JP4750660B2

JP4750660B2 - 受信装置及び測位システム並びに測位方法

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Inventors: 亮介藤原; 健一水垣; 祐行宮崎
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Filing date: 2006-09-27
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Description

本発明は、受信装置及びそれを用いて無線装置の位置や、または無線装置間の距離を、電波の到来時間を計測することにより求める測位、測距用受信装置並びに測位、測距方法に関するものである。

移動端末の位置を測定するシステムとして、端末から送信される信号を複数の基地局で受信した時間差を計算し、受信時間差に光速を乗算することによって、ノードからの各基地局までの信号の伝搬距離を算出し、ノードの位置を検出するシステムが提案されている（非特許文献１）。

また、各基地局間の同期のため、基準局を用いて測位システムを構築することが提案されている（非特許文献２）。

さらに、特許文献１には、スペクトル拡散信号を用いて測距を行なう測位システムにおいて、受信波に対してマッチトフィルタ処理を行って遅延プロファイルを作成し、この遅延プロファイルを利用して距離を測定する技術が提案されている。また、特許文献２には、マッチトフィルタ処理を行なって作成した受信信号の遅延プロファイルを時多重処理により複数の遅延プロファイルとし、これを用いて距離を測定する技術が提案されている。

特開２００２−１４１５２号公報特開２００３−２７３７７８号公報荻野敦、他５名、「無線ＬＡＮ統合アクセスシステム（１）位置検出システムの検討」、２００３年総合大会講演論文集、電子情報通信学会、Ｂ−５−２０３、ｐ．６６２水垣健一、他９名、「３ｎＷ/ｂｐｓ超低消費電力ＵＷＢ無線システム（６）：３０ｃｍ高精度測位システムの検討」、２００５年ソサイエティ大会講演論文集、電子情報通信学会、Ａ−５−１５、ｐ．１３９

上記測位システムや測距システムに用いる無線信号としてUWB-IR (Utlra wideband impulse radio)を用いることにより、測定の分解能をあげることができる。

図２０に、UWB-IR信号の波形例を示す。ここでは、振幅が０から０の間をパルス幅ＷTP と定義する。図２０に示すように幅の細いパルスを用いることにより、測定の時間精度を向上させることができ、測位及び測距精度を良いシステムが構築できる。

しかしながら、上記UWB-IR信号を用いた場合、受信器では幅の細いパルスを捉えることが必要となり、ハードウェア規模の増大及び消費電力が増大してしまう問題がある。例えば、パルス幅ＷTP が約２nsのパルスを受信する場合、図２２に示すように、サンプリングのタイミングの時間間隔が狭くなり、ＷTPの逆数である５００MHz以上の速さで動作するアナログディジタル(AD)変換器が必要となる。そのため、特許文献１や特許文献２に開示された発明で、上記UWB-IR信号を用いた測位、測距を行なうシステムを構成すると、遅延プロファイル作成のために必要なハードウェア規模の増大に伴う高コスト及び消費電力の増大を招くことが考えられる。

また、マルチパス環境下における受信波形は、必ずしも直接パスが最も大きい振幅を有していない。図２１にマルチパス環境下におけるUWB-IR信号の受信波形例を示す。図の縦軸は信号の電力成分を示す。図２１をみても分かるとおり、最も早く到来する信号（第一パス）よりも大きい電力（振幅）を持つ信号が存在する。上記の測位システムや測距システムでは、受信器で第一パスの出力時間を計測する必要がある。一方、通常のデータ通信を考えた場合、最も大きい振幅の信号で受信するのが最も通信誤りは少ないが、測位や測距精度の誤差は大きくなってしまう問題がある。

本発明の主たる解決課題は、上記問題を顧みて、簡易な構成で低消費電力なハードウェアで、受信信号の第一パス信号の到来時間を測定する、受信装置及びそれを用いた測位、測距用受信装置並びに測位、測距方法を提供することである。

本発明の代表的なものの一例を示せば以下の通りである。即ち、本発明の受信装置は、直接拡散が施された間欠的なパルス信号からなる送信信号の公称のパルス繰返し周波数と同じ周波数又は整数倍の周波数、かつパルス幅の逆数未満の周波数でタイミングをΔt毎ずらしながら受信信号のアナログディジタル変換を複数回行い、前記受信信号の観測データとして保存領域に保存する波形観測部と、前記保存された前記受信信号の観測データを基に、前記受信信号に含まれる最も時間的に早く到来する第一パスの到来時間を推定する第一パス推定部、を有する。

本発明により、低速度の信号処理で受信信号の第一到来信号の出力時間を測定することができ、低消費電力、低コストな測位及び測距用受信装置を提供できる。

本発明における受信装置は、公称のパルス繰返し周波数と同じ周波数又は整数倍の周波数、かつパルス幅の逆数未満の周波数でアナログディジタル変換を行い受信信号の測定を行い、上記アナログディジタル変換タイミングをΔtごとずらして複数回受信信号の測定を行った結果を保存領域に格納し、最も時間的に早く到来する第一パスの到来時間を上記保存された波形データから推定する。

また、上記受信信号の測定データは、アナログディジタル変換後のデータを、送信信号に施された拡散符号に対応するタップ係数をもつマッチトフィルタ処理を行い、上記マッチトフィルタ出力の１回の測定時間内の出力が最も高いS個のピーク値とその出力時間とする。
また、上記保存された波形データから、所定の閾値を設定し、上記閾値を越えた最も到来時間の早い波形データを第一パス信号と判定する。
また、上記の出力時間は復調されるパスとの時間差を上記保存された出力時間から求め、上記時間差からそれぞれの波形データに対応する出力時間を求める送受信器間に周波数偏差が存在する場合は、受信信号に受信器のクロックを追従させる同期追跡機能から、送信器と受信器の間の周波数偏差を推定し、上記周波数偏差結果を用いて、上記出力時間の計算を補正する。

本発明を実施するための最良の形態に関して、以下の実施例に基づいて詳細に説明する。

本発明の受信装置の第１の実施形態を、図１〜図１１を用いて説明する。
第１の実施形態の受信装置は、アンテナから入力されたパルス信号について、同期捕捉処理及び波形観測処理を行なう波形観測部と、保存された受信信号の観測データを基に、前記受信信号に含まれる最も時間的に早く到来する第一パスの到来時間を推定する第一パス推定部と、第一パス推定の結果を用いて距離・位置の測定を行なう測定部を備えている。この受信装置は、復調されたパスによる復調処理や同期追跡の処理を行なう復調・同期追跡部も備えている。

