JP4676254B2 - ディジタルサーボ制御装置及びレーザ加工装置 - Google Patents

ディジタルサーボ制御装置及びレーザ加工装置 Download PDF

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Description

本発明は、所定のサンプリング周期ごとにサーボ制御処理を行うプロセッサと、サーボ制御処理により計算された制御入力信号をアナログ信号に変換するDA変換器と、DA変換された制御入力信号に基づいてアクチュエータに供給する駆動電流を制御する電流制御回路と、を備えたディジタルサーボ制御装置及びこのようなディジタルサーボ制御装置によりガルバノミラーの位置を制御して加工を行うレーザ加工装置に関する。
近年、メカトロニクス技術は著しい発展を遂げ、例えば産業機械や情報機器には高度なサーボ制御技術が適用されて、高速で精密なメカニズムの制御、すなわちモーション・コントロールが実現されている。特にプロセッサの演算処理によるディジタルサーボ制御が果たす役割は大きい。ディジタルサーボ制御は、制御対象の状態や制御システムの動作パターンなどに応じて制御パラメータを切り替える等の木目細かい制御が可能であり、オペアンプなどで制御回路を構成したアナログサーボ制御と比較して、制御性能を容易に高められる。
ディジタルサーボ制御装置の一般的な構成は、次のようなものである。まず、制御対象であるメカニズムの位置や速度などの状態量をセンサで検出する。この時、エンコーダのようにディジタル信号を出力するセンサの場合は出力信号を直接利用し、アナログ信号を出力するセンサの場合はAD変換器などによりディジタル信号に変換して利用する。このディジタル状態量信号を一定サンプリング周期でプロセッサに取り込み、サーボ制御プログラムで演算処理をして制御入力信号を生成し、アクチュエータに入力して制御対象を制御する。
サーボ制御プログラムは、主にフィードバック制御の演算処理を行う。例えば位置決め制御を目的とした制御システムの場合、ステップ関数状の目標位置信号に対して位置センサからの位置検出信号を引き算し、位置偏差信号を算出する。位置決め制御では制御対象を目標位置に誤差無く静止させることが目的なので、静止時の位置偏差信号をゼロにする必要がある。このためサーボ補償器としてはPID制御のように、位置偏差信号を積分する補償を用いる。
このようなサーボ制御プログラムで生成された制御入力信号は、DA変換器でアナログ変換される。そしてこのアナログ信号は電流指令信号として、アクチュエータに駆動電流を供給する電流制御回路に入力される。この場合、DA変換器の零次ホールド動作により、電流指令信号はサンプリング周期ごとに値が更新される階段状の波形になる。
電流制御回路では、駆動電流をシャント抵抗あるいはホール素子で検出し、オペアンプ回路で電流指令信号から電流検出信号を減算して電流偏差信号を出力する。その電流偏差信号でパワートランジスタを抵抗制御あるいはPWM制御することで駆動電流が制御され、アクチュエータで駆動トルクが電磁気的に発生して制御対象のメカニズムが動作する。
電流指令信号がサンプリング周期毎の階段状の波形であるのに対し、駆動電流の変化は通常滑らかなので、電流検出信号も滑らかな波形である。このため、電流指令信号から電流検出信号を減算した電流偏差信号にはサンプリング周期に同期したスパイク状の脈動が重畳する。このため、脈動のピーク値が大きい場合にはパワートランジスタの電源電圧で飽和したり、PWM制御のパルス幅変調が異常になるため、駆動電流を電流指令信号に対して正確に追従制御できなくなる。パワートランジスタの電源電圧を上げればこの脈動を許容できるが、電源の高電圧化は高コスト化につながる。
脈動のピーク値を小さく抑える方法の一つとして、サンプリング周期を短くすることが考えられる。DA変換器の零次ホールド動作が出力信号を更新する周期を短くすると階段の段差が小さくなるので、電流偏差信号の脈動は低減される。
また、脈動を抑える別の方法として、1次ホールド動作で電流指令信号を発生することが考えられる。そこで、次回のサンプリング時刻における電流指令値を予測計算する手段と、予測電流指令値と今回のサンプリング時刻での電流指令値とを直線で結ぶ直線関数発生手段と、からなる直線補間の手段を設け、電流指令信号をサンプリング時刻間で直線補間することにより、ACサーボモータのトルクリップルの発生を抑える技術がある(特許文献1)。
