JP4748432B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、並列運転時における出力電流の均等化を図ることのできるスイッチング電源装置に関する。
【0002】
【発明が解決しようとする課題】
図4は、複数のDC/DCコンバータA1,A2…を並列接続してなる従来の並列運転を行なうスイッチング電源装置の回路例を示したものである。同図において、1はトランス、2は例えばMOS型FETからなるスイッチング素子であり、このトランス1の一次巻線1Aとスイッチング素子2との直列回路が、直流電源3の両端間に接続される。4はトランス1の二次巻線1Bに接続される整流平滑回路で、これは周知のように、整流ダイオード5と、転流ダイオード6と、チョークコイル7と、平滑コンデンサ8とにより構成される。そして、スイッチング素子2のスイッチングに伴ない、トランス1の一次巻線1Aに直流電源3からの直流入力電圧Viが断続的に印加され、これによりトランス1の2次巻線1Bに発生する電圧を整流平滑回路4で整流平滑することで、負荷9を接続する出力端子+Vo,−Vo間に所定の直流出力電圧Voを供給するように構成している。
【0003】
一方、帰還ループを構成する電圧安定化回路13として、ここでは電圧検出回路としての分圧抵抗R1,R2と、分圧抵抗R1,R2の接続点の電圧レベルを基準電源10の基準電圧Vrefと比較するコンパレータ11と、このコンパレータ11からの比較結果に基づき、前記スイッチング素子2のゲートに供給する駆動信号のパルス導通幅を制御する制御回路12とを備えている。ここでは、直列回路をなす分圧抵抗R1,R2の一端が、平滑コンデンサの一端の接続点と後述する抵抗R’の一端との間のプラス側出力電圧ラインに接続される一方で、分圧抵抗R1,R2の他端が出力端子−Voに接続される。また,分圧抵抗R1,R2の接続点が、コンパレータ11の一方の入力端子(反転入力端子)に接続されると共に、基準電源10の一端であるプラス側端子がコンパレータ11の他方の入力端子(非反転入力端子)に接続され、その基準電源10の他端であるマイナス側端子が、前記出力端子−Voに直接接続するマイナス側出力電圧ラインに接続される。そして、分圧抵抗R1,R2の接続点の電圧レベルが基準電圧Vrefを上回ると、制御回路12によりスイッチング素子2に供給する駆動信号のパルス導通幅を狭め、逆に分圧抵抗R1,R2の接続点の電圧レベルが基準電圧Vrefを下回ると、制御回路12によりスイッチング素子2に供給する駆動信号のパルス導通幅を広げて、出力電圧Voの安定化を図っている。
【0004】
R’は、平滑コンデンサ8の一端から出力端子+Voに至る一方の出力電圧ラインに直列接続された電圧降下用の抵抗である。この抵抗R’は、特に複数のDC/DCコンバータA1,A2…による並列運転時において、負荷9の変動により出力電流Ioが増減したときに、その電圧降下により出力電圧Voを可変して所望の負荷変動値を得るためのものである。このときの出力電圧Voと出力電流Ioの特性は図5に示すように、出力電流Ioが増加するに従って、抵抗R’の電圧降下VR’により出力電圧Voが低下する。すなわち、出力電流Ioの多いDC/DCコンバータA1の出力電圧Voを、出力電流Ioの少ないDC/DCコンバータA2よりも低下させることによって、各DC/DCコンバータA1,A2…間の出力電流Ioをバランスさせ、特定のDC/DCコンバータA1だけが常に負荷電流の多くを負担することを防いでいる。
【0005】
このように、抵抗R’を電源ラインに直列接続した構成は、並列運転を行なうDC/DCコンバータA1,A2…の各出力電流Ioを簡単に均等化させることができるものの、出力電流Ioが流れている限り抵抗R’による損失が常に発生する問題を有していた。
【0006】
そこで、所望の負荷変動値を得る機能を損なわずに、損失を極力減らすことの可能なスイッチング電源装置を提供することをその目的とする。
【0007】
【課題を解決するための手段】
