JP4695077B2 - 円偏波アンテナ及びそれを用いるレーダ装置 - Google Patents

Description

本発明は高性能化、高い量産性及び低コスト化を実現するための技術を採用した円偏波アンテナ（ｃｉｒｃｕｌａｒｌｙ ｐｏｌａｒｉｚｅｄ ａｎｔｅｎｎａ）及びそれを用いるレーダ装置に係り、特に、車載レーダ（ａｕｔｏｍｏｔｉｖｅ ｒａｄａｒｓ）として今後使用されるＵＷＢ（Ｕｌｔｒａ−ｗｉｄｅｂａｎｄ）レーダに適した円偏波アンテナ及びそれを用いるレーダ装置に関する。

主に、車載用あるいは携帯用の短距離用レーダ（ｓｈｏｒｔ ｒａｎｇｅ ｒａｄａｒ：ＳＲＲ）として、２２〜２９ＧＨｚの準ミリ波帯を使用するＵＷＢを利用することが提案されている。

このＵＷＢで使用されるレーダ装置のアンテナとしては、放射特性が広帯域であることの他に、車載時に、例えば、車体とバンパーとの隙間等に設置されることを考慮して、小型で且つ薄型平面構造であることが必要である。

また、このアンテナとしては、ＵＷＢで規定されている微弱電波で探査が行え、バッテリ駆動可能なように無駄な電力消費を抑えるために、低損失、高利得が要求されており、そのためにアレー化を容易に達成できることが必要である。

また、このアンテナとしては、低コスト化のために、アンテナ素子の給電部がパターン印刷技術で製作できることが望ましい。

さらに、レーダについて言えば、２次反射波の影響を受けないように、交差偏波成分の小さい円偏波を採用することが望まれる。

ところで、前述のように、ＵＷＢレーダでは２２〜２９ＧＨｚ帯を使用することになっているが、この帯域の中には電波天文や地球探査衛星業務（ＥＥＳＳ）のパッシブセンサを保護するためのＲＲ電波発射禁止帯（２３．６〜２４．０ＧＨｚ）が含まれている。

２００２年、ＦＣＣ（米国連邦通信委員会）は、次の非特許文献１において、２２〜２９ＧＨｚに置ける平均電力密度を−４１．３ｄＢｍ以下、ピーク電力密度が０ｄＢｍ／５０ＭＨｚとする規定を公開している。

この規定の中には、前記ＥＥＳＳへの電波干渉を抑えるため、仰角サイドロープを数年毎に−２５ｄＢから−３５ｄＢへと低減することも併せて規定されている。
ＦＣＣ ０２−４８ Ｎｅｗ Ｐａｒｔ １５ Ｒｕｌｅｓ，ＦＩＲＳＴ ＲＥＰＯＲＴ ＡＮＤ ＯＲＤＥＲ

しかしながら、これを実現するためには、ＵＷＢレーダに用いるアンテナの垂直方向の寸法が大きくなり、一般の乗用車に搭載することが困難になることが想定される。

このため、ＦＣＣは、アンテナのサイドローブに頼らない方法として、２００４年に下記非特許文献２で、前記ＲＲ電波発射禁止帯の放射電力密度をこれまでより２０ｄＢ小さい−６１．３ｄＢｍ／ＭＨｚとする改定ルールを迫加している。
"Ｓｅｃｏｎｄ Ｒｅｐｏｒｔ ａｎｄ Ｏｒｄｅｒ ａｎｄ Ｓｅｃｏｎｄ Ｍｅｍｏｒａｎｄｕｍ Ｏｐｉｎｉｏｎ ａｎｄ Ｏｒｄｅｒ"ＦＣＣ ０４−２８５，Ｄｅｃ．１６，２００４

従来のＵＷＢレーダは、連続発振器からの連続波（ＣＷ）を半導体スイッチでオン／オフする方式を採用している。

この方式では、スイッチのアイソレーションの不完全性により、大きな残留キャリアが発生するため、図２１に破線で示すように、前記残留キャリアを、ドップラーレーダ用に割り当てられている２４．０５〜２４．２５ＧＨｚのＳＲＤ（Ｓｈｏｒｔ Ｒａｎｇｅ Ｄｅｖｉｃｅ）バンドに避難させている。

しかしながら、ＳＲＤバンドは前記ＲＲ電波発射禁止帯と極めて接近しており、ＥＥＳＳなどとの干渉が避けられないという深刻な問題がある。

この問題を解決するため、下記の非特許文献３に示すバースト発振器をＵＷＢレーダに用いる方法が提案されている。
"Ｒｅｓｉｄｕａｌ−ｃａｒｒｉｅｒ ｆｒｅｅ ｂｕｒｓｔ ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ ｆｏｒ ａｕｔｏｍｏｔｉｖｅ ＵＷＤ ｒａｄａｒ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，"Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｌｅｔｔｅｒｓ，２８ ｔｈ Ａｐｒｉｌ ２００５，Ｖｏｌ．４１，Ｎｏ．９

バースト発振器はパルスがオンのときのみ発振し、オフでは発振が停止するもので、このようなバースト発振器をＵＷＢレーダに使えば残留キャリアは発生しない。

このため、任意のスペクトル配置ができるので、図２１に実線で示すような帯域をＵＷＢレーダに用いることができる結果、ＲＲ電波発射禁止帯での放射電力密度を十分低く抑えることが可能となる。

しかし、バースト発振器のみで上記の放射電力密度をスペクトルピークより２０ｄＢ以上低くするのは容易でない。

この場合、もし、アンテナが上記ＲＲ電波発射禁止帯で利得に鋭い落ち込み（ノッチ）を持つ特性を有するものであれば、このアンテナを前記バースト発振器と組み合わせて使用することにより、ＦＣＣの新規定を満たすＵＷＢレーダを実現することができる。

本発明は、このようなＲＲ電波発射禁止帯に利得のノッチを有するＵＷＢレーダ用として好適なアンテナを提供することを意図している。

これらの諸要求を満足するアンテナとして、まず、第１に、広帯域の薄型平面アンテナを実現する必要がある。

薄型平面アンテナとしては、誘電体基板上に矩形や円形の平板状のアンテナ素子をパターン形成して構成した所謂パッチアンテナが知られている。

しかるに、このパッチアンテナは一般的に狭帯域であり、これを広帯域化するためには、誘電率の低い基板を用い、その厚さを厚くしなければならない。

また、準ミリ波帯で使用するには低損失の基板が必要であり、このような基板としてテフロン（登録商標）が知られている。

しかるに、このテフロンは金属膜の接合に難点があるため、アンテナの製作が難しく、コスト高になるという問題がある。

また、広帯域な円偏波アンテナとして、次の非特許文献４には、比較的厚い誘電体基板上にスパイラルのアンテナ素子を設けたものが発表されている。
Ｎａｋａｎｏ ｅｔ ａｌ．"Ｔｉｌｔｅｄ−ａｎｄ Ａｘｉａｌ−Ｂｅａｍ Ｆｏｒｍａｔｉｏｎ ｂｙ ａ Ｓｉｎｇｌｅ−Ａｒｍ Ｒｅｃｔａｎｇｕｌａｒ Ｓｐｉｒａｌ Ａｎｔｅｎｎａ Ｗｉｔｈ Ｃｏｍｐａｃｔ Ｄｉｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｓｕｂｓｔｒａｔｅ ａｎｄ Ｃｏｎｄｕｃｔｉｎｇ Ｐｌａｎｅ"，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ＡＰ，ｖｏｌ．５０，Ｎｏ．１，ｐｐ．１７−２３ Ｊａｎ．２００２

スパイラルアンテナは、一般的には、一対のスパイラルエレメントを有する平衡型のアンテナである。

しかるに、上記非特許文献４では、これを１本のスパイラルエレメントで構成し、バラン（ｂａｌｕｎ）不要の不平衡給電（ｕｎｂａｌａｎｃｅｄ ｆｅｅｄ）を可能にしている。

しかしながら、上記非特許文献４のアンテナの場合、誘電体の大きさがλ／２程度であり、アレー構造とする場合、この誘電体のブロックを一定の距離をおいて複数配列しなければならず、構造的に量産に適さない。

また、共通の誘電体基板上にスパイラルエレメントを複数配置することも可能であるが、前記したように、誘電体基板の厚さが大（波長に比べて無視できない厚さ）の場合、誘電体基板表面に沿って伝搬する表面波が励振されて、各エレメントが表面波の影響を互いに受けて所望の特性が得られない。

なお、この表面波は、前記したパッチアンテナの場合でも、広帯域化のために基板の厚さを増すことによって発生する。

本発明の目的は、上述したような表面波による影響を抑え、広帯域にわたって良好な放射特性を有し、且つＲＲ電波発射禁止帯における放射を抑圧すると共に、高い量産性および低コスト化を実現することが可能な円偏波アンテナ及びそれを用いるレーダ装置を提供することである。

前記目的を達成するために、本発明の第１の態様によると、
誘電体基板（２１、２１′、２１″）と、
前記誘電体基板の一面側に重合される地板導体（２２、２２′）と、
前記誘電体基板の反対面に形成された円偏波型のアンテナ素子（２３、２３′）と、
それぞれの一端側が前記地板導体に接続され、前記誘電体基板をその厚さ方向に沿って貫通し、且つそれぞれの他端側が前記誘電体基板の反対面まで延びて、前記アンテナ素子を囲むように所定間隔で設けられることにより、キャビティを構成する複数の金属ポスト（３０）と、
前記誘電体基板の反対面側に、前記複数の金属ポストの各他端側をその並び方向に沿って短絡し、且つ前記アンテナ素子方向に所定幅を有するリムが設けられている枠状導体（３２、３２′）と、を具備し、
前記キャビティ及び前記枠状導体とで共振器を構成し、前記共振器と前記アンテナ素子との構造パラメータを調整して、前記共振器の共振周波数を所望の値に設定し、前記構造パラメータは、前記キャビティの内寸Ｌｗ、前記枠状導体の前記リム幅Ｌ _Ｒ 、前記アンテナ素子の巻数、前記アンテナ素子の基本長ａ０、前記アンテナ素子の線路幅Ｗの少なくとも一つを含み、且つ、前記枠状導体の前記リム幅Ｌ _Ｒ は、前記誘電基板の表面に沿って伝播する表面波の波長の略１／４の幅としたことを特徴とする円偏波アンテナが提供される。

