JP4735761B1 - 電力変換装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】コンバータのスイッチング素子の動作電源の電圧変動を抑制する電力変換装置を提供する。
【解決手段】スイッチング素子Ｔｒ２は入力端Ｐｒと電源線ＬＨ，ＬＬの少なくともいずれか一方とを接続／非接続する。スイッチング素子Ｔｒ１は電源線ＬＨ，ＬＬの間に設けられる。電源供給部Ｃｂｒ１の低電位側の一端は電源線ＬＨ，ＬＬの何れかの側でスイッチング素子と接続される。コンデンサＣｂｒ２の一端はスイッチング素子Ｔｒ１と入力端Ｐｒとの間に接続される。コンデンサＣｂｒ２の他端は電源供給部Ｃｂｒ１の高電位側の一端と接続される。コンデンサＣｂｒ２と電源供給部Ｃｂｒ１とはそれぞれスイッチング素子Ｔｒ２，Ｔｒ１へとスイッチ信号を出力するための動作電源となる。電圧調整部ＣＣｒはコンデンサＣｂｒ２の両端電圧を維持する。
【選択図】図２

Description

本発明は電力変換装置に関し、特にスイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源に関する。
特許文献１にはインバータが記載されている。インバータは２つの直流電源線の間で相互に直列接続される上側スイッチング素子及び下側スイッチング素子を有する。上側スイッチング素子にはスイッチ信号を与えるための第１内部制御回路が接続され、下側スイッチング素子にはスイッチ信号を与えるための第２内部制御回路が接続される。
第２内部制御回路には直流電源が動作電源として供給される。第１内部制御回路にはコンデンサの両端電圧が動作電源として供給される。コンデンサの高電位側の一端と、直流電源の高電位側の一端との間にはダイオードが接続されている。ダイオードはそのアノードを直流電源に向けて配置される。
かかる構成において、コンデンサは下側スイッチング素子の導通により直流電源を電源として充電される。
また本発明に関連する技術として、特許文献２，３が開示されている。
特開平７−２５０４８５号公報 特許第４１５８７１５号 特開２００７−２９５６８６号公報
しかしながら、特許文献１ではコンバータのスイッチング素子について動作電源の記載がない。しかも、コンバータには交流電源が入力されるところ、これに起因した動作電源の電圧変動という特有の問題も生じる。
そこで、本発明は、コンバータのスイッチング素子の動作電源の電圧変動を抑制する電力変換装置を提供することを目的とする。
本発明にかかる電力変換装置の第１の態様は、第１の電源線(LH)と、前記第１の電源線よりも低い電位が印加される第２の電源線(LL)と、交流電源が接続される複数の入力端(Px)と、一の前記複数の入力端と前記第１及び前記第２の電源線の少なくともいずれか一方とを接続／非接続する第１のスイッチング素子(Tr2,Tr,Tr12)と、前記第１及び前記第２の電源線の間に設けられる第２のスイッチング素子（Tr1,Tu1,Tr11,Ty1）と、直流電圧を支持する両端を有し、前記第１または前記第２の電源線側で前記第２のスイッチング素子と接続され、前記第２のスイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源となる電源供給部(Cbr1,Cbu1,Cbr11,Cby1)と、前記第１のスイッチング素子と前記一の前記複数の入力端との間の点に接続される一端と、前記電源供給部の高電位側の一端とに接続される他端とを有し、前記第１のスイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源となるコンデンサ(Cbr2,Cbr,Cbr12)と、前記コンデンサの両端電圧を調整する電圧調整部(CCr)とを備える。
本発明にかかる電力変換装置の第２の態様は、第１の態様にかかる電力変換装置であって、前記第１のスイッチング素子(Tr2)は前記一の前記複数の入力端(Pr)と前記第２の電源線(LL)との間に接続され、前記第２のスイッチング素子(Tr1)は前記一の前記複数の入力端と前記第１の電源線(LH)との間に接続され、前記第１の電源線側で前記電源供給部(Cbr1)の低電位側の一端に接続される。
本発明にかかる電力変換装置の第３の態様は、第２の態様にかかる電力変換装置であって、前記一の前記複数の入力端(Pr)側で前記第１のスイッチング素子(Tr21)と直列に接続される第３のスイッチング素子(Tr22)と、アノードを前記第２の電源線に向けて前記第３のスイッチング素子と並列に接続される第１のダイオード(Dr21)と、カソードを前記第２の電源線に向けて前記第１のスイッチング素子と並列に接続される第２のダイオード(Dr22)とを備え、前記コンデンサ(Cbr2)の前記一端は前記第１及び前記第３のスイッチング素子との間に接続されて、前記第１及び前記第３のスイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源として機能する。
本発明にかかる電力変換装置の第４の態様は、第２又は第３の態様にかかる電力変換装置であって、前記電源供給部(Cbr1)の前記高電位側の一端と前記コンデンサ(Cbr2)の前記他端との間で、カソードを前記コンデンサに向けて設けられる第３のダイオード(Dbr2)を更に備える。
本発明にかかる電力変換装置の第５の態様は、第１の態様にかかる電力変換装置であって、出力端(Py)と第３のスイッチング素子(Tr1)とダイオード(Dbr2)とを備え、前記第１のスイッチング素子(Tr2)は前記一の前記複数の入力端(Pr)と前記第２の電源線(LL)との間に接続され、前記第３のスイッチング素子は前記一の前記複数の入力端(Pr)と前記第１の電源線(LH)との間に接続され、前記第２のスイッチング素子(Ty1)は前記第１の電源線と前記出力端との間に接続され、前記第２の電源線側で前記電源供給部(Cby1)の低電位側の一端に接続され、前記ダイオードは、前記電源供給部の前記高電位側の一端と前記コンデンサの前記他端との間でカソードを前記コンデンサに向けて設けられる。
本発明にかかる電力変換装置の第６の態様は、第１の態様にかかる電力変換装置であって、出力端(Py)と、前記第１の電源線(LH)と前記第１のスイッチング素子(Tr)との間でカソードを前記第１の電源線に向けて設けられる第１ダイオード(Dr1)と、前記第２の電源線(LL)と前記第１のスイッチング素子との間でアノードを前記第２の電源線に向けて設けられる第２ダイオード(Dr2)と、カソードが前記一の前記複数の入力端(Pr)にアノードが前記第１ダイオードのアノードにそれぞれ接続される第３ダイオード(Dr3)と、アノードが前記一の前記複数の入力端にカソードが前記第２ダイオードのカソードにそれぞれ接続される第４ダイオード(Dr4)と、前記電源供給部(Cby1)の前記高電位側の一端と前記コンデンサ(Cbr)の前記他端との間でカソードを前記コンデンサに向けて設けられる第５ダイオード（Dbr）とを備え、前記第２のスイッチング素子(Ty1)は前記第１の電源線(LH)と前記出力端との間に接続され、前記出力端側で前記電源供給部(Cby1)の低電位側の一端に接続される。
本発明にかかる電力変換装置の第７の態様は、第１の態様にかかる電力変換装置であって、第１乃至第２のダイオードを備え、前記第２のスイッチング素子(Tr11)は、前記一の前記複数の入力端(Pr)と前記第１の電源線(LH)との間で前記第１のダイオード(Dr11)と直列に接続され、前記第１のダイオードはカソードを前記第１の電源線側に向けて配置され、前記第１のスイッチング素子(Tr12)は、前記一の前記複数の入力端(Pr)と前記第１の電源線(LH)との間で前記第２のダイオード(Dr12)と直列に接続され、前記第２のダイオードはカソードを前記一の前記複数の入力端に向けて配置され、前記第２のスイッチング素子と前記第１のダイオードとの直列体と、前記第１のスイッチング素子および前記第２のダイオードとの直列体とが相互に並列に接続され、前記電源供給部(Cbr11)の前記低電位側の一端は前記第１の電源線(LH)側で前記第２のスイッチング素子に接続される。
本発明にかかる電力変換装置の第８の態様は、第７の態様にかかる電力変換装置であって、前記電源供給部(Cbr11)の前記高電位側の一端と前記コンデンサ(Cbr12)の他端との間で、カソードを前記コンデンサに向けて設けられる第３のダイオード(Dbr12)を更に備える。
本発明にかかる電力変換装置の第９の態様は、第１、第５及び第６の何れか一つの態様にかかる電力変換装置であって、複数の出力端(Pu,Pv,Pw)と、第６及び第７のダイオードとを備え、前記第２スイッチング素子(Tu1,Tv1,Tw1)と前記電源供給部(Cbu1,Cbv1,Cbw1)とは複数あって、前記複数の第２スイッチング素子の各々は前記複数の出力端の各々と前記第１の電源線(LH)との間に設けられ、前記第６のダイオード(Dbr2)は一の前記複数の電源供給部(Cbu1)の他端と前記コンデンサ(Cbr2)の他端との間に設けられ、前記第７のダイオードは他の一の前記複数の電源供給部(Cbv1)の他端と前記コンデンサの他端との間で、カソードを前記コンデンサに向けて設けられる。
本発明にかかる電力変換装置の第１０の態様は、第２又は第３の態様にかかる電力変換装置であって、第３及び第４のダイオードを備え、前記第２スイッチング素子(Tr1,Ts1,Tw1)と前記電源供給部(Cbr1,Cbs1,Cbt1)とは複数あって、前記複数の第２スイッチング素子の各々は前記複数の入力端(Pr,Ps,Pt)の各々と前記第１の電源(LH)との間に設けられ、前記第３のダイオード(Dbr2)は一の前記複数の電源供給部(Cbu1)の他端と前記コンデンサ(Cbr2)の他端との間に設けられ、前記第４のダイオードは他の一の前記複数の電源供給部(Cbv1)の他端と前記コンデンサの他端との間で、カソードを前記コンデンサに向けて設けられる。
本発明にかかる電力変換装置の第１の態様によれば、第１の電源線に印加される電位に対して、一の入力端に印加される電位が変動するところ、かかる変動に依存してコンデンサの両端電圧が変動し得る。しかるに、電圧調整部がコンデンサの両端電圧を維持するので、かかる変動を回避できる。