図１は、本発明に係る第１の実施形態における受信装置の構成図を示したものである。本実施形態における受信装置は、アンテナ(ANT) ０１００、RFフロントエンド部(RFFE) ０１０１、アナログディジタル変換部(ADC) ０１０２、マッチトフィルタ部(MF) ０１０３、電力部(POW) ０１０４、波形測定部(WAVE MEAS) ０１０５、同期捕捉部(ACQ) ０１０８、第一パス推定部(FIRST PATH) ０１０９、復調部(DEMOD) ０１１０、同期追跡部(TRACK) ０１１１、タイミング制御部(TIM_CTL) ０１１２、及びADクロック生成部(ADCLK) ０１１３で構成されている。

波形測定部 (０１０５)は、ピーク検出部(PEAK )０１０６と保存部(RAM) ０１０７から構成される。
RFフロントエンド部 (０１０１)は、ANT ０１００から入力されたパルス信号を必要に応じて、帯域制限、ノイズ除去、周波数変換、増幅を行う。

RFフロントエンド部 (０１０１)から出力されたパルス信号は、アナログディジタル変換部 (０１０２)にてアナログディジタル(AD)変換される。
この時のAD変換速度は、公称のパルス繰返し周波数と同じか又はその整数倍、かつパルス幅ＷTP の逆数未満の速度とする。すなわち、図９に示すように、ADCLK (０１１３)は、パルス繰返し周波数と同じ（図９の（Ａ））又はその整数倍（図９の（Ｂ））、かつパルス幅ＷTP の逆数未満の周波数を持つクロックを出力し、ADC (０１１２)に供給する。なお、図９のＩｐは、パルスとパルスの間隔を示す。

また、アナログディジタル変換部(ADC) ０１０２におけるサンプリングのタイミングは、ADクロック生成部 (０１１３)が出力するクロックの出力タイミング、換言するとTIM_CTL (０１１２)の制御信号により順次ずらされる。すなわち、同期捕捉部(ACQ) ０１０８の出力信号を受けてタイミング制御部(TIM_CTL) ０１１２で生成される制御信号により、ADクロック生成部(ADCLK) ０１１３で生成されるADクロックのタイミングが制御されることにより、アナログディジタル変換部(ADC) ０１０２におけるAD変換のタイミングを順次Δtだけずらしながら上記動作を繰り返させ、最適なAD変換タイミングとマッチトフィルタ出力位相を探索する。なお、順次シフトするタイミングΔtは、パルス幅ＷTPよりも小さな値とする。

マッチトフィルタ部(MF) ０１０３は、AD変換されたADC出力信号に対して逆拡散処理、すなわち、送信信号に施された拡散符号（例えば、＋１，−１，−１，＋１）に対応したタップ係数（ｃ）をADC出力信号に乗算するマッチトフィルタ処理を行ない、(MF)を出力する。

WAVEMEAS (０１０５)のPEAK (０１０６)において、MF (０１０３)の出力の最大値(M)とその出力時間(P)が求められ、この出力の最大値(M)と出力時間(P)のデータは、RAM ０１０７に保存される。

第一パス推定部(FIRST PATH) ０１０９は、RAM (０１０７)から順に出力された波形データ列と時間データ列から、第一パスを検出し、復調されたパスと第一パスとの出力時間差を推定する。

復調部 (０１１０)は、同期捕捉部 (０１０８)で探索されたマッチトフィルタ出力位相でデータ復調を行と共に、受信同期信号(Preceive sync. Signal)を生成し、第一パス推定部(FIRST PATH) ０１０９に出力する。
同期追跡部 (０１１１)は、第一パス推定部 (０１０９)によって探索されたAD変換タイミングを保持する機能を有する。

図２は、図１の受信装置の全般的な動作を示すフローチャートである。
受信装置は、ANT ０１００から入力されたパルス信号について、同期捕捉処理及び波形観測処理を行なう（Ｓ２０１）。その後、第一パス検出処理（Ｓ２０２）を行い、距離・位置の測定を行なう（Ｓ２０３）。受信装置は、また、復調・同期追跡の処理も行なう（Ｓ２０４）。なお、距離・位置の測定機能に関する構成については、後の実施例で説明するため、図１では、図示を省略した。

次に、図１に示した受信装置の、波形観測処理及び第一パス検出処理に関するより具体的な構成例について、図３ないし図７で説明する。

まず、図３に、MF (０１０３)の構成例を示す。MF (０１０３)は、Ns個のタップ付き遅延線(D) ０４０１と、Ns個の係数掛け算器(×c１〜cNs) ０４０２、足し算器(＋) ０４０３から構成される。このマッチトフィルタ部(MF) ０１０３において、送信信号に施された拡散符号をタップ係数（ｃ）に持つマッチトフィルタ(MF)処理が行われる。上記遅延線の遅延長は理想的にはパルス間隔と同じであり、またNsは送信符号に施された拡散符号長である。これにより、Ｓ／Ｎ比を良くするためのマッチトフィルタ処理が施される。

マッチトフィルタ処理では、ちょうど拡散符号の位相が係数掛け算器の係数列と一致した時、最大の振幅を持つデータが出力され、SN比を向上させることができる。理想的には各パルスのAD変換後のSN比をSN_pusleとすると、マッチトフィルタ処理後の最大の振幅を持つデータのSN比SN_MF は(Ns×SN_pulse)となる。

その効果を図４に示す。図４の(a)は受信パルス波形の電力成分を示してあり、信号とノイズのレベルの差が大きくない。一方、図４の(b)はマッチトフィルタ処理後の電力成分であり、処理後の合成データにおいて信号とノイズのレベルにより大きな差があるのが見てとれる。

図５に、第１の実施形態の受信装置における第一パス推定部(FIRSTPATH) ０１０９の構成例を示す。図５の第一パス推定部は、出力時間計算部(ARR_PATH_CAL) ０６０１、閾値比較部(THCOMP) ０６０２、最小値検出部(MIN) ０６０３から構成される。

この第一パス推定部(FIRSTPATH) ０１０９は、RAM (０１０７)から順に出力されたMF (０１０３)の出力波形データ列の最大値(M)とその出力時間(P)のデータ列から、第一パスを検出し、復調されたパスと第一パスとの出力時間差を推定する。

まず、第一パス推定部０１０９は、RAM (０１０７)から順に出力された波形データ列M(１〜K)と時間データ列P(１〜K)から、復調されたパスと第一パスとの出力時間差Ｔ（Ｌ）を推定する。

