JP4758352B2 - 適応補間によるチャネル推定 - Google Patents

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Description

本出願は、パイロットシンボルによりチャネル推定がなされるデジタル通信に関する。特に、メモリ必要量および複雑度により高次補間フィルタの使用を回避または削減することが望ましい状況に関するものである。また、複雑度の低い方法によって、チャネル相関関数の推定をすることが望ましい状況に関するものである。
無線通信において、通信されるデータは一般的には、時間方向および周波数方向の特徴が変化するチャネルを介して転送される。すなわち、チャネルの振幅および位相が、あるシンボルから次のシンボル、そして、ある周波数から次の周波数に変化する。２つのシンボルが時間方向において、どのくらいチャネルが変化するかは基本的に２つのものに依存する。すなわち、シンボルの継続時間および実際にチャネルがどのくらい速く変化するかに依存する。そして、２つの周波数の間でどのくらいチャネルが変化するかは、周波数がどれくらい離れているか、および、どのくらいの頻度で周波数選択がなされるかに依存する。
変化するチャネルを推定する一般的な方法は、送信されるシーケンスに既知のシンボル（いわゆるパイロットシンボル）を挿入する方法である。パイロットシンボルは、シングルシンボルとして分散され、あるいは、シンボルの短いシーケンスを形成するように集中される。直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）に基づくシステムにおいて、チャネル推定の補助のため、いくつかの異なるキャリアに散在するパイロットシンボルが送信される。例えば、デジタルビデオブロードキャスティング（ＤＶＢ）の場合においては、１２個の送信シンボルのうち１個がパイロットである。また、ＤＶＢにおいては、３キャリア毎に送信され、これらのキャリア内の４シンボル毎がパイロットである。
パイロットを時間および周波数においてどれくらい近づけるかを決定する際の設計目標の１つは、多くのパイロットを使用することなく良好なパフォーマンスを得ることである。すなわち、チャネルが合理的な複雑度により推定され、不必要に多くのパイロットの送信により帯域幅を浪費することなくより小さいパフォーマンス損失となるのに十分なパイロットとなるようにしなければならない。時間方向のパイロット配置は、エイリアシングを回避するためチャネルを最大ドップラー周波数の少なくとも２倍でサンプリングしなければならないことを意味するナイキスト標本化定理により基本的に決定される。例えば、ドップラー周波数が５０Ｈｚである場合、チャネルは１００Ｈｚのサンプリング周波数（ｆｓ）でサンプリングされる必要がある。すなわち、パイロットシンボルは、１０ｍｓ毎でなければならない。例えば、シンボル継続時間が１ｍｓである場合、エイリアシングを回避するために１０シンボル毎にパイロットがなければならないことを意味する。
ナイキスト標本化定理が、時間方向のあるサンプリング周波数により処理可能な最大周波数を述べるのと同じように、周波数方向にも類似した結果があり、サンプル間の周波数差（ｆｄｉｓｔ）に関連し、処理可能なチャネルのインパルス応答の最大継続時間を述べている定理がある。これは、「F. Claessen et al., "Channel estimation units for an OFDM system suitable for mobile communication", ITG Conf. on Mobile Radio, Neu-Ulm, Germany (Sept. 1995)」に記載されている。チャネルのインパルス応答の継続時間Ｔｍで示される場合、エイリアシングを回避するためＴｍは１／ｆｄｉｓｔを上回ってはならない。補間によるチャネル推定のコンテキストにおいて、サンプリング点は、チャネル推定がすでになされたパイロットまたはキャリアに対応する。
Ｈ．Ｓａｍｐａｔｈらの米国特許出願番号ＵＳ２００３／００１２３０８も、データシンボルに埋め込まれたトレーニングシンボル受信によるチャネル推定、および、トレーニングチャンネル応答の補間によるデータシンボルのデータチャネル応答を生成する適応補間回路を記載している。刊行物によると、チャネル推定は、推定された遅延スプレッドに従って構成されることができる。ＯＦＤＭおよびＤＶＢシステムを含む無線方式のチャネル推定のさまざまな態様が、Ｍｏｓｔａｆａらの米国特許番号６，３８１，２９０、Ｙ．Ｉｋｅｄａらの米国特許番号６，４４９，２４５、Ｔ．Ｏｎｉｚａｗａらの米国特許番号６，６０８，８６３、Ｒ．Ｗｅｂｅｒの国際特許公開番号ＷＯ０２／２３８４０、Ｇ．Ｌｉらの公開されたヨーロッパ特許出願番号ＥＰ１２９６４７３、「K. Ramusubramanian et al., "An OFDM Timing Recovery Scheme with Inherent Delay-Spread Estimation", IEEE GLOBECOM'01, vol. 5, pp. 3111-3115 (2001)」、「A. A. Hutter et al., "Channel Estimation for Mobile OFDM Systems", Proc. IEEE Vehicular Technology Conf., vol. 1, pp. 305-309, Amsterdam, Netherlands (Sept. 1999)」、そして、「S. Y. Park et al., "Performance Analysis of Pilot Symbol Arrangement for OFDM System under Time-Varying Multi-Path Rayleigh Fading Channels", IECE Trans. on Communications, vol. E84-B, pp. 36-45 (Jan. 2001)」に記載されている。
米国特許出願番号ＵＳ２００３／００１２３０８ 米国特許番号６，３８１，２９０ 米国特許番号６，４４９，２４５ 米国特許番号６，６０８，８６３
チャネル推定のための補間を実行するときに、最適な性能を得るため二次元フィルタを使用する方法がある。すなわち、時間および周波数を同時に実行する方法がある。しかしながら、実際には時間または周波数の一次元フィルタを使用し、複雑度を低減する方法を替わりに用いるのが一般的である。あるいは、２ステップで、１つは時間補間もう１つは周波数補間の２つのフィルタを用いる方法がある。２ステップの方法を用いる場合には、時間補間と周波数補間の順番が設計選択上の問題になる。例えば、最初に時間次に周波数というように、一旦チャネル推定のための順番を決定すると、フィルタは各々独立して選択することが出来る。
時間方向にナイキスト基準を満たし、対応する周波数方向の必要条件が保持される間、理論的にはチャネル推定が可能となる。しかし、それは理想的な補間フィルタを必要とし現実の装置では実現できない。従って、現実の補間フィルタが適用可能となるように、パイロットは時間方向および周波数方向において理論的な必要距離に比較し近接している。
時間方向の補間において、例えば５０Ｈｚのドップラー周波数に適切である合理的複雑度の補間フィルタがとなるようパイロットが配置されるように、実際のドップラー周波数がより小さい場合よりシンプルなフィルタが実行されることが分かる。すなわち、最大ドップラー周波数がまれにしか存在しない場合、大部分の時間においてよりシンプルなフィルタの実行で十分であり、十分良好なフィルタを用いて消費電力を低減することが可能である。より複雑度の低いフィルタを用いることはより少ない動作を意味し、これはまた、消費電力を低減することが可能であり、受信機内の計算実行リソースを他の何らかに利用することが可能となることを意味する。
