JP4711305B2

JP4711305B2 - 対象物識別装置

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Publication number: JP4711305B2
Application number: JP2006035602A
Authority: JP
Inventors: 洋佐藤; 美徳門脇; 誠司橋本; 隆二河野; 隼平井田
Original assignee: Toyota Motor Corp; Yokohama National University NUC
Current assignee: Toyota Motor Corp; Yokohama National University NUC
Priority date: 2006-02-13
Filing date: 2006-02-13
Publication date: 2011-06-29
Anticipated expiration: 2026-02-13
Also published as: JP2007212414A

Description

本発明は、広帯域信号を用いて対象物を識別する対象物識別装置に関する。

従来より、各種の対象物を識別する装置として、レーダ装置が広く利用されている。このレーダ装置は、基本的に電波を送信して対象物からの反射波を受信し、送信波と反射波の相違に基づき対象物を識別する。例えば、パルスを送信して、送信から受信するまでの時間から対象物までの距離を検出する。

ここで、このようなレーダ装置における距離分解能は送信パルスの帯域幅に比例する（非特許文献１）。従って、距離分解能を上げるには送信パルスを広帯域化することが必要となる。

しかし、送信パルスを広帯域化すると、受信側では高周波の信号を処理する必要がありその処理が難しくなる。例えば、受信信号をＡＤ変換処理する場合に、そのサンプリングクロックが非常に早くなってしまうという問題がある。

ここで、超長基線干渉計（ＶＬＢＩ）という距離計測技術が知られている（非特許文献２）。このＶＬＢＩは、電波を送信するものではないが、２つの広帯域信号の比較から距離を求める。そして、このＶＬＢＩにおいては、広帯域信号をサブバンド信号に分割し、サブバンド信号同士の比較を行っており、これによって、比較の対象をサブバンドとして、演算処理を容易にしている。

なお、車両に搭載するレーダ装置については、特許文献１などに記載がある。

特開平１０−５４８７４号公報吉田孝、「改訂レーダ技術」、電子情報通信学会、１９９６年高橋富士信、近藤哲朗、高橋幸雄、「ＶＬＢＩ技術」、オーム社、１９９７年

本発明は、広帯域信号を送信しつつ、受信波の処理が容易な対象物識別装置を提供することを目的とする。

本発明は、広帯域信号に合成可能な複数のサブバンド信号を送信する送信機と、対象物からの反射波を受信して、複数のサブバンド信号を得る受信機と、得られた複数のサブバンド信号について、前記広帯域信号における対応する信号との相関演算を個別に行い、受信した信号の粗サーチ遅延時間を算出する粗サーチ部と、複数のサブバンド信号を合成した広帯域での相関関数であって、前記粗サーチ遅延時間を設定した際の各サブバンドでの位相シフトを含む相関関数に基づいて相関演算を行い、前記粗サーチ遅延時間を補正した精サーチ遅延時間を得る精サーチ部と、を有し、前記粗サーチ部および精サーチ部において得られた両方の遅延時間に基づいて対象物を識別する情報を得ることを特徴とする。

また、前記広帯域信号についての情報を記憶する記憶手段を有し、前記粗サーチ部は、前記記憶手段から読み出した情報を利用して相関演算を行うことが好適である。

また、前記送信機は、複数のサブバンド信号についてそれぞれ高周波信号に変換して送信し、前記受信機は複数の高周波帯のサブバンド信号を受信し、ＡＤ変換部によりＡＤ変換し、前記粗サーチ部および精サーチ部は、ＡＤ変換後の複数のサブバンド信号について処理を行うことが好適である。

また、前記送信機は、前記広帯域信号を互いに離隔したとびとびの複数のサブバンド信号に分割することが好適である。

また、前記送信機は、周波数ホッピングによって順次周波数の変化する信号を得、これにパルス発生器からのサブバンド信号の帯域幅のパルス信号を乗算して前記複数のサブバンド信号を生成することが好適である。

本発明によれば、広帯域信号をサブバンドに分割して送信する。従って、受信側の処理においてもサブバンド毎の処理となる。従って、処理対象の帯域幅が小さくなりその処理が容易になる。また、個々のサブバンド信号について送信信号との相関を検出する粗サーチと、サブバンド信号間の位相差を検出して補正する精サーチを組み合わせるため正確な相関情報を得ることができる。