また、前記目的を達成するために、本発明の第２の態様によると、
前記アンテナ素子が、所定の偏波回転方向を有すると共に、スパイラルの中心側端部を有する方形スパイラル型または円形スパイラル型に形成され、
前記方形スパイラル型または円形スパイラル型に形成された前記アンテナ素子の前記スパイラルの中心側端部に一端側が接続されて前記誘電体基板及び前記地板導体を貫通して設けられる給電ピン（２５）をさらに具備することを特徴とする第１の態様に従う円偏波アンテナが提供される。

また、前記目的を達成するために、本発明の第３の態様によると、
前記誘電体基板に形成される前記アンテナ素子と該アンテナ素子の前記スパイラルの中心側端部に一端側が接続される前記給電ピンとがそれぞれ複数組設けられ、
前記複数組の各アンテナ素子の前記所定の偏波の回転方向がそれぞれ同一の偏波の回転方向に形成され、
前記キャビティを構成する複数の金属ポスト及び前記枠状導体が前記複数組の各アンテナ素子を囲むように格子状に形成され、
前記地板導体側に設けられ、前記複数組の各アンテナ素子に前記複数組の給電ピンを介して励振信号を分配供給するための給電部（４０）をさらに具備することを特徴とする第２の態様に従う円偏波アンテナが提供される。

また、前記目的を達成するために、本発明の第４の態様によると、
前記給電部は、前記地板導体を挟んで前記誘電体基板の反対側に設けられた給電用誘電体基板（４１）と、前記給電用誘電体基板の表面に形成されたマイクロストリップ型の給電ライン（４２）とにより構成されていることを特徴とする第３の態様に従う円偏波アンテナが提供される。

また、前記目的を達成するために、本発明の第５の態様によると、
前記複数組の各アンテナ素子は、前記誘電体基板の反対面に直交する軸回りにそれぞれ同一の配置角及び互いに異なる配置角との少なくとも２種類の異なる配置角を有して形成されており、
前記給電部は、前記複数組の各アンテナ素子のうち、前記配置角が同一の各アンテナ素子間では、前記励振信号を同相で分配供給すると共に、前記配置角が異なるアンテナ素子間では、前記励振信号を互いの主偏波成分が同相で且つ交差偏波成分が逆相で分配供給することを特徴とする第３の態様に従う円偏波アンテナが提供される。

また、前記目的を達成するために、本発明の第６の態様によると、
前記方形スパイラル型に形成される前記アンテナ素子は、所定の素子幅Ｗで基本長をａ０とし、該ａ０並びにａ０の整数倍の長さの線路を９０度の角度毎に配置して構成する方形スパイラル状に連接される所定の巻き数の方形スパイラル型のアンテナ素子として形成されることを特徴とする第２の態様に従う円偏波アンテナが提供される。

また、前記目的を達成するために、本発明の第７の態様によると、
前記円形スパイラル型に形成される前記アンテナ素子は、所定の素子幅Ｗ及び所定のスパイラル間隔ｄで且つ基準点からの所定の半径初期値ＳＲで円形スパイラル状に連接される所定の巻き数を有する円形スパイラル型のアンテナ素子として形成されることを特徴とする第２の態様に従う円偏波アンテナが提供される。

また、前記目的を達成するために、本発明の第８の態様によると、
前記アンテナ素子として、所定の偏波回転方向を有する第１の円偏波型のアンテナ素子（２３、２３′）と、前記所定の偏波回転方向と逆方向の偏波回転方向を有する第２の円偏波型のアンテナ素子（２３′、２３）とが前記誘電体基板（２１″）に形成され、
前記複数の金属ポスト（３０）が、それぞれの一端側が前記地板導体に接続され、前記誘電体基板をその厚さ方向に沿って貫通し、且つそれぞれの他端側が前記誘電体基板の反対面まで延びて、前記第１の円偏波型のアンテナ素子及び前記第２の円偏波型のアンテナ素子とを分離して囲むように所定間隔で設けられることにより、それぞれ、分離したキャビティを構成し、
前記枠状導体（３２、３２′）として、それぞれ、前記第１の円偏波型のアンテナ素子及び前記第２の円偏波型のアンテナ素子とを分離して囲むように所定間隔で設けられる前記複数の金属ポストの各他端側をその並び方向に沿って短絡し、且つ前記誘電体基板の表面に沿って伝搬する表面波の波長に応じて前記第１の円偏波型のアンテナ素子及び前記第２の円偏波型のアンテナ素子方向に所定距離延びて前記誘電体基板の反対面側に第１の枠状導体（３２）及び第２の枠状導体（３２′）とが設けられることを特徴とする第１の態様に従う円偏波アンテナが提供される。

また、前記目的を達成するために、本発明の第９の態様によると、
前記第１の円偏波型のアンテナ素子及び前記第２の円偏波型のアンテナ素子の一方がレーダ装置（５０）の送信アンテナ（５１）として適用され、他方が前記レーダ装置（５０）の受信アンテナ（５２）として適用されことを特徴とする第８の態様に従う円偏波アンテナが提供される。

また、前記目的を達成するために、本発明の第１０の態様によると、
レーダパルスを送信アンテナ（５１）を介して空間へ放射する送信部（５４）と、
前記空間から戻ってくる前記レーダパルスの反射波を受信アンテナ（５２）を介して受信する受信部（５５）と、
前記受信部からの受信出力に基づいて前記空間に存在する物体を探査する解析処理部（５６）と、
解析処理部からの出力に基づいて前記送信部及び受信部の少なくとも一方を制御する制御部（５３）と、を具備し、
前記受信アンテナ及び送信アンテナが、所定の偏波回転方向を有する第１の円偏波型のアンテナ素子（２３、２３‘）及び前記所定の偏波回転方向と逆方向の偏波回転方向を有する第２の円偏波型のアンテナ素子（２３’、２３）で構成され、第１及び第２の円偏波型のアンテナ素子が、それぞれ、
誘電体基板（２１、２１′、２１″）と、
前記誘電体基板の一面側に重合される地板導体（２２、２２′）と、
前記誘電体基板の反対面に形成された円偏波型のアンテナ素子（２３、２３′）と、
それぞれの一端側が前記地板導体に接続され、前記誘電体基板をその厚さ方向に沿って貫通し、且つそれぞれの他端側が前記誘電体基板の反対面まで延びて、前記アンテナ素子を囲むように所定間隔で設けられることにより、キャビティを構成する複数の金属ポスト（３０）と、
前記誘電体基板の反対面側に、前記複数の金属ポストの各他端側をその並び方向に沿って短絡し、且つ前記アンテナ素子方向に所定幅を有するリムが設けられている枠状導体（３２、３２′）と、を具備し、
前記キャビティ及び前記枠状導体とで共振器を構成し、前記共振器と前記アンテナ素子との構造パラメータを調整して、前記共振器の共振周波数を所望の値に設定し、前記構造パラメータは、前記キャビティの内寸Ｌｗ、前記枠状導体の前記リム幅Ｌ _Ｒ 、前記アンテナ素子の巻数、前記アンテナ素子の基本長ａ０、前記アンテナ素子の線路幅Ｗの少なくとも一つを含み、且つ、前記枠状導体の前記リム幅Ｌ _Ｒ は、前記誘電基板の表面に沿って伝播する表面波の波長の略１／４の幅とし、
前記複数の金属ポスト（３０）が、それぞれの一端側が前記地板導体に接続され、前記誘電体基板をその厚さ方向に沿って貫通し、且つそれぞれの他端側が前記誘電体基板の反対面まで延びて、前記第１の円偏波型のアンテナ素子及び前記第２の円偏波型のアンテナ素子を分離して囲むように所定間隔で設けられることにより、それぞれ、分離したキャビティを構成し、
前記第１の円偏波型のアンテナ素子及び前記第２の円偏波型のアンテナ素子を分離するように囲む第１の枠状導体及び第２の枠状導体が前記枠状導体として前記誘電体基板の反対面側に設けられていることを特徴とするレーダ装置が提供される。

前記目的を達成するために、本発明の第１１の態様によると、
前記アンテナ素子が、所定の偏波回転方向を有すると共に、スパイラルの中心側端部を有する方形スパイラル型または円形スパイラル型に形成され、
前記方形スパイラル型または円形スパイラル型に形成された前記アンテナ素子の前記スパイラルの中心側端部に一端側が接続されて前記誘電体基板及び前記地板導体を貫通して設けられる給電ピンをさらに具備することを特徴とする第１０の態様に従うレーダ装置が提供される。

前記目的を達成するために、本発明の第１２の態様によると、
前記誘電体基板に形成される前記アンテナ素子と該アンテナ素子の前記スパイラルの中心側端部に一端側が接続される前記給電ピンとがそれぞれ複数組設けられ、
前記複数組の各アンテナ素子の前記所定の偏波の回転方向がそれぞれ同一の偏波の回転方向に形成され、
前記キャビティを構成する複数の金属ポスト及び前記枠状導体が前記複数組の各アンテナ素子を囲むように格子状に形成され、
前記地板導体側に設けられ、前記複数組の各アンテナ素子に前記複数組の給電ピンを介して励振信号を分配供給するための給電部をさらに具備することを特徴とする第１１の態様に従うレーダ装置が提供される。

前記目的を達成するために、本発明の第１３の態様によると、
前記給電部は、前記地板導体を挟んで前記誘電体基板の反対側に設けられた給電用誘電体基板と、前記給電用誘電体基板の表面に形成されたマイクロストリップ型の給電ラインとにより構成されていることを特徴とする第１２の態様に従うレーダ装置が提供される。

前記目的を達成するために、本発明の第１４の態様によると、
前記複数組の各アンテナ素子は、前記誘電体基板の反対面に直交する軸回りにそれぞれ同一の配置角及び互いに異なる配置角との少なくとも２種類の異なる配置角を有して形成されており、
前記給電部は、前記複数組の各アンテナ素子のうち、前記配置角が同一の各アンテナ素子間では、前記励振信号を互いに同相で分配供給すると共に、前記配置角が異なる各アンテナ素子間では、前記励振信号を互いの主偏波成分が同相で且つ互いの交差偏波成分が逆相で分配供給することを特徴とする第１２の態様に従うレーダ装置が提供される。

