JP4714103B2

JP4714103B2 - 光送信装置

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Publication number: JP4714103B2
Application number: JP2006199571A
Authority: JP
Inventors: 和彦井出
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2006-07-21
Filing date: 2006-07-21
Publication date: 2011-06-29
Anticipated expiration: 2026-07-21
Also published as: JP2008028730A

Description

本発明は、広帯域アナログ信号の伝送に適した光送信装置に関する。

近年、無線周波数信号などの伝送信号を電気／光変換器により光信号に変換して光ファイバにより伝送する光伝送方式が実用化されている。光伝送方式は、光ファイバの有する広帯域性と低損失性により、同軸ケーブルを用いた伝送方式に比べ、より高周波帯の伝送信号を長距離伝送することが可能となる。

従来の光伝送方式として電気／光変換器に半導体レーザを用い、伝送信号により半導体レーザを直接駆動して光信号を生成する手法が知られている。この手法では、電気／光変換器と受信側の光／電気変換器の非直線性が問題となる。電気／光変換器の直線性については、特に半導体レーザの特性の影響が大きく、直線性の高い高性能な半導体レーザが必要となる。

送信側で伝送信号の振幅を減少させた場合、受信側で再生した伝送信号の歪特性は良くなるものの、信号対雑音比（ＳＮＲ）は低下する。一方、送信側で伝送信号の振幅を増加させた場合、受信側で再生した伝送信号のＳＮＲは向上するものの、半導体レーザの非直線歪の影響が大きくなり、歪特性が劣化するということになる。ＳＮＲは、送信光信号のパワーや光ファイバ損失によっても影響を受ける。

従って、このような半導体レーザを伝送信号で駆動することにより直接変調行う光伝送システムでは、半導体レーザの性能ばらつきによって、伝送可能距離が大きく変動する。即ち、システム設計が半導体レーザの性能に大きく左右される。

特許文献１には、電気／光変換器と光／電気変換器の非直線性の影響を緩和する光伝送方式が開示されている。特許文献１に記載の方式では、送信側において局部発振信号を用いて伝送信号を中間周波信号に変換し、この中間周波信号にパルス周波数変調（ＰＦＭ）を施す。こうして得られるＰＦＭ信号を第１の光信号に、局部発振信号を第２の光信号にそれぞれ変換し、光伝送路を介して第１および第２の光信号を送信する。受信側では、光伝送路により送信されてきた第１および第２の光信号を受信し、第１の光信号を電気信号に変換した後復調することにより得られる信号と、第２の光信号を電気信号に変換して得られる局部発振信号とを混合することにより、伝送信号を再生する。
特開２００４−４０２４２号公報

特許文献１の方式では、ＰＦＭ信号の周波数が１ＧＨｚ前後となるような広帯域の信号を伝送する場合、以下のように半導体レーザの過渡応答特性が問題となる。半導体レーザにおいては、駆動パルスが印加されたとき、駆動条件が同じであっても、光パルスの立ち上がり部分における発光遅れ時間、緩和振動などの過渡応答特性は、立ち上がり時点のキャリア密度、光子密度に左右される。広帯域信号の伝送のためには、駆動パルスのパルス幅を短くする必要があるため、光パルスの立ち上がり部分の過渡応答特性の劣化が無視できなくなる。

ＰＦＭ信号は、信号強度レベルに応じて繰り返し周波数が変化する一定パルス幅のパルス列である。半導体レーザは一般に固定バイアスで駆動される。この場合、ＰＦＭ信号のパルス列の繰り返し周波数の高い部分では、発光で減少したキャリア密度が回復する時間が短いためキャリア密度が低くなる。この結果、繰り返し周波数の高い部分では、繰り返し周波数の低い部分に比較して光パルスの発光遅れ時間が長く、パルス幅が短くなるため、受信側で再生される伝送信号に歪が発生する。