以下で更に詳細に説明するように、時間方向で動作するより複雑な補間フィルタは、通常、より多くのバッファを必要とする。それは、補間フィルタが一般的に対称的で、例えば１０次のフィルタを用いた場合、補間を実行するために５個のパイロットに対応するデータをバッファしなければならないからである。この種の複雑な補間フィルタが非常に高いドップラー周波数の場合にのみ必要な場合、多くの状況においてより少ないバッファを使用するだけでよいことを意味している。
周波数方向の補間の実行において、Ｔｍ＝１マイクロ秒（μｓ）である場合、ｆｄｉｓｔ＝１ＭＨｚであれば十分である。しかし、Ｔｍ＝１００μｓである場合、ｆｄｉｓｔは１０ｋＨｚまで引き下げなければならない。さもないと、かなり複雑な補間を用いてＴｍ＝１００μｓである状況を取り扱うためにパイロットが配置される場合、Ｔｍ＝１ｐｓの場合かなり複雑度の低いフィルタを用いることが出来る。また、より低い複雑度のフィルタではより少ない動作となり、消費電力の低減が可能であり、受信機内の計算実行リソースを他の何らかに利用することが可能となることを意味する。
問題が生じるある特定の場合は、ＤＶＢの例のようにサブキャリア数が大きいＯＦＤＭに基づくシステムにおける場合である。サブキャリア数が大きいため、シンボルの継続時間も大きく、これは、パイロットとして使用されるシンボルの割合が同じになるよう保持された場合、パイロットは時間方向に大きく離れることを意味する。そして、補間はより困難になり、より複雑なフィルタが必要とされることになる。さらに、サブキャリア数が大きいので、ＯＦＤＭシンボル当たりのバッファデータ量は大きくなる。実際、ＤＶＢを考慮した場合のいくつかのケースにおいては、バッファリングにより線形補間のみ可能であることが明示されている。
従って、チャネル状況に従い適切に調整される補間フィルタを使用するチャネル推定を実行する必要性がある。特に、時間方向の補間において、最小のバッファとなるフィルタの必要性がある。
不必要に複雑な補間フィルタを使用することなく、良好なチャネル推定を達成する必要性がある。理想的補間フィルタの近似値を用いる換わりに、実際のチャネル状況に合わせて調整される補間フィルタを用いることにより、複雑度を実質的に低減することが出来、また、消費電力を低減することが出来る。加えて、補間フィルタが非対称であること許容することにより、補間実行ための必要メモリを最小出来、結果としてよりコストの低い実施態様を実現出来る。
１つの態様によれば、受信機における信号の適応補間フィルタリングの方法であって、前記チャネルの少なくとも１つの相関関数パラメータを決定するステップと、前記相関関数パラメータに基づいて非対称なフィルタ構成を決定するステップと、決定された前記フィルタ構成を使用して信号の補間フィルタリングを実行するステップとを備える。
他の態様によれば、受信機における信号の適応補間フィルタリング装置であって、前記チャネルの少なくとも１つの相関関数パラメータを決定する論理回路と、前記相関関数パラメータに基づいて非対称なフィルタ構成を決定する論理回路と、決定された前記フィルタ構成を使用して信号の補間フィルタリングを実行する論理回路とを備える。
補間は、時間方向に実行され、そこで、ドップラー周波数シフトは相関関数パラメータとして取り扱われ、または、周波数方向に実行され、そこで、二乗平均（ｒｍｓ）遅延スプレッドは相関関数パラメータとして取り扱われ、または、両方で実行され得る。
他の態様によれば、信号対雑音比は、また、オプションで決定されフィルタ構成を決定するために用いることができる。あるいは、処理されることの無い信号の所定の信号対雑音比を用いることが出来る。
他の態様によれば、フィルタ構成はリアルタイムに決定され、または、異なる複雑度の複数の所定の構成から１つが選択される。
不必要に複雑な補間フィルタを使用することなく、良好なチャネル推定を達成する必要性がある。理想的補間フィルタの近似値を用いる換わりに、実際のチャネル状況に合わせて調整される補間フィルタを用いることにより、複雑度を実質的に低減することが出来、また、消費電力を低減することが出来る。加えて、補間フィルタが非対称であること許容することにより、補間実行ための必要メモリを最小出来、結果としてよりコストの低い実施態様を実現出来る。
本発明のいくつかの特徴、目的および効果は、図面とともに本明細書を読むことにより理解される。
開示された方法と装置の理解を容易にするために、本明細書は、「欧州電気通信標準化機構（ETSI）EN 300 744 V. 1.4.1 (Jan. 2001) Digital Video Broadcasting (DVB); Framing structure, channel coding and modulation for digital terrestrial television」によって公開されている地上デジタル映像放送の規格であるＤＶＢ−Ｔのパラメータと非常に類似したデータを有する例に基づいている。具体的には、シンボル速度（Ｒｓ）は１キロシンボル／秒であり、異なるキャリア間距離は１ｋＨｚであり、４シンボル毎の時間補間はパイロットであり、また、時間方向に補間が実行された後は、３キャリア毎がパイロットであると仮定する。さらにまた、Ｃ／Ｎはキャリア対雑音（または対干渉）の比を示し、ｆＤは（最大の）ドップラー周波数シフトを示し、Ｔｍは（最大の）遅延スプレッドを示す。なお、出願人の発明はＤＶＢまたはこの種のパラメータに限定されることは無く、多種多様な通信システムに適用可能であることはいうまでもない。
シングルキャリアシステムの場合、上述したパイロットを利用した時間方向の補間によりチャネルを推定することができる。ＤＶＢ−Ｔのようなマルチキャリアシステムについては、一般的にはシングルキャリアシステムと同様に時間方向に第１の補間を実行しチャネル推定を行い、続いて、周波数方向に第２の補間を実行することにより全キャリアのチャネル推定を行う。あるいは、周波数方向の第１の補間を行い、続いて、時間方向に行うことによりチャネル推定を行う。
時間方向の補間のみに関連する場合、出願人の発明はシングルキャリアおよびマルチキャリアシステムの双方に適用できる。しかし、上述のように、出願人の発明は、大きなキャリア数（例えば１０００以上）のマルチキャリアシステムの必要バッファについてより大きな効果がある。
一般的には、補間フィルタの目的はサンプリング点間の信号をできる限り正確に復元することである。補間フィルタが周波数方向に実行されるとき、パイロットが位置する周波数の間の周波数におけるキャリアの振幅および位相が推定される。さらに一般的にいえば、補間フィルタがチャネル推定に使用される際、パイロットシンボル間のチャネルはできる限り正確に推定される。したがって、チャネル推定の問題は、適切な補間フィルタの設計に大きく関係する。
出願人の補間フィルタの詳細に目を向ける前に、上記で参照し参考文献として引用される米国特許番号６，３８１，２９０に基づき、この種のフィルタを使用する通信システムを記載する。
図１に示されるように、送信機１４は、パイロットその他のシンボルを含む信号１６を通信装置２０にブロードキャストする。通信装置２０は、受信されたパイロットシンボルを周知のシンボルと比較して、パイロットの信号劣化の修正のための適切な適当な係数を決定する。これらの係数は、適切な補間による全シンボルの適切な補正係数を決定するために用いられる。一般に、通信装置２０は、受信部２４、および、パイロットシンボルおよび後述する多くの補間フィルタの情報を格納するメモリ２８を含む。さらに、通信装置２０は、補間フィルタ関数を用い受信したパイロットに基づいて補間を行う適切なプロセッサ４０を含み、適切な受信シンボルは、出力５４で出力信号を提供する復調部５０により推定された補間チャネルに基づいて復調される。復調部５０は、破線４０ａで示されるようにプロセッサ４０により実現される一部分でありプロセッサ４０によって復調を行ってもよいし、復調部とプロセッサとは分断されていても良い。データシンボルが一般的に誤り修正符号化およびエラー検出符号化のいくつかの組合せにより保護されていることはいうまでもなく、装置２０はこの種の符号化を処理するための適切なデバイスおよび／またはプログラミングを含む。