本発明にかかる電力変換装置の第２の態様によれば、第１及び第２のスイッチング素子をコンバータの構成要素として機能させることができる。
本発明にかかる電力変換装置の第４の態様によれば、第１及び第３のスイッチング素子が双方向スイッチを構成する。しかも、コンデンサが第１及び第３のスイッチング素子の動作電源として機能するので、各々にコンデンサが設けられる場合に比してその個数を提言できる。
本発明にかかる電力変換装置の第３，８の態様によれば、ダイオードはコンデンサが電源供給部側へと放電することを阻害する。よって例えば電源異常などによってコンデンサの他端の電位が電力変換部の高電位側の一端の電位よりも高くなっても、コンデンサの放電を防止できる。
本発明にかかる電力変換装置の第５の態様によれば、第１及び第３のスイッチング素子をコンバータの構成要素として機能させることができ、第２のスイッチング素子をインバータの構成要素として機能させることができる。しかもダイオードはコンデンサが電源供給部側へと放電することを阻害する。よってコンデンサの不要な放電を防止できる。
本発明にかかる電力変換装置の第６の態様によれば、一の入力端を第１及び第２の電源線と選択的に接続する第１のスイッチング素子をコンバータの構成要素として機能させ、第２のスイッチング素子をインバータとして機能させることができる。しかも第５のダイオードはコンデンサが電源供給部側へと放電することを阻害する。よってコンデンサの不要な放電を防止できる。
本発明にかかる電力変換装置の第７の態様によれば、第１及び第２のスイッチング素子及び第１及び第２のダイオードを双方向スイッチング素子として機能させることができる。ひいては入力端側に回生可能なコンバータの実現に寄与する。
本発明にかかる電力変換装置の第９の態様によれば、通常運転においてコンデンサの両端電圧を安定化することができる。
本発明にかかる電力変換装置の第１０の態様によれば、通常運転において一の電源供給部と他の一の電源供給部との電圧を平均化することができる。
電力変換装置の概念的な構成の一例を示す図である。 コンバータの概念的な構成の一例を示す図である。 三相交流電源とコンバータのスイッチングの一例を示す図である。 等価回路を示す図である。 電力変換装置の概念的な構成の一例を示す図である。 コンバータの概念的な構成の一例を示す図である。 コンバータの概念的な構成の一例を示す図である。 コンバータの概念的な構成の一例を示す図である。 電力変換装置の概念的な構成の一例を示す図である。 等価回路を示す図である。 電力変換装置の概念的な構成の一例を示す図である。 電力変換装置の概念的な構成の一例を示す図である。 等価回路を示す図である。 電力変換装置の概念的な構成の一例を示す図である。 電力変換装置の概念的な構成の一例を示す図である。 コンバータの概念的な構成の一例を示す図である。 等価回路を示す図である。 電力変換装置の概念的な構成の一例を示す図である。 電力変換装置の概念的な構成の一例を示す図である。
第１の実施の形態．
＜電力変換装置の一例＞
図１に例示するように、本電力変換装置はコンバータ１とクランプ回路２とインバータ３とを備えている。但し、ここではクランプ回路２とインバータ３とは必須の要件ではない。
コンバータ１には入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔが接続される。コンバータ１は入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔに印加される三相交流電圧を直流電圧に変換し、これを直流電源線ＬＨ，ＬＬに印加する。より具体的な構成について説明すると、コンバータ１は３つのｒ，ｓ，ｔ相についてのスイッチングレグを有している。ｒ相のスイッチングレグは一対のスイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ２とダイオードＤｒ１，Ｄｒ２とを有している。ｓ相のスイッチングレグは一対のスイッチング素子Ｔｓ１，Ｔｓ２とダイオードＤｓ１，Ｄｓ２とを有している。ｔ相のスイッチングレグは一対のスイッチング素子Ｔｔ１，Ｔｔ２とダイオードＤｔ１，Ｄｔ２とを有している。この３つのスイッチングレグは直流電源線ＬＨ，ＬＬの間で相互に並列接続される。なお、ここで入力端とは電力変換装置に対する電気エネルギーの入力端を意味しており、入力を三相交流電源に限定するものではない。
スイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｘ２（但し、ｘはｒ，ｓ，ｔを代表する）第１ないし第３電極を有している。スイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｘ２は第１電極と第２電極との間を流れる電流を導通／非導通する。第３電極には、スイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｘ２の導通／非導通を制御するためのスイッチ信号（電圧信号や電流信号）が印加される。なお第１電極は上記スイッチ信号の基準（例えば電圧信号であれば基準電位）となる制御基準電極としても機能する。スイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｘ２は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタである。絶縁ゲートバイポーラトランジスタにおいては、第１ないし第３電極はそれぞれエミッタ電極、コレクタ電極、ゲート電極である。この点は他の後述するスイッチング素子にも適用される。
スイッチング素子Ｔｘ１とダイオードＤｘ１とは直流電源線ＬＨと入力端Ｐｘとの間で互いに直列接続される。スイッチング素子Ｔｘ１はそのエミッタ電極を直流電源線ＬＨ側に向けて配置され、ダイオードＤｘ１はそのアノードを入力端Ｐｘ側に向けて配置される。スイッチング素子Ｔｘ１は不図示の制御部によって制御されて入力端Ｐｘと直流電源線ＬＨを接続／非接続する。スイッチング素子Ｔｘ２とダイオードＤｘ２とは直流電源線ＬＬと入力端Ｐｘとの間で互いに直列接続される。スイッチング素子Ｔｘ２はそのエミッタ電極を入力端Ｐｘ側に向けて配置され、ダイオードＤｘ２はそのアノードを直流電源線ＬＬ側に向けて配置される。スイッチング素子Ｔｘ２は不図示の制御部によって制御されて入力端Ｐｘと直流電源線ＬＬとを接続／非接続する。
かかるスイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｘ２へとスイッチ信号が与えられて、コンバータ１は三相交流電圧を直流電圧に変換する。これにより、直流電源線ＬＨには直流電源線ＬＬよりも高い電位が印加される。なお、ダイオードＤｘ１，Ｄｘ２はコンバータとしての逆阻止能力を発揮する。換言すれば、コンバータ１は電流形コンバータとして機能する。
インバータ３は直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧を交流電圧に変換して負荷４（例えばモータ）へと印加する。なお、図１の例示では、負荷４が抵抗とリアクトルの直列体を有する誘導性負荷として描画されている。
インバータ３は３つのｕ，ｖ，ｗ相についてのスイッチングレグを有している。ｕ相のスイッチングレグはスイッチング素子Ｔｕ１，Ｔｕ２とダイオードＤｕ１，Ｄｕ２とを有している。ｖ相のスイッチングレグはスイッチング素子Ｔｖ１，Ｔｖ２とダイオードＤｖ１，Ｄｖ２とを有している。ｗ相のスイッチングレグはスイッチング素子Ｔｗ１，Ｔｗ２とダイオードＤｗ１，Ｄｗ２とを有している。この３つのスイッチングレグは直流電源線ＬＨ，ＬＬの間で相互に並列接続される。
スイッチング素子Ｔｙ１，Ｔｙ２（但し、ｙはｕ，ｖ，ｗを代表する）は、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタである。スイッチング素子Ｔｙ１，Ｔｙ２は直流電源線ＬＨ，ＬＬの間で相互に直列接続される。スイッチング素子Ｔｙ１，Ｔｙ２のいずれもが、エミッタ電極を直流電源線ＬＬ側に向けて配置される。ダイオードＤｙ１，Ｄｙ２はそれぞれスイッチング素子Ｔｙ１，Ｔｙ２に並列接続される。ダイオードＤｙ１，Ｄｙ２のいずれもが、アノードを直流電源線ＬＬ側に向けて配置される。
スイッチング素子Ｔｙ１，Ｔｙ２の間に設けられた出力端Ｐｙは負荷４に接続される。スイッチング素子Ｔｙ１，Ｔｙ２はそれぞれ不図示の制御部によって制御される。
かかるスイッチング素子Ｔｙ１，Ｔｙ２へとスイッチ信号が与えられて、インバータ３は直流電圧を交流電圧に変換する。ダイオードＤｙ１，Ｄｙ２はそれぞれスイッチング素子Ｔｙ１，Ｔｙ２へと逆電流が流れることを防止し、またそれぞれスイッチング素子Ｔｙ１，Ｔｙ２へと逆電圧が印加されることを防止する。
クランプ回路２はスイッチング素子Ｓ１とダイオードＤ１とコンデンサＣ１とを備えている。ダイオードＤ１とコンデンサＣ１とは直流電源線ＬＨ，ＬＬの間で相互に直列接続される。ダイオードＤ１はそのアノードを直流電源線ＬＨ側に向けて配置される。スイッチング素子Ｓ１は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタであって、ダイオードＤ１に並列に接続される。スイッチング素子Ｓ１はそのエミッタ電極を直流電源線ＬＨ側に向けて配置される。
かかるクランプ回路２によれば、インバータ３からの回生エネルギーをコンデンサＣ１で吸収することができる。また、クランプ回路２は、スイッチングによる直流電源線ＬＨ，ＬＬ間の電圧上昇を吸収する、スナバ回路の効果も同時に併せ持つ。
