JP4735761B1 - 電力変換装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】コンバータのスイッチング素子の動作電源の電圧変動を抑制する電力変換装置を提供する。
【解決手段】スイッチング素子Tr2は入力端Prと電源線LH,LLの少なくともいずれか一方とを接続/非接続する。スイッチング素子Tr1は電源線LH,LLの間に設けられる。電源供給部Cbr1の低電位側の一端は電源線LH,LLの何れかの側でスイッチング素子と接続される。コンデンサCbr2の一端はスイッチング素子Tr1と入力端Prとの間に接続される。コンデンサCbr2の他端は電源供給部Cbr1の高電位側の一端と接続される。コンデンサCbr2と電源供給部Cbr1とはそれぞれスイッチング素子Tr2,Tr1へとスイッチ信号を出力するための動作電源となる。電圧調整部CCrはコンデンサCbr2の両端電圧を維持する。
【選択図】図2
【解決手段】スイッチング素子Tr2は入力端Prと電源線LH,LLの少なくともいずれか一方とを接続/非接続する。スイッチング素子Tr1は電源線LH,LLの間に設けられる。電源供給部Cbr1の低電位側の一端は電源線LH,LLの何れかの側でスイッチング素子と接続される。コンデンサCbr2の一端はスイッチング素子Tr1と入力端Prとの間に接続される。コンデンサCbr2の他端は電源供給部Cbr1の高電位側の一端と接続される。コンデンサCbr2と電源供給部Cbr1とはそれぞれスイッチング素子Tr2,Tr1へとスイッチ信号を出力するための動作電源となる。電圧調整部CCrはコンデンサCbr2の両端電圧を維持する。
【選択図】図2
Description
本発明は電力変換装置に関し、特にスイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源に関する。
特許文献1にはインバータが記載されている。インバータは2つの直流電源線の間で相互に直列接続される上側スイッチング素子及び下側スイッチング素子を有する。上側スイッチング素子にはスイッチ信号を与えるための第1内部制御回路が接続され、下側スイッチング素子にはスイッチ信号を与えるための第2内部制御回路が接続される。
第2内部制御回路には直流電源が動作電源として供給される。第1内部制御回路にはコンデンサの両端電圧が動作電源として供給される。コンデンサの高電位側の一端と、直流電源の高電位側の一端との間にはダイオードが接続されている。ダイオードはそのアノードを直流電源に向けて配置される。
かかる構成において、コンデンサは下側スイッチング素子の導通により直流電源を電源として充電される。
また本発明に関連する技術として、特許文献2,3が開示されている。
しかしながら、特許文献1ではコンバータのスイッチング素子について動作電源の記載がない。しかも、コンバータには交流電源が入力されるところ、これに起因した動作電源の電圧変動という特有の問題も生じる。
そこで、本発明は、コンバータのスイッチング素子の動作電源の電圧変動を抑制する電力変換装置を提供することを目的とする。
本発明にかかる電力変換装置の第1の態様は、第1の電源線(LH)と、前記第1の電源線よりも低い電位が印加される第2の電源線(LL)と、交流電源が接続される複数の入力端(Px)と、一の前記複数の入力端と前記第1及び前記第2の電源線の少なくともいずれか一方とを接続/非接続する第1のスイッチング素子(Tr2,Tr,Tr12)と、前記第1及び前記第2の電源線の間に設けられる第2のスイッチング素子(Tr1,Tu1,Tr11,Ty1)と、直流電圧を支持する両端を有し、前記第1または前記第2の電源線側で前記第2のスイッチング素子と接続され、前記第2のスイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源となる電源供給部(Cbr1,Cbu1,Cbr11,Cby1)と、前記第1のスイッチング素子と前記一の前記複数の入力端との間の点に接続される一端と、前記電源供給部の高電位側の一端とに接続される他端とを有し、前記第1のスイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源となるコンデンサ(Cbr2,Cbr,Cbr12)と、前記コンデンサの両端電圧を調整する電圧調整部(CCr)とを備える。
本発明にかかる電力変換装置の第2の態様は、第1の態様にかかる電力変換装置であって、前記第1のスイッチング素子(Tr2)は前記一の前記複数の入力端(Pr)と前記第2の電源線(LL)との間に接続され、前記第2のスイッチング素子(Tr1)は前記一の前記複数の入力端と前記第1の電源線(LH)との間に接続され、前記第1の電源線側で前記電源供給部(Cbr1)の低電位側の一端に接続される。
本発明にかかる電力変換装置の第3の態様は、第2の態様にかかる電力変換装置であって、前記一の前記複数の入力端(Pr)側で前記第1のスイッチング素子(Tr21)と直列に接続される第3のスイッチング素子(Tr22)と、アノードを前記第2の電源線に向けて前記第3のスイッチング素子と並列に接続される第1のダイオード(Dr21)と、カソードを前記第2の電源線に向けて前記第1のスイッチング素子と並列に接続される第2のダイオード(Dr22)とを備え、前記コンデンサ(Cbr2)の前記一端は前記第1及び前記第3のスイッチング素子との間に接続されて、前記第1及び前記第3のスイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源として機能する。
本発明にかかる電力変換装置の第4の態様は、第2又は第3の態様にかかる電力変換装置であって、前記電源供給部(Cbr1)の前記高電位側の一端と前記コンデンサ(Cbr2)の前記他端との間で、カソードを前記コンデンサに向けて設けられる第3のダイオード(Dbr2)を更に備える。
本発明にかかる電力変換装置の第5の態様は、第1の態様にかかる電力変換装置であって、出力端(Py)と第3のスイッチング素子(Tr1)とダイオード(Dbr2)とを備え、前記第1のスイッチング素子(Tr2)は前記一の前記複数の入力端(Pr)と前記第2の電源線(LL)との間に接続され、前記第3のスイッチング素子は前記一の前記複数の入力端(Pr)と前記第1の電源線(LH)との間に接続され、前記第2のスイッチング素子(Ty1)は前記第1の電源線と前記出力端との間に接続され、前記第2の電源線側で前記電源供給部(Cby1)の低電位側の一端に接続され、前記ダイオードは、前記電源供給部の前記高電位側の一端と前記コンデンサの前記他端との間でカソードを前記コンデンサに向けて設けられる。
本発明にかかる電力変換装置の第6の態様は、第1の態様にかかる電力変換装置であって、出力端(Py)と、前記第1の電源線(LH)と前記第1のスイッチング素子(Tr)との間でカソードを前記第1の電源線に向けて設けられる第1ダイオード(Dr1)と、前記第2の電源線(LL)と前記第1のスイッチング素子との間でアノードを前記第2の電源線に向けて設けられる第2ダイオード(Dr2)と、カソードが前記一の前記複数の入力端(Pr)にアノードが前記第1ダイオードのアノードにそれぞれ接続される第3ダイオード(Dr3)と、アノードが前記一の前記複数の入力端にカソードが前記第2ダイオードのカソードにそれぞれ接続される第4ダイオード(Dr4)と、前記電源供給部(Cby1)の前記高電位側の一端と前記コンデンサ(Cbr)の前記他端との間でカソードを前記コンデンサに向けて設けられる第5ダイオード(Dbr)とを備え、前記第2のスイッチング素子(Ty1)は前記第1の電源線(LH)と前記出力端との間に接続され、前記出力端側で前記電源供給部(Cby1)の低電位側の一端に接続される。
本発明にかかる電力変換装置の第7の態様は、第1の態様にかかる電力変換装置であって、第1乃至第2のダイオードを備え、前記第2のスイッチング素子(Tr11)は、前記一の前記複数の入力端(Pr)と前記第1の電源線(LH)との間で前記第1のダイオード(Dr11)と直列に接続され、前記第1のダイオードはカソードを前記第1の電源線側に向けて配置され、前記第1のスイッチング素子(Tr12)は、前記一の前記複数の入力端(Pr)と前記第1の電源線(LH)との間で前記第2のダイオード(Dr12)と直列に接続され、前記第2のダイオードはカソードを前記一の前記複数の入力端に向けて配置され、前記第2のスイッチング素子と前記第1のダイオードとの直列体と、前記第1のスイッチング素子および前記第2のダイオードとの直列体とが相互に並列に接続され、前記電源供給部(Cbr11)の前記低電位側の一端は前記第1の電源線(LH)側で前記第2のスイッチング素子に接続される。
本発明にかかる電力変換装置の第8の態様は、第7の態様にかかる電力変換装置であって、前記電源供給部(Cbr11)の前記高電位側の一端と前記コンデンサ(Cbr12)の他端との間で、カソードを前記コンデンサに向けて設けられる第3のダイオード(Dbr12)を更に備える。
本発明にかかる電力変換装置の第9の態様は、第1、第5及び第6の何れか一つの態様にかかる電力変換装置であって、複数の出力端(Pu,Pv,Pw)と、第6及び第7のダイオードとを備え、前記第2スイッチング素子(Tu1,Tv1,Tw1)と前記電源供給部(Cbu1,Cbv1,Cbw1)とは複数あって、前記複数の第2スイッチング素子の各々は前記複数の出力端の各々と前記第1の電源線(LH)との間に設けられ、前記第6のダイオード(Dbr2)は一の前記複数の電源供給部(Cbu1)の他端と前記コンデンサ(Cbr2)の他端との間に設けられ、前記第7のダイオードは他の一の前記複数の電源供給部(Cbv1)の他端と前記コンデンサの他端との間で、カソードを前記コンデンサに向けて設けられる。
本発明にかかる電力変換装置の第10の態様は、第2又は第3の態様にかかる電力変換装置であって、第3及び第4のダイオードを備え、前記第2スイッチング素子(Tr1,Ts1,Tw1)と前記電源供給部(Cbr1,Cbs1,Cbt1)とは複数あって、前記複数の第2スイッチング素子の各々は前記複数の入力端(Pr,Ps,Pt)の各々と前記第1の電源(LH)との間に設けられ、前記第3のダイオード(Dbr2)は一の前記複数の電源供給部(Cbu1)の他端と前記コンデンサ(Cbr2)の他端との間に設けられ、前記第4のダイオードは他の一の前記複数の電源供給部(Cbv1)の他端と前記コンデンサの他端との間で、カソードを前記コンデンサに向けて設けられる。
本発明にかかる電力変換装置の第1の態様によれば、第1の電源線に印加される電位に対して、一の入力端に印加される電位が変動するところ、かかる変動に依存してコンデンサの両端電圧が変動し得る。しかるに、電圧調整部がコンデンサの両端電圧を維持するので、かかる変動を回避できる。
本発明にかかる電力変換装置の第2の態様によれば、第1及び第2のスイッチング素子をコンバータの構成要素として機能させることができる。
本発明にかかる電力変換装置の第4の態様によれば、第1及び第3のスイッチング素子が双方向スイッチを構成する。しかも、コンデンサが第1及び第3のスイッチング素子の動作電源として機能するので、各々にコンデンサが設けられる場合に比してその個数を提言できる。
本発明にかかる電力変換装置の第3,8の態様によれば、ダイオードはコンデンサが電源供給部側へと放電することを阻害する。よって例えば電源異常などによってコンデンサの他端の電位が電力変換部の高電位側の一端の電位よりも高くなっても、コンデンサの放電を防止できる。
本発明にかかる電力変換装置の第5の態様によれば、第1及び第3のスイッチング素子をコンバータの構成要素として機能させることができ、第2のスイッチング素子をインバータの構成要素として機能させることができる。しかもダイオードはコンデンサが電源供給部側へと放電することを阻害する。よってコンデンサの不要な放電を防止できる。
本発明にかかる電力変換装置の第6の態様によれば、一の入力端を第1及び第2の電源線と選択的に接続する第1のスイッチング素子をコンバータの構成要素として機能させ、第2のスイッチング素子をインバータとして機能させることができる。しかも第5のダイオードはコンデンサが電源供給部側へと放電することを阻害する。よってコンデンサの不要な放電を防止できる。
本発明にかかる電力変換装置の第7の態様によれば、第1及び第2のスイッチング素子及び第1及び第2のダイオードを双方向スイッチング素子として機能させることができる。ひいては入力端側に回生可能なコンバータの実現に寄与する。
本発明にかかる電力変換装置の第9の態様によれば、通常運転においてコンデンサの両端電圧を安定化することができる。
本発明にかかる電力変換装置の第10の態様によれば、通常運転において一の電源供給部と他の一の電源供給部との電圧を平均化することができる。
第1の実施の形態.