後述するように、メモリ２８に保存される補間フィルタに関する情報は、適切なプログラムステップ、数式、アルゴリズム等を含み、受信シンボルに対しプロセッサ４０が所望のフィルタリングを可能とする。ある状況において選択される情報は送信機および通信装置の相対速度に依存し、したがって、装置２０もこの種の状況を決定するための適切なセンサ６０を含む。
送信機と通信装置との相対速度に依存するドップラースプレッドは、例えば、レベルクロッシングレート法および／またはゼロクロッシングレート法を使用して推定することができる。レベルクロッシングレート法は、チャネル応答の絶対値を考慮し、所与の時間間隔の間、絶対値が所与のレベルを横切った回数をカウントする。ゼロクロッシングレート法は、チャネル応答の実部あるいは虚部の一部を考慮し、所与の時間間隔の間、実部あるいは虚部がゼロを横切った回数をカウントする。
加えて、ウィーナーフィルタを開発するためのアルゴリズムが、例えば、「W. Kuo et al., "Designs for Pilot-Symbol-Assisted Burst-Mode Communications with Fading and Frequency Uncertainty", Int'l J. of Wireless Information Networks, vol. 1, no. 4, pp. 239-252 (1994)」において開示されることは、当業者によってよく理解されている。
次に、適切な補間フィルタのための出願人の設計に戻ると、１つのアプローチは、時間方向および周波数方向の理想的補間フィルタにチャネル推定の基礎をおくことである。時間方向において、理想フィルタは、以下の数式によって与えられる：
Figure 0004758352
ここで、ｘｒ（ｔ）は復元された信号であり、Ｔは保管に用いられたサンプル間の継続時間であり、ｘ［ｎ］は補間に用いたサンプルである。この種のフィルタは、「A. V. Oppenheim and R. W. Scharf, Discrete-Time Signal Processing, Prentice-Hall (1989)」に記載されている。式（１）に記載されているフィルタは理想的再構成フィルタ、または、理想的補間フィルタと称され、｜ｆ｜＜１／２Ｔに厳密にバンド幅制限される信号を完全に復元できる。周波数ｆがこの範囲に制限されない場合、完全に信号を復元することは出来ない。
４シンボル毎がパイロットである場合、パイロット間の時間は４ｍｓであり、ノイズがない状況において完全なチャネル推定が可能となる処理可能な最大のドップラー周波数は１２５Ｈｚである。いま、理想的再構成フィルタは実用的な実装は実現不可能であり、そのため、フィルタは一般的に実装可能で合理的な実装損失となるフィルタ長に打切られる。
少しの間、３キャリア毎が（おそらく、推定された）パイロットである周波数方向の補間を考慮する。そして、パイロット間の周波数間隔は３ｋＨｚである。その結果、理想的補間フィルタが使用される場合完全なチャネル推定が可能となるチャネルのインパルス応答の最長の継続時間（Ｔｍ）は３３３ｐｓである。
時間または周波数のいずれにおいても、補間フィルタのパフォーマンスを決定するために使用する性能指標は、チャネル推定の二乗誤りにより実際のチャネルの電力を正規化したＳＮＲである。すなわち：
Figure 0004758352
ここで、ｈｋが実際のチャネル応答であり、ｈｋ（ハット）はチャネル応答の推定値である。式（２）においてチャネル推定の誤りは、ノイズおよび補間フィルタの欠陥の双方により発生し得る。すなわち、補間が理想的である場合、ＳＮＲはチャネルのＳＮＲと同じになり、以降でＣ／Ｎと称す。しかし、実際にはＳＮＲ＜Ｃ／Ｎであり、Ｃ／Ｎ−ＳＮＲの差異は補間フィルタにより生じる損失である。
補間フィルタのパフォーマンスを最適化するために、Ｃ／Ｎと同様、チャネルの相関関数が必要である。時間方向の補間では、下で述べるように相関関数は１つのパラメータ（ドップラー周波数ｆＤ）のみに依存すると仮定することができる。それは、実際の測定値により検証可能な特定の仮定がチャネルになされるためである。周波数方向の補間では、異なる遅延プロファイルで動作する近似相関関数が用いられ、下で述べるように１つのパラメータのみに依存する。すなわち、本願明細書において２つの補間フィルタが記載されている。そして、各々は互いに完全独立して構成され得る。
補間フィルタはローパスフィルタであるので、補間フィルタを得るための１つのアプローチは、チャネル特性（例えば、ｆＤおよびＣ／Ｎ）に依存せず固定されたローパスフィルタを使用することである。しかしながら、上述のように、補間フィルタは、パフォーマンス向上のためチャネルの相関関数およびＣ／Ｎを考慮に入れなければならない。ｆＤおよびＣ／Ｎを考慮した補間フィルタは、一般的には、「B. Lindoff et al., ”Channel estimation for the W-CDMA system, performance and robustness analysis from a terminal perspective”, Proc. 49th IEEE Vehicular Technology Conf., pp. 1565-69 Houston, TX, USA (May 1999)」に記載されていると考えられ、そこには、ウィーナーフィルタアプローチに基づく補間が記載されている。ウィーナー解を導出するためには、ｆＤとＣ／Ｎの双方を知る必要がある。特に、多くの状況における移動機のチャネルの相関関数ｒ（τ）が以下の数式で仮定されることが確認されている：
Figure 0004758352
ここで、Ｊ０（．）は第１種ベッセル関数であり、τは２つのチャネルサンプル間の時間差である。これは、「W. C. Jakes, ed., Microwave Mobile Communications, IEEE Press (1974)」に記載されている。
ＴＰはパイロットシンボル間の時間（すなわち４ｍｓ）とすると、実施例の４シンボル毎がパイロットであるので、Ｍを補間フィルタの次数とすると、チャネルの相関行列Ｒは、以下のように記述できる：
Figure 0004758352
さらに、相互相関ベクトルｒ１は、チャネル推定されるサンプルが最も近いパイロットの右に位置するサンプルである場合には、以下によって与えられる：
Figure 0004758352
そして、サンプルが２つのパイロットシンボルの中間に位置する場合、相互相関ベクトルｒ２は、以下によって与えられる：
Figure 0004758352
そして、対応するウィーナーフィルタは、以下によって与えられる：
Figure 0004758352
そして、補間フィルタは、上述の２つの相互相関ベクトルに対応する２つのウィーナーフィルタを結合することにより生成される。（サンプルが最も近いパイロットの右に位置するサンプルである場合と対称であるため、サンプルが最も近いパイロットの左に位置するサンプルである場合は類似する。）