このように従来の光伝送システムにおいては、伝送信号をＰＦＭ変調された光信号に変換して伝送する場合に、広帯域信号を低歪で伝送することが難しいという問題点があった。

従って、本発明は広帯域信号を低歪でＰＦＭ変調された光信号として伝送可能な光送信装置を提供することを目的とする。

本発明の一態様に従う光送信装置は、伝送信号に対してパルス周波数変調（ＰＦＭ）を行って前記伝送信号の強度に応じて繰り返し周波数が変化するＰＦＭ信号を出力する変調器と、前記ＰＦＭ信号に対応した電流にバイアス電流を重畳した駆動電流を生成する駆動回路と、前記ＰＦＭ信号の繰り返し周波数の増加に対して前記バイアス電流を増加させ、前記繰り返し周波数の減少に対して前記バイアス電流を減少させるように前記バイアス電流を制御するバイアス制御部と、前記駆動電流によって駆動され、前記伝送信号に対応した送信光信号を生成する半導体レーザと、を具備することを特徴とする。

本発明によれば、ＰＦＭ信号の繰り返し周波数によらず駆動電流の各駆動パルス直前のキャリア密度がほぼ一定となるように、半導体レーザのバイアス電流をＰＦＭ信号のパルス密度に応じて制御することにより、発光パルス毎の発光遅れ時間を一定にすることができるため、低歪で広帯域信号を光伝送することが可能となる。

以下、図面を参照して、本発明の実施形態について説明する。
（第１実施形態）
図１に示されるように、本発明の第１実施形態に従う光伝送システムは、光送信装置１、光受信装置２及びこれらを接続する光伝送路３を有する。

光送信装置１は、第１のバイアス回路１０１、ＰＦＭ変調器１０２、駆動回路１０３、半導体レーザ１０４及びバイアス制御回路１０５を有する。一方、光受信装置２は光／電気変換器２０１及びＰＦＭ復調器２０２を有する。光伝送路３は、例えば、光ファイバであり、光送信装置１から出力される送信光信号を光受信装置２に向けて伝送する。

第１のバイアス回路１０１は、本光伝送システムによって伝送すべき伝送信号Ｖinに一定の直流電圧である固定バイアス信号Ｖb1を重畳する。以下、固定バイアス信号Ｖb1が重畳された伝送信号をバイアスされた伝送信号という。バイアスされた伝送信号Ｖin＋Ｖb1は、ＰＦＭ変調器１０２とバイアス制御回路１０５に入力される。尚、伝送信号Ｖinは例えば振幅Ｖin_p-p、バイアス０の広帯域アナログ信号であるが、あらかじめバイアスされている伝送信号が光送信装置１に入力される場合、第１のバイアス回路１０１は不要となる。

ＰＦＭ変調器１０２は、第１のバイアス回路１０１によってバイアスされた伝送信号Ｖin＋Ｖb1にパルス周波数変調を施し、繰り返し周波数Ｆ＝α・（Ｖin＋Ｖb1）、中心周波数Ｆc、周波数遷移Ｆ_p-pのＰＦＭ信号を出力する。ここで、α＝Ｆ_p-p／Ｖin_p-pである。この場合、第１のバイアス回路１０１によって伝送信号Ｖinに重畳される固定バイアスＶb1は、Ｖb1＝Ｆc／αと表すことができる。このとき係数αが正であれば、伝送信号Ｖinのレベルが高いときにＰＦＭ信号のパルス密度は密となり（繰り返し周波数Ｆは高くなり）、Ｖinのレベルが低いときにＰＦＭ信号のパルス密度は疎となる（繰り返し周波数Ｆは低くなる）。一方、αが負であれば伝送信号ＶinのレベルとＰＦＭ信号のパルス密度（繰り返し周波数Ｆ）との関係は逆となる。

駆動回路１０３は、バイアス制御回路１０５からの制御バイアス信号とＰＦＭ変調器１０２からのＰＦＭ信号とを加算した信号を電流に変換し、半導体レーザ１０４へパルス状の駆動電流を供給する。すなわち、駆動回路１０３はＰＦＭ信号に対応した電流にバイアス制御回路１０５により制御されるバイアス電流を重畳した駆動電流を生成する。半導体レーザ１０４は、駆動回路１０３からの駆動電流によって駆動され、光送信信号を生成する。生成された光送信信号は、光伝送路３へ送出される。