<電力変換装置の一例>
図1に例示するように、本電力変換装置はコンバータ1とクランプ回路2とインバータ3とを備えている。但し、ここではクランプ回路2とインバータ3とは必須の要件ではない。
<電力変換装置の一例>
図1に例示するように、本電力変換装置はコンバータ1とクランプ回路2とインバータ3とを備えている。但し、ここではクランプ回路2とインバータ3とは必須の要件ではない。
コンバータ1には入力端Pr,Ps,Ptが接続される。コンバータ1は入力端Pr,Ps,Ptに印加される三相交流電圧を直流電圧に変換し、これを直流電源線LH,LLに印加する。より具体的な構成について説明すると、コンバータ1は3つのr,s,t相についてのスイッチングレグを有している。r相のスイッチングレグは一対のスイッチング素子Tr1,Tr2とダイオードDr1,Dr2とを有している。s相のスイッチングレグは一対のスイッチング素子Ts1,Ts2とダイオードDs1,Ds2とを有している。t相のスイッチングレグは一対のスイッチング素子Tt1,Tt2とダイオードDt1,Dt2とを有している。この3つのスイッチングレグは直流電源線LH,LLの間で相互に並列接続される。なお、ここで入力端とは電力変換装置に対する電気エネルギーの入力端を意味しており、入力を三相交流電源に限定するものではない。
スイッチング素子Tx1,Tx2(但し、xはr,s,tを代表する)第1ないし第3電極を有している。スイッチング素子Tx1,Tx2は第1電極と第2電極との間を流れる電流を導通/非導通する。第3電極には、スイッチング素子Tx1,Tx2の導通/非導通を制御するためのスイッチ信号(電圧信号や電流信号)が印加される。なお第1電極は上記スイッチ信号の基準(例えば電圧信号であれば基準電位)となる制御基準電極としても機能する。スイッチング素子Tx1,Tx2は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタである。絶縁ゲートバイポーラトランジスタにおいては、第1ないし第3電極はそれぞれエミッタ電極、コレクタ電極、ゲート電極である。この点は他の後述するスイッチング素子にも適用される。
スイッチング素子Tx1とダイオードDx1とは直流電源線LHと入力端Pxとの間で互いに直列接続される。スイッチング素子Tx1はそのエミッタ電極を直流電源線LH側に向けて配置され、ダイオードDx1はそのアノードを入力端Px側に向けて配置される。スイッチング素子Tx1は不図示の制御部によって制御されて入力端Pxと直流電源線LHを接続/非接続する。スイッチング素子Tx2とダイオードDx2とは直流電源線LLと入力端Pxとの間で互いに直列接続される。スイッチング素子Tx2はそのエミッタ電極を入力端Px側に向けて配置され、ダイオードDx2はそのアノードを直流電源線LL側に向けて配置される。スイッチング素子Tx2は不図示の制御部によって制御されて入力端Pxと直流電源線LLとを接続/非接続する。
かかるスイッチング素子Tx1,Tx2へとスイッチ信号が与えられて、コンバータ1は三相交流電圧を直流電圧に変換する。これにより、直流電源線LHには直流電源線LLよりも高い電位が印加される。なお、ダイオードDx1,Dx2はコンバータとしての逆阻止能力を発揮する。換言すれば、コンバータ1は電流形コンバータとして機能する。
インバータ3は直流電源線LH,LLの間の直流電圧を交流電圧に変換して負荷4(例えばモータ)へと印加する。なお、図1の例示では、負荷4が抵抗とリアクトルの直列体を有する誘導性負荷として描画されている。
インバータ3は3つのu,v,w相についてのスイッチングレグを有している。u相のスイッチングレグはスイッチング素子Tu1,Tu2とダイオードDu1,Du2とを有している。v相のスイッチングレグはスイッチング素子Tv1,Tv2とダイオードDv1,Dv2とを有している。w相のスイッチングレグはスイッチング素子Tw1,Tw2とダイオードDw1,Dw2とを有している。この3つのスイッチングレグは直流電源線LH,LLの間で相互に並列接続される。
スイッチング素子Ty1,Ty2(但し、yはu,v,wを代表する)は、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタである。スイッチング素子Ty1,Ty2は直流電源線LH,LLの間で相互に直列接続される。スイッチング素子Ty1,Ty2のいずれもが、エミッタ電極を直流電源線LL側に向けて配置される。ダイオードDy1,Dy2はそれぞれスイッチング素子Ty1,Ty2に並列接続される。ダイオードDy1,Dy2のいずれもが、アノードを直流電源線LL側に向けて配置される。
スイッチング素子Ty1,Ty2の間に設けられた出力端Pyは負荷4に接続される。スイッチング素子Ty1,Ty2はそれぞれ不図示の制御部によって制御される。
かかるスイッチング素子Ty1,Ty2へとスイッチ信号が与えられて、インバータ3は直流電圧を交流電圧に変換する。ダイオードDy1,Dy2はそれぞれスイッチング素子Ty1,Ty2へと逆電流が流れることを防止し、またそれぞれスイッチング素子Ty1,Ty2へと逆電圧が印加されることを防止する。
クランプ回路2はスイッチング素子S1とダイオードD1とコンデンサC1とを備えている。ダイオードD1とコンデンサC1とは直流電源線LH,LLの間で相互に直列接続される。ダイオードD1はそのアノードを直流電源線LH側に向けて配置される。スイッチング素子S1は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタであって、ダイオードD1に並列に接続される。スイッチング素子S1はそのエミッタ電極を直流電源線LH側に向けて配置される。
かかるクランプ回路2によれば、インバータ3からの回生エネルギーをコンデンサC1で吸収することができる。また、クランプ回路2は、スイッチングによる直流電源線LH,LL間の電圧上昇を吸収する、スナバ回路の効果も同時に併せ持つ。
またダイオードD1の整流機能により、コンデンサC1は直流電源線LH,LLの間の電圧の最大値にクランプされ、また、スイッチング素子S1が非導通であればコンデンサC1からインバータ3へと電圧が供給されることはない。よって、コンデンサが充電され、スイッチング素子S1が非導通であるときには、クランプ回路2は等価的に無視できる。したがってコンバータ1とインバータ3とを、直流電源線LH,LLに平滑コンデンサ等の電力蓄積手段を有さない直接形電力変換装置として機能させることができる。一方、スイッチング素子S1へとスイッチ信号が与えられてこれが導通すると、コンデンサC1からインバータ3へと直流電圧を供給することができる。よって回生エネルギーを有効に利用することができる。なお、コンデンサC1は回生エネルギーを吸収する機能を有していればよいので、いわゆる平滑コンデンサほどの静電容量を必要とせず、小型のコンデンサを採用できる。
なお、クランプ回路2は、負荷4が誘導性負荷でなければ、設けられていなくても構わないが、実際の電力変換装置では配線にインダクタンスが存在するため、設けた方が望ましい。
<コンバータ1の動作電源>
次に、図2の例示を参照して、スイッチング素子Tx1,Tx2へとスイッチ信号を出力するための動作電源について説明する。なお、図2の例示では、クランプ回路2およびインバータ3の図示を省略し、また代表的にスイッチング素子Tr1,Tr2の動作電源のみを図示している。
次に、図2の例示を参照して、スイッチング素子Tx1,Tx2へとスイッチ信号を出力するための動作電源について説明する。なお、図2の例示では、クランプ回路2およびインバータ3の図示を省略し、また代表的にスイッチング素子Tr1,Tr2の動作電源のみを図示している。
コンバータ1はスイッチング素子Tr1,Tr2をそれぞれ駆動するドライブ回路DRr1,DRr2と、レベルシフト回路LSr1,LSr2と、コンデンサCbr1,Cbr2と、ダイオードDbr2と、電圧調整部CCrとを有している。
ドライブ回路DRr1,DRr2はそれぞれスイッチング素子Tr1,Tr2のゲート電極に接続される。図2の例示では、ドライブ回路DRr1はコンデンサCbr1から動作電源が供給される。コンデンサCbr1の一端は、スイッチング素子Tr1のエミッタ電極と、ドライブ回路DRr1とに接続される。コンデンサCbr1の他端はドライブ回路DRr1に接続される。なお、この内容は、コンデンサCbr1が当該一端と当該他端との間で直流電圧を支持して、スイッチング素子Tr1へとスイッチ信号を出力するための動作電源として機能する、と把握できる。また他のコンデンサも同様に把握されるので、以下において重畳する説明は省略する。
コンデンサCbr1は、後述する方法或いは任意の方法によって、他端側を高電位として充電される。なお、コンデンサCbr1の替わりに直流電源が設けられてこの直流電源がスイッチング素子Tr1の動作電源として機能してもよい。
ドライブ回路DRr2はコンデンサCbr2の両端電圧が、電圧調整部CCrを介して動作電源として供給される。コンデンサCbr2の一端はスイッチング素子Tr2のエミッタ電極(即ち、スイッチング素子Tr2と入力端Prとの間の点)と、ドライブ回路DRr2とに接続される。コンデンサCbr2の他端は電圧調整部CCrに接続される。
電圧調整部CCrはコンデンサCbr2の両端電圧を調整し、ドライブ回路DRr2に接続される。例えば電圧調整部CCrはクランプ回路である。