以下、本発明に係る対象物識別装置の実施形態について、図面に基づいて説明する。

図１は、一実施形態に係るレーダ装置の全体構成を示すブロック図である。広帯域信号発生回路１０１は、例えば０〜２ＧＨｚの帯域幅を有する広帯域信号を発生する。発生された広帯域信号はレーダパルス生成回路１０２において複数の互いに周波数が異なるサブバンド信号に分割される。これら複数の送信側のサブバンド信号は、それぞれ別の送信回路１０３に供給される。

送信回路１０３において所定の搬送波（例えば２４ＧＨｚ等）が混合され、高周波信号にアップコンバートされる。アップコンバートされた広帯域信号は複数の送信アンテナ１０４から対象物を識別したい方向（対象物が存在する方向）に放射される。

ここで、複数の送信回路１０３は、独立して設けられているため、ここで混合する搬送波の周波数は同一でなくてもよく、任意に選択できる。

送信アンテナ１０４から放射された送信波（複数の送信側サブバンド信号）は、対象物で反射され、複数の受信アンテナ１０５において受信される。

なお、送信アンテナ１０４および受信アンテナ１０５は、それぞれのサブバンド信号に応じて設けるため、送受信する電波の周波数に応じて適切な数にできる。複数としても１つとしてもよい。

複数の受信アンテナ１０５において受信した受信信号は複数の受信回路１０６に供給される。複数の受信回路１０６は、上述の複数の送信回路１０３の１つ１つに対応して設けられており、受信信号に対し送信回路１０３において混合した搬送波と同じ周波数の信号を混合して受信側サブバンド信号をそれぞれ得る。受信回路１０６において得られた受信側サブバンド信号は、レーダパルス合成回路１０７に供給される。

ここで、図２は、広帯域信号発生回路１０１において得られる広帯域信号、レーダパルス生成回路１０２におけるサブバンド信号の生成および送信および受信サブバンド信号を説明する図である。

すなわち、図２の左図に示すように、広帯域信号は０〜２ＧＨｚ程度の広帯域信号２０１である。レーダパルス生成回路１０２は、この広帯域信号２０１について、狭帯域のサブバンド信号２０２に分割する。このサブバンド信号２０２は、周波数軸上で互いに離隔している。そして、この複数のサブバンド信号が送受信される。

ベースバンド帯域に変換された複数のサブバンド信号は、レーダパルス合成回路１０７に供給され、ここでデジタルデータに変換された後、送信信号との相関演算が行われ、受信信号の送信信号に対する遅延時間が演算され、これが出力する。なお、この相関演算において、粗サーチと精サーチという２種類の相関演算が行われるがこれについては後述する。

レーダパルス合成回路１０７の計算結果である遅延時間が距離測定部１０８に供給され、供給される遅延時間から識別すべき対象物（目標物）との相対距離が算出される。

図３には、図１の回路についての具体的な構成が示されている。パルス発生器４０１は、帯域幅２ＧＨｚ程度の広帯域信号を発生する。このパルス発生器４０１の発生する信号は、図４の左側に示すような出力される信号の周波数が時間軸において順次変化するチャープ信号、もしくは図４の右側に示すように時間軸上におけるパルス幅が広帯域信号に対応して十分狭いインパルス状のパルス信号である。

このパルス信号は、周波数軸上では、図５に示すように占有帯域０Ｈｚ〜２ＧＨｚで帯域幅２ＧＨｚの広帯域信号である。

パルス発生器４０１において発生した広帯域信号は、レーダパルス生成回路４０２に供給される。このレーダパルス生成回路４０２は、電力分配機４２１とサブバンド信号の数に応じたバンドパスフィルタ４２２からなっている。電力分配機４２１は、パルス発生器４０１から供給される広帯域信号を所望の数（予め定められたサブバンド信号の数）に電力分配し、それぞれ別の帯域の信号を取り出す複数のバンドパスフィルタ４２２に供給する。例えば８つのバンドパスフィルタ４２２が設けられる。各バンドパスフィルタ４２２は、数十〜数百（例えば、８５ＭＨｚ）の帯域幅を有し、またその中心周波数は、０〜２ＧＨｚの帯域の中で互いに離隔して配置されている。そこで、この複数のバンドパスフィルタ４２２において、０〜２ＧＨｚ帯域の広帯域信号を分割した互いに離隔した狭帯域のサブバンド信号が得られる。

