JP4690655B2 - デジタルｔｖ受信システムの復調回路及び復調方法 - Google Patents

Description

本発明はデジタルＴＶ受信機に係り、特に搬送波復旧及びシンボルクロック復元を行うデジタルＴＶ受信機の復調回路及び復調方法に関する。

一般的な米国向け地上波受信システムは、多重経路による雑音によって周波数同期及びシンボル同期が難しい場合がある。したがって、米国向け地上波受信システムの受信性能を高めるために色々な試みがなされており、特に等化器の性能改善のための試みが多くなされているが、受信信号の初期復調とシンボルクロックの同期とがよくなされなければ、等化器での受信性能改善のための試みは無駄になる。

図１は、デジタルＴＶの受信システムを説明するブロック図である。
アンテナを通じてデジタル放送信号が受信されれば、チューナ１０１は所望のチャンネル周波数を選択する。チューナ１０１から出力された信号は、中間周波数（ＩＦ：Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）発生器１０２によってＩＦ帯域を有する信号として発生する。
ＩＦ発生器１０２から出力される信号４４ＭＨｚは、チャンネル受信機１０３で直接サンプリング方式によって量子化され、ソースデコーダ１０４を経た後に表示装置１０５によって画面に表示される。

図２は、図１のチャンネル受信機の構造を説明するブロック図である。
図１のチャンネル受信機１０３は、アナログデジタルコンバータ（ＡＤＣ：Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）２０１、復調器２０２、等化器２０３及び前方向エラー補正器（ＦＥＣ：Ｆｏｒｗａｒｄ Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｏｒ）２０４を備える。
ＡＤＣ ２０１によってＩＦ信号が量子化され、復調器２０２は、受信されるデータの同期のために周波数同期とタイミング同期とを行う。

図３は、一般的なデジタルＴＶ受信機を説明するブロック図である。
図３を参照すれば、一般的なデジタルＴＶ受信機３００は、チューナ３０１、ＳＡＷフィルター３０２、ＡＤＣ ３０３、再サンプル部３０５、整合フィルター３０６、乗算器３０７、タイミング復元部３０９、搬送波復旧部３１３、チャンネル等化部３０８を備える。

信号がアンテナを通じて受信されれば、チューナ３０１は、所望のチャンネル周波数を選択した後に前記チャンネル周波数に載せられた受信帯域（ＲＦ）の信号を固定されたＩＦ帯域に降ろす。ＳＡＷフィルター３０２は、チューナ３０１の出力から情報が存在する特定帯域だけを残し、残りの区間を全て除去した後にＡＤＣ ３０３に出力する。
ＡＤＣ ３０３は、ＳＡＷフィルター３０２の出力を２４.６９ＭＨｚの固定周波数にサンプリングさせてデジタル化した後、デジタルシンボルクロックの復元のために再サンプル部３０５に出力する。

再サンプル部３０５は、ベースバンド符号処理から得られた符号のタイミングエラーをタイミング復元部３０９から受けて、符号処理された信号と信号間のタイミングのエラーを減らす方向に補間する。すなわち、２４.６９ＭＨｚにサンプリングされたデジタル信号は、再サンプル部３０５を経つつもとのシンボルレート２４．６９ＭＨｚ以下のレートで補間される。
そして、再サンプル部３０５の出力は乗算器３０７に出力され、乗算器３０７から出力される基底帯域のデジタル信号は整合フィルター３０６を経てタイミング復元部３０９と搬送波復旧部３１３、そしてチャンネル等化部３０８に出力される。

搬送波復旧部３１３は、乗算器３０７から出力される基底帯域のデジタル信号から搬送波周波数オフセット及び位相雑音を除去した後、乗算器３０７に複素正弦波をフィードバックさせる。
タイミング復元部３０９は、乗算器３０７の出力からタイミングエラーに関する情報を抽出して前記再サンプル部３０５のサンプリングタイミングを調節する。
しかし、多重経路による受信信号のエラーをさらに強力に調整し、大きい周波数誤差が存在しても周波数同期できる復調器構造が必要である。

本発明が解決しようとする技術的課題は、多重経路による受信信号のエラーをさらに強力に調整し、大きい周波数誤差が存在しても周波数同期できるデジタル復調器を提供することである。
本発明が解決しようとする他の技術的課題は、多重経路による受信信号のエラーをさらに強力に調整し、大きい周波数誤差が存在しても周波数同期できる復調方法を提供することである。