バイアス制御回路１０５は、駆動回路１０３によって重畳されるバイアス電流をＰＦＭ変調器１０２によって生成されるＰＦＭ信号のパルス密度（繰り返し周波数）の増減に応じて変化するように制御する回路である。バイアス制御回路１０５は、この例では増幅器１０６、加算器１０７、乗算器１０８及び第２のバイアス回路１０９を有する。具体的には、バイアス制御回路１０５は伝送信号に比例する値を１から減算した値で伝送信号の値を除した値に比例する変動バイアス信号と予め定められた固定バイアス信号とを加算した制御バイアス信号を生成し、駆動回路１０３へ出力する。以下、制御バイアス信号の生成法について詳しく説明する。

半導体レーザのキャリア密度ｎおよび光子密度ｐは、半導体レーザの駆動電流をＩ、電子電荷をｅ、半導体レーザ活性領域の体積をＶ、キャリアの寿命をτ、光子の寿命をτ_p、利得をＧとすると、次のレート方程式で表される。

更に、半導体レーザの駆動電流（駆動パルス列ともいう）のある駆動パルス直後の半導体レーザのキャリア密度をｎ₀、次の駆動パルス直前のキャリア密度をｎ₁、駆動電流に重畳されているバイアス電流をＩ_b、駆動パルス幅をｔ_p、駆動パルスの周期をＴとすると、近似的に以下の式が成り立つ。

ここで、ある駆動パルス直後から次の駆動パルス直前までの期間では、パルス駆動期間に比べ光子密度が十分低いので光子の寄与を無視し、キャリア密度の変化は緩やかであると仮定している。数式（２）の第２項はバイアス電流Ｉbによるキャリアの変化を示し、第３項はキャリアの減衰を示している。また、第３項においてキャリア密度は（ｎ₀＋ｎ₁）／２に近似されている。数式（２）をバイアス電流Ｉ_bについて解くと、次式が得られる。

ここで、

及び

とおくと、数式（３）は次式のようになる。

ところで、駆動パルス直後のキャリア密度ｎ₁を駆動パルスの密度によらずに一定に制御できれば、駆動パルス毎の発光遅れ時間も一定とすることができる。その場合、パルス駆動期間におけるキャリア変動がパルス毎に同一となるため、駆動パルス直前のキャリア密度ｎ₀も同一となる。また、Ｖ及びτはデバイス間のばらつきや温度変動の影響が無ければ一定であるから、キャリア密度ｎ₁及びｎ₀を一定にできれば、式（４）のＩ₀及び式（５）のＩ₁は一定値となる。

パルス周期Ｔは１／Ｆであり、繰り返し周波数Ｆは前述したようにＦ＝α（Ｖin＋Ｖb1）であるから、数式（６）は以下のように変形される。

ここで、バイアス制御回路１０５は、数式（７）の第１項に相当する固定バイアス電流と第２項に相当する変動バイアス電流とを加算したバイアス電流に対応するバイアス信号を生成する。駆動回路１０３は、バイアス制御回路１０５から供給されるバイアス信号とＰＦＭ変調器１０２からのＰＦＭ信号とを加算し、この加算後の信号（電圧）を電流に変換することによって、半導体レーザ１０４に供給する駆動電流（駆動パルス列）を生成する。これによって、パルス繰り返し周波数Ｆによらず駆動パルス直前のキャリア密度ｎ₁は一定となり、光パルス毎の発光遅れ時間を一定とすることが可能となる。

バイアス制御回路１０５について説明すると、増幅器１０６は、第１のバイアス回路１０１によってバイアスされた伝送信号Ｖin＋Ｖb1に予め定められた利得（増幅率または減衰率）を乗じて乗算器１０８へ出力する。加算器１０７は、第１のバイアス回路１０１からのバイアスされた伝送信号Ｖin＋Ｖb1と乗算器１０８からの出力信号とを加算し、乗算器１０８及び第２のバイアス回路１０９へ出力する。乗算器１０８は、増幅器１０６の出力信号と加算器１０７の出力信号とを乗算し、加算器１０７へ出力する。これら増幅器１０６、加算器１０７及び乗算器１０８は、数式（７）の第２項に相当する変動バイアス電流を生成するために用いられる。以下、この変動バイアス電流の生成過程について詳しく説明する。