RAM (０１０７)は、波形データ列M(１〜K)とP(１〜K)を順に第一パス推定部に出力する。ARR_PATH_CAL (０６０１)は、受信同期信号(Preceive sync. Signal)を用いて、上記M(１〜K)、P(１〜K)のそれぞれの出力時間すなわち到来時間のデータT(N)と復調パスとの出力時間差をP(１〜K)を用いて計算する。この計算結果はメモリに保存される。THCOMP (０６０２)は、M(１〜K)と所定の閾値THとの比較を行い、M(N)>THを満たす時に、到来時間データT(N)を出力する。MIN (０６０３)は上記到来時間データT(N)の最小値（１st path arriving time）を出力する。上記到来時間データの最小値T(N) が第一パスと推定され、この第一パスと復調パスとの出力時間差Ｔ（Ｌ）が得られる。

図６は、第１の実施形態の受信装置における第一パス推定部(FIRST PATH) ０１０９の別の構成例を示した図である。図６では、図５の構成に加え、閾値計算部(TH_CAL) ０７０１が追加されている。TH_CAL (０７０１)は、上記図５の実施例における閾値THを、RAM(０１０７)に保存された波形データ列P(１〜K)から求める機能を持つ。

TH_CAL(０７０１)の動作の一つの例として、
TH = (M(１〜K)の最大値)／A
のように処理する機能を持つ。但し、Aは適当な定数である。

また、TH_CAL(０７０１)の別の動作例として、
TH ＝ ((M(１〜K)の平均値) × A
のように処理する機能を持つ。但し、Aは適当な定数である。

また、TH_CAL(０７０１)の別の動作例として、データ列M'(１〜K)を、データ列M(１〜K)からM(１〜K)の最大値を取り除いたものとした時、
TH = ((M(１〜K)の平均値)× A
のように処理する機能を持つ。但し、Aは適当な定数である。

このようにTH_CAL(０７０１)は多数の動作例を持つが、その具体的方法は限定されない。

次に、図７に、第１の実施形態の受信装置における第一パス推定部(FIRST PATH) ０１０９内の出力時間計算部(ARR_PATH_CAL) ０６０１の構成例を示す。

出力時間計算部０６０１は、時間計測部(TIM_MEAS) ０８０１、出力時間差計算部(DIFF) ０８０２、時間位相変換部(TIME TO PHASE) ０８０３から構成される。出力時間計算部は上述のように、受信同期信号(Receive sync. Signal)を用いて、上記M(１〜K)、P(１〜K)のそれぞれの出力時間と復調パスとの出力時間差をP(１〜K)を用いて計算する。

TIM_MEAS (０８０１)は、受信同期信号(Receive sync. Signal)が入力される時間を計測する。DIFF (０８０２)では、上記計測結果と時間データ列P(１〜K)を用いて、上記受信同期信号と、それぞれのデータM(１〜K)が到来した時間差T(１〜K)を計算する。TIME TO PHASE (０８０３)では、上記時間差を拡散パルス列の位相T(N)に変換する。位相に変換する動作は、パルス間隔をTc、拡散符号長をNsとすると、
mod(T(１〜K)、Tc×Ns)
の計算で与えられる。ただし、mod(a,b)はaをbで割った余りである。

上記のような構成をとることにより、パルス幅ＷTP以下の高い分解能で行うAD変換器、すなわち高速の変換器を用いず、低速のAD変換器で精度の高い第一パス信号の出力時間の推定が可能となり、簡易な構成、低消費電力な測位用受信器の実現が可能となる。

図１の受信装置により第一パス検出機能を実現する動作を、図８のフローチャート、図９に示すUWB-IR信号とAD変換のタイミングの関係を示す図、及び図１０の動作概念図を参照しつつ、説明する。

本実施形態における受信装置は、UWB-IR信号、例えば図９の（Ａ）で示すようなBPSK(Binary phase shift keying)変調されたベースバンドパルス波形で、かつ、各々のパルスに直接拡散（Direct Sequence）が施された送信信号を受信する。図９に示すように、振幅が０から０の間をここではパルス幅ＷTP と定義する。なお、図９の（Ｂ）に示すようにサンプリング点を多くすると精度の向上や同期捕捉時間の高速化が期待できるが、ハードウェアの消費電力も増加するので、直接拡散が施された送信信号の公称のパルス繰返し周波数と同じ周波数又は整数倍の周波数、かつパルス幅の逆数未満の周波数という条件の範囲内で、用途に応じてサンプリング周期を設定すればよい。

図８のフローチャートにおいて、Step０３０１〜Step０３０５で観測波形の処理、Step０３０６〜Step０３０７で第一パス検出の処理が実行される。

受信装置は、受信波形の測定区間Ｗｓ（図１０Ａの(ｂ)参照）において、受信波形とAD変換点の位相関係をΔtずらしながらAD変換（サンプリング）を行う（図８のStep０３０１）。

なお、図１０Ａの（ａ）−（ｃ）に示す波形は横軸に共通の時間軸Tを有し、(ｂ)の観測波形は、縦軸にMをプロットした概念図であり、時間分解能Δtの波形推定結果を示す。図１０Ａの(ｃ)のｔ０１，ｔ０２，ｔ０３，−，−，ｔ０ｋは、測定区間Ｓ１に関するAD変換（サンプリング）のタイミングを示しており、ｋ（例えば３１）個のサンプリング地点がある。

アナログディジタル変換部(ADC)０１０２において、測定区間Ｓ１に関して、受信されたパルス列信号をパルス繰返し周波数又はその整数倍で、かつパルス幅ＷTP の逆数未満の速度でアナログディジタル(AD)変換し、図１０Ａの(ｅ)に示すようなADC出力信号を生成する。

このAD変換されたADC出力信号に対して、マッチトフィルタ部(MF)０１０３において、送信信号に施された拡散符号に対応したタップ係数（ｃ）をもつマッチトフィルタ(MF)処理が行われ(Step０３０２)、測定区間Ｓ１に関して図１０Ａの(ｆ)に示すようなＭＦ出力信号を生成する。

WAVEMEAS(０１０５)におけるPEAK(０１０６)は、上記MF(０１０３)の出力の最大値(M)とその出力時間(P)を求める。この測定区間Ｓ１に関する波形出力の最大値(M)と出力時間(P)のデータＭ，Ｐは、図１０Ｂの(ａ)に示すように、RAM０１０７に保存される(Step０３０３)。