前記課題を達成するための本発明によるデジタルＴＶ受信システムの復調回路は、多位相フィルター（ＰｏｌｙＰｈａｓｅ Ｆｉｌｔｅｒ：ＰＰＦ）、複素数乗算器、搬送波復旧回路、整合フィルター部、ソート回路、ＤＣ除去回路、サンプリング率制御回路及びシンボルタイミング復元（Ｓｙｍｂｏｌ Ｔｉｍｉｎｇ Ｒｅｓｔｏｒａｔｉｏｎ：ＳＴＲ）回路を備えることを特徴とする。

多位相フィルターは、アドレス選択信号に応答してデジタル化されたＩＦ信号を所望のデータ率を有するように変換し、実数成分の第１信号と虚数成分の第２信号とに分割して出力する。
複素数乗算器は、前記第１信号及び前記第２信号に搬送波が復旧された複素正弦波を乗算して前記第１信号及び前記第２信号から周波数オフセットが除去された第１及び第２基底帯域信号を発生させる。

搬送波復旧回路は、前記第１及び第２基底帯域信号から搬送波の周波数オフセットを検出し、前記周波数オフセットに比例する前記複素正弦波を発生させる。
整合フィルター部は、前記第１及び第２基底帯域信号をフィルタリングして信号対雑音比（ＳＮＲ：Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏｓ）を制御する。ソート回路は、前記整合フィルター部の出力の周波数をシフトさせる。

ＤＣ除去回路は、前記ソート回路の出力を合算した後、前記合算した結果からＤＣ成分を除去する。サンプリング率制御回路は、前記ＤＣ除去回路の出力のサンプリング率を変動させて出力する。
ＳＴＲ回路は、前記搬送波復旧回路で発生し、搬送波が復旧されたことを表す搬送波復旧信号に応答し、前記ＤＣ除去回路の出力から現在シンボルのタイミングエラーを求めた後、前記タイミングエラーに比例する前記アドレス選択信号を発生させる。

前記ソート回路は、前記整合フィルター部の出力の周波数を下向き変換させることを特徴とする。
前記ＤＣ除去回路は、第１減算部、ＤＣ成分復元回路及び第２減算部を備える。第１減算部は、前記ソート回路によって周波数がシフトされた第１基底帯域信号で前記ソート回路によって周波数がシフトされた第２基底帯域信号を減算する。

ＤＣ成分復元回路は、前記第１減算部の出力からＤＣ成分を検出する。第２減算部は、前記第１減算部の出力から前記ＤＣ成分復元回路の出力を減算する。
前記サンプリング率制御回路は、前記ＤＣ除去回路の出力のサンプリング率を１／２に減らすことを特徴とする。
前記ＳＴＲ回路は、タイミングエラー検出部、多重低域通過フィルター（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ：ＬＰＦ）及び多位相フィルター制御部を備える。
タイミングエラー検出部は、前記ＤＣ除去回路の出力のタイミングエラーを検出する。多重ＬＰＦは、前記タイミングエラー検出部から出力されるエラーの高周波成分を除去する。

多位相フィルター制御部は、前記搬送波復旧信号に応答し、前記多重ＬＰＦの出力を受信して前記アドレス選択信号を出力する。
前記多重ＬＰＦは、前記フィルターの帯域幅を制御してタイミングエラーから高周波成分を除去することを特徴とする。
前記搬送波復旧回路によって搬送波が復旧された後でＳＴＲ回路によってシンボルが同期されることを特徴とする。前記第１信号はＩ信号であり、前記第２信号はＱ信号である。

前記課題を達成するための本発明による受信信号の復調方法は、（ａ）アドレス選択信号に応答してデジタル化されたＩＦ信号を所望のデータ率を有するように変換し、実数成分の第１信号と虚数成分の第２信号とに分割して出力する段階と、（ｂ）前記第１信号及び前記第２信号に搬送波が復旧された複素正弦波を乗算して前記第１信号及び前記第２信号から周波数オフセットが除去された第１及び第２基底帯域信号を発生させる段階と、（ｃ）前記第１及び第２基底帯域信号を受信してＳＮＲを制御し、制御された前記第１及び第２基底帯域信号の周波数範囲をシフトさせる段階と、（ｄ）前記（ｃ）段階の出力を合算した後、前記合算した結果からＤＣ成分を除去する段階と、（ｅ）前記（ｄ）段階の出力のサンプリング率を変動させて出力する段階と、（ｆ）前記第１及び第２基底帯域信号を受信して搬送波の周波数オフセットを検出し、前記周波数オフセットに比例する前記複素正弦波を発生させる段階と、（ｇ）搬送波が復旧されたことを表す搬送波復旧信号に応答し、前記（ｄ）段階の出力を受信して前記アドレス選択信号を発生させる段階と、を備えることを特徴とする。