前記目的を達成するために、本発明の第１５の態様によると、
前記方形スパイラル型に形成される前記アンテナ素子は、所定の素子幅Ｗで基本長をａ０とし、該ａ０並びにａ０の整数倍の長さの線路を９０度の角度毎に配置して構成する方形スパイラル状に連接される所定の巻き数の方形スパイラル型のアンテナ素子として形成されることを特徴とする第１１の態様に従うレーダ装置が提供される。

前記目的を達成するために、本発明の第１６の態様によると、
前記円形スパイラル型に形成される前記アンテナ素子は、所定の素子幅Ｗ及び所定のスパイラル間隔ｄで且つ基準点からの所定の半径初期値ＳＲで円形スパイラル状に連接される所定の巻き数を有する円形スパイラル型のアンテナ素子として形成されることを特徴とする第１１の態様に従うレーダ装置が提供される。

以上のように構成される本発明の円偏波アンテナでは、誘電体基板を貫通する金属ポストをアンテナ素子を囲むように並べてキャビティ構造とし、さらに、この金属ポストの先端を並び方向に沿って短絡し、且つアンテナ素子方向に所定距離延びた枠状導体（ｒｉｍ／ｃｏｎｄｕｃｔｉｎｇ ｒｉｍ）を設けているので、表面波の発生を抑制でき、アンテナの放射特性を所望の特性にすることができる。

また、本発明の円偏波アンテナでは、キャビティの共振現象を利用することにより、アンテナ利得の周波数特性がＲＲ電波発射禁止帯で鋭い落ち込み（ノッチ）を持つようにすることができ、上述したＥＥＳＳとの電波干渉を低減するのに有効である。

さらに、本発明の円偏波アンテナでは、シーケンシャル回転アレー較正、すなわち、複数のアンテナ素子を軸回りに少なくとも２種類の異なる角度で配置し、その複数のアンテナ素子のうち、配置角が同一の各アンテナ素子間については同相で、配置角が異なる各アンテナ素子間では、互いの主偏波成分が同相で互いの交差偏波成分が逆相となるように励振信号を分配供給することにより、各アンテナ素子の交差偏波成分が相殺され、アンテナ全体として広帯域にわたり良好な円偏波特性と広帯域にわたり良好な反射特性を実現することができる。

図１は、本発明による円偏波アンテナの第１の実施形態の構成を説明するために示す斜視図である。 図２は、本発明による円偏波アンテナの第１の実施形態の構成を説明するために示す正面図である。 図３は、本発明による円偏波アンテナの第１の実施形態の構成を説明するために示す背面図である。 図４Ａは、図２の４Ａ−４Ａ拡大断面図である。 図４Ｂは、図２の変形例における４Ｂ−４Ｂ線拡大断面図である。 図５は、図２の５−５線拡大断面図である。 図６Ａは、本発明による円偏波アンテナの第１の実施形態の要部の構成を説明するために示す拡大正面図である。 図６Ｂは、本発明による円偏波アンテナの第１の実施形態の要部の変形例の構成を説明するために示す拡大正面図である。 図７は、本発明による円偏波アンテナの第１の実施形態の要部の変形例の構成を説明するために示す拡大正面図である。 図８は、本発明による円偏波アンテナの第１の実施形態の要部の構成を除いたときの特性図である。 図９は、本発明による円偏波アンテナの第１の実施形態の要部の構成を用いたときの特性図である。 図１０は、本発明による円偏波アンテナの第２乃至第６の実施形態が適用されるシーケンシャル回転アレーの原理を説明するために示す図である。 図１１は、本発明による円偏波アンテナの第２の実施形態が適用されるシーケンシャル回転アレーの構成を説明するために示す正面図である。 図１２は、本発明による円偏波アンテナの第２の実施形態が適用されるシーケンシャル回転アレーの構成を説明するために示す側面図である。 図１３は、本発明による円偏波アンテナの第２の実施形態が適用されるシーケンシャル回転アレーの構成を説明するために示す背面図である。 図１４は、本発明による円偏波アンテナの第３の実施形態が適用されるシーケンシャル回転アレーの構成を説明するために示す正面図である。 図１５は、本発明による円偏波アンテナの第４の実施形態が適用されるシーケンシャル回転アレーの構成を説明するために示す正面図である。 図１６は、本発明による円偏波アンテナの第５の実施形態が適用されるシーケンシャル回転アレーの構成を説明するために示す正面図である。 図１７は、本発明による円偏波アンテナの第６の実施形態が適用されるシーケンシャル回転アレーの構成を説明するために示す正面図である。 図１８Ａは、本発明による円偏波アンテナの第３の実施形態が適用されるシーケンシャル回転アレーの構成において、共振器の共振周波数がＲＲ電波発射禁止帯となるように構成した円偏波アンテナの利得特性を説明するために示す図である。 図１８Ｂは、本発明による円偏波アンテナの第３の実施形態が適用されるシーケンシャル回転アレーの構成において、共振器の共振周波数がＲＲ電波発射禁止帯となるように構成した円偏波アンテナの利得特性をさらに詳細に説明するために示す図である。 図１９は、本発明による第７の実施形態が適用されるレーダ装置の構成を説明するために示すブロック図である。 図２０は、本発明による第７の実施形態が適用されるレーダ装置に用いられる円偏波アンテナの構成を説明するために示す正面図である。 図２１は、準ミリ波帯ＵＷＢのスペクトラムマスクと望ましい使用周波数帯を示す図である。

以下、図面に基づいて本発明の幾つかの実施の形態を説明する。

（第１実施形態）
図１乃至図５は、本発明を適用した第１実施形態による円偏波アンテナ２０の基本構造を示している。

すなわち、図１は、本発明による円偏波アンテナの第１の実施形態の構成を説明するために示す斜視図である。

また、図２は、本発明による円偏波アンテナの第１の実施形態の構成を説明するために示す正面図である。

また、図３は、本発明による円偏波アンテナの第１の実施形態の構成を説明するために示す背面図である。

また、図４Ａは、図２の４Ａ−４Ａ線拡大断面図である。

また、図４Ｂは、図２の変形例における４Ｂ−４Ｂ線拡大断面図である。

また、図５は、図２の５−５線拡大断面図である。

本発明による円偏波アンテナは、基本的には、図１乃至図５に示すように、誘電体基板２１と、前記誘電体基板２１の一面側に重合される地板導体２２と、前記誘電体基板２１の反対面に形成された円偏波型のアンテナ素子２３と、それぞれの一端側が前記地板導体２２に接続され、前記誘電体基板２１をその厚さ方向に沿って貫通し、且つそれぞれの他端側が前記誘電体基板２１の反対面まで延びて、前記アンテナ素子２３を囲むように所定間隔で設けられることにより、キャビティを構成する複数の金属ポスト３０と、前記誘電体基板２１の反対面側に、前記複数の金属ポスト３０の各他端側をその並び方向に沿って短絡し、且つ前記アンテナ素子２３方向に所定距離延びて設けられる枠状導体３２とを有している。

この円偏波アンテナ２０は、具体的には、低誘電率（３．５前後）を有する材質からなる基板で、例えば、その厚さが１．２ｍｍの誘電体基板２１と、その誘電体基板２１の一面側（図１、図２で背面側）に設けられた地板導体２２と、誘電体基板２１の反対面側（図１、図２で前面側）に、例えば、パターン印刷技術によって形成された右巻き矩形スパイラルの不平衡型のアンテナ素子２３と、このアンテナ素子２３のスパイラル中心側の側端部（給電点）に一端が接続され、誘電体基板２１をその厚さ方向に貫通して地板導体２２の穴２２ａを通過する給電ピン（ｆｅｅｄ ｐｉｎ）２５を有している。

上記の誘電体基板２１としては、準ミリ波帯で低損失のＲ０４００３（Ｒｏｇｅｒｓ社）などの材料を用いることができる。

この誘電体基板２１の材質としては、低損失で誘電率が２〜５程度の材料であれば使用可能であり、例えば、ガラスクロステフロン基板や各種熱硬化樹脂基板が候補となる。

ここまでに示した構造による円偏波アンテナは、前記非特許文献３の円偏波アンテナとほぼ同等であり、不平衡型の給電線、例えば、同軸ケーブルや、地板導体２２をアースラインとするコプレーナ線路あるいは後述するマイクロストリップ線路等により給電ピン２５の他端側から給電することにより、アンテナ素子２３から左回り円偏波（ｒｉｇｈｔ ｈａｎｄ ｃｉｒｃｕｌａｒ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ：ＲＨＣＰ）の電波を放射することができる。

ただし、これだけの構造のみによる円偏波アンテナでは、前記したように、誘電体基板２１の表面に沿った表面波が励振されるため、その表面波の影響によって円偏波アンテナとして所望の特性が得られない。

そこで、この実施形態の円偏波アンテナ２０では、上記構造に加えて、図４Ａ、図５に示しているように、一端側が地板導体２２に接続され、誘電体基板２１を貫通して、他端側が誘電体基板２１の反対面まで延びた、例えば、円柱状の金属ポスト３０を、アンテナ素子２３を囲むように所定間隔で設けることによって形成される、キャビティ構造を採用している。

さらに、この実施形態の円偏波アンテナ２０では、上記キャビティ構造に加えて、誘電体基板２１の反対面側に、各金属ポスト３０の他端側をその並び方向に沿って順次短絡し、且つ各金属ポスト３０との接続位置からアンテナ素子２３方向に所定距離延びた枠状導体３２を設けている。

そして、この実施形態の円偏波アンテナ２０では、このキャビティ構造と、枠状導体３２との相乗効果によって、表面波を抑圧することができるようにしている。

なお、複数の金属ポスト３０は、図４Ｂに示すように、誘電体基板２１を貫通する複数の穴３０１を形成し、この複数の穴３０１の内壁にメッキ加工（スルーホールメッキ）することによって複数の中空状の金属ポスト３０′として実現することもできる。

この場合、スルーホールメッキによる複数の中空状の金属ポスト３０′の下端部は、誘電体基板２１の一端側にパターン印刷技術によって形成されるランド３０２を介して地板導体２２に接続されるようになされている。

以下、上記のキャビティ構造と枠状導体３２とによる表面波抑圧の効果を説明するために、各部の構造パラメータと、当該構造パラメータを変えて得られた円偏波アンテナ２０の特性についてのシミュレーション結果について説明する。