加算器１０７の出力信号Ｙは、増幅器１０６の利得をＡとすると次式で与えられる。

数式（８）を加算器１０７の出力信号Ｙについて解くと、次式が求まる。

ここで、増幅器１０６の利得Ａ＝ｔ_p・αとおくと、加算器１０７の出力信号Ｙは数式（７）の第２項に比例することが分かる。従って、この加算器１０７の出力信号Ｙを用いれば、数式（７）の第２項に相当する変動バイアス電流の成分を生成することが可能となる。すなわち、増幅器１０６、加算器１０７及び乗算器１０８では数式（７）に示されるように、第１のバイアス回路１０１によってバイアスされた伝送信号Ｖin＋Ｖb1に比例する値Ａ・（Ｖin＋Ｖb1）を１から減算した値１−Ａ・（Ｖin＋Ｖb1）で（Ｖin＋Ｖb1）を除した値あるいはこれに比例する変動バイアス信号Ｙを生成する。

第２のバイアス回路１０９は、加算器１０７の出力信号である変動バイアス信号Ｙと数式（７）の第１項に相当する固定バイアス信号を加算して数式（７）に比例する制御バイアス信号を生成し、駆動回路１０３へ出力する。駆動回路１０３は、バイアス制御回路１０５から出力される制御バイアス信号とＰＦＭ変調器１０２からのＰＦＭ信号を加算し、加算信号を電流に変換して半導体レーザ１０４へ駆動電流として供給する。すなわち、半導体レーザ１０４にはＰＦＭ信号に対応する電流とバイアス電流Ｉ_bとが合成された駆動電流が供給され、これによって半導体レーザ１０４からＰＦＭ光信号が出力される。

半導体レーザ１０４から出力されるＰＦＭ光信号は、光送信装置１から光伝送路３に送出され、光受信装置２へ送信される。光受信装置２では、光伝送路３を介して送信された光信号を光／電気変換器２０１によって電気信号に変換し、ＰＦＭ復調器２０２によりＰＦＭ復調を行うことによって、伝送信号１００に対応した再生信号２００を生成する。ＰＦＭ復調器２０２は、具体的には２値化回路とローパスフィルタ（ＬＰＦ）を含み、光／電気変換器２０１からの出力信号を２値化した後、ＬＰＦを通すことによって復調された再生信号を出力する
次に、図２（ａ）及び（ｂ）と図３（ａ）及び（ｂ）を用いて本実施形態の効果について具体的に説明する。
図２（ａ）及び（ｂ）は、駆動回路１０３によって半導体レーザ１０４を駆動した場合の半導体レーザ１０４から出力される光信号の波形（光出力波形という）及び光受信装置において生成される再生信号のスペクトルの計算例をそれぞれ示している。伝送信号Ｖinは７０ＭＨｚの正弦波で、駆動パルス幅は５００ｐｓとしている。図２（ａ）で実線は半導体レーザ１０４の光出力波形、点線は半導体レーザ１０４の駆動電流波形を示す。また、図２（ａ）の鎖線は、点線で示される駆動電流波形における数式（７）の第２項に相当する変動バイアス電流の成分を拡大して示したものである。

一方、図３（ａ）及び（ｂ）は従来技術に従って固定バイアス信号によって半導体レーザを駆動した場合の半導体レーザの光出力波形及び再生信号のスペクトルの計算例を示している。バイアス以外の計算条件は、図２（ａ）及び（ｂ）と同一である。

図３（ａ）及び（ｂ）に示されるように、従来技術に基づく固定バイアス駆動によると、光パルスが疎の部分では発光遅れ時間及び緩和振動はともに小さく、ほぼ駆動電流波形に追随した出力波形が得られている。一方、光パルスが密の部分では発光遅れ時間が大きく、緩和振動による光スパイクが大きくなっている。また、この影響からスペクトルには大きな２次高調波（１４０ＭＨｚ）、３次高調波（２１０ＭＨｚ）が発生している。

これに対して、本実施形態に従って半導体レーザ１０４を駆動すると、図２（ａ）及び（ｂ）に示されるように、パルス密度（ＰＦＭ信号の繰り返し周波数）に拘わらず発光遅れ時間及び緩和振動はほぼ同一となっている。また、２次高調波及び３次高調波は図３（ｂ）に示される従来の結果に比較して、それぞれ約１１．５ｄＢ及び１７ｄＢ改善している。