測定区間Ｓ２〜Ｓnに関しても、AD変換タイミングを時間分解能Δtだけずらしながら（ｔ０１＋Ｔk＋Δt，ｔ０２＋Ｔk＋Δt，−，−，ｔ０k＋Ｔk＋Δt，ｔ０１＋２Ｔk＋２Δt，ｔ０２＋２Ｔk＋２Δt，−，−，ｔ０k＋２Ｔk＋２Δt，−）上記手順を、繰り返し行う。なお、Ｔk＝ｋ（サンプリング地点数）×Ｉｐとする。そして、各タイミングにおける波形出力の最大値(M)と出力時間(P)のデータＭ（Ｎ），Ｐ（Ｎ）をRAM０１０７に保存する。このΔtタイミングをずらす動作は、図１０Ａの(ｄ)に示すように、測定区間Ｓ２〜Ｓnにおける受信波形とAD変換点の位相関係を、測定区間Ｓ１に対して、各々順次Δt、２Δt、３Δt、−−ずらす意味を持つ。

すなわち、ACQ(０１０８)は、上記最大値(M)を受け取り、TIM_CTL(０１１２)、ADCLK(０１１３)を経由して、ADC(０１０４)におけるAD変換タイミングを順次Δtだけずらし、上記動作を繰り返させ、最適なAD変換タイミングとマッチトフィルタ出力位相を探索する。

なお、図８の例では、N回目の測定における最大値をM(N)、P(N)としている。
RAM(０１０７)は、各測定区間すなわちΔtずつずらされたAD変換タイミング毎に、上記最大値(M)を波形データとして、出力時間(P)を時間データとしてRAMにそれぞれ保存する（図１０Ｂの(ａ)参照）。このＭＦ出力信号の電力成分については、図４の(b)で説明した通りである。

この処理を所定回数（K回）繰り返す(Step０３０４、Step０３０５)。

その後、第一パス検出処理、すなわち、第一パス推定部(FIRSTPATH) ０１０９において、RAM(０１０７)に保存されたデータ列MとPを用いて、第一パスを推定する処理を行なう。

まず、AD変換されたデータ列P（ｎ）を、それぞれのデータＭ（Ｎ）が到来した時間に変換したデータ列T（ｎ）を作成する（Step０３０６）。すなわち、時間データ列P（Ｎ）（＝AD変換タイミングｔ０１，ｔ０２，ｔ０３，−，−，ｔ０ｋ、ｔ０１＋Δt，ｔ０２＋Δt，−，−，ｔ０ｋ＋Δt，−，−，ｅｔｃ）を、時間分解能Δt毎の時間データ列Ｔ（Ｎ）＝到来時間順（例えば、ｔｋ−１，ｔｋ，ｔ１，ｔ２，−，ｔｋ−５）に並び替える（図１０Ｂの(ｂ)参照）。なお、図１０Ａと図１０Ｂにおいて、時間分解能Δtは同じ大きさである。

さらに、FIRST PATH (０１０９)は、観測波形データＭ（Ｎ）と時間データ列Ｔ（Ｎ）とから第一パス出力時間（ｔｋ）を計算し出力する（Step０３０７）。すなわち、測定区間Ｗｓ（＝Ｓ１〜Ｓn）において、所定の閾値THに対して、M(N) > THを満たすNにおいて、T(N)が最小のNをLとすると、FIRST PATH (０１０９)は、T(L)を第一パス信号の出力時間とする（図１０Ｂの(ｃ)参照）。

図１０Ｂの(ｃ)において、第一パス信号（時間Ｔｋ、測波形データＭ（ｋ）がM(N) > THを満たし、かつ、T(N)が最小の条件を満たしている。また、復調パス信号（時間t２、測波形データＭ（２））が最大の波形データ値を持つ観測形である。

なお、これまでの説明では、同一AD変換タイミング内（同一測定個区間Ｓ内）の一回の測定に関してPEAK(０１０６)において、最大値とその出力時間のみRAM(０１０７)に保存していたが、さらに同一AD変換タイミング内の第２の最大値とその出力時間もRAM(０１０７)に保存し、第１、第２の最大値に関する両データを用いて観測波形データの到来時間データ列Ｔ（Ｎ）を生成し、同様に第一パス推定に利用することで、精度を高める方法も可能である。

さらにRAM(０１０７)に保存するデータを増やすことは可能である。より多くのデータを保存することにより、大きい入力信号に隠された信号も計算に利用することができ、第一パス推定の誤りを低減することができる。

図１１に、シミュレーションにより検証した本実施形態を適用した効果を示す。マルチパスモデルには、オフィス内の見通しを模擬したモデルを用いた。横軸は適用した複数のマルチパスモデルのインデックス、縦軸にパケット受信時間の計測誤差、第一パス推定なし時と、本発明を適用した第一パス推定ありの場合と示してある。本発明を適用した場合、誤差が少なくなっており、本発明によりかなり正確に、第一パスが推定できていることを示している。

以上述べたとおり、本実施例によれば、無線信号としてUWB-IRを採用した場合に、低速度の信号処理でも受信信号の第一到来信号の出力時間を測定することができる。従って、パルス幅ＷTP以下の高い分解能で行うAD変換器すなわち高速の変換器を用いる必要が無く、低速のAD変換器で精度の高い第一パス信号の出力時間の推定が可能となり、簡易な構成、低消費電力な測位用受信器の実現が可能となる。

また、通常のデータ通信に関しては、最も大きい振幅の信号に相当する観測波形データの最大値(M)で受信し復調処理できるので、通信誤りが少ない。

本発明の第２の実施形態になる端末測位システムとして、第１の実施形態の受信装置を採用したシステムを図１２、１３用いて説明する。

図１２に、端末測位システムの構成例を示す。上記端末測位システムは、測位サーバ (SVR)２００１、基地局(AP１〜３) ２００２、２００３、２００４、基準局 (RS) ２００５、端末 (NODE) ２００６から構成され、AP１ (２００２)、AP２ (２００３)、AP３ (２００４)とSVR (２００１)は、ネットワーク２００７で接続される。

NODE (２００６)は、無線送信機能を有しており、RS (２００５)は、上記無線の受信機能及び送信機能を有する。AP１ (２００２)、AP２ (２００３)、AP３ (２００４)は上記無線の受信機能及び時間計測機能を有する。

AP１ (２００２)、AP２ (２００３)、AP３ (２００４)はRS (２００５)が送信する信号を受信し、互いの時間同期を行う。AP１ (２００２)、AP２ (２００３)、AP３ (２００４)は、NODE (２００６)から送信された無線信号を受信し、それぞれの到達時間差を計測する。SVR (２００１)では、上記計測された到達時間差からNODE (２００６)の座標を計算する。

上記、端末測位システムでは、AP１ (２００２)、AP２ (２００３)、AP３ (２００４)の同期、及び端末の位置を計算するため、AP１ (２００２)、AP２ (２００３)、AP３ (２００４)、RS (２００５)の座標はあらかじめ既知である必要がある。