時間方向の補間を実行するとき、ｔＤおよびＣ／Ｎが、結果として生成される補間フィルタにどのように影響を及ぼすかを確認するために、振幅関数と複雑度Ｍ＝４を有するウィーナー補間フィルタの正規化周波数とを表す図２および図３を考慮する。ここで、Ｍは、フィルタの次数であり、すなわち、補間を実行するときに用いられるパイロット数である。図２は、Ｃ／Ｎ＝４０ｄＢおよび１０，２０，４０，６０，８０，１００および１２０Ｈｚのドップラー周波数シフトｆＤにおける振幅を示している。そして、図３は、ｆＤ＝６０Ｈｚおよび５，１０、２０，３０および４０ｄＢのＳＮＲにおける振幅を示している。図２から、フィルタ関数がｆＤの値に非常に敏感であることが分かる。具体的には、フィルタは実際のドップラー周波数より小さい周波数に対して設計される場合、得られるフィルタと理想的なフィルタとの間には大きな差異が生じる。一方、図３から、１０ｄＢあるいはそれ以上の範囲のＳＮＲに対してウィーナー解はわずかに影響を受けるだけであると結論付けることが出来る。
ウィーナーフィルタが異なる複雑度に対してどの程度適切に実行するかを見出すため、図４において、２，４，６，８および１６の複雑度に対して、ｆＤの関数としてＣ／Ｎ−ＳＮＲの損失をプロットしている。それは、次数２（すなわちＭ＝２）の補間フィルタにおいては、ｆＤが超過（たとえば６０Ｈｚ）する場合結果として大きな損失（＞３ｄＢ）が生じる。また、ｆＤ＜８０Ｈｚに対して、複雑度Ｍを４から１６まで増加させることによる利得は、複雑度の増加にもかかわらず非常に小さいことが分かる。すなわち、たかが数１０ｄＢ程度である。
補間フィルタが固定されている場合、すなわちｆＤの変化に対して不変の場合の、ウィーナーフィルタと比較した追加損失が実験された。後述するように、結果としてウィーナーフィルタは推定／補間誤りは平均二乗偏差的な意味（ＭＭＳＥ）では最小となる。Ｃ／Ｎ＝２０ｄＢおよび複雑度２，４、６，８および１６の補間フィルタに対する追加損失（ｄＢ）とドップラー周波数シフトが図５〜図９にそれぞれ示されている。図５は、線形補間フィルタ、打切ｓｉｎｃフィルタおよびハニング窓を有する打切ｓｉｎｃフィルタのパフォーマンスを示す。図６は、三次元補間フィルタ、打切ｓｉｎｃフィルタおよびハニング窓を有する打切ｓｉｎｃフィルタのパフォーマンスを示す。図７〜図９は、それぞれ、打切ｓｉｎｃフィルタおよびハニング窓を有する打切ｓｉｎｃフィルタのパフォーマンスを示す。固定フィルタ全てについて、最大損失は非常に大きいことが分かる。
ＳＮＲに関するウィーナーフィルタのロバスト性およびウィーナーフィルタに関する固定フィルタの追加損失について、出願人はｆＤを推定し、この推定とシステムが動作し得る最悪のＳＮＲとに基づきウィーナーフィルタを最適化することが可能であると認識した。同様に、システムが動作し得る最悪のＳＮＲの代わりに推定されたＣ／ＮまたはＳＮＲの所定の動作点を用いた。特に、ドップラー周波数シフトを推定し得、式（７）によって与えられる適切なウィーナー解に基づいて補間フィルタを使用する。計算力を引き下げるため、比較的少ない数のｆＤ（例えば５）の値のみ最適補間フィルタを都合よく算出することができる。実際のドップラー周波数よりいくらか大きいドップラー周波数に対して設計されたウィーナーフィルタは、実際のドップラー周波数に対して設計されたフィルタとほとんど同じであり、実際のドップラー周波数よりいくらか小さいドップラー周波数に対して設計されたフィルタは、追加損失が相当なことを考慮に入れフィルタを実行する。これは、また、図２に示したものと整合している。図１０および図１１は、２，４，６，８および１６のフィルタの複雑度、および、Ｃ／Ｎ＝２０ｄＢに対する、ＳＮＲ（ｄＢ）とドップラー周波数シフト（Ｈｚ）とを示す。図１０において、フィルタはドップラーシフト値の８０％に対して最適化されている。そして、図１１において、フィルタはドップラーシフト値の１２０％に対して最適化されている。
ここまでで、２つのことが理解される。第１に、時間方向で動作する補間フィルタが既知の値ｆＤに対して設計される場合、相当なパフォーマンスの利得がある。第２に、必然的に最悪ドップラー周波数に対して設計される固定フィルタを使用するのではなく、既知の値ｆＤに対して「十分良好な」フィルタが選択された場合、相当な複雑度の利得（消費電力節約になる）がある。
しかし、複雑度の問題が可変長補間フィルタにより対処される場合であっても、必要メモリは対処されない。具体的には、既知の複雑度に対し最大のパフォーマンスを与えるため、補間フィルタは一般的に対称的である。フィルタ次数が偶数であると仮定する（しばしばあり得る）と、これは最近の時間に来るＭ／２個のパイロットが受信されるまで、特定の瞬間のチャネルが推定できないことを意味する。すなわち、バッファが必要なシンボル数はＭに対して線形に増大し、ＯＦＤＭシステムの場合はＭ＞４（またはＭ＞２であっても）に対して極端に大きくなる。相称的なフィルタでは、メモリの消費量は最高の複雑度のフィルタにより決定され、複雑度の低いフィルタを使用した場合にはメモリの大部分は無駄になることを意味する。
必要メモリを制限するために、出願人は、非対称フィルタを使用することが可能であると理解した。すなわち、チャネル推定を実行するために、より過去のパイロットおよびより未来のパイロットが使用される。対称的なフィルタはパフォーマンスの観点から最適であり、これは許容されるパフォーマンスの非対称フィルタの次数は対称フィルタの次数に比較し高いことを意味する。しかし、メモリの消費は低くすることが出来る。そのため、最大の複雑度のフィルタは時間の少しの割合しか使用されない。すなわち、ドップラー周波数が高いとき、非対称フィルタを使用することにより、実装のために不必要なメモリを要求せず、最適な平均消費電力に近づけることが出来る。
チャネル推定のために使用する補間フィルタは、２つのパラメータによって特徴づけられる。フィルタの次数（Ｍ）に加えて、必要なバッファ量に対応する遅延が与えられることが必要になる。対称的なフィルタでは遅延はＭ／２に等しく、チャネル推定が純粋な予測に基づく場合遅延はゼロである。遅延が固定の場合、パフォーマンスがＭにどのように依存するかについて確認するために、Ｃ／Ｎ＝２０ｄＢにおけるパフォーマンス損失（ｄＢ）とドップラー周波数シフト（Ｈｚ）とを示す図１２〜図１５を考慮する。図１２および図１３は、それぞれ、２，３，４，６および８の複雑度および０および１の遅延を有するフィルタを示している。図１４は、４，５，６，８および１６の複雑度および２の遅延を有するフィルタを示している。図１５は、６，７，８および１６の複雑度および３の遅延を有するフィルタを示している。これは必要メモリが完全に用いられる状況に対応するので、Ｍを増大し遅延を固定することによりどのくらいパフォーマンスが向上したかが興味深い。ただし、最大の複雑度のフィルタは必要とされる時にだけ使用される。
例えば、Ｃ／Ｎ＝２０ｄＢであり、１００Ｈｚ以下のドップラー周波数についてチャネル推定による損失は４ｄＢを上回らないと仮定する。チャネル推定が打切理想的補間フィルタに基づく場合、図４および図８にて示すように、４の遅延に対応する最小のフィルタ長はＭ＝８である。一方、チャネル推定が対称的なウィーナーフィルタに基づく場合、図１５にて示すように３の遅延に対応する次数Ｍ＝６のフィルタで十分である。最後に、非対称フィルタを用いることにより、図１２にて示すように１の遅延に対応するＭ＝８のフィルタで十分であり、相当量の必要メモリの低減が達成される。加えて、ｆＤ＝１００Ｈｚにおいて、非対称フィルタのＭがより大きい場合であっても、ドップラーシフトがいくぶん引き下げることが出来れば複雑度は大きく引き下げることが可能であることが直ちに理解される。例えば、図１３では、ドップラーシフト８０Ｈｚ、Ｍ＝３において、損失は４ｄＢ未満である。
時間方向の補間から周波数方向の補間に話をうつすと、周波数方向で動作する補間フィルタのパフォーマンスは、チャネルの相関関数およびＣ／Ｎの両方に基づくフィルタにより向上させることが出来る。周波数方向の補間フィルタは、一般的には、「P. Frenger et al., "Decision-directed coherent detection of multicarrier systems on Rayleigh fading channels", IEEE Trans. Vehicular Technology, vol. 48, pp. 490-498 (Mar.1999)」に記載されている。ここで、補間は、ウィーナーフィルタアプローチに基づいている。