またダイオードＤ１の整流機能により、コンデンサＣ１は直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の電圧の最大値にクランプされ、また、スイッチング素子Ｓ１が非導通であればコンデンサＣ１からインバータ３へと電圧が供給されることはない。よって、コンデンサが充電され、スイッチング素子Ｓ１が非導通であるときには、クランプ回路２は等価的に無視できる。したがってコンバータ１とインバータ３とを、直流電源線ＬＨ，ＬＬに平滑コンデンサ等の電力蓄積手段を有さない直接形電力変換装置として機能させることができる。一方、スイッチング素子Ｓ１へとスイッチ信号が与えられてこれが導通すると、コンデンサＣ１からインバータ３へと直流電圧を供給することができる。よって回生エネルギーを有効に利用することができる。なお、コンデンサＣ１は回生エネルギーを吸収する機能を有していればよいので、いわゆる平滑コンデンサほどの静電容量を必要とせず、小型のコンデンサを採用できる。
なお、クランプ回路２は、負荷４が誘導性負荷でなければ、設けられていなくても構わないが、実際の電力変換装置では配線にインダクタンスが存在するため、設けた方が望ましい。
＜コンバータ１の動作電源＞
次に、図２の例示を参照して、スイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｘ２へとスイッチ信号を出力するための動作電源について説明する。なお、図２の例示では、クランプ回路２およびインバータ３の図示を省略し、また代表的にスイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ２の動作電源のみを図示している。
コンバータ１はスイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ２をそれぞれ駆動するドライブ回路ＤＲｒ１，ＤＲｒ２と、レベルシフト回路ＬＳｒ１，ＬＳｒ２と、コンデンサＣｂｒ１，Ｃｂｒ２と、ダイオードＤｂｒ２と、電圧調整部ＣＣｒとを有している。
ドライブ回路ＤＲｒ１，ＤＲｒ２はそれぞれスイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ２のゲート電極に接続される。図２の例示では、ドライブ回路ＤＲｒ１はコンデンサＣｂｒ１から動作電源が供給される。コンデンサＣｂｒ１の一端は、スイッチング素子Ｔｒ１のエミッタ電極と、ドライブ回路ＤＲｒ１とに接続される。コンデンサＣｂｒ１の他端はドライブ回路ＤＲｒ１に接続される。なお、この内容は、コンデンサＣｂｒ１が当該一端と当該他端との間で直流電圧を支持して、スイッチング素子Ｔｒ１へとスイッチ信号を出力するための動作電源として機能する、と把握できる。また他のコンデンサも同様に把握されるので、以下において重畳する説明は省略する。
コンデンサＣｂｒ１は、後述する方法或いは任意の方法によって、他端側を高電位として充電される。なお、コンデンサＣｂｒ１の替わりに直流電源が設けられてこの直流電源がスイッチング素子Ｔｒ１の動作電源として機能してもよい。
ドライブ回路ＤＲｒ２はコンデンサＣｂｒ２の両端電圧が、電圧調整部ＣＣｒを介して動作電源として供給される。コンデンサＣｂｒ２の一端はスイッチング素子Ｔｒ２のエミッタ電極（即ち、スイッチング素子Ｔｒ２と入力端Ｐｒとの間の点）と、ドライブ回路ＤＲｒ２とに接続される。コンデンサＣｂｒ２の他端は電圧調整部ＣＣｒに接続される。
電圧調整部ＣＣｒはコンデンサＣｂｒ２の両端電圧を調整し、ドライブ回路ＤＲｒ２に接続される。例えば電圧調整部ＣＣｒはクランプ回路である。
ダイオードＤｂｒ２はコンデンサＣｂｒ２の他端とコンデンサＣｂｒ１の他端（即ち高電位側の一端）との間に接続される。ダイオードＤｂｒ２はアノードをコンデンサＣｂｒ１側に向けて配置される。ダイオードＤｂｒ２はコンデンサＣｂｒ２がコンデンサＣｂｒ１側へと放電することを防止する。
なお、後に述べるコンバータ１の通常運転から理解できるように、直流電源線ＬＨに印加される電位は入力端Ｐｒに印加される相電圧Ｖｒ以上である。よってコンデンサＣｂｒ１，Ｃｂｒ２の両端電圧が同程度であれば、コンデンサＣｂｒ１の高電位側の一端の電位はコンデンサＣｂｒ２の高電位側の一端の電位よりも大きい。したがって、コンバータ１の通常運転において理想的にはコンデンサＣｂｒ２はコンデンサＣｂｒ１側へと放電しない。よってダイオードＤｂｒ２は必須要件ではない。しかしながら、例えば電源異常などによってかかる放電が起こり得るので、ダイオードＤｂｒ２は設けられていることが望ましい。
またそれぞれスイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ２とは反対側でドライブ回路ＤＲｒ１，ＤＲｒ２にレベルシフト回路ＬＳｒ１，ＬＳｒ２が接続される。レベルシフト回路ＬＳｒ１，ＬＳｒ２は、例えば図示しない共通の制御回路により作成されたスイッチ信号の電位レベルをドライブ回路Ｄｒｙ１の電位に合わせて適切にシフトさせて、これらをそれぞれドライブ回路ＤＲｒ１，ＤＲｒ２へと与える。なお、後述する他のドライブ回路に接続されるレベルシフト回路についても同様であるので以下では詳細な説明は省略する。
＜コンデンサの充電動作＞
コンデンサＣｂｒ１は本電力変換装置の通常運転に先立って充電される。具体的な充電方法の一例は後述する。なお、コンデンサＣｂｒ１が直流電源に置き換わっている場合は、かかる充電は不要である。
コンデンサＣｂｒ２も電力変換装置の通常運転に先立って充電される。具体的にはスイッチング素子Ｔｒ１を導通させることでコンデンサＣｂｒ１に蓄えられた電荷を用いてコンデンサＣｂｒ２を充電することができる。スイッチング素子Ｔｒ１の導通によって、コンデンサＣｂｒ１とダイオードＤｂｒ２とコンデンサＣｂｒ２とスイッチング素子Ｔｒ１とからなる経路Ａ１に電流が流れるからである。かかる経路Ａ１は、スイッチング素子Ｔｒ１の導通により、コンデンサＣｂｒ１から入力端Ｐｒ，Ｐｓの両方を介さずにコンデンサＣｂｒ２に向かう方向にのみ電流が流れる経路であると、把握できる。このとき、入力端Ｐｒには電圧が印加されていないため、コンデンサＣｂｒ２の電位は、直流電源線ＬＨを基準電位として、コンデンサＣｂｒ１の電圧からダイオードＤｂｒ２，Ｄｒ１とスイッチング素子Ｔｒ１の電圧降下を減じた値となる。
なお、図２に例示するように、スイッチング素子Ｔｒ１の動作電源としてコンデンサＣｂｒ１が採用されていれば、コンデンサＣｂｒ１の充電後にコンデンサＣｂｒ２の充電が実行される。コンデンサＣｂｒ１の充電前にはスイッチング素子Ｔｒ１（より具体的にはドライブ回路ＤＲｒ１）へと動作電源を供給できず、これを導通させることができないからである。この点は、後述する他のコンデンサについても同様である。
以上のように、コンデンサＣｂｒ２は充電されて、スイッチング素子Ｔｒ２へとスイッチ信号を出力するための動作電源として機能する。したがってスイッチング素子Ｔｒ２について直流電源を設ける必要がなく、製造コストを低減できる。しかも、コンバータの通常運転において後述するようにトランジスタＴｒ１は導通するので、かかる通常運転中にもコンデンサＣｂｒ２は充電される。よってコンデンサＣｂｒ２が必要とする静電容量を低減できる。
＜コンバータ１の通常運転＞
入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔは三相交流電源と接続されて入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔには三相交流電圧が印加される。コンバータ１は通常運転において当該三相交流電圧を直流電圧に変換する。かかるコンバータ１において、直流電源線ＬＨに印加される電位に対して入力端Ｐｘに印加される電位が変動し、かかる変動に依存してコンデンサＣｂｘ２の電圧が変動し得る。かかる両端電圧の変動について、以下に具体的に説明する。なお他の電力変換装置で述べるコンデンサの両端電圧の変動も、直流電源線ＬＨに印加される電位に対する入力端Ｐｘの電位の変動に依って引き起こされる。
コンバータ１の通常運転においてスイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｘ２は例えば次のように制御される。即ち、スイッチング素子Ｔｘ１のいずれか一つと、これと対を成さないスイッチング素子Ｔｘ２のいずれか一つとの組が選択的に導通される。かかるスイッチングの一例が、図３に表として示されている。表の１行目には三相交流電圧に対応した各期間において常に導通させるスイッチング素子が示され、２行目には当該各期間で相互に排他的に導通させるスイッチング素子が示されている。例えば図３を参照して相電圧Ｖｓのみが正である期間ｔ１において、スイッチング素子Ｔｓ１を常に導通させ、スイッチング素子Ｔｒ２，Ｔｔ２を相互に排他的に交互に切り替えて導通させる。なお、以下では、代表的に期間ｔ１においてコンバータ１を流れる電流について考察する。
期間ｔ１において、スイッチング素子Ｔｓ１は導通している。かかる導通によってコンデンサＣｂｒ１からコンデンサＣｂｒ２へと入力端Ｐｒ，Ｐｓを経由して電流が流れ得る。この点について図４に示す等価回路を参照して説明する。
期間ｔ１において相電圧Ｖｒは負であるので入力端Ｐｒ側を低電位に向けた直流電源Ｅｒとして示されている。期間ｔ１において相電圧Ｖｓは正であるので入力端Ｐｓ側を高電位に向けた直流電源Ｅｓとして示されている。直流電源Ｅｒの高電位側の一端と直流電源Ｅｓの低電位側の一端（即ち相電圧Ｖｒ，Ｖｓの中性点）は互いに接続されている。なお直流電源Ｅｒ，Ｅｓの直流電圧をそれぞれＥｒ（＝−Ｖｒ），Ｅｓ（＝Ｖｓ）とも呼ぶ。直流電源Ｅｒの低電位側の一端は入力端Ｐｒを介してコンデンサＣｂｒ２の低電位側の一端に接続され、直流電源Ｅｓの高電位側の一端は入力端ＰｓとダイオードＤｓ１とスイッチング素子Ｔｓ１とを介してコンデンサＣｂｒ１の低電位側の一端に接続される。ダイオードＤｓ１はアノードを入力端Ｐｒ側に向けて配置される。コンデンサＣｂｒ１，Ｃｂｒ２の高電位側の一端同士の間にはダイオードＤｂｒ２が接続される。ダイオードＤｂｒ２はそのアノードをコンデンサＣｂｒ１側に向けて配置される。
上述した充電動作によって、コンデンサＣｂｒ１，Ｃｂｒ２の各両端電圧Ｖ１，Ｖ２は通常運転において初期的には互いに同程度である。一方、入力端Ｐｒから見た入力端Ｐｓの電位は（Ｅｒ＋Ｅｓ）となり、ダイオードＤｓ１とスイッチング素子Ｔｓ１の電圧降下を無視すれば、入力端Ｐｒから見たダイオードＤｂｒ２のアノードの電位（Ｅｒ＋Ｅｓ＋Ｖ１）はカソードの電位（Ｖ２）よりも大きい。したがって、ダイオードＤｂｒ２が導通する。かかる導通により、交流電源と入力端Ｐｒ，ＰｓとコンデンサＣｂｒ１，Ｃｂｒ２とスイッチング素子Ｔｓ１とダイオードＤｓ１，Ｄｂｒ２とからなる経路Ａ２に電流が流れる。なお、経路Ａ２はコンデンサＣｂｒ１から入力端Ｐｒ，Ｐｓを介してコンデンサＣｂｒ２へと電流が流れる経路と把握できる。
