素子３９の耐圧が９００Ｖであるので、６００Ｖとしている）以上となったとき、スイッチング素子３９を自己クランプさせるものである。 Reference numeral 42 denotes a control circuit including an oscillation circuit that controls the switching element 39. 43 is a self-clamping means, and both ends of the switching element 39 have a predetermined value (specifically, a value higher than a voltage generated during normal operation and lower than a withstand voltage of the switching element 39. In the case of this conventional example, normal operation is performed. When the voltage at that time is about 400V and the withstand voltage of the switching element 39 is 900V, the switching element 39 is self-clamped.
本従来例の場合、スイッチング素子３９のコレクタ側とゲートの間に耐圧６００Ｖのツェナーダイオードと逆阻止ダイオードを直列に接続したものを挿入することにより実現している。 In the case of this conventional example, this is realized by inserting a Zener diode having a withstand voltage of 600 V and a reverse blocking diode connected in series between the collector side of the switching element 39 and the gate.
４４はスイッチング素子３９に流れる逆導通電流を検知して、その検知電流が所定値以上の時に前記制御回路４２を介してスイッチング素子３９の発振を停止する停止手段である。本従来例の場合、この電流検知手段として、カレントトランスを用いて逆導通電流分だけを検出する構成としている。 Reference numeral 44 denotes a stopping means that detects a reverse conduction current flowing through the switching element 39 and stops the oscillation of the switching element 39 via the control circuit 42 when the detected current is a predetermined value or more. In the case of this conventional example, the current detection means is configured to detect only the reverse conduction current using a current transformer.
図９は、外来ノイズによる制御回路４２の異常動作などで、電源電圧のピーク付近で誤って発振開始し、かつ無負荷であった場合などのスイッチング素子３９の各部動作波形を示す。 FIG. 9 shows an operation waveform of each part of the switching element 39 when, for example, the control circuit 42 is abnormally operated due to external noise, the oscillation is erroneously started near the peak of the power supply voltage, and there is no load.
この場合は、スイッチング素子３９の両端に発生するサージ電圧が極めて大きい（クランプ手段４３がない場合、耐圧を越える）値となるが、クランプ手段４３によりスイッチング素子３９が自己クランプし、素子破壊は起こらない。 In this case, the surge voltage generated at both ends of the switching element 39 becomes extremely large (exceeds the breakdown voltage when the clamping means 43 is not provided). However, the switching element 39 is self-clamped by the clamping means 43, and element destruction does not occur. Absent.
一般にスイッチング素子３９の自己クランプは、クランプ時に極めて大きい損失が発生し、素子の発熱が大であるため、連続自己クランプを行った場合、熱破壊する可能性がある。また、停止手段４４だけでは、初発目のサージ電圧による破壊を免れることはできない。
しかしながら、前記従来の構成は、スイッチング素子３９の電圧が高いと検知された時には、スイッチング素子３９をオンさせて電流を流すことにより、耐圧オーバーを防止するというものである。従って、上述のように、スイッチング素子３９の自己クランプ（電圧が高いときにオンすることで自らが電圧を下げようとする動作）時には、電圧及び電流の積の分、スイッチング素子３９に極めて大きな損失が発生するという課題を有していた。 However, in the conventional configuration, when it is detected that the voltage of the switching element 39 is high, the switching element 39 is turned on to pass a current, thereby preventing overvoltage resistance. Therefore, as described above, when the switching element 39 is self-clamped (an operation that attempts to lower the voltage by turning on when the voltage is high), the switching element 39 has a very large loss corresponding to the product of the voltage and current. It had a problem that occurred.
本発明は、前記従来の課題を解決するもので、スイッチング素子の破壊を防止し、安定して動作する誘導加熱装置を提供することを目的とする。 The present invention solves the above-described conventional problems, and an object of the present invention is to provide an induction heating apparatus that prevents the switching element from being broken and operates stably.
前記従来の課題を解決するために、本発明の誘導加熱装置は、スイッチング素子の両端電圧が所定値以上の時にスイッチング素子の両端電圧をクリップするよう内部に電流を流
す電圧クリップ手段と、電圧クリップ手段に流れる電流検知手段とを備え、制御手段は、電圧クリップ時に電圧クリップ手段に流れる電流を検知した電流検知手段の出力する検知出力信号を入力するとスイッチング素子の駆動を停止するものこととしたものである。
In order to solve the above-mentioned conventional problems, the induction heating device of the present invention includes a voltage clip means for passing a current to clip the voltage across the switching element when the voltage across the switching element is equal to or higher than a predetermined value, and voltage clipping Current detecting means flowing in the means, and the control means stops driving the switching element when a detection output signal output from the current detecting means that detects the current flowing in the voltage clipping means at the time of voltage clipping is input. It is.
これによって、スイッチング素子の両端電圧が所定値に達するまでは動作することがないため、誤動作、誤検知の可能性が極めて少ない。また、ノイズによって誤って電圧クリップするということもないため、時定数を設定する必要もなく、高速にスイッチング素子の過電圧検知を行うことが可能である。したがって、スイッチング素子を速やかかつ確実に停止できるため、スイッチング素子の破壊を防止して安定して動作することが可能となる。 As a result, the voltage does not operate until the voltage across the switching element reaches a predetermined value, so that the possibility of malfunction and erroneous detection is extremely low. In addition, voltage clipping due to noise does not occur, so it is not necessary to set a time constant, and overvoltage detection of the switching element can be performed at high speed. Therefore, since the switching element can be stopped quickly and reliably, it is possible to prevent the switching element from being destroyed and to operate stably.
本発明の誘導加熱装置は、スイッチング素子の破壊を防止し、安定して動作する誘導加熱装置を提供することができる。 The induction heating apparatus of the present invention can provide an induction heating apparatus that prevents destruction of the switching element and operates stably.
第１の発明は、商用電源を整流する整流手段と、高周波磁界によって被加熱物を加熱する加熱コイルと、前記加熱コイルに高周波電流を供給するインバータと、前記インバータの電源としての第１の平滑コンデンサと、前記整流手段によって整流された前記商用電源電圧を平滑する第２の平滑コンデンサと、前記インバータに内包され高周波スイッチングを行う第１のスイッチング素子群と、チョークコイルとダイオードと第２のスイッチング素子とを含み、前記チョークコイルの一方の端子と前記ダイオードのアノードとが前記第２のスイッチング素子の高電位側に接続され、前記チョークコイルと前記第２のスイッチング素子とを含む直列接続体が前記第２の平滑コンデンサに並列接続され、前記ダイオードと前記第２のスイッチング素子とを含む直列接続体が前記第１の平滑コンデンサに並列接続されることにより、前記インバータの電源電圧を可変する電圧変換手段と、カソードが前記第１の平滑コンデンサの高電位側にアノードが前記第２の平滑コンデンサの両端子のいずれかの側にそれぞれ接続された少なくとも１つのツェナーダイオードを有し、前記第１のスイッチング素子群および前記第２のスイッチング素子の両端電圧をクリップするよう内部に電流を流す電圧クリップを行う電圧クリップ手段と、前記電圧クリップ手段に流れる電流を検知する電流検知手段と、前記電圧クリップ時に前記電圧クリップ手段に流れる電流を検知した前記電流検知手段の出力する検知出力信号を入力すると前記第２のスイッチング素子の駆動停止または前記第１のスイッチング素子群及び第２のスイッチング素子の駆動停止制御を行う制御手段とを備えた誘導加熱装置とするものである。 According to a first aspect of the present invention, there is provided rectifying means for rectifying a commercial power source, a heating coil for heating an object to be heated by a high frequency magnetic field, an inverter for supplying a high frequency current to the heating coil, and a first smoothing as a power source for the inverter. A capacitor, a second smoothing capacitor for smoothing the commercial power supply voltage rectified by the rectifying means, a first switching element group included in the inverter for high-frequency switching, a choke coil, a diode, and a second switching A series connection body including one element of the choke coil and an anode of the diode are connected to a high potential side of the second switching element, and the choke coil and the second switching element. The diode and the second switching element are connected in parallel to the second smoothing capacitor. By series connection comprising bets are connected in parallel with the first smoothing capacitor, and a voltage conversion means for varying the power supply voltage of the inverter, the cathode is the anode to the high potential side of the first smoothing capacitor the At least one Zener diode connected to either side of both terminals of the second smoothing capacitor, and internally to clip the voltage across the first switching element group and the second switching element Voltage clipping means for performing voltage clipping for flowing current, current detection means for detecting current flowing in the voltage clipping means, and detection output output from the current detection means for detecting current flowing in the voltage clipping means during the voltage clipping When a signal is input, driving of the second switching element is stopped or the first switching element is stopped. It is an induction heating apparatus and control means for driving the stop control of the group and the second switching element.