ダイオードDbr2はコンデンサCbr2の他端とコンデンサCbr1の他端(即ち高電位側の一端)との間に接続される。ダイオードDbr2はアノードをコンデンサCbr1側に向けて配置される。ダイオードDbr2はコンデンサCbr2がコンデンサCbr1側へと放電することを防止する。
なお、後に述べるコンバータ1の通常運転から理解できるように、直流電源線LHに印加される電位は入力端Prに印加される相電圧Vr以上である。よってコンデンサCbr1,Cbr2の両端電圧が同程度であれば、コンデンサCbr1の高電位側の一端の電位はコンデンサCbr2の高電位側の一端の電位よりも大きい。したがって、コンバータ1の通常運転において理想的にはコンデンサCbr2はコンデンサCbr1側へと放電しない。よってダイオードDbr2は必須要件ではない。しかしながら、例えば電源異常などによってかかる放電が起こり得るので、ダイオードDbr2は設けられていることが望ましい。
またそれぞれスイッチング素子Tr1,Tr2とは反対側でドライブ回路DRr1,DRr2にレベルシフト回路LSr1,LSr2が接続される。レベルシフト回路LSr1,LSr2は、例えば図示しない共通の制御回路により作成されたスイッチ信号の電位レベルをドライブ回路Dry1の電位に合わせて適切にシフトさせて、これらをそれぞれドライブ回路DRr1,DRr2へと与える。なお、後述する他のドライブ回路に接続されるレベルシフト回路についても同様であるので以下では詳細な説明は省略する。
<コンデンサの充電動作>
コンデンサCbr1は本電力変換装置の通常運転に先立って充電される。具体的な充電方法の一例は後述する。なお、コンデンサCbr1が直流電源に置き換わっている場合は、かかる充電は不要である。
コンデンサCbr1は本電力変換装置の通常運転に先立って充電される。具体的な充電方法の一例は後述する。なお、コンデンサCbr1が直流電源に置き換わっている場合は、かかる充電は不要である。
コンデンサCbr2も電力変換装置の通常運転に先立って充電される。具体的にはスイッチング素子Tr1を導通させることでコンデンサCbr1に蓄えられた電荷を用いてコンデンサCbr2を充電することができる。スイッチング素子Tr1の導通によって、コンデンサCbr1とダイオードDbr2とコンデンサCbr2とスイッチング素子Tr1とからなる経路A1に電流が流れるからである。かかる経路A1は、スイッチング素子Tr1の導通により、コンデンサCbr1から入力端Pr,Psの両方を介さずにコンデンサCbr2に向かう方向にのみ電流が流れる経路であると、把握できる。このとき、入力端Prには電圧が印加されていないため、コンデンサCbr2の電位は、直流電源線LHを基準電位として、コンデンサCbr1の電圧からダイオードDbr2,Dr1とスイッチング素子Tr1の電圧降下を減じた値となる。
なお、図2に例示するように、スイッチング素子Tr1の動作電源としてコンデンサCbr1が採用されていれば、コンデンサCbr1の充電後にコンデンサCbr2の充電が実行される。コンデンサCbr1の充電前にはスイッチング素子Tr1(より具体的にはドライブ回路DRr1)へと動作電源を供給できず、これを導通させることができないからである。この点は、後述する他のコンデンサについても同様である。
以上のように、コンデンサCbr2は充電されて、スイッチング素子Tr2へとスイッチ信号を出力するための動作電源として機能する。したがってスイッチング素子Tr2について直流電源を設ける必要がなく、製造コストを低減できる。しかも、コンバータの通常運転において後述するようにトランジスタTr1は導通するので、かかる通常運転中にもコンデンサCbr2は充電される。よってコンデンサCbr2が必要とする静電容量を低減できる。
<コンバータ1の通常運転>
入力端Pr,Ps,Ptは三相交流電源と接続されて入力端Pr,Ps,Ptには三相交流電圧が印加される。コンバータ1は通常運転において当該三相交流電圧を直流電圧に変換する。かかるコンバータ1において、直流電源線LHに印加される電位に対して入力端Pxに印加される電位が変動し、かかる変動に依存してコンデンサCbx2の電圧が変動し得る。かかる両端電圧の変動について、以下に具体的に説明する。なお他の電力変換装置で述べるコンデンサの両端電圧の変動も、直流電源線LHに印加される電位に対する入力端Pxの電位の変動に依って引き起こされる。
入力端Pr,Ps,Ptは三相交流電源と接続されて入力端Pr,Ps,Ptには三相交流電圧が印加される。コンバータ1は通常運転において当該三相交流電圧を直流電圧に変換する。かかるコンバータ1において、直流電源線LHに印加される電位に対して入力端Pxに印加される電位が変動し、かかる変動に依存してコンデンサCbx2の電圧が変動し得る。かかる両端電圧の変動について、以下に具体的に説明する。なお他の電力変換装置で述べるコンデンサの両端電圧の変動も、直流電源線LHに印加される電位に対する入力端Pxの電位の変動に依って引き起こされる。
コンバータ1の通常運転においてスイッチング素子Tx1,Tx2は例えば次のように制御される。即ち、スイッチング素子Tx1のいずれか一つと、これと対を成さないスイッチング素子Tx2のいずれか一つとの組が選択的に導通される。かかるスイッチングの一例が、図3に表として示されている。表の1行目には三相交流電圧に対応した各期間において常に導通させるスイッチング素子が示され、2行目には当該各期間で相互に排他的に導通させるスイッチング素子が示されている。例えば図3を参照して相電圧Vsのみが正である期間t1において、スイッチング素子Ts1を常に導通させ、スイッチング素子Tr2,Tt2を相互に排他的に交互に切り替えて導通させる。なお、以下では、代表的に期間t1においてコンバータ1を流れる電流について考察する。
期間t1において、スイッチング素子Ts1は導通している。かかる導通によってコンデンサCbr1からコンデンサCbr2へと入力端Pr,Psを経由して電流が流れ得る。この点について図4に示す等価回路を参照して説明する。
期間t1において相電圧Vrは負であるので入力端Pr側を低電位に向けた直流電源Erとして示されている。期間t1において相電圧Vsは正であるので入力端Ps側を高電位に向けた直流電源Esとして示されている。直流電源Erの高電位側の一端と直流電源Esの低電位側の一端(即ち相電圧Vr,Vsの中性点)は互いに接続されている。なお直流電源Er,Esの直流電圧をそれぞれEr(=−Vr),Es(=Vs)とも呼ぶ。直流電源Erの低電位側の一端は入力端Prを介してコンデンサCbr2の低電位側の一端に接続され、直流電源Esの高電位側の一端は入力端PsとダイオードDs1とスイッチング素子Ts1とを介してコンデンサCbr1の低電位側の一端に接続される。ダイオードDs1はアノードを入力端Pr側に向けて配置される。コンデンサCbr1,Cbr2の高電位側の一端同士の間にはダイオードDbr2が接続される。ダイオードDbr2はそのアノードをコンデンサCbr1側に向けて配置される。
上述した充電動作によって、コンデンサCbr1,Cbr2の各両端電圧V1,V2は通常運転において初期的には互いに同程度である。一方、入力端Prから見た入力端Psの電位は(Er+Es)となり、ダイオードDs1とスイッチング素子Ts1の電圧降下を無視すれば、入力端Prから見たダイオードDbr2のアノードの電位(Er+Es+V1)はカソードの電位(V2)よりも大きい。したがって、ダイオードDbr2が導通する。かかる導通により、交流電源と入力端Pr,PsとコンデンサCbr1,Cbr2とスイッチング素子Ts1とダイオードDs1,Dbr2とからなる経路A2に電流が流れる。なお、経路A2はコンデンサCbr1から入力端Pr,Psを介してコンデンサCbr2へと電流が流れる経路と把握できる。
かかる電流によってコンデンサCbr2の両端電圧V2が線間電圧Vrs(=相電圧Vs−相電圧Vr=Es+Er)程度、増大し得る。相電圧Vr,Vsは時間とともに変動し、これに応じて両端電圧V2は変動し得る。
本コンバータ1によれば電圧調整部CCrが両端電圧V2を調整する。したがって、通常運転において、三相交流電源の相電圧に依存したコンデンサCbr2の電圧変動を回避することができ、ドライブ回路DR2に安定した電圧を供給することができる。これにより、スイッチング素子のドライブ条件が均一化され、また、ドライブ回路が過電圧により破壊することもなくなる。
なお、図1,2の例示では、トランジスタTr1,Ts1,Tt1のエミッタ電極が直流電源線LHに直接に接続されている。よって、直流電源線LHは、トランジスタTr1,Ts1,Tt1の共通電位として機能させることができる。これにより、コンデンサCbr1はスイッチング素子Ts1,Tt1の動作電源としても機能させることができる。より詳細には、コンデンサCbr1がスイッチング素子Ts1,Tt1をそれぞれ駆動するドライブ回路(不図示)と接続される。コンデンサCbr1はこれらのドライブ回路へと動作電源を供給する。これによって、コンデンサの個数を低減することができる。
<コンデンサCbr1の充電動作とスイッチング素子Ty1,Ty2の動作電源の一例>
ここでは、コンデンサCbr1の充電動作の一例について説明する。図5を参照して、コンデンサCbr1をインバータ3のスイッチング素子の動作電源を用いて充電する技術について説明する。なお、図5においては、コンバータ1においてはr相のスイッチングレグのみを示し、インバータ3においては1相のスイッチングレグのみを示している。