特開2001−268968号公報。
しかし、サンプリング周期を短縮することは、サーボ制御プログラムの演算処理時間のために実現が難しく、サンプリング周期より細かい時間間隔で制御入力信号を補間するマルチレート制御のような手段が必要になる。しかも、サンプリング周期を短縮したり制御入力信号を補間しても、電流指令信号が階段状に変化する場合には脈動を完全に抑えることは困難である。
また、特許文献1で開示された技術では、次回のサンプリング時刻での電流指令値の予測計算や、サンプリング時刻間の直線関数の発生手段を必要とし、制御プログラムの複雑化や制御装置の高コスト化が懸念される。
本発明の目的は、上記課題を解決し、DA変換器を用いたディジタルサーボ制御装置において、電流制御回路内部の電流偏差信号に重畳するスパイク状の脈動を抑えて、低電圧で安価な電源回路を用いても従来と同等以上の制御性能を有するディジタルサーボ制御装置を提供することにある。また、ガルバノミラーによって被加工物の所定の位置にレーザ光を照射して穴明け等の加工を行うレーザ加工装置において、上記のディジタルサーボ制御装置によりガルバノミラーの角度を位置決め制御することにより、レーザ加工装置の加工スループットと、加工位置精度の性能を保ちつつ、部品コストを下げることができるレーザ加工装置を提供することにある。
上記課題を解決するため、本発明の第1の手段は、所定のサンプリング周期ごとにサーボ制御処理を行うプロセッサと、該サーボ制御処理により計算された制御入力信号をアナログ信号に変換するDA変換器と、前記DA変換器が出力するアナログ信号に作用し、前記サンプリング周期の逆数で決まるサンプリング周波数よりも低い折点周波数に設定され、積分器を有するローパスフィルタと、前記ローパスフィルタから出力される電流指令信号に基づいてアクチュエータに供給する駆動電流を制御する電流制御回路と、を有するディジタルサーボ制御装置であって、目標位置信号と位置検出信号とから1型サーボ系にするための積分補償器と、前記DA変換器に入力される制御入力信号とアクチュエータによって駆動される位置決め機構の位置検出信号とから、剛体モードの変及び速度、1次固有振動モードの変位及び速度、2次固有振動モードの変位及び速度、3次固有振動モードの変位及び速度のそれぞれの状態変数、及び前記ローパスフィルタの前記積分器に対応する状態変数を推定する状態オブザーバと、を含み、前記状態オブザーバの状態量の要素である前記それぞれの状態変数、及び前記積分器に対応する状態変数に各状態フィードバック係数を掛けて加算した結果と前記積分補償器からの出力信号とを加算した制御入力信号を前記DA変換器へ出力するサーボ補償手段を備えていることを特徴とする。
この場合、前記ローパスフィルタに代えて前記サンプリング周期の逆数で決まるサンプリング周波数に等しい遮蔽周波数を有するノッチフィルタとし、前記サーボ補償手段が前記状態オブサーバの状態量の要素として前記ノッチフィルタの状態変数を推定するように構成することもできる。なお、前記ノッチフィルタは前記サンプリング周期の逆数の1/2で決まるナイキスト周波数の整数倍に等しい遮蔽周波数を有するものである。
また、前記サーボ補償手段は前記プロセッサが行うサーボ制御処理プログラムの一部として実現することができる。
また、本発明の第2の手段は、ディジタルサーボ制御装置と、前記ディジタルサーボ制御装置によって駆動されるアクチュエータと、前記アクチュエータによって位置決めされるガルバノミラーとを備え、前記ガルバノミラーで反射されるレーザ光の角度を制御することによって、被加工物の所定の位置を加工するレーザ加工装置において、前記ディジタルサーボ制御装置が上記第1の手段であるディジタルサーボ制御装置であることを特徴とする。
本発明によれば、前述のように構成されているので、サーボ制御の安定余裕を保つことができる。さらにコスト面では、パワートランジスタの電源が低電圧になるので、安価な電源を使用できる。また、上記フィルタは簡単なオペアンプ回路で構成でき、かつ安定化補償手段はプロセッサのプログラムで実現されるので、装置の部品コストを抑えることができる。
以下、ガルバノミラーの角度をロータリ型の電磁アクチュエータによって位置決めするサーボ制御装置を例にとり、本発明について説明する。