先ず、各部の構造パラメータとなり得る要素について説明する。

この円偏波アンテナ２０の使用周波数はＵＷＢ内の２６ＧＨｚであり、アンテナ素子２３の方形スパイラルは、基本長をａ０とし、該ａ０ならびにその任意倍数の長さの線路を９０度の角度毎に配置して構成する。

このような方形スパイラルの典型的な例を図６Ａに示す。すなわち、この例では、素子幅Ｗを０．２５ｍｍ、基本長ａ０を０．４５ｍｍとし、以下、９０度の角度毎に２ａ０、２ａ０、３ａ０、３ａ０、４ａ０、４ａ０の線路長とし、最終線路長を３ａ０とし、全体で９巻き（ｎｉｎｅ−ｔｕｒｎ ｓｐｉｒａｌ）の方形スパイラルとしている。

また、図６Ｂに示す方形スパイラルは、図６Ａにおける基本長ａ０よりも長くした基本長ａ０′とし、巻数を減らした場合である。

この例では、素子幅Ｗを０．２５ｍｍ、基本長ａ０′を０．７ｍｍとし、以下、９０度の角度毎に２ａ０′、２ａ０′、３ａ０′、３ａ０′、４ａ０′の線路長とし、最終線路長を約１．５ａ０′とし、全体で８巻き（ｅｉｇｈｔ−ｔｕｒｎ ｓｐｉｒａｌ）の方形スパイラルとしている。

この場合、最終線路長は、円偏波の軸比（ａｘｉａｌ ｒａｔｉｏ）や反射特性を最適化するように約１．５ａ０′に選んである。

なお、以下の説明および実施形態では、円偏波アンテナ２０に採用すべきとしてアンテナ素子２３として方形スパイラルの例を示している。

しかるに、図７に示すように、円偏波アンテナ２０に採用すべきとしてアンテナ素子２３としては、方形スパイラルに代えて、円形スパイラルのアンテナ素子２３を用いることもできる。

この図７に示す円形スパイラルのアンテナ素子２３は、例えば、基準点からの半径初期値ＳＲ＝０．２ｍｍ、素子幅Ｗ＝０．３５ｍｍ、スパイラル間隔ｄ＝０．２ｍｍ、巻き数２．１２５の円形スパイラルによるアンテナ素子２３の場合であり、このような円形スパイラルによるアンテナ素子２３を円偏波アンテナ２０に用いた場合でも、上述した方形スパイラルのアンテナ素子２３を用いた場合とほぼ同等の結果が得られている。

また、誘電体基板２１の外形はアンテナ素子２３のスパイラル中心を中心とする正方形で、図２に示すように、その一辺の長さをＬ（以下、外形長と記す）とし、キャビティの外形もこれと同心の正方形としている。

また、キャビティは、図４Ａ，Ｂに示すように、その内寸をＬｗとし、さらに、枠状導体３２のキャビティ内壁から内側へ延びる距離（以下、リム幅と記す）をＬ_Ｒとする。

また、キャビティを形成する複数の金属ポスト３０の直径は、それぞれ、０．３ｍｍであり、各金属ポスト３０の間隔は０．９ｍｍである。

図８は、複数の金属ポスト３０によるキャビティ及び枠状導体３２を設けない場合における垂直面（図１、図２でｙｚ面）の放射特性についてのシミュレーション結果を示している。

図８において、Ｆ１、Ｆ１′は、外形長Ｌ＝１８ｍｍのときの主偏波（左回り偏波ｌｅｆｔ ｈａｎｄ ｃｉｒｃｕｌａｒ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ：ＬＨＣＰ）と交差偏波（右回り偏波（ｒｉｇｈｔ ｈａｎｄ ｃｉｒｃｕｌａｒ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ：ＲＨＣＰ）の特性であり、Ｆ２、Ｆ２′は、外形長Ｌ＝２４ｍｍのときの主偏波と交差偏波の特性である。

ここで、円偏波アンテナとして要求される放射特性は、主偏波については０°方向を中心として対称でブロードな単峰特性であり、交差偏波（完全な円偏波であればゼロである）については、広い角度範囲において主偏波より十分低い放射強度となる必要がある。

これに対し、図８の主偏波の特性Ｆ１、Ｆ２は、ともに非対称で利得に大きな暴れがあり、また、交差偏波についてみれば、−６０°、−４０°の近傍で主偏波と同等またはそれに近い放射レベルになっていることが判る。

このような放射特性の乱れは、前記した表面波の影響によって発生している。

本願発明者らは、当初、この表面波の影響を前記した複数の金属ポスト３０によるキャビティ構造の採用で抑圧することができると見込み、その複数の金属ポスト３０によるキャビティの大きさを種々変えて行った前記と同様の幾つかの放射特性についてのシミュレーション結果を得ている。

しかるに、キャビティ構造の採用だけでは、表面波の影響による放射特性の乱れを抑圧できないことが判明している。

そして、キャビティ構造に前記した枠状導体３２を設けることによって、表面波の影響による放射特性の乱れをなくすことができることを見い出している。

図９は、複数の金属ポスト３０によって内寸Ｌｗ＝９ｍｍのキャビティを設け、さらにリム幅Ｌ_Ｒ＝１．２ｍｍの枠状導体３２を設けたときの、外形長Ｌ＝１８ｍｍ及びＬ＝２４ｍｍにした場合の主偏波の特性Ｆ３、Ｆ４と交差偏波の特性Ｆ３′、Ｆ４′についてのシミュレーション結果を示している。

この図９から明らかなように、主偏波の特性Ｆ３、Ｆ４は、０°方向を中心として対称でブロードな単峰特性となり、交差偏波の特性Ｆ３′、Ｆ４′についても、広い角度範囲において主偏波Ｆ３、Ｆ４より十分低い放射強度で緩慢な変化となっており、前記した円偏波アンテナとして要求される所望の特性が得られていることが判る。

また、各部の構造パラメータを変えて行った前記と同様の幾つかの各種の放射特性についてのシミュレーションの結果、枠状導体３２が無い場合の放射特性は、誘電体基板２１の外形長Ｌとキャビティ内寸Ｌｗに対する依存性を示し、概略的な傾向を言えば、外形長Ｌが大きい（Ｌ＝２４，１８ｍｍ）場合、キャビティ内寸Ｌｗが３〜１０ｍｍまで大きくなるにつれて主偏波特性は３峰形から単峰形に近づくことが判明している。

また、誘電体基板２１の外形長Ｌが比較的小さい（Ｌ＝１２ｍｍ）場合、キャビティ内寸Ｌｗが３〜１０ｍｍまで間で大きくなるにつれて主偏波特性は双峰形から単峰形に近づくことが判明している。

しかし、いずれの場合でも、交差偏波の暴れが大きく使用角度範囲内いずれかにおいて主偏波成分との差が小さくなり、偏波選択性が低く、上記図９のような所望の特性には至らないことが判明している。

なお、リム幅Ｌ_Ｒの１．２ｍｍは、表面波の波長のほぼ１／４に相当している。

つまり、このリム幅Ｌ_Ｒ＝１．２ｍｍの部分は、その先端側からポスト壁側を見たとき、表面波に対してインピーダンスが無限大となるλｇ／４（λｇは管内波長）の長さの伝送路を形成する。

したがって、誘電体基板２１の表面に沿った電流が流れないことになり、この電流阻止作用によって表面波の励振が抑圧され、放射特性の暴れを防いでいることになる。

よって、円偏波アンテナ２０を上記した以外の他の周波数帯に適用する場合には、その周波数に応じてリム幅Ｌ_Ｒを変更設定すればよい。

（第２実施形態）
上記第１実施形態の円偏波アンテナ２０では、ＵＷＢレーダ等として必要とされる利得が不足する場合や、ビームを絞る必要がある場合には、上記円偏波アンテナ２０をアレー化にすればよい。

また、円偏波アンテナをアレー化する場合、交差偏波分を抑圧して、アンテナ全体として広帯域な円偏波特性と広帯域な反射特性を実現する、下記の非特許文献５に示すシーケンシャル回転アレーを採用することができる。
Ｔｅｓｈｉｒｏｇｉ，ｅｔ ａｌ．"Ｗｉｄｅｂａｎｄ ｃｉｒｃｕｌａｒｌｙ ｐｏｌａｒｉｚｅｄ ａｒｒａｙ ａｎｔｅｎａ ｗｉｔｈ ｓｅｑｕｅｎｔｉａｌ ｒｏｔａｔｉｏｎｓ ａｎｄ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｏｆ ｅｌｅｍｅｎｔｓ，"Ｐｒｏｃ．ｏｆ ＩＳＡＰ′８５，０２４−３，ｐｐ．１１７−１２０，１９８５

シーケンシャル回転アレーとは、同一平面上に複数Ｎの同一構造のアンテナ素子を配置したアレーアンテナにおいて、各アンテナ素子を放射方向の軸回りに順次ｐ・π／Ｎラジアンずつ回転して配置すると共に、各アンテナ素子への給電位相をその配置角に応じてｐ・π／Ｎラジアンずつ偏移したアンテナである。

ここで、ｐは、１以上Ｎ−１以下の整数である。

このような構造にすることで、各アンテナ素子の偏波特性が不完全な円偏波（つまり、楕円偏波）の場合であっても、円偏波アンテナ全体としては交差偏波成分が相殺されてほぼ完全な円偏波特性を得ることができる。

以下、ｐ＝１、Ｎ＝２の最も簡単な例によってシーケンシャル回転アレーの原理について説明する。

図１０に示すように、横軸強度ａ＋ｂ、縦軸強度ａ−ｂの楕円偏波特性のアンテナ素子の楕円偏波特性Ａ１は、強度ａの左回りの主偏波成分Ｂ１（円偏波）と、強度ｂの右回りの交差偏波成分Ｃ１（円偏波）とが合成されたものと見なせる。

そして、このアンテナ素子をπ／２回転して配置すれば、縦軸強度ａ＋ｂ、横軸強度ａ−ｂの縦長の楕円偏波特性Ａ２となり、この縦長楕円偏波特性Ａ２は、強度ａの左回りの主偏波成分Ｂ２（円偏波）と、強度ｂの右回りの交差偏波成分Ｃ２（円偏波）とが合成されたものと見なせる。