本発明における請求項1のスイッチング電源装置は、スイッチング素子をスイッチングすることにより、トランスの二次巻線に発生した電圧を整流平滑回路により整流平滑して負荷に直流出力電圧を供給すると共に、直列接続した第1の分圧抵抗の接続点の電圧レベルと、基準電源の基準電圧とをコンパレータで比較し、その比較結果に応じてスイッチング素子のスイッチングを制御する並列接続されたDC/DCコンバータからなるスイッチング電源装置において、前記整流平滑回路は出力電圧ラインに挿入接続されたチョークコイルを備え、このチョークコイルに存在する抵抗の両端間電圧を分圧するために、直列接続した二つの抵抗のみからなる第2の分圧抵抗を該チョークコイルの両端間に接続すると共に、前記第1の分圧抵抗の一端を前記第2の分圧抵抗の接続点に接続し、前記第1の分圧抵抗の他端を前記基準電源のマイナス側端子と同電位に接続したものである。
【0008】
このようにすると、各DC/DCコンバータは、基準電源のマイナス側端子と同電位の第1の分圧抵抗の他端を基準として、第1の分圧抵抗の接続点の電圧レベルが基準電源の基準電圧と等しくなるようにスイッチング素子のスイッチングを制御する。そのため、並列運転時において負荷ひいては出力電流が急変し、チョークコイルに存在する抵抗の両端間電圧が変動すると、この変動分が第2の分圧抵抗の接続点で分割される。このとき、第1の分圧抵抗の両端間電圧が一定値となるように制御されるため、この第1の分圧抵抗と並列に接続される負荷と一方の第2の分圧抵抗との直列回路の両端間電圧も一定となり、一方の第2の分圧抵抗の両端間に発生する変動分が、そのまま出力電圧の変動分となる。したがって、チョークコイルに存在する抵抗よりも十分に大きな抵抗値の第2の分圧抵抗を選定すれば、この第2の分圧抵抗による損失は極めて小さく、かつ出力電圧ラインには抵抗が介在しないため、DC/DCコンバータの並列運転時において、所望の負荷変動値を得ることができるとともに、従来よりも損失を著しく減らすことが可能になる。
【0009】
【発明の実施形態】
以下、本発明における好ましい実施例について、添付図面を参照して詳細に説明する。なお、従来例で示す図4と同一部分には同一符号を付し、その共通する箇所の詳細な説明は重複するため省略する。
【0010】
図1および図2は、本発明の参考例を示すもので、回路図を示す図1において、本参考例における各DC/DCコンバータA1,A2…は、従来例における抵抗R’の代わりに、基準電源10のマイナス側端子との接続点21と、直列回路をなす分圧抵抗R1,R2の他端との接続点22の間にあるマイナス側出力電圧ラインに、可変抵抗Roを接続している。したがって、この場合は直列回路をなす分圧抵抗R1,R2が、出力電圧Voを供給する負荷9と並列に接続されることになる。その他の構成は、従来例における図4と共通しているが、必要に応じてチョークコイル7と平滑コンデンサ8との逆L形回路を多段に接続してもよい。
【0011】
なお、23は分圧抵抗R1,R2の接続点、24は分圧抵抗R1,R2の一端とプラス側出力電圧ラインとの接続点である。またここでは、接続点21を基準とした接続点22の電圧、すなわち可変抵抗Roの両端間電圧をVRoとし、接続点22を基準とした接続点23の電圧、すなわち分圧抵抗R2の両端間電圧をV2とし、接続点23を基準とした接続点24の電圧、すなわち分圧抵抗R1の両端間電圧をV1として以下説明する。
【0012】
次に、上記構成についてその作用を図2のグラフを参照しながら説明する。スイッチング素子2のスイッチングに伴ない、トランス1の一次巻線1Aに直流電源3からの直流入力電圧Viが断続的に印加され、これによりトランス1の2次巻線1Bに発生する電圧を整流平滑回路4で整流平滑することで、負荷9を接続する出力端子+Vo,−Vo間に所定の直流出力電圧Voを供給する点は、従来例と同じである。
【0013】