図1は、本発明に係るディジタルサーボ制御装置のブロック線図である。
この制御装置は、アクチュエータ2によって駆動される位置決め機構1の動作をプロセッサ10でディジタル制御する装置である。本発明をガルバノミラーのディジタルサーボ制御装置に適用する場合には、アクチュエータ2はロータリ型の電磁アクチュエータである。また、位置決め機構1は回転軸にガルバノミラーが締結されており、アクチュエータ2が発生する駆動トルクを受けて回転動作するロータ機構である。
プロセッサ10は、バス11を介して、DA変換器5、エンコーダ6、ランダムアクセスメモリ(RAM)12、リードオンリメモリ(ROM)13と接続している。
上位コントローラ20は、位置決め動作の目標位置信号S9をプロセッサ10に対して送信する。エンコーダ6は位置決め機構1の変位S7を検出し、サンプリング周期刻みの離散時間的な位置検出信号(ここでは、回転軸すなわちガルバノミラーの角度変位)S8を出力する。
プロセッサ10はサーボ制御プログラムを実行して、位置検出信号S8を目標位置信号S9に対して定常偏差無く追従させる。このプログラムによってサンプリング周期ごとに制御入力信号S6が計算され、制御入力信号S6はDA変換器5によりアナログ電圧信号S5に変換される。アナログ電圧信号S5はサンプリング周期ごとに電圧値が更新される階段状の時間波形であるが、1次ローパスフィルタ4の折点周波数はサンプリング周波数より低く設定されているので、1次ローパスフィルタ4が出力する電流指令信号S4は滑らかな時間波形になる。
電流制御回路3は駆動電流S2を電流指令信号S4に追従制御する。すなわち、ホール素子32により駆動電流S2の電流値を検出し、減算回路30により電流指令信号S4とホール素子32から出力された電流検出信号S3との偏差を求める。パワートランジスタ31は得られた偏差に応じて駆動電流S2を供給する。
駆動電流S2を供給されたアクチュエータ2は、駆動力S1を発生して位置決め機構1を動かす。
図1において一点鎖線で囲んだサブシステムPつまり制御入力信号S6から位置検出信号S8までの伝達関数は、プロセッサ10から見た制御対象である。
次に、1次ローパスフィルタ4について説明する。
図2は、図1における1次ローパスフィルタ4の回路図である。
オペアンプ40とそれにつながる入力抵抗R1、フィードバック側の抵抗R2とコンデンサC1によって1次遅れ要素が構成される。さらにオペアンプ41と抵抗R3でゲイン1の反転回路を構成し、オペアンプ40の出力に直列接続して信号の極性を反転する。この回路による信号S5から信号S4までの伝達関数は、式1で表される1次ローパスフィルタとなり、この1次ローパスフィルタの折点周波数は式2で表される。なお、式2の単位はHzである。
Figure 0004676254
式2で表される折点周波数を低くするほど電流指令信号S4は滑らかになるが、同時に位相遅れ量が増大する。したがって、サーボ制御系のフィードバックループを安定に保つサーボ補償器が必要である。次にその考え方を説明する。
制御対象Pを状態方程式で数式モデル化し、そのモデルに基づいてサーボ補償器を設計する。
図3は、制御対象Pの制御入力信号S6から位置検出信号S8までのブロック線図である。
同図において、記号sはラプラス変換の複素変数であり、1/sは積分器を表している。記号Tsはサンプリング周期Tsで動作するサンプラであり、プロセッサ10がエンコーダ6から離散時間の位置検出信号S8をサンプリング周期ごとに読み込むことに対応する。記号k(k=0,1,2,…)はサンプリング周期刻みの離散的時刻を表す。また、記号τは1次ローパスフィルタ4の時定数、記号kLPは1次ローパスフィルタ4の係数である。
DA変換器5はサンプル値制御の観点では零次ホールダ(zoh)であり、離散時間の制御入力信号S6(S6=u(k))は零次ホールドされて、アナログ電圧信号S5(S5=v(t))になる。1次ローパスフィルタ4の伝達関数は式3で表される。式3は式1に等しいので、時定数τ、係数kLPと図2の回路定数との関係は、式4,式5で表される。
また、1次ローパスフィルタ4には積分器が一つあるので、それに対応する一つの状態変数をxi(t)として、1次ローパスフィルタ4の状態方程式は式6で表される。