ただし、楕円偏波特性Ａ１のアンテナ素子と楕円偏波特性Ａ２のアンテナ素子とに同相給電した場合、両者の偏波方向は、主偏波、交差偏波ともπ／２ずれている。

そこで、楕円偏波特性Ａ１のアンテナ素子への給電位相に対して、楕円偏波特性Ａ２のアンテナ素子への給電位相をπ／２だけ遅延させると、楕円偏波特性Ａ２のアンテナ素子の主偏波成分Ｂ２′は、楕円偏波特性Ａ１のアンテナ素子の主偏波成分Ｂ１と同相となって両者（Ｂ２′、Ｂ１）が強調合成される。

これに対し、楕円偏波特性Ａ２のアンテナ素子の交差偏波成分Ｃ２′は、楕円偏波特性Ａ１のアンテナ素子の交差偏波成分Ｃ１と逆相で強度が等しいので、相殺される。

したがって、アンテナ全体の偏波特性は、左回りの主偏波成分Ｂ１、Ｂ２′を合成したほぼ完全な円偏波となる。

図１１乃至図１３は、本発明による円偏波アンテナの第２の実施形態として、上記シーケンシャル回転アレーの原理を用いてアレー化した円偏波アンテナ２０′の構成を示している。

すなわち、図１１は、本発明による円偏波アンテナの第２の実施形態が適用されるシーケンシャル回転アレーの構成を説明するために示す正面図である。

また、図１２は、本発明による円偏波アンテナの第２の実施形態が適用されるシーケンシャル回転アレーの構成を説明するために示す側面図である。

また、図１３は、本発明による円偏波アンテナの第２の実施形態が適用されるシーケンシャル回転アレーの構成を説明するために示す背面図である。

この第２の実施形態による円偏波アンテナ２０′は、縦長矩形の共通の誘電体基板２１′及び地板導体２２′に、前記第１の実施形態のアンテナ素子２３を、２列４段にアレー化して構成されている。

また、この円偏波アンテナ２０′の地板導体２２′側には、複数のアンテナ素子に励振信号を分配給電するための給電部４０が形成されている。

誘電体基板２１′の表面には、前記第１の実施形態と同様に右巻き矩形スパイラルに形成された８つのアンテナ素子２３（１）〜２３（８）が２列４段に設けられている。

ここで、右列の４つのアンテナ素子２３（１）〜２３（４）の放射方向に沿った軸回り角度は同一であり、左列の４つのアンテナ素子２３（５）〜２３（８）の放射方向に沿った軸回りの角度も同一である。

ここで、左列の４つのアンテナ素子２３（５）〜２３（８）は、右列のアンテナ素子２３（１）〜２３（４）に対して、反時計回りにπ／２回転した向きとなっている。

また、各アンテナ素子２３（１）〜２３（８）は、前記第１の実施形態と同様に、一端側が地板導体２２′に接続されている複数の金属ポスト３０を並べて形成したキャビティにより囲まれている。

さらに、各アンテナ素子２３（１）〜２３（８）は、各金属ポスト３０との接続位置から各アンテナ素子２３方向に所定距離（前記したリム幅Ｌ_Ｒ分）延びた枠状導体３２′により、各金属ポスト３０の他端側をその並び方向に沿って連結している。

すなわち、各アンテナ素子２３（１）〜２３（８）は、各アンテナ素子毎に表面波の発生を抑圧可能な構成となされている。

なお、この円偏波アンテナ２０′のように複数のアンテナ素子２３（１）〜２３（８）を縦横に配列した場合、隣合うアンテナ素子の間のキャビティ及び枠状導体３２′を共通化して、全体として格子状に形成することができる。

ただし、隣合う２つのアンテナ素子の間に設けられる枠状導体３２′は、その両アンテナ素子へ所定距離（前記したリム幅Ｌ_Ｒ）延びるように形成される。

各アンテナ素子２３（１）〜２３（８）の給電点に一端側を接続された各給電ピン２５（１）〜２５（８）は、誘電体基板２１′を貫通し、地板導体２２′の穴２２ａを非導通に通過し、さらに給電部４０を構成する給電用誘電体基板４１を貫通してその表面に他端側を突出させている。

そして、給電用誘電体基板４１の表面には、図１３に示しているように、地板導体２２′をアースとするマイクロストリップ型の給電ライン４２（ａ）〜４２（ｈ）及び４２（ｂ′）〜４２（ｈ′）が形成されている。

この給電ライン４２（ａ）〜４２（ｈ）及び４２（ｂ′）〜４２（ｈ′）は、図示しない送信部または受信部に接続される入出力用の給電ライン４２ａから左右に２分岐された２つの給電ライン４２ｂ、４２ｂ′と、そのうち左方への延びたライン４２ｂから上下に２分岐された２つのライン４２ｃ、４２ｄと、その２つのライン４２ｃ、４２ｄからそれぞれ２分岐された４つの給電ライン４２ｅ〜４２ｈとを有している。

そして、この４つの給電ライン４２ｅ〜４２ｈは、図１１において右列のアンテナ素子２３（１）〜２３（４）の各給電ピン２５（１）〜２５（４）に接続されている。

また、入出力用の給電ライン４２ａから右方に分岐したライン４２ｂ′も、左方側とほぼ同様に、上下に２分岐された２つの給電ライン４２ｃ′、４２ｄ′と、その２つのライン４２ｃ′、４２ｄ′からそれぞれ２分岐された４つの給電ライン４２ｅ′〜４２ｈ′とを有している。

そして、この４つの給電ライン４２ｅ′〜４２ｈ′は、図１１において左列のアンテナ素子２３（５）〜２３（８）の各給電ピン２５（５）〜２５（８）に接続されている。

ここで、入出力用の給電ライン４２ａからみて各給電ピン２５（１）〜２５（４）までの線路長Ｌａは等しく設定され、入出力用の給電ライン４２ａからみて各給電ピン２５（５）〜２５（８）までの線路長Ｌｂも等しく設定されている。

しかるに、前記したシーケンシャル回転アレーを構成するために、線路長Ｌｂは、線路長Ｌａに対して、使用周波数（例えば、２６ＧＨｚ）の信号の伝搬（管内）波長λｇの１／４相当長だけ短く設定されている。

なお、図１３では、線路長Ｌａ、Ｌｂの差分をライン４２ｂ、４２ｂ′の長さに与えているが、他のラインで前記差を与えてもよい。

このように構成された第２の実施形態による円偏波アンテナ２０′では、個々のアンテナ素子２３についての偏波特性は、複数の金属ポスト３０によるキャビティと枠状導体３２′によって表面波の発生が抑圧されて、前述した第１の実施形態と同様に単峰の指向性となる。

さらに、この第２の実施形態による円偏波アンテナ２０′では、アンテナ全体としては、前記したシーケンシャル回転アレーの構成により、右列の４つのアンテナ素子２３（１）〜２３（４）の交差偏波成分と左列の４つのアンテナ素子２３（５）〜２３（８）の交差偏波成分とが相殺され、８つのアンテナ素子２３（１）〜２３（８）の主偏波成分が合成されて、ほぼ完全な円偏波で高利得となる。

また、この第２の実施形態による円偏波アンテナ２０′では、アンテナ素子を縦方向に４段設けているので、垂直面のビーム広がりを適度に狭めることができ、ＵＷＢ帯における使用禁止周波数帯への成分が含まれている場合であっても、問題となる高仰角方向への放射を抑えることができ、使用禁止周波数帯への実質的な妨害を防ぐことができる。

上記のようにアレー化した円偏波アンテナ２０′の給電部４０は、給電用誘電体基板４１上に形成したマイクロストリップ型の給電ライン４２によって各アンテナ素子へ励振信号の分配供給を行っているが、コプレーナ線路で給電部を構成することも可能である。

この場合、前記同様に給電用誘電体基板４１の表面上にコプレーナ線路型の給電ラインを形成する方法と、地板導体２２′に直接コプレーナ線路型の給電ラインを形成する方法のいずれであってもよい。

特に、後者の方法では、給電用誘電体基板４１を省略できるという利点がある。

また、上記第２の実施形態では、縦に一列に並んだ同一回転角の４つのアンテナ素子を一組とし、これと回転角がπ／２異なる４つのアンテナ素子を別の一組とし、合計２組のアンテナ素子群でシーケンシャル回転アレーを構成している、
しかるに、これは、本発明を限定するものではなく、アンテナ素子の数、組数等種々変更することができる。

例えば、縦方向に一列に並んだ４つのアンテナ素子２３（１）〜２３（４）の配置角を順番にπ／２ずつ回転させ、その横に縦一列に並んだ４つのアンテナ素子２３（５）〜２３（８）の配置角も順番にπ／２ずつ回転させ、且つ横隣りとπ／２異なるようにすることもできる。

以下に、これらの変形例が適用される幾つかの実施の形態について説明する。

（第３実施形態）
図１４は、本発明による円偏波アンテナの第３の実施形態が適用されるシーケンシャル回転アレーの構成を説明するために示す正面図である。

図１４に示すように、本発明による円偏波アンテナの第３の実施形態が適用されるシーケンシャル回転アレー構成の円偏波アンテナ２０′は、それぞれ、縦方向に一列に並んだ左右の４つのアンテナ素子２３（１）〜２３（４）及び２３（５）〜２３（８）による同一構成の２組の２素子シーケンシャル回転アレーとして構成されている。

すなわち、図１４に示す円偏波アンテナ２０′では、アンテナ素子２３（１）に対してアンテナ素子２３（２）の配置角をπ／２回転させ、アンテナ素子２３（３）はアンテナ素子２３（１）と同一配置角、アンテナ素子２３（４）は、アンテナ素子２３（２）と同一配置角とする。

また、その隣の縦一列に並んだ４つのアンテナ素子２３（５）〜２３（８）についても、２組の２素子シーケンシャル回転アレーで構成し、且つ横隣りの素子とπ／２異なるように配置する。

（第４実施形態）
図１５は、本発明による円偏波アンテナの第４の実施形態が適用されるシーケンシャル回転アレーの構成を説明するために示す正面図である。

図１５に示すように、本発明による円偏波アンテナの第４の実施形態が適用されるシーケンシャル回転アレー構成の円偏波アンテナ２０′は、縦方向に一列に並んだ左右の４つのアンテナ素子２３（１）〜２３（４）の配置角を順番にπ／４ずつ回転させて配置し、その横に縦一列に並んだ４つのアンテナ素子２３（５）〜２３（８）の配置角も順番にπ／４ずつ回転させ、且つ横隣りとπ／２異なるように配置されている。