一方、ここでの電圧安定化回路13は、基準電源10のマイナス側端子との接続点21と、分圧抵抗R1,R2の他端との接続点22の間にあるマイナス側電圧ラインに可変抵抗Roが挿入接続されている関係で、接続点21を基準として分圧抵抗R1,R2の接続点23の電圧レベルが基準電圧Vrefと等しくなるように、つまりVref=VRo+V2の関係が保たれるように、スイッチング素子2のゲートに供給する駆動信号のパルス導通幅を可変制御する。そのため、複数のDC/DCコンバータA1,A2…による並列運転時において、負荷9の変動により例えば出力電流Ioが急に増加し、可変抵抗Roの両端間電圧VRoがΔV増加したとすると、分圧抵抗R2の両端間電圧V2は同様にΔV低下すると共に、この分圧抵抗R2と直列に接続される分圧抵抗R1の両端間電圧V1は、分圧抵抗R1,R2の抵抗値比(R1/R2)に比例してさらに低下する。したがって、図2に示すように、出力電流Ioに対する出力電圧Voの見かけ上の変動ΔVoは、分圧抵抗R2の両端間に発生する可変抵抗Roの両端間電圧VRoの変動分ΔVに加えて、この変動分ΔVに分圧抵抗R1,R2の抵抗値比(R1/R2)を掛け合わせたものとなり、従来よりも小さな抵抗値の可変抵抗Roで、所定の負荷変動値を得ることができる。
【0014】
一例として、並列運転時に負荷変動で出力電流Ioを0Aから2Aに急変させた場合を考える。従来の図4に示す回路構成では、出力電圧Voを5Vから40mVに低下させるのに、この40mV分の電圧降下に見合う20mΩの抵抗R’が必要である。これに対して、本参考例における回路構成では、基準電圧Vrefが1Vで、分圧抵抗R2に対する分圧抵抗R1の抵抗値比(R1/R2)が4であるとすると、可変抵抗Roを5mΩに選定すれば、出力電流Ioが2Aに急変したときの可変抵抗Roの両端間電圧VRoは10mV(変動分ΔV=10mV)となる。したがって、この場合の出力電圧Voの変動分ΔVoは、分圧抵抗R2の両端間電圧V2における変動分の10mVと、分圧抵抗R1の両端間電圧V1における変動分の40mVとを加えた50mVとなり、従来の4分の1の抵抗値を有する可変抵抗Roでありながら、従来以上に同じ出力電流Ioで出力電圧Voを低下させることが可能になる。したがって、通常時の可変抵抗Roによる損失を著しく低減させることができる。
【0015】
以上のように本参考例によれば、スイッチング素子2をスイッチングすることにより、トランス1の二次巻線1Bに発生した電圧を整流平滑して負荷9に直流出力電圧Voを供給すると共に、2個の直列接続した分圧抵抗R1,R2の接続点23の電圧レベルと、基準電源10の基準電圧Vrefとをコンパレータ11で比較し、その比較結果に応じてスイッチング素子2のスイッチングを制御する並列接続されたDC/DCコンバータA1,A2…からなるスイッチング電源装置において、直流出力電圧Voを供給する負荷9に前記分圧抵抗R1,R2を並列接続すると共に、分圧抵抗R1,R2の他端との接続点22と、基準電源10のマイナス側端子との接続点21との間にあるマイナス側出力電圧ラインに抵抗すなわち可変抵抗Roを挿入接続している。
【0016】
このようにすると、各DC/DCコンバータA1,A2…は、基準電源10のマイナス側端子とマイナス側出力電圧ラインとの接続点21を基準として、分圧抵抗R1,R2の接続点23の電圧レベルが基準電源10の基準電圧Vrefと等しくなるようにスイッチング素子2のスイッチングを制御する。そのため、並列運転時において負荷9ひいては出力電流Ioが急変し、可変抵抗Roの両端間電圧VRoが変動すると、他方の分圧抵抗R2の両端間電圧V2はこれと同じ変動分ΔVで変動すると共に、分圧抵抗R2と直列に接続される一方の分圧抵抗R1の両端間電圧V1は、前記変動分ΔVに双方の分圧抵抗R1,R2の抵抗値比(R1/R2)を掛け合せた分が変動する。したがって、出力電流Ioに対する出力電圧Voの見かけ上の変動ΔVoは、分圧抵抗R2の両端間に発生する可変抵抗Roの両端間電圧VRoの変動分ΔVに加えて、この変動分ΔVに分圧抵抗R1,R2の抵抗値比(R1/R2)を掛け合わせたものとなる。これにより、従来よりも小さな抵抗値の可変抵抗Roで、所定の負荷変動値を得ることができると共に、通常時の可変抵抗Roによる損失を著しく低減させることができる。
【0017】