例えば、図６に示すように、各サブバンドの帯域幅ｆｂは８５ＭＨｚであって、サブバンドの中心周波数ｆ_ｋ（ｋ＝１〜８）はそれぞれ、４２ＭＨｚ、１２５ＭＨｚ、３７５ＭＨｚ、８７５ＭＨｚ、１３７５ＭＨｚ、１５４２ＭＨｚ、１７９２ＭＨｚ、１９５９ＭＨｚに設定される。ここで、ｋ番目のサブバンド信号をｘ_ｋ（ｔ）と定義する。

各バンドパスフィルタ４２２からの送信側のサブバンド信号は、送信回路４０３の対応するミキサ４３２に供給される。この複数のミキサ４３２にはそれぞれ対応する局部発振器４３１から搬送波（周波数ｆｃ）が供給されている。従って、バンドパスフィルタ４２２から供給される各サブバンド信号がミキサ４３２においてそれぞれＲＦ帯信号に周波数変換（アップコンバート）される。すなわち、図７に示すように０〜２ＧＨｚのサブバンド信号が、ｆｃ〜ｆｃ＋２ＧＨｚ帯のサブバンド信号に周波数変換される。

各ミキサ４３２の出力は、対応するパワーアンプ４３３によって送信信号として適した振幅にまで増幅され、その後バンドパスフィルタ４３４によって、アップコンバートされた各サブバンド信号を含む必要な帯域のみに帯域制限される。

送信回路４０３の出力である。ＲＦ帯の複数のサブバンド信号（レーダパルス）は対応する送信アンテナ４０４から対象物に向けて放射される。例えば、車載レーダであって、前方監視用であれば、前方のみに放射されるが、周辺すべての監視用であれば、周辺すべてに向けて放射される。また、送信側のサブバンド信号は０〜２ＧＨｚの帯域に分散して存在するため、高い分解能で対象物の識別が可能である。

なお、上述のように、各局部発振器４３１の供給する搬送波周波数ｆｃは互いに異なっていることが好ましい。これによって、各サブバンド信号を任意の帯域を用いて送信することができる。

送信された複数のサブバンド信号を含むレーダパルスは、対象物で反射され、この対象物からの反射波は、複数の受信アンテナ４０５に受信される。受信アンテナ４０５には、受信回路４０６が接続されており、受信信号がここに供給される。この受信回路４０６は複数の受信アンテナ４０５のそれぞれに対応して複数のバンドパスフィルタ４６１を有しており、受信信号はまずバンドパスフィルタ４６１に供給される。各バンドパスフィルタ４６１は、複数の送信信号のそれぞれに対応した周波数帯域の信号を取り出すものであり、それらの対象物による反射波の帯域の信号が取り出される。バンドパスフィルタ４６１には、低雑音アンプ４６２が接続されており、バンドパスフィルタ４６１からの受信信号がここで増幅され、ミキサ４６３に供給される。ミキサ４６３には、対応する局部発振器４６７からの信号が供給されている。この局部発振器４６７の発振周波数は、送信側の局部発振器４３１の搬送波の周波数ｆｃに対応して設定されており、これによってミキサ４６３によりダウンコンバートされて０〜２ＧＨｚ帯域の受信側サブバンド信号に変換される。

複数のミキサ４６３からの出力は、それぞれ対応するバンドパスフィルタ４６４に供給され、ここにおいて各サブバンド信号の帯域の信号が選択されてノイズが除去される。

このようにして得られた各バンドパスフィルタ４６４の各送信側サブバンド信号に対応する受信側サブバンド信号が、受信回路４０６から出力され、レーダパルス合成回路４０７に供給される。レーダパルス合成回路４０７は、複数のＡＤ変換回路４７１を有しており、複数のバンドパスフィルタ４６４からの信号がそれぞれ対応するＡＤ変換回路４７１に供給される。

ＡＤ変換回路４７１は、供給されるサブバンド信号をデジタル信号に変換する。ここで、各ＡＤ変換回路４７１には、レーダパルス生成回路４０２からの対応する送信側サブバンド信号も供給されており、この送信側サブバンド信号もデジタル信号に変換する。