時間方向の補間フィルタに関して、ウィーナー解を導出するため、チャネルの相関関数およびＣ／Ｎの両方を知っている必要がある。一定の遅延プロファイルに対して、チャネルの相関関数ｒ（Δｆ）は、以下によって与えられる：
Figure 0004758352
そして、指数的遅延プロファイルに対して、チャネルの相関関数は、以下によって与えられる：
Figure 0004758352
ここで、Ｔｒｍｓは二乗平均（ｒｍｓ）遅延スプレッドである。
異なる複雑度の補間フィルタによって生じるパフォーマンス損失が図１６に示される。２，４，６，８および１０の複雑度の複素ウィーナーフィルタにおいて、損失をｄＢで追加遅延をマイクロ秒（μｓ）で示している。ウィーナーフィルタの代わりに準最適フィルタが補間のために使用され、ＭＭＳＥフィルタによる追加損失がある。図１７は、Ｃ／Ｎ＝２０ｄＢにおいてＭ＝４の異なる４つの準最適フィルタの追加損失をｄＢで追加遅延をμｓで示している。準最適フィルタのうちの３つは固定フィルタであり、それらはチャネル状況から独立して同一のままである。これらは三次元補間フィルタであり、打切ｓｉｎｃフィルタ、および、ハニング窓を有する打切ｓｉｎｃフィルタである。４番目のフィルタは実数ウィーナー（ＭＭＳＥ）フィルタであり、それは単に相関関数の虚部を廃棄することにより導出される。
図１７は、さらに複雑度の低いフィルタの追加損失を表す。すなわち４タップのみである。実数補間フィルタの場合には、処理可能な最大遅延スプレッドが複素フィルタの場合の１／ｆｄｉｓｔではなく１／２ｆｄｉｓｔであるため、追加遅延が大きいことから追加損失が大幅に増大している。かくして、Ｔｍは１／２・３０００＝１６７μｓに近づき、現実のフィルタは適切に動作することは出来ない。
したがって、周波数方向の相関関数は、実際のプロファイルがどのようであるかに依存する。直接相関関数を推定するよりはむしろ、相関関数を導出するより望ましい方法はチャネルのインパルス応答がどのように見えるかを推定することである。ＯＦＤＭに基づくシステムにおいて、例えば、「"Optimal Receiver Design for OFDM-Based Broadband Transmission-Part II A Case Study, "IEEE Trans on Communications, by M. Speth, S. Fechtel, G. Flock, and H. Meyr pp. 571-578, Apr.2001」に記載されているように、これは受信機側で逆ＦＦＴを用い都合よく行われる。一旦チャネルのインパルス応答が推定されると、チャネルが指数的に減衰するか一定で減衰するかを考慮すべきかどうかについて決定することが可能となり、適切なパラメータ（すなわちＴｒｍｓまたはＴｍ）を推定できる。
時間方向のフィルタにおいて、出願人は、補間フィルタが既知のＴｍの値に対して設計される場合、相当なパフォーマンスの向上があると理解した。出願人は、また、必然的に最悪ドップラー周波数に対して設計される固定フィルタを使用するのではなく、既知の遅延スプレッドに対して「十分良好な」フィルタが選択された場合、相当な複雑度の利得（消費電力節約になる）があると理解した。
当業者は、出願人の技術が、明示的にチャネルの相関関数を推定することなしに、理想的ウィーナーフィルタによって得られるものに近いパフォーマンスを有する周波数補間を可能にすることを理解する。これは、チャネルのＲＭＳ遅延スプレッドＴｒｍｓまたは最大遅延スプレッドＴｍのより適切である何れかに依存する相関関数の近似値を用いて達成される。ウィーナーフィルタの導出にも必要となるＣ／Ｎの値は、システムが適切に動作すると考えられる最小のものであるとみなせ、または、それは実際の状況から推定することもできる。
図１８において示される本発明の一態様によれば、適応補間フィルタの装置２００は、プロセッサ２５０、１つ以上の補間フィルタ２４０、メモリ２６０、相関関数パラメータ検出器２３０、そして、オプションでＳＮＲ検出器２３５（オプションブロックを破線で示す）を含んでいる。信号はアンテナ２１０を経由して受信され受信機フロントエンド２２０で処理され、信号は１つ以上のチャネル推定のための補間フィルタ２４０に提供され、さらにここでは述べない追加処理に提供される。また、信号は、相関関数パラメータ検出器２３０に出力され、オプションでＳＮＲ検出器２３５に出力される。さまざまな構成の装置の動作について、図２０〜図２３の方法と関連して、更に以下で説明する。図１８のブロック図は必要な機能を実行するための多くの形式の論理ブロックを含むと理解される。対応する機能は、添付の請求の範囲において、用語”論理回路”によって示され、その意味は以下で説明する。
図１９において、適応補間フィルタの装置を論理的に示す。これは、例えば、ＯＦＤＭシステムで使用することができる。高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路３００は、ベースバンド信号を受信して、ＯＦＤＭ信号を復調するため信号に対しＦＦＴを実行する。ＦＦＴ回路３００から出力されるＯＦＤＭ信号出力の各々のサンプルは、分割回路３１０およびパイロット信号抽出回路３３０に供給される。パイロット信号抽出回路３３０は、パイロット信号を入力信号から抽出し、時間補間フィルタ３４０に出力する。時間補間フィルタ３４０は、入力パイロット信号に対し時間補間を実行し、周波数補間フィルタ３５０に結果を提供する。周波数補間フィルタ３５０は信号に対し周波数補間を実行する。ここで、補間の順番は逆でもよく、双方の補間ではなく１つの補間のみを実行してもよいことを再度述べる。それぞれのパラメータは相関関数のフィルタに提供される。例えば、ドップラースプレッド推定３６０およびＳＮＲ推定３７０により推定された推定値は時間フィルタ３４０に提供され、遅延スプレッド３８０およびＳＮＲ推定３７０により推定された推定値は周波数フィルタ３５０に提供される。伝送路の特徴量はＯＦＤＭ信号の各々のキャリアに対し推定される。そして、推定結果は分割回路３１０へ出力される。分割回路３１０は、フィルタ３４０および／またはフィルタ３５０により入力された伝送路の特徴量により、ＦＦＴ回路３００から入力されたＯＦＤＭ信号の各々のキャリアを分割する。そして、伝送路により生じた歪曲を取り除き、追加処理３２０に結果を出力する。
本発明の別の態様による適応補間フィルタの方法は図２０により示される。フィルタ２４０が補間を時間または周波数のどちらで行うかを決定するため、チャネルの相関関数の少なくとも１つの相関関数パラメータがプロセッサ２５０と連動して相関関数パラメータ検出器２３０により決定される（１２０）。ここで、フィルタ２４０が時間方向の補間であるときはドップラー周波数シフト（ｆＤ）が決定される。フィルタ２４０が周波数補間の時、チャネルのＲＭＳ遅延スプレッドＴｒｍｓあるいは最大遅延スプレッド（Ｔｍ）のより適切な方が決定される。フィルタ構成は、相関関数パラメータに基づいてプロセッサ２５０で決定される（１２２）。ここで、フィルタ構成は、リアルタイムに導出しても良いし、または、予めプログラムされ、予めメモリ２６０に格納、または、予めビルトインハードウェア（不図示）に格納されたフィルタ構成セットから選択しても良い。これらは全て、以降では用語「予め計算された」と呼ぶ。フィルタ２４０が時間方向の補間であるとき、フィルタ構成はプロセッサ２５０において計算され、フィルタ２４０が周波数方向の補間であるときは、上述の通りフィルタ構成はプロセッサ２５０において計算される。そして、チャネル推定のため決定されたフィルタ構成を使用しフィルタ２４０により信号に対し補間が実行される（１２４）。この方法は、フィルタ構成を更新するため、例えば周期的に繰り返される。