ここでは、コンデンサCbr1の充電動作の一例について説明する。図5を参照して、コンデンサCbr1をインバータ3のスイッチング素子の動作電源を用いて充電する技術について説明する。なお、図5においては、コンバータ1においてはr相のスイッチングレグのみを示し、インバータ3においては1相のスイッチングレグのみを示している。
インバータ3はドライブ回路DRy1,DRy2とコンデンサCby1とレベルシフト回路LSy1と直流電源EdとダイオードDby1とを有している。ドライブ回路DRy1はスイッチング素子Ty1のゲート電極に接続されて、スイッチング素子Ty1を駆動する。レベルシフト回路LSy1はドライブ回路DRy1に接続される。
コンデンサCby1の低電位側の一端がスイッチング素子Ty1のエミッタ電極と、ドライブ回路DRy1とに接続され、その高電位側の一端がドライブ回路DRy1に接続される。コンデンサCby1はドライブ回路DRy1の動作電源、即ちスイッチング素子Ty1へとスイッチ信号を出力するための動作電源として機能する。なお、コンデンサCby1の替わりに直流電源が設けられていてもよい。コンデンサCby1の充電については後に詳述する。
コンデンサCby1,Cbr1の高電位側の一端同士の間にはダイオードDbr1が設けられている。ダイオードDbr1はそのカソードをコンデンサCbr1に向けて配置される。ダイオードDbr1はコンデンサCbr1がコンデンサCby1側へと放電することを防止する。
かかる構成において、スイッチング素子Ty1を導通させることで、コンデンサCby1に蓄えられた電荷を用いてコンデンサCbr1を充電できる。かかる導通によって、コンデンサCby1とダイオードDbr1とコンデンサCbr1とスイッチング素子Ty1とからなる経路A3に電流が流れるからである。
またドライブ回路DRy2はスイッチング素子Ty2のゲート電極に接続されて、スイッチング素子Ty2を駆動する。直流電源Edの低電位側の一端がスイッチング素子Ty2のエミッタ電極と、ドライブ回路DRy2とに接続され、その高電位側の一端がドライブ回路DRy2に接続される。直流電源Edはドライブ回路DRy2の動作電源、即ちスイッチング素子Ty2へとスイッチ信号を出力するための動作電源として機能する。
直流電源Edの高電位側の一端とコンデンサCby1の高電位側の一端の間にはダイオードDby1が設けられている。ダイオードDby1はそのカソードをコンデンサCbr1に向けて配置される。ダイオードDby1はコンデンサCby1が直流電源Ed側へと放電することを防止する。
かかる構成において、スイッチング素子Ty2を導通させることで、直流電源Edを電源としてコンデンサCby1を充電できる。かかる導通によって、直流電源EdとダイオードDby1とコンデンサCby1とスイッチング素子Ty1とからなる経路A4に電流が流れるからである。
なお、ダイオードDbr1のアノードは直流電源Edの高電位側の一端に接続されてもよい。この場合であれば、コンデンサCbr1はスイッチング素子Ty1,Ty2の導通によって、直流電源Edを電源として充電されればよい。
また、コンデンサCbr1,Cbr2はそれぞれコンデンサCby1,Cbr1に蓄えられた電荷を用いて充電されるので、かかる充電においてコンデンサCby1,Cbr1の両端電圧が低下する。よって、通常運転に先立つ充電動作において繰り返し各コンデンサを充電するとよい。
<電力変換装置の他の一例>
図6の例示では、ダイオードDbr2のアノードがコンデンサCbs1の高電位側の一端に接続されている。コンデンサCbs1の低電位側の一端は直流電源線LHに直接に接続される。コンデンサCbs1はスイッチング素子Ts1へとスイッチ信号を出力するための動作電源として機能する。より詳細にはコンデンサCbs1の両端電圧がドライブ回路DRs1に印加される。ドライブ回路DRs1はスイッチング素子Ts1のゲート電極に接続されて、スイッチング素子Ts1を駆動する。ドライブ回路DRs1にはレベルシフト回路LSs1が接続される。なお、かかる構成では上述したように、コンデンサCbs1はスイッチング素子Tr1,Tt1の動作電源として機能してもよい。
図6の例示では、ダイオードDbr2のアノードがコンデンサCbs1の高電位側の一端に接続されている。コンデンサCbs1の低電位側の一端は直流電源線LHに直接に接続される。コンデンサCbs1はスイッチング素子Ts1へとスイッチ信号を出力するための動作電源として機能する。より詳細にはコンデンサCbs1の両端電圧がドライブ回路DRs1に印加される。ドライブ回路DRs1はスイッチング素子Ts1のゲート電極に接続されて、スイッチング素子Ts1を駆動する。ドライブ回路DRs1にはレベルシフト回路LSs1が接続される。なお、かかる構成では上述したように、コンデンサCbs1はスイッチング素子Tr1,Tt1の動作電源として機能してもよい。
かかるコンバータ1の通常運転に先立つ充電動作において、スイッチング素子Tr1を導通させることで、コンデンサCbs1に蓄えられた電荷を用いてコンデンサCbr2を充電できる。かかる導通によって、コンデンサCbs1とダイオードDbr2とコンデンサCbr2とダイオードDr1とスイッチング素子Tr1とからなる経路A6に電流が流れるからである。なお、かかる経路A6はスイッチング素子Tr1の導通により、コンデンサCbr1から入力端Pr,Psの両方を介さずにコンデンサCbr2に向かう方向にのみ電流が流れる経路である。
次に通常運転について説明する。代表的に図3の例示にかかる期間t2において電力変換装置に流れる電流について説明する。期間t2では相電圧Vtのみが正であって、スイッチング素子Tt1が常に導通し,スイッチング素子Tr2,Ts2が相互に排他的に導通する。かかる期間t2において、コンデンサCbs1からコンデンサCbr2へと電流が流れ得る。この点について図4の等価回路を参照して説明する。ただし図4の等価回路において、コンデンサCbr1をコンデンサCbs1と、入力端Psを入力端Ptと、相電圧Vsを相電圧Vtと、直流電源Esを直流電源Etと、経路A2を経路A5とそれぞれ読み替えて把握する。
通常運転において初期的にはコンデンサCbs1の両端電圧V1とコンデンサCbr2の両端電圧V2とは互いに同程度である。期間t2において相電圧Vrは負であって、相電圧Vtは正である。よって、スイッチング素子Tt1とダイオードDt1,Dbr2との電圧降下を無視すると、入力端Prから見たダイオードDbr2のアノードの電位(Er+Et+V1)はそのカソードの電位(V2)よりも高い。したがって、ダイオードDbr2が導通する。かかる導通により経路A5を、コンデンサCbs1からコンデンサCbr2へと電流が流れる。これにより、コンデンサCbr2の両端電圧V2が変動し得る。なお、経路A5はコンデンサCbs1から入力端Pr,Ptを介してコンデンサCbr2へと電流が流れる経路と把握できる。
本電力変換装置によれば、電圧調整部CCrがコンデンサCbr2の両端電圧V1を調整するので、かかる変動を回避することができ、先に示した実施例と同様の効果を得ることができる。
なお、以下の説明において、通常運転に先立つ充電動作において説明する経路のいずれもが、スイッチング素子の導通によって第1コンデンサから第2コンデンサへと入力端を介さずに電流が流れる経路であると把握できる。また通常運転において説明する経路のいずれもが、少なくとも所定のスイッチング素子の導通によって、第1コンデンサから入力端を介して第2コンデンサへと電流が流れる経路であると把握できる。
<電力変換装置の他の一例>
図7に例示された電力変換装置は、コンバータ1の構成という点で図2に例示された電力変換装置と相違している。より具体的には、スイッチング素子Tx2とダイオードDx2の替わりに、スイッチング素子Tx21,Tx22(但し、xはr,s,tを代表する)とダイオードDx21,Dx22が設けられている。
図7に例示された電力変換装置は、コンバータ1の構成という点で図2に例示された電力変換装置と相違している。より具体的には、スイッチング素子Tx2とダイオードDx2の替わりに、スイッチング素子Tx21,Tx22(但し、xはr,s,tを代表する)とダイオードDx21,Dx22が設けられている。
スイッチング素子Tx21,Tx22は第2電極から第1電極へと流れる電流のみを導通/非導通する片方向制御スイッチング素子である。例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタであれば、コレクタ電極からエミッタ電極へと流れる電流(いわゆる順方向の電流)のみを導通/非導通する。なお例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタでは第1電極(エミッタ電極)から第2電極(コレクタ電極)へと電流(いわゆる逆方向の電流)は流れない。このようなスイッチング素子を片方向導通スイッチング素子とも呼ぶ。一方、例えばMOS(Metal-Oxide-Semiconductor)電界効果トランジスタは構造的に逆方向導通の寄生ダイオードを有しているので、第1電極(ソース電極)から第2電極(ドレイン電極)へと電流が流れる。
スイッチング素子Tx21,Tx22は直流電源線LLと入力端Pxとの間で互いに直列接続されている。スイッチング素子Tx21,Tx22のエミッタ電極同士は互いに接続されている。ダイオードDx21はアノードを直流電源線LLに向けてスイッチング素子Tx22と並列に接続されている。ダイオードDx22はカソードを直流電源線LLに向けてスイッチング素子Tx21に並列に接続されている。