本発明によるデジタルＴＶ受信システムの復調回路及び受信信号の復調方法は、完全なデジタル復調回路を構成するために多位相フィルター、すなわち補間器を利用し、前述した構造の復調回路によって大きい周波数誤差が存在しても周波数同期を早くでき、かつ雑音低下も可能である。

本発明と本発明の動作上の利点及び本発明の実施によって達成される目的を十分に理解するためには、本発明の望ましい実施例を例示する添付図面及び図面に記載された内容を参照しなければならない。
以下、添付した図面を参照して本発明の望ましい実施例を説明することによって、本発明を詳細に説明する。各図面に提示された同じ参照符号は同じ部材を表す。

図４は、本発明によるデジタルＴＶ受信システムの復調回路の構造を示すブロック図である。
図４を参照すれば、デジタルＴＶ受信システムの復調回路４００は、ＰＰＦ ４０２、複素数乗算器４０３、搬送波復旧回路４０７、整合フィルター部４０９、ソート回路４１３、ＤＣ除去回路４１５、サンプリング率制御回路４２３及びＳＴＲ回路４２５を備える。
ＰＰＦ ４０２は、アドレス選択信号ＡＤＤＲに応答してデジタル化されたＩＦ信号を所望のデータ率を有するように変換し、実数成分の第１信号（Ｉ）と虚数成分の第２信号（Ｑ）とに分割して出力する。

すなわち、ＡＤＣ ４０１で受信信号をサンプリングし、サンプリングされた信号をＰＰＦ ４０２に入力する。ＰＰＦ ４０２は、受信された信号のデータ率を補間して所望のデータ率に変換する。
例えば、ＡＤＣ ４０１は、受信信号を２４.６９ＭＨｚにサンプリングし、ＰＰＦ ４０２はＡＤＣ ４０１から出力された信号のデータ率を２１.５２ＭＨｚのデータ率に変換する。所望のデータ率を有した信号は、実数成分の第１信号と虚数成分の第２信号（Ｑ）とに分割される。第１信号はＩ信号であり、前記第２信号はＱ信号である。

複素数乗算器４０３は、第１信号（Ｉ）及び第２信号（Ｑ）に搬送波が復旧された複素正弦波ＯＦＦＳＥＴを乗算して第１信号（Ｉ）及び第２信号（Ｑ）から周波数オフセットが除去された第１及び第２基底帯域信号ＩＢＢ，ＱＢＢを発生させる。複素数乗算器４０３は、二つの乗算器４０４，４０５を備える。
搬送波が復旧された複素正弦波ＯＦＦＳＥＴは、搬送波復旧回路４０７から発生するが、搬送波復旧回路４０７については後述する。

第１及び第２基底帯域信号ＩＢＢ，ＱＢＢは整合フィルター部４０９に入力され、整合フィルター部４０９は第１及び第２基底帯域信号ＩＢＢ，ＱＢＢをフィルタリングしてＳＮＲを制御する。
第１及び第２基底帯域信号ＩＢＢ，ＱＢＢが整合フィルター部４０９でフィルタリングされれば、ＳＮＲは最大に近づく。整合フィルター部４０９は、二つの整合フィルター４１０，４１１を備える。

ソート回路４１３は、整合フィルター部４０９の出力の周波数をシフトさせる。本発明の実施例でソート回路４１３は、整合フィルター部４０９の出力の周波数を下向き変換させる。
周波数が下向き変換されたソート回路４１３のそれぞれの出力は合算された後、合算された変調信号からＤＣ成分が除去される。そして、ＤＣ成分が除去された信号は再びサンプリング率が半分に減って次の端に出力される。

このような動作は、ＤＣ除去回路４１５とサンプリング率制御回路４２３とよりなる。
ＤＣ除去回路４１５は、ソート回路４１３の出力を合算した後、前記合算した結果からＤＣ成分を除去する。
さらに説明すれば、ＤＣ除去回路４１５は、第１減算部４１７、ＤＣ成分復元回路４２１及び第２減算部４１９を備える。第１減算部４１７は、ソート回路４１３によって周波数がシフトされた第１基底帯域信号ＩＢＢからソート回路４１３によって周波数がシフトされた第２基底帯域信号ＱＢＢを減算する。