本発明によれば、装置内にインバータ以外にスイッチング素子を含む電圧変換手段が含まれていても、第１の発明による効果と同様に、誤動作、誤検知の可能性が極めて少なく、高速にスイッチング素子の過電圧検知を行うことが可能である。したがって、過電圧時にはスイッチング素子を速やかかつ確実に停止することで、スイッチング素子の破壊を防止できる。 According to the present invention, even if the device includes a voltage conversion means including a switching element in addition to the inverter, the possibility of malfunctioning and erroneous detection is extremely low and switching is performed at high speed, as in the effect of the first invention. It is possible to detect the overvoltage of the element. Therefore, the switching element can be prevented from being destroyed by quickly and reliably stopping the switching element at the time of overvoltage.
また、本発明では過電圧検知時に特に第２のスイッチング素子を駆動停止する、または第１のスイッチング素子群及び第２のスイッチング素子を駆動停止するとしている。これは、電圧変換手段とインバータの動作が安定しているときに、インバータのみ停止すると電圧変換手段の出力であるインバータ電源電圧が大きく変動するからである。 Further, according to the present invention, when the overvoltage is detected, the driving of the second switching element is stopped or the driving of the first switching element group and the second switching element is stopped. This is because when the operation of the voltage conversion means and the inverter is stable, if only the inverter is stopped, the inverter power supply voltage that is the output of the voltage conversion means varies greatly.
電圧変換手段の出力は、自らの動作のみでは決定されず、インバータの出力によっても左右される。例えば、電圧変換手段の動作条件が同じであっても、インバータ出力が小さければ、電圧変換手段の出力であるインバータ電源のエネルギーが消費されず、電圧変換手段の出力電圧が上昇する。また、逆にインバータ出力が大きい場合は、インバータ電源のエネルギー消費が大きいため、電圧変換手段の出力電圧が低下する。 The output of the voltage conversion means is not determined only by its own operation, but also depends on the output of the inverter. For example, even if the operating conditions of the voltage conversion means are the same, if the inverter output is small, the energy of the inverter power source that is the output of the voltage conversion means is not consumed, and the output voltage of the voltage conversion means rises. Conversely, when the inverter output is large, the energy consumption of the inverter power supply is large, and the output voltage of the voltage conversion means decreases.
過電圧などの異常時に、インバータのみを停止する、つまり第１のスイッチング素子群
のみを停止すると、インバータ出力が急激に低下した状態となるために、電圧変換手段出力電圧が急上昇し、電圧変換手段にとって不安定な状態となる。
When only the inverter is stopped, that is, when only the first switching element group is stopped at the time of abnormality such as overvoltage, the inverter output is suddenly lowered. It becomes unstable.
本発明では、第２のスイッチング素子を停止することにより、まず電圧変換手段の出力を停止する。第１のスイッチング素子群は動作を継続するため、インバータも出力を継続してインバータ電源エネルギーを消費する。そのため、インバータ電源となる電圧変換手段出力電圧は速やかに低下し、インバータ停止による急激な電圧変換手段出力電圧上昇を抑制することができる。 In the present invention, the output of the voltage conversion means is first stopped by stopping the second switching element. Since the first switching element group continues to operate, the inverter also continues to output and consumes inverter power source energy. For this reason, the voltage conversion means output voltage serving as the inverter power supply quickly decreases, and an abrupt voltage conversion means output voltage increase due to the inverter stop can be suppressed.
もしくは、第１のスイッチング素子群と第２のスイッチング素子を停止することにより、何らかの原因で第１のスイッチング素子群の過電圧を検知した場合でもインバータ及び電圧変換手段を停止するため、インバータのみの停止による急激な電圧変換手段出力電圧上昇を抑制することができる。 Alternatively, by stopping the first switching element group and the second switching element, even if an overvoltage of the first switching element group is detected for some reason, the inverter and the voltage conversion means are stopped, so that only the inverter is stopped. It is possible to suppress an abrupt increase in the output voltage of the voltage converting means.
例えば使用者による被加熱物の移動などで急激な負荷変動が生じた場合、同時にインバータ出力が急激に低下する場合がある。前述のように、インバータ電源である第１の平滑コンデンサ電圧は、電圧変換手段の出力とインバータ出力のバランスによって決定される。インバータ出力が急激に低下した場合、商用電源電圧に関わらず、第１の平滑コンデンサ電圧が急上昇する。 For example, when a sudden load fluctuation occurs due to the movement of an object to be heated by the user, the inverter output may rapidly decrease at the same time. As described above, the first smoothing capacitor voltage that is the inverter power supply is determined by the balance between the output of the voltage conversion means and the inverter output. When the inverter output rapidly decreases, the first smoothing capacitor voltage rapidly increases regardless of the commercial power supply voltage.
本発明によれば、商用電源を整流した整流手段出力を平滑する第２の平滑コンデンサ電圧はほぼ一定もしくは周期的な変動をするため、基準電圧として利用する。第１の平滑コンデンサと第２の平滑コンデンサ間に電圧クリップ手段を挿入し、第１の平滑コンデンサと第２の平滑コンデンサ間の電圧が所定値以上になるのを検知することで、間接的に第１の平滑コンデンサの過電圧、すなわちスイッチング素子の過電圧を検知することができる。 According to the present invention, the second smoothing capacitor voltage for smoothing the output of the rectifying means rectified from the commercial power supply is used as a reference voltage because it fluctuates substantially constant or periodically. By inserting voltage clipping means between the first smoothing capacitor and the second smoothing capacitor, and detecting that the voltage between the first smoothing capacitor and the second smoothing capacitor exceeds a predetermined value, indirectly The overvoltage of the first smoothing capacitor, that is, the overvoltage of the switching element can be detected.
また、一般に電圧クリップ手段の電圧クリップ開始電圧が高ければ高いほど、部品コストが高くなったり、部品点数が多くなる課題が生じる。本発明では、第２の平滑コンデンサ電圧分だけオフセットがかかるため、電圧クリップ手段の電圧クリップ開始電圧を低く設定し、低コスト化、部品点数削減が可能である。 In general, the higher the voltage clipping start voltage of the voltage clipping means, the higher the component cost and the greater the number of components. In the present invention, since the offset is applied by the second smoothing capacitor voltage, the voltage clipping start voltage of the voltage clipping means can be set low to reduce the cost and the number of parts.