かかるコンバータ1によれば、スイッチング素子Tx11,Tx12とダイオードDx12,Dx22が双方向スイッチを構成することができる。しかも、スイッチング素子Tx21,Tx22のエミッタ電極同士が互いに接続されている。したがって、図7に例示するように、スイッチング素子Tx21,Tx22の動作電源を共通化できる。以下、より詳細に、スイッチング素子Tr21,Tr22を例に挙げて、動作電源について説明する。
スイッチング素子Tr21,Tr22はドライブ回路DRr2によって駆動される。ドライブ回路DRr2はスイッチング素子Tr21,Tr22のゲート電極に共通して接続される。ドライブ回路DRr2にはレベルシフト回路LSr2が接続される。
ドライブ回路DRr2にはコンデンサCbr2の両端電圧が電圧調整回路CCrを介して動作電源として供給される。コンデンサCbr2の一端はスイッチング素子Tr21,Tr22のエミッタ電極(即ち、ダイオードDr21を介した入力端Prとスイッチング素子Tr21との間の点)とドライブ回路DRr2とに接続される。コンデンサCbr2の他端は電圧調整回路CCrに接続される。
またコンデンサCbr2の他端はダイオードDbr2を介してコンデンサCbr1の高電位側の一端に接続される。ダイオードDbr2はそのカソードをコンデンサCbr2へと向けて設けられる。ダイオードDbr2はコンデンサCbr2がコンデンサCbr1側へと放電することを防止する。なお、ダイオードDbr2は図2のダイオードDbr2と同様に必須要件ではないものの、設けられていることが望ましい。
このような構成であれば、スイッチング素子Tr1を導通させることで、コンデンサCbr1に蓄えられた電荷を用いてコンデンサCbr2を充電できる。かかる導通によって、コンデンサCbx1とダイオードDbr2とコンデンサCbr2とダイオードDr21とスイッチング素子Tr1とからなる経路に電流が流れるからである。
以上のように、スイッチング素子Tr21,Tr22の動作電源を共通化でき、しかもかかる動作電源としてコンデンサCbr2を採用しているので直流電源の個数を低減できる。
かかるコンバータ1においても、直流電源線LHの電位に対して入力端Prの電位が変動する。よって、図2のコンバータ1と同様に、コンデンサCbr2の両端電圧が変動し得る。以下、相電圧Vsが相電圧Vrよりも大きいときを例に挙げて詳細に説明する。
入力端Psから見た入力端Prの電位は電位E(=相電圧Vs−相電圧Vr)である。コンデンサCbr1,Cbr2の両端電圧V1,V2は同程度の値なので、簡単のため、ダイオードDs1,Dr21とスイッチング素子Ts1,Tr22の電圧降下を無視すると、入力端Psから見たコンデンサCbr2のアノードの電位(E+V1)は、入力端Psから見たカソードの電位(V2)よりも大きい。よって、ダイオードDbr2は導通する。これにより、交流電源と入力端Pr,PsとコンデンサCbr1,Cbr2とダイオードDs1,Dbr21とスイッチング素子Ts1からなる経路A30に電流が流れ得る。これにより、コンデンサCbr2の両端電圧V2が単相交流電圧に応じて変動し得る。
本コンバータ1によれば電圧調整部CCrが両端電圧V2を調整する。したがって、通常運転において、三相交流電圧に依存したコンデンサCbr2の電圧変動を抑制することができ、先に示した実施例と同様の効果を得ることができる。
<電力変換装置の他の一例>
図8に例示する電力変換装置は、コンバータ1の構成という点で図2に例示する電力変換装置と相違している。コンバータ1には入力端Pr,Psが接続される。入力端Pr,Psには単相交流電圧が印加される。コンバータ1はスイッチング素子Tr1,Tr2とダイオードDr1,Dr2,Ds1,Ds2とを備えている。スイッチング素子Tr1,Tr2とダイオードDr1,Dr2とは、図2に示されるそれらと同一である。ダイオードDs1は、入力端Prと直流電源線LHとの間でそのカソードを直流電源線LH側に向けて配置される。ダイオードDs2は、入力端Psと直流電源線LLとの間でそのアノードを直流電源線LL側に向けて設けられる。
図8に例示する電力変換装置は、コンバータ1の構成という点で図2に例示する電力変換装置と相違している。コンバータ1には入力端Pr,Psが接続される。入力端Pr,Psには単相交流電圧が印加される。コンバータ1はスイッチング素子Tr1,Tr2とダイオードDr1,Dr2,Ds1,Ds2とを備えている。スイッチング素子Tr1,Tr2とダイオードDr1,Dr2とは、図2に示されるそれらと同一である。ダイオードDs1は、入力端Prと直流電源線LHとの間でそのカソードを直流電源線LH側に向けて配置される。ダイオードDs2は、入力端Psと直流電源線LLとの間でそのアノードを直流電源線LL側に向けて設けられる。
スイッチング素子Tr1,Tr2についての動作電源の構成は図2に例示されたものと同じであるため詳細な説明は省略する。
かかるコンバータ1においても、直流電源LHの電位に対して入力端Prの電位が変動するので、図2のコンバータ1と同様にコンデンサCbr1の両端電圧V2が変動し得る。これは、例えば交流電源と入力端Pr,PsとコンデンサCbr1,Cbr2とだダイオードDbr1,Ds1とからなる経路A20に電流が流れ得るからとも把握できる。しかるに、電圧調整部CCrが両端電圧V2を調整する。したがって、通常運転において、単相交流電圧に依存したコンデンサCbr2の電圧変動を抑制することができる。
第2の実施の形態.
図9に例示された電力変換装置は、図2に例示された電力変換装置と比較して、ダイオードDbr2の接続関係が相違している。図9の電力変換装置においては、ダイオードDbr2のアノードはコンデンサCby1の高電位側の一端に接続されている。
図9に例示された電力変換装置は、図2に例示された電力変換装置と比較して、ダイオードDbr2の接続関係が相違している。図9の電力変換装置においては、ダイオードDbr2のアノードはコンデンサCby1の高電位側の一端に接続されている。
通常運転に先立つ充電動作において、スイッチング素子Tr1,Ty1を導通させることで、コンデンサCby1に蓄えられた電荷を用いてコンデンサCbr2を充電できる。これらの導通によって、コンデンサCby1とダイオードDbr2とコンデンサCbr2とダイオードDr1とスイッチング素子Tr1,Ty1とからなる経路A8に電流が流れるからである。
<電力変換装置の通常運転>
コンバータ1は、第1の実施の形態と同様に、入力端Pr,Ps,Ptに印加される三相交流電圧に応じてスイッチングされる(例えば図3を参照)。インバータ3は、出力端Pu,Pv,Pwに出力すべき三相交流電圧(電圧指令値)に応じて、スイッチングされる。以下、代表的に期間t1において本電力変換装置に流れる電流について考察する。
コンバータ1は、第1の実施の形態と同様に、入力端Pr,Ps,Ptに印加される三相交流電圧に応じてスイッチングされる(例えば図3を参照)。インバータ3は、出力端Pu,Pv,Pwに出力すべき三相交流電圧(電圧指令値)に応じて、スイッチングされる。以下、代表的に期間t1において本電力変換装置に流れる電流について考察する。
期間t1において、コンデンサCby1からコンデンサCbr2へと入力端Pr,Psを経由して電流が流れ得る。この点について図10に示す等価回路を参照して説明する。
図3の等価回路と比較して、図10の等価回路はスイッチング素子Ty1をさらに有し、コンデンサCbr1の代わりにコンデンサCby1を有している。スイッチング素子Ty1はスイッチング素子Ts1とコンデンサCby1との間でこれらと直列接続される。
スイッチング素子Ty1は上述したように電圧指令値に応じて制御され、少なくとも電圧指令値の周期(以下、第1周期と呼ぶ)ごとに導通する。さて、コンバータ1の制御において用いられる三相交流電圧とインバータ3の制御で用いられる電圧指令値とは互いに独立しているので、第1周期は三相交流電圧の周期(以下、第2周期と呼ぶ)とは無関係に選定される。かかる第1周期と第2周期との相違によって、第1周期ごとにスイッチング素子Ty1が導通する期間は、いずれかのタイミングで、第2周期ごとに繰り返し現れる期間t1と重なる。即ち、いずれかの期間t1においてスイッチング素子Ty1が導通する。したがって図10の例示ではスイッチング素子Ty1が導通状態で示されている。
また上述した充電動作によって、コンデンサCby1,Cbr2の各両端電圧V1,V2は通常運転において初期的には互いに同程度である。一方、入力端Prから見た入力端Psの電位は(Er+Es)となり、ダイオードDs1とスイッチング素子Ts1,Ty1の電圧降下を無視すれば、入力端Prから見たダイオードDbr2のアノードの電位(Er+Es+V1)はカソードの電位(V2)よりも大きい。したがって、ダイオードDbr2が導通し、電源と入力端Pr,PsとコンデンサCby1,Cbr2とスイッチング素子Ts1,Ty1とダイオードDs1,Dbr2とからなる経路A7に電流が流れる。
かかる電流によってコンデンサCbr2の両端電圧V2が相電圧Vr,Vsに依存して変動するところ、本コンバータ1によれば電圧調整部CCrが両端電圧V2を調整する。したがって、通常運転において、三相交流電源の相電圧に依存したコンデンサCbr2の電圧変動を回避することができ、先に示した実施例と同様の効果を得ることができる。
第3の実施の形態.