このように本実施形態によれば、光送信装置１において半導体レーザ１０４の駆動電流に含まれるバイアス電流をＰＦＭ信号の繰り返し周波数の増減に応じて増減させることにより、ＰＦＭ信号の繰り返し周波数によらず光パルス毎の発光遅れ時間及び緩和振動をほぼ同一にすることができる。従って、光受信装置２において光送信装置１からの送信光信号を光/電気変換器２０１を通してＰＦＭ復調器２０２で復調する場合、広帯域信号を定歪で再生することが可能となる。

ところで、実装に当たって現実には回路特性や半導体レーザの特性は大きくばらつく。これらのばらつきに応じて増幅器１０６の利得や駆動回路１０３の電圧−電流変換係数を調整する手段を設ければ、回路特性や半導体レーザのばらつきの影響を受けないバイアス制御が実現できる。

また、温度変動による特性変動を抑圧するため、温度センサまたは温度により特性の変化する素子を用いてバイアス制御のパラメータを制御することにより、温度変動に対して安定なバイアス制御が可能となる。

なお、第１実施形態におけるバイアス制御回路１０５については、種々の変形が可能である。例えば、増幅器１０６は加算器１０７と乗算器１０８の間に配置されてもよいし、また増幅器１０６は複数に分割して配置されてもよい。バイアス制御回路１０５中の増幅器１０６、加算器１０７及び乗算器１０８は、数式（７）の第２項に比例する信号を生成しさえすればよいため、このように変形した構成によっても同様の結果が得られる。

（第２実施形態）
本実施形態は、本発明の第１実施形態におけるバイアス制御回路１０５を図４に示されるバイアス制御回路３０１に置き換えたものである。バイアス制御回路３０１以外の構成は第１実施形態と同様であるため、説明を省略する。バイアス制御回路３０１は、増幅器１０６、第２のバイアス回路１０９、乗算器３０２−１〜３０２−（ｎ−１）及び加算器３０３−１〜３０３−（ｎ−１）を有する。

増幅器１０６は、第１のバイアス回路１０１の出力信号Ｖin＋Ｖb1に予め定められた利得を乗じて乗算器３０２−１〜３０２−（ｎ−１）へ出力する。第２のバイアス回路１０９は、加算器３０３−１の変動バイアス信号に固定バイアス信号を重畳して駆動回路１０３へ出力する。

乗算器３０２−１は、第１のバイアス回路１０１の出力信号Ｖin＋Ｖb1と増幅器１０６の出力信号とを乗算して乗算器３０２−２及び加算器３０３−２へ出力する。乗算器３０２−ｍ（ｍは２〜ｎ−２の整数）は、増幅器１０６の出力信号と乗算器３０２−（ｍ−１）の出力信号とを乗算して乗算器３０２−（ｍ＋１）及び加算器３０３−（ｍ＋１）へ出力する。乗算器３０２−（ｎ−１）は、増幅器１０６の出力信号と乗算器３０２−（ｎ−２）の出力信号とを乗算して加算器３０３−（ｎ−１）へ出力する。

加算器３０３−１は、第１のバイアス回路１０１の出力信号Ｖin＋Ｖb1と加算器３０３−２の出力信号とを加算して第２のバイアス回路１０９へ出力する。加算器３０３−ｍ（ｍは２〜ｎ−２の整数）は、乗算器３０２−（ｍ−１）の出力信号と加算器３０３−（ｍ＋１）の出力信号とを加算して加算器３０３−（ｍ−１）へ出力する。加算器３０３−（ｎ−１）は、乗算器３０２−（ｎ−２）の出力信号と乗算器３０２−（ｎ−１）の出力信号とを加算して加算器３０３−（ｎ−２）へ出力する。

増幅器１０６、乗算器３０２−１〜３０２−（ｎ−１）及び加算器３０３−１〜３０３−（ｎ−１）は、以下に詳しく説明するような変動バイアス信号を生成する。まず、数式（９）をテーラ展開すると次式が求まる。

ここで、加算器３０３−１の出力信号をＹ、増幅器１０６の利得をＡとすると、増幅器１０６及び加算器３０３−１の入力は第１のバイアス回路１０１においてバイアスされた伝送信号Ｖin＋Ｖb1であるので、乗算器３０２−ｍ（ｍは１〜（ｎ−１）の整数）から、それぞれＡ^m・（Ｖin＋Ｖb1）^m+1で表される信号が出力される。乗算器３０２−ｍからのｎ−１個の信号は、加算器３０３−１〜３０３−（ｎ−１）によってそれぞれ加算され、加算器３０３−１の出力信号Ｙは以下のような値になる。