（第５実施形態）
図１６は、本発明による円偏波アンテナの第５の実施形態が適用されるシーケンシャル回転アレーの構成を説明するために示す正面図である。

図１６に示すように、本発明による円偏波アンテナの第５の実施形態が適用されるシーケンシャル回転アレー構成の円偏波アンテナ２０′は、縦に一列に並ぶ４つのアンテナ素子２３（１）〜２３（４）による同一構成の２組の２素子シーケンシャル回転アレーとして構成されている。

（第６実施形態）
図１７は、本発明による円偏波アンテナの第６の実施形態が適用されるシーケンシャル回転アレーの構成を説明するために示す正面図である。

図１７に示すように、本発明による円偏波アンテナの第６の実施形態が適用されるシーケンシャル回転アレー構成の円偏波アンテナ２０″は、縦に一列に並ぶ４つのアンテナ素子２３（１）〜２３（４）がそれぞれπ／４ずつ回転させて配置されている同一構成の２組の２素子シーケンシャル回転アレーとして構成されている。

なお、図１４乃至図１７に示すいずれの円偏波アンテナの場合でも、図１０に示すシーケンシャル回転アレーの原理及び図１３の給電構成に準じた考え方に基づいて、給電部により、同一配置角の各アンテナ素子間については互いに同相給電し、異なる配置角の各アンテナ間については、その角度差に応じた位相差をもって給電することにより、互いの主偏波成分を同相とし、互いの交差偏波成分を逆相として分配供給することにより、互いの交差偏波成分を相殺して、ほぼ完全な円偏波の特性を得ることができる。

また、図１４乃至図１７に示すいずれの円偏波アンテナの場合でも、水平方向のビーム幅を狭くするためには、横方向に３列以上の配置とすればよい。

ところで、本発明の円偏波アンテナは、誘電体基板２１に、複数の金属ポスト３０によるキャビティと枠状導体３２を設けることによって共振器を構成し、この共振器を円偏波アンテナ素子２３で励振していると考えることができる。

本発明の円偏波アンテナは、共振器を構成しているので、共振周波数が存在し、その共振周波数では円偏波アンテナの入力インピーダンスが非常に大きくなり、放射をしなくなる。

この場合、共振器の共振周波数は、前記共振器と円偏波のアンテナ素子の構造パラメータで決まる。

この構造パラメータは、前述したように、キャビティの内寸Ｌｗ、リム幅Ｌ_Ｒのほか、素子アンテナの巻数、素子の基本長ａ０、線路幅Ｗなどである。

したがって、アンテナ利得の周波数特性は、前記共振周波数付近で急激に深い落ち込み（ノッチ）が生じることになる。

この共振周波数を、例えば、前記したＲＲ電波発射禁止帯（２３．６〜２４．０ＧＨｚ）に一致させることができればこのようなアンテナをＵＷＢレーダの送信アンテナとして用いることにより、地球探査衛星などとの干渉を大幅に低減することができる。

図１８Ａは、前記のような原理でアンテナ利得に鋭いノッチを持たせることを実証するために、前記図１４に示した構成の円偏波アンテナを試作し、その円偏波アンテナ利得の周波数特性を測定した結果を示す図である。

図１８Ａから明らかなように、２４〜３０ＧＨｚにわたって利得が１４ｄＢｉ以上に保たれており、且つ２３．２ＧＨｚ付近にピークから２０ｄＢ低下した鋭いノッチが生じていることがわかる。

ただし、この円偏波アンテナでは、ノッチの周波数がＲＲ電波発射禁止帯（２３．６〜２４．０ＧＨｚ）に完全に一致していない。

図１８Ｂは、このノッチの周波数がＲＲ電波発射禁止帯に一致するようにリム幅Ｌ_Ｒを調整した円偏波アンテナを新たに試作し、その円偏波アンテナ利得の周波数特性を測定した結果を示す図である。

この円偏波アンテナの構成は、主偏波が右旋円偏波（ＲＨＣＰ）、交差偏波が左旋円偏波（ＬＨＣＰ）である。

図１８Ｂから明らかなように、主偏波の利得は周波数が２５〜２９ＧＨｚにわたって１４ｄＢｉ以上に保たれ、かつＲＲ電波発射禁止帯にはピーク利得から１０ｄＢ以上低下したノッチを有していることを確認することができる。

このように、本発明による円偏波アンテナでは、共振器またはスパイラル型のアンテナ素子のいずれか一方、あるいは両方の構造パラメータを適切に選択することにより、ノッチが生じる周波数を前記したＲＲ電波発射禁止帯に容易に一致させることができる。

そして、本発明による円偏波アンテナは、上記の基本構成に加えて、好ましくは、前記アンテナ素子が、所定の偏波回転方向を有すると共に、スパイラルの中心側端部を有する方形スパイラル型または円形スパイラル型に形成され、前記方形スパイラル型または円形スパイラル型に形成された前記アンテナ素子の前記スパイラルの中心側端部に一端側が接続されて前記誘電体基板及び前記地板導体を貫通して設けられる給電ピン２５をさらに前記誘電体基板に形成される前記アンテナ素子と該アンテナ素子の前記スパイラルの中心側端部に一端側が接続される前記給電ピンとがそれぞれ複数組設けられ、前記複数組の各アンテナ素子の前記所定の偏波の回転方向がそれぞれ同一の偏波の回転方向に形成され、前記キャビティを構成する複数の金属ポスト及び前記枠状導体が前記複数組の各アンテナ素子を囲むように格子状に形成され、前記地板導体側に設けられ、前記複数組の各アンテナ素子に前記複数組の給電ピンを介して励振信号を分配供給するための給電部４０をさらに有することを特徴としている。

また、本発明による円偏波アンテナは、上記の基本構成に加えて、好ましくは、前記給電部は、前記地板導体を挟んで前記誘電体基板の反対側に設けられた給電用誘電体基板４１と、前記給電用誘電体基板の表面に形成されたマイクロストリップ型の給電ライン４２とにより構成されていることを特徴としている。

また、本発明による円偏波アンテナは、上記の基本構成に加えて、好ましくは、前記複数組の各アンテナ素子は、前記誘電体基板の反対面に直交する軸回りにそれぞれ同一の配置角及び互いに異なる配置角との少なくとも２種類の異なる配置角を有して形成されており、前記給電部は、前記複数組の各アンテナ素子のうち、前記配置角が同一の各アンテナ素子間では、前記励振信号を同相で分配供給すると共に、前記配置角が異なるアンテナ素子間では、前記励振信号を互いの主偏波成分が同相で且つ交差偏波成分が逆相で分配供給することを特徴としている。

また、本発明による円偏波アンテナは、上記の基本構成に加えて、好ましくは、前記方形スパイラル型に形成される前記アンテナ素子は、所定の素子幅Ｗで基本長をａ０とし、該ａ０並びにａ０の整数倍の長さの線路を９０度の角度毎に配置して構成する方形スパイラル状に連接される所定の巻き数の方形スパイラル型のアンテナ素子として形成されることを特徴としている。

また、本発明による円偏波アンテナは、上記の基本構成に加えて、好ましくは、前記円形スパイラル型に形成される前記アンテナ素子は、所定の素子幅Ｗ及び所定のスパイラル間隔ｄで且つ基準点からの所定の半径初期値ＳＲで円形スパイラル状に連接される所定の巻き数を有する円形スパイラル型のアンテナ素子として形成されることを特徴としている。

また、本発明による円偏波アンテナは、上記の基本構成に加えて、好ましくは、前記キャビティ及び枠状導体とで共振器を構成し、前記共振器と前記アンテナ素子との構造パラメータを調整して、前記共振器の共振周波数を所望の値に設定することにより、当該円偏波アンテナの利得が所定範囲で低下する周波数特性となるようにしたことを特徴としている。

また、本発明による円偏波アンテナは、上記の基本構成に加えて、好ましくは、前記構造パラメータは、前記キャビティの内寸Ｌｗ、前記枠状導体のリム幅Ｌ_Ｒ、前記アンテナ素子の巻数、前記アンテナ素子の基本長ａ０、前記アンテナ素子の線路幅Ｗの少なくとも一つを含むことを特徴としている。

（第７の実施形態）
図１９は、本発明による第７の実施形態が適用されるレーダ装置の構成を説明するために示すブロック図である。

すなわち、図１９は、上記した各実施形態による円偏波アンテナ（２０、２０′、２０″）を送信アンテナ５１及び受信アンテナ５２として使用したＵＷＢのレーダ装置５０の構成を示している。

この図１９に示すレーダ装置５０は車載用のレーダ装置であり、制御部５３によるタイミング制御を受ける送信部５４が、キャリア周波数２６ＧＨｚのパルス波を所定周期で生成して送信アンテナ５１から探査対象の空間１へ放射する。

空間１の物体１ａで反射して戻ってきたパルス波は、受信アンテナ５２で受信され、その受信信号が受信部５５に入力される。

この受信部５５は、制御部５３によるタイミング制御を受けて受信信号の検波処理を行う。

この検波処理で得られた信号は、解析処理部５６に出力され、探査対象の空間１に対する解析処理がなされ、必要であれはその解析結果が制御部５３に通知される。

このような構成のレーダ装置５０の送信アンテナ５１と受信アンテナ５２として、前記した各実施の形態による円偏波アンテナ２０、２０′、２０″を用いることができる。

しかるに、車載用とする場合、送信アンテナ５１と受信アンテナ５２を一体的に形成することが望ましい。

また、円偏波の電波は、反射によって偏波回転方向が逆転する性質を有しているので、送信アンテナと受信アンテナの偏波回転方向を逆にすることで、２次反射成分（より厳密に言えば偶数次反射成分）を抑圧して、１次反射成分（より厳密に言えば奇数次反射成分）に対する選択性を高くできる。

その結果、２次反射によって生じる偽像を低減させることができるようになる。

図２０は、上記の点を考慮した円偏波アンテナ６０であり、構造的には前記した図１４の円偏波アンテナ２０′と同構成の送信アンテナ５１と受信アンテナ５２とを、横長の共通の誘電体基板２１″の左右に設けたものである。