第１減算部４１７は、加算器よりなり、周波数がシフトされた第２基底帯域信号ＱＢＢを負の値に変換して周波数がシフトされた第１基底帯域信号ＩＢＢと加算するので、減算の機能をする。
ＤＣ成分復元（ＤＣ ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ Ｒｅｓｔｏｒａｔｉｏｎ：ＤＣＲ）回路４２１は、第１減算部４１７の出力からＤＣ成分を検出する。第２減算部４１９は、第１減算部４１７の出力からＤＣＲ回路４２１の出力を減算する。
サンプリング率制御回路４２３は、ＤＣ除去回路４１５の出力のサンプリング率を変動させて出力する。さらに説明すれば、サンプリング率制御回路４２３は、ＤＣ除去回路４１５の出力のサンプリング率を１／２に減らす。

本発明による復調回路４００において、周波数同期は搬送波復旧回路４０７で行われ、ＳＴＲはＳＴＲ回路４２５で行われる。
図５は、図４の搬送波復旧回路の構造を示すブロック図である。
搬送波復旧回路４０７は、図４の第１及び第２基底帯域信号ＩＢＢ，ＱＢＢから搬送波の周波数オフセットを検出し、前記周波数オフセットに比例する複素正弦波ＯＦＦＳＥＴを発生させる。
デジタルＴＶ受信機は、信号受信時にチューナやＲＦ発振器によって数百ＫＨｚの周波数オフセットと位相雑音とが発生するが、これを最小化させて初めて正確なデータの復旧がなされる。周波数オフセットと位相雑音とを最小化する方向に搬送波を捕捉または追跡する過程を搬送波復旧という。

搬送波復旧回路４０７は、複素数乗算器４０３から出力される第１及び第２基底帯域信号ＩＢＢ，ＱＢＢから搬送波の周波数オフセット及び位相雑音を除去した後、再び複素数乗算器４０３に複素正弦波ＯＦＦＳＥＴをフィードバックさせる。したがって、複素数乗算器４０３は、周波数オフセット及び位相雑音が復旧された基底帯域信号を整合フィルター部４０９に出力する。

複素発振器（Ｎｕｍｅｒｉｃａｌｌｙ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ：ＮＣＯ）５０７の出力信号とＰＰＦ ４０２の出力信号とは、複素数乗算器４０３を通じて自動周波数制御部５０１と周波数位相同期ループＦＰＬＬ ５０２に入力される。
自動周波数制御部（Ａｕｔｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌ：ＡＦＣ）５０１と周波数位相同期ループ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋ Ｌｏｏｐ：ＦＰＬＬ）５０２とは、入力信号からエラー成分を検出して出力する。選択部５０３は、モード選択信号ＭＯＤＥ＿ＳＥＬをモード選択部５０４に出力してモード選択部５０４がＡＦＣ ５０１及びＦＰＬＬ ５０２の出力のうち一つを選択させる。

モード選択部５０４は、帯域幅（ＢＷ：ＢａｎｄＷｉｄｔｈ）選択部５０５を制御してループフィルター５０６にエラーデータを出力する。ループフィルター５０６は、エラーデータを積算した後でＮＣＯ ５０７に出力する。
ＮＣＯ ５０７は、ループフィルター５０６の出力に比例し、入力信号の周波数オフセットをなくせる複素正弦波ＯＦＦＳＥＴを発生させて複素数乗算器４０３に出力する。複素正弦波ＯＦＦＳＥＴは、ＰＰＦ ４０２の出力と乗算され、乗算された値は、誤差及び位相雑音が除去された信号となる。周波数オフセットが除去された信号は、整合フィルター部４０９に入力される。

図６は、図４のＳＴＲ回路の構造を示すブロック図である。
ＳＴＲ回路４２５は、デジタルＴＶ受信機で送信データを復元できるように送信時に使われたものと同じシンボルクロックを発生させる。これは米国向きデジタルＴＶ方式で提案されたＡＴＳＣ（Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ） ＶＳＢ伝送システムでは伝送信号にデータだけを送信するためである。