図11の電力変換装置は図1の電力変換装置と比較してコンバータ1の構成が相違している。なお、たとえば負荷4が誘導性負荷でければ、クランプ回路2は設けられていなくても構わないが、実際の電力変換装置では配線にインダクタンスが存在するため、設けた方が望ましい。
図11の電力変換装置は図1の電力変換装置と比較してコンバータ1の構成が相違している。なお、たとえば負荷4が誘導性負荷でければ、クランプ回路2は設けられていなくても構わないが、実際の電力変換装置では配線にインダクタンスが存在するため、設けた方が望ましい。
コンバータ1はr,s,t相のスイッチングレグを備えている。r相のスイッチングレグはスイッチング素子TrとダイオードDr1〜Dr4とを備えている。s相のスイッチングレグはスイッチング素子TsとダイオードDs1〜Ds4とを備えている。t相のスイッチングレグはスイッチング素子TtとダイオードDt1〜Dt4とを備えている。r,s,t相のスイッチングレグは直流電源線LH,LLの間で相互に並列接続される。
スイッチング素子Tx(但し、xはr,s,tを代表する)は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタである。スイッチング素子TxとダイオードDx1,Dx2とは直流電源線LH,LLの間で相互に直列接続される。ダイオードDx1はスイッチング素子Txに対して直流電源線LH側に、ダイオードDx2はスイッチング素子Txに対して直流電源線LL側にそれぞれ配置される。スイッチング素子Txはエミッタ電極を、ダイオードDx1,Dx2はカソードを、それぞれ直流電源線LHに向けて配置される。ダイオードDx1,Dx2はコンバータ1としての逆阻止能力を発揮する。ダイオードDx3のアノードはスイッチング素子TxとダイオードDx1との間に、そのカソードは入力端Pxにそれぞれ接続される。ダイオードDx4のアノードは入力端Pxに、そのカソードはスイッチング素子TxとダイオードDx2との間に接続される。スイッチング素子Txは不図示の制御部によって制御され、入力端Pxと直流電源線LH,LLとを接続/非接続する。
かかるコンバータ1によれば、スイッチング素子の数を低減することができるので製造コストを低減できる。
<コンバータ1のスイッチング素子の動作電源>
次に、図12を参照して、スイッチング素子Tx,Ty1,Ty2の動作電源について説明する。なお、図12の例示では、代表的に、コンバータ1のr相のスイッチングレグについて動作電源を示し、またインバータ3の一つのスイッチングレグについてのみ図示している。またスイッチング素子Ty1,Ty2の動作電源については図1を参照した説明と同様であるので説明を省略する。
次に、図12を参照して、スイッチング素子Tx,Ty1,Ty2の動作電源について説明する。なお、図12の例示では、代表的に、コンバータ1のr相のスイッチングレグについて動作電源を示し、またインバータ3の一つのスイッチングレグについてのみ図示している。またスイッチング素子Ty1,Ty2の動作電源については図1を参照した説明と同様であるので説明を省略する。
コンバータ1はドライブ回路DRrとレベルシフト回路LSrとコンデンサCbrとダイオードDbrと電圧調整部CCrとを有している。ドライブ回路DRrはスイッチング素子Trのゲート電極に接続されてスイッチング素子Trを駆動する。ドライブ回路DRrにはレベルシフト回路LSrが接続される。
ドライブ回路DRrには動作電源としてコンデンサCbrの両端電圧が電圧調整回路CCrを介して供給される。コンデンサCbrの一端はスイッチング素子Trのエミッタ電極とドライブ回路DRrとに接続される。コンデンサCbrの他端は電源調整回路CCrに接続される。
電圧調整回路CCrはコンデンサCbrの両端電圧を調整し、ドライブ回路DRr2に接続される。
またコンデンサCbrの他端はダイオードDbrを介してコンデンサCby1の高電位側の一端に接続される。ダイオードDbrはそのカソードをコンデンサCbrに向けて配置される。ダイオードDbrは、コンデンサCbrがコンデンサCby1側へと放電することを防止する。
コンデンサCbrは電力変換装置の通常運転に先立って充電される。具体的にはスイッチング素子Ty1を導通させることでコンデンサCbrを充電することができる。スイッチング素子Ty1の導通によって、コンデンサCby1,CbrとダイオードDbr,Dr1とスイッチング素子Ty1とからなる経路A10に電流が流れるからである。以上のように、スイッチング素子Trについて直流電源を用いる必要がないので、製造コストを低減できる。しかも通常運転中においてもスイッチング素子Ty1の導通毎にコンデンサCbrを充電できるので、コンデンサCbrが必要とする静電容量を低減できる。
<電力変換装置の通常運転>
コンバータ1は入力端Pr,Ps,Ptに印加される三相交流電圧に基づいて制御されて当該三相交流電圧を直流電圧に変換する。かかる通常運転においてスイッチング素子Txは例えば次のように制御される。即ち、スイッチング素子Txのいずれか一つと、他のスイッチング素子Txのいずれか一つとが選択的に導通される。かかるスイッチングの一例は図3に示される符号Tx1,Tx2をそれぞれスイッチング素子Txと読み替えて把握される。例えば相電圧Vsが正であって相電圧Vr,Vtが負である期間t1において、スイッチング素子Tsが常に導通し、スイッチング素子Tr,Ttが相互に排他的に交互に切り替えられて導通する。以下では、代表的に期間t1において電力変換装置を流れる電流について考察する。
コンバータ1は入力端Pr,Ps,Ptに印加される三相交流電圧に基づいて制御されて当該三相交流電圧を直流電圧に変換する。かかる通常運転においてスイッチング素子Txは例えば次のように制御される。即ち、スイッチング素子Txのいずれか一つと、他のスイッチング素子Txのいずれか一つとが選択的に導通される。かかるスイッチングの一例は図3に示される符号Tx1,Tx2をそれぞれスイッチング素子Txと読み替えて把握される。例えば相電圧Vsが正であって相電圧Vr,Vtが負である期間t1において、スイッチング素子Tsが常に導通し、スイッチング素子Tr,Ttが相互に排他的に交互に切り替えられて導通する。以下では、代表的に期間t1において電力変換装置を流れる電流について考察する。
期間t1において、スイッチング素子Tsは導通している。かかる導通によってコンデンサCbr1からコンデンサCbr2へと入力端Pr,Psを経由して電流が流れ得る。この点について図13に示す等価回路を参照して説明する。
相電圧Vrは負であるので入力端Pr側を低電位に向けた直流電源Erとして示されており、相電圧Vsは正であるので入力端Ps側を高電位に向けた直流電源Esとして示されている。直流電源Erの高電位側の一端と直流電源Esの低電位側の一端(即ち相電圧Vr,Vsの中性点)は互いに接続されている。直流電源Erの低電位側の一端は入力端PrとダイオードDr3とを介してコンデンサCbrの低電位側の一端に接続される。ダイオードDr3はカソードを入力端Pr側に向けて配置される。直流電源Esの高電位側の一端は入力端PsとダイオードDs4,Ds1とスイッチング素子Ts,Ty1とを介してコンデンサCby1の低電位側の一端に接続される。ダイオードDs4,Ds1はアノードを入力端Ps側に向けて配置される。コンデンサCby1,Cbrの高電位側の一端同士の間にはダイオードDbrが接続される。ダイオードDbrはそのアノードをコンデンサCby1に向けて配置される。
スイッチング素子Ty1は第2の実施の形態と同様にいずれかの期間t1において導通しえる。よって図13においてはスイッチング素子Ty1が導通して示されている。
上述した充電動作によって、コンデンサCby1,Cbrの各両端電圧V1,V2は通常運転において初期的には互いに同程度である。一方、入力端Prから見た入力端Psの電位は(Er+Es)となり、ダイオードDs1,Ds4とスイッチング素子Ts,Ty1の電圧降下を無視すれば、入力端Prから見たダイオードDbrのアノードの電位(Er+Es+V1)はカソードの電位(V2)よりも大きい。したがってダイオードDbrが導通し、コンデンサCbr,Cby1とスイッチング素子Ts1,Ty1とダイオードDs1,Ds4,Dbrとからなる経路A9に電流が流れる。
かかる電流によって、コンデンサCbrの両端電圧V2が増大し得るところ、本コンバータ1によれば電圧調整部CCrが両端電圧V2を調整する。したがって、通常運転において、三相交流電源の相電圧に依存したコンデンサCbrの電圧変動を回避することができ、先に示した実施例と同様の効果を得ることができる。
第4の実施の形態.
図14に例示する電力変換装置はクランプ回路2の有無およびコンバータ1の構成という点で図1に示す電力変換装置と相違している。本電力変換装置はクランプ回路2を備えていない。これは後述するように、コンバータ1が入力端Pr,Ps,Pt側(以下、電源側とも呼ぶ)へと回生可能な構成を有しているからであるが、動作異常時の保護等のためにクランプ回路を設置することを妨げるものではない。
図14に例示する電力変換装置はクランプ回路2の有無およびコンバータ1の構成という点で図1に示す電力変換装置と相違している。本電力変換装置はクランプ回路2を備えていない。これは後述するように、コンバータ1が入力端Pr,Ps,Pt側(以下、電源側とも呼ぶ)へと回生可能な構成を有しているからであるが、動作異常時の保護等のためにクランプ回路を設置することを妨げるものではない。
r相のスイッチングレグはスイッチング素子Tr11,Tr12,Tr21,Tr22とダイオードDr11,Dr12,Dr21,Dr22とを備えている。s相のスイッチングレグはスイッチング素子Ts11,Ts12,Ts21,Ts22とダイオードDs11,Ds12,Ds21,Ds22とを備えている。t相のスイッチングレグはスイッチング素子Tt11,Tt12,Tt21,Tt22とダイオードDt11,Dt12,Dt21,Dt22とを備えている。r相、s相及びt相のスイッチングレグは直流電源線LH,LLの間で相互に並列に接続される。