このようにして、各ＡＤ変換回路４７１において得られたデジタルの送信側および受信側サブバンド信号（この例では８つのチャンネル）は、それぞれ対応する相関器４７２に供給され、送信側と受信側のサブバンド信号間の相関演算が行われる。この相関演算の結果はバンド幅合成回路４７３に供給される。このバンド幅合成回路４７３は、１つのサブバンドの中の周波数の相違に基づくスペクトルの位相の相違に基づく遅延時間の補正を行うと共に、複数のサブバンド信号を統合した全体（全チャンネル）の相関を求め、補正された遅延時間Δτ’を求める。

このようにして、送信波に対する受信波の到達遅延時間Δτ’を求め、これが距離測定部４０８に供給される。そして、求めた到達遅延時間Δτ’に基づいて、距離測定部４０８が対象物との相対距離Ｒを、Ｒ＝ｃΔτ’／２により求める。ここで、ｃは光速である。

＜ベースバンド帯域への変換＞
図８には、図３の構成の変形例が示してある。この例では、送信側のバンドパスフィルタ４２２からの出力について、図９に示すように、ベースバンド帯域に周波数変換する。すなわち、バンドパスフィルタ４２２からの信号は、それぞれミキサ４９１に供給され、ここで局部発振器４９２からの信号と混合される。この局部発振器４９２の発振周波数はバンドパスフィルタ４２２からのサブバンド信号の中心周波数ｆ_ｋ（上記例ではｋ＝１〜８）に設定してある。従って、各ミキサ４９１の出力は、すべて中心周波数がｆｂ（サブバンド信号帯域幅）／２のベースバンド帯域の信号に周波数変換される。

ここで、送信側サブバンド信号をｘ_ｋ（ｔ）、受信側サブバンド信号をｙ_ｋ（ｔ）とすると、ベースバンド帯域のサブバンド信号ｘ_ｋ ^ｖ（ｔ），ｙ_ｋ ^ｖ（ｔ）との間には、次の関係が成り立つ。

［数１］
ｘ_ｋ（ｔ）＝ｘ_ｋ ^ｖ（ｔ）・ｅ^{ｉ２π（ｆｋ−０．５ｆｂ）ｔ}
ｙ_ｋ（ｔ）＝ｙ_ｋ ^ｖ（ｔ）・ｅ^{ｉ２π（ｆｋ−０．５ｆｂ）ｔ}
ここで、ｆｋは、ｋ番目のサブバンド信号の中心周波数である。

各ＡＤ変換回路４７１は、供給されるベースバンド帯域のサブバンド信号ｘ_ｋ ^ｖ（ｔ），ｙ_ｋ ^ｖ（ｔ）をデジタル信号に変換する。ここで、ＡＤ変換回路４７１は、ベースバンド帯域のサブバンド信号ｙ_ｋ ^ｖ（ｔ）をデジタル変換するので、ＡＤ変換回路４７１に必要なサンプリング周波数は、２・ｆｂ（Ｈｚ）以上となる。例えば、サンプリング周波数として１７０ＭＨｚが採用される。このように、この例によれば、ＡＤ変換回路４７１のサンプリング周波数を小さなものとできるという効果が得られる。

ここで、本実施形態において、レーダパルス合成回路４０７においては、遅延時間を求める相関演算として、１つ１つのサブバンド信号と対応する送信信号の相関を求める粗サーチと、複数のサブバンド信号全体を統合した相関を考慮する精サーチの両方を行う。そこで、これらの内容について、以下に説明する。なお、以下の説明では、図８におけるベースバンド帯域のサブバンド信号ｘ_ｋ ^ｖ（ｔ），ｙ_ｋ ^ｖ（ｔ）を用いる。

＜粗サーチ＞
まず、粗サーチについて説明する。相関器４７２では、送信する広帯域信号における対応するサブバンド信号（送信サブバンド信号）との相関演算により遅延時間を求める。ここで、受信側のサブバンド信号ｙ_ｋ（ｔ_ｊ）に対応する送信側のレーダパルスのサブバンド信号をｘ_ｋ（ｔ_ｊ）とし、このベースバンド帯域の信号をｘ_ｋ ^ｖ（ｔ_ｊ）とすれば、相関器４７２では、ｘ_ｋ（ｔ_ｊ）とｙ_ｋ（ｔ_ｊ）との相関を求めることになる。しかし、ここではｘ_ｋ ^ｖ（ｔ_ｊ）と、ｙ_ｋ ^ｖ（ｔ_ｊ）をフーリエ変換したスペクトルである、Ｘ_ｋ ^ｖ（ｆ_ｊ）と、Ｙ_ｋ ^ｖ（ｆ_ｊ）との相互スペクトルＳ_ｋ ^ｖ（ｆ_ｊ）を求める。