さらに、状態変数ベクトルをxpm(t)、正方の係数行列をApm、入力係数ベクトルをbpm、出力係数ベクトルをcpmとすると、電流指令信号S4から位置決め機構1の変位S7までの動特性は、式7、式8に示すような線形時不変の状態方程式で表される。なお、式6および式7においてルビ記号・は時間に関する一階微分を表している。
Figure 0004676254
図4は制御対象Pの周波数応答伝達関数のゲイン特性を示しており、図3における離散時間の制御入力信号S6から離散時間の位置検出信号S8までの特性である。なお、横軸は周波数の対数軸であり、サンプリング周波数の1/2(ナイキスト周波数fnyq)以下の特性である。
図4のゲイン特性を見ると3個の共振周波数f1、f2、f3があり、位置決め機構1は一つの剛体モードと3個の固有振動モードを持つことが分かる。以下の説明では、これらの固有振動モードを共振周波数f1、f2、f3の順に1次、2次、3次モードと呼ぶことにする。また1次ローパスフィルタ4の折点周波数は、アナログ電圧信号S5に重畳する階段状の信号成分を除去するためにサンプリング周波数より低くする必要があり、この実施例ではナイキスト周波数fnyqの1/10に設定する。
図4のような特性の制御対象Pに対してサーボ補償器を設計するには、先ず制御対象Pの離散時間の状態方程式モデルを作る必要がある。そのために式6と式7、式8を直列結合して、式9、式10に示す連続時間の状態方程式を導く。そして、DA変換器5を考慮して式9、式10を零次ホールド入力で離散時間変換し、式11、式12を得る。
Figure 0004676254
式11,12において、記号kは上記したサンプリング周期刻みの離散的時刻である。そしてxp(k)は離散時間の状態変数ベクトルであって、式7の状態変数ベクトルxpm(t)と式6の状態変数xi(t)を統合した連続時間状態変数ベクトルを離散時間化したものである。さらに係数行列Ap、入力係数ベクトルbp、出力係数ベクトルcpは、式9、式10を零次ホールド入力で離散時間変換して一意に決まる。
以上で制御対象Pの離散時間状態方程式モデルが構築されたので、次にこのモデルに基づくサーボ補償器の設計について説明する。
上記したように、制御対象Pは、1次ローパスフィルタ4、3個の共振点、零次ホールド特性など複数の位相遅れの要因を含むので、サーボ補償器の設計ではフィードバックループの安定化が重要である。
そこで、制御対象Pの状態変数を状態オブザーバで推定し、その推定値を状態フィードバックしてフィードバックループの安定化を図る。
図5は、本発明に係るディジタルサーボ補償器のブロック線図である。なお、この実施形態では、図5の処理はプロセッサ10の内部で行われる。
状態オブザーバ102は式11、式12の状態方程式モデルを元にした同一次元オブザーバであり、位置検出信号S8と制御入力信号S6を入力として状態量S12を推定する。状態量S12はベクトルであり、その要素は次の9個の推定状態変数、すなわち剛体モードの変位xp0(k)と速度xv0(k)、1次固有振動モードの変位xp1(k)と速度xv1(k)、2次固有振動モードの変位xp2(k)と速度xv2(k)、3次固有振動モードの変位xp3(k)と速度xv3(k)、1次ローパスフィルタ4の状態変数xi(k)である。
各推定状態変数は状態フィードバック係数kp0、kv0、kp1、kv1、kp2、kv2、kp3、kv3、kiを掛けて加算し、その積和計算の結果を信号S13とする。
サーボ補償器の本来の機能は、位置検出信号S8を目標位置信号S9に追従させることである。目標位置信号S9はステップ入力なので、位置偏差信号S10の定常偏差を0にするには、1型サーボ系にするための積分補償器101を用いる。なお、積分補償器101における記号zはz変換の複素変数である。
積分補償器101の出力信号S11を信号S13と加算して、制御入力信号S6とする。サーボ補償器の特性を調整するパラメータは、積分補償ゲインkicと上記9個の状態フィードバック係数であるが、これらの係数値は最適レギュレータによるパラメータ最適化で決定する。
次に本発明を実施した効果を、従来のサーボ制御装置と比較して具体的に説明する。