図１３Ａは、基地局 (AP１〜３) ２００２、２００３、２００４の構成例を示すブロック図である。基地局は、アナログ−デジタル変換機能を含む第一パス検出・同期捕捉部２０１０、検波・復調部２０１１、メモリ２０１２、通信部２０１３、及びアンテナ（ＡＮＴ）２０１４から構成されている。第一パス検出・同期捕捉部２０１０は、同期をとるべきクロック信号の発生源ＳＣＧを有している。第一パス検出・同期捕捉部２０１０は、さらに、ＳＣＧで生成されたクロック信号の位相を変化させるシフト信号を生成してクロック信号の位相を変化させ伝送信号と上記クロック信号との同期捕捉を行う同期捕捉機能、第１の実施例で説明した第一パス推定機能、クロック信号とシフト信号を用いて測位信号と基準信号とを受信した時間差を計測する時間差計測機能を備えている。

図１３Ｂは、測位サーバ (SVR) ２００１の構成例を示すブロック図である。測位サーバは、通信部２０２０、測位・測距部２０２１の各機能及びデータベース２０２２を備えている。通信部２０２０は、測位サーバをネットワーク２００７に接続するインターフェースとして機能し、基地局から送られる測位情報通知を受けて、測位・測距部２０２１に送る。測位・測距部２０２１は、測位情報通知に含まれる各基地局における信号受信時間差の情報及びデータベース２０２２から得た各基地局及び基準局の位置等の情報に基づいて、ノード２００６の位置を算出する。

図１４は、第２の実施例の測位・測距システムにおける信号の送受信の概要を示すシーケンス図である。

ノード２００６は、位置計算を希望する任意の時刻、例えば、定期的に、又は、ノードに設けられたセンサが異常を検出したときに、周辺の基準局 (RS) ２００５と基地局 (AP１〜３) ２００２、２００３、２００４に対して測位信号を含む伝送信号を送信する（Ｓ１４０１）。各基地局(AP１〜３) ２００２、２００３、２００４は、伝送信号を受信した際、この伝送信号例えば測位信号とサンプリングクロックとの同期捕捉を行う。同期捕捉が確立された後、伝送信号の復調・同期追跡を行う。また、各基地局(AP１〜３) ２００２、２００３、２００４は、伝送信号を受信した際、第１の実施例で説明した第一パス検出機能に基づき、測位信号受信時刻Ｔ１を検出する（Ｓ１４０２）。基準局 (RS) ２００５は、測位信号を含む伝送信号を受信した後、基準信号を含む伝送信号を送信する（Ｓ１４０３）。各基地局(AP１〜３) ２００２、２００３、２００４は、基準信号を含む伝送信号を受信した後、第１の実施例で説明した第一パス検出機能に基づき、基準信号受信時刻Ｔ２を検出する（Ｓ１４０４）。そして、各基地局(AP１〜３) ２００２、２００３、２００４は、測位情報、受信時刻Ｔ１、Ｔ２及び基地局を識別するためのＩＤその他の情報を、ネットワークを経由して測位サーバ (SVR) ２００１に送付する（Ｓ１４０５）。また、各基地局は、同期捕捉、復調・同期追跡などの伝送信号の受信処理と並行して、測位信号と基準信号の受信時間差の計測処理を行い、その結果に基づく情報をサーバ測位サーバ (SVR) ２００１に送付する。なお、本実施例における第一パス検出機能に関し、検出する「時刻」は、第１の実施例における、複数の測定区間の位相を揃えた場合の「時間」に相当する。

各基地局(AP１〜３) ２００２、２００３、２００４は、また、基準信号受信時刻Ｔ２から信号伝播遅延時間Ｔ３を減算した基準信号送信時刻Ｔ４を算出する（Ｓ１４０６）。各基地局(AP１〜３) ２００２、２００３、２００４は、さらに、基準信号送信時刻Ｔ４から受信時刻Ｔ１を減算した時刻Ｔ５を算出する（Ｓ１４０７）。

サーバ測位サーバ (SVR) ２００１は、これら各基地局(AP１〜３) ２００２、２００３、２００４の時刻Ｔ５に関する情報と、サーバが持つデータベースに記録されている情報とから、ノード２００６の座標を算出して測位・測距を行う（Ｓ１４０８）。

本実施例によれば、低速度の信号処理で受信信号の第一到来信号の出力時刻を測定することができ、低消費電力、低コストな測位及び測距用受信装置を実現できる。

本発明の受信装置の第３実施形態を図１５を用いて説明する。
図１５は、本発明に係る第３の実施形態における受信装置の構成図を示したものである。本実施形態における受信装置は、アンテナ(ANT) ０１００、低ノイズ増幅器(LNA) ０９０１、ミキサー(MIX) ０９０２、低域通過フィルタ(LPF) ０９０３、アナログディジタル変換部(ADC) ０１０２、マッチトフィルタ部(MF) ０１０３、電力部(POW) ０２０４、波形測定部(WAVE MEAS) ０１０５、同期捕捉部(ACQ) ０１０８、第一パス推定部(FIRST PATH) ０１０９、復調部(DEMOD) ０１１０、同期追跡部(TRACK) ０１１１、タイミング制御部(TIM_CTL) ０１１２、ADクロック生成部(ADCLK) ０１１３、発振器(OSC) ０９０６、９０度位相器(π/２) ０９０５からなり、WAVE MEAS (０１０５)は、ピーク検出部(PEAK) ０１０６、保存部(RAM) ０１０７から構成される。

図１５において、ANT (０１００)、ADC (０１０２)、MF (０１０３)、WAVE MEAS (０１０５)、ACQ (０１０８)、FIRST PATH (０１０９)、DEMOD (０１１０)、TRACK (０１１１)、TIM_CTL (０１１２)、ADCLK (０１１３)、PEAK (０１０６)、RAM (０１０７)は、夫々、図１の同記号のブロックと同等機能を有する。

図１５の受信装置では、例えば図２０の（ｂ）で示すような搬送波にBPSK (Binary phase shift keying) 変調された、変調パルス波形であり、各々のパルスに直接拡散が施された送信信号を受信する。

また、LNA (０９０１)、MIX (０９０２)、LPF (０９０３)、π/２ (０９０５)、OSC (０９０６)で図１のRFEE (０１０１)に相当する部分を構成する。

LNA (０９０１)で、ANT (０１００)から入力された信号を増幅し、MIX (０９０２)、LPF (０９０３)、π/２ (０９０５)、OSC (０９０６)で、搬送波を除去しベースバンドパルス波形を復元する。この際、９０度位相のずれた２つの直交成分を生成する。またPOW (０２０４)は、二つのMF (０１０３i)とMF (０１０４q)から２乗和を計算することにより電力を求めPEAK(０１０６)に入力する。