次に、本発明の第1実施例を図3に基づき説明する。なお、上記参考例と同一部分には同一符号を付し、その共通する箇所の説明は重複するため省略する。
【0018】
この実施例では、プラス側出力電圧ラインに挿入接続したチョークコイル7に存在する抵抗Rxを利用している。具体的には、インダクタンスLと抵抗Rxとの直列回路からなるチョークコイル7の両端間に、直列接続された第2の分圧抵抗R3,R4を接続し、前記第1の分圧抵抗R1,R2の一端を、この第2の分圧抵抗R3,R4の接続点25に接続すると共に、基準電源10のマイナス側端子と第1の分圧抵抗R1,R2の他端を、共にマイナス側出力電圧ラインに接続する。但し、参考例とは異なり、基準電源10のマイナス側端子との接続点21と、分圧抵抗R1,R2の他端との接続点22との間は、抵抗などを介さず直接接続される。
【0019】
上記構成において、ここでの電圧安定化回路13は、接続点21と同電位の接続点22を基準として、分圧抵抗R1,R2の接続点23の電圧レベルが基準電圧Vrefと等しくなるように、つまりVref=V2の関係が保たれるように、スイッチング素子2のゲートに供給する駆動信号のパルス導通幅を可変制御する。そのため、第1の分圧抵抗R1,R2の一端が接続される第2の分圧抵抗R3,R4の接続点の電圧レベル(V1+V2)も、所定の値に保たれる。一方、チョークコイル7は、出力電流Ioに比例して抵抗Rxの両端間に電圧Vxが発生する。これと共に、第2の各分圧抵抗R3,R4の両端間には、抵抗Rxの両端間電圧Vxをそれぞれの抵抗値比に応じて分圧した電圧V3,V4が発生する。
【0020】
複数のDC/DCコンバータA1,A2…による並列運転時において、負荷9の変動により例えば出力電流Ioが急に増加し、チョークコイル7を構成する抵抗Rxの両端間電圧VxがΔVx増加したとすると、分圧抵抗R4の両端間電圧V4は、直列接続した分圧抵抗R3,R4の合計抵抗値(R3+R4)と、分圧抵抗R4単独の抵抗値との比に応じた分が増加する。すなわち、この分圧抵抗R4の両端間電圧V4の変動分ΔV4は、次の数1にてあらわせる。
【0021】
【数1】
【0022】
一方、電圧安定化回路13は、接続点22を基準として第2の分圧抵抗R3,R4の接続点の電圧レベル(V1+V2)を一定に保つように制御を行なうため、この分圧抵抗R4の両端間電圧V4の変動分ΔV4が、そのまま出力電圧Voの変動分ΔVoとなる。したがって、第2の分圧抵抗R3,R4の抵抗値がチョークコイル7に存在する抵抗Rxの抵抗値よりも十分に高くなるように、第2の分圧抵抗R3,R4を選定すれば、第2の分圧抵抗R3,R4による損失は極めて小さく、かつ出力電圧ラインには抵抗が介在しないため、DC/DCコンバータA1,A2…の並列運転時において、所望の負荷変動値を得ることができるとともに、従来の抵抗による損失を極力減らすことが可能になる。
【0023】
一例として、チョークコイル7に存在する抵抗Rxの抵抗値が40mΩであったとすると、第2の分圧抵抗R3,R4の抵抗値比を1:1に選定すれば、並列運転時に負荷変動で出力電流Ioが2Aに急変したときに、分圧抵抗R4の両端間電圧V4の変動分ΔV4は40mVとなり、先ほど従来例の回路構成で示した出力電圧Voの変動分に一致する。このように、実質的にチョークコイル7の両端間に第2の分圧抵抗R3,R4を接続するだけで、わざわざ出力電圧ラインに抵抗を介在させなくても、所望の負荷変動値を得ることができる。
【0024】
以上のように本実施例においては、スイッチング素子2をスイッチングすることにより、トランス1の二次巻線1Bに発生した電圧を整流平滑回路4により整流平滑して負荷9に直流出力電圧Voを供給すると共に、直列接続した第1の分圧抵抗R1,R2の接続点23の電圧レベルと、基準電源10の基準電圧Vrefとをコンパレータ11で比較し、その比較結果に応じてスイッチング素子2のスイッチングを制御する並列接続されたDC/DCコンバータA1,A2…からなるスイッチング電源装置において、整流平滑回路4は少なくとも出力電圧ラインに挿入接続されたチョークコイル7を備え、このチョークコイル7に存在する抵抗Rxの両端間電圧Vxを分圧するために、直列接続した第2の分圧抵抗R3,R4をチョークコイル7の両端間に接続すると共に、第1の分圧抵抗R1,R2の一端を第2の分圧抵抗R3,R4の接続点25に接続し、第1の分圧抵抗R1,R2の他端22を基準電源10のマイナス側端子と同電位に接続している。