なお、従来のサーボ制御装置は図10のブロック線図に示す構成であり、本発明との違いはDA変換器5の出力信号S5を滑らかにするフィルタが無く、S5をそのまま電流制御回路3に入力することと、サーボ制御プログラムでこのフィルタの状態変数の推定と状態フィードバックの演算処理を行わないことである。
以下、位置決め時間と整定精度に関する仕様を共通にして、本発明と従来の制御装置とを比較する。
図6は制御装置での位置偏差の時間波形、図7は電流指令信号と電流検出信号の時間波形、図8は電流偏差信号の時間波形、図9はアクチュエータへの印加電圧の時間波形であり、いずれも、(a)は本発明に係る制御装置の場合を、(b)は従来の制御装置の場合を、それぞれ示している。
図6に示されているように、両者は同じ移動距離のステップ入力に対して、ともに時刻0.66で位置偏差の許容範囲(±1)に整定する。
しかし、図7(b)に示されているように、従来の場合の電流指令信号はサンプリング周期で値が変化する階段状の波形であるのに対して、図7(a)に示されているように、本発明の場合の電流指令信号は1次ローパスフィルタ4で平滑化されて滑らかである。
そして両者の電流偏差信号を比較すると、図8(b)に示されているように、従来の装置ではスパイク状の脈動が大きく重畳しており、一つのスパイクの時間はサンプリング周期に等しい。この脈動は、図7(b)に示す階段状の電流指令信号と滑らかな電流検出信号との差によって生じる。
これに対して本発明では、図8(a)に示されているように、脈動がほぼ完全に抑制されて、電流偏差のピーク値が約1/2に低減している。
この結果、アクチュエータへの印加電圧のピーク値は、従来の装置では図9(b)に示されているように73Vになる。
これに対して、図9(a)に示されているように、本発明では35Vに抑えられている。従って本発明によれば、パワートランジスタの電源電圧を大幅に下げても従来と同等性能のサーボ制御装置を実現できる。
上記実施例1では1次ローパスフィルタ4で電流指令信号S4を平滑化したが、これに代えて、2次ローパスフィルタを用いてもい。ここで、ωLP2を折点角周波数、ζLP2を減衰比、kLP2を直流ゲインを決める係数とすると、2次ローパスフィルタとする場合の伝達関数は式13で表される。
Figure 0004676254
図示を省略するが、この2次ローパスフィルタも簡単なオペアンプ回路で構成できる。なお、実施例1の場合と同様に、折点周波数はサンプリング周波数よりも低く設定する。また、サーボ補償器の構成は図5と同様であるが、2次ローパスフィルタが2個の状態変数を持つので、状態オブザーバ102はこの二個の状態変数を推定し、それらの推定状態変数に対して状態フィードバック係数を積和計算する。
上記実施例1と実施例2ではローパスフィルタで電流指令信号S4を平滑化したが、これに代えてノッチフィルタを用いることもできる。ここで、ωNを遮断角周波数、ζNdを分母の減衰比、ζNnを分子の減衰比とすると、ノッチフィルタとする場合の伝達関数は式14で表される。
Figure 0004676254
図示を省略するが、このノッチフィルタも簡単なオペアンプ回路で構成できる。このとき、図8(b)に示したようなスパイク状の脈動を抑えることが目的であるから、遮断周波数をサンプリング周波数乃至はナイキスト周波数の整数倍に等しくするのが合理的である。脈動の高調波成分も除去するために、遮断周波数の異なるノッチフィルタを複数直列に接続しても良い。あるいはノッチフィルタとローパスフィルタを併用してもよい。サーボ補償器の構成は図5と同様であるが、ノッチフィルタやローパスフィルタの状態変数値を状態オブザーバ102で推定し、それらの推定状態変数に対して状態フィードバック係数を積和計算する必要がある。
以上述べたように、本発明をガルバノミラーのディジタルサーボ制御装置に適用すれば、パワートランジスタ31を動作させる電源として低電圧で安価なものを用いることができる。また電流指令信号S4を平滑化するフィルタ4は簡単なオペアンプ回路であり、フィルタ4に起因する位相遅れを補償する安定化補償手段は、サーボ制御プログラムの状態オブザーバ102でフィルタ4の状態変数値を推定し、その推定値に関する状態フィードバックの積和計算を追加することで実現できる。このような安価な電気回路とサーボ制御プログラムの簡単な変更によって、従来と同等の性能仕様でガルバノミラーの角度を位置決め制御できる。