このように加算器３０３−１の出力信号Ｙは、数式（９）をテーラ展開した数式（１０）の第ｎ項までの近似を表す変動バイアス信号となる。

次に、バイアス制御回路３０１の動作を説明する。バイアス制御回路３０１において、第１のバイアス回路１０１からのバイアスされた伝送信号Ｖin＋Ｖb1は増幅器１０６、乗算器３０２−１及び加算器３０３−１に入力される。Ｖin＋Ｖb1は増幅器１０６において予め定められた利得Ａが乗じられて信号Ａ・（Ｖin＋Ｖb1）となり、乗算器３０２−１〜３０２−（ｎ−１）に入力される。

信号Ａ・（Ｖin＋Ｖb1）は、乗算器３０２−１、乗算器３０２−ｍ（ｍは２からｎ−２までの整数）及び乗算器３０２−（ｎ−１）に入力される。

乗算器３０２−１では、信号Ａ・（Ｖin＋Ｖb1）と前述のバイアスされた伝送信号Ｖin＋Ｖb1とが乗算されて信号Ａ・（Ｖin＋Ｖb1）²となり、加算器３０３−２及び乗算器３０２−２に入力される。乗算器３０２−ｍでは、信号Ａ・（Ｖin＋Ｖb1）はそれぞれ乗算器３０２−（ｍ−１）の出力信号と乗算されて信号Ａ^m・（Ｖin＋Ｖb1）^m+1となり、加算器３０３−（ｍ＋１）に入力される。乗算器３０２−（ｎ−１）では、信号Ａ・（Ｖin＋Ｖb1）は乗算器３０２−（ｎ−２）の出力信号と乗算されて信号Ａ^n-1・(Ｖin＋Ｖb1）ⁿとなり、加算器３０３−（ｎ−１）に入力される。

加算器３０３−（ｎ−１）においては、乗算器３０２−（ｎ−１）及び乗算器３０２−（ｎ−２）の出力信号が加算されて信号Ａ^n-1・（Ｖin＋Ｖb1）ⁿ＋Ａ^n-2・（Ｖin＋Ｖb1）^n-1となり、加算器３０３−（ｎ−２）に入力される。加算器３０３−ｍ（ｍは２からｎ−２までの整数）においては、加算器３０３−（ｍ＋１）の出力信号がそれぞれ乗算器３０２−（ｍ−１）の出力信号と加算され、

なる信号として、加算器３０３−（ｍ−１）へ出力される。加算器３０３−１においては、加算器３０３−２の出力信号がバイアスされた伝送信号Ｖin＋Ｖb1と加算され、

なる変動バイアス信号として、第２のバイアス回路１０９へ出力される。この加算器３０３−１からの変動バイアス信号は、第２のバイアス回路１０９において固定バイアス信号を付加され、制御バイアス信号として駆動回路１０３へ出力される。

次に、本実施形態の効果について説明する。説明を簡単にするため、ｎを２として図２（ｂ）と同様に半導体レーザ１０４を駆動した場合の再生信号のスペクトルを計算したところ、２次高調波の改善は図３（ｂ）に示される従来の結果に比較して、約７．４ｄＢとなった。この結果は、前述した第１の実施形態の実施の効果に比べて劣るものの、ｎが２程度であっても半導体レーザの発光遅れ時間変動による歪の抑圧が可能であることがわかる。また、ｎを増やすことで更なる改善が可能であると予想される。さらに、本実施形態におけるバイアス制御回路１０５は、第１の実施形態のようなフィードバック回路を含まないため、回路の高速化に適している。

（第３実施形態）
本実施形態は、本発明の第１実施形態におけるバイアス制御回路１０５を図５に示されるバイアス制御回路４０１に置き換えたものである。バイアス制御回路４０１以外の構成は第１実施形態と同様であるため、説明を省略する。本実施形態のバイアス制御回路４０１は、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）４０２、デジタル処理部４０３及びデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）４０４を有する。