［数２］
Ｓ_ｋ ^ｖ（ｆ_ｊ）＝Ｘ_ｋ ^ｖ（ｆ_ｊ）・Ｙ_ｋ ^ｖ＊（ｆ_ｊ）
なお、^＊は複素共役を表す。

各チャネルの相互スペクトルＳ_ｋ ^ｖ（ｆ_ｊ）は、バンド幅合成回路４７３に供給される。バンド幅合成回路４７３は、各チャネルの相互スペクトルＳ_ｋ ^ｖ（ｆ_ｊ）について、次に式により相関関数Ｆ_ｋ（Δτ）を求める。

［数３］
Ｆ_ｋ（Δτ）＝（１／（Ｊ−１））Σ［Ｓ_ｋ ^ｖ（ｆ_ｊ）・ｅ^{−ｉ２πｆｊｖΔτ}］（ｊ＝１〜Ｊ）

ここで、Ｊはサブバンド信号の数、ｆｊｖはベースバンド帯域の指標ｊに対する周波数である。

続いて、次式のように、各チャネルの相関関数を合計した粗決定サーチ関数Ｆ（Δτ）を求める。

［数４］
Ｆ（Δτ）＝Σ［Ｆ_ｋ（Δτ）］（ｋ＝１〜ｎ）

バンド幅合成回路４７３は、Ｆ（Δτ）を最大にするΔτを探索する。ここでは、得られたΔτの値をΔτ_ｓとする。

ここで、受信波は、対象物に反射して戻ってきたものであり、その遅延時間だけ送信側信号を遅延させれば、送信側信号と受信側信号の相関が最も大きくなる。例えば、図９に示すように、送信波および受信波のパルスを鈍らせたものについて、比較的粗くサンプリングし、送信波に所定の遅延時間τを与えながらこれらの相互スペクトルＸ（ｆ）・Ｙ^＊（ｆ）を求める場合を考える。

τを変化させることで送信波と受信波の全体として相関が最も大きくなる遅延時間τが求められる。

ここで、送信波ｘ（ｔ）のフーリエ変換をＸ（ｆ）とした場合、ｘ（ｔ）についてΔτだけ時間をずらした、ｘ（ｔ＋Δτ）のフーリエ変換は、Ｘ’（ｆ）＝ｅ^−ｉφＸ（ｆ）と表される。ここで、φ＝２πｆΔτであり、ｆは周波数である。

時間軸におけるΔτの遅延は、フーリエ変換後において周波数に比例した位相ずれとして現れる。すなわち、図１０に示すように、時間軸上で送信波をΔτだけ遅延させるとフーリエ変換（ＦＦＴ）後においては周波数軸上においては高い周波数においてその成分の位相が大きく回転されることになる。

従って、ｘ（ｔ）とｙ（ｔ）の相互スペクトルＸ（ｆ）・Ｙ^＊（ｆ）に対して、Δτだけ位相を補正したものはＸ（ｆ）・Ｙ^＊（ｆ）・ｅ^{−ｉ２πｆΔτ}と表せる。

Δτを動かすことはＹ^＊（ｆ）の位相を回転させることに対応し、図１１に示すように相関値が最大になるところを探すことによって、最も尤もらしい遅延時間Δτを求めることができる。

これによって、サブバンド信号毎に別々の演算によって遅延時間Δτを求めることができる。

そして、すべてのサブバンド信号についての相関の和Ｆ（Δτ）が最大になるようなΔτを求めて粗サーチの検索結果Δτ_ｓが得られる。

＜精サーチ＞
次に、バンド幅合成回路４７３は、次式によって全チャネルを合成した相関関数である精決定サーチ関数Ｄ（Δτ’）を用いて、相関が最大となる遅延時間Δτ’求める。