また、ディジタルサーボ制御装置と、前記ディジタルサーボ制御装置によって駆動されるアクチュエータと、前記アクチュエータによって位置決めされるガルバノミラーとを備え、前記ガルバノミラーで反射されるレーザ光の角度を制御することによって、被加工物の所定の位置を加工するレーザ加工装置において、本発明のディジタルサーボ制御装置によりガルバノミラーをサーボ制御すれば、加工スループットや穴加工位置精度の性能を維持しつつレーザ加工装置の部品コストを下げることができる。
なお、本発明は、ガルバノミラーのサーボ制御装置に限らず、制御入力信号をDA変換するディジタルサーボ制御装置に広く適用することができる。
本発明に係るディジタルサーボ制御装置のブロック線図である。 本発明に係る1次ローパスフィルタの回路図である。 本発明に係る制御対象のブロック線図である。 本発明に係る制御対象の周波数応答伝達関数のゲイン特性を示す図である。 本発明に係るディジタルサーボ補償器のブロック線図である。 本発明と従来技術を対比して説明する図である。 本発明と従来技術を対比して説明する図である。 本発明と従来技術を対比して説明する図である。 本発明と従来技術を対比して説明する図である。 従来のディジタルサーボ制御装置のブロック線図である。
符号の説明
1 位置決め機構
2 アクチュエータ
3 電流制御回路
4 1次ローパスフィルタ
5 DA変換器
10 プロセッサ
102 状態オブザーバ
S2 駆動電流
S3 電流検出信号
S4 電流指令信号
S5 DA変換器が出力するアナログ電圧信号
S6 制御入力信号

Claims (5)

  1. 所定のサンプリング周期ごとにサーボ制御処理を行うプロセッサと、
    該サーボ制御処理により計算された制御入力信号をアナログ信号に変換するDA変換器と、
    前記DA変換器が出力するアナログ信号に作用し、前記サンプリング周期の逆数で決まるサンプリング周波数よりも低い折点周波数に設定され、積分器を有するローパスフィルタと、
    前記ローパスフィルタから出力される電流指令信号に基づいてアクチュエータに供給する駆動電流を制御する電流制御回路と、
    を有するディジタルサーボ制御装置であって、
    目標位置信号と位置検出信号とから1型サーボ系にするための積分補償器と、
    前記DA変換器に入力される制御入力信号とアクチュエータによって駆動される位置決め機構の位置検出信号とから、剛体モードの変及び速度、1次固有振動モードの変位及び速度、2次固有振動モードの変位及び速度、3次固有振動モードの変位及び速度のそれぞれの状態変数、及び前記ローパスフィルタの前記積分器に対応する状態変数を推定する状態オブザーバと、
    を含み、
    前記状態オブザーバの状態量の要素である前記それぞれの状態変数、及び前記積分器に対応する状態変数に各状態フィードバック係数を掛けて加算した結果と前記積分補償器からの出力信号とを加算した制御入力信号を前記DA変換器へ出力するサーボ補償手段を備えていること
    を特徴とするディジタルサーボ制御装置。
  2. 前記ローパスフィルタに代えて前記サンプリング周期の逆数で決まるサンプリング周波数に等しい遮蔽周波数を有するノッチフィルタとし、
    前記サーボ補償手段が前記状態オブサーバの状態量の要素として前記ノッチフィルタの状態変数を推定することを特徴とする請求項1に記載のディジタルサーボ制御装置。
  3. 前記ノッチフィルタは前記サンプリング周期の逆数の1/2で決まるナイキスト周波数の整数倍に等しい遮蔽周波数を有することを特徴とする請求項2に記載のディジタルサーボ制御装置。
  4. 前記サーボ補償手段は前記プロセッサが行うサーボ制御処理プログラムに含まれるプログラムであることを特徴とする請求項1ないし3のいずれか1項に記載のディジタルサーボ制御装置。
  5. 請求項1ないし4のいずれか1項に記載のディジタルサーボ制御装置と、
    前記ディジタルサーボ制御装置によって駆動されるアクチュエータと、
    前記アクチュエータによって位置決めされるガルバノミラーと、
    を備え、
    前記ガルバノミラーで反射されるレーザ光の角度を制御することによって、被加工物の所定の位置を加工することを特徴とするレーザ加工装置。
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