ＡＤＣ４０２は、第１のバイアス回路１０１によってバイアスされた伝送信号Ｖin＋Ｖb1をアナログ−デジタル変換して、デジタル信号としてデジタル処理部４０３へ出力する。デジタル処理部４０３は、例えばデジタル回路、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）、あるいはマイクロプロセッサなどである。デジタル処理部４０３は、ＡＤＣ４０２の出力信号を受けて数式（９）または数式（１１）で表される処理をデジタル的に行う。すなわち、デジタル処理部４０３は第１の実施形態で説明したバイアス制御回路１０５または第２の実施形態で説明したバイアス制御回路３０１で生成される制御バイアス信号と等価なデジタルの制御バイアス信号を生成するためのデジタル処理を行い、この制御バイアス信号をＤＡＣ４０４へ出力する。ＤＡＣ４０４は、デジタル処理部４０３からのデジタルの制御バイアス信号をデジタル−アナログ変換して駆動回路１０３へ出力する。

本実施形態によると、光送信装置１を集積化する場合にバイアス制御回路４０１の構成要素であるＡＤＣ４０２、デジタル処理部４０３及びＤＡＣ４０４をワンチップ化することができるため、光送信装置１の小型化及び低コスト化が可能となる。また、デジタル処理部４０３は、デジタル処理によって制御バイアス信号を生成するため、外部からバイアス制御回路４０１のパラメータを変更することが容易である。従って、半導体レーザ特性や回路ばらつきへの対応が容易となる。

なお、この発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また上記実施形態に開示されている複数の構成要素を適宜組み合わせることによって種々の発明を形成できる。また例えば、実施形態に示される全構成要素からいくつかの構成要素を削除した構成も考えられる。さらに、異なる実施形態に記載した構成要素を適宜組み合わせてもよい。

第１実施形態に従う光伝送システムを示すブロック図。第１実施形態に従う光出力波形及び受信再生信号スペクトルを示すグラフ図。従来技術に従う光出力波形及び受信再生信号スペクトルを示すグラフ図。第２実施形態に従う光送信装置におけるバイアス制御回路を示すブロック図。第３実施形態に従う光送信装置におけるバイアス制御回路を示すブロック図。

符号の説明

１…光送信装置
２…光受信装置
３…光伝送路
１０１…第１のバイアス回路
１０２…ＰＦＭ変調器
１０３…駆動回路
１０４…半導体レーザ
１０５…バイアス制御回路
１０６…増幅器
１０７…加算器
１０８…乗算器
１０９…第２のバイアス回路
２０１…光／電気変換器
２０２…ＰＦＭ復調器
３０１…バイアス制御回路
３０２−１〜３０２−（ｎ−１）…乗算器
３０３−１〜３０３−（ｎ−１）…加算器
４０１…バイアス制御回路
４０２…アナログ-デジタル変換器（ＡＤＣ）
４０３…デジタル処理部
４０４…デジタル-アナログ変換器（ＤＡＣ）