上述の方法において、ＳＮＲは、フィルタ２４０を設定するために決定されない。そのかわりに、フィルタ構成は、相関関数および、例えば、システムが動作するかもしれない信号対雑音比または最悪のＳＮＲの既知の典型的動作点に基づいて決定される。本発明の別の態様によれば、図２１に示されるように、信号対雑音比がＳＮＲ検出器２３５において決定され、適応補間フィルタの方法で使用される。図２１において、チャネルの相関関数の少なくとも１つの相関関数パラメータは、プロセッサ２５０と連動して相関関数パラメータ検出器２３０で測定される（１３０）。また、フィルタ２４０は時間方向に補間する場合ドップラー周波数シフトが決定され、フィルタ２４０は周波数方向に補間する場合チャネルの平方二乗平均または最大遅延スプレッドが決定される。チャネルの信号対雑音比は、プロセッサ２５０と連動して信号対雑音比検出器２３５で測定される（１３２）。フィルタ構成は、相関関数およびＳＮＲに基づいて決定される（１３４）。また、フィルタ構成は、リアルタイムに導出しても良いし、または、メモリ２６０に格納された予め計算されたフィルタのセットから選択しても良い。そして、チャネルを推定するため決定されたフィルタ構成を使用して信号に対しフィルタ２４０は補間を実行する（１３６）。この方法は、フィルタ構成を更新するため、例えば周期的に繰り返される。
適応補間フィルタの上記方法は、フィルタが時間または周波数のどちらで補間するかに依存する。上述のように、チャネル推定のための補間を実行するとき、時間および周波数で動作する二次元フィルタを使用しても良いし、時間補間フィルタと周波数補間フィルタの２つの一次元フィルタを連続的に使用しても良い。ここで、時間および周波数補間の間の順番は任意でよく、フィルタは互いに独立して選択され得る。
図２２に示される本発明の別の態様では、適応補間フィルタの方法と装置は、２次元フィルタであるフィルタ２４０を含む。図２２において、チャネルの相関関数の少なくとも１つの相関関数パラメータは、プロセッサ２５０と連動して相関関数パラメータ検出器２３０で測定される（１４０）。時間補間のためドップラー周波数シフトが決定され、周波数補間のため平方二乗平均または最大遅延スプレッドが決定される。フィルタ構成は、相関関数に基づいてプロセッサで決定される（１４２）。また、フィルタ構成は、リアルタイムに導出しても良いし、または、メモリ２６０に格納された予め計算されたフィルタのセットから選択しても良い。そして、チャネル推定のため決定されたフィルタ構成を使用して２次元フィルタ２４０により時間及び周波数のフィルタが信号に対し実行される（１４４）。この方法は、フィルタ構成を更新するため、例えば周期的に繰り返される。上述の通り、チャネルの信号対雑音比はオプションで決定されフィルタ構成の決定に使用することができる。
本発明の別の態様は、図２３に示され、適応補間フィルタの方法は、時間方向の補間および周波数方向の補間の２つの一次元のフィルタを連続的に使用することを含む。図２３においては時間方向の補間は最初に実行されが、順番は逆でありえる。時間方向の補間のためチャネルのドップラー周波数シフトがプロセッサ２５０と連動して相関関数パラメータ検出器２３０で測定される（１５０）。時間フィルタ構成はプロセッサ２５０で決定される（１５２）。周波数方向の補間のため、チャネルの平方二乗平均または最大遅延スプレッドがプロセッサ２５０と連動して相関関数パラメータ検出器２３０で測定される（１５４）。周波数フィルタ構成はプロセッサ２５０で決定される（１５６）。いずれの場合においても、フィルタ構成は、リアルタイムに導出しても良いし、または、メモリ２６０に格納された予め計算されたフィルタのセットから選択しても良い。そして、チャネル推定のため決定されたフィルタ構成を用い、それぞれによって、信号に対し時間（１５８）および周波数（１６０）の補間が実行される。この方法は、フィルタ構成を更新するため、例えば周期的に繰り返される。チャネルの信号対雑音比はオプションで決定され何れかまたは両方のフィルタ構成の決定に使用することができる。
図２４のグラフにおいて、垂直軸は時間、水平軸は周波数であり、各々の正方形１７０はＯＦＤＭキャリアを表す。黒い正方形１７２はパイロットを示す。グラフは時間方向の補間が最初に実行される場合を表す。結果としてパイロットは３行毎に存在し対応するチャネルが推定される。次に、周波数方向の補間が実行され、その結果、全てのキャリアについて推定される。
上述の手順が送受信装置間のチャネルの時間による様々な特徴の変化に対応するために必要に応じて反復して実行されることはいうまでもない。
例示的な実施形態の理解を容易にするために、多くの態様は、コンピューターシステムの要素により実行される動作シーケンスに関して記載されている。例えば、各々の実施例において、さまざまな動きは専用回路または回路（例えば、離散的論理ゲートは専用機能を実行するために相互接続される）、１つ以上のプロセッサによって実行されるプログラム命令、、または両方の組合せにより実行され得ることは容易に理解される。
さらに、動作シーケンスは、命令実行システム、装置またはデバイス、例えばコンピュータを用いたシステム、プロセッサを含んでいるシステムまたは媒体から命令を取得し命令を実行可能な他のシステムにより使用され接続されるコンピュータ可読媒体にも表現されることができる。
ここで使用しているように、「コンピュータ可読媒体」は、命令実行システム、装置またはデバイス用に関連したプログラムを含み、格納でき、伝達でき、伝播でき、または、転送できるいかなる手段でもありえる。コンピュータ可読媒体は、例えば、電気、磁気、光学、電磁気、電子回路、赤外線または半導体システム、装置、デバイスまたは伝搬メディアでありえるが限定されない。さらに、コンピュータ可読媒体の実施例（非徹底リスト）は、以下を含む：１以上の導線を有する電気的接続、ポータブルコンピュータディスケット、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）、消去可能プログラム可能な読み出し専用メモリ（ＥＰＲＯＭまたはフラッシュメモリ）、光ファイバ、そして、携帯用のコンパクトディスク読み出し専用メモリ（ＣＤＲＯＭ）。 したがって、本発明は多くの異なる形式において実施されることができる。そして、全てのこの種の形式は請求の範囲内である。これらの形式の全てが、本明細書において「〜するよう構成された論理回路」または「〜の論理回路」として記述された動作を実行する。
当業者によって、本発明がその基本的特徴から逸脱することなく、さまざまな形式において実施され得るとされる。開示された実施例は、あらゆる点で、例示的であり限定的でないと考慮される。本発明の範囲は、前述の説明ではなく添付の請求の範囲によって、意味および等価物の範囲内にある変更がこれにより含まれることを目的とすることを示す。
用語「含む」および「含んでいる」が本明細書および請求項において使用されている場合、明示された特徴、ステップ、または、構成要素を指定するが、これらの用語の使用は１つ以上の他の特徴、ステップ、構成要素またはそれのグループの存在または追加を排除するものではないことを強調しなければならない。