かかる電流によってコンデンサＣｂｒ２の両端電圧Ｖ２が線間電圧Ｖｒｓ（＝相電圧Ｖｓ−相電圧Ｖｒ＝Ｅｓ＋Ｅｒ）程度、増大し得る。相電圧Ｖｒ，Ｖｓは時間とともに変動し、これに応じて両端電圧Ｖ２は変動し得る。
本コンバータ１によれば電圧調整部ＣＣｒが両端電圧Ｖ２を調整する。したがって、通常運転において、三相交流電源の相電圧に依存したコンデンサＣｂｒ２の電圧変動を回避することができ、ドライブ回路ＤＲ２に安定した電圧を供給することができる。これにより、スイッチング素子のドライブ条件が均一化され、また、ドライブ回路が過電圧により破壊することもなくなる。
なお、図１，２の例示では、トランジスタＴｒ１，Ｔｓ１，Ｔｔ１のエミッタ電極が直流電源線ＬＨに直接に接続されている。よって、直流電源線ＬＨは、トランジスタＴｒ１，Ｔｓ１，Ｔｔ１の共通電位として機能させることができる。これにより、コンデンサＣｂｒ１はスイッチング素子Ｔｓ１，Ｔｔ１の動作電源としても機能させることができる。より詳細には、コンデンサＣｂｒ１がスイッチング素子Ｔｓ１，Ｔｔ１をそれぞれ駆動するドライブ回路（不図示）と接続される。コンデンサＣｂｒ１はこれらのドライブ回路へと動作電源を供給する。これによって、コンデンサの個数を低減することができる。
＜コンデンサＣｂｒ１の充電動作とスイッチング素子Ｔｙ１，Ｔｙ２の動作電源の一例＞
ここでは、コンデンサＣｂｒ１の充電動作の一例について説明する。図５を参照して、コンデンサＣｂｒ１をインバータ３のスイッチング素子の動作電源を用いて充電する技術について説明する。なお、図５においては、コンバータ１においてはｒ相のスイッチングレグのみを示し、インバータ３においては１相のスイッチングレグのみを示している。
インバータ３はドライブ回路ＤＲｙ１，ＤＲｙ２とコンデンサＣｂｙ１とレベルシフト回路ＬＳｙ１と直流電源ＥｄとダイオードＤｂｙ１とを有している。ドライブ回路ＤＲｙ１はスイッチング素子Ｔｙ１のゲート電極に接続されて、スイッチング素子Ｔｙ１を駆動する。レベルシフト回路ＬＳｙ１はドライブ回路ＤＲｙ１に接続される。
コンデンサＣｂｙ１の低電位側の一端がスイッチング素子Ｔｙ１のエミッタ電極と、ドライブ回路ＤＲｙ１とに接続され、その高電位側の一端がドライブ回路ＤＲｙ１に接続される。コンデンサＣｂｙ１はドライブ回路ＤＲｙ１の動作電源、即ちスイッチング素子Ｔｙ１へとスイッチ信号を出力するための動作電源として機能する。なお、コンデンサＣｂｙ１の替わりに直流電源が設けられていてもよい。コンデンサＣｂｙ１の充電については後に詳述する。
コンデンサＣｂｙ１，Ｃｂｒ１の高電位側の一端同士の間にはダイオードＤｂｒ１が設けられている。ダイオードＤｂｒ１はそのカソードをコンデンサＣｂｒ１に向けて配置される。ダイオードＤｂｒ１はコンデンサＣｂｒ１がコンデンサＣｂｙ１側へと放電することを防止する。
かかる構成において、スイッチング素子Ｔｙ１を導通させることで、コンデンサＣｂｙ１に蓄えられた電荷を用いてコンデンサＣｂｒ１を充電できる。かかる導通によって、コンデンサＣｂｙ１とダイオードＤｂｒ１とコンデンサＣｂｒ１とスイッチング素子Ｔｙ１とからなる経路Ａ３に電流が流れるからである。
またドライブ回路ＤＲｙ２はスイッチング素子Ｔｙ２のゲート電極に接続されて、スイッチング素子Ｔｙ２を駆動する。直流電源Ｅｄの低電位側の一端がスイッチング素子Ｔｙ２のエミッタ電極と、ドライブ回路ＤＲｙ２とに接続され、その高電位側の一端がドライブ回路ＤＲｙ２に接続される。直流電源Ｅｄはドライブ回路ＤＲｙ２の動作電源、即ちスイッチング素子Ｔｙ２へとスイッチ信号を出力するための動作電源として機能する。
直流電源Ｅｄの高電位側の一端とコンデンサＣｂｙ１の高電位側の一端の間にはダイオードＤｂｙ１が設けられている。ダイオードＤｂｙ１はそのカソードをコンデンサＣｂｒ１に向けて配置される。ダイオードＤｂｙ１はコンデンサＣｂｙ１が直流電源Ｅｄ側へと放電することを防止する。
かかる構成において、スイッチング素子Ｔｙ２を導通させることで、直流電源Ｅｄを電源としてコンデンサＣｂｙ１を充電できる。かかる導通によって、直流電源ＥｄとダイオードＤｂｙ１とコンデンサＣｂｙ１とスイッチング素子Ｔｙ１とからなる経路Ａ４に電流が流れるからである。
なお、ダイオードＤｂｒ１のアノードは直流電源Ｅｄの高電位側の一端に接続されてもよい。この場合であれば、コンデンサＣｂｒ１はスイッチング素子Ｔｙ１，Ｔｙ２の導通によって、直流電源Ｅｄを電源として充電されればよい。
また、コンデンサＣｂｒ１，Ｃｂｒ２はそれぞれコンデンサＣｂｙ１，Ｃｂｒ１に蓄えられた電荷を用いて充電されるので、かかる充電においてコンデンサＣｂｙ１，Ｃｂｒ１の両端電圧が低下する。よって、通常運転に先立つ充電動作において繰り返し各コンデンサを充電するとよい。
＜電力変換装置の他の一例＞
図６の例示では、ダイオードＤｂｒ２のアノードがコンデンサＣｂｓ１の高電位側の一端に接続されている。コンデンサＣｂｓ１の低電位側の一端は直流電源線ＬＨに直接に接続される。コンデンサＣｂｓ１はスイッチング素子Ｔｓ１へとスイッチ信号を出力するための動作電源として機能する。より詳細にはコンデンサＣｂｓ１の両端電圧がドライブ回路ＤＲｓ１に印加される。ドライブ回路ＤＲｓ１はスイッチング素子Ｔｓ１のゲート電極に接続されて、スイッチング素子Ｔｓ１を駆動する。ドライブ回路ＤＲｓ１にはレベルシフト回路ＬＳｓ１が接続される。なお、かかる構成では上述したように、コンデンサＣｂｓ１はスイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｔ１の動作電源として機能してもよい。
かかるコンバータ１の通常運転に先立つ充電動作において、スイッチング素子Ｔｒ１を導通させることで、コンデンサＣｂｓ１に蓄えられた電荷を用いてコンデンサＣｂｒ２を充電できる。かかる導通によって、コンデンサＣｂｓ１とダイオードＤｂｒ２とコンデンサＣｂｒ２とダイオードＤｒ１とスイッチング素子Ｔｒ１とからなる経路Ａ６に電流が流れるからである。なお、かかる経路Ａ６はスイッチング素子Ｔｒ１の導通により、コンデンサＣｂｒ１から入力端Ｐｒ，Ｐｓの両方を介さずにコンデンサＣｂｒ２に向かう方向にのみ電流が流れる経路である。
次に通常運転について説明する。代表的に図３の例示にかかる期間ｔ２において電力変換装置に流れる電流について説明する。期間ｔ２では相電圧Ｖｔのみが正であって、スイッチング素子Ｔｔ１が常に導通し，スイッチング素子Ｔｒ２，Ｔｓ２が相互に排他的に導通する。かかる期間ｔ２において、コンデンサＣｂｓ１からコンデンサＣｂｒ２へと電流が流れ得る。この点について図４の等価回路を参照して説明する。ただし図４の等価回路において、コンデンサＣｂｒ１をコンデンサＣｂｓ１と、入力端Ｐｓを入力端Ｐｔと、相電圧Ｖｓを相電圧Ｖｔと、直流電源Ｅｓを直流電源Ｅｔと、経路Ａ２を経路Ａ５とそれぞれ読み替えて把握する。
通常運転において初期的にはコンデンサＣｂｓ１の両端電圧Ｖ１とコンデンサＣｂｒ２の両端電圧Ｖ２とは互いに同程度である。期間ｔ２において相電圧Ｖｒは負であって、相電圧Ｖｔは正である。よって、スイッチング素子Ｔｔ１とダイオードＤｔ１，Ｄｂｒ２との電圧降下を無視すると、入力端Ｐｒから見たダイオードＤｂｒ２のアノードの電位（Ｅｒ＋Ｅｔ＋Ｖ１）はそのカソードの電位（Ｖ２）よりも高い。したがって、ダイオードＤｂｒ２が導通する。かかる導通により経路Ａ５を、コンデンサＣｂｓ１からコンデンサＣｂｒ２へと電流が流れる。これにより、コンデンサＣｂｒ２の両端電圧Ｖ２が変動し得る。なお、経路Ａ５はコンデンサＣｂｓ１から入力端Ｐｒ，Ｐｔを介してコンデンサＣｂｒ２へと電流が流れる経路と把握できる。
本電力変換装置によれば、電圧調整部ＣＣｒがコンデンサＣｂｒ２の両端電圧Ｖ１を調整するので、かかる変動を回避することができ、先に示した実施例と同様の効果を得ることができる。
なお、以下の説明において、通常運転に先立つ充電動作において説明する経路のいずれもが、スイッチング素子の導通によって第１コンデンサから第２コンデンサへと入力端を介さずに電流が流れる経路であると把握できる。また通常運転において説明する経路のいずれもが、少なくとも所定のスイッチング素子の導通によって、第１コンデンサから入力端を介して第２コンデンサへと電流が流れる経路であると把握できる。
＜電力変換装置の他の一例＞
図７に例示された電力変換装置は、コンバータ１の構成という点で図２に例示された電力変換装置と相違している。より具体的には、スイッチング素子Ｔｘ２とダイオードＤｘ２の替わりに、スイッチング素子Ｔｘ２１，Ｔｘ２２（但し、ｘはｒ，ｓ，ｔを代表する）とダイオードＤｘ２１，Ｄｘ２２が設けられている。
スイッチング素子Ｔｘ２１，Ｔｘ２２は第２電極から第１電極へと流れる電流のみを導通／非導通する片方向制御スイッチング素子である。例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタであれば、コレクタ電極からエミッタ電極へと流れる電流（いわゆる順方向の電流）のみを導通／非導通する。なお例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタでは第１電極（エミッタ電極）から第２電極（コレクタ電極）へと電流（いわゆる逆方向の電流）は流れない。このようなスイッチング素子を片方向導通スイッチング素子とも呼ぶ。一方、例えばＭＯＳ(Metal-Oxide-Semiconductor)電界効果トランジスタは構造的に逆方向導通の寄生ダイオードを有しているので、第１電極（ソース電極）から第２電極（ドレイン電極）へと電流が流れる。
スイッチング素子Ｔｘ２１，Ｔｘ２２は直流電源線ＬＬと入力端Ｐｘとの間で互いに直列接続されている。スイッチング素子Ｔｘ２１，Ｔｘ２２のエミッタ電極同士は互いに接続されている。ダイオードＤｘ２１はアノードを直流電源線ＬＬに向けてスイッチング素子Ｔｘ２２と並列に接続されている。ダイオードＤｘ２２はカソードを直流電源線ＬＬに向けてスイッチング素子Ｔｘ２１に並列に接続されている。