その他の構成、動作は、図１〜図１１に示した第１の実施例と同様である。
本実施形態をとることにより、送信信号が搬送波を用いた変調パルス波形であっても、簡易な構成、低消費電力で精度の高い第一パスの出力時間の推定が可能である。

本実施例を測距用受信装置に採用すれば、低速度の信号処理で受信信号の第一到来信号の出力時刻を測定することができ、低消費電力、低コストな測位及び測距用受信装置を実現できる。

本発明の受信装置の第４の実施形態を図１６、図１７を用いて説明する。
図１６は、本発明に係る第４の実施形態における受信装置の構成図を示したものである。本実施形態における受信装置は、アンテナ(ANT) ０１００、低ノイズ増幅器(LNA) ０９０１、ミキサー(MIX) ０９０２、低域通過フィルタ(LPF) ０９０３、アナログディジタル変換部(ADC) ０１０２、マッチトフィルタ部(MF) ０１０３、電力部(POW) ０２０４、波形測定部(WAVEMEAS) ０１０５、同期捕捉部(ACQ) ０１０８、第一パス推定部(FIRST PATH) １００２、復調部(DEMOD) ０１１０、同期追跡部(TRACK) ０１１１、タイミング制御部(TIM_CTL)０１１２、ADクロック生成部(ADCLK)０１１３、発振器(OSC)０９０６、９０度位相器(π/２) ０９０５、周波数偏差推定部(FREQ_EST) １００１、からなる。WAVE MEAS (０１０５)は、ピーク検出部(PEAK) ０１０６、保存部(RAM) ０１０７から構成される。

図１６において、ANT (０１００)、(LNA) ０９０１、MIX (０９０２)、LPF (０９０３)、ADC (０１０２)、MF (０１０３)、(POW) ０２０４、WAVE MEAS (０１０５)、ACQ (０１０８)、DEMOD (０１１０)、TRACK (０１１１)、TIM_CTL (０１１２)、ADCLK (０１１３)、OSC (０９０６)、π/２ (０９０５)、PEAK (０１０６)、RAM (０１０７)は、図１４の同記号のブロックと同等機能を有する。

図１６の受信装置では、例えば図２０の（ｂ）で示すような搬送波にBPSK (Binary phase shift keying)変調された、変調パルス波形であり、各々のパルスに直接拡散が施された送信信号を受信する。

本実施形態は、送信器と受信器で、内蔵する発振器のクロックに周波数偏差が存在する場合に効果を有する。

TRACK (０１１１)は、受信信号パルスとADCLK (０１１３)の出力するクロックのタイミングのずれを検出し、ADCLK (０１１３)のタイミングを補正する同期追跡機能を有する。TRACK (０１１１)は通常、同期が確立してから動作する。この同期追跡機能は、送信器と受信器のクロックのずれを補正するため、周波数偏差推定部(FREQ_EST) １００１により、送受信器間の周波数偏差を推定することが可能である。このFREQ_EST (１００１)は、上記TRACK (０１１１)の追跡結果であるクロックの補正量を利用して送受信機間の周波数偏差(δ)を推定する。FIRST PATH (１００２)は上記周波数偏差推定の結果(δ)を用いて第一パス推定を行う。

FIRST PATH (１００２)は、基本的に図５及び図６に示した構成と同じ構成をとるが、出力時間計算部(ARR_PATH_CAL) ０６０１に、上記周波数偏差推定結果(δ)が入力される。

図１７に、この時のFIRST PATH (１００２)内の出力時間計測部の例を示す。
図１７において、出力時間計測部は、時間測定部 (TIME_MEAS) ０８０１、出力時間差計算部(DIFF) ０８０２、時間位相変換部(TIME TO PHASE) １１０１で構成され、TIME_MEAS (０８０１)、DIFF (０８０２)は、図１４の同記号のものと同じ機能を有する。

TIME TO PHASE (１１０１)は、上記周波数偏差推定結果(δ)を元に、DIFF (０８０２)で求められた時間差T(１〜K)を拡散パルス列の位相に変換する。位相に変換する動作は、パルス間隔をTc、拡散符号長をNsとすると、
mod(T(１〜K)×(１＋δ)、Tc×Ns)
の計算で与えられる。ただし、mod(a,b)はaをbで割った余りである。

以上の構成を用いることにより、周波数偏差が送受信機間に存在する場合においても、簡易な構成、低消費電力で精度の高い第一パスの出力時間の推定が可能である。

本発明の第５の実施形態を図１８を用いて説明する。
図１８は本実施形態をパケット通信に適用した場合の、第一パス推定処理のシーケンス例と計算手順の具体例を示したものである。送信パケットは、プリアンブル部、SFD部、データ部からなり、SFD部は情報系列の決まったパターンであり、SFD部を検出した時間がパケットの出力時間とする。

以下に第一パス推定処理の処理手順を示す。送信データのプリアンブル部に対応する受信装置の受信状態で、本発明の第一の実施形態等で説明したように、波形観測を行い、AD変換された波形データ（Ｍ，Ｐ）をRAMに保存する（Step １２０１）。同時に受信装置は同期捕捉を完了し、復調モードに入り、SFDを待ち受ける。波形観測終了時点からSFD部検出までの時間を計測し、計測値をTsとする（Step １２０２）。SFD検出後からデータ復調中に周波数偏差の推定を行い、推定値δを得る（Step １２０３）。

次に、各波形観測時間からSFD検出時間までの時間T(N)を計算する（Step １２０４）。Ｔ（Ｎ）＝Ｔｓ＋Ｔｅ（Ｐ（Ｎ））。なお、Te(P(N))は、N番目の波形推定時間から波形観測終了までの時間。

次に、各波形観測時間とSFD検出時間までの拡散パルス列における位相差PH(N)を計算する（Step １２０６）。
PH(N) = - mod ( T(N) , Tc*Ns) :剰余計算
最後に、第一パスを推定する（Step １２０７）。すなわち、M(N) > TH を満たすNの中でT(N)が最小のNを第一パスとする。
(第一パスと復調パスの到来時間差)=| PH(N) |
本発明により、低速度の信号処理でパケット通信における受信信号の第一到来信号の出力時間を測定することができ、低消費電力、低コストな測位及び測距用受信装置を実現できる。

本発明の受信装置の第６の実施形態を図１９を用いて説明する。
図１９に、第６の実施形態になる測距システムの構成例を示す。上記測距システムは、２つの無線通信装置(TRS１,TRS２) ２１０１、２１０２を含み、無線信号の往復時間を測定することにより、上記TRS１ (２１０１)とTRS２ (２１０２)間の距離を求める機能を有する。この無線通信装置(TRS１,TRS２) ２１０においても、無線信号の往復時間の検出に際して、本発明の第一の実施形態等で説明したように、第一パス検出機能に基づき、正確な往復時間を検出することで、２つの無線通信装置(TRS１,TRS２)間の正確な距離測定が可能となる。