［数５］
Ｄ（Δτ’）＝（１／Ｎ）Σ［Ｆ_ｋ（Δτ_ｓ）・ｅ^{−ｉ（２πｆ０ｖΔτ’＋Δφｋ}］（ｋ＝１〜Ｎ）

ここで、ｆ０ｋは、ｋ番目のサブバンドチャネルのＲＦ周波数帯の中心周波数であり、Δφｋはｋ番目のサブバンドの送受信回路内での位相シフトの値であり、Ｎはサブバンドの数である。

そして、Ｄ（Δτ’）を最大にするΔτ’を求める。得られたΔτ’がレーダパルスの遅延時間となり、これに基づき対象物との相対距離Ｒが求められる。

ここで、このような精サーチについて、説明する。図１２に示すように、粗サーチによって、サブバンド信号の１つについてその位相について補償して遅延時間が求められている。しかし、これは１つ１つのサブバンド信号についての演算である。従って、図１３に示すように、広帯域信号の帯域全体を見れば、１つのサブバンド信号の相互スペクトルについて位相が回転していなくても他のサブバンド信号の相互スペクトルについて位相が回転しているかもしれない。

そこで、遅延時間を微小に変更して、全チャンネルのサブバンド信号を統括した相関について最大値を求めれば、サブバンド毎の周波数の相違に基づく位相の回転を補償することができる。前述のＤ（Δτ’）の最大値となるΔτ’を求めることがこれに該当する。

ここで、本実施形態においては、サブバンド信号は互いに離隔したとびとびの中心周波数を持った信号である。従って、３６０度を単位とする位相ずれは判定できない。すなわち、０．１回転の位相ずれか１．１、２．１、３．１回転の位相ずれかの判定はできない。

しかし、本実施形態では、精サーチの前に粗サーチを行っている。従って、粗サーチで求めたΔτにより、正しいΔτ’を選択することができる。粗サーチによるΔτは位相ずれにおいて３６０度以上の誤差はないと考えられるからである。

＜メモリの利用＞
図１４には、さらに他の実施形態の構成が示されている。この例では、送信側のバンドパスフィルタ４２２から送信側のサブバンド信号ｘ_ｋ（ｔ）またはｘ_ｋ ^ｖ（ｔ）をレーダパルス合成回路４０７に入力するのに代えてレーダパルス合成回路４０７がメモリ４７４を有しており、このメモリ４７４に相関演算に用いる送信側のサブバンド信号を記憶している。

ここで、このメモリ４７４には、送信側サブバンド信号ｘ_ｋ（ｔ_ｊ）をベースバンドに周波数変換し、さらにフーリエ変換した周波数スペクトルＸ_ｋ（ｆ_ｊ）を予め計算して保持しておく。これによって、レーダパルスである広帯域信号から、サブバンド信号ｘ_ｋ（ｔ_ｊ）を得、これをベースバンド帯域のサブバンド信号ｘ_ｋ ^ｖ（ｔ_ｊ）に変換し、さらにフーリエ変換したＸ_ｋ ^ｖ（ｆ_ｊ）を得るという処理をレーダパルス合成回路４０７において行う必要がなくなる。

なお、到達遅延時間を検出するためには、パルス発生器４０１から広帯域信号は発生されるタイミング（送信タイミング）を知っておく必要がある。また、送信側サブバンド信号の遅延は、メモリ４７４から読み出すタイミングを広帯域信号発生のタイミングからずらすことによって達成できる。

＜実施例＞
図１５に、対象物（目標）との相対距離が９．２４６ｍの場合の相関関数を示す。粗決定サーチ関数Ｆ（Δτ）は粗い精度だが６０ｎｓｅｃ近辺に１つだけ相関ピークが出ている。一方、精決定サーチ関数Ｄ（Δτ’）は、ピークの幅が０．５ｎｓｅｃ程度と高い精度が出ているが、同じ高さのピークが複数出ている。そこで、Ｆ（Δτ）と、Ｄ（Δτ’）の両方が最大になるところでということで、相関関数が最大となるのはΔτ’は６１．５ｎｓｅｃの方だということがわかる。遅延時間を距離に変換すると、９．２４ｍとなる。