かかるコンバータ１によれば、スイッチング素子Ｔｘ１１，Ｔｘ１２とダイオードＤｘ１２，Ｄｘ２２が双方向スイッチを構成することができる。しかも、スイッチング素子Ｔｘ２１，Ｔｘ２２のエミッタ電極同士が互いに接続されている。したがって、図７に例示するように、スイッチング素子Ｔｘ２１，Ｔｘ２２の動作電源を共通化できる。以下、より詳細に、スイッチング素子Ｔｒ２１，Ｔｒ２２を例に挙げて、動作電源について説明する。
スイッチング素子Ｔｒ２１，Ｔｒ２２はドライブ回路ＤＲｒ２によって駆動される。ドライブ回路ＤＲｒ２はスイッチング素子Ｔｒ２１，Ｔｒ２２のゲート電極に共通して接続される。ドライブ回路ＤＲｒ２にはレベルシフト回路ＬＳｒ２が接続される。
ドライブ回路ＤＲｒ２にはコンデンサＣｂｒ２の両端電圧が電圧調整回路ＣＣｒを介して動作電源として供給される。コンデンサＣｂｒ２の一端はスイッチング素子Ｔｒ２１，Ｔｒ２２のエミッタ電極（即ち、ダイオードＤｒ２１を介した入力端Ｐｒとスイッチング素子Ｔｒ２１との間の点）とドライブ回路ＤＲｒ２とに接続される。コンデンサＣｂｒ２の他端は電圧調整回路ＣＣｒに接続される。
またコンデンサＣｂｒ２の他端はダイオードＤｂｒ２を介してコンデンサＣｂｒ１の高電位側の一端に接続される。ダイオードＤｂｒ２はそのカソードをコンデンサＣｂｒ２へと向けて設けられる。ダイオードＤｂｒ２はコンデンサＣｂｒ２がコンデンサＣｂｒ１側へと放電することを防止する。なお、ダイオードＤｂｒ２は図２のダイオードＤｂｒ２と同様に必須要件ではないものの、設けられていることが望ましい。
このような構成であれば、スイッチング素子Ｔｒ１を導通させることで、コンデンサＣｂｒ１に蓄えられた電荷を用いてコンデンサＣｂｒ２を充電できる。かかる導通によって、コンデンサＣｂｘ１とダイオードＤｂｒ２とコンデンサＣｂｒ２とダイオードＤｒ２１とスイッチング素子Ｔｒ１とからなる経路に電流が流れるからである。
以上のように、スイッチング素子Ｔｒ２１，Ｔｒ２２の動作電源を共通化でき、しかもかかる動作電源としてコンデンサＣｂｒ２を採用しているので直流電源の個数を低減できる。
かかるコンバータ１においても、直流電源線ＬＨの電位に対して入力端Ｐｒの電位が変動する。よって、図２のコンバータ１と同様に、コンデンサＣｂｒ２の両端電圧が変動し得る。以下、相電圧Ｖｓが相電圧Ｖｒよりも大きいときを例に挙げて詳細に説明する。
入力端Ｐｓから見た入力端Ｐｒの電位は電位Ｅ（＝相電圧Ｖｓ−相電圧Ｖｒ）である。コンデンサＣｂｒ１，Ｃｂｒ２の両端電圧Ｖ１，Ｖ２は同程度の値なので、簡単のため、ダイオードＤｓ１，Ｄｒ２１とスイッチング素子Ｔｓ１，Ｔｒ２２の電圧降下を無視すると、入力端Ｐｓから見たコンデンサＣｂｒ２のアノードの電位（Ｅ＋Ｖ１）は、入力端Ｐｓから見たカソードの電位（Ｖ２）よりも大きい。よって、ダイオードＤｂｒ２は導通する。これにより、交流電源と入力端Ｐｒ，ＰｓとコンデンサＣｂｒ１，Ｃｂｒ２とダイオードＤｓ１，Ｄｂｒ２１とスイッチング素子Ｔｓ１からなる経路Ａ３０に電流が流れ得る。これにより、コンデンサＣｂｒ２の両端電圧Ｖ２が単相交流電圧に応じて変動し得る。
本コンバータ１によれば電圧調整部ＣＣｒが両端電圧Ｖ２を調整する。したがって、通常運転において、三相交流電圧に依存したコンデンサＣｂｒ２の電圧変動を抑制することができ、先に示した実施例と同様の効果を得ることができる。
＜電力変換装置の他の一例＞
図８に例示する電力変換装置は、コンバータ１の構成という点で図２に例示する電力変換装置と相違している。コンバータ１には入力端Ｐｒ，Ｐｓが接続される。入力端Ｐｒ，Ｐｓには単相交流電圧が印加される。コンバータ１はスイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ２とダイオードＤｒ１，Ｄｒ２，Ｄｓ１，Ｄｓ２とを備えている。スイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ２とダイオードＤｒ１，Ｄｒ２とは、図２に示されるそれらと同一である。ダイオードＤｓ１は、入力端Ｐｒと直流電源線ＬＨとの間でそのカソードを直流電源線ＬＨ側に向けて配置される。ダイオードＤｓ２は、入力端Ｐｓと直流電源線ＬＬとの間でそのアノードを直流電源線ＬＬ側に向けて設けられる。
スイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ２についての動作電源の構成は図２に例示されたものと同じであるため詳細な説明は省略する。
かかるコンバータ１においても、直流電源ＬＨの電位に対して入力端Ｐｒの電位が変動するので、図２のコンバータ１と同様にコンデンサＣｂｒ１の両端電圧Ｖ２が変動し得る。これは、例えば交流電源と入力端Ｐｒ，ＰｓとコンデンサＣｂｒ１，Ｃｂｒ２とだダイオードＤｂｒ１，Ｄｓ１とからなる経路Ａ２０に電流が流れ得るからとも把握できる。しかるに、電圧調整部ＣＣｒが両端電圧Ｖ２を調整する。したがって、通常運転において、単相交流電圧に依存したコンデンサＣｂｒ２の電圧変動を抑制することができる。
第２の実施の形態．
図９に例示された電力変換装置は、図２に例示された電力変換装置と比較して、ダイオードＤｂｒ２の接続関係が相違している。図９の電力変換装置においては、ダイオードＤｂｒ２のアノードはコンデンサＣｂｙ１の高電位側の一端に接続されている。
通常運転に先立つ充電動作において、スイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｙ１を導通させることで、コンデンサＣｂｙ１に蓄えられた電荷を用いてコンデンサＣｂｒ２を充電できる。これらの導通によって、コンデンサＣｂｙ１とダイオードＤｂｒ２とコンデンサＣｂｒ２とダイオードＤｒ１とスイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｙ１とからなる経路Ａ８に電流が流れるからである。
＜電力変換装置の通常運転＞
コンバータ１は、第１の実施の形態と同様に、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔに印加される三相交流電圧に応じてスイッチングされる（例えば図３を参照）。インバータ３は、出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに出力すべき三相交流電圧（電圧指令値）に応じて、スイッチングされる。以下、代表的に期間ｔ１において本電力変換装置に流れる電流について考察する。
期間ｔ１において、コンデンサＣｂｙ１からコンデンサＣｂｒ２へと入力端Ｐｒ，Ｐｓを経由して電流が流れ得る。この点について図１０に示す等価回路を参照して説明する。
図３の等価回路と比較して、図１０の等価回路はスイッチング素子Ｔｙ１をさらに有し、コンデンサＣｂｒ１の代わりにコンデンサＣｂｙ１を有している。スイッチング素子Ｔｙ１はスイッチング素子Ｔｓ１とコンデンサＣｂｙ１との間でこれらと直列接続される。
スイッチング素子Ｔｙ１は上述したように電圧指令値に応じて制御され、少なくとも電圧指令値の周期（以下、第１周期と呼ぶ）ごとに導通する。さて、コンバータ１の制御において用いられる三相交流電圧とインバータ３の制御で用いられる電圧指令値とは互いに独立しているので、第１周期は三相交流電圧の周期（以下、第２周期と呼ぶ）とは無関係に選定される。かかる第１周期と第２周期との相違によって、第１周期ごとにスイッチング素子Ｔｙ１が導通する期間は、いずれかのタイミングで、第２周期ごとに繰り返し現れる期間ｔ１と重なる。即ち、いずれかの期間ｔ１においてスイッチング素子Ｔｙ１が導通する。したがって図１０の例示ではスイッチング素子Ｔｙ１が導通状態で示されている。
また上述した充電動作によって、コンデンサＣｂｙ１，Ｃｂｒ２の各両端電圧Ｖ１，Ｖ２は通常運転において初期的には互いに同程度である。一方、入力端Ｐｒから見た入力端Ｐｓの電位は（Ｅｒ＋Ｅｓ）となり、ダイオードＤｓ１とスイッチング素子Ｔｓ１，Ｔｙ１の電圧降下を無視すれば、入力端Ｐｒから見たダイオードＤｂｒ２のアノードの電位（Ｅｒ＋Ｅｓ＋Ｖ１）はカソードの電位（Ｖ２）よりも大きい。したがって、ダイオードＤｂｒ２が導通し、電源と入力端Ｐｒ，ＰｓとコンデンサＣｂｙ１，Ｃｂｒ２とスイッチング素子Ｔｓ１，Ｔｙ１とダイオードＤｓ１，Ｄｂｒ２とからなる経路Ａ７に電流が流れる。
かかる電流によってコンデンサＣｂｒ２の両端電圧Ｖ２が相電圧Ｖｒ，Ｖｓに依存して変動するところ、本コンバータ１によれば電圧調整部ＣＣｒが両端電圧Ｖ２を調整する。したがって、通常運転において、三相交流電源の相電圧に依存したコンデンサＣｂｒ２の電圧変動を回避することができ、先に示した実施例と同様の効果を得ることができる。
第３の実施の形態．
図１１の電力変換装置は図１の電力変換装置と比較してコンバータ１の構成が相違している。なお、たとえば負荷４が誘導性負荷でければ、クランプ回路２は設けられていなくても構わないが、実際の電力変換装置では配線にインダクタンスが存在するため、設けた方が望ましい。
コンバータ１はｒ，ｓ，ｔ相のスイッチングレグを備えている。ｒ相のスイッチングレグはスイッチング素子ＴｒとダイオードＤｒ１〜Ｄｒ４とを備えている。ｓ相のスイッチングレグはスイッチング素子ＴｓとダイオードＤｓ１〜Ｄｓ４とを備えている。ｔ相のスイッチングレグはスイッチング素子ＴｔとダイオードＤｔ１〜Ｄｔ４とを備えている。ｒ，ｓ，ｔ相のスイッチングレグは直流電源線ＬＨ，ＬＬの間で相互に並列接続される。