第５の発明は、特に第１または第２の発明において、電流制限手段を備え、前記電流制限手段は電圧クリップ手段に直列接続される構成とした誘導加熱装置とするものである。 According to a fifth aspect of the invention, in the first or second aspect of the invention, there is provided an induction heating device comprising a current limiting means, wherein the current limiting means is connected in series to the voltage clip means.
電圧クリップ手段がスイッチング素子の両端電圧をクリップすべく内部に電流を流した時、電圧クリップ手段にかかる電圧と流れる電流の積で決まる損失が瞬間的に発生する。瞬時に発生する損失が大きい場合、電圧クリップ手段の対損失仕様を大きく設定する必要が生じ、形状が大きくなったり、コストがかかるといった課題が生じる。 When the voltage clipping means passes a current inside to clip the voltage across the switching element, a loss determined by the product of the voltage applied to the voltage clipping means and the flowing current is instantaneously generated. When the loss that occurs instantaneously is large, it is necessary to set a large anti-loss specification for the voltage clip means, resulting in problems such as an increase in shape and cost.
本発明では、電圧クリップ手段に直列に電流制限手段が挿入されるため、電圧クリップ手段に流れる電流が制限され、電圧クリップ時の電圧クリップ手段で発生する瞬間的な損失も抑制することが可能である。つまり、形状を小さくしたり、コストを抑制することができる。 In the present invention, since the current limiting means is inserted in series with the voltage clipping means, the current flowing through the voltage clipping means is limited, and it is possible to suppress the instantaneous loss that occurs in the voltage clipping means during voltage clipping. is there. That is, the shape can be reduced and the cost can be suppressed.
第６の発明は、特に第１または第２の発明において、ダイオードを備え、前記ダイオードは電圧クリップ時に流れる電流とは逆方向に流れる電流を制限するよう電圧クリップ手段に直列接続される構成とした誘導加熱装置とするものである。 According to a sixth aspect of the present invention, in particular, in the first or second aspect of the invention, a diode is provided, and the diode is connected in series to the voltage clipping means so as to limit a current flowing in a direction opposite to a current flowing during voltage clipping. An induction heating device is provided.
インバータは共振現象を利用した動作を行う。したがって、例えば第１の平滑コンデン
サには、インバータへ電力を供給する方向に電流が流れたり、逆に電流が流入したりする。電圧クリップ手段は一般に、電圧クリップ時には所定の電圧になるまで電流を流さないが、逆方向には電流を流しやすい特性を持つ。そのため、インバータの中の一部品として、電圧クリップ手段内部を逆方向に電流が流れる場合がある。
The inverter operates using a resonance phenomenon. Therefore, for example, a current flows in the first smoothing capacitor in a direction in which power is supplied to the inverter, or a current flows in reverse. In general, the voltage clipping means does not flow current until a predetermined voltage is reached at the time of voltage clipping, but has a characteristic that current easily flows in the reverse direction. Therefore, a current may flow in the reverse direction inside the voltage clip means as one component in the inverter.
電圧変換手段についても、電圧変換方式などにもよるが、電圧クリップ手段内部を逆方向に電流が流れる場合がある。 As for the voltage conversion means, depending on the voltage conversion method, current may flow in the reverse direction inside the voltage clip means.
このような電流によって、電圧クリップ手段の損失が増加したり、電流検知手段の誤検知を招くといった課題がある。 Due to such current, there is a problem that the loss of the voltage clip means increases or erroneous detection of the current detection means is caused.
しかしながら本発明では、電圧クリップ時に流れる電流とは逆方向に流れる電流を制限するよう、電圧クリップ手段にダイオードが接続されているため、前述の課題が生じず、安定して過電圧検知を行うことが可能である。 However, in the present invention, since the diode is connected to the voltage clipping means so as to limit the current flowing in the direction opposite to the current flowing at the time of voltage clipping, the above-described problem does not occur and stable overvoltage detection can be performed. Is possible.
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. Note that the present invention is not limited to the embodiments.
（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態における誘導加熱装置を示すものであり、特に誘導加熱調理器の概略回路図である。
(Embodiment 1)
FIG. 1 shows an induction heating apparatus according to a first embodiment of the present invention, and is a schematic circuit diagram of an induction heating cooker in particular.
以下、図１に基づいて、本実施の形態の誘導加熱調理器の概略構成を説明する。 Hereinafter, based on FIG. 1, schematic structure of the induction heating cooking appliance of this Embodiment is demonstrated.
図１において、商用交流電源１からの交流電圧を整流するダイオードブリッジからなる整流手段２の出力側には、第２の平滑コンデンサ３が接続されている。 In FIG. 1, the 2nd smoothing capacitor 3 is connected to the output side of the rectification means 2 which consists of a diode bridge which rectifies | straightens the alternating voltage from the commercial alternating current power supply 1. In FIG.
チョークコイル４と第２のスイッチング素子５は、第２のスイッチング素子５の高電位端子（ＩＧＢＴの場合はコレクタ、ＭＯＳＦＥＴの場合はドレイン）を接続点として直列接続されており、さらにその直列接続体は、第２の平滑コンデンサ３に並列接続されている。 The choke coil 4 and the second switching element 5 are connected in series with the high potential terminal (the collector in the case of IGBT, the drain in the case of MOSFET) of the second switching element 5 as a connection point, and the series connection body. Are connected in parallel to the second smoothing capacitor 3.
またダイオード６は、カソードを第１の平滑コンデンサ７の高電位側に、アノードを第２のスイッチング素子５の高電位端子に接続されている。 The diode 6 has a cathode connected to the high potential side of the first smoothing capacitor 7 and an anode connected to the high potential terminal of the second switching element 5.
第１の平滑コンデンサ７の低電位側は整流手段２出力低電位側に接続されている。 The low potential side of the first smoothing capacitor 7 is connected to the rectifier 2 output low potential side.
第１のスイッチング素子群８は、２個のスイッチング素子の直列接続体で構成されており、第１の平滑コンデンサ７に並列接続されている。ここで、第１のスイッチング素子群８の高電位側スイッチング素子を第１−Ａのスイッチング素子８ａ、低電位側スイッチング素子を第１−Ｂのスイッチング素子８ｂとする。 The first switching element group 8 includes a series connection body of two switching elements, and is connected in parallel to the first smoothing capacitor 7. Here, the high potential side switching element of the first switching element group 8 is referred to as a 1-A switching element 8a, and the low potential side switching element is referred to as a 1-B switching element 8b.
本実施の形態では、第１のスイッチング素子群８及び第２のスイッチング素子５は、耐圧１０００ＶのＩＧＢＴによって構成されている。 In the present embodiment, the first switching element group 8 and the second switching element 5 are composed of IGBTs having a withstand voltage of 1000V.
第１−Ａのスイッチング素子８ａと第１−Ｂのスイッチング素子８ｂの接続点には、素線を束ねた撚り線を平板上に巻き回されて構成され、高周波磁界によって被加熱物（図示せず）を加熱する加熱コイル９が接続されている。 A connection point between the 1-A switching element 8a and the 1-B switching element 8b is formed by winding a strand of bundled strands on a flat plate, and is heated by a high-frequency magnetic field (not shown). A heating coil 9 is connected to heat.