出願人の発明に従う適応補間を実装する通信装置を含む通信システムを示す図である。 ｆＤ＝１０，２０，４０，６０，８０，１００，１２０ＨｚおよびＣ／Ｎ＝４０ｄＢを対象とするＭ＝４の補間フィルタの振幅関数を示す図である。 ＳＮＲ＝５，１０，２０，３０，４０ｄＢおよびｆＤ＝６０Ｈｚを対象とするＭ＝４の補間フィルタの振幅関数を示す図である。 ドップラー周波数の関数であるいくつかの異なるウィーナーフィルタおよびＣ／Ｎ＝２０ｄＢにおけるパフォーマンス損失を示す図である。 Ｃ／Ｎ＝２０ｄＢにおけるドップラー周波数の関数である異なるウィーナーフィルタの追加損失を示す図である。 Ｃ／Ｎ＝２０ｄＢにおけるドップラー周波数の関数である異なるウィーナーフィルタの追加損失を示す図である。 Ｃ／Ｎ＝２０ｄＢにおけるドップラー周波数の関数である異なるウィーナーフィルタの追加損失を示す図である。 Ｃ／Ｎ＝２０ｄＢにおけるドップラー周波数の関数である異なるウィーナーフィルタの追加損失を示す図である。 Ｃ／Ｎ＝２０ｄＢにおけるドップラー周波数の関数である異なるウィーナーフィルタの追加損失を示す図である。 ８０％のｆＤおよびＣ／Ｎ＝２０ｄＢを対象とする異なるウィーナーフィルタのｆＤの関数であるＳＮＲを示す図である。 １２０％のｆＤおよびＣ／Ｎ＝２０ｄＢを対象とする異なるウィーナーフィルタのｆＤの関数であるＳＮＲを示す図である。 遅延＝０およびＣ／Ｎ＝２０ｄＢにおける、ドップラー周波数の関数である異なる非対称ウィーナーフィルタのパフォーマンス損失を示す図である。 遅延＝１およびＣ／Ｎ＝２０ｄＢにおける、ドップラー周波数の関数である異なる非対称ウィーナーフィルタのパフォーマンス損失を示す図である。 遅延＝２およびＣ／Ｎ＝２０ｄＢにおける、ドップラー周波数の関数である異なる非対称ウィーナーフィルタのパフォーマンス損失を示す図である。 遅延＝３およびＣ／Ｎ＝２０ｄＢにおける、ドップラー周波数の関数である異なる非対称ウィーナーフィルタのパフォーマンス損失を示す図である。 Ｃ／Ｎ＝２０ｄＢにおける、追加遅延の関数である異なる複雑なウィーナーフィルタのパフォーマンス損失を示す図である。 Ｃ／Ｎ＝２０ｄＢにおける、追加遅延の関数でありＭ＝４の異なるフィルタの追加損失を示す図である。 一態様に従った適応補間フィルタの装置を表すブロック図である。 他の態様に従った適応補間フィルタの装置を表すブロック図である。 ある態様に従った適応補間フィルタの方法のフローチャートである。 他の態様に従い信号対雑音比が決定され使用される適応補間フィルタの方法のフローチャートである。 他の態様に従った二次元フィルタが使用される適応補間フィルタの方法のフローチャートである。 他の態様に従った２つの一次元フィルタが連続的に使用される適応補間フィルタの方法のフローチャートである。 時間および周波数でＯＦＤＭキャリアを表しているグラフである。

Claims (38)

  1. 受信機における信号の適応補間フィルタリングの方法であって、
    チャネルの少なくとも１つの相関関数パラメータを決定するステップと、
    前記相関関数パラメータに基づいてフィルタ構成を決定するステップと、
    決定された前記フィルタ構成を使用して信号の補間フィルタリングを実行するステップと、
    を備え、
    前記フィルタ構成を決定するステップは、互いに異なる複雑度でありかつ各々が同一のバッファリング必要条件を有する複数の所定のフィルタ構成から１つを選択するステップを含み、該複数の所定のフィルタ構成の各々は、フィルタの有する複数のタップ係数について中央のタップ係数を中心として非対称のタップ係数が設定されていることを特徴とする方法。
  2. 前記信号に関連する信号対雑音比を決定するステップと、
    前記相関関数パラメータおよび前記信号対雑音比に基づいてフィルタ構成を決定するステップと、
    を備えることを特徴とする請求項１に記載の方法。
  3. 前記フィルタ構成を決定するステップは、これ以降で処理されることの無い前記信号と関連し所定の信号対雑音比閾値を前記決定の基準とすることを特徴とする請求項１に記載の方法。
  4. 前記少なくとも１つの相関関数パラメータはドップラー周波数シフトを含み、前記補間フィルタリングを実行するステップは補間を時間方向で実行するステップを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
  5. 補間は時間方向で実行され、
    前記少なくとも１つの相関関数パラメータはドップラー周波数シフトであり、
    前記複数の所定のフィルタ構成の各々は前記ドップラー周波数シフトに対応し、
    選択された前記所定のフィルタ構成の前記複雑度は前記ドップラー周波数シフトの増大に従い増大することを特徴とする請求項１に記載の方法。
  6. 前記補間フィルタリングを実行するステップは、周波数方向および時間方向の２次元的補間を実行するステップを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
  7. さらに、
    前記チャネルの遅延スプレッドを決定するステップと、
    前記遅延スプレッドに基づきフィルタ構成を決定するステップと、
    決定された前記フィルタ構成を使用して前記信号の補間フィルタリングを周波数方向で実行するステップと、
    を備えることを特徴とする請求項４に記載の方法。
  8. 前記ドップラー周波数シフトは、レベルクロッシングレート法およびゼロクロッシングレート法の少なくとも１つを使用して推定されることを特徴とする請求項４に記載の方法。
  9. 前記信号は直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
  10. 前記信号はデジタルビデオブロードキャスティング（ＤＶＢ）信号であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
  11. 受信機における信号の適応補間フィルタリングの方法であって、
    チャネルのプロファイルの形状の推定値に基づいて選択される最大遅延スプレッドおよび二乗平均遅延スプレッドの少なくとも１つとして前記チャネルの相関関数パラメータを決定するステップと、
    前記相関関数パラメータに基づいてフィルタ構成を決定するステップと、
    決定された前記フィルタ構成を使用して信号の補間フィルタリングを周波数方向で実行するステップと、
    を備え、
    前記フィルタ構成を決定するステップは、互いに異なる複雑度でありかつ各々が同一のバッファリング必要条件を有する複数の所定のフィルタ構成から１つを選択するステップを含み、該複数の所定のフィルタ構成の各々は、フィルタの有する複数のタップ係数について中央のタップ係数を中心として非対称のタップ係数が設定されていることを特徴とする方法。
  12. 前記信号に関連する信号対雑音比を決定するステップと、
    前記相関関数パラメータおよび前記信号対雑音比に基づいてフィルタ構成を決定するステップと、
    を備えることを特徴とする請求項１１に記載の方法。
  13. 前記フィルタ構成を決定するステップは、これ以降で処理されることの無い前記信号と関連し所定の信号対雑音比閾値を前記決定の基準とすることを特徴とする請求項１１に記載の方法。
  14. 前記複数の所定のフィルタ構成の各々は選択された最大遅延スプレッドおよび二乗平均遅延スプレッドの１つに対応し、
    選択された前記所定のフィルタ構成の前記複雑度は遅延スプレッドの増大に従い増大することを特徴とする請求項１１に記載の方法。
  15. 前記補間フィルタリングを実行するステップは、周波数方向および時間方向の２次元的補間を実行するステップを含むことを特徴とする請求項１１に記載の方法。
  16. 前記信号は直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号であることを特徴とする請求項１１に記載の方法。
  17. 前記信号はデジタルビデオブロードキャスティング（ＤＶＢ）信号であることを特徴とする請求項１１に記載の方法。
  18. 受信機における信号の適応補間フィルタリングの方法であって、
    チャネルのドップラー周波数シフトを決定するステップと、