このように、本実施形態によれば、サンプリング周波数１７０ＭＨｚのＡＤ変換回路を用いて帯域幅２ＧＨｚの広帯域信号の相関演算を実現することができる。

＜他の実施形態＞
図１６は、図３，８，１４におけるパルス発生器の代わりに周波数ホッピング回路を用いた例を示している。この周波数ホッピング回路では、パルス発生器１１０１からは図９に示すベースバンド帯域のサブバンド信号が発生される。例えば、帯域幅がｆｂ＝８７ＭＨｚで、中心周波数がｆｂ／２＝４３．５ＭＨｚのパルス信号（ベースバンドの送信側サブバンド信号）である。このサブバンド信号はミキサ１１０５に供給される。このミキサ１１０５には、ＰＬＬ（位相ロックループ）回路１１０４からの周波数ホッピングする搬送波が供給されている。

すなわち、ＰＬＬ回路１１０４には、局部発振器１１０３からの信号および擬似乱数系列符号発生器１１０２からの信号が供給されており、ＰＬＬ回路１１０４は局部発振器１１０３からの信号を擬似乱数系列符号発生器１１０２からの信号に応じて逓倍する。これによって、ＰＬＬ回路１１０４からは、図６に示すｆ１〜ｆ８の信号が出力される。なお、このようなＰＬＬ回路１１０４の出力の逓倍は、擬似乱数系列符号発生器１１０２からの係数によって、ＰＬＬ回路内の逓倍器の係数を変更することによって容易に達成できる。

ここで、擬似乱数系列符号発生器１１０２は、例えばＧＯＬＤ系列符号を発生する。ここで、パルス発生器１１０１から発生されるパルス信号の電力は一定であり、ミキサ１１０５の出力であるサブバンド信号の電力は図１７の左側に示すように一定である。一方、パルス信号の周波数は、ミキサ１１０５の出力であるサブバンド信号の周波数は、図１７の右側に示すように、ランダムに変化する。すなわち、ミキサ１１０５からは、周波数ｆ０〜ｆｎ（例えばｎ＝８）の信号がＧＯＬＤ系列符号に応じて順次出力されることになる。

このようにして、図６におけるｆ１〜ｆ８の送信側サブバンド信号がミキサ１１０５の出力として得られる。ここで、この実施形態では、複数の送信側サブバンド信号は、時系列で順番に得られるため、レーダパルス生成回路４０２、送信回路４０３、受信回路４０６，レーダパルス合成回路４０７において、時間的に切り替えて利用できるものについては、時間的に切り替えて利用するすることができる。また、送信アンテナ４０４，受信アンテナ４０５についても、ある程度共用することも可能である。特に、レーダパルス合成回路４０７の相関器４７２は、順次相関演算を行えばよい。

このように、本実施形態では、直接サブバンド信号を発生するため、広帯域信号を発生する必要がない。従って、装置が簡単に構成でき、低コスト化を図ることができる。また、擬似乱数系列符号発生器１１０２にそれぞれ固有の初期値を割り当てることで、異なるレーダ間の相関関係を低くし、複数のレーダが存在する環境においても自己のレーダ波の反射波を他のレーダ波から識別することもできる。すなわち、レーダ毎にそれぞれ異なる符号系列を与えると、他のレーダからの干渉を抑制することができる。車載レーダでは、渋滞中などレーダレンジ内複数のレーダが存在し、互いに干渉するおそれがある。その際に反射波における符号系列を識別することで、自己のレーダの反射波を他社のレーダの反射から識別することができる。なお、符号系列はＧＯＬＤ系列符号以外でもよい。

＜その他＞
上記実施形態によれば、受信側において広帯域信号を互いに離隔した複数のサブバンド信号に分割した。これによって、計算量を減少して効率的な遅延時間の算出が行えるが、必ずしもこれに限定されることなく、広帯域信号の全帯域についてカバーするようにサブバンド信号に分割してもよい。

また、インパルス型のレーダパルスを利用することによって、搬送波を使用せずに送受信を行うことも可能である。

上記実施形態においては、対象物との相対距離を求めた。しかし、距離に限らず送信信号と受信信号の相関情報に基づき、相対速度、相対加速度など対象物についての各種の情報を得ることもできる。

さらに、上述の実施形態では、サブバンド合成において、各サブバンドについて差をつけなかった。しかし、対象物識別の状況や目的に応じてサブバンド信号の中心周波数に重みをつけて処理を行ってもよい。例えば、近傍の対象物の場合には、低周波のサブバンド信号については重みを０にし、中間の周波数については重みを小さくするなどの手法を採用することができる。