スイッチング素子Ｔｘ（但し、ｘはｒ，ｓ，ｔを代表する）は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタである。スイッチング素子ＴｘとダイオードＤｘ１，Ｄｘ２とは直流電源線ＬＨ，ＬＬの間で相互に直列接続される。ダイオードＤｘ１はスイッチング素子Ｔｘに対して直流電源線ＬＨ側に、ダイオードＤｘ２はスイッチング素子Ｔｘに対して直流電源線ＬＬ側にそれぞれ配置される。スイッチング素子Ｔｘはエミッタ電極を、ダイオードＤｘ１，Ｄｘ２はカソードを、それぞれ直流電源線ＬＨに向けて配置される。ダイオードＤｘ１，Ｄｘ２はコンバータ１としての逆阻止能力を発揮する。ダイオードＤｘ３のアノードはスイッチング素子ＴｘとダイオードＤｘ１との間に、そのカソードは入力端Ｐｘにそれぞれ接続される。ダイオードＤｘ４のアノードは入力端Ｐｘに、そのカソードはスイッチング素子ＴｘとダイオードＤｘ２との間に接続される。スイッチング素子Ｔｘは不図示の制御部によって制御され、入力端Ｐｘと直流電源線ＬＨ，ＬＬとを接続／非接続する。
かかるコンバータ１によれば、スイッチング素子の数を低減することができるので製造コストを低減できる。
＜コンバータ１のスイッチング素子の動作電源＞
次に、図１２を参照して、スイッチング素子Ｔｘ，Ｔｙ１，Ｔｙ２の動作電源について説明する。なお、図１２の例示では、代表的に、コンバータ１のｒ相のスイッチングレグについて動作電源を示し、またインバータ３の一つのスイッチングレグについてのみ図示している。またスイッチング素子Ｔｙ１，Ｔｙ２の動作電源については図１を参照した説明と同様であるので説明を省略する。
コンバータ１はドライブ回路ＤＲｒとレベルシフト回路ＬＳｒとコンデンサＣｂｒとダイオードＤｂｒと電圧調整部ＣＣｒとを有している。ドライブ回路ＤＲｒはスイッチング素子Ｔｒのゲート電極に接続されてスイッチング素子Ｔｒを駆動する。ドライブ回路ＤＲｒにはレベルシフト回路ＬＳｒが接続される。
ドライブ回路ＤＲｒには動作電源としてコンデンサＣｂｒの両端電圧が電圧調整回路ＣＣｒを介して供給される。コンデンサＣｂｒの一端はスイッチング素子Ｔｒのエミッタ電極とドライブ回路ＤＲｒとに接続される。コンデンサＣｂｒの他端は電源調整回路ＣＣｒに接続される。
電圧調整回路ＣＣｒはコンデンサＣｂｒの両端電圧を調整し、ドライブ回路ＤＲｒ２に接続される。
またコンデンサＣｂｒの他端はダイオードＤｂｒを介してコンデンサＣｂｙ１の高電位側の一端に接続される。ダイオードＤｂｒはそのカソードをコンデンサＣｂｒに向けて配置される。ダイオードＤｂｒは、コンデンサＣｂｒがコンデンサＣｂｙ１側へと放電することを防止する。
コンデンサＣｂｒは電力変換装置の通常運転に先立って充電される。具体的にはスイッチング素子Ｔｙ１を導通させることでコンデンサＣｂｒを充電することができる。スイッチング素子Ｔｙ１の導通によって、コンデンサＣｂｙ１，ＣｂｒとダイオードＤｂｒ，Ｄｒ１とスイッチング素子Ｔｙ１とからなる経路Ａ１０に電流が流れるからである。以上のように、スイッチング素子Ｔｒについて直流電源を用いる必要がないので、製造コストを低減できる。しかも通常運転中においてもスイッチング素子Ｔｙ１の導通毎にコンデンサＣｂｒを充電できるので、コンデンサＣｂｒが必要とする静電容量を低減できる。
＜電力変換装置の通常運転＞
コンバータ１は入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔに印加される三相交流電圧に基づいて制御されて当該三相交流電圧を直流電圧に変換する。かかる通常運転においてスイッチング素子Ｔｘは例えば次のように制御される。即ち、スイッチング素子Ｔｘのいずれか一つと、他のスイッチング素子Ｔｘのいずれか一つとが選択的に導通される。かかるスイッチングの一例は図３に示される符号Ｔｘ１，Ｔｘ２をそれぞれスイッチング素子Ｔｘと読み替えて把握される。例えば相電圧Ｖｓが正であって相電圧Ｖｒ，Ｖｔが負である期間ｔ１において、スイッチング素子Ｔｓが常に導通し、スイッチング素子Ｔｒ，Ｔｔが相互に排他的に交互に切り替えられて導通する。以下では、代表的に期間ｔ１において電力変換装置を流れる電流について考察する。
期間ｔ１において、スイッチング素子Ｔｓは導通している。かかる導通によってコンデンサＣｂｒ１からコンデンサＣｂｒ２へと入力端Ｐｒ，Ｐｓを経由して電流が流れ得る。この点について図１３に示す等価回路を参照して説明する。
相電圧Ｖｒは負であるので入力端Ｐｒ側を低電位に向けた直流電源Ｅｒとして示されており、相電圧Ｖｓは正であるので入力端Ｐｓ側を高電位に向けた直流電源Ｅｓとして示されている。直流電源Ｅｒの高電位側の一端と直流電源Ｅｓの低電位側の一端（即ち相電圧Ｖｒ，Ｖｓの中性点）は互いに接続されている。直流電源Ｅｒの低電位側の一端は入力端ＰｒとダイオードＤｒ３とを介してコンデンサＣｂｒの低電位側の一端に接続される。ダイオードＤｒ３はカソードを入力端Ｐｒ側に向けて配置される。直流電源Ｅｓの高電位側の一端は入力端ＰｓとダイオードＤｓ４，Ｄｓ１とスイッチング素子Ｔｓ，Ｔｙ１とを介してコンデンサＣｂｙ１の低電位側の一端に接続される。ダイオードＤｓ４，Ｄｓ１はアノードを入力端Ｐｓ側に向けて配置される。コンデンサＣｂｙ１，Ｃｂｒの高電位側の一端同士の間にはダイオードＤｂｒが接続される。ダイオードＤｂｒはそのアノードをコンデンサＣｂｙ１に向けて配置される。
スイッチング素子Ｔｙ１は第２の実施の形態と同様にいずれかの期間ｔ１において導通しえる。よって図１３においてはスイッチング素子Ｔｙ１が導通して示されている。
上述した充電動作によって、コンデンサＣｂｙ１，Ｃｂｒの各両端電圧Ｖ１，Ｖ２は通常運転において初期的には互いに同程度である。一方、入力端Ｐｒから見た入力端Ｐｓの電位は（Ｅｒ＋Ｅｓ）となり、ダイオードＤｓ１，Ｄｓ４とスイッチング素子Ｔｓ，Ｔｙ１の電圧降下を無視すれば、入力端Ｐｒから見たダイオードＤｂｒのアノードの電位（Ｅｒ＋Ｅｓ＋Ｖ１）はカソードの電位（Ｖ２）よりも大きい。したがってダイオードＤｂｒが導通し、コンデンサＣｂｒ，Ｃｂｙ１とスイッチング素子Ｔｓ１，Ｔｙ１とダイオードＤｓ１，Ｄｓ４，Ｄｂｒとからなる経路Ａ９に電流が流れる。
かかる電流によって、コンデンサＣｂｒの両端電圧Ｖ２が増大し得るところ、本コンバータ１によれば電圧調整部ＣＣｒが両端電圧Ｖ２を調整する。したがって、通常運転において、三相交流電源の相電圧に依存したコンデンサＣｂｒの電圧変動を回避することができ、先に示した実施例と同様の効果を得ることができる。
第４の実施の形態．
図１４に例示する電力変換装置はクランプ回路２の有無およびコンバータ１の構成という点で図１に示す電力変換装置と相違している。本電力変換装置はクランプ回路２を備えていない。これは後述するように、コンバータ１が入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔ側（以下、電源側とも呼ぶ）へと回生可能な構成を有しているからであるが、動作異常時の保護等のためにクランプ回路を設置することを妨げるものではない。
ｒ相のスイッチングレグはスイッチング素子Ｔｒ１１，Ｔｒ１２，Ｔｒ２１，Ｔｒ２２とダイオードＤｒ１１，Ｄｒ１２，Ｄｒ２１，Ｄｒ２２とを備えている。ｓ相のスイッチングレグはスイッチング素子Ｔｓ１１，Ｔｓ１２，Ｔｓ２１，Ｔｓ２２とダイオードＤｓ１１，Ｄｓ１２，Ｄｓ２１，Ｄｓ２２とを備えている。ｔ相のスイッチングレグはスイッチング素子Ｔｔ１１，Ｔｔ１２，Ｔｔ２１，Ｔｔ２２とダイオードＤｔ１１，Ｄｔ１２，Ｄｔ２１，Ｄｔ２２とを備えている。ｒ相、ｓ相及びｔ相のスイッチングレグは直流電源線ＬＨ，ＬＬの間で相互に並列に接続される。
スイッチング素子Ｔｘ１１，Ｔｘ１２，Ｔｘ２１，Ｔｘ２２（但し、ｘはｒ，ｓ，ｔを代表する）は第２電極から第１電極へと流れる電流のみを導通／非導通する片方向制御スイッチング素子である。例えばスイッチング素子Ｔｘ１１，Ｔｘ１２，Ｔｘ２１，Ｔｘ２２は絶縁ゲートバイポーラトランジスタであれる。絶縁ゲートバイポーラトランジスタはコレクタ電極からエミッタ電極へと流れる電流（いわゆる順方向の電流）のみを導通／非導通する。なお例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタでは第１電極（エミッタ電極）から第２電極（コレクタ電極）へと電流（いわゆる逆方向の電流）は流れない。このようなスイッチング素子を片方向導通スイッチング素子とも呼ぶ。一方、例えばＭＯＳ(Metal-Oxide-Semiconductor)電界効果トランジスタは構造的に逆方向導通の寄生ダイオードを有しているので、第１電極（ソース電極）から第２電極（ドレイン電極）へと電流が流れる。
スイッチング素子Ｔｘ１１とダイオードＤｘ１１とが、スイッチング素子Ｔｘ１２とダイオードＤｘ１２とが、スイッチング素子Ｔｘ２１とダイオードＤｘ２１とが、スイッチング素子Ｔｘ２２とダイオードＤｘ２２とが、それぞれ互いに直列接続される。スイッチング素子Ｔｘ１１，Ｔｘ２１はエミッタ電極を、ダイオードＤｘ１１，Ｄｘ２１はカソードを、それぞれ直流電源線ＬＨ側に向けて配置される。スイッチング素子Ｔｘ１２，Ｔｘ２２はエミッタ電極を、ダイオードＤｘ１２，Ｄｘ２２はカソードを、それぞれ直流電源線ＬＬに向けて配置される。
スイッチング素子Ｔｘ１１とダイオードＤｘ１１との直列体と、スイッチング素子Ｔｘ１２とダイオードＤｘ１２との直列体とは、入力端Ｐｘと直流電源線ＬＨとの間で互いに並列接続される。スイッチング素子Ｔｘ２１とダイオードＤｘ２１との直列体と、スイッチング素子Ｔｘ２２とダイオードＤｘ２２との直列体とは、入力端Ｐｘと直流電源線ＬＬとの間で互いに並列接続される。スイッチング素子Ｔｘ１１，Ｔｘ１２とは不図示の制御部によって制御され、入力端Ｐｘと直流電源線ＬＨとを接続／非接続する。スイッチング素子Ｔｘ２１，Ｔｘ２２は不図示の制御部によって制御され、入力端Ｐｘと直流電源線ＬＬとを接続／非接続する。
このような構成において、スイッチング素子Ｔｘ１１，Ｔｘ１２とダイオードＤｘ１１，Ｄｘ１２とは、いわゆる双方向スイッチング素子を構成する。同様に、スイッチング素子Ｔｘ２１，Ｔｘ２２とダイオードＤｘ２１，Ｄｘ２２とは双方向スイッチング素子を構成する。したがって、コンバータ１は直流電源線ＬＨ，ＬＬ側から入力端Ｐｘ側へと電流を流すことができる。即ちインバータ３側からの回生エネルギーを電源側へと回生させることができる。
＜スイッチング素子Ｔｘ１１，Ｔｘ１２の動作電源＞
図１５を参照して、スイッチング素子Ｔｘ１１，Ｔｘ１２へとスイッチ信号を出力するための動作電源について説明する。