加熱コイル９のもう一端と第１の平滑コンデンサ７低電位側間には、共振コンデンサ１
０が接続されている。
Between the other end of the heating coil 9 and the first smoothing capacitor 7 on the low potential side, the resonant capacitor 1
0 is connected.
第１のスイッチング素子群８及び第２のスイッチング素子５の駆動端子に接続された制御手段１１は、制御手段１１に接続された操作手段１２の操作内容、入力電流検知手段（図示せず）による検知結果などに基づき、第１のスイッチング素子群８、第２のスイッチング素子５の駆動を制御する。 The control means 11 connected to the drive terminals of the first switching element group 8 and the second switching element 5 is based on the operation content of the operation means 12 connected to the control means 11 and input current detection means (not shown). Based on the detection result, the driving of the first switching element group 8 and the second switching element 5 is controlled.
電圧クリップ手段１３は、複数のパワーツェナーダイオードの直列接続体で構成されている。本実施の形態では、ツェナー電圧３００Ｖのパワーツェナーダイオードを３個直列接続している。 The voltage clip means 13 is composed of a series connection body of a plurality of power Zener diodes. In this embodiment, three power zener diodes having a zener voltage of 300 V are connected in series.
また、電圧クリップ手段１３には、直列に抵抗１４及びフォトカプラ１５入力側（内蔵ダイオード１６側）が接続されている。ここで抵抗１４は、電圧クリップ手段１３に流れる電流を制限する電流制限手段の役割をなしており、フォトカプラ１５入力側の内蔵ダイオード１６は、電圧クリップ時に流れる電流とは逆方向に流れる電流を制限する役割をなしている。 The voltage clip means 13 is connected in series with a resistor 14 and a photocoupler 15 input side (built-in diode 16 side). Here, the resistor 14 serves as a current limiting unit that limits the current flowing through the voltage clipping unit 13, and the built-in diode 16 on the input side of the photocoupler 15 has a current flowing in the opposite direction to the current flowing during voltage clipping. It has a role to restrict.
また、フォトカプラ１５の出力側は、制御手段１１に接続されている。 The output side of the photocoupler 15 is connected to the control means 11.
フォトカプラ１５は、電圧クリップ時に流れる電流が内蔵ダイオード１６を流れることによって制御手段１１へ信号出力することから、電流検知手段の役割をなしている。 The photocoupler 15 serves as a current detection unit because a current flowing during voltage clipping flows through the built-in diode 16 and outputs a signal to the control unit 11.
電圧クリップ手段１３、抵抗１４及びフォトカプラ１５の直列接続体は、第１の平滑コンデンサ７に並列に接続されている。 A series connection body of the voltage clip means 13, the resistor 14, and the photocoupler 15 is connected in parallel to the first smoothing capacitor 7.
以上のような構成において、第１のスイッチング素子群８、加熱コイル９、共振コンデンサ１０は、インバータ１７を構成しており、内包される第１のスイッチング素子群８の高周波スイッチングによって加熱コイル９に高周波電流を供給する。 In the configuration as described above, the first switching element group 8, the heating coil 9, and the resonance capacitor 10 constitute an inverter 17, and the first switching element group 8 included therein is connected to the heating coil 9 by high-frequency switching. Supply high frequency current.
ここで第１の平滑コンデンサ７は、インバータ１７電源として作用する。 Here, the first smoothing capacitor 7 acts as an inverter 17 power source.
またチョークコイル４、第２のスイッチング素子５、ダイオード６は、昇圧回路、すなわち電圧変換手段１８を構成しており、内包される第２のスイッチング素子５の高周波スイッチングによってインバータ１７電源となる第１の平滑コンデンサ７電圧を可変する。 The choke coil 4, the second switching element 5, and the diode 6 constitute a booster circuit, that is, a voltage conversion means 18, and the first switching source 17 serves as a power source for the inverter 17 by high-frequency switching of the included second switching element 5. The voltage of the smoothing capacitor 7 is varied.
以上のように構成された誘導加熱調理器について、以下その動作、作用を説明する。 About the induction heating cooking appliance comprised as mentioned above, the operation | movement and an effect | action are demonstrated below.
まず、商用交流電源１が投入され、使用者が操作手段１２により被加熱物の加熱開始操作を行うと、操作手段１２から制御手段１１に対して加熱開始信号が出力される。 First, when the commercial AC power supply 1 is turned on and the user performs a heating start operation of the object to be heated by the operation means 12, a heating start signal is output from the operation means 12 to the control means 11.
操作手段１２からの加熱開始信号を入力した制御手段１１は、第１のスイッチング素子群８を動作させるべく、商用交流電源１の１／２周期を１制御単位時間として駆動信号を出力する。その際、第１−Ａのスイッチング素子８ａオン時間を最大に、第１−Ｂのスイッチング素子８ｂオン時間を最小になるよう、かつそれぞれが排他的にオンするよう制御を行う。 The control means 11 to which the heating start signal from the operation means 12 is input outputs a drive signal with the 1/2 cycle of the commercial AC power supply 1 as one control unit time in order to operate the first switching element group 8. At this time, control is performed so that the ON time of the 1-A switching element 8a is maximized, the ON time of the 1-B switching element 8b is minimized, and each of them is exclusively turned on.
制御手段１１は、一定駆動周波数（周期）のまま（本実施の形態では具体的に２３ｋＨｚ）、第１−Ａのスイッチング素子８ａと第１−Ｂのスイッチング素子８ｂの排他的駆動を継続しながら、徐々に第１−Ｂのスイッチング素子８ｂオン時間を延ばしていく。 The control means 11 continues the exclusive drive of the 1-A switching element 8a and the 1-B switching element 8b while maintaining a constant driving frequency (period) (specifically 23 kHz in the present embodiment). The ON time of the 1-B switching element 8b is gradually extended.
制御手段１１は、第１−Ｂのスイッチング素子８ｂのオン時間が駆動周期の１／２に達すると、第２のスイッチング素子５の駆動を開始し、第２のスイッチング素子５オン時間を徐々に延ばしていく。 When the ON time of the 1-B switching element 8b reaches 1/2 of the driving cycle, the control unit 11 starts driving the second switching element 5 and gradually increases the ON time of the second switching element 5. I will extend it.
図２は、本実施の形態の誘導加熱調理器の各部動作波形を示している。 FIG. 2 shows an operation waveform of each part of the induction heating cooker of the present embodiment.
図２において、（ａ）、（ｂ）はそれぞれ第１−Ｂのスイッチング素子８ｂの電圧Ｖｃｅ及び電流Ｉｃ、（ｃ）、（ｄ）はそれぞれ第１−Ａのスイッチング素子８ａの電圧Ｖｃｅ及び電流Ｉｃ、（ｅ）は加熱コイル９電流ＩＬ、（ｆ）、（ｇ）はそれぞれ第２のスイッチング素子５の電圧Ｖｃｅ及び電流Ｉｃ、（ｈ）はダイオード６電流を示している。 2, (a) and (b) are the voltage Vce and current Ic of the 1-B switching element 8b, respectively, and (c) and (d) are the voltage Vce and current of the 1-A switching element 8a, respectively. Ic and (e) indicate the heating coil 9 current IL, (f) and (g) indicate the voltage Vce and current Ic and (h) of the second switching element 5, respectively, and the diode 6 current.