本発明に係る受信装置の第１の実施形態を説明するための図。図１の受信装置の全般的な動作を示すフローチャート。第１の実施形態におけるマッチトフィルタ部の構成例を示す概略図。第１の実施形態におけるマッチトフィルタの効果を示す図。第１の実施形態における第一パス推定部の構成例を示す概略図。第１の実施形態における第一パス推定部の他の構成例を示す概略図。第１の実施形態における第一パス推定部/出力時間計算部の構成例を示す概略図。第１の実施形態における第一パス検出の手順例を説明するためのフローチャート。第１の実施形態におけるAD変換速度と公称のパルス繰返し周波数の関係を示す図。第１の実施形態における観測波形の処理の概念図。第１の実施形態における第一パス検出の概念図。本発明の第１の実施形態の効果を示す図。本発明の第２の実施形態になる端末測位システムの例を説明する図。本発明の第２の実施形態における基地局の構成例を示すブロック図。本発明の第２の実施形態における測位サーバの構成例を示すブロック図。第２の実施形態における信号の送受信の概要を示すシーケンス図。本発明に係る受信装置の第３の実施形態を説明するための図。本発明に係る受信装置の第４の実施形態を説明するための図。第４の実施形態における第一パス推定部/出力時間計算部の構成例を示す概略図。本発明に係る第５の実施形態としての、パケット通信における第一パス推定シーケンス例と計算例を示す概略図。本発明に係る第６の実施形態としての、ラウンドトリップ型測距システムを説明する図。 UWB-IR信号の波形例を示す図。マルチパス環境における受信波形（振幅成分）を示す図。従来例におけるサンプリングのタイミングの例を示す図。

符号の説明

０１００…アンテナ(ANT)、０１０１…RFフロントエンド(RFFE)、０１０２…アナログディジタル変換器(ADC)、０１０３…マッチトフィルタ (MF)、０１０４…電力部(POW)、０１０５…波形推定部(WAVEMEAS)、０１０６…ピーク検出部(PEAK)、０１０７…保存部(RAM)、０１０８…同期捕捉部(ACQ)、０１０９、１００２…第一パス推定部(FIRSTPATH)、０１１０…復調部(DEMOD)、０１１１…同期追跡部(TRACK)、０１１２…タイミング制御部(TIM_CTL)、０４０１…タップ付き遅延線(D)、０４０２…係数掛け算器(×c１〜cNs)、０４０３…足し算器(＋)、０６０１…出力時間計算部(ARR_PATH_CAL)、０６０２…閾値比較部(THCOMP)、０６０３…最小値検出部、０７０１…閾値計算部(TH_CAL)、０８０１…時間計測部(TIM_MEAS)、０８０２…出力時間差計算部(DIFF)、０８０３、１１０１…時間位相変換部(TIMETOPHASE)、０９０１…低ノイズ増幅器(LNA)、０９０２…ミキサー(MIX)、０９０３…低域通過フィルタ (LPF)、０９０５…９０度位相器 (π/２)、０９０６…発振器(OSC)、１００１…周波数偏差推定部(FREQ_EST)。