Claims

伝送信号に対してパルス周波数変調（ＰＦＭ）を行って前記伝送信号の強度に応じて繰り返し周波数が変化するＰＦＭ信号を出力する変調器と；
前記ＰＦＭ信号に対応した電流にバイアス電流を重畳した駆動電流を生成する駆動回路と；
前記ＰＦＭ信号の繰り返し周波数の増加に対して前記バイアス電流を増加させ、前記繰り返し周波数の減少に対して前記バイアス電流を減少させるように前記バイアス電流を制御するバイアス制御部と；
前記駆動電流によって駆動され、前記伝送信号に対応した送信光信号を生成する半導体レーザと；を具備し、
前記バイアス制御部は、前記伝送信号に比例する値を１から減算した値で前記伝送信号の値を除した値に比例する変動バイアス信号と予め定められた固定バイアス信号とを加算した制御バイアス信号を生成するように構成され、
前記駆動回路は、前記ＰＦＭ信号と前記制御バイアス信号との加算信号を電圧-電流変換して前記駆動電流を生成するように構成されることを特徴とする光送信装置。
前記バイアス制御部は、
前記伝送信号に予め定められた利得を乗じる増幅器と、
前記増幅器の出力信号と前記変動バイアス信号とを乗算する乗算器と、
前記伝送信号と前記乗算器の出力信号とを加算して前記変動バイアス信号を生成する加算器と、
前記変動バイアス信号に前記固定バイアス信号を加算して前記制御バイアス信号を生成するバイアス回路とを含むことを特徴とする請求項１記載の光送信装置。
伝送信号に対してパルス周波数変調（ＰＦＭ）を行って前記伝送信号の強度に応じて繰り返し周波数が変化するＰＦＭ信号を出力する変調器と；
前記ＰＦＭ信号に対応した電流にバイアス電流を重畳した駆動電流を生成する駆動回路と；
前記ＰＦＭ信号の繰り返し周波数の増加に対して前記バイアス電流を増加させ、前記繰り返し周波数の減少に対して前記バイアス電流を減少させるように前記バイアス電流を制御するバイアス制御部と；
前記駆動電流によって駆動され、前記伝送信号に対応した送信光信号を生成する半導体レーザと；を具備し、
前記バイアス制御部は、
前記伝送信号をアナログ−デジタル変換して第１デジタル信号を得るアナログ−デジタル変換器と、
前記第１デジタル信号に比例する値を１から減算した値で前記第１デジタル信号の値を除した値に比例する変動バイアス信号と予め定められた固定バイアス信号とを加算した制御バイアス信号に対応する第２デジタル信号を生成するためのデジタル処理を行うデジタル処理部と、
前記第２デジタル信号をデジタル−アナログ信号変換して前記制御バイアス信号を得るデジタル−アナログ変換器とを含み、
前記駆動回路は、前記ＰＦＭ信号と前記制御バイアス信号との加算信号を電圧-電流変換して前記駆動電流を生成するように構成されることを特徴とする光送信装置。
伝送信号に対してパルス周波数変調（ＰＦＭ）を行って前記伝送信号の強度に応じて繰り返し周波数が変化するＰＦＭ信号を出力する変調器と；
前記ＰＦＭ信号に対応した電流にバイアス電流を重畳した駆動電流を生成する駆動回路と；
前記ＰＦＭ信号の繰り返し周波数の増加に対して前記バイアス電流を増加させ、前記繰り返し周波数の減少に対して前記バイアス電流を減少させるように前記バイアス電流を制御するバイアス制御部と；
前記駆動電流によって駆動され、前記伝送信号に対応した送信光信号を生成する半導体レーザと；を具備し、
前記バイアス制御部は、前記伝送信号に比例する値の１から任意の自然数までのべき乗の総和に比例する変動バイアス信号と予め定められた固定バイアス信号とを加算することにより制御バイアス信号を生成するように構成され、
前記駆動回路は、前記ＰＦＭ信号と前記制御バイアス信号との加算信号を電圧-電流変換して前記駆動電流を生成するように構成されることを特徴とする光送信装置。
前記バイアス制御部は、前記伝送信号に予め定められた利得を乗じる増幅器と、
前記伝送信号と前記増幅器の出力信号とを乗算する乗算器と、
前記伝送信号と前記乗算器の出力信号とを加算して前記変動バイアス信号を出力する加算器とを含むことを特徴とする請求項４記載の光送信装置。
伝送信号に対してパルス周波数変調（ＰＦＭ）を行って前記伝送信号の強度に応じて繰り返し周波数が変化するＰＦＭ信号を出力する変調器と；
前記ＰＦＭ信号に対応した電流にバイアス電流を重畳した駆動電流を生成する駆動回路と；
前記ＰＦＭ信号の繰り返し周波数の増加に対して前記バイアス電流を増加させ、前記繰り返し周波数の減少に対して前記バイアス電流を減少させるように前記バイアス電流を制御するバイアス制御部と；
前記駆動電流によって駆動され、前記伝送信号に対応した送信光信号を生成する半導体レーザと；を具備し、
前記バイアス制御部は、
前記伝送信号をアナログ−デジタル変換して第１デジタル信号を得るアナログ−デジタル変換器と、
前記第１デジタル信号に比例する値の１から任意の自然数までのべき乗の総和に比例する変動バイアス信号と予め定められた固定バイアス信号とを加算した制御バイアス信号に対応する第２デジタル信号を生成するためのデジタル処理を行うデジタル処理部と、
前記第２デジタル信号をデジタル−アナログ信号変換して前記制御バイアス信号を得るデジタル−アナログ変換器とを含み、
前記駆動回路は、前記ＰＦＭ信号と前記制御バイアス信号との加算信号を電圧-電流変換して前記駆動電流を生成するように構成されることを特徴とする光送信装置。