本発明のＳＴＲ回路４２５は、搬送波復旧回路４０７から発生し、搬送波が復旧されたことを表す搬送波復旧信号ＳＴＲ＿ＯＮに応答し、ＤＣ除去回路４１５の出力から現在シンボルのタイミングエラーを求めた後、前記タイミングエラーに比例するアドレス選択信号ＡＤＤＲを発生させる。
ＳＴＲ回路４２５は、タイミングエラー検出部（Ｔｉｍｉｎｇ Ｅｒｒｏｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ：ＴＥＤ）６１０、多重ＬＰＦ ６２０及びＰＰＦ制御部６３０を備える。
ＴＥＤ ６１０は、ＤＣ除去回路４１５の出力のタイミングエラーを検出して多重ＬＰＦ ６２０に出力する。多重ＬＰＦ６３０は、ＴＥＤ ６１０から出力されるエラーの高周波成分を除去する。多重ＬＰＦ６２０は、前記フィルターの帯域幅を制御してタイミングエラーから高周波成分を除去する。

すなわち、多重ＬＰＦ ６２０は、フィルターの帯域幅を広帯域、中帯域、および狭帯域へと制御することによってシンボル同期をより速くさ取ることができる。フィルターの帯域が広いものから狭いものに変化されることによってタイミングエラーの収束度が加速される。
これは、図７Ａ及び図７Ｂを参照すれば、分かる。すなわち、図７Ａは、フィルターの帯域幅を一定に設定してエラーの高周波成分を除去する場合の図面である。

図７Ｂは、フィルターの帯域幅を変化させてエラーの高周波成分を除去する場合の図面である。図７Ｂの場合、まず広い帯域幅を利用して速くシンボル同期をさせた後で帯域幅を狭めることによってジッタの影響まで減らしている。すなわち、速いシンボル同期とノイズ低下とが可能になる。
ＰＰＦ制御部６３０は、多重ＬＰＦ６２０の出力を受信してアドレス選択信号ＡＤＤＲを出力する。アドレス選択信号ＡＤＤＲは、ｎビット信号であってＰＰＦ ４０２を制御してＰＰＦ ４０２の入力信号のデータ率を制御する。

図８は、図４の復調回路の動作を説明するタイミング図である。
図８を参照して、図４の構造を有する本発明による復調回路４００の全体動作を説明する。
復調回路４００の動作の特徴は、搬送波復旧回路４０７によって搬送波が復旧された後でＳＴＲ回路４２５によってシンボルが同期されることである。

ＤＣ除去回路４１５によってＤＣ成分が除去されたことを表すＤＣ成分除去信号ＤＣ＿ＬＯＣＫがＤＣ除去回路４１５から最初に発生する。そして、モード選択信号ＭＯＤＥ＿ＳＥＬが発生する。モード選択信号ＭＯＤＥ＿ＳＥＬは、搬送波復旧回路４０７で搬送波復旧動作をする場合、ＡＦＣ ５０１の動作モードからＦＰＬＬ ５０２の動作モードに転換させる信号である。
モード選択信号ＭＯＤＥ＿ＳＥＬが発生した後、搬送波復旧回路４０７が動作されたことを表す搬送波復旧回路動作信号ＦＰＬＬ＿ＬＯＣＫが発生する。搬送波復旧信号ＳＴＲ＿ＯＮは、搬送波復旧回路動作信号ＦＰＬＬ＿ＬＯＣＫとほぼ同時に発生する信号でＳＴＲ回路４２５を動作させる信号である。

ＳＴＲ回路４２５の動作が終われば、シンボルタイミングが同期されることを説明するシンボルタイミング同期信号ＳＴＲ＿ＬＯＣＫが発生する。
整理して見れば、ＤＣ除去回路４１５によってＤＣ成分が除去されれば、搬送波復旧回路４０７で搬送波復旧が始まる。搬送波復旧が終われば、ＳＴＲ回路４２５によってシンボル同期が始まる。シンボル同期が終われば、全ての搬送波復旧とシンボル同期とが終了されたことが分かる。