スイッチング素子Tx11,Tx12,Tx21,Tx22(但し、xはr,s,tを代表する)は第2電極から第1電極へと流れる電流のみを導通/非導通する片方向制御スイッチング素子である。例えばスイッチング素子Tx11,Tx12,Tx21,Tx22は絶縁ゲートバイポーラトランジスタであれる。絶縁ゲートバイポーラトランジスタはコレクタ電極からエミッタ電極へと流れる電流(いわゆる順方向の電流)のみを導通/非導通する。なお例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタでは第1電極(エミッタ電極)から第2電極(コレクタ電極)へと電流(いわゆる逆方向の電流)は流れない。このようなスイッチング素子を片方向導通スイッチング素子とも呼ぶ。一方、例えばMOS(Metal-Oxide-Semiconductor)電界効果トランジスタは構造的に逆方向導通の寄生ダイオードを有しているので、第1電極(ソース電極)から第2電極(ドレイン電極)へと電流が流れる。
スイッチング素子Tx11とダイオードDx11とが、スイッチング素子Tx12とダイオードDx12とが、スイッチング素子Tx21とダイオードDx21とが、スイッチング素子Tx22とダイオードDx22とが、それぞれ互いに直列接続される。スイッチング素子Tx11,Tx21はエミッタ電極を、ダイオードDx11,Dx21はカソードを、それぞれ直流電源線LH側に向けて配置される。スイッチング素子Tx12,Tx22はエミッタ電極を、ダイオードDx12,Dx22はカソードを、それぞれ直流電源線LLに向けて配置される。
スイッチング素子Tx11とダイオードDx11との直列体と、スイッチング素子Tx12とダイオードDx12との直列体とは、入力端Pxと直流電源線LHとの間で互いに並列接続される。スイッチング素子Tx21とダイオードDx21との直列体と、スイッチング素子Tx22とダイオードDx22との直列体とは、入力端Pxと直流電源線LLとの間で互いに並列接続される。スイッチング素子Tx11,Tx12とは不図示の制御部によって制御され、入力端Pxと直流電源線LHとを接続/非接続する。スイッチング素子Tx21,Tx22は不図示の制御部によって制御され、入力端Pxと直流電源線LLとを接続/非接続する。
このような構成において、スイッチング素子Tx11,Tx12とダイオードDx11,Dx12とは、いわゆる双方向スイッチング素子を構成する。同様に、スイッチング素子Tx21,Tx22とダイオードDx21,Dx22とは双方向スイッチング素子を構成する。したがって、コンバータ1は直流電源線LH,LL側から入力端Px側へと電流を流すことができる。即ちインバータ3側からの回生エネルギーを電源側へと回生させることができる。
<スイッチング素子Tx11,Tx12の動作電源>
図15を参照して、スイッチング素子Tx11,Tx12へとスイッチ信号を出力するための動作電源について説明する。
図15を参照して、スイッチング素子Tx11,Tx12へとスイッチ信号を出力するための動作電源について説明する。
スイッチング素子Tx11,Tx12のゲート電極にはそれぞれドライブ回路DRx11,DRx12が接続されている。またドライブ回路DRx11,DRx12にはそれぞれレベルシフト回路LSx11,LSx12が接続されている。
ドライブ回路DRx11はコンデンサCbx11の両端電圧が動作電源として供給される。コンデンサCbx11,Cby1の間にはダイオードDbx11が設けられる。コンデンサCbx11とダイオードDbx11は、第1の実施の形態におけるコンデンサCbx1とダイオードDbx1と同じであるので詳細な説明は省略する。
ドライブ回路DRx12は動作電源としてコンデンサCbx12の両端電圧が電圧調整回路CCxを介して供給される。コンデンサCbx12の一端はスイッチング素子Tx12のエミッタ電極と、ドライブ回路DRx12とに接続される。コンデンサCbx12の他端は電圧調整回路CCxに接続される。
電圧調整回路CCxはコンデンサCbx12の両端電圧を調整し、ドライブ回路DRx12に接続される。
またコンデンサCbx12の他端はダイオードDbx12を介してコンデンサCbx11の高電位側の一端に接続される。ダイオードDbx12はコンデンサCbx12がコンデンサCbx11側へと放電することを防止する。
なお、コンバータ1の通常運転においては、直流電源線LHに印加される電位は入力端Pxに印加される相電圧Vx以上である。よってコンデンサCbx11,Cbx12の両端電圧が同程度であれば、コンデンサCbx11の高電位側の一端の電位はコンデンサCbx12の高電位側の一端の電位よりも大きい。したがって、コンバータ1の通常運転において理想的にはコンデンサCbx12はコンデンサCbx11側へと放電しない。よってダイオードDbx12は必須要件ではない。しかしながら、例えば電源異常などによってかかる放電が起こり得るので、ダイオードDbx12は設けられていることが望ましい。
通常運転に先立つ充電動作において、スイッチング素子Tx11を導通させることでコンデンサCbx11に蓄えられた電荷を用いてコンデンサCbx12を充電することができる。かかる導通によって、コンデンサCbx11とダイオードDbx12とコンデンサCbx12とダイオードDx11とスイッチング素子Tx11とからなる経路A11に電流が流れるからである。
以上のように、コンデンサCbx12は充電されて、スイッチング素子Tx12へとスイッチ信号を出力するための動作電源として機能する。したがってスイッチング素子Tx12について直流電源を設ける必要がなく、製造コストを低減できる。しかも、コンバータ1の通常運転においてもスイッチング素子Tx11は導通するので、通常運転においてもコンデンサCbx12が経路A11を介して充電される。よってコンデンサCbx12が必要とする静電容量を低減できる。
なお、コンデンサCbx11の他端(高電位側)は、コンデンサCbx12の他端(高電位側)より常に高電位となるため、ダイオードDbx12は設けられなくても構わない。
<コンバータ1の通常運転>
コンバータ1は力行運転においては入力端Pr,Ps,Ptに印加される三相交流電圧に基づいて制御される。なお、力行運転では、直流電源線LHからインバータ3と負荷4とを介して直流電源線LLへと電流が流れる。これに対する回生運転では、負荷4の回生エネルギーを電源に回生すべく、直流電源線LHからコンバータ1と電源とを介して直流電源線LLへと電流が流れる。ここでは力行運転を例に挙げて説明する。
コンバータ1は力行運転においては入力端Pr,Ps,Ptに印加される三相交流電圧に基づいて制御される。なお、力行運転では、直流電源線LHからインバータ3と負荷4とを介して直流電源線LLへと電流が流れる。これに対する回生運転では、負荷4の回生エネルギーを電源に回生すべく、直流電源線LHからコンバータ1と電源とを介して直流電源線LLへと電流が流れる。ここでは力行運転を例に挙げて説明する。
力行運転においてはスイッチング素子Tx11,Tx21が制御される。スイッチング素子Tx12,Tx22は力行運転においてはなんら動作に寄与しないため常に非導通であってもよい。また制御を簡易とすべくスイッチングTx12,Tx22をそれぞれスイッチング素子Tx11,Tx21と同じスイッチ信号で制御してもよい。
スイッチング素子Tx11,Tx21は例えば第1の実施の形態にかかるスイッチング素子Tx1,Tx2と同様に制御される。即ち、図3の例示において、スイッチング素子Tx1,Tx2をそれぞれスイッチング素子Tx11,Tx21に置き換えたスイッチングが行われる。以下では、代表的に期間t1においてコンバータ1を流れる電流について考察する。
期間t1において、スイッチング素子Ts11は導通している。かかる導通によってコンデンサCbr11からコンデンサCbr12へと入力端Pr,Psを経由して電流が流れ得る(図16も参照)。この点について図17に示す等価回路を参照して説明する。
期間t1において相電圧Vrは負であるので入力端Pr側を低電位に向けた直流電源Erとして示されている。期間t1において相電圧Vsは正であるので入力端Ps側を高電位に向けた直流電源Esとして示されている。直流電源Erの高電位側の一端と直流電源Esの低電位側の一端(即ち相電圧Vr,Vsの中性点)は互いに接続されている。直流電源Erの低電位側の一端は入力端Prを介してコンデンサCbr12の低電位側の一端に接続され、直流電源Esの高電位側の一端は入力端PsとダイオードDs11とスイッチング素子Ts11とを介してコンデンサCbr11の低電位側の一端に接続される。ダイオードDs11はアノードを入力端Pr側に向けて配置される。コンデンサCbr11,Cbr12の高電位側の一端同士の間にはダイオードDbr12が接続される。ダイオードDbr12はそのアノードをコンデンサCbr11側に向けて配置される。
上述した充電動作によって、コンデンサCbr11,Cbr12の各両端電圧V1,V2は通常運転において初期的には互いに同程度である。一方、入力端Prから見た入力端Psの電位は(Er+Es)となり、ダイオードDs11とスイッチング素子Ts11の電圧降下を無視すれば、ダイオードDbr12のアノードの電位(Er+Es+V1)はカソードの電位(V2)よりも大きい。したがって、ダイオードDbr12が導通する。かかる導通により、交流電源と入力端Pr,PsとコンデンサCbr11,Cbr12とスイッチング素子Ts11とダイオードDs11,Dbr12とからなる経路A12に電流が流れる。
かかる電流によってコンデンサCbr12の両端電圧V2が相電圧Vr,Vsに依存して変動するところ、本コンバータ1によれば電圧調整部CCrが両端電圧V2を調整する。したがって、通常運転において、三相交流電源の相電圧に依存したコンデンサCbr2の電圧変動を回避することができ、先に示した実施例と同様の効果を得ることができる。
なお、図14〜16に示す回路において、スイッチング素子Tr11とスイッチング素子Tr12を接続した形で双方向スイッチを構成することもできるが、その場合も動作は同様であり、同じ効果を得ることができる。
第5の実施の形態.