インバータ１７に内包される第１のスイッチング素子群８の高周波スイッチングにより、第１−Ａのスイッチング素子８ａ−加熱コイル９−共振コンデンサ１０−第１の平滑コンデンサ７の経路、または第１−Ｂのスイッチング素子８ｂ−加熱コイル９−共振コンデンサ１０の経路を通って高周波電流が流れる。すなわち、インバータ１７によって加熱コイル９に高周波電流が供給される。 By the high-frequency switching of the first switching element group 8 included in the inverter 17, the path of the 1-A switching element 8 a, the heating coil 9, the resonance capacitor 10, the first smoothing capacitor 7, or the 1-B A high-frequency current flows through the path of the switching element 8b-heating coil 9-resonance capacitor 10. That is, a high frequency current is supplied to the heating coil 9 by the inverter 17.
高周波電流が供給された加熱コイル９からは、高周波磁界が発生し、被加熱物内部には誘導電流である渦電流が流れ、ジュール熱による被加熱物の誘導加熱が行われる。 A high-frequency magnetic field is generated from the heating coil 9 supplied with the high-frequency current, an eddy current that is an induced current flows inside the object to be heated, and induction heating of the object to be heated by Joule heat is performed.
第２のスイッチング素子５がオンすることにより、チョークコイル４に電流が流れ、エネルギーが蓄積される。所定時間後に第２のスイッチング素子５がオフすると、チョークコイル４は電流を流し続けようとし、そのエネルギーをダイオード６を介して第１の平滑コンデンサ７へ供給する。 When the second switching element 5 is turned on, a current flows through the choke coil 4 and energy is accumulated. When the second switching element 5 is turned off after a predetermined time, the choke coil 4 tries to keep the current flowing and supplies the energy to the first smoothing capacitor 7 via the diode 6.
すなわち、電圧変換手段１８に内包される第２のスイッチング素子５の高周波スイッチングにより、インバータ１７電源となる第１の平滑コンデンサ７電圧が可変制御される。 That is, the voltage of the first smoothing capacitor 7 serving as the power supply for the inverter 17 is variably controlled by the high frequency switching of the second switching element 5 included in the voltage conversion means 18.
制御手段１１は、第１のスイッチング素子群８の導通比を変更することで、加熱コイル９及び共振コンデンサ１０の共振の制御を行い、インバータ１７出力制御を行う。 The control unit 11 controls the resonance of the heating coil 9 and the resonance capacitor 10 by changing the conduction ratio of the first switching element group 8 and performs the inverter 17 output control.
また、第２のスイッチング素子５のオン時間を変更し、インバータ１７電源電圧を可変とすることによってもインバータ１７出力制御を行う。 Further, the inverter 17 output control is also performed by changing the ON time of the second switching element 5 and making the inverter 17 power supply voltage variable.
制御手段１１は、一連の動作中に共振コンデンサ１０の電圧検知手段（図示せず）の検知出力と、入力電流検知手段（図示せず）の検知出力から、被加熱物材質、形状を推定する。例えば被加熱物が加熱に不適切な小径鍋、鍋なし、ナイフなどの小物と推定された場合、第１のスイッチング素子群８の駆動を停止する。 The control means 11 estimates the material and shape of the object to be heated from the detection output of the voltage detection means (not shown) of the resonance capacitor 10 and the detection output of the input current detection means (not shown) during a series of operations. . For example, when it is estimated that the object to be heated is small such as a small-diameter pan, no pan, or a knife that is inappropriate for heating, the driving of the first switching element group 8 is stopped.
また第１の平滑コンデンサ７の電圧検知手段（図示せず）及び共振コンデンサ１０の電圧検知手段（図示せず）の検知出力が所定値を越えるような場合、制御手段１１はインバータ１７及び電圧変換手段１８の出力を一定もしくは低下する制御を行う。 When the detection output of the voltage detecting means (not shown) of the first smoothing capacitor 7 and the voltage detecting means (not shown) of the resonant capacitor 10 exceeds a predetermined value, the control means 11 is connected to the inverter 17 and the voltage converter. Control is performed to keep the output of the means 18 constant or reduced.
図３は、商用交流電源１電圧が低下した後、定格に復帰した際の、本実施の形態の誘導加熱調理器の各部動作波形を示している。 FIG. 3 shows an operation waveform of each part of the induction heating cooker of the present embodiment when the commercial AC power supply 1 voltage drops and then returns to the rated value.
図３において、（ａ）は第２の平滑コンデンサ３電圧を示しており、（ｂ）〜（ｈ）は（ａ）における点線部の期間における各部波形を示している。（ｂ）は第１の平滑コンデンサ７電圧、（ｃ）は電圧クリップ手段１３電流、（ｄ）はフォトカプラ１５出力電圧、（ｅ）、（ｆ）はそれぞれ第２のスイッチング素子５電流Ｉｃ及び駆動端子電圧、（ｇ）
、（ｈ）はそれぞれ第１−Ａのスイッチング素子８ａ電圧Ｖｃｅ及び駆動端子電圧を示している。
In FIG. 3, (a) shows the voltage of the second smoothing capacitor 3, and (b) to (h) show the waveform of each part in the period of the dotted line part in (a). (B) is the first smoothing capacitor 7 voltage, (c) is the voltage clipping means 13 current, (d) is the photocoupler 15 output voltage, (e) and (f) are the second switching element 5 current Ic and Drive terminal voltage, (g)
, (H) show the 1-A switching element 8a voltage Vce and the drive terminal voltage, respectively.
制御手段１１は、商用交流電源１の１／２周期を１制御単位時間としており、その期間中には異常時を除いて第１のスイッチング素子群８及び第２のスイッチング素子５の駆動条件を変更しない。 The control means 11 takes 1/2 cycle of the commercial AC power supply 1 as one control unit time, and during that period, the drive conditions of the first switching element group 8 and the second switching element 5 are set except for an abnormal time. It does not change.
例えば何らかの電源異常により商用交流電源１電圧が低下した場合、電圧変換手段１８出力電圧低下、インバータ１７出力低下となるため、制御手段１１は設定出力が得られるよう、第２のスイッチング素子５オン時間を長く設定する。 For example, when the voltage of the commercial AC power supply 1 decreases due to some power supply abnormality, the output voltage of the voltage converter 18 decreases and the output of the inverter 17 decreases. Therefore, the control unit 11 can turn on the second switching element 5 so that the set output can be obtained. Set a longer time.
商用交流電源１電圧が、商用交流電源１周期に対して十分早く、急激に復帰した場合、制御手段１１の制御が間に合わないため、長く設定された第２のスイッチング素子５オン時間に相当する電圧変換手段１８出力電圧となる。つまり、商用交流電源１電圧の急激な復帰に伴い、電圧変換手段１８出力電圧も急激に上昇することになる。 When the commercial AC power supply 1 voltage recovers rapidly and rapidly enough for one cycle of the commercial AC power supply, since the control of the control means 11 is not in time, the voltage corresponding to the long second switching element 5 on-time is set. It becomes the conversion means 18 output voltage. That is, as the commercial AC power supply 1 voltage suddenly recovers, the voltage conversion means 18 output voltage also rises abruptly.
そのため、第２のスイッチング素子５オン時間によっては、電圧変換手段１８出力電圧が第１のスイッチング素子群８及び第２のスイッチング素子５の耐圧１０００Ｖを越える可能性が生じる。 For this reason, depending on the ON time of the second switching element 5, there is a possibility that the output voltage of the voltage conversion means 18 exceeds the withstand voltage 1000 V of the first switching element group 8 and the second switching element 5.