本発明による受信信号の復調方法は、（ａ）アドレス選択信号に応答してデジタル化されたＩＦ信号を所望のデータ率を有するように変換し、実数成分の第１信号と虚数成分の第２信号とに分割して出力する段階、（ｂ）前記第１信号及び前記第２信号に搬送波が復旧された複素正弦波を乗算して前記第１信号及び前記第２信号から周波数オフセットが除去された第１及び第２基底帯域信号を発生させる段階、（ｃ）前記第１及び第２基底帯域信号を受信してＳＮＲを制御し、制御された前記第１及び第２基底帯域信号の周波数範囲をシフトさせる段階、（ｄ）前記（ｃ）段階の出力を合算した後、前記合算した結果からＤＣ成分を除去する段階、（ｅ）前記（ｄ）段階の出力のサンプリング率を変動させて出力する段階、（ｆ）前記第１及び第２基底帯域信号を受信して搬送波の周波数オフセットを検出し、前記周波数オフセットに比例する前記複素正弦波を発生させる段階、及び（ｇ）搬送波が復旧されたことを表す搬送波復旧信号に応答し、前記（ｄ）段階の出力を受信して前記アドレス選択信号を発生させる段階を備える。

本発明による受信信号の復調方法は、前述した復調回路４００の動作に対応する。したがって、当業者なら、復調回路４００の動作を参照して受信信号復調方法が理解できるので、ここで詳細な説明は省略する。
以上のように、図面及び明細書で最適の実施例が開示された。ここで、特定な用語が使われたが、これは単に本発明を説明するための目的から使用されたものであり、
意味限定や特許請求の範囲に記載された本発明の範囲を制限するために使用されたものではない。したがって、当業者なら、これから多様な変形及び均等な他の実施例が可能であることが分かる。したがって、本発明の真の技術的保護範囲は、特許請求の範囲の技術的思想によって決まらなければならない。

本発明は、デジタルＴＶ受信装置の復調回路に利用されうる。

デジタルＴＶの受信システムを説明するブロック図である。 図１のチャンネル受信機の構造を説明するブロック図である。 一般的なデジタルＴＶ受信機を説明するブロック図である。 本発明によるデジタルＴＶ受信システムの復調回路の構造を示すブロック図である。 図４の搬送波復旧回路の構造を示すブロック図である。 図４のＳＴＲ回路の構造を示すブロック図である。 Ａは、図６の多重ＬＰＦの帯域幅を一定に設定してエラーの高周波成分を除去する場合を説明する図面であり、Ｂは、図６の多重ＬＰＦの帯域幅を変化させてエラーの高周波成分を除去する場合を説明する図面である。 図４の復調回路の動作を説明するタイミング図である。

符号の説明

４００ 復調回路
４０１ ＡＤＣ
４０２ ＰＰＦ
４０３ 複素数乗算器
４０４，４０５ 乗算器
４０７ 搬送波復旧回路
４０９ 整合フィルター部
４１０，４１１ 整合フィルター
４１３ ソート回路
４１５ ＤＣ除去回路
４１７ 第１減算部
４１９ 第２減算部
４２１ ＤＣＲ回路
４２３ サンプリング率制御回路
４２５ ＳＴＲ回路

Claims (13)