さらに、送信される広帯域信号について周波数特性を均一でなくしてもよい。これによって、受信側においては条件付きの相関演算を行い、検出したい対象に応じた処理を行うことができる。さらに、送信チャープ信号について、アップチャープや、ダウンチャープを適宜用いることによって、送信元の識別が行える。

このように、本実施形態においては、サブバンド信号を用いるが、そのサブバンド信号がどのような送信信号に基づいて発生されたかという送信信号について情報を持っておくことができる。従って、この送信信号についての情報に応じて受信側における相関演算を検出対象に応じて適切なものに変更することができる。

また、受信信号の周波数特性などに基づき、送信信号についての重み付けを変更し、受信信号が検出に適切なものになるように、フィードバック制御することも可能である。

実施形態のレーダ装置の概略構成を示すブロック図である。サブバンド信号への変換などを説明する図である。実施形態のレーダ装置の一構成例を示すブロック図である。レーダパルスの例を示す図である。広帯域信号を示す図である。サブバンド信号を示す図である。アップコンバートした送信信号を示す図である。変形例のレーダ装置の構成を示す図である。ベースバンド帯域への周波数変換を説明する図である。こまかなずれを示す図である。位相のずれを説明する図である。サブバンド内の位相ずれを示す図である。サブバンド間の位相ずれを示す図である。他の実施形態の構成を示す図である。粗決定サーチ関数および精決定サーチ関数の例を示す図である。周波数ホッピングを利用する構成を示す図である。周波数ホッピングの状態を示す図である。

符号の説明

１０１広帯域信号発生回路、１０２，４０２レーダパルス生成回路、１０３，４０３送信回路、１０４，４０４送信アンテナ、１０５，４０５受信アンテナ、１０６，４０６受信回路、１０７レーダパルス合成回路、１０８距離測定部、３０１，４０１，１１０１パルス発生器、４０７レーダパルス合成回路、４２１電力分配機、４２２，４３４，４６１，４６４バンドパスフィルタ、４３１，４６７，４９２，１１０３局部発振器、４３２，４６３，４９１，１１０５ミキサ、４３３パワーアンプ、４６２低雑音アンプ、４７１ＡＤ変換回路、４７２相関器、４７３バンド幅合成回路、４７４メモリ、１１０２擬似乱数系列符号発生器、１１０４ＰＬＬ回路。

Claims

広帯域信号に合成可能な複数のサブバンド信号を送信する送信機と、
対象物からの反射波を受信して、複数のサブバンド信号を得る受信機と、
得られた複数のサブバンド信号について、前記広帯域信号における対応する信号との相関演算を個別に行い、受信した信号の粗サーチ遅延時間を算出する粗サーチ部と、
複数のサブバンド信号を合成した広帯域での相関関数であって、前記粗サーチ遅延時間を設定した際の各サブバンドでの位相シフトを含む相関関数に基づいて相関演算を行い、前記粗サーチ遅延時間を補正した精サーチ遅延時間を得る精サーチ部と、
を有し、
前記粗サーチ部および精サーチ部において得られた両方の遅延時間に基づいて対象物を識別する情報を得ることを特徴とする対象物識別装置。
請求項１に記載の対象物識別装置において、
前記広帯域信号についての情報を記憶する記憶手段を有し、
前記粗サーチ部は、前記記憶手段から読み出した情報を利用して相関演算を行うことを特徴とする対象物識別装置。
請求項２に記載の対象物識別装置において、
前記送信機は、複数のサブバンド信号についてそれぞれ高周波信号に変換して送信し、
前記受信機は複数の高周波帯のサブバンド信号を受信し、ＡＤ変換部によりＡＤ変換し、
前記粗サーチ部および精サーチ部は、ＡＤ変換後の複数のサブバンド信号について処理を行うことを特徴とする対象物識別装置。
請求項１〜３のいずれか１つに記載の対象物識別装置において、
前記送信機は、前記広帯域信号を互いに離隔したとびとびの複数のサブバンド信号に分割することを特徴とする対象物識別装置。
請求項１〜４のいずれか１つに記載の対象物識別装置において、
前記送信機は、周波数ホッピングによって順次周波数の変化する信号を得、これにパルス発生器からのサブバンド信号の帯域幅のパルス信号を乗算して前記複数のサブバンド信号を生成することを特徴とする対象物識別装置。