本実施の形態では、第１の平滑コンデンサ７に並列に、電圧クリップ手段１３、抵抗１４及びフォトカプラ１５が接続されている。商用交流電源１の電圧変化によって、第１の平滑コンデンサ７電圧が急激に上昇し、電圧クリップ手段１３であるパワーツェナーダイオードのツェナー電圧９００Ｖ（ツェナー電圧３００Ｖのものが３個直列）を越えると、電圧クリップ手段１３は電圧を一定にすべく内部に電流を流す。 In the present embodiment, a voltage clip means 13, a resistor 14, and a photocoupler 15 are connected in parallel with the first smoothing capacitor 7. When the voltage of the commercial AC power source 1 changes, the voltage of the first smoothing capacitor 7 suddenly rises and exceeds the Zener voltage 900V (three of the Zener voltage 300V series) of the power Zener diode as the voltage clip means 13 The voltage clip means 13 causes a current to flow inside to keep the voltage constant.
電圧クリップ手段１３に流れる電流がフォトカプラ１５の内蔵ダイオー１６に流れると、フォトカプラ１５から信号が出力される。フォトカプラ１５からの信号を入力した制御手段１１は、制御単位時間のタイミング如何に関わらず、即時に第２のスイッチング素子５の駆動を停止し、約１００μｓ後に第１のスイッチング素子群８の駆動を停止する。 When the current flowing through the voltage clipping unit 13 flows through the built-in diode 16 of the photocoupler 15, a signal is output from the photocoupler 15. The control means 11 receiving the signal from the photocoupler 15 immediately stops driving the second switching element 5 regardless of the timing of the control unit time, and after about 100 μs, drives the first switching element group 8. To stop.
つまり、所定値である９００Ｖを越えた場合、電圧クリップ手段１３及びフォトカプラ１５によって、第１のスイッチング素子群８及び第２のスイッチング素子５を停止することが可能となり、速やかかつ確実にスイッチング素子の過電圧破壊を防止できる。 That is, when the predetermined value of 900 V is exceeded, the first clipping element group 8 and the second switching element 5 can be stopped by the voltage clip means 13 and the photocoupler 15, and the switching element can be quickly and reliably. Can prevent overvoltage breakdown.
電圧クリップ手段１３であるパワーツェナーダイオードは、自らのツェナー電圧に達するまでは動作しないため、誤動作、誤検知の可能性が極めて少ない。また、ノイズによって誤って電圧クリップするということもないため、時定数を設定する必要もなく、高速にスイッチング素子の過電圧検知を行うことが可能である。 Since the power Zener diode as the voltage clipping means 13 does not operate until it reaches its own Zener voltage, there is very little possibility of malfunction or erroneous detection. In addition, voltage clipping due to noise does not occur, so it is not necessary to set a time constant, and overvoltage detection of the switching element can be performed at high speed.
また、電圧クリップ手段１３が電圧をクリップすべく内部に電流を流した時、電圧クリップ手段１３にかかる電圧と流れる電流の積で決まる損失が瞬間的に発生する。瞬時に発生する損失が大きい場合、電圧クリップ手段１３の対損失仕様を大きく設定する必要が生じる。しかしながら、電圧クリップ手段１３に直列に電流制限手段である抵抗１４が挿入されるため、電圧クリップ手段１３に流れる電流が制限され、電圧クリップ時の電圧クリップ手段１３で発生する瞬間的な損失も抑制できる。 Further, when the voltage clipping means 13 causes a current to flow inside to clip the voltage, a loss determined by the product of the voltage applied to the voltage clipping means 13 and the flowing current is instantaneously generated. When the loss that occurs instantaneously is large, it is necessary to set a large loss-loss specification for the voltage clip means 13. However, since the resistor 14 which is a current limiting unit is inserted in series with the voltage clipping unit 13, the current flowing through the voltage clipping unit 13 is limited, and the instantaneous loss generated in the voltage clipping unit 13 during the voltage clipping is also suppressed. it can.
また、抵抗１４による電流制限作用により、一般にフォトカプラ１５の内蔵ダイオード１６の許容順電流は小さいにも関わらず、問題なくフォトカプラ１５を使用することが可能である。 In addition, due to the current limiting action by the resistor 14, the photocoupler 15 can be used without any problem although the allowable forward current of the built-in diode 16 of the photocoupler 15 is generally small.
さらに、自らの電流制限作用により、過電圧時の抵抗１４での損失も非常に小さくできる。 Furthermore, the loss in the resistor 14 at the time of overvoltage can be made very small by its own current limiting action.
インバータ１７は共振現象を利用した動作を行っているため、例えば第１の平滑コンデンサ７には、インバータ１７へ電力を供給する方向に電流が流れたり、逆に電流が流入したりする。電圧クリップ手段１３であるツェナーダイオードは一般に、電圧クリップ時には所定の電圧になるまで電流を流さないが、逆方向には電流を流しやすい特性を持つ。そのため、対策が施されていなければ、インバータ１７の中の一部品として、電圧クリップ手段１３内部を逆方向に電流が流れてしまう。 Since the inverter 17 performs an operation using a resonance phenomenon, for example, a current flows in the first smoothing capacitor 7 in a direction in which power is supplied to the inverter 17, or a current flows in reverse. The Zener diode as the voltage clipping means 13 generally has a characteristic that current does not flow until a predetermined voltage is reached during voltage clipping, but current easily flows in the reverse direction. Therefore, if no countermeasure is taken, a current flows in the reverse direction in the voltage clip means 13 as one component in the inverter 17.
本発明では、電圧クリップ手段１３に直列にフォトカプラ１５の内蔵ダイオード１６を接続しているため、電圧クリップ時に流れる電流とは逆方向に流れる電流を制限されており、安定して過電圧検知を行うことが可能である。 In the present invention, since the built-in diode 16 of the photocoupler 15 is connected in series with the voltage clipping means 13, the current flowing in the direction opposite to the current flowing at the time of voltage clipping is limited, and the overvoltage detection is stably performed. It is possible.
本発明では、フォトカプラ１５を電圧クリップ時の電流検知手段兼逆方向電流制限手段として使用しているが、これに限るものではない。 In the present invention, the photocoupler 15 is used as current detection means and reverse current limiting means during voltage clipping, but the present invention is not limited to this.
例えば、電流検知手段として抵抗を設け、抵抗電圧の変化によって電流検知を行ってもよいし、さらに抵抗電圧の変化によってトランジスタをオン／オフさせることによって検知信号を出力させてもよい。また、電流制限手段として別途ダイオードを直列接続させてもよい。コスト、形状を鑑み、適当な構成を採用すればよい。 For example, a resistor may be provided as a current detection unit, and current detection may be performed by a change in resistance voltage, or a detection signal may be output by turning on / off a transistor by a change in resistance voltage. Further, a separate diode may be connected in series as the current limiting means. In view of cost and shape, an appropriate configuration may be employed.
また、本発明では過電圧検知時に、特に第２のスイッチング素子５を先に駆動停止している。これは第１のスイッチング素子群８を先に停止した場合、インバータ１７出力が急激に低下することになり、インバータ１７電源である第１の平滑コンデンサ７の電圧の上昇を促進させる恐れがあるからである。 Further, in the present invention, when the overvoltage is detected, the driving of the second switching element 5 is stopped first. This is because, when the first switching element group 8 is stopped first, the output of the inverter 17 is drastically reduced, and there is a risk of promoting an increase in the voltage of the first smoothing capacitor 7 that is the power source of the inverter 17. It is.