スイッチング素子Ｔｘ１１，Ｔｘ１２のゲート電極にはそれぞれドライブ回路ＤＲｘ１１，ＤＲｘ１２が接続されている。またドライブ回路ＤＲｘ１１，ＤＲｘ１２にはそれぞれレベルシフト回路ＬＳｘ１１，ＬＳｘ１２が接続されている。
ドライブ回路ＤＲｘ１１はコンデンサＣｂｘ１１の両端電圧が動作電源として供給される。コンデンサＣｂｘ１１，Ｃｂｙ１の間にはダイオードＤｂｘ１１が設けられる。コンデンサＣｂｘ１１とダイオードＤｂｘ１１は、第１の実施の形態におけるコンデンサＣｂｘ１とダイオードＤｂｘ１と同じであるので詳細な説明は省略する。
ドライブ回路ＤＲｘ１２は動作電源としてコンデンサＣｂｘ１２の両端電圧が電圧調整回路ＣＣｘを介して供給される。コンデンサＣｂｘ１２の一端はスイッチング素子Ｔｘ１２のエミッタ電極と、ドライブ回路ＤＲｘ１２とに接続される。コンデンサＣｂｘ１２の他端は電圧調整回路ＣＣｘに接続される。
電圧調整回路ＣＣｘはコンデンサＣｂｘ１２の両端電圧を調整し、ドライブ回路ＤＲｘ１２に接続される。
またコンデンサＣｂｘ１２の他端はダイオードＤｂｘ１２を介してコンデンサＣｂｘ１１の高電位側の一端に接続される。ダイオードＤｂｘ１２はコンデンサＣｂｘ１２がコンデンサＣｂｘ１１側へと放電することを防止する。
なお、コンバータ１の通常運転においては、直流電源線ＬＨに印加される電位は入力端Ｐｘに印加される相電圧Ｖｘ以上である。よってコンデンサＣｂｘ１１，Ｃｂｘ１２の両端電圧が同程度であれば、コンデンサＣｂｘ１１の高電位側の一端の電位はコンデンサＣｂｘ１２の高電位側の一端の電位よりも大きい。したがって、コンバータ１の通常運転において理想的にはコンデンサＣｂｘ１２はコンデンサＣｂｘ１１側へと放電しない。よってダイオードＤｂｘ１２は必須要件ではない。しかしながら、例えば電源異常などによってかかる放電が起こり得るので、ダイオードＤｂｘ１２は設けられていることが望ましい。
通常運転に先立つ充電動作において、スイッチング素子Ｔｘ１１を導通させることでコンデンサＣｂｘ１１に蓄えられた電荷を用いてコンデンサＣｂｘ１２を充電することができる。かかる導通によって、コンデンサＣｂｘ１１とダイオードＤｂｘ１２とコンデンサＣｂｘ１２とダイオードＤｘ１１とスイッチング素子Ｔｘ１１とからなる経路Ａ１１に電流が流れるからである。
以上のように、コンデンサＣｂｘ１２は充電されて、スイッチング素子Ｔｘ１２へとスイッチ信号を出力するための動作電源として機能する。したがってスイッチング素子Ｔｘ１２について直流電源を設ける必要がなく、製造コストを低減できる。しかも、コンバータ１の通常運転においてもスイッチング素子Ｔｘ１１は導通するので、通常運転においてもコンデンサＣｂｘ１２が経路Ａ１１を介して充電される。よってコンデンサＣｂｘ１２が必要とする静電容量を低減できる。
なお、コンデンサＣｂｘ１１の他端（高電位側）は、コンデンサＣｂｘ１２の他端（高電位側）より常に高電位となるため、ダイオードＤｂｘ１２は設けられなくても構わない。
＜コンバータ１の通常運転＞
コンバータ１は力行運転においては入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔに印加される三相交流電圧に基づいて制御される。なお、力行運転では、直流電源線ＬＨからインバータ３と負荷４とを介して直流電源線ＬＬへと電流が流れる。これに対する回生運転では、負荷４の回生エネルギーを電源に回生すべく、直流電源線ＬＨからコンバータ１と電源とを介して直流電源線ＬＬへと電流が流れる。ここでは力行運転を例に挙げて説明する。
力行運転においてはスイッチング素子Ｔｘ１１，Ｔｘ２１が制御される。スイッチング素子Ｔｘ１２，Ｔｘ２２は力行運転においてはなんら動作に寄与しないため常に非導通であってもよい。また制御を簡易とすべくスイッチングＴｘ１２，Ｔｘ２２をそれぞれスイッチング素子Ｔｘ１１，Ｔｘ２１と同じスイッチ信号で制御してもよい。
スイッチング素子Ｔｘ１１，Ｔｘ２１は例えば第１の実施の形態にかかるスイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｘ２と同様に制御される。即ち、図３の例示において、スイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｘ２をそれぞれスイッチング素子Ｔｘ１１，Ｔｘ２１に置き換えたスイッチングが行われる。以下では、代表的に期間ｔ１においてコンバータ１を流れる電流について考察する。
期間ｔ１において、スイッチング素子Ｔｓ１１は導通している。かかる導通によってコンデンサＣｂｒ１１からコンデンサＣｂｒ１２へと入力端Ｐｒ，Ｐｓを経由して電流が流れ得る（図１６も参照）。この点について図１７に示す等価回路を参照して説明する。
期間ｔ１において相電圧Ｖｒは負であるので入力端Ｐｒ側を低電位に向けた直流電源Ｅｒとして示されている。期間ｔ１において相電圧Ｖｓは正であるので入力端Ｐｓ側を高電位に向けた直流電源Ｅｓとして示されている。直流電源Ｅｒの高電位側の一端と直流電源Ｅｓの低電位側の一端（即ち相電圧Ｖｒ，Ｖｓの中性点）は互いに接続されている。直流電源Ｅｒの低電位側の一端は入力端Ｐｒを介してコンデンサＣｂｒ１２の低電位側の一端に接続され、直流電源Ｅｓの高電位側の一端は入力端ＰｓとダイオードＤｓ１１とスイッチング素子Ｔｓ１１とを介してコンデンサＣｂｒ１１の低電位側の一端に接続される。ダイオードＤｓ１１はアノードを入力端Ｐｒ側に向けて配置される。コンデンサＣｂｒ１１，Ｃｂｒ１２の高電位側の一端同士の間にはダイオードＤｂｒ１２が接続される。ダイオードＤｂｒ１２はそのアノードをコンデンサＣｂｒ１１側に向けて配置される。
上述した充電動作によって、コンデンサＣｂｒ１１，Ｃｂｒ１２の各両端電圧Ｖ１，Ｖ２は通常運転において初期的には互いに同程度である。一方、入力端Ｐｒから見た入力端Ｐｓの電位は（Ｅｒ＋Ｅｓ）となり、ダイオードＤｓ１１とスイッチング素子Ｔｓ１１の電圧降下を無視すれば、ダイオードＤｂｒ１２のアノードの電位（Ｅｒ＋Ｅｓ＋Ｖ１）はカソードの電位（Ｖ２）よりも大きい。したがって、ダイオードＤｂｒ１２が導通する。かかる導通により、交流電源と入力端Ｐｒ，ＰｓとコンデンサＣｂｒ１１，Ｃｂｒ１２とスイッチング素子Ｔｓ１１とダイオードＤｓ１１，Ｄｂｒ１２とからなる経路Ａ１２に電流が流れる。
かかる電流によってコンデンサＣｂｒ１２の両端電圧Ｖ２が相電圧Ｖｒ，Ｖｓに依存して変動するところ、本コンバータ１によれば電圧調整部ＣＣｒが両端電圧Ｖ２を調整する。したがって、通常運転において、三相交流電源の相電圧に依存したコンデンサＣｂｒ２の電圧変動を回避することができ、先に示した実施例と同様の効果を得ることができる。
なお、図１４〜１６に示す回路において、スイッチング素子Ｔｒ１１とスイッチング素子Ｔｒ１２を接続した形で双方向スイッチを構成することもできるが、その場合も動作は同様であり、同じ効果を得ることができる。
第５の実施の形態．
図１８に例示する電力変換装置は、コンデンサＣｂｘ１の接続先という観点で図５に例示する電力変換装置と相違する。なお図１８においては、コンバータ１の一つのスイッチングレグを示し、インバータ３の２つのスイッチングレグ（ただし、上側のスイッチング素子のみ）を示している。
図１８の例示では、コンデンサＣｂｘ１の高電位側の一端はそれぞれダイオードＤｂｘ１１，Ｄｂｘ１２を介してコンデンサＣｂｕ１，Ｃｂｖ１の高電位側の一端にそれぞれ接続されている。ダイオードＤｂｘ１１，Ｄｂｘ１２はそれぞれカソードをコンデンサＣｂｘ１に向けて配置される。ダイオードＤｂｘ１１，Ｄｂｘ１２はそれぞれコンデンサＣｂｘ１がコンデンサＣｂｕ１，Ｃｂｖ１側へと放電することを防止する。
かかる電力変換装置によれば、スイッチング素子Ｔｕ１の導通によってコンデンサＣｂｕ１に蓄えられた電荷を用いてコンデンサＣｂｘ１を充電できる。スイッチング素子Ｔｕ１の導通によって、コンデンサＣｂｕ１とダイオードＤｂｘ１１とコンデンサＣｂｘ１とスイッチング素子Ｔｕ１とからなる経路Ａ２１に電流が流れるからである。さらにスイッチング素子Ｔｖ１の導通によってもコンデンサＣｂｙ１に蓄えられた電荷を用いてコンデンサＣｂｘ１を充電できる。スイッチング素子Ｔｖ１の導通によって、コンデンサＣｂｖ１とダイオードＤｂｘ１２とコンデンサＣｂｘ１とスイッチング素子Ｔｖ１とからなる経路Ａ２２に電流が流れるからである。
以上のように、スイッチング素子Ｔｕ１，Ｔｖ１の少なくともいずれか一方を導通させればコンデンサＣｂｘ１が充電される。したがって、通常運転において、コンデンサＣｂｘ１が充電される機会が増える。換言すると、スイッチング素子Ｔｕ１，Ｔｖ１の導通／非導通の状態の影響が平均化され、コンデンサＣｂｘ１の両端電圧を安定化することができる。
なお、図１８の例示では、コンデンサＣｂｘ１の高電位側の一端がそれぞれダイオードＤｂｘ１１，Ｄｂｘ１２を介して２つのコンデンサＣｂｕ１，Ｃｂｖ１に接続されているが、これに限らず、それぞれダイオードを介して３つのコンデンサＣｂｕ１，Ｃｂｖ１，Ｃｂｗ１に接続されていてもよい。またコンデンサＣｂｕ１，Ｃｂｖ１からそれぞれダイオードを介してコンデンサＣｂｘ２を充電しても良い。
図１９に例示する電力変換装置は、コンデンサＣｂｒ２の接続先という観点で図２に例示する電力変換装置と相違する。なお図１９においては、コンバータ１の２つのスイッチングレグについてのみ示している。
図１９の例示では、コンデンサＣｂｒ２の高電位側の一端はそれぞれダイオードＤｂｒ２１，Ｄｂｒ２２を介してコンデンサＣｂｒ１，Ｃｂｓ１の高電位側の一端にそれぞれ接続されている。ダイオードＤｂｒ２１，Ｄｂｒ２２はそれぞれカソードをコンデンサＣｂｒ２に向けて配置される。ダイオードＤｂｒ２１，Ｄｂｒ２２はそれぞれコンデンサＣｂｒ２がコンデンサＣｂｒ１，Ｃｂｓ１側へと放電することを防止する。
かかる電力変換装置によれば、スイッチング素子Ｔｒ１の導通によってコンデンサＣｂｒ１，Ｃｂｓ１に蓄えられた電荷を用いてコンデンサＣｂｒ２を充電できる。スイッチング素子Ｔｒ１の導通によって、コンデンサＣｂｒ１とダイオードＤｂｒ２１とコンデンサＣｂｒ２とダイオードＤｒ１とスイッチング素子Ｔｒ１とからなる経路Ａ２３と、コンデンサＣｂｓ１とダイオードＤｂｒ２２とコンデンサＣｂｒ２とダイオードＤｒ１とスイッチング素子Ｔｒ１とからなる経路Ａ２４とに電流が流れるからである。なお、スイッチング素子Ｔｓ１と直流電源線ＬＨとの間にダイオードＤｓ１が設けられると経路Ａ２４の電流を阻害するので、ダイオードＤｓ１はスイッチング素子Ｔｓ１よりも入力端Ｐｓ側に設けられる。