すなわち、図２０は、本発明による第７の実施形態が適用されるレーダ装置に用いられる円偏波アンテナの構成を説明するために示す正面図である。

ただし、左側の送信アンテナ５１の各アンテナ素子２３（１）〜２３（８）は右巻き（左回り偏波）で、右側の受信アンテナ５２のアンテナ素子２３（１）′〜２３（８）′は、左巻き（右回り偏波）に構成している。

この円偏波アンテナ６０に設けられている送信アンテナ５１及び受信アンテナ５２は、前述したように、前記したように、複数の金属ポスト３０によるキャビティ構造と枠状導体３２′で各アンテナ素子２３を囲っており、表面波の影響がないため、広帯域で、かつＲＲ電波発射禁止帯への放射を抑圧する利得特性を有している。

しかも、図１７に示す送信アンテナ５１及び受信アンテナ５２の給電部（図示せず）は、それぞれ前記した図１４に示したシーケンシャル回転アレー構造としているので、交差偏波成分が相殺されてほぼ完全な円偏波特性となり、送信アンテナ５１から探査空間へ放射された左回りの円偏波に対する１次反射波を高感度に受信することができる。

ところで、このように送信アンテナ５１と受信アンテナ５２を近づけて形成した場合、送信アンテナ５１から放射された電波が受信アンテナ５２へ直接入力されることが考えられる。

しかるに、送信アンテナ５１と受信アンテナ５２とも前記したシーケンシャル回転アレー構造によってほぼ完全な円偏波特性を有し、且つその偏波回転方向が逆であるので、直接入力波を大きく減衰することができるので、探査空間の物体を高感度に検出することができる。

レーダ装置５０の送信アンテナ５１及び受信アンテナ５２として、前記円偏波アンテナ２０、２０″と同等のものを採用してもよい。

すなわち、本発明によるレーダ装置は、基本的には、レーダパルスを送信アンテナ５１を介して空間へ放射する送信部５４と、前記空間から戻ってくる前記レーダパルスの反射波を受信アンテナ５２を介して受信する受信部５５と、前記受信部からの受信出力に基づいて前記空間に存在する物体を探査する解析処理部６０と、解析処理部からの出力に基づいて前記送信部及び受信部の少なくとも一方を制御する制御部５３とを有し、前記受信アンテナ及び送信アンテナが、所定の偏波回転方向を有する第１の円偏波型のアンテナ素子（２３、２３′）及び前記所定の偏波回転方向と逆方向の偏波回転方向を有する第２の円偏波型のアンテナ素子（２３′、２３）で構成され、前記第１及び第２の円偏波型のアンテナ素子が、それぞれ、誘電体基板２１、２１′、２１″と、前記誘電体基板の一面側に重合される地板導体２２、２２′と、前記誘電体基板の反対面に形成された円偏波型のアンテナ素子２３、２３′と、それぞれの一端側が前記地板導体に接続され、前記誘電体基板をその厚さ方向に沿って貫通し、且つそれぞれの他端側が前記誘電体基板の反対面まで延びて、前記アンテナ素子を囲むように所定間隔で設けられることにより、キャビティを構成する複数の金属ポスト３０と、前記誘電体基板の反対面側に、前記複数の金属ポストの各他端側をその並び方向に沿って短絡し、且つ前記アンテナ素子方向に所定距離延びて設けられる枠状導体３２、３２′とを有し、前記複数の金属ポスト３０が、それぞれの一端側が前記地板導体に接続され、前記誘電体基板をその厚さ方向に沿って貫通し、且つそれぞれの他端側が前記誘電体基板の反対面まで延びて、前記第１の円偏波型のアンテナ素子及び前記第２の円偏波型のアンテナ素子とを分離して囲むように所定間隔で設けられることにより、それぞれ、分離したキャビティを構成し、前記枠状導体３２、３２′として、それぞれ、前記第１の円偏波型のアンテナ素子及び前記第２の円偏波型のアンテナ素子とを分離して囲むように所定間隔で設けられる前記複数の金属ポストの各他端側をその並び方向に沿って短絡し、且つ前記第１の円偏波型のアンテナ素子及び前記第２の円偏波型のアンテナ素子方向に所定距離延びて前記誘電体基板の反対面側に第１の枠状導体３２及び第２の枠状導体３２′とが設けられていることを特徴としている。

また、本発明によるレーダ装置は、上記の基本構成に加えて、好ましくは、前記アンテナ素子が、所定の偏波回転方向を有すると共に、スパイラルの中心側端部を有する方形スパイラル型または円形スパイラル型に形成され、前記方形スパイラル型または円形スパイラル型に形成された前記アンテナ素子の前記スパイラルの中心側端部に一端側が接続されて前記誘電体基板及び前記地板導体を貫通して設けられる給電ピン２５をさらに前記誘電体基板に形成される前記アンテナ素子と該アンテナ素子の前記スパイラルの中心側端部に一端側が接続される前記給電ピンとがそれぞれ複数組設けられ、前記複数組の各アンテナ素子の前記所定の偏波の回転方向がそれぞれ同一の偏波の回転方向に形成され、前記キャビティを構成する複数の金属ポスト及び前記枠状導体が前記複数組の各アンテナ素子を囲むように格子状に形成され、前記地板導体側に設けられ、前記複数組の各アンテナ素子に前記複数組の給電ピンを介して励振信号を分配供給するための給電部４０をさらに有することを特徴としている。

また、本発明によるレーダ装置は、上記の基本構成に加えて、好ましくは、前記給電部は、前記地板導体を挟んで前記誘電体基板の反対側に設けられた給電用誘電体基板４１と、前記給電用誘電体基板の表面に形成されたマイクロストリップ型の給電ライン４２とにより構成されていることを特徴としている。

また、本発明によるレーダ装置は、上記の基本構成に加えて、好ましくは、前記複数組の各アンテナ素子は、前記誘電体基板の反対面に直交する軸回りにそれぞれ同一の配置角及び互いに異なる配置角との少なくとも２種類の異なる配置角を有して形成されており、前記給電部は、前記複数組の各アンテナ素子のうち、前記配置角が同一の各アンテナ素子間では、前記励振信号を同相で分配供給すると共に、前記配置角が異なるアンテナ素子間では、前記励振信号を互いの主偏波成分が同相で且つ交差偏波成分が逆相で分配供給することを特徴としている。

また、本発明によるレーダ装置は、上記の基本構成に加えて、好ましくは、前記方形スパイラル型に形成される前記アンテナ素子は、所定の素子幅Ｗで基本長をａ０とし、該ａ０並びにａ０の整数倍の長さの線路を９０度の角度毎に配置して構成する方形スパイラル状に連接される所定の巻き数の方形スパイラル型のアンテナ素子として形成されることを特徴としている。

また、本発明によるレーダ装置は、上記の基本構成に加えて、好ましくは、前記円形スパイラル型に形成される前記アンテナ素子は、所定の素子幅Ｗ及び所定のスパイラル間隔ｄで且つ基準点からの所定の半径初期値ＳＲで円形スパイラル状に連接される所定の巻き数を有する円形スパイラル型のアンテナ素子として形成されることを特徴としている。

また、本発明によるレーダ装置は、上記の基本構成に加えて、好ましくは、前記キャビティ及び枠状導体とで共振器を構成し、前記共振器と前記アンテナ素子との構造パラメータを調整して、前記共振器の共振周波数を所望の値に設定することにより、当該円偏波アンテナの利得が所定範囲で低下する周波数特性となるように構成したことを特徴としている。

また、本発明によるレーダ装置は、上記の基本構成に加えて、好ましくは、前記構造パラメータは、前記キャビティの内寸Ｌｗ、前記枠状導体のリム幅Ｌ_Ｒ、前記アンテナ素子の巻数、前記アンテナ素子の基本長ａ０、前記アンテナ素子の線路幅Ｗの少なくとも一つを含むことを特徴としている。

また、本発明による円偏波アンテナは、上記円偏波アンテナの基本構成に加えて、好ましくは、前記アンテナ素子として、所定の偏波回転方向を有する第１の円偏波型のアンテナ素子２３、２３′と、前記所定の偏波回転方向と逆方向の偏波回転方向を有する第２の円偏波型のアンテナ素子２３′、２３とが前記誘電体基板２１″に形成され、前記複数の金属ポスト３０が、それぞれの一端側が前記地板導体に接続され、前記誘電体基板をその厚さ方向に沿って貫通し、且つそれぞれの他端側が前記誘電体基板の反対面まで延びて、前記第１の円偏波型のアンテナ素子及び前記第２の円偏波型のアンテナ素子とを分離して囲むように所定間隔で設けられることにより、それぞれ、分離したキャビティを構成し、前記枠状導体として、それぞれ、前記第１の円偏波型のアンテナ素子及び前記第２の円偏波型のアンテナ素子とを分離して囲むように所定間隔で設けられる前記複数の金属ポストの各他端側をその並び方向に沿って短絡し、且つ前記第１の円偏波型のアンテナ素子及び前記第２の円偏波型のアンテナ素子方向に所定距離延びて前記誘電体基板の反対面側に第１の枠状導体及び第２の枠状導体とが設けられることを特徴としている。

また、本発明による円偏波アンテナは、上記円偏波アンテナの基本構成に加えて、好ましくは、前記第１の円偏波型のアンテナ素子及び前記第２の円偏波型のアンテナ素子の一方がレーダ装置５０の送信アンテナ５１として適用され、他方が前記レーダ装置５０の受信アンテナ５２として適用されことを特徴としている。

なお、上記第７の実施形態は、本発明による円偏波アンテナをＵＷＢのレーダ装置に用いた例であるが、本発明による円偏波アンテナは、ＵＷＢのレーダ装置だけでなく、ＵＷＢ以外の周波数帯で、各種の通信システムにも適用することが可能である。

Claims (16)