そのため、第２のスイッチング素子５を停止して電圧変換手段１８の出力を低下させた後、第１のスイッチング素子群８を停止させることによって、より安定した過電圧保護動作を行うことが可能である。 Therefore, it is possible to perform a more stable overvoltage protection operation by stopping the first switching element group 8 after stopping the second switching element 5 and reducing the output of the voltage conversion means 18. .
なお本発明では、第２のスイッチング素子５を停止させた後、第１のスイッチング素子群８を停止させるとしたが、これに限るものではない。 In the present invention, after the second switching element 5 is stopped, the first switching element group 8 is stopped. However, the present invention is not limited to this.
例えば、第２のスイッチング素子５と同時に第１のスイッチング素子群８を停止させた場合、本実施の形態と比較して安定度は低下するが、過電圧保護動作は可能である。 For example, when the first switching element group 8 is stopped simultaneously with the second switching element 5, the stability is lowered as compared with the present embodiment, but an overvoltage protection operation is possible.
また、第２のスイッチング素子５を停止させれば、電圧変換手段１８の出力電圧は低下するため、第１のスイッチング素子群８の駆動を継続させてもよい。電圧変換手段１８出力電圧が所定値以下となった時点、もしくは所定時間経過後に、第２のスイッチング素子５の駆動を再開することによって、より速やかに所定のインバータ１７出力が得られる状態に戻すことが可能である。 Further, if the second switching element 5 is stopped, the output voltage of the voltage conversion means 18 decreases, so that the driving of the first switching element group 8 may be continued. When the output voltage of the voltage converter 18 becomes equal to or lower than a predetermined value, or after a predetermined time has elapsed, the driving of the second switching element 5 is restarted to return to a state where a predetermined inverter 17 output can be obtained more quickly. Is possible.
また、本発明では、電圧クリップ手段１３、抵抗１４及びフォトカプラ１５の直列接続体を、第１の平滑コンデンサ７に接続する構成とした。 In the present invention, the series connection body of the voltage clip means 13, the resistor 14, and the photocoupler 15 is connected to the first smoothing capacitor 7.
これは、第２のスイッチング素子５電圧ピークが（ダイオード６を介するが）第１の平滑コンデンサ７電圧と略同電位となっていること、第１−Ａのスイッチング素子８ａ及び第１−Ｂのスイッチング素子８ｂが排他的に駆動されており、それぞれの電圧ピークは第
１の平滑コンデンサ７電圧と同電位となっていることから、第１の平滑コンデンサ７電圧によって、内包されるスイッチング素子全体の過電圧を検知でき、部品点数を削減できるからである。
This is because the second switching element 5 voltage peak (through the diode 6) is substantially the same potential as the first smoothing capacitor 7 voltage, the 1-A switching element 8a and the 1-B switching voltage. Since the switching element 8b is driven exclusively and each voltage peak has the same potential as the first smoothing capacitor 7 voltage, the entire switching element included by the first smoothing capacitor 7 voltage is This is because overvoltage can be detected and the number of parts can be reduced.
なお、この構成に限るものではなく、例えば、第１−Ａのスイッチング素子８ａのみ、第１−Ｂのスイッチング素子８ｂのみ、第２のスイッチング素子５のみ、もしくはそれらの組み合わせであっても同様の効果が得られる。 The present invention is not limited to this configuration. For example, the same applies to only the 1-A switching element 8a, only the 1-B switching element 8b, only the second switching element 5, or a combination thereof. An effect is obtained.
（実施の形態２）
図４は、本発明の実施の形態２における誘導加熱装置を示すものであり、特に誘導加熱調理器の概略回路図である。
(Embodiment 2)
FIG. 4 shows an induction heating apparatus according to Embodiment 2 of the present invention, and is a schematic circuit diagram of an induction heating cooker in particular.
本実施の形態は、実施の形態１とほぼ同構成となるため、構成が異なる部分について説明する。 Since the present embodiment has substantially the same configuration as that of the first embodiment, only different parts will be described.
図４において、電圧クリップ手段１３、抵抗１４及びフォトカプラ１５の直列接続体は、一方を第１の平滑コンデンサ７高電位側、もう一方を第２の平滑コンデンサ３に接続されている。 In FIG. 4, one of the series connection bodies of the voltage clip means 13, the resistor 14, and the photocoupler 15 is connected to the first smoothing capacitor 7 on the high potential side, and the other is connected to the second smoothing capacitor 3.
本実施の形態において、電圧クリップ手段１３は、ツェナー電圧３１０Ｖのパワーツェナーダイオード２個の直列接続体によって構成されている。 In the present embodiment, the voltage clipping means 13 is constituted by a series connection body of two power Zener diodes having a Zener voltage of 310V.
図５は、本実施の形態の誘導加熱調理器の各部動作波形を示している。 FIG. 5 shows the operation waveform of each part of the induction heating cooker of the present embodiment.
図５において、（ａ）は第２の平滑コンデンサ３電圧、（ｂ）は第１の平滑コンデンサ７電圧、（ｃ）は第１の平滑コンデンサ７と第２の平滑コンデンサ３の電位差（≒電圧クリップ手段１３電圧）を示している。 In FIG. 5, (a) is the second smoothing capacitor 3 voltage, (b) is the first smoothing capacitor 7 voltage, and (c) is the potential difference (≈voltage between the first smoothing capacitor 7 and the second smoothing capacitor 3. The clip means 13 voltage) is shown.
第２の平滑コンデンサ３電圧は、商用交流電源１周期に同期して変動を繰り返す。商用交流電源１電圧はほぼ一定であり、第２の平滑コンデンサ３電圧もほぼ一定の変化を繰り返す。 The second smoothing capacitor 3 voltage repeats fluctuations in synchronization with one cycle of the commercial AC power supply. The commercial AC power supply 1 voltage is substantially constant, and the second smoothing capacitor 3 voltage repeats a substantially constant change.
第１の平滑コンデンサ７電圧も、第２のスイッチング素子５駆動条件にもよるが、商用交流電源１及び第２の平滑コンデンサ３電圧に同期して変動を繰り返す。 The first smoothing capacitor 7 voltage also varies in synchronization with the commercial AC power supply 1 and the second smoothing capacitor 3 voltage, depending on the driving conditions of the second switching element 5.
スイッチング素子電圧がピークとなるのは、第１の平滑コンデンサ７及び第２の平滑コンデンサ３電圧がピークとなるタイミングと合致している。 The peak of the switching element voltage coincides with the timing at which the voltages of the first smoothing capacitor 7 and the second smoothing capacitor 3 are peaked.
本実施の形態では、スイッチング素子電圧が過電圧と判断するしきい値を９００Ｖとする。商用交流電源１電源が低下した後、急激に元の状態に復帰し、第１の平滑コンデンサ７及び第２の平滑コンデンサ３電圧がピークとなるタイミングで第１の平滑コンデンサ７電圧が過電圧しきい値９００Ｖに到達したとき、第１の平滑コンデンサ７−第２の平滑コンデンサ３電圧差は、９００Ｖ−所定値（商用交流電源１電圧ピーク２００Ｖ×√２＝２８３Ｖ）となる。 In this embodiment, the threshold value for determining that the switching element voltage is an overvoltage is 900V. After the commercial AC power supply 1 power supply is reduced, the power supply suddenly returns to the original state, and the first smoothing capacitor 7 voltage becomes the overvoltage threshold at the timing when the first smoothing capacitor 7 and the second smoothing capacitor 3 voltage peaks. When the value reaches 900V, the voltage difference between the first smoothing capacitor 7 and the second smoothing capacitor 3 is 900V−predetermined value (commercial AC power supply 1 voltage peak 200V × √2 = 283V).