1. デジタルＴＶ受信システムの復調回路において、
   アドレス選択信号に応答してデジタル化された中間周波数信号を所望のデータ率を有するように変換し、実数成分の第１信号と虚数成分の第２信号とに分割して出力する多位相フィルターと、
   前記第１信号及び前記第２信号に搬送波が復旧された複素正弦波を乗算して前記第１信号及び前記第２信号で周波数オフセットが除去された第１及び第２基底帯域信号を発生させる複素数乗算器と、
   前記第１及び第２基底帯域信号から搬送波の周波数オフセットを検出し、前記周波数オフセットに比例する前記複素正弦波を発生させる搬送波復旧回路と、
   前記第１及び第２基底帯域信号をフィルタリングして信号対雑音比を制御する整合フィルター部と、
   前記整合フィルター部の出力の周波数を減少させるソート回路と、
   前記ソート回路の出力を合算した後、前記合算した結果からＤＣ成分を除去するＤＣ除去回路と、
   前記ＤＣ除去回路の出力のサンプリング率を減らして出力するサンプリング率制御回路と、
   前記搬送波復旧回路で発生し、搬送波が復旧されたことを表す搬送波復旧信号に応答し、前記ＤＣ除去回路の出力から現在シンボルのタイミングエラーを求めた後、前記タイミングエラーに比例する前記アドレス選択信号を発生させるシンボルタイミング復元回路と、を備えることを特徴とするデジタルＴＶ受信システムの復調回路。
2. 前記ＤＣ除去回路は、
   前記ソート回路によって周波数が減少された第１基底帯域信号で前記ソート回路によって周波数が減少された第２基底帯域信号を減算する第１減算部と、
   前記第１減算部の出力からＤＣ成分を検出するＤＣ成分復元回路と、
   前記第１減算部の出力から前記ＤＣ成分復元回路の出力を減算する第２減算部と、を備えることを特徴とする請求項１に記載のデジタルＴＶ受信システムの復調回路。
3. 前記サンプリング率制御回路は、
   前記ＤＣ除去回路の出力のサンプリング率を１／２に減らすことを特徴とする請求項１に記載のデジタルＴＶ受信システムの復調回路。
4. 前記シンボルタイミング復元回路は、
   前記ＤＣ除去回路の出力のタイミングエラーを検出するタイミングエラー検出部と、
   前記タイミングエラー検出部から出力されるエラーの高周波成分を除去する多重低域通過フィルターと、
   前記搬送波復旧信号に応答し、前記多重低域通過フィルターの出力を受信して前記アドレス選択信号を出力する多位相フィルター制御部と、を備えることを特徴とする請求項１に記載のデジタルＴＶ受信システムの復調回路。
5. 前記多重低域通過フィルターは、
   前記フィルターの帯域幅を制御してタイミングエラーから高周波成分を除去することを特徴とする請求項４に記載のデジタルＴＶ受信システムの復調回路。
6. 前記搬送波復旧回路によって搬送波が復旧された後で前記シンボルタイミング復元回路によってシンボルが同期されることを特徴とする請求項１に記載のデジタルＴＶ受信システムの復調回路。
7. 前記第１信号はＩ信号であり、前記第２信号はＱ信号であることを特徴とする請求項１に記載のデジタルＴＶ受信システムの復調回路。
8. 受信信号の復調方法において、
   （ａ）アドレス選択信号に応答してデジタル化された中間周波数信号を所望のデータ率を有するように変換し、実数成分の第１信号と虚数成分の第２信号とに分割して出力する段階と、
   （ｂ）前記第１信号及び前記第２信号に搬送波が復旧された複素正弦波を乗算して前記第１信号及び前記第２信号で周波数オフセットが除去された第１及び第２基底帯域信号を発生させる段階と、
   （ｃ）前記第１及び第２基底帯域信号を受信して信号対雑音比を制御し、制御された前記第１及び第２基底帯域信号の周波数範囲を減少させる段階と、
   （ｄ）前記（ｃ）段階の出力を合算した後、前記合算した結果からＤＣ成分を除去する段階と、
   （ｅ）前記（ｄ）段階の出力のサンプリング率を減らして出力する段階と、
   （ｆ）前記第１及び第２基底帯域信号を受信して搬送波の周波数オフセットを検出し、前記周波数オフセットに比例する前記複素正弦波を発生させる段階と、
   （ｇ）搬送波が復旧されたことを表す搬送波復旧信号に応答し、前記（ｄ）段階の出力を受信して前記アドレス選択信号を発生させる段階と、を備えることを特徴とする受信信号の復調方法。
9. 前記（ｄ）段階は、
   （ｄ１）前記周波数が減少された第１基底帯域信号で前記周波数が減少された第２基底帯域信号を減算する段階と、
   （ｄ２）前記（ｄ１）段階の出力からＤＣ成分を検出する段階と、
   （ｄ３）前記（ｄ１）段階の出力から（ｄ２）段階の出力を減算する段階と、を備えることを特徴とする請求項８に記載の受信信号の復調方法。
10. 前記（ｅ）段階は、
    前記（ｄ）段階の出力のサンプリング率を１／２に減らすことを特徴とする請求項８に記載の受信信号の復調方法。
11. 前記（ｇ）段階は、
    （ｇ１）前記（ｄ）段階の出力を受信してタイミングエラーを検出する段階と、
    （ｇ２）前記（ｇ１）段階から出力されるエラーの高周波成分を多重低域通過フィルターを利用して除去する段階と、
    （ｇ３）前記搬送波復旧信号に応答し、前記（ｇ２）段階の出力を受信して前記アドレス選択信号を出力する段階と、を備えることを特徴とする請求項８に記載の受信信号の復調方法。
12. 前記多重低域通過フィルターは、
    前記フィルターの帯域幅を制御してタイミングエラーから高周波成分を除去することを特徴とする請求項１１に記載の受信信号の復調方法。
13. 前記第１信号はＩ信号であり、前記第２信号はＱ信号であることを特徴とする請求項８に記載の受信信号の復調方法。

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