図18に例示する電力変換装置は、コンデンサCbx1の接続先という観点で図5に例示する電力変換装置と相違する。なお図18においては、コンバータ1の一つのスイッチングレグを示し、インバータ3の2つのスイッチングレグ(ただし、上側のスイッチング素子のみ)を示している。
図18に例示する電力変換装置は、コンデンサCbx1の接続先という観点で図5に例示する電力変換装置と相違する。なお図18においては、コンバータ1の一つのスイッチングレグを示し、インバータ3の2つのスイッチングレグ(ただし、上側のスイッチング素子のみ)を示している。
図18の例示では、コンデンサCbx1の高電位側の一端はそれぞれダイオードDbx11,Dbx12を介してコンデンサCbu1,Cbv1の高電位側の一端にそれぞれ接続されている。ダイオードDbx11,Dbx12はそれぞれカソードをコンデンサCbx1に向けて配置される。ダイオードDbx11,Dbx12はそれぞれコンデンサCbx1がコンデンサCbu1,Cbv1側へと放電することを防止する。
かかる電力変換装置によれば、スイッチング素子Tu1の導通によってコンデンサCbu1に蓄えられた電荷を用いてコンデンサCbx1を充電できる。スイッチング素子Tu1の導通によって、コンデンサCbu1とダイオードDbx11とコンデンサCbx1とスイッチング素子Tu1とからなる経路A21に電流が流れるからである。さらにスイッチング素子Tv1の導通によってもコンデンサCby1に蓄えられた電荷を用いてコンデンサCbx1を充電できる。スイッチング素子Tv1の導通によって、コンデンサCbv1とダイオードDbx12とコンデンサCbx1とスイッチング素子Tv1とからなる経路A22に電流が流れるからである。
以上のように、スイッチング素子Tu1,Tv1の少なくともいずれか一方を導通させればコンデンサCbx1が充電される。したがって、通常運転において、コンデンサCbx1が充電される機会が増える。換言すると、スイッチング素子Tu1,Tv1の導通/非導通の状態の影響が平均化され、コンデンサCbx1の両端電圧を安定化することができる。
なお、図18の例示では、コンデンサCbx1の高電位側の一端がそれぞれダイオードDbx11,Dbx12を介して2つのコンデンサCbu1,Cbv1に接続されているが、これに限らず、それぞれダイオードを介して3つのコンデンサCbu1,Cbv1,Cbw1に接続されていてもよい。またコンデンサCbu1,Cbv1からそれぞれダイオードを介してコンデンサCbx2を充電しても良い。
図19に例示する電力変換装置は、コンデンサCbr2の接続先という観点で図2に例示する電力変換装置と相違する。なお図19においては、コンバータ1の2つのスイッチングレグについてのみ示している。
図19の例示では、コンデンサCbr2の高電位側の一端はそれぞれダイオードDbr21,Dbr22を介してコンデンサCbr1,Cbs1の高電位側の一端にそれぞれ接続されている。ダイオードDbr21,Dbr22はそれぞれカソードをコンデンサCbr2に向けて配置される。ダイオードDbr21,Dbr22はそれぞれコンデンサCbr2がコンデンサCbr1,Cbs1側へと放電することを防止する。
かかる電力変換装置によれば、スイッチング素子Tr1の導通によってコンデンサCbr1,Cbs1に蓄えられた電荷を用いてコンデンサCbr2を充電できる。スイッチング素子Tr1の導通によって、コンデンサCbr1とダイオードDbr21とコンデンサCbr2とダイオードDr1とスイッチング素子Tr1とからなる経路A23と、コンデンサCbs1とダイオードDbr22とコンデンサCbr2とダイオードDr1とスイッチング素子Tr1とからなる経路A24とに電流が流れるからである。なお、スイッチング素子Ts1と直流電源線LHとの間にダイオードDs1が設けられると経路A24の電流を阻害するので、ダイオードDs1はスイッチング素子Ts1よりも入力端Ps側に設けられる。
以上のように、スイッチング素子Tr1を導通させればコンデンサCbr1,Cbs1を用いてコンデンサCbr2が充電される。したがって、一つのコンデンサCbr1を用いてコンデンサCbr2の充電する場合と比して、コンデンサCbr1から失われる電荷の量を低減できる。またコンデンサCbr1,Cbs1の両端電圧を平均化することができる。
なお、図19の例示では、コンデンサCbr2の高電位側の一端がそれぞれダイオードDbr21,Dbr22を介して2つのコンデンサCbr1,Cbs1に接続されているが、これに限らず、それぞれダイオードを介して3つのコンデンサCbr1,Cbs1,Cbt1に接続されていてもよい。
なお第5の実施の形態を他の電力変換装置に適用してもよい。
なお、上述したいずれのコンデンサも、スイッチング素子の動作電源として電荷を蓄えられるものであれば良いので、コンデンサの形態に限るものではない。
また上述したいずれのスイッチング素子も、絶縁ゲートバイポーラトランジスタに限る必要はなく、例えばバイポーラトランジスタや電界効果トランジスタ等の異なる構造を持つ素子であっても良い。例えば電界効果トランジスタの場合には、第1電極はソース電極に相当し、第2電極はドレイン電極に相当する。またスイッチング素子とダイオードの並列回路は、寄生ダイオードのあるMOSFETや逆導通IGBT等の逆導通素子で構成してもよい。
また交流電圧に依存したコンデンサの両端電圧の変動は、必ずしも上述した経路に電流が流れることを要さない。直流電源線LHの電位に対する入力端Pxの変動によってコンデンサの両端電圧は変動し得る。
なお、コンデンサの充電経路に抵抗等を挿入し、充電時電流を制限しても良い。
Cbx1,Cbx2,Cby1 コンデンサ
Dbx1,Dbx2,Dby1,Dx1 ダイオード
Ed 直流電源
LH,LL 直流電源線
Pr,Ps,Pt 入力端
Pu,Pv,Pw 出力端
VAx1,VAx2,VAy1 電圧調整部
Dbx1,Dbx2,Dby1,Dx1 ダイオード
Ed 直流電源
LH,LL 直流電源線
Pr,Ps,Pt 入力端
Pu,Pv,Pw 出力端
VAx1,VAx2,VAy1 電圧調整部
Claims (10)
- 第1の電源線(LH)と、
前記第1の電源線よりも低い電位が印加される第2の電源線(LL)と、
交流電源が接続される複数の入力端(Px)と、
一の前記複数の入力端と前記第1及び前記第2の電源線の少なくともいずれか一方とを接続/非接続する第1のスイッチング素子(Tr2,Tr,Tr12)と、
前記第1及び前記第2の電源線の間に設けられる第2のスイッチング素子(Tr1,Tu1,Tr11,Ty1)と、
直流電圧を支持する両端を有し、前記第1または前記第2の電源線側で前記第2のスイッチング素子と接続され、前記第2のスイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源となる電源供給部(Cbr1,Cbu1,Cbr11,Cby1)と、
前記第1のスイッチング素子と前記一の前記複数の入力端との間の点に接続される一端と、前記電源供給部の高電位側の一端とに接続される他端とを有し、前記第1のスイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源となるコンデンサ(Cbr2,Cbr,Cbr12)と、
前記コンデンサの両端電圧を調整する電圧調整部(CCr)と
を備える、電力変換装置。 - 前記第1のスイッチング素子(Tr2)は前記一の前記複数の入力端(Pr)と前記第2の電源線(LL)との間に接続され、
前記第2のスイッチング素子(Tr1)は前記一の前記複数の入力端と前記第1の電源線(LH)との間に接続され、前記第1の電源線側で前記電源供給部(Cbr1)の低電位側の一端に接続される、請求項1に記載の電力変換装置。 - 前記一の前記複数の入力端(Pr)側で前記第1のスイッチング素子(Tr21)と直列に接続される第3のスイッチング素子(Tr22)と、
アノードを前記第2の電源線に向けて前記第3のスイッチング素子と並列に接続される第1のダイオード(Dr21)と、
カソードを前記第2の電源線に向けて前記第1のスイッチング素子と並列に接続される第2のダイオード(Dr22)と
を備え、
前記コンデンサ(Cbr2)の前記一端は前記第1及び前記第3のスイッチング素子との間に接続されて、前記第1及び前記第3のスイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源として機能する、請求項2に記載の電力変換装置。 - 前記電源供給部(Cbr1)の前記高電位側の一端と前記コンデンサ(Cbr2)の前記他端との間で、カソードを前記コンデンサに向けて設けられる第3のダイオード(Dbr2)を更に備える、請求項2又は3に記載の電力変換装置。
- 出力端(Py)と第3のスイッチング素子(Tr1)とダイオード(Dbr2)とを備え、
前記第1のスイッチング素子(Tr2)は前記一の前記複数の入力端(Pr)と前記第2の電源線(LL)との間に接続され、前記第3のスイッチング素子は前記一の前記複数の入力端(Pr)と前記第1の電源線(LH)との間に接続され、
前記第2のスイッチング素子(Ty1)は前記第1の電源線と前記出力端との間に接続され、前記第2の電源線側で前記電源供給部(Cby1)の低電位側の一端に接続され、
前記ダイオードは、前記電源供給部の前記高電位側の一端と前記コンデンサの前記他端との間でカソードを前記コンデンサに向けて設けられる、請求項1に記載の電力変換装置。 - 出力端(Py)と、
前記第1の電源線(LH)と前記第1のスイッチング素子(Tr)との間でカソードを前記第1の電源線に向けて設けられる第1ダイオード(Dr1)と、
前記第2の電源線(LL)と前記第1のスイッチング素子との間でアノードを前記第2の電源線に向けて設けられる第2ダイオード(Dr2)と、
カソードが前記一の前記複数の入力端(Pr)にアノードが前記第1ダイオードのアノードにそれぞれ接続される第3ダイオード(Dr3)と、
アノードが前記一の前記複数の入力端にカソードが前記第2ダイオードのカソードにそれぞれ接続される第4ダイオード(Dr4)と、
前記電源供給部(Cby1)の前記高電位側の一端と前記コンデンサ(Cbr)の前記他端との間でカソードを前記コンデンサに向けて設けられる第5ダイオード(Dbr)と
を備え、
前記第2のスイッチング素子(Ty1)は前記第1の電源線(LH)と前記出力端との間に接続され、前記出力端側で前記電源供給部(Cby1)の低電位側の一端に接続される、請求項1に記載の電力変換装置。 - 第1乃至第2のダイオードを備え、
前記第2のスイッチング素子(Tr11)は、前記一の前記複数の入力端(Pr)と前記第1の電源線(LH)との間で前記第1のダイオード(Dr11)と直列に接続され、前記第1のダイオードはカソードを前記第1の電源線側に向けて配置され、
前記第1のスイッチング素子(Tr12)は、前記一の前記複数の入力端(Pr)と前記第1の電源線(LH)との間で前記第2のダイオード(Dr12)と直列に接続され、前記第2のダイオードはカソードを前記一の前記複数の入力端に向けて配置され、
前記第2のスイッチング素子と前記第1のダイオードとの直列体と、前記第1のスイッチング素子および前記第2のダイオードとの直列体とが相互に並列に接続され、
前記電源供給部(Cbr11)の前記低電位側の一端は前記第1の電源線(LH)側で前記第2のスイッチング素子に接続される、請求項1に記載の電力変換装置。 - 前記電源供給部(Cbr11)の前記高電位側の一端と前記コンデンサ(Cbr12)の他端との間で、カソードを前記コンデンサに向けて設けられる第3のダイオード(Dbr12)を更に備える、請求項7に記載の電力変換装置。
- 複数の出力端(Pu,Pv,Pw)と、第6及び第7のダイオードとを備え、
前記第2スイッチング素子(Tu1,Tv1,Tw1)と前記電源供給部(Cbu1,Cbv1,Cbw1)とは複数あって、
前記複数の第2スイッチング素子の各々は前記複数の出力端の各々と前記第1の電源線(LH)との間に設けられ、
前記第6のダイオード(Dbr2)は一の前記複数の電源供給部(Cbu1)の他端と前記コンデンサ(Cbr2)の他端との間に設けられ、
前記第7のダイオードは他の一の前記複数の電源供給部(Cbv1)の他端と前記コンデンサの他端との間で、カソードを前記コンデンサに向けて設けられる、請求項1,5及び6のいずれか一つに記載の電力変換装置。 - 第3及び第4のダイオードを備え、
前記第2スイッチング素子(Tr1,Ts1,Tw1)と前記電源供給部(Cbr1,Cbs1,Cbt1)とは複数あって、
前記複数の第2スイッチング素子の各々は前記複数の入力端(Pr,Ps,Pt)の各々と前記第1の電源(LH)との間に設けられ、
前記第3のダイオード(Dbr2)は一の前記複数の電源供給部(Cbu1)の他端と前記コンデンサ(Cbr2)の他端との間に設けられ、
前記第4のダイオードは他の一の前記複数の電源供給部(Cbv1)の他端と前記コンデンサの他端との間で、カソードを前記コンデンサに向けて設けられる、請求項2又は3に記載の電力変換装置。
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