1. 誘電体基板と、
   前記誘電体基板の一面側に重合される地板導体と、
   前記誘電体基板の反対面に形成された円偏波型のアンテナ素子と、
   それぞれの一端側が前記地板導体に接続され、前記誘電体基板をその厚さ方向に沿って貫通し、且つそれぞれの他端側が前記誘電体基板の反対面まで延びて、前記アンテナ素子を囲むように所定間隔で設けられることにより、キャビティを構成する複数の金属ポストと、
   前記誘電体基板の反対面側に、前記複数の金属ポストの各他端側をその並び方向に沿って短絡し、且つ前記アンテナ素子方向に所定幅を有するリムが設けられている枠状導体と、を具備し、
   前記キャビティ及び前記枠状導体とで共振器を構成し、前記共振器と前記アンテナ素子との構造パラメータを調整して、前記共振器の共振周波数を所望の値に設定し、前記構造パラメータは、前記キャビティの内寸Ｌｗ、前記枠状導体の前記リム幅Ｌ _Ｒ 、前記アンテナ素子の巻数、前記アンテナ素子の基本長ａ０、前記アンテナ素子の線路幅Ｗの少なくとも一つを含み、且つ、前記枠状導体の前記リム幅Ｌ _Ｒ は、前記誘電基板の表面に沿って伝播する表面波の波長の略１／４の幅としたことを特徴とする円偏波アンテナ。
2. 前記アンテナ素子が、所定の偏波回転方向を有すると共に、スパイラルの中心側端部を有する方形スパイラル型または円形スパイラル型に形成され、
   前記方形スパイラル型または円形スパイラル型に形成された前記アンテナ素子の前記スパイラルの中心側端部に一端側が接続されて前記誘電体基板及び前記地板導体を貫通して設けられる給電ピンをさらに具備することを特徴とする請求項１に記載の円偏波アンテナ。
3. 前記誘電体基板に形成される前記アンテナ素子と該アンテナ素子の前記スパイラルの中心側端部に一端側が接続される前記給電ピンとがそれぞれ複数組設けられ、
   前記複数組の各アンテナ素子の前記所定の偏波の回転方向がそれぞれ同一の偏波の回転方向に形成され、
   前記キャビティを構成する複数の金属ポスト及び前記枠状導体が前記複数組の各アンテナ素子を囲むように格子状に形成され、
   前記地板導体側に設けられ、前記複数組の各アンテナ素子に前記複数組の給電ピンを介して励振信号を分配供給するための給電部をさらに具備することを特徴とする請求項２に記載の円偏波アンテナ。
4. 前記給電部は、前記地板導体を挟んで前記誘電体基板の反対側に設けられた給電用誘電体基板と、前記給電用誘電体基板の表面に形成されたマイクロストリップ型の給電ラインとにより構成されていることを特徴とする請求項３に記載の円偏波アンテナ。
5. 前記複数組の各アンテナ素子は、前記誘電体基板の反対面に直交する軸回りにそれぞれ同一の配置角及び互いに異なる配置角との少なくとも２種類の異なる配置角を有して形成されており、
   前記給電部は、前記複数組の各アンテナ素子のうち、前記配置角が同一の各アンテナ素子間では、前記励振信号を互いに同相で分配供給すると共に、前記配置角が異なる各アンテナ素子間では、前記励振信号を互いの主偏波成分が同相で且つ互いの交差偏波成分が逆相で分配供給することを特徴とする請求項３に記載の円偏波アンテナ。
6. 前記方形スパイラル型に形成される前記アンテナ素子は、所定の素子幅Ｗで基本長をａ０とし、該ａ０並びにａ０の整数倍の長さの線路を９０度の角度毎に配置して構成する方形スパイラル状に連接される所定の巻き数の方形スパイラル型のアンテナ素子として形成されることを特徴とする請求項２に記載の円偏波アンテナ。
7. 前記円形スパイラル型に形成される前記アンテナ素子は、所定の素子幅Ｗ及び所定のスパイラル間隔ｄで且つ基準点からの所定の半径初期値ＳＲで円形スパイラル状に連接される所定の巻き数を有する円形スパイラル型のアンテナ素子として形成されることを特徴とする請求項２に記載の円偏波アンテナ。
8. 前記アンテナ素子として、所定の偏波回転方向を有する第１の円偏波型のアンテナ素子と、
   前記所定の偏波回転方向と逆方向の偏波回転方向を有する第２の円偏波型のアンテナ素子とが前記誘電体基板に形成され、
   前記複数の金属ポストが、それぞれの一端側が前記地板導体に接続され、前記誘電体基板をその厚さ方向に沿って貫通し、且つそれぞれの他端側が前記誘電体基板の反対面まで延びて、前記第１の円偏波型のアンテナ素子及び前記第２の円偏波型のアンテナ素子を分離して囲むように所定間隔で設けられることにより、それぞれ、分離したキャビティを構成し、
   前記枠状導体として、それぞれ、前記第１の円偏波型のアンテナ素子及び前記第２の円偏波型のアンテナ素子とを分離して囲むように所定間隔で設けられる前記複数の金属ポストの各他端側をその並び方向に沿って短絡し、且つ前記誘電体基板の表面に沿って伝搬する表面波の波長に応じて前記第１の円偏波型のアンテナ素子及び前記第２の円偏波型のアンテナ素子方向に所定距離延びて前記誘電体基板の反対面側に第１の枠状導体及び第２の枠状導体とが設けられることを特徴とする請求項１に記載の円偏波アンテナ。
9. 前記第１の円偏波型のアンテナ素子及び前記第２の円偏波型のアンテナ素子の一方がレーダ装置の送信アンテナとして適用され、他方が前記レーダ装置の受信アンテナとして適用されることを特徴とする請求項８に記載の円偏波アンテナ。
10. レーダパルスを送信アンテナを介して空間へ放射する送信部と、
    前記空間から戻ってくる前記レーダパルスの反射波を受信アンテナを介して受信する受信部と、
    前記受信部からの受信出力に基づいて前記空間に存在する物体を探査する解析処理部と、
    解析処理部からの出力に基づいて前記送信部及び受信部の少なくとも一方を制御する制御部と、を具備し、
    前記受信アンテナ及び送信アンテナが、所定の偏波回転方向を有する第１の円偏波型のアンテナ素子及び前記所定の偏波回転方向と逆方向の偏波回転方向を有する第２の円偏波型のアンテナ素子で構成され、
    この第１及び第２の円偏波型のアンテナ素子は、
    地板導体が一面側に重合されている誘電体基板の反対面に形成され、
    それぞれの一端側が前記地板導体に接続され、前記誘電体基板をその厚さ方向に沿って貫通し、且つそれぞれの他端側が前記誘電体基板の反対面まで延びて、前記アンテナ素子を囲むように所定間隔で設けられることにより、キャビティを構成する複数の金属ポストと、
    前記誘電体基板の反対面側に、前記複数の金属ポストの各他端側をその並び方向に沿って短絡し、且つ前記アンテナ素子方向に所定幅を有するリムが設けられている枠状導体と、を具備し、
    前記キャビティ及び前記枠状導体とで共振器を構成し、前記共振器と前記アンテナ素子との構造パラメータを調整して、前記共振器の共振周波数を所望の値に設定し、前記構造パラメータは、前記キャビティの内寸Ｌｗ、前記枠状導体の前記リム幅Ｌ _Ｒ 、前記アンテナ素子の巻数、前記アンテナ素子の基本長ａ０、前記アンテナ素子の線路幅Ｗの少なくとも一つを含み、且つ、前記枠状導体の前記リム幅Ｌ _Ｒ は、前記誘電基板の表面に沿って伝播する表面波の波長の略１／４の幅とし、
    前記複数の金属ポストが、それぞれの一端側が前記地板導体に接続され、前記誘電体基板をその厚さ方向に沿って貫通し、且つそれぞれの他端側が前記誘電体基板の反対面まで延びて、前記第１の円偏波型のアンテナ素子及び前記第２の円偏波型のアンテナ素子を分離して囲むように所定間隔で設けられることにより、それぞれ、分離したキャビティを構成し、
    前記第１の円偏波型のアンテナ素子及び前記第２の円偏波型のアンテナ素子を分離するように囲む第１の枠状導体及び第２の枠状導体が前記枠状導体として前記誘電体基板の反対面側に設けられていることを特徴とするレーダ装置。
11. 前記アンテナ素子が、所定の偏波回転方向を有すると共に、スパイラルの中心側端部を有する方形スパイラル型または円形スパイラル型に形成され、
    前記方形スパイラル型または円形スパイラル型に形成された前記アンテナ素子の前記スパイラルの中心側端部に一端側が接続されて前記誘電体基板及び前記地板導体を貫通して設けられる給電ピンをさらに具備することを特徴とする請求項１０に記載のレーダ装置。
12. 前記誘電体基板に形成される前記アンテナ素子と該アンテナ素子の前記スパイラルの中心側端部に一端側が接続される前記給電ピンとがそれぞれ複数組設けられ、
    前記複数組の各アンテナ素子の前記所定の偏波の回転方向がそれぞれ同一の偏波の回転方向に形成され、
    前記キャビティを構成する複数の金属ポスト及び前記枠状導体が前記複数組の各アンテナ素子を囲むように格子状に形成され、
    前記地板導体側に設けられ、前記複数組の各アンテナ素子に前記複数組の給電ピンを介して励振信号を分配供給するための給電部をさらに具備することを特徴とする請求項１１に記載のレーダ装置。
13. 前記給電部は、前記地板導体を挟んで前記誘電体基板の反対側に設けられた給電用誘電体基板と、前記給電用誘電体基板の表面に形成されたマイクロストリップ型の給電ラインとにより構成されていることを特徴とする請求項１２に記載のレーダ装置。
14. 前記複数組の各アンテナ素子は、前記誘電体基板の反対面に直交する軸回りにそれぞれ同一の配置角及び互いに異なる配置角との少なくとも２種類の異なる配置角を有して形成されており、
    前記給電部は、前記複数組の各アンテナ素子のうち、前記配置角が同一の各アンテナ素子間では、前記励振信号を互いに同相で分配供給すると共に、前記配置角が異なる各アンテナ素子間では、前記励振信号を互いの主偏波成分が同相で且つ互いの交差偏波成分が逆相で分配供給することを特徴とする請求項１２に記載のレーダ装置。
15. 前記方形スパイラル型に形成される前記アンテナ素子は、所定の素子幅Ｗで基本長をａ０とし、該ａ０並びにａ０の整数倍の長さの線路を９０度の角度毎に配置して構成する方形スパイラル状に連接される所定の巻き数の方形スパイラル型のアンテナ素子として形成されることを特徴とする請求項１１に記載のレーダ装置。
16. 前記円形スパイラル型に形成される前記アンテナ素子は、所定の素子幅Ｗ及び所定のスパイラル間隔ｄで且つ基準点からの所定の半径初期値ＳＲで円形スパイラル状に連接される所定の巻き数を有する円形スパイラル型のアンテナ素子として形成されることを特徴とする請求項１１に記載のレーダ装置。

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