【0025】
このようにすると、各DC/DCコンバータA1,A2…は、基準電源10のマイナス側端子と同電位の第1の分圧抵抗R1,R2の他端を基準として、分圧抵抗R1,R2の接続点23の電圧レベルV1が基準電源10の基準電圧Vrefと等しくなるようにスイッチング素子2のスイッチングを制御する。そのため、並列運転時において負荷9ひいては出力電流Ioが急変し、チョークコイル7に存在する抵抗Rxの両端間電圧Vxが変動すると、この変動分ΔVxが第2の分圧抵抗R3,R4の接続点25で分割される。このとき、第1の分圧抵抗R1,R2の両端間電圧(V1+V2)が一定値となるように制御されるため、この第1の分圧抵抗R1,R2と並列に接続される負荷9と一方の第2の分圧抵抗R4との直列回路の両端間電圧(Vo+V4)も一定となり、一方の第2の分圧抵抗R4の両端間に発生する変動分ΔV4が、そのまま出力電圧Voの変動分ΔVoとなる。したがって、抵抗Rxよりも十分に大きな抵抗値の第2の分圧抵抗R3,R4を選定すれば、この第2の分圧抵抗R3,R4による損失は極めて小さく、かつ出力電圧ラインには抵抗が介在しないため、DC/DCコンバータA1,A2…の並列運転時において、所望の負荷変動値を得ることができるとともに、従来よりも損失を著しく減らすことが可能になる。
【0026】
またこの場合は、第2の分圧抵抗R3,R4の抵抗値を適宜選定するだけで、出力電流Ioに対する出力電圧Voの変動分ΔVoを、簡単に設定することができる。
【0027】
なお、本発明は前記実施例に限定されるものではなく、種々の変形実施が可能である。例えば、実施例ではフォワード形のスイッチング電源装置について説明したが、他の形式のスイッチング電源装置にも適用できる。
【0028】
【発明の効果】
本発明の請求項1のスイッチング電源装置によれば、所望の負荷変動値を得る機能を損なわずに、損失を著しく減らすことの可能なスイッチング電源装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の参考例におけるスイッチング電源装置の回路図である。
【図2】本発明の参考例における出力電流と出力電圧との関係を示すグラフである。
【図3】本発明の第1実施例におけるスイッチング電源装置の回路図である。
【図4】従来例におけるスイッチング電源装置の回路図である。
【図5】従来例における出力電流と出力電圧との関係を示すグラフである。
【符号の説明】
1 トランス
2 スイッチング素子
4 整流平滑回路
7 チョークコイル
9 負荷
10 基準電源
11 コンパレータ
A1,A2 DC/DCコンバータ
R1,R2 第1の分圧抵抗
R3,R4 第2の分圧抵抗
Rx チョークコイルに存在する抵抗
Claims (1)
- スイッチング素子をスイッチングすることにより、トランスの二次巻線に発生した電圧を整流平滑回路により整流平滑して負荷に直流出力電圧を供給すると共に、直列接続した第1の分圧抵抗の接続点の電圧レベルと、基準電源の基準電圧とをコンパレータで比較し、その比較結果に応じてスイッチング素子のスイッチングを制御する並列接続されたDC/DCコンバータからなるスイッチング電源装置において、
前記整流平滑回路は出力電圧ラインに挿入接続されたチョークコイルを備え、このチョークコイルに存在する抵抗の両端間電圧を分圧するために、直列接続した二つの抵抗のみからなる第2の分圧抵抗を該チョークコイルの両端間に接続すると共に、前記第1の分圧抵抗の一端を前記第2の分圧抵抗の接続点に接続し、前記第1の分圧抵抗の他端を前記基準電源のマイナス側端子と同電位に接続したことを特徴とするスイッチング電源装置。
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