Claims

直接拡散が施された間欠的なパルス信号からなる送信信号を受信する受信装置において、
前記送信信号の公称のパルス繰返し周波数と同じ周波数又は整数倍の周波数、かつパルス幅の逆数未満の周波数で、タイミングを時間分解能Δt毎ずらしながら受信信号のアナログディジタル変換を複数回行い、前記複数回のアナログディジタル変換の結果から生成される観測データを保存領域に保存する波形観測部と、
前記保存された前記受信信号の観測データを基に、前記受信信号に含まれる最も時間的に早く到来する第一パス信号の到来時間を推定する第一パス推定部、
を有することを特徴とする受信装置。
請求項１において、
前記波形観測部における観測データは、
各測定タイミング毎の、前記アナログディジタル変換後のデータを前記送信信号に施された拡散符号に対応するタップ係数をもつマッチトフィルタ処理を行って得られる前記マッチトフィルタの出力のピーク値である波形データと、該ピーク値の出力時間を含む、
ことを特徴とする受信装置。
請求項１において、
前記波形観測部における観測データは、
各測定タイミング毎の、前記アナログディジタル変換後のデータを前記送信信号に施された拡散符号に対応するタップ係数をもつマッチトフィルタ処理を行って得られる前記マッチトフィルタの出力のピーク値を含む上位の複数個の波形データ値と、これら各波形データ値の出力時間を含む、
ことを特徴とする受信装置。
請求項１において、
前記第一パス推定部は、
前記観測データの大きさが予め設定された閾値を越えた、最も到来時間の早い前記観測データを前記第一パス信号と判定する、
ことを特徴とする受信装置。
請求項２において、
前記第一パス推定部は、
前記保存された前記波形データの各ピーク値の出力時間と復調されるパス信号の時間との時間差をそれぞれ求め、
前記時間差から、それぞれの前記波形データに対応する到来時間を求める、
ことを特徴とする受信装置。
請求項５において、
前記受信装置は、受信信号に当該受信装置のクロックを追従させる同期追跡部を有し、
前記第一パス推定部は、
該同期追跡部から前記送信信号の送信元である送信装置と当該受信装置の間の周波数偏差を推定し、該周波数偏差結果を用いて、前記到来時間の計算を補正する、
ことを特徴とする受信装置。
請求項２において、
前記第一パス推定部は、出力時間計算部、閾値比較部、及び最小値検出部から構成されて成り、
前記出力時間計算部は、受信同期信号を用いて、前記複数個の波形データM(１〜K)と、該波形データのピーク値の出力時間P(１〜K)のそれぞれの到来時間データT(N)と復調パス信号との出力時間差を計算し、
前記閾値比較部は、前記波形データM(１〜K)と所定の閾値THとの比較を行い、M(N)>THを満たす時に、到来時間データT(N)を出力し、
前記最小値検出部は、前記到来時間データT(N)の最小値を前記第一パス信号と推定する、
ことを特徴とする受信装置。
請求項７において、
前記第一パス推定部は、閾値計算部を有して成り、
前記閾値計算部は、前記閾値THを、前記保存領域に保存された出力時間P(１〜K)から求める
ことを特徴とする受信装置。
請求項８において、
前記閾値計算部は、前記閾値THを、次式により求める、
TH = (M(１〜K)の最大値)/A
（但し、Aは定数）
ことを特徴とする受信装置。
請求項７において、
前記出力時間計算部は、時間計測部、出力時間差計算部、及び時間位相変換部を備えて成り、
前記時間計測部は、前記受信同期信号が入力される時間を計測し、
前記出力時間差計算部は、前記入力時間の計測結果と前記出力時間P(１〜K)を用いて、前記受信同期信号と、それぞれの前記データM(１〜K)が到来した時間差T(１〜K)を計算し、
前記時間位相変換部は、前記時間差T(１〜K)を拡散パルス列の到来時間データT(N)に変換する、
ことを特徴とする受信装置。
請求項１０において、
前記時間位相変換部は、パルス間隔をTc、拡散符号長をNsとしたとき、次式に基づいて前記時間差T(１〜K)を拡散パルス列の到来時間データT(N)に変換する
mod(T(１〜K)、Tc×Ns)
（但し、mod(a,b)はaをbで割った余り）
ことを特徴とする受信装置。
請求項１において、
送受信信号がUWB-IRであり、
前記受信信号のアナログディジタル変換を順次シフトする前記時間分解能Δtは、前記UWB-IRのパルス幅ＷTPよりも小さな値である、
ことを特徴とする受信装置。
請求項７において、
前記受信信号の復調・同期追跡の処理を行なうと共に前記受信同期信号を生成する復調・同期追跡部を有して成る、
ことを特徴とする受信装置。
測位信号を送信する端末と、基準信号を送信する基準局と、前記測位信号及び前記基準信号を受信する複数の基地局と、前記端末の位置を算出する測位サーバと、前記基地局と前記測位サーバを接続するネットワーク、とを有して成り、
前記各基地局は、
直接拡散が施された間欠的なパルス信号からなる前記測位信号及び前記基準信号を受信し、
前記測位信号及び前記基準信号の公称のパルス繰返し周波数と同じ周波数又は整数倍の周波数、かつパルス幅の逆数未満の周波数で、タイミングを時間分解能Δt毎ずらしながら前記測位信号及び前記基準信号のアナログディジタル変換を複数回行い、前記複数回のアナログディジタル変換の結果から生成される各タイミングにおけるピーク値を前記測位信号及び前記基準信号の観測データとして保存領域に保存する波形観測部と、
前記保存された前記複数の観測データの到来時間に基づき、前記測位信号及び前記基準信号それぞれで最も時間的に早く到来する第一パス信号の到来時間を推定する第一パス推定部と、
クロック信号を用いて前記測位信号と前記基準信号とを受信した受信時間差を前記測位信号及び前記基準信号それぞれの前記第一パス信号の到来時間を基に計測する時間差計測部と、
該受信時間差を含む時間情報を前記測位サーバに送信する送信部、とを有して成り、
前記測位サーバは、前記各基地局から送信された前記時間情報に基づいて前記端末の位置を算出する位置計算部を備えて成る、
ことを特徴とする測位システム。
請求項１４において、
前記波形観測部における観測データは、
測定タイミング毎の、前記アナログディジタル変換後のデータを前記測位信号及び前記基準信号に施された拡散符号に対応するタップ係数をもつマッチトフィルタ処理を行って得られる前記マッチトフィルタ出力のピーク値である波形データと、該ピーク値の出力時間を含み、
前記第一パス推定部は、
前記波形データのピーク値の出力時間を到来時間に並び替え、該到来時間のデータを基に前記測位信号及び前記基準信号で最も時間的に早く到来する前記第一パス信号の到来時間を推定する
ことを特徴とする測位システム。
請求項１４において、
前記各基地局の前記第一パス推定部は、
予め設定された閾値を越えた最も到来時間の早い前記観測データを前記第一パス信号と判定する、
ことを特徴とする測位システム。
請求項１５において、
前記各基地局の前記第一パス推定部は、
前記保存された前記波形データの各ピーク値の出力時間と復調される前記第一パス信号の時間との時間差をそれぞれ求め、
前記時間差から、それぞれの前記波形データに対応する到来時間を求める、
ことを特徴とする測位システム。
請求項１４において、
前記各基地局は、前記測位信号及び前記基準信号に当該受信装置のクロックを追従させる同期追跡部を有し、
前記第一パス推定部は、
該同期追跡部から前記測位信号及び前記基準信号の送信元である送信器と当該受信装置の間の周波数偏差を推定し、該周波数偏差の結果を用いて、前記到来時間の計算を補正する、
ことを特徴とする測位システム。
測位信号を送信する端末と、基準信号を送信する基準局と、前記測位信号及び前記基準信号を受信する複数の基地局と、前記端末の位置を算出する測位サーバと、前記基地局と前記測位サーバを接続するネットワーク、とを有して成る無線装置における前記端末の測位方法であって、
前記各基地局が、
直接拡散が施された間欠的なパルス信号からなる前記測位信号及び前記基準信号を受信し、前記測位信号及び前記基準信号の公称のパルス繰返し周波数と同じ周波数又は整数倍の周波数、かつパルス幅の逆数未満の周波数で、タイミングを時間分解能Δt毎ずらしながら前記測位信号及び前記基準信号のアナログディジタル変換を複数回行い、前記複数回のアナログディジタル変換の結果から生成される各タイミングにおけるピーク値を前記測位信号及び前記基準信号の観測データとして保存領域に保存し、
前記保存された前記複数の観測データの到来時間に基づき、前記測位信号及び前記基準信号で最も時間的に早く到来する第一パス信号の到来時間を推定し、
クロック信号を用いて前記測位信号と前記基準信号とを受信した受信時間差を前記測位信号及び前記基準信号の前記第一パス信号の到来時間を基に計測し、
該受信時間差を含む時間情報を前記測位サーバに送信し、
前記測位サーバで、
前記各基地局から送信された前記時間情報に基づいて前記端末の位置を算出する、
ことを特徴とする測位方法。
請求項１９において、
前記測位信号のパケット通信のための送信パケットが、プリアンブル部、SFD部、データ部からなり、前記SFD部は情報系列の決まったパターンであり、
前記基地局は、AD変換された波形データ（Ｍ，Ｐ）をRAMに保存し、
波形観測終了時点からSFD部の検出までの時間を計測し、計測値をTsとし、
前記SFD検出後からデータ復調中に周波数偏差の推定を行い、推定値δを求め、
各波形観測時間からSFD検出時間までの時間T(N)＝Ｔs＋Ｔe（Ｐ（Ｎ））を計算し、
各波形観測時間とSFD検出時間までの拡散パルス列における位相差PH(N)を計算し、
M(N) > TH を満たすNの中でT(N)が最小のNを前記第一パス信号と推定する、
ことを特徴とする測位方法。