    前記ドップラー周波数シフトに基づいて第１のフィルタ構成を決定するステップと、
    決定された前記第１のフィルタ構成を使用して信号の補間フィルタリングを時間方向で実行するステップと、
    前記チャネルの遅延スプレッドを決定するステップと、
    前記遅延スプレッドに基づいて第２のフィルタ構成を決定するステップと、
    決定された前記第２のフィルタ構成を使用して信号の補間フィルタリングを周波数方向で実行するステップと、
    を備え、
    前記第１のフィルタ構成を決定するステップ及び前記第２のフィルタ構成を決定するステップの少なくとも一方は、互いに異なる複雑度でありかつ各々が同一のバッファリング必要条件を有する複数の所定のフィルタ構成から１つを選択するステップを含み、該複数の所定のフィルタ構成の各々は、フィルタの有する複数のタップ係数について中央のタップ係数を中心として非対称のタップ係数が設定されていることを特徴とする方法。
  19. 前記遅延スプレッドを決定するステップは、前記チャネルのプロファイルの形状の推定値に基づいて選択される最大遅延スプレッドおよび二乗平均遅延スプレッドの少なくとも１つとして決定することを含むことを特徴とする請求項１８に記載の方法。
  20. 受信機における信号の適応補間フィルタリング装置であって、
    チャネルの少なくとも１つの相関関数パラメータを決定する論理回路と、
    前記相関関数パラメータに基づいてフィルタ構成を決定する論理回路と、
    決定された前記フィルタ構成を使用して信号の補間フィルタリングを実行する論理回路と、
    を備え、
    前記フィルタ構成を決定する論理回路は、互いに異なる複雑度でありかつ各々が同一のバッファリング必要条件を有する複数の所定のフィルタ構成から１つを選択する論理回路を含み、該複数の所定のフィルタ構成の各々は、フィルタの有する複数のタップ係数について中央のタップ係数を中心として非対称のタップ係数が設定されていることを特徴とする装置。
  21. 前記信号に関連する信号対雑音比を決定する論理回路と、
    前記相関関数パラメータおよび前記信号対雑音比に基づいてフィルタ構成を決定する論理回路と、
    を備えることを特徴とする請求項２０に記載の装置。
  22. 前記フィルタ構成を決定する論理回路は、これ以降で処理されることの無い前記信号と関連し所定の信号対雑音比閾値を前記決定の基準とすることを特徴とする請求項２０に記載の装置。
  23. 前記少なくとも１つの相関関数パラメータはドップラー周波数シフトを含み、前記補間フィルタリングを時間方向で実行することを特徴とする請求項２０に記載の装置。
  24. 補間は時間方向で実行され、
    前記少なくとも１つの相関関数パラメータはドップラー周波数シフトであり、
    前記複数の所定の構成の各々は前記ドップラー周波数シフトに対応し、
    選択された前記所定の構成の前記複雑度は前記ドップラー周波数シフトの増大に従い増大することを特徴とする請求項２０に記載の装置。
  25. 前記補間フィルタリングを実行する論理回路は、周波数方向および時間方向の２次元的補間を実行することを特徴とする請求項２０に記載の装置。
  26. さらに、
    前記チャネルの遅延スプレッドを決定する論理回路と、
    前記遅延スプレッドに基づきフィルタ構成を決定する論理回路と、
    決定された前記フィルタ構成を使用して前記信号の補間フィルタリングを周波数方向で実行する論理回路と、
    を備えることを特徴とする請求項２３に記載の装置。
  27. 前記ドップラー周波数シフトは、レベルクロッシングレート法およびゼロクロッシングレート法の少なくとも１つを使用して推定されることを特徴とする請求項２３に記載の装置。
  28. 前記信号は直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号であることを特徴とする請求項２０に記載の装置。
  29. 前記信号はデジタルビデオブロードキャスティング（ＤＶＢ）信号であることを特徴とする請求項２０に記載の装置。
  30. 受信機における信号の適応補間フィルタリングの装置であって、
    チャネルのプロファイルの形状の推定値に基づいて選択される最大遅延スプレッドおよび二乗平均遅延スプレッドの少なくとも１つとして前記チャネルの相関関数パラメータを決定する論理回路と、
    前記相関関数パラメータに基づいてフィルタ構成を決定する論理回路と、
    決定された前記フィルタ構成を使用して信号の補間フィルタリングを周波数方向で実行する論理回路と、
    を備え、
    前記フィルタ構成を決定する論理回路は、互いに異なる複雑度でありかつ各々が同一のバッファリング必要条件を有する複数の所定のフィルタ構成から１つを選択する論理回路を含み、該複数の所定のフィルタ構成の各々は、フィルタの有する複数のタップ係数について中央のタップ係数を中心として非対称のタップ係数が設定されていることを特徴とする装置。
  31. 前記信号に関連する信号対雑音比を決定する論理回路と、
    前記相関関数パラメータおよび前記信号対雑音比に基づいてフィルタ構成を決定する論理回路と、
    を備えることを特徴とする請求項３０に記載の装置。
  32. 前記フィルタ構成を決定する論理回路は、これ以降で処理されることの無い前記信号と関連し所定の信号対雑音比閾値を前記決定の基準とすることを特徴とする請求項３０に記載の装置。
  33. 前記複数の所定のフィルタ構成の各々は選択された最大遅延スプレッドおよび二乗平均遅延スプレッドの１つに対応し、
    選択された前記所定のフィルタ構成の前記複雑度は遅延スプレッドの増大に従い増大することを特徴とする請求項３０に記載の装置。
  34. 前記補間フィルタリングを実行する論理回路は、周波数方向および時間方向の２次元的補間を実行することを特徴とする請求項３０に記載の装置。
  35. 前記信号は直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号であることを特徴とする請求項３０に記載の装置。
  36. 前記信号はデジタルビデオブロードキャスティング（ＤＶＢ）信号であることを特徴とする請求項３０に記載の装置。
  37. 受信機における信号の適応補間フィルタリングの装置であって、
    チャネルのドップラー周波数シフトを決定する論理回路と、
    前記ドップラー周波数シフトに基づいて第１のフィルタ構成を決定する論理回路と、
    決定された前記第１のフィルタ構成を使用して信号の補間フィルタリングを時間方向で実行する論理回路と、
    前記チャネルの遅延スプレッドを決定する論理回路と、
    前記遅延スプレッドに基づいて第２のフィルタ構成を決定する論理回路と、
    決定された前記第２のフィルタ構成を使用して信号の補間フィルタリングを周波数方向で実行する論理回路と、
    を備え、
    前記第１のフィルタ構成を決定する論理回路及び前記第２のフィルタ構成を決定する論理回路の少なくとも一方は、互いに異なる複雑度でありかつ各々が同一のバッファリング必要条件を有する複数の所定のフィルタ構成から１つを選択する論理回路を含み、該複数の所定のフィルタ構成の各々は、フィルタの有する複数のタップ係数について中央のタップ係数を中心として非対称のタップ係数が設定されていることを特徴とする方法。
  38. 前記遅延スプレッドの決定は、前記チャネルのプロファイルの形状の推定値に基づいて選択される最大遅延スプレッドおよび二乗平均遅延スプレッドの少なくとも１つとして決定することを含むことを特徴とする請求項３７に記載の装置。
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