以上のように、スイッチング素子Ｔｒ１を導通させればコンデンサＣｂｒ１，Ｃｂｓ１を用いてコンデンサＣｂｒ２が充電される。したがって、一つのコンデンサＣｂｒ１を用いてコンデンサＣｂｒ２の充電する場合と比して、コンデンサＣｂｒ１から失われる電荷の量を低減できる。またコンデンサＣｂｒ１，Ｃｂｓ１の両端電圧を平均化することができる。
なお、図１９の例示では、コンデンサＣｂｒ２の高電位側の一端がそれぞれダイオードＤｂｒ２１，Ｄｂｒ２２を介して２つのコンデンサＣｂｒ１，Ｃｂｓ１に接続されているが、これに限らず、それぞれダイオードを介して３つのコンデンサＣｂｒ１，Ｃｂｓ１，Ｃｂｔ１に接続されていてもよい。
なお第５の実施の形態を他の電力変換装置に適用してもよい。
なお、上述したいずれのコンデンサも、スイッチング素子の動作電源として電荷を蓄えられるものであれば良いので、コンデンサの形態に限るものではない。
また上述したいずれのスイッチング素子も、絶縁ゲートバイポーラトランジスタに限る必要はなく、例えばバイポーラトランジスタや電界効果トランジスタ等の異なる構造を持つ素子であっても良い。例えば電界効果トランジスタの場合には、第１電極はソース電極に相当し、第２電極はドレイン電極に相当する。またスイッチング素子とダイオードの並列回路は、寄生ダイオードのあるＭＯＳＦＥＴや逆導通ＩＧＢＴ等の逆導通素子で構成してもよい。
また交流電圧に依存したコンデンサの両端電圧の変動は、必ずしも上述した経路に電流が流れることを要さない。直流電源線ＬＨの電位に対する入力端Ｐｘの変動によってコンデンサの両端電圧は変動し得る。
なお、コンデンサの充電経路に抵抗等を挿入し、充電時電流を制限しても良い。
Ｃｂｘ１，Ｃｂｘ２，Ｃｂｙ１ コンデンサ
Ｄｂｘ１，Ｄｂｘ２，Ｄｂｙ１，Ｄｘ１ ダイオード
Ｅｄ 直流電源
ＬＨ，ＬＬ 直流電源線
Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔ 入力端
Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ 出力端
ＶＡｘ１，ＶＡｘ２，ＶＡｙ１ 電圧調整部

Claims (10)

  1. 第１の電源線(LH)と、
    前記第１の電源線よりも低い電位が印加される第２の電源線(LL)と、
    交流電源が接続される複数の入力端(Px)と、
    一の前記複数の入力端と前記第１及び前記第２の電源線の少なくともいずれか一方とを接続／非接続する第１のスイッチング素子(Tr2,Tr,Tr12)と、
    前記第１及び前記第２の電源線の間に設けられる第２のスイッチング素子（Tr1,Tu1,Tr11,Ty1）と、
    直流電圧を支持する両端を有し、前記第１または前記第２の電源線側で前記第２のスイッチング素子と接続され、前記第２のスイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源となる電源供給部(Cbr1,Cbu1,Cbr11,Cby1)と、
    前記第１のスイッチング素子と前記一の前記複数の入力端との間の点に接続される一端と、前記電源供給部の高電位側の一端とに接続される他端とを有し、前記第１のスイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源となるコンデンサ(Cbr2,Cbr,Cbr12)と、
    前記コンデンサの両端電圧を調整する電圧調整部(CCr)と
    を備える、電力変換装置。
  2. 前記第１のスイッチング素子(Tr2)は前記一の前記複数の入力端(Pr)と前記第２の電源線(LL)との間に接続され、
    前記第２のスイッチング素子(Tr1)は前記一の前記複数の入力端と前記第１の電源線(LH)との間に接続され、前記第１の電源線側で前記電源供給部(Cbr1)の低電位側の一端に接続される、請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記一の前記複数の入力端(Pr)側で前記第１のスイッチング素子(Tr21)と直列に接続される第３のスイッチング素子(Tr22)と、
    アノードを前記第２の電源線に向けて前記第３のスイッチング素子と並列に接続される第１のダイオード(Dr21)と、
    カソードを前記第２の電源線に向けて前記第１のスイッチング素子と並列に接続される第２のダイオード(Dr22)と
    を備え、
    前記コンデンサ(Cbr2)の前記一端は前記第１及び前記第３のスイッチング素子との間に接続されて、前記第１及び前記第３のスイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源として機能する、請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 前記電源供給部(Cbr1)の前記高電位側の一端と前記コンデンサ(Cbr2)の前記他端との間で、カソードを前記コンデンサに向けて設けられる第３のダイオード(Dbr2)を更に備える、請求項２又は３に記載の電力変換装置。
  5. 出力端(Py)と第３のスイッチング素子(Tr1)とダイオード(Dbr2)とを備え、
    前記第１のスイッチング素子(Tr2)は前記一の前記複数の入力端(Pr)と前記第２の電源線(LL)との間に接続され、前記第３のスイッチング素子は前記一の前記複数の入力端(Pr)と前記第１の電源線(LH)との間に接続され、
    前記第２のスイッチング素子(Ty1)は前記第１の電源線と前記出力端との間に接続され、前記第２の電源線側で前記電源供給部(Cby1)の低電位側の一端に接続され、
    前記ダイオードは、前記電源供給部の前記高電位側の一端と前記コンデンサの前記他端との間でカソードを前記コンデンサに向けて設けられる、請求項１に記載の電力変換装置。
  6. 出力端(Py)と、
    前記第１の電源線(LH)と前記第１のスイッチング素子(Tr)との間でカソードを前記第１の電源線に向けて設けられる第１ダイオード(Dr1)と、
    前記第２の電源線(LL)と前記第１のスイッチング素子との間でアノードを前記第２の電源線に向けて設けられる第２ダイオード(Dr2)と、
    カソードが前記一の前記複数の入力端(Pr)にアノードが前記第１ダイオードのアノードにそれぞれ接続される第３ダイオード(Dr3)と、
    アノードが前記一の前記複数の入力端にカソードが前記第２ダイオードのカソードにそれぞれ接続される第４ダイオード(Dr4)と、
    前記電源供給部(Cby1)の前記高電位側の一端と前記コンデンサ(Cbr)の前記他端との間でカソードを前記コンデンサに向けて設けられる第５ダイオード（Dbr）と
    を備え、
    前記第２のスイッチング素子(Ty1)は前記第１の電源線(LH)と前記出力端との間に接続され、前記出力端側で前記電源供給部(Cby1)の低電位側の一端に接続される、請求項１に記載の電力変換装置。
  7. 第１乃至第２のダイオードを備え、
    前記第２のスイッチング素子(Tr11)は、前記一の前記複数の入力端(Pr)と前記第１の電源線(LH)との間で前記第１のダイオード(Dr11)と直列に接続され、前記第１のダイオードはカソードを前記第１の電源線側に向けて配置され、
    前記第１のスイッチング素子(Tr12)は、前記一の前記複数の入力端(Pr)と前記第１の電源線(LH)との間で前記第２のダイオード(Dr12)と直列に接続され、前記第２のダイオードはカソードを前記一の前記複数の入力端に向けて配置され、
    前記第２のスイッチング素子と前記第１のダイオードとの直列体と、前記第１のスイッチング素子および前記第２のダイオードとの直列体とが相互に並列に接続され、
    前記電源供給部(Cbr11)の前記低電位側の一端は前記第１の電源線(LH)側で前記第２のスイッチング素子に接続される、請求項１に記載の電力変換装置。
  8. 前記電源供給部(Cbr11)の前記高電位側の一端と前記コンデンサ(Cbr12)の他端との間で、カソードを前記コンデンサに向けて設けられる第３のダイオード(Dbr12)を更に備える、請求項７に記載の電力変換装置。
  9. 複数の出力端(Pu,Pv,Pw)と、第６及び第７のダイオードとを備え、
    前記第２スイッチング素子(Tu1,Tv1,Tw1)と前記電源供給部(Cbu1,Cbv1,Cbw1)とは複数あって、
    前記複数の第２スイッチング素子の各々は前記複数の出力端の各々と前記第１の電源線(LH)との間に設けられ、
    前記第６のダイオード(Dbr2)は一の前記複数の電源供給部(Cbu1)の他端と前記コンデンサ(Cbr2)の他端との間に設けられ、
    前記第７のダイオードは他の一の前記複数の電源供給部(Cbv1)の他端と前記コンデンサの他端との間で、カソードを前記コンデンサに向けて設けられる、請求項１，５及び６のいずれか一つに記載の電力変換装置。
  10. 第３及び第４のダイオードを備え、
    前記第２スイッチング素子(Tr1,Ts1,Tw1)と前記電源供給部(Cbr1,Cbs1,Cbt1)とは複数あって、
    前記複数の第２スイッチング素子の各々は前記複数の入力端(Pr,Ps,Pt)の各々と前記第１の電源(LH)との間に設けられ、
    前記第３のダイオード(Dbr2)は一の前記複数の電源供給部(Cbu1)の他端と前記コンデンサ(Cbr2)の他端との間に設けられ、
    前記第４のダイオードは他の一の前記複数の電源供給部(Cbv1)の他端と前記コンデンサの他端との間で、カソードを前記コンデンサに向けて設けられる、請求項２又は３に記載の電力変換装置。
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