したがって、電圧クリップ手段１３は、第１の平滑コンデンサ７電圧−第２の平滑コンデンサ３電圧が９００Ｖ−２８３Ｖ＝６１７Ｖとなったときに、電圧クリップすればよいため、本実施の形態ではツェナー電圧３１０Ｖのパワーツェナーダイオード２個を直列にしている。 Therefore, since the voltage clipping means 13 has only to clip the voltage when the first smoothing capacitor 7 voltage−the second smoothing capacitor 3 voltage becomes 900V−283V = 617V, in this embodiment, the Zener voltage 310V Two power zener diodes are connected in series.
つまり、商用交流電源１を整流した整流手段２出力を平滑する第２の平滑コンデンサ３電圧はほぼ一定もしくは周期的な変動をするため、基準電圧として利用することで、第１の平滑コンデンサ７と第２の平滑コンデンサ３間に電圧クリップ手段１３を挿入し、第１の平滑コンデンサ７と第２の平滑コンデンサ３間の電圧が所定値以上になるのを検知し、間接的に第１の平滑コンデンサ７の過電圧、すなわちスイッチング素子の過電圧を検知することができる。 That is, the voltage of the second smoothing capacitor 3 that smoothes the output of the rectifying means 2 that rectifies the commercial AC power supply 1 fluctuates substantially constant or periodically. The voltage clipping means 13 is inserted between the second smoothing capacitors 3 to detect that the voltage between the first smoothing capacitor 7 and the second smoothing capacitor 3 exceeds a predetermined value, and the first smoothing is indirectly performed. The overvoltage of the capacitor 7, that is, the overvoltage of the switching element can be detected.
また、一般にパワーツェナーダイオードのツェナー電圧が高ければ高いほど、部品コストが高くなる。本実施の形態では、第２の平滑コンデンサ３電圧分だけオフセットがかかるため、パワーツェナーダイオードの１個当たりのツェナー電圧はほぼそのままで、部品点数を削減することにより、低コスト化が可能となっている。 In general, the higher the Zener voltage of the power Zener diode, the higher the component cost. In the present embodiment, since the offset is applied by the voltage of the second smoothing capacitor 3, the Zener voltage per one power Zener diode is almost the same, and the cost can be reduced by reducing the number of parts. ing.
なおパワーツェナーダイオードの１個当たりのツェナー電圧を低く設定し、部品点数をそのまま（３個）にすることも可能である。電圧クリップ手段１３としてのトータルコスト、基板の占有面積などを鑑みて、適当な構成にすればよい。 It is also possible to set the Zener voltage per power Zener diode low and leave the number of parts as it is (3). In view of the total cost as the voltage clip means 13, the occupied area of the substrate, etc., an appropriate configuration may be used.
以上のように、本発明にかかる誘導加熱装置は、スイッチング素子の破壊を防止し、安定して動作する誘導加熱装置を提供することができるので、誘導加熱調理器としてはもちろんのこと、アルミニウムや銅などの高電気伝導率かつ低透磁率材料を加熱する誘導加熱式湯沸かし器、誘導加熱式アイロン、またはその他の誘導加熱式加熱装置にも適用できる。 As described above, the induction heating device according to the present invention can prevent the switching element from being broken and can provide a stable operation of the induction heating device. The present invention can also be applied to induction heating water heaters, induction heating irons, or other induction heating heating devices that heat high electrical conductivity and low permeability materials such as copper.
８ 第１のスイッチング素子群
９ 加熱コイル
１１ 制御手段
１３ 電圧クリップ手段
１５ 電流検知手段（フォトカプラ）
１７ インバータ
8 First switching element group 9 Heating coil 11 Control means 13 Voltage clip means 15 Current detection means (photocoupler)
17 Inverter
Claims (3)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2005197137A JP4765441B2 (en) | 2005-07-06 | 2005-07-06 | Induction heating device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2005197137A JP4765441B2 (en) | 2005-07-06 | 2005-07-06 | Induction heating device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2007018789A JP2007018789A (en) | 2007-01-25 |
| JP4765441B2 true JP4765441B2 (en) | 2011-09-07 |
Family
ID=37755785
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2005197137A Expired - Fee Related JP4765441B2 (en) | 2005-07-06 | 2005-07-06 | Induction heating device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4765441B2 (en) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101093539B1 (en) * | 2009-12-04 | 2011-12-14 | 주식회사 리홈 | Induction heating apparatus |
| KR101191298B1 (en) | 2011-05-27 | 2012-10-16 | 주식회사 리홈 | Induction heating apparatus |
| KR102373839B1 (en) * | 2017-11-23 | 2022-03-14 | 삼성전자주식회사 | Cooking apparatus and method for controlling the same |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62119892A (en) * | 1985-11-20 | 1987-06-01 | 松下電器産業株式会社 | Induction heating cooker inverter |
| JPS6313293A (en) * | 1986-07-04 | 1988-01-20 | 松下電器産業株式会社 | Induction heating cooker |
| JPH02122535U (en) * | 1989-03-14 | 1990-10-08 | ||
| JP3511912B2 (en) * | 1998-10-16 | 2004-03-29 | 松下電器産業株式会社 | High frequency heating equipment |
| JP2000315572A (en) * | 1999-04-28 | 2000-11-14 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Induction heating device |
| JP2005116385A (en) * | 2003-10-09 | 2005-04-28 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Induction heating device |
-
2005
- 2005-07-06 JP JP2005197137A patent/JP4765441B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2007018789A (en) | 2007-01-25 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US10638551B2 (en) | Electromagnetic heating control circuit and electromagnetic heating device | |
| KR100306985B1 (en) | High frequency inverter and its induction heating cooker | |
| JP6481407B2 (en) | Power supply control semiconductor device | |
| JP3801184B2 (en) | Switching power supply | |
| CN112448586B (en) | LLC resonant power converter, method for controlling same and controller | |
| JP6057087B2 (en) | DC power supply | |
| JP4765441B2 (en) | Induction heating device | |
| JP3653075B2 (en) | Switching power transmission device | |
| JP4706307B2 (en) | Induction heating device | |
| JP5521597B2 (en) | rice cooker | |
| JP5071012B2 (en) | Induction heating cooker | |
| JP6178676B2 (en) | Control circuit for inverter circuit, inverter device provided with this control circuit, induction heating device provided with this inverter device, and control method | |
| JP4127042B2 (en) | Induction heating device | |
| JP4887681B2 (en) | Induction heating device | |
| JP2004006331A (en) | Induction heating apparatus | |
| JP2012050160A (en) | Switching power supply device for led drive and led lighting device using the same | |
| JP4396315B2 (en) | Switching power supply | |
| JP4613687B2 (en) | Induction heating device | |
| KR102117432B1 (en) | Microwave circuit, control method and control device for microwave circuit and microwave | |
| JP2004327104A (en) | Induction heating cooker | |
| JP5945723B2 (en) | rice cooker | |
| JP2973575B2 (en) | Inverter for induction heating | |
| JP6832810B2 (en) | Power converter | |
| JPH07255178A (en) | Inverter electric power supply unit | |
| EP0269413A2 (en) | Induction heating circuits for cooking appliances |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20080215 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20091016 |
|
| RD01 | Notification of change of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7421 Effective date: 20091126 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20100202 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20100324 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20100928 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20101115 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20110517 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20110530 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140624 Year of fee payment: 3 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |