本発明の発明者らは、マルチアンテナを用いた無線通信システムにおいて、単純に各変調信号を分離復調するのではなく、受信される変調信号の実効受信電力(すなわち受信装置で得られる受信電力のうち、各変調信号を復調する際に有効に利用できる実質的な受信電力)を考慮した復調処理及び送信処理を行うことで、各変調信号の復調精度を向上させることができると考え、本発明に至った。
本発明においては、実効受信電力の指標としてチャネル変動行列の固有値を用いる。チャネル変動行列は、受信装置で各変調信号を分離するために、各アンテナ受信信号と各変調信号をチャネル変動値を要素として関連付けたものである。つまりチャネル変動値を要素とした行列である。そして一般にマルチアンテナ通信で用いられる受信装置では、チャネル変動行列の逆行列を求めて、受信された信号から各変調信号を分離する。
本発明においては、このように一般に用いられるチャネル変動行列から固有値を求め、これを実効受信電力の指標として用いているので、比較的少ない演算量及び比較的少ない構成の追加で、実効受信電力を求めることができるようになされている。
以下の実施の形態の形態では、主に、本発明の次のような態様について説明する。
本発明の一つの態様は、複数のアンテナから複数の変調信号を送信する送信装置において、送信する複数の変調信号の送信電力の変更を各アンテナで独立に行うようにした。また前記送信電力の制御を、通信相手が推定した受信電界強度やチャネル変動を用いて制御するようにした。これにより、データの伝送品質を向上させることができる。具体的には、実効受信電力が最適になるような変調信号の送信電力制御を行うことができるようになるので、受信側での各変調信号の復調精度を向上させることができる。
本発明のさらに一つの態様は、上記送信装置が送信した変調信号を受信する受信装置において、受信信号から受信電界強度を推定する受信電界強度推定部を設け、推定した受信電界強度情報を上記送信装置にフィードバックするようにした。また受信信号から各変調信号のチャネル変動を推定するチャネル変動推定部を設け、推定したチャネル変動情報を上記送信装置にフィードバックするようにした。これにより、送信装置は、受信電界強度情報やチャネル変動情報に基づいて、実際に受信側での実効受信電力が最適となるような変調信号の送信電力制御を行うことができるようになる。
本発明のさらに一つの態様は、マルチキャリア方式を用いて複数のアンテナから複数の変調信号を送信する送信装置において、送信する複数の変調信号の送信電力の変更を各アンテナで独立に、かつ、キャリアごとに独立に行うようにした。また上記送信電力の制御を、通信相手が推定したキャリアごとの受信電界強度やキャリアごとのチャネル変動を用いて制御するようにした。これにより、各アンテナで独立に、かつ、各キャリアで独立に実効受信電力が最適になるような変調信号の送信電力制御を行うことができるようになる。
本発明のさらに一つの態様は、上記マルチキャリア送信装置が送信した変調信号を受信する受信装置において、受信信号からキャリアごとの受信電界強度を推定する受信電界強度推定部を設け、推定したキャリアごとの受信電界強度情報を上記マルチキャリア送信装置にフィードバックするようにした。また受信信号からキャリアごとにチャネル変動を推定するチャネル変動推定部を設け、推定したキャリアごとのチャネル変動情報を上記マルチキャリア送信装置にフィードバックするようにした。これにより、マルチキャリア送信装置は、キャリアごとの受信電界強度情報やチャネル変動情報に基づいて、実際に受信側での実効受信電力が最適となるような変調信号の送信電力制御をキャリアごとに行うことができるようになる。
本発明のさらに一つの態様は、複数のアンテナから送信された複数の変調信号を送信アンテナよりも多い複数の受信アンテナで受信する受信装置において、複数のアンテナ受信信号の組み合わせを作り、組み合わせごとにチャネル変動行列を形成し、組み合わせごとのチャネル変動行列の固有値を算出し、固有値の最小パワーが最も大きい組み合わせのアンテナ受信信号を選択して復調処理を行うようにした。これにより、変調信号の実効受信電力の最も大きくなるアンテナ受信信号の組み合わせを用いて各変調信号を復調できるようになるので、全てのアンテナ受信信号を用いて各変調信号を復調する場合と比較して、変調信号の復調精度を向上させることができるようになる。
本発明のさらに一つの態様は、複数のアンテナから送信された複数の変調信号を送信アンテナよりも多い複数の受信アンテナで受信する受信装置において、複数のアンテナ受信信号の組み合わせを作り、各組み合わせごとにチャネル変動行列を形成し、組み合わせごとのチャネル変動行列の固有値を算出する。そして、各組み合わせのアンテナ受信信号とその組み合わせに対応するチャネル変動行列を使って各変調信号を分離すると共に、各組み合わせで分離した変調信号を分離の際に用いたチャネル変動行列の固有値を使って重み付け合成する。これにより、変調信号の実効受信電力に応じて各変調信号を重み付け合成できるので、変調信号の復調精度を向上させることができるようになる。
本発明のさらに一つの態様は、誤り訂正符号化され複数のアンテナから送信された複数の変調信号を受信する受信装置において、チャネル変動行列の固有値を求め、この固有値と受信直交ベースバンド信号とから軟判定値を求める軟判定値計算部を設けるようにした。
本発明のさらに一つの態様は、誤り訂正符号化され複数のアンテナから送信された複数の変調信号を受信する受信装置において、受信レベルとチャネル変動行列の固有値とから実効受信レベルを求め、この実効受信レベルと受信直交ベースバンド信号とから軟判定値を求める軟判定値計算部を設けるようにした。
これにより、軟判定値を実効受信レベルで重み付けして求めることで、軟判定値に適切な尤度をもたせることが可能となり、変調信号の復調精度を向上させることができるようになる。
本発明のさらに一つの態様は、チャネル変動行列の固有値を用いて復調処理を行う際に、各アンテナで受信された受信信号の信号レベルの制御を、各アンテナに対し共通して行うようにした。これにより、固有値がより正確に求まるため、実効受信電力を一段と的確に反映した固有値に基づいて復調処理を行うことができるので、各変調信号の復調精度を一段と向上させることができる。
以下、添付図面を用いて本発明の実施の形態について説明する。
(実施の形態1)
本実施の形態では、各アンテナから送信する変調信号の送信電力を独立に変更する送信装置について説明する。
図1に、本実施の形態における送信装置の送信ユニットの構成の一例を示し、例えば無線基地局(以下、単に基地局と呼ぶ)に設けられている。送信ユニット100の変調部102は送信ディジタル信号101、フレーム構成信号生成部121で生成されたタイミング信号122を入力とし、送信ディジタル信号101に対してQPSK(Quadrature Phase Shift Keying)や16QAM(Quadrature Amplitude Modulation)等の直交変調処理を施すと共にタイミング信号122にしたがったフレーム構成(図3(A))とすることにより送信直交ベースバンド信号103を形成して出力する。拡散部104は送信直交ベースバンド信号103を入力とし、この送信直交ベースバンド信号103に対して所定の拡散符号を用いた拡散処理を施すことにより拡散信号105を形成して出力する。無線部106は拡散信号105を入力とし、拡散信号105に対してディジタルアナログ変換処理やアップコンバート等の所定の無線処理を施すことにより変調信号107を形成して出力する。
送信パワー変更部108は、変調信号107、受信パワーから求めた係数125、固有値から求めた係数124を入力とし、変調信号107に係数125、124を乗じることにより送信信号109を得てこれを出力する。これにより、受信パワー及び固有値に基づいて変調信号107の送信パワーが決定される。送信信号109はアンテナ110から電波として出力される。
変調部112は送信ディジタル信号111、タイミング信号122を入力とし、送信ディジタル信号111に対してQPSKや16QAM等の直交変調処理を施すと共にタイミング信号122にしたがったフレーム構成(図3(B))とすることにより送信直交ベースバンド信号113を形成して出力する。拡散部114は送信直交ベースバンド信号113を入力とし、この送信直交ベースバンド信号113に対して所定の拡散符号を用いた拡散処理を施すことにより拡散信号115を形成して出力する。因みに、拡散部114は拡散部104で用いた拡散符号と異なる拡散符号を用いて拡散処理を行う。無線部116は拡散信号115を入力とし、拡散信号115に対してディジタルアナログ変換処理やアップコンバート等の所定の無線処理を施すことにより変調信号117を形成して出力する。
送信パワー変更部118は、変調信号117、受信パワーから求めた係数126、固有値から求めた係数124を入力とし、変調信号117に係数126、124を乗じることにより送信信号119を得てこれを出力する。これにより、受信パワー及び固有値に基づいて変調信号117の送信パワーが決定される。送信信号119はアンテナ120から電波として出力される。
このように本実施の形態の送信装置に設けられた送信ユニット100においては、各アンテナ110、120から送信する変調信号の送信電力を独立に変更できるようになっている。
図2に、本実施の形態における送信装置の受信ユニットの構成の一例を示す。受信ユニット200は、図1の送信ユニット100と同じ基地局に設けられる。受信ユニット200の無線部203はアンテナ201で受信した受信信号202を入力とし、受信信号202に対してダウンコンバートやアナログディジタル変換等の所定の無線処理を施すことにより受信直交ベースバンド信号204を形成して出力する。復調部205は受信直交ベースバンド信号204を入力とし、受信直交ベースバンド信号204に対してQPSK復調や16QAM復調等の直交復調処理を施すことにより受信ディジタル信号206を形成して出力する。
データ分離部207は受信ディジタル信号206を入力とし、受信ディジタル信号206をデータ208、電界強度推定情報209、チャネル変動推定情報210に分離して出力する。
受信パワーによる係数計算部211は電界強度推定情報209を入力とし、この電界強度推定情報209に基づいて、送信ユニット100の送信パワー変更部108、118で用いる係数125、126を算出して送信パワー変更部108、118に送出する。この係数125、126の求め方の詳細については後述する。
固有値による係数計算部214はチャネル変動推定情報210を入力とし、このチャネル変動推定情報210に基づいて、送信ユニット100の送信パワー変更部108、118で用いる係数124を算出して送信パワー変更部108、118に送出する。この係数124の求め方の詳細については後述する。
図3に、送信ユニット100の各アンテナ110、120から送信される各送信信号109(拡散信号A)、119(拡散信号B)の時間軸におけるフレーム構成の一例を示す。図3(A)に示す拡散信号Aと図3(B)に示す拡散信号Bは、各アンテナ110、120から同時に送信される。拡散信号Aのチャネル推定シンボル301と拡散信号Bのチャネル推定シンボル301は例えば互いに直交した符号とされており、端末の受信ユニットにおいて分離可能なものを用いる。これにより、端末の受信ユニットが、各拡散信号A、Bに含まれるチャネル推定シンボル301に基づき、アンテナ110、120から送信された信号のチャネル変動をそれぞれ推定することができるようになる。
図4に、本実施の形態における受信装置の受信ユニットの構成の一例を示す。受信ユニット400は通信端末に設けられており、図1の送信ユニット100から送信された信号を受信復調する。受信ユニット400の無線部403はアンテナ401で受信した受信信号402を入力とし、受信信号402に対してダウンコンバートやアナログディジタル変換等の所定の無線処理を施すことにより受信直交ベースバンド信号404を形成して出力する。逆拡散部405は受信直交ベースバンド信号404を入力とし、受信直交ベースバンド信号404に対して図1の拡散部104及び拡散部114で用いた拡散符号と同じ拡散符号を用いた逆拡散処理を施すことにより逆拡散後の受信直交ベースバンド信号406を形成して出力する。
拡散信号Aのチャネル変動推定部407は逆拡散後の受信直交ベースバンド信号406を入力とし、チャネル推定シンボルに基づき拡散信号A(アンテナ110から送信された拡散信号)のチャネル変動を推定しチャネル変動推定信号408として出力する。これにより、アンテナ110とアンテナ401間のチャネル変動が推定される。拡散信号Bのチャネル変動推定部409は逆拡散後の受信直交ベースバンド信号406を入力とし、チャネル推定シンボルに基づき拡散信号B(アンテナ120から送信された拡散信号)のチャネル変動を推定しチャネル変動推定信号410として出力する。これによりアンテナ120とアンテナ401間のチャネル変動が推定される。
無線部413はアンテナ411で受信した受信信号412を入力とし、受信信号412に対してダウンコンバートやアナログディジタル変換等の所定の無線処理を施すことにより受信直交ベースバンド信号414を形成して出力する。逆拡散部415は受信直交ベースバンド信号414を入力とし、受信直交ベースバンド信号414に対して図1の拡散部104及び拡散部114で用いた拡散符号と同じ拡散符号を用いた逆拡散処理を施すことにより逆拡散後の受信直交ベースバンド信号416を形成して出力する。
拡散信号Aのチャネル変動推定部417は逆拡散後の受信直交ベースバンド信号416を入力とし、チャネル推定シンボルに基づき拡散信号A(アンテナ110から送信された拡散信号)のチャネル変動を推定しチャネル変動推定信号418として出力する。これにより、アンテナ110とアンテナ411間のチャネル変動が推定される。拡散信号Bのチャネル変動推定部419は逆拡散後の受信直交ベースバンド信号416を入力とし、チャネル推定シンボルに基づき拡散信号B(アンテナ120から送信された拡散信号)のチャネル変動を推定しチャネル変動推定信号420として出力する。これによりアンテナ120とアンテナ411間のチャネル変動が推定される。
信号処理部421は受信直交ベースバンド信号406、416、拡散信号Aのチャネル変動推定信号408、418、拡散信号Bのチャネル変動推定信号410、420を入力とし、チャネル変動推定値408、410、418、420を要素とするチャネル変動行列の逆行列を用いた演算を行うことにより、拡散信号Aの受信直交ベースバンド信号422、拡散信号Bの受信直交ベースバンド信号423を出力する。このチャネル変動行列の詳細については後述する。
受信電界強度推定部424は受信直交ベースバンド信号406、416を入力とし、これらの信号の受信電界強度を求めて受信電界強度推定情報425を出力する。なおこの実施の形態では、受信電界強度を受信直交ベースバンド信号から求めているがこれに限ったものではなく、受信信号から求めてもよい。また受信電界強度は、拡散信号A、拡散信号Bについて別々に受信電界強度を求めてもよいし、合成波の受信電界強度を求めてもよい。
チャネル変動情報生成部426は拡散信号Aのチャネル変動推定信号408、418、拡散信号Bのチャネル変動推定信号410、420を入力とし、チャネル変動推定情報427を形成して出力する。
図5に、本実施の形態における受信装置の送信ユニットの構成の一例を示す。送信ユニット500は受信ユニット400と同じ通信端末に設けられている。送信ユニット500の情報生成部504はデータ501、受信電界強度推定情報425、チャネル変動推定情報427を入力とし、これらを所定の順序で配列して送信ディジタル信号505を出力する。変調信号生成部506は送信ディジタル信号505を入力とし、送信ディジタル信号505に対して変調処理を施すことにより変調信号507を形成して出力する。無線部508は変調信号507を入力とし、変調信号507に対してディジタルアナログ変換処理やアップコンバート等の所定の無線処理を施すことにより送信信号509を形成して出力する。送信信号509はアンテナ510から電波として出力される。
図6に、送信ユニット500から送信される送信信号のフレーム構成の一例を示す。図中、601はチャネル変動推定情報シンボル、602は電界強度推定情報シンボル、603はデータシンボルである。
図7に、送信信号と受信信号の関係の一例を示す。送信アンテナ110から送信された変調信号Ta(t)は、チャネル変動h11(t)、h12(t)を受けた後にアンテナ401、402で受信される。また送信アンテナ120から送信された変調信号Tb(t)は、チャネル変動h21(t)、h22(t)を受けた後にアンテナ401、402で受信される。
次に、図1〜図7を用いて本実施の形態における送信装置および受信装置の動作について詳しく説明する。
先ず、基地局(送信装置)の送信動作について説明する。図1に示す基地局の送信ユニット100で重要な動作は、各アンテナ110、120から送信する変調信号の送信パワーを各アンテナ110、120で独立に制御する点である。このため送信ユニット100においては、送信パワー変更部108、118で送信信号に係数を乗算する。
ここで送信パワー変更部108での動作を詳しく説明する。受信パワーから求めた乗算係数125の値をCa、変調信号107をXa(t)、固有値から求めた係数124をDとすると、送信パワー変更部108は、次式で表すように送信信号109の送信パワーXa’(t)を制御する。
同様に、送信パワー変更部118は、受信パワーから求めた乗算係数126の値をCb、変調信号117をXb(t)、固有値から求めた係数124をDとすると、次式で表すように送信信号119の送信パワーXb’(t)を制御する。
このように送信パワーコントロールを送信アンテナごとに独立して行うことにより、受信品質を向上させることができる。また固有値から求めた係数124の値Dを、すべての送信アンテナの送信パワー変更部108、118で共通に乗算するようにしたことにより、一段と効果的に受信品質を向上させることができる。なぜなら、固有値から得られた係数は、受信端末の実効受信電界強度(端末で得られる受信電界強度のうち、有効に利用できる実際の受信電界強度)に相当するからである。
また受信パワーから求めた係数を、各送信アンテナの送信パワー変更部108、118で独立して乗算するようにしたことにより、一段と効果的に受信品質を向上させることができる。なぜなら、受信パワーから求めた係数は、受信端末のアンテナでの各変調信号の受信電界強度を向上させるための送信パワー制御に相当するからである。
次に、基地局(送信装置)の受信動作について説明する。図7に示すように、tを時間とし、アンテナ110からの変調信号をTa(t)、アンテナ120からの変調信号をTb(t)、アンテナ401の受信信号をR1(t)、アンテナ402の受信信号をR2(t)、チャネル変動をそれぞれ、h11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)とすると、次式のような関係が成立する。つまり、各アンテナ受信信号R1(t)、R2(t)と各変調信号Ta(t)、Tb(t)を、チャネル変動値h11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)を要素とするチャネル変動行列によって関連付けることができる。
図2の基地局(送信装置)の受信ユニット200に設けられた受信パワーによる係数計算部211は、端末から受け取った電界強度推定情報209つまりR1(t)とR2(t)の受信電界強度と、チャネル変動推定情報210つまりh11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)とを用いて、係数125、126を決定する。
例えば、係数125を、h11(t)、h21(t)の推定値から求める。なぜなら、h11(t)、h21(t)は図1のアンテナ110から出力される信号の送信パワーで決定される変動値であるからである。同様に、係数126を、h12(t)、h22(t)の推定値から求める。なぜなら、h12(t)、h22(t)は図1のアンテナ120から出力される信号の送信パワーで決定される変動値であるからである。
つまり、R1(t)とR2(t)の受信電界強度は共にアンテナ110からの信号とアンテナ120からの信号が合成された信号の電界強度なので、その受信電界強度のみに基づいて係数125、126を決定すると、各アンテナからの信号パワーを適切に調整するには不十分である。そこで本実施の形態においては、受信電界強度に加えて、各送信信号の受信時のチャネル変動値h11(t)、h21(t)及びh12(t)、h22(t)を用いて各アンテナ110、120から送信する信号パワーを制御するための係数125、126を決定する。これにより、各アンテナ110、120から送信される各信号の受信時のパワーを適切なものとすることができる。
具体的に説明すると、受信電界強度が小さい場合には、当然送信電力が大きくなるように係数125、126の値を大きくする。さらにチャネル変動値h11(t)、h21(t)の大きさが小さいほど、アンテナ110で用いる係数125の値を大きくする。同様にチャネル変動値h12(t)、h22(t)の大きさが小さいほど、アンテナ120で用いる係数126の値を大きくする。
固有値による係数計算部214は、端末から受け取ったチャネル変動h11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)の推定値を要素とする(3)式のチャネル変動行列の固有値を計算し、固有値のパワーのうち最もパワーの小さい値に基づいて係数124を求める。
ここで固有値を求める計算方法としては、例えばJacobi法、Givens法、Housefolde法、QR法、QL法、陰的シフトつきQL法、逆反復法があり、本発明ではどのような計算方法を用いてもよい。また固有値のパワーとは、固有値をa+bj(a、b:実数、j:虚数)のように表した場合、a2+b2で表される値である。これらは、後述する他の実施の形態でも同様である。
次に、通信端末(受信装置)の受信動作について説明する。図4の受信ユニット400の拡散信号Aのチャネル変動推定部407は図3(A)に示す拡散信号Aのチャネル推定シンボル301から、拡散信号Aのチャネル変動つまり(3)式のh11(t)を推定し、推定結果を拡散信号Aのチャネル変動推定信号408として出力する。拡散信号Bのチャネル変動推定部409は図3(B)に示す拡散信号Bのチャネル推定シンボル301から、拡散信号Bのチャネル変動つまり(3)式のh12(t)を推定し、推定結果を拡散信号Bのチャネル変動推定信号410として出力する。
拡散信号Aのチャネル変動推定部417は図3(A)に示す拡散信号Aのチャネル推定シンボル301から、拡散信号Aのチャネル変動つまり(3)式のh21(t)を推定し、推定結果を拡散信号Aのチャネル変動推定信号418として出力する。拡散信号Bのチャネル変動推定部419は図3(B)に示す拡散信号Bのチャネル推定シンボル301から、拡散信号Bのチャネル変動つまり(3)式のh22(t)を推定し、推定結果を拡散信号Bのチャネル変動推定信号420として出力する。
信号処理部421は、(3)式においてチャネル変動行列の逆行列を両辺に乗じる逆行列演算を行うことで、拡散信号A、Bの受信直交ベースバンド信号422、423を求める。これにより、受信直交ベースバンド信号422と受信直交ベースバンド信号423が分離される。チャネル変動情報生成部426は、拡散信号Aのチャネル変動推定信号408、418、拡散信号Bのチャネル変動推定信号410、420として、推定されたチャネル変動h11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)を入力し、これらをチャネル変動推定情報427として出力する。
かくして以上の構成によれば、マルチアンテナ送信を行う送信装置において、各アンテナ110、120から送信した変調信号の受信時のチャネル変動値h11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)を通信相手局から受け取り、このチャネル変動値h11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)に基づき各アンテナ110、120から送信する変調信号の送信電力を各アンテナ110、120で独立に制御するようにしたことにより、各変調信号の受信時の受信電界強度を適切なものとすることができるので、各変調信号の受信品質を向上させることができる。
加えて、チャネル変動値h11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)を要素とするチャネル変動行列の固有値も加味して送信電力を制御するようにしたことにより、実効受信電界強度を大きくすることができるので、各変調信号の受信品質を一段と向上させることができる。
なお上述した実施の形態では、基地局つまり送信側で各アンテナ110、120の送信電力を制御するための係数124、125、126を決定する場合について述べたが、本発明はこれに限らず、端末つまり受信側で係数124、125、126を決定し、決定した係数を送信側にフィードバックするようにしてもよい。これは、以下に説明する他の実施の形態についても同様である。
また上述した実施の形態では、アンテナ数が2つで、多重される変調信号数が2つの場合について述べたが、本発明はこれに限らず、要は複数アンテナを用い各アンテナから異なる変調信号を送信する場合に広く適用できる。また例えばアダプティブアレイアンテナのように各変調信号を送信する1つのアンテナ(例えばアンテナ110)を複数のアンテナから構成するようにしてもよい。これは、以下に説明する他の実施の形態についても同様である。
また上述した実施の形態では、受信電界強度と記述しているが、受信電界強度を、受信レベル、受信強度、受信パワー、受信振幅又はキャリアパワー対ノイズパワーなどに置き換えても同様に実施することができる。これは、以下に説明する他の実施の形態についても同様である。
また上述した実施の形態では、チャネル変動を推定するために送信するシンボルをチャネル推定シンボル301(図3)と呼んだが、チャネル推定シンボル301をパイロットシンボル、プリアンブル、制御シンボル、既知シンボル又はユニークワードと呼んでもよいし、他の名称で呼んでもよい。また、図6のチャネル変動推定情報シンボル601、電界強度推定情報シンボル602は、制御シンボルと呼んでもよいし、他の名称で呼んでもよい。つまり、これらのシンボルを用いても上述の実施の形態と同様に本発明を実施できる。これは、以下に説明する他の実施の形態についても同様である。
また上述した実施の形態では、スペクトル拡散通信方式を例に説明したが、これに限ったものではなく、例えば、拡散部を有しないシングルキャリア方式、OFDM方式においても同様に実施することができる。シングルキャリア方式の場合、拡散部104、114(図1)、逆拡散部405、415(図4)を有しない構成となる。これは、スペクトル拡散方式を例にとって説明する以下の全ての実施の形態についても同様である。また本発明をOFDM方式に適用した場合については、実施の形態2において詳しく説明する。
さらに本発明の送信装置及び受信装置の構成は、図1、図2、図4、図5の構成に限ったものではない。例えば上述した実施の形態では、送信パワー変更部108、118を設け、この送信パワー変更部によって、固有値から求めた係数124、受信パワーから求めた係数125、126に基づいて各アンテナ110、120から送信する変調信号の送信電力を各アンテナ110、120で独立に制御する場合について説明したが、要は、各アンテナでの変調信号を独立に制御すればよいのであって、その構成は図1に示すものに限らない。
図8に、本実施の形態における基地局の送信ユニットの別の構成例を示す。図8では、図1の送信ユニット100と同様に動作するものについては同一符号を付した。図8の送信ユニット700と図1の送信ユニット100との違いは、図1の送信ユニット100が送信パワー変更部108、118によって各アンテナから送信する変調信号のパワーを制御したのに対して、拡散部701、702によって各アンテナから送信する変調信号のパワーを制御するようにしたことである。
具体的には、拡散部701は送信直交ベースバンド信号103、受信パワーから求めた係数125、固有値から求めた係数124を入力とし、これらの係数125、124に応じたパワーの拡散信号105を出力する。同様に、拡散部702は送信直交ベースバンド信号113、受信パワーから求めた係数126、固有値から求めた係数124を入力とし、これらの係数126、124に応じたパワーの拡散信号115を出力する。
図9に、拡散部701、702の構成例を示す。拡散機能部804はチャネルXの送信直交ベースバンド信号801、チャネルYの送信直交ベースバンド信号802、チャネルZの送信直交ベースバンド信号803を入力とし、これらを異なる拡散コードを用いて拡散処理することによりチャネルXの拡散信号805、チャネルYの拡散信号806、チャネルZの拡散信号807を形成して出力する。ここでチャネルXの信号とは端末X宛の信号を示し、チャネルYの信号とは端末Y宛の信号を示し、チャネルZの信号とは端末Z宛の信号を示すものとする。つまり、送信ユニット700は、各アンテナ110、120からそれぞれ3つの端末X、Y、Z宛の拡散変調信号を出力する。
係数乗算機能部810はチャネルXの拡散信号805、チャネルYの拡散信号806、チャネルZの拡散信号807、受信パワーから求めた係数125(126)、固有値から求めた係数124を入力とし、これらの係数125(126)、124に応じた係数を乗算することにより係数乗算後のチャネルXの拡散信号811、係数乗算後のチャネルYの拡散信号812、係数乗算後のチャネルZの拡散信号813を形成して出力する。
ここでチャネルXの拡散信号805に乗じる、受信パワーから求めた係数125(126)、固有値から求めた係数124は、端末Xから送られてきた受信電界強度推定情報、チャネル変動推定情報に基づいて求められたものである。またチャネルYの拡散信号806に乗じる、受信パワーから求めた係数125(126)、固有値から求めた係数124は、端末Yから送られてきた受信電界強度推定情報、チャネル変動推定情報に基づいて求められたものである。またチャネルZの拡散信号807に乗じる、受信パワーから求めた係数125(126)、固有値から求めた係数124は、端末Zから送られてきた受信電界強度推定情報、チャネル変動推定情報に基づいて求められたものである。
加算機能部814は、係数乗算後のチャネルXの拡散信号811、係数乗算後のチャネルYの拡散信号812、係数乗算後のチャネルZの拡散信号813を加算し、拡散信号105(115)として出力する。
このように送信ユニット700は、複数の端末宛の送信信号を同時に生成するようになっている。この際、送信ユニット700は、各端末から受信電界強度推定情報及びチャネル変動推定情報を受け取り、各端末用の受信パワーから求めた係数、固有値から求めた係数を求め、各端末によって異なるこれらの係数を各端末宛の拡散変調信号に乗じるようにしたことにより、各アンテナ独立にかつ各端末宛の変調信号独立に送信パワーを制御できるようになる。この結果、複数アンテナから複数端末宛の変調信号を同時に送信する場合において、複数端末全てにおける実効受信電力を最適化して、伝送速度を下げることなく複数端末全ての受信品質を向上させることができるようになる。
かくして本実施の形態によれば、受信装置からチャネル変動情報及び受信電界強度情報等の実効受信電力の指標となる情報をフィードバック情報として受け取り、この情報に基づいて各アンテナから送信する変調信号の送信電力を各アンテナ独立に変更するようにしたことにより、各アンテナから送信される変調信号の実効受信電力を増加させることができ、変調信号の受信品質を向上し得る送信装置を実現できる。
(実施の形態2)
本実施の形態では、各アンテナから送信する変調信号の送信電力を各アンテナで独立に、かつ、各キャリアごとに独立に変更する送信装置について説明する。
図10に、本実施の形態における送信装置の送信ユニットの構成の一例を示す。送信ユニット1000は例えば基地局に設けられている。基地局の受信ユニットは例えば図2に示すように構成されており、基地局と通信を行う端末の送信ユニットは例えば図5に示すように構成されており、端末の送信ユニットから送信される送信信号のフレーム構成は例えば図6に示すようになっており、これらは既に実施の形態1で説明したのでその説明は省略する。
送信ユニット1000は、変調部102に、送信ディジタル信号101、タイミング信号122を入力し、送信ディジタル信号101に対してQPSKや16QAM等の直交変調処理を施すと共にタイミング信号122にしたがったフレーム構成(図11(A))とすることにより送信直交ベースバンド信号103を形成して出力する。IDFT1001は送信直交ベースバンド信号103、受信パワーから求めた係数125、固有値から求めた係数124を入力とし、係数125、124に基づいて送信パワーを変更すると共に逆フーリエ変換を行い、逆フーリエ変換後の信号1002を出力する。
同様に、送信ユニット1000は、変調部112に、送信ディジタル信号111、タイミング信号122を入力し、送信ディジタル信号111に対してQPSKや16QAM等の直交変調処理を施すと共にタイミング信号122にしたがったフレーム構成(図11(B))とすることにより送信直交ベースバンド信号113を形成して出力する。IDFT1003は、送信直交ベースバンド信号113、受信パワーから求めた係数126、固有値から求めた係数124を入力とし、係数126、124に基づいて送信パワーを変更すると共に逆フーリエ変換を行い、逆フーリエ変換後の信号1004を出力する。
図11に、送信ユニット1000から送信される変調信号のフレーム構成例を示す。図11(A)はアンテナ110から送信される信号(チャネルA)のフレーム構成を示し、図11(B)はアンテナ120から送信される信号(チャネルB)のフレーム構成を示す。この例では、推定用シンボル1101は特定の時刻1に全てのサブキャリアに配置されて送信され、情報シンボル1102は他の時刻2〜9に送信されるようになっている。
図12に、本実施の形態における受信装置の受信ユニットの構成の一例を示す。受信ユニット1200は通信端末に設けられており、図10の送信ユニット1000から送信された信号を受信復調する。受信ユニット1200の無線部1203はアンテナ1201で受信した受信信号1202を入力とし、受信信号1202に対してダウンコンバートやアナログディジタル変換等の所定の無線処理を施すことにより受信直交ベースバンド信号1204を形成して出力する。フーリエ変換部(dft)1205は受信直交ベースバンド信号1204を入力とし、受信直交ベースバンド信号1204に対してフーリエ変換処理を施すことによりフーリエ変換後の信号1206を形成して出力する。
チャネルAのチャネル変動推定部1207はフーリエ変換後の信号1206を入力とし、チャネルAのチャネル推定用シンボルに基づきチャネルAの信号(アンテナ110から送信されたOFDM信号)のチャネル変動を推定しチャネル変動推定群信号1208として出力する。これにより、アンテナ110とアンテナ1201間のチャネル変動が推定される。チャネルBのチャネル変動推定部1209はフーリエ変換後の信号1206を入力とし、チャネルBのチャネル推定用シンボルに基づきチャネルBの信号(アンテナ120から送信されたOFDM信号)のチャネル変動を推定しチャネル変動推定群信号1210として出力する。これにより、アンテナ120とアンテナ1201間のチャネル変動が推定される。
無線部1213はアンテナ1211で受信した受信信号1212を入力とし、受信信号1212に対してダウンコンバートやアナログディジタル変換等の所定の無線処理を施すことにより受信直交ベースバンド信号1214を形成して出力する。フーリエ変換部(dft)1215は受信直交ベースバンド信号1214を入力とし、受信直交ベースバンド信号1214に対してフーリエ変換処理を施すことによりフーリエ変換後の信号1216を形成して出力する。
チャネルAのチャネル変動推定部1217はフーリエ変換後の信号1216を入力とし、チャネルAのチャネル推定用シンボルに基づきチャネルAの信号(アンテナ110から送信されたOFDM信号)のチャネル変動を推定しチャネル変動推定群信号1218として出力する。これにより、アンテナ110とアンテナ1211間のチャネル変動が推定される。チャネルBのチャネル変動推定部1219はフーリエ変換後の信号1216を入力とし、チャネルBのチャネル推定用シンボルに基づきチャネルBの信号(アンテナ120から送信されたOFDM信号)のチャネル変動を推定しチャネル変動推定群信号1220として出力する。これにより、アンテナ120とアンテナ1211間のチャネル変動が推定される。
信号処理部1221はフーリエ変換後の信号1206、1216、チャネルAのチャネル変動推定信号1208、1218、チャネルBのチャネル変動推定信号1210、1220を入力とし、チャネル変動推定値1208、1218、1210、1220を要素とするチャネル変動行列の逆行列を用いた演算を行うことにより、チャネルAの受信直交ベースバンド信号群1222、チャネルBの受信直交ベースバンド信号群1223を出力する。
チャネルAの復調部1224はチャネルAの受信直交ベースバンド信号群1222を入力とし、その信号に対して送信ユニット1000(図10)の変調部102に対応する復調処理を施すことにより受信ディジタル信号1225を形成して出力する。チャネルBの復調部1226はチャネルBの受信直交ベースバンド信号群1223を入力とし、その信号に対して送信ユニット1000の変調部112に対応する復調処理を施すことにより受信ディジタル信号1227を形成して出力する。
受信電界強度推定部1228はフーリエ変換後の信号1206、1216を入力とし、これらの信号の受信電界強度を求めて受信電界強度推定情報1229を出力する。
チャネル変動推定部1230はチャネルAのチャネル変動推定信号群1208、1218、チャネルBのチャネル変動推定信号群1210、1220を入力とし、チャネル変動推定情報1231を形成して出力する。
図13に、図10の送信ユニット1000に設けられたIDFT1001、1003の構成例を示す。ここでIDFT1001とIDFT1003は同様の構成なので、IDFT1001について説明する。
IDFT1001は送信パワー変更部1307を有する。送信パワー変更部1307は、キャリア1の送信直交ベースバンド信号1301、キャリア2の送信直交ベースバンド信号1302、キャリア3の送信直交ベースバンド信号1303、キャリア4の送信直交ベースバンド信号1304、受信パワーから求めた係数125、固有値から求めた係数124を入力とし、各キャリアの送信直交ベースバンド信号1301〜1304に係数125、124を乗ずることにより、係数乗算後のキャリア1の送信直交ベースバンド信号1308、係数乗算後のキャリア2の送信直交ベースバンド信号1309、係数乗算後のキャリア3の送信直交ベースバンド信号1310、係数乗算後のキャリア4の送信直交ベースバンド信号1311を得てこれを出力する。
ここでこの実施の形態における受信パワーから求めた係数125、固有値から求めた係数124は、キャリアごとに求められたものである。そして送信パワー変更部1307は、互いに対応するキャリアの送信直交ベースバンド信号と係数125、124とを乗算することにより、キャリアごとに送信パワーを変更するようになっている。
逆フーリエ変換部(IDFT部)1312は、係数乗算後のキャリア1の送信直交ベースバンド信号1308、係数乗算後のキャリア2の送信直交ベースバンド信号1309、係数乗算後のキャリア3の送信直交ベースバンド信号1310、係数乗算後のキャリア4の送信直交ベースバンド信号1311を入力とし、これらの信号に対して逆フーリエ変換処理を施すことにより逆フーリエ変換後の信号1313を得てこれを出力する。
次に、本実施の形態における送信装置および受信装置の動作について詳しく説明する。なおここでは、説明を簡単化するために、実施の形態1で用いた図面(図2、図6)を流用する。
先ず、基地局(送信装置)の動作について説明する。図10に示す基地局の送信ユニット1000で重要な動作は、第1に、各アンテナ110、120から送信するOFDM信号の送信パワーを各アンテナ110、120で独立に制御する点であり、第2に、キャリアごとに送信パワーを制御する点である。このため送信ユニット1000は、IDFT1001、1003において送信直交ベースバンド信号103、113の送信パワーを変更するために係数を乗算する。
その詳しい動作を図13を用いて説明する。図13は、図10のIDFT1001、1003の詳細の構成を示している。図10の送信直交ベースバンド群103、113は、図13のキャリア1の送信直交ベースバンド信号1301、キャリア2の送信直交ベースバンド信号1302、キャリア3の送信直交ベースバンド信号1303、キャリア4の送信直交ベースバンド信号1304に相当し、サブキャリアごとに直交ベースバンド信号が存在する。
そして送信パワー変更部1307は、互いに対応するキャリアの送信直交ベースバンド信号と係数125、124とを乗算することにより、キャリアごとに送信パワーを変更するようになっている。つまり、受信パワーから求めた係数125、固有値126は、各キャリアごとの係数で構成されている。なお送信パワー変更部1307による係数乗算方法は、キャリアごとに係数を乗算することが異なるだけで、基本的には実施の形態1で説明したとおりである。
次に、基地局(送信装置)の受信動作について説明する。この実施の形態の場合、図2の受信ユニット200は、通信端末(受信装置)からキャリアごとの電界強度推定情報209を受け取ると共に、キャリアごとのチャネル推定情報210を受け取る。そして受信パワーによる係数計算部211によってキャリアごとの係数125、126を求め、固有値による係数計算部214によってキャリアごとの係数124を求める。このようにして、通信端末(受信装置)から送られてきたキャリアごとの電界強度推定情報209、チャネル変動推定情報210を基にして、キャリアごとの係数125、126、124を求める。なお受信パワーによる係数計算部211及び固有値による係数計算部214による係数算出方法は、キャリアごとに係数を算出することが異なるだけで、基本的には実施の形態1で説明したとおりである。
次に、通信端末(受信装置)の受信動作について説明する。図12の受信ユニット1200のフーリエ変換部(dft)1205、1215から出力されるフーリエ変換後の信号1206、1216は、各キャリアごとの信号で構成されている。
チャネルAのチャネル変動推定部1207は、図11(A)の推定用シンボル1101を検出し、キャリアごとにチャネル変動を推定する。つまり、キャリアごとに(3)式のh11(t)を推定し、チャネルAのチャネル変動推定信号群1208として出力する。チャネルBのチャネル変動推定部1209は、図11(B)の推定用シンボル1101を検出し、キャリアごとにチャネル変動を推定する。つまり、キャリアごとに(3)式のh12(t)を推定し、チャネルBのチャネル変動推定信号群1210として出力する。
チャネルAのチャネル変動推定部1217は、図11(A)の推定用シンボル1101を検出し、キャリアごとにチャネル変動を推定する。つまり、キャリアごとに(3)式のh21(t)を推定し、チャネルAのチャネル変動推定信号群1218として出力する。チャネルBのチャネル変動推定部1219は、図11(B)の推定用シンボル1101を検出し、キャリアごとにチャネル変動を推定する。つまり、キャリアごとに(3)式のh22(t)を推定し、チャネルBのチャネル変動推定信号群1219として出力する。
受信電界強度推定部1228は、フーリエ変換後の信号1206、1216を入力とし、各キャリアごとに受信電界強度を求め、受信電界強度推定信号1229として出力する。
チャネル変動推定部1230は、チャネルAのチャネル変動推定信号群1208、1218、チャネルBのチャネル変動推定信号群1210、1220を入力とし、各キャリアごとのチャネル変動推定情報を生成し、チャネル変動推定情報1231として出力する。
このようにして形成したキャリアごとの受信電界強度推定情報、キャリアごとのチャネル変動推定情報は、図5に示すような送信ユニット500によって基地局にフィードバック情報として送られる。なお図5の受信電界強度推定情報425は図12の1229に対応し、図5のチャネル変動推定情報427は図12の1231に対応する。
かくして本実施の形態によれば、複数アンテナからマルチキャリア信号を送信する場合に、受信装置からキャリアごとのチャネル変動情報及びキャリアごとの受信電界強度情報等の実効受信電力の指標となる情報をフィードバック情報として受け取り、この情報に基づいて各アンテナから送信するマルチキャリア信号の送信電力を各アンテナ独立に、かつ各キャリア独立に変更するようにしたことにより、各アンテナから送信されるマルチキャリア信号の実効受信電力をキャリアごとに増加させることができ、マルチキャリア信号の誤り率特性を全てのキャリアに亘って向上し得る送信装置を実現できる。
なおこの実施の形態では、IDFT1001、1003でキャリマルチキャリアアごとの送信パワーを変える場合について説明したが、送信パワーを変更するのはIDFT1001、1003でなくてもよく、例えば変調部102、112や無線部106、116で変えるようにしてもよい。
またこの実施の形態ではOFDM方式を例にとって説明したが、方式や、OFDM処理と拡散処理とを組み合わせた方式(例えばOFDM−CDMA方式)についても同様に実施することができる。
(実施の形態3)
本実施の形態では、複数のアンテナから送信された複数の変調信号を、複数のアンテナで受信する受信装置において、受信アンテナを選択し、選択した受信アンテナからの受信信号のみを用いて受信信号の復調を行う受信装置について説明する。
具体的には、複数のアンテナ受信信号の組み合わせを作り、各組み合わせごとにチャネル変動行列を形成し、組み合わせごとのチャネル変動行列の固有値を算出し、固有値の最小パワーが最も大きい組み合わせのアンテナ受信信号を選択して復調処理を行うようにする。
図14に、本実施の形態における受信装置の受信ユニットの構成の一例を示す。図14では、図4との対応する部分には同一符号を付し、その説明は省略する。受信ユニット1400は例えば通信端末に設けられている。ここで受信ユニット1400が設けられた通信端末と通信を行う基地局の送信ユニットは例えば図1に示すように構成されており、基地局から送信される信号は図3に示すように構成されているものとする。
受信ユニット1400は3つのアンテナ401、411、1401を有し、各アンテナ401、411、1401で、図1の送信ユニット100から送信された2つの変調信号(拡散信号A、拡散信号B)を受信するようになっている。
受信ユニット1400の無線部1403はアンテナ1401で受信した受信信号1402を入力とし、受信信号1402に対してダウンコンバートやアナログディジタル変換等の所定の無線処理を施すことにより受信直交ベースバンド信号1404を形成して出力する。逆拡散部1405は受信直交ベースバンド信号1404を入力とし、受信直交ベースバンド信号1404に対して図1の拡散部104及び拡散部114で用いた拡散符号と同じ拡散符号を用いた逆拡散処理を施すことにより逆拡散後の受信直交ベースバンド信号1406を形成して出力する。
拡散信号Aのチャネル変動推定部1407は逆拡散後の受信直交ベースバンド信号1406を入力とし、チャネル推定シンボルに基づき拡散信号A(アンテナ110から送信された拡散信号)のチャネル変動を推定しチャネル変動推定信号1408として出力する。これにより、アンテナ110とアンテナ1401間のチャネル変動が推定される。拡散信号Bのチャネル変動推定部1409は逆拡散後の受信直交ベースバンド信号1406を入力とし、チャネル推定シンボルに基づき拡散信号B(アンテナ120から送信された拡散信号)のチャネル変動を推定しチャネル変動推定信号1410として出力する。これによりアンテナ120とアンテナ1401間のチャネル変動が推定される。
アンテナ選択部1411は、拡散信号Aのチャネル変動推定信号408、418、1408、拡散信号Bのチャネル変動推定信号410、420、1410、逆拡散後の受信直交ベースバンド信号406、416、1406を入力し、この中から復調するのに最適なアンテナ受信信号の組み合わせを選択する。その選択の仕方については後述する。アンテナ選択部1411は、選択した拡散信号Aのチャネル変動推定信号1412、1415、選択した拡散信号Bのチャネル変動推定信号1413、1416、選択した逆拡散後の受信直交ベースバンド信号1414、1417を出力する。
図15に、アンテナ選択部1411の構成例を示す。アンテナ選択部1411は固有値計算部1501及び信号選択部1503を有する。固有値計算部1501は、拡散信号Aのチャネル変動推定信号408、418、1408、拡散信号Bのチャネル変動推定信号410、420、1410を入力する。つまり、この実施の形態の場合には、3本のアンテナが設けられているので、3系統のチャネル変動値を入力する。そして3系統のチャネル変動値の中から2系統の組み合わせを作って(この実施の形態の場合、3通りの組み合わせとなる)、その組み合わせごとにチャネル変動行列を作成し、各チャネル変動行列の固有値を計算する。そして固有値の計算結果に基づいて逆行列演算を行うための2系統の信号を選択し、どの2系統を選択したかを示す制御信号1502を出力する。
信号選択部1503は、拡散信号Aのチャネル変動推定信号408、418、1408、拡散信号Bのチャネル変動推定信号410、420、1410、逆拡散後の受信直交ベースバンド信号406、416、1406、制御信号1502を入力とし、制御信号1502に基づいて2系統の信号(2つのアンテナの信号)を、選択された拡散信号Aのチャネル変動推定信号1412、1415、選択された拡散信号Bのチャネル変動推定信号1413、1416、選択された逆拡散後の受信直交ベースバンド信号1414、1417として出力する。
次に、本実施の形態における送信装置および受信装置の動作について詳しく説明する。
基地局(送信装置)の動作は、実施の形態1での説明と同様であり、図3のフレーム構成にしたがった送信信号を送信する。
通信端末(受信装置)は、図14の受信ユニット1400に設けられた3つのアンテナで送信信号を受信する。ここでの特徴は、送信装置で送信したチャネル数より、アンテナ数を多くし、アンテナ選択を行うという点である。つまり、アンテナ選択部1411は、アンテナ401で得られた信号群406、408、410、アンテナ411で得られた信号群416、418、420、アンテナ1401で得られた信号群1406、1408、1410のいずれか2つの信号群を選択し、選択した信号群のみを用いて変調信号を分離復調する。
そのときの、信号群の選択方法について説明する。先ず、図15に示す固有値計算部1501が、図7の関係にあるチャネル変動推定信号408、410、418、420を用いて(3)式で示すようなチャネル変動行列を作成し、その固有値のうちパワーの小さいものの値P1を求める。また図7の関係にあるチャネル変動推定信号408、410、1408、1410を用いて(3)式で示すようなチャネル変動行列を作成し、その固有値のうちパワーの小さいものの値P2を求める。さらに図7の関係にあるチャネル変動推定信号418、420、1408、1410を用いて(3)式で示すようなチャネル変動行列を作成し、その固有値のうちパワーの小さいものの値P3を求める。
そして固有値計算部1501は、P1、P2、P3のなかで最も大きい値を検索する。もしもP1が最も大きかった場合、固有値計算部1501は、信号408、410、406、418、420、416を選択することを指示する制御信号1502を出力する。つまり、図14のアンテナ401、411から得られる信号群を選択することを信号選択部1503に指示する。
このとき信号選択部1503は、信号1412として信号408、信号1413として信号410、信号1414として信号406、信号1415として信号418、信号1416として信号420、信号1417として信号416を出力する。同様にして、P2が大きい場合は、アンテナ401、1401で得られる信号群を選択する。P3が大きい場合は、アンテナ411、1401で得られる信号群を選択する。
図14の信号処理部421は、入力された信号1412、1413、1414、1415、1416、1417を用いて、図7の関係における(3)式を立て、その式の逆行列演算を行うことにより、各チャネルの信号を分離し、分離したチャネル信号422、423を出力する。
このようにチャネル変動行列の固有値のパワーの最小値を基準に受信アンテナを切り替えるようにしたことにより、最も受信品質の良いアンテナを選択することができる。これにより、復調データの誤り率特性を向上させることができる。
固有値の最小パワーとはその固有値を得るために用いたアンテナ受信信号に含まれる変調信号の実効受信電力に相当するので、固有値の最小パワーが最大となるアンテナ受信信号を選択することは、変調信号の実効受信電力の最も大きくなるアンテナ受信信号の組み合わせを選択することに相当する。よって、変調信号の実効受信電力の最も大きくなるアンテナ受信信号の組み合わせを用いて各変調信号を復調できるようになるので、全てのアンテナ受信信号を用いて各変調信号を復調する場合と比較して、一段と変調信号の復調精度を向上させることができるようになる。
かくして本実施の形態によれば、複数のアンテナ受信信号の組み合わせを作り、組み合わせごとにチャネル変動行列を形成し、組み合わせごとのチャネル変動行列の固有値を算出し、固有値の最小パワーが最も大きい組み合わせのアンテナ受信信号を選択して復調処理を行うようにしたことにより、受信した複数チャネル信号の誤り率特性を向上し得る受信装置を実現することができる。
なおこの実施の形態では、2本のアンテナから送信した2チャネルの変調信号を3本のアンテナで受信する場合について説明したが、送信アンテナ及び受信アンテナの数はこれに限らない。要は、送信アンテナを複数個設けると共に、受信アンテナをそれよりも多く設け、複数の受信アンテナ信号の中からチャネル数分の受信アンテナを選択する場合に広く適用することができる。
(実施の形態4)
本実施の形態では、実施の形態3で説明した処理をOFDM通信に適用した場合について説明する。具体的には、複数のアンテナ受信信号の組み合わせを作り、各組み合わせごとにチャネル変動行列を形成し、組み合わせごとのチャネル変動行列の固有値を算出し、固有値の最小パワーが最も大きい組み合わせのアンテナ受信信号を選択して復調処理を行うといった処理を、サブキャリアごとに行うようにする。
図16に、本実施の形態における受信装置の受信ユニットの構成の一例を示す。この実施の形態の受信ユニット1600は、実施の形態2と実施の形態3を組み合わせた部分が多いので、実施の形態2で説明した図12との対応部分には図12と同一符号を付し、実施の形態3で説明した図14との対応部分には図14と同一符号を付して、その説明は省略する。
受信ユニット1600は例えば通信端末に設けられている。ここで受信ユニット1600が設けられた通信端末と通信を行う基地局の送信ユニットは例えば図10に示すように構成されており、基地局から送信される信号は図11に示すように構成されているものとする。
受信ユニット1600は3つのアンテナ401、411、1401を有し、各アンテナ401、411、1401で、図10の送信ユニット1000から送信された2つのOFDM信号を受信するようになっている。ここで受信ユニット1600の特徴は、送信ユニット1000で送信した信号のチャネル数(この実施の形態の場合、2つ)より、アンテナ数(この実施の形態の場合、3つ)を多くし、アンテナ選択を行うという点である。
各アンテナ401、411、1401の受信信号402、412、1402は、それぞれ無線部403、413、1403によってダウンコンバートやアナログディジタル変換等の所定の無線処理が施されることにより受信直交ベースバンド信号404、414、1404とされる。受信直交ベースバンド信号404、414、1404は、それぞれフーリエ変換部(dft)1205、1215、1601によってフーリエ変換処理が施されることにより、フーリエ変換後の信号1206、1216、1602とされる。
各アンテナごとに得られたフーリエ変換後の信号1206、1216、1602は、各アンテナごとに設けられたチャネルAのチャネル変動推定部1207、1217、1603、チャネルBのチャネル変動推定部1209、1219、1605に送出される。チャネルAのチャネル変動推定部1207、1217、1603は、チャネルAの信号の各キャリアに配置された推定用シンボルに基づいて、チャネルAについてのキャリアごとのチャネル変動推定信号群1208、1218、1604を得、これを信号処理部1607に送出する。チャネルBのチャネル変動推定部1209、1219、1605は、チャネルBの信号の各キャリアに配置された推定用シンボルに基づいて、チャネルBについてのキャリアごとのチャネル変動推定信号群1210、1220、1606を得、これを信号処理部1607に送出する。
信号処理部1607は、図14のアンテナ選択部1411と信号処理部421を合わせた処理を行う。すなわち固有値パワーを基準としたアンテナ信号の選択処理を行うと共に、選択したアンテナ信号を用いたチャネル信号の分離処理を行う。但し、この実施の形態の信号処理部1607は、上記アンテナ信号の選択処理及びチャネル信号の分離処理をキャリアごとに行う点が図14の受信ユニット1400と異なる。信号処理部1607は、チャネルAのチャネル変動推定信号群1208、1218、1604、チャネルBのチャネル変動推定信号群1210、1220、1606、フーリエ変換後の信号1206、1216、1602を入力とし、キャリアごとに選択処理及び分離処理が施されたチャネルAの受信直交ベースバンド信号1608、チャネルBの受信直交ベースバンド信号1609を出力する。
図17に、信号処理部1607の詳細構成を示す。なお図17に示す信号処理部の構成は、1キャリア分を処理するための構成であり、実際には図16の信号処理部1607は図17に示すような回路が複数キャリア分設けられている。
固有値計算部1701は、実施の形態3で説明した図15の固有値計算部1501と同様の機能を有する。すなわち、固有値計算部1701は、チャネル変動推定信号群1208、1210、1218、1220のうち図11のキャリア1についてのチャネル変動推定信号1208−1、1210−1、1218−1、1220−1を用いて(3)式で示すようなチャネル変動行列を作成し、その固有値のうちパワーの小さいものの値P1を求める。またチャネル変動推定信号群1208、1210、1604、1606のうちキャリア1についてのチャネル変動推定信号1208−1、1210−1、1604−1、1606−1を用いて(3)式で示すようなチャネル変動行列を作成し、その固有値のうちパワーの小さいものの値P2を求める。さらにチャネル変動推定信号群1218、1220、1604、1606のうちキャリア1についてのチャネル変動推定信号1218−1、1220−1、1604−1、1606−1を用いて(3)式で示すようなチャネル変動行列を作成し、その固有値のうちパワーの小さいものの値P3を求める。
そして固有値計算部1701は、P1、P2、P3のなかで最も大きい値を検索する。もしもP1が最も大きかった場合、固有値計算部1701は、信号1208−1、1210−1、1206−1、1218−1、1220−1、1216−1を選択することを指示する制御信号1702を出力する。つまり、図16のアンテナ401、411から得られる信号群を選択することを信号選択部1703に指示する。
このとき信号選択部1703は、信号1704として信号1208−1、信号1705として信号1210−1、信号1706として信号1206−1、信号1707として信号1218−1、信号1708として信号1220−1、信号1709として信号1216−1を出力する。同様にして、P2が大きい場合は、アンテナ401、1401で得られる信号群を選択する。P3が大きい場合は、アンテナ411、1401で得られる信号群を選択する。
演算部1710は、入力された信号1704〜1709を用いて、図7の関係における(3)式を立て、その式の逆行列演算を行うことにより、各チャネルの信号を分離し、分離したチャネルAのキャリア1の直交ベースバンド信号1608−1、チャネルBのキャリア1の直交ベースバンド信号1609−1を出力する。
次に、本実施の形態における送信装置および受信装置の動作について詳しく説明する。
基地局(送信装置)の動作は、実施の形態2での説明と同様であり、図11のフレーム構成にしたがった送信信号を送信する。
通信端末(受信装置)は、図16の受信ユニット1600に設けられた3つのアンテナでそれぞれ2チャネル分のOFDM信号を受信する。そして受信ユニット1600は、各アンテナ受信それぞれについて、チャネルごと及びキャリアごとにチャネル変動を推定する。
次に受信ユニット1600は、複数のアンテナ受信信号の組み合わせを作り、各組み合わせごとにチャネル変動行列を形成し、組み合わせごとのチャネル変動行列の固有値を算出し、固有値の最小パワーが最も大きい組み合わせのアンテナ受信信号を選択するといった処理を、キャリアごとに行う。この実施の形態の場合には、受信されるOFDM信号のチャネル数が2で受信アンテナ数が3なので、3つの組み合わせを作り、この3つの組み合わせの中から1つの組み合わせを選択する。
次に受信ユニット1600は、選択したアンテナ受信信号(チャネル変動推定と直交ベースバンド信号)の組み合わせを用いて逆行列演算を行うことにより、伝搬路上で多重された各チャネルの信号を分離する。そして最後に、分離した各チャネルの信号を復調することにより受信データを得る。
このように、受信ユニット1600においては、キャリアごとに、チャネル変動行列の固有値の最小パワーが最大となるアンテナ受信信号を選択し、選択したアンテナ受信信号を用いて伝搬路上で多重された各変調信号(すなわち異なるアンテナから送信された信号)の分離、復調処理を行うようにしたので、キャリアごとに、実効受信電力の最も大きなアンテナ受信信号を用いて信号の分離復調処理を行うことができるようになる。
特にOFDM信号は、周波数選択性フェージング等の影響により、キャリアごとに実効受信電力が大きく異なる。本実施の形態では、これを考慮して、キャリアごとに固有値を基準としたアンテナ選択を行うことにより、キャリアごとに最適なアンテナ受信信号の組み合わせを選択する。これにより、全キャリアに亘って誤り率特性を向上させることができる。
かくして本実施の形態によれば、キャリアごとに、複数のアンテナ受信信号の組み合わせを作り、組み合わせごとにチャネル変動行列を形成し、組み合わせごとのチャネル変動行列の固有値を算出し、固有値の最小パワーが最も大きい組み合わせのアンテナ受信信号を選択して復調処理を行うようにしたことにより、受信した複数チャネルのOFDM信号の誤り率特性を全キャリアに亘って向上し得る受信装置を実現することができる。
なおこの実施の形態では、2本のアンテナから送信した2チャネルのOFDM信号を3本のアンテナで受信する場合について説明したが、送信アンテナ及び受信アンテナの数はこれに限らない。要は、送信アンテナを複数個設けると共に、受信アンテナをそれよりも多く設け、複数の受信アンテナ信号の中からチャネル数分の受信アンテナを選択する場合に広く適用することができる。
またこの実施の形態ではOFDM方式を例にとって説明したが、実施の形態3で説明したスペクトル拡散通信方式とOFDM方式を併用した方式においても同様に実施することができ、またOFDM方式以外のマルチキャリア方式においても同様に実施することができる。また以下の実施の形態においても、OFDM方式について説明したものについては、スペクトル拡散通信方式とOFDM方式を併用した方式においても同様に実施することができ、またOFDM方式以外のマルチキャリア方式においても同様に実施することができる。
(実施の形態5)
本実施の形態では、複数のアンテナから送信された複数の変調信号を、複数のアンテナで受信する受信装置において、各受信アンテナで得られた受信信号を、チャネル変動行列の固有値に基づいて重み付け合成する受信装置について説明する。
具体的には、先ず、複数のアンテナ受信信号の組み合わせを作り、各組み合わせごとにチャネル変動行列を形成し、組み合わせごとのチャネル変動行列の固有値を算出する。そして、各組み合わせのアンテナ受信信号とその組み合わせに対応するチャネル変動行列を使って各変調信号を分離すると共に、各組み合わせで分離した変調信号を分離の際に用いたチャネル変動行列の固有値を使って重み付け合成する。
因みに、この実施の形態では、送信アンテナ数2、送信信号数2、受信アンテナ数3の場合を例に説明する。この場合、受信アンテナ数3から2本のアンテナを選択する方法は3通りある。受信アンテナの信号の合成は、この3通りの組み合わせそれぞれから得られた信号を合成することになる。送信アンテナ数m、送信信号数m、受信アンテナ数nの場合には、受信アンテナ数nからm本のアンテナを選択する組み合わせは、nCm通りある。この場合、受信アンテナの信号の合成は、このnCm通りの組み合わせそれぞれから得られた信号を合成することになる。
図18に、本実施の形態における受信装置の受信ユニットの構成の一例を示す。図18では、図14との対応する部分には同一符号を付し、その説明は省略する。受信ユニット1800は、例えば通信端末に設けられている。ここで受信ユニット1800が設けられた通信端末と通信を行う基地局の送信ユニットは例えば図1に示すように構成されており、基地局から送信される信号は図3に示すように構成されているものとする。
ここで実施の形態3で説明した図14の受信ユニット1400と、本実施の形態の受信ユニット1800との違いは、受信ユニット1400がチャネル変動行列の固有値に基づいて分離復調に用いるアンテナ信号を選択したのに対して、本実施の形態の受信ユニット1800はチャネル変動行列の固有値に基づいて各アンテナ受信信号を重み付け合成する点である。そのため受信ユニット1800は、受信ユニット1400のアンテナ選択部1411及び信号処理部421の代わりに信号処理部1801を有し、信号処理部1801によってチャネル変動行列の固有値に基づく各アンテナ受信信号の重み付け合成処理を行うようになっている。
すなわち信号処理部1801は、拡散信号Aのチャネル変動推定信号408、418、1408、拡散信号Bのチャネル変動推定信号410、420、1410、逆拡散後の受信直交ベースバンド信号406、416、1406の3系統のアンテナ信号を入力し、実施の形態3と同様に2系統ずつの組み合わせを作り、組み合わせごとにチャネル変動行列を作り、組み合わせごとにその固有値を算出する。また信号処理部1801は、組み合わせごとに、チャネル変動行列の逆行列演算を行うことにより、組み合わせごとにチャネルAの信号とチャネルBの信号を分離する。そして組み合わせごとに分離したチャネル信号をその組み合わせに対応する固有値を使って重み付けて合成する。そして信号処理部1801は、重み付け合成したチャネル信号422、423を出力する。
図19に、信号処理部1801の構成例を示す。信号処理部1801は固有値計算部1901及び分離合成部1903を有する。固有値計算部1901は、拡散信号Aのチャネル変動推定信号408、418、1408、拡散信号Bのチャネル変動推定信号410、420、1410を入力する。つまり、この実施の形態の場合には、3本のアンテナが設けられているので、3系統のチャネル変動値を入力する。そして3系統のチャネル変動値の中から2系統の組み合わせを作って(この実施の形態の場合、3通りの組み合わせとなる)、その組み合わせごとにチャネル変動行列を作成し、各チャネル変動行列の固有値を計算する。そして組み合わせごとの固有値を固有値信号1902として出力する。
分離合成部1903は、拡散信号Aのチャネル変動推定信号408、418、1408、拡散信号Bのチャネル変動推定信号410、420、1410、逆拡散後の受信直交ベースバンド信号406、416、1406、固有値信号1902を入力とし、組み合わせごとにチャネル信号の分離処理を行うと共に、固有値信号1902を用いて各アンテナ受信信号の重み付け合成処理を行う。これにより、分離合成部1903は、拡散信号Aの受信直交ベースバンド信号422、拡散信号Bの受信直交ベースバンド信号423を得てこれを出力する。
次に、本実施の形態における送信装置および受信装置の動作について詳しく説明する。
基地局(送信装置)の動作は、実施の形態1での説明と同様であり、図3のフレーム構成にしたがった送信信号を送信する。
通信端末(受信装置)は、図18の受信ユニット1800に設けられた3つのアンテナで送信信号を受信する。そして受信ユニット1800は、チャネル変動推定部407、409、417、419、1407、1409によって、各アンテナ受信それぞれについて、チャネルごとにチャネル変動を推定する。
次に受信ユニット1800は、複数のアンテナ受信信号の組み合わせを作り、各組み合わせごとにチャネル変動行列を形成し、組み合わせごとのチャネル変動行列の固有値を算出する。受信ユニット1800は、この組み合わせごとの固有値算出処理を固有値計算部1901によって行う。
具体的には、固有値計算部1901は、図7の関係にあるチャネル変動推定信号408、410、418、420を用いて(3)式で示すようなチャネル変動行列を作成し、その固有値のうちパワーの小さいものの値P1を求める。また図7の関係にあるチャネル変動推定信号408、410、1408、1410を用いて(3)式で示すようなチャネル変動行列を作成し、その固有値のうちパワーの小さいものの値P2を求める。さらに図7の関係にあるチャネル変動推定信号418、420、1408、1410を用いて(3)式で示すようなチャネル変動行列を作成し、その固有値のうちパワーの小さいものの値P3を求める。そして固有値計算部1901は、求めたP1、P2、P3を固有値信号1902として分離合成部1903に送出する。
分離合成部1903は、先ず、アンテナ受信信号の組み合わせごとにチャネル信号の分離処理を行う。この実施の形態の場合には、3組のアンテナ受信信号に関しての分離処理を行う。すなわち、分離合成部1903は、1組目については、信号408、410、406、418、420、416を用いて、図7の関係における(3)式を立て、その式の逆行列演算を行う。これにより得られる拡散信号Aの受信直交ベースバンド信号をRa1、拡散信号Bの受信直交ベースバンド信号をRb1とする。2組目については、信号408、410、406、1408、1410、1406を用いて、図7の関係における(3)式を立て、その式の逆行列演算を行う。これにより得られる拡散信号Aの受信直交ベースバンド信号をRa2、拡散信号Bの受信直交ベースバンド信号をRb2とする。3組目については、信号418、420、416、1408、1410、1406を用いて、図7の関係における(3)式を立て、その式の逆行列演算を行う。これにより得られる拡散信号Aの受信直交ベースバンド信号をRa3、拡散信号Bの受信直交ベースバンド信号をRb3とする。
分離合成部1903は、このようにして得た各組の受信直交ベースバンド信号Ra1、Rb1、Ra2、Rb2、Ra3、Rb3と、各組に対応する固有値パワーP1、P2、P3を用いて、次式の重み付け合成演算を行うことにより、重み付け合成した拡散信号Aの受信直交ベースバンド信号Ra(422)、拡散信号Bの受信直交ベースバンド信号Rb(423)を得る。
このように重み付けをして各チャネルの受信直交ベースバンド信号を求めることで、より正確な拡散信号A、Bの受信直交ベースバンド信号422、423が得られる。これは、固有値のパワーが実効受信電力に相当する値だからである。このように本実施の形態の受信処理では、チャネル変動行列の固有値パワーを用いて、受信レベルのうち有効に活用されている、つまり、実効受信レベルを求め、この実効受信レベルをもとに信号の合成を行っていることになる。
分離合成部1903から出力された拡散信号A、Bの受信直交ベースバンド信号422、423はそれぞれ、図示しない復調部により直交復調処理が施され、受信データとされる。この結果、誤り率特性の良い各チャネルの受信データを得ることができる。
かくして本実施の形態によれば、複数のアンテナから送信された複数の変調信号を、複数のアンテナで受信する受信装置において、各受信アンテナで得られた受信信号を、チャネル変動行列の固有値に基づいて重み付け合成するようにしたことにより、実効受信電力が大きなアンテナ受信信号ほど大きな重みをつけることが可能となり、受信した複数チャネル信号の誤り率特性を向上させることができる。
なおこの実施の形態では、2本のアンテナから送信した2チャネルの変調信号を3本のアンテナで受信する場合について説明したが、送信アンテナ及び受信アンテナの数はこれに限らない。要は、送信アンテナを複数個設けると共に、受信アンテナをそれよりも多く設け、複数の受信アンテナ信号の中からチャネル数分の受信アンテナを選択する場合に広く適用することができる。
さらにこの実施の形態では、チャネル変動行列の固有値のパワーを重み付け係数とし、この係数により受信直交ベースバンド信号を重み付け合成する方法について説明したが、これに限ったものではない。
さらに本実施の形態の方法は、畳み込み符号や、ターボ符号、低密度パリティ符号等の誤り訂正符号が施された信号を受信した場合にも適用することができる。この場合、重み付け結果に基づいてブランチメトリック、パスメトリックを順次求めて復号すればよい。例えば、“A simple transmit diversity technique for wireless communications”IEEE Journal on Select Areas in Communications,vol.16, no.8, October 1998で示されているMLD(Maximum Likelihood Detection)に対する重み付け係数として、本実施の形態で説明したチャネル変動行列の固有値のパワーを用いてもよい。MLDを行う際の復調、復号化の際の重み付け係数としてチャネル変動行列の固有値のパワーを用いると受信品質が向上する。なお、MLDに対する固有値を用いた重み付けの仕方ついては、実施の形態7以降で詳しく説明する。
(実施の形態6)
本実施の形態では、実施の形態5で説明した処理をOFDM通信に適用した場合について説明する。本実施の形態の特徴は、実施の形態5で説明した、各受信アンテナで得られた受信信号をチャネル変動行列の固有値に基づいて重み付け合成するといった処理を、キャリアごとに行う点である。
この実施の形態では、実施の形態5で用いた図18及び図19を流用して説明する。この実施の形態の受信ユニットは、図18の逆拡散部405、415、1405をフーリエ変換部(dft)に代え、図18のチャネル変動推定部407、409、417、419、1407、1409をキャリアごとの信号のチャネル変動を推定する構成とし、図18の信号処理部1801をキャリアごとのチャネル変動行列の固有値を重み係数として用いてキャリアごとのアンテナ受信信号を重み付け合成する構成とすればよい。
実際には、信号処理部として、図19に示すような構成をキャリア分だけ設け、キャリアごとに実施の形態5で説明したチャネル変動行列の固有値に基づく重み付け合成を行うようにすればよい。この結果、全てのキャリアの信号の誤り率特性を向上させることができるようになる。
ここで実施の形態4でも説明したように、OFDM信号は、周波数選択性フェージング等の影響により、キャリアごとに実効受信電力が大きく異なる。本実施の形態では、これを考慮して、キャリアごとに固有値のパワーを重み係数とした信号合成を行うことにより、キャリアごとに合成時の重み係数を変更する。これにより、全キャリアに亘って誤り率特性を向上させることができる。
かくして本実施の形態によれば、複数アンテナから送信されたOFDM信号を複数アンテナで受信する場合に、実施の形態5で説明した各受信アンテナで得られた受信信号をチャネル変動行列の固有値に基づいて重み付け合成するといった処理を、キャリアごとに行うようにしたことにより、受信した複数チャネルのOFDM信号の誤り率特性を全キャリアに亘って向上し得る受信装置を実現することができる。
なおこの実施の形態では、チャネル変動行列の固有値のパワーを重み付け係数として、キャリアごとに受信直交ベースバンド信号を重み付け合成する方法について説明したが、これに限ったものではない。
例えば、“A simple transmit diversity technique for wireless communications”IEEE Journal on Select Areas in Communications,vol.16, no.8, October 1998で示されているMLD(Maximum Likelihood Detection)に対する重み付け係数として、本実施の形態で説明したチャネル変動行列の固有値のパワーを用いてもよい。つまり、復調、復号化の際のキャリアごとの重み付け係数としてキャリアごとのチャネル変動行列の固有値のパワーを用いると受信品質が向上する。なお、MLDについては、実施の形態9、実施の形態10において詳しく説明する。
(実施の形態7)
本実施の形態では、複数のアンテナから送信された複数の変調信号を、複数のアンテナで受信する受信装置において、チャネル変動行列の固有値や各アンテナ受信信号の受信電界強度を用いて、受信信号に対して重み付け処理を行って受信信号を復調する受信装置について説明する。
具体的には、分離後の各変調信号の軟判定値を、チャネル変動行列の固有値を用いて重み付けする。これにより、軟判定値に変調信号の実効受信電力に応じた適切な尤度をもたせることができるようになる。この結果、復号部によって得られる受信ディジタル信号の誤り率特性が向上する。
先ず送信装置の構成について説明する。図20に、本実施の形態における送信装置の送信ユニットの構成の一例を示す。ここでこの実施の形態の送信ユニット2000と、図1の送信ユニット100との違いは、送信ユニット2000が誤り訂正符号化部2001、2002を有することである。その他の構成は、図1の送信ユニット100と同様なので、その説明は省略する。
誤り訂正符号化部2001、2002はそれぞれ、送信ディジタル信号101、111を入力とし、送信ディジタル信号101、111に対して畳み込み符号を用いた誤り訂正符号化処理を施すことにより誤り訂正符号化信号2003、2004を得てこれを出力する。
変調部102、112はそれぞれ、誤り訂正符号化信号2003、2004を入力とし、誤り訂正符号化信号2003、2004に対して変調処理を施す。この実施の形態では、変調部102、112が、図22に示すようなBPSK変調を施す場合について説明するが、QPSKや16QAM等の他の変調処理を施してもよい。
ここで送信ユニット2000は例えば基地局に設けられており、この基地局は図2に示すような受信ユニット200を有する。また送信ユニット2000は図3に示すようなフレーム構成の信号を送信する。
次に受信装置の構成について説明する。図21に、送信ユニット2000から送信された信号を受信する本実施の形態の受信ユニットの構成を示す。受信ユニット2100は例えば通信端末に設けられている。この実施の形態の受信ユニット2100と、図4の受信ユニット2100との違いは、受信ユニット2100が固有値による係数計算部2101、軟判定値計算部2102、2104、誤り訂正復号化部2103、2105、受信レベルによる係数計算部2106を有することである。その他の構成は、図4の受信ユニット400と同様なので、その説明は省略する。
固有値による係数計算部2101はチャネル変動推定情報427を入力とし、固有値から求めた係数2110を出力する。具体的には、実施の形態1でも説明したように、チャネル変動推定情報427としてチャネル変動h11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)の推定値を入力し、この推定値を要素とする(3)式のチャネル変動行列の固有値を計算し、固有値のパワーのうち最もパワーの小さい値に基づいて係数2101を求める。すなわち、実施の形態1で説明した固有値による係数計算部214(図2)と同じ計算を行って係数2110を求め、これを軟判定値計算部2102、2104に送出する。
受信レベルによる係数計算部2106は受信直交ベースバンド信号406、416を入力とし、受信直交ベースバンド信号406、416に基づいて係数2115、2116を算出し、これらの係数2115、2116をそれぞれ軟判定値計算部2102、2104に送出する。具体的には、逆拡散部405、415おのおので得られた、拡散信号Aについての逆拡散信号(受信直交ベースバンド信号)の受信レベルに基づき、拡散信号Aの受信レベルによる係数2115を求めてこれを軟判定値計算部2102に送出する。同様に逆拡散部405、415おのおので得られた、拡散信号Bについての逆拡散信号(受信直交ベースバンド信号)の受信レベルに基づき、拡散信号Bの受信レベルによる係数2116を求めてこれを軟判定値計算部2104に送出する。
軟判定値計算部2102は拡散信号Aの受信直交ベースバンド信号422、受信レベルから求めた係数2115、固有値から求めた係数2110を入力とし、拡散信号Aの受信直交ベースバンド信号422に係数2115、2110を乗じることで軟判定値を得てこれを軟判定値信号2111として出力する。誤り訂正復号化部2103は軟判定値信号2111を入力とし、軟判定値信号2111に誤り訂正復号化処理を施すことにより誤り訂正復号化された受信ディジタル信号2112を得てこれを出力する。
軟判定値計算部2104は拡散信号Bの受信直交バーストバンド信号423、受信レベルから求めた係数2116、固有値から求めた係数2110を入力とし、拡散信号Bの受信直交ベースバンド信号423に係数2116、2110を乗じることで軟判定値を得てこれを軟判定値信号2113として出力する。誤り訂正復号化部2105は軟判定値信号2113を入力とし、軟判定値信号2113に誤り訂正復号化処理を施すことにより誤り訂正復号化された受信ディジタル信号2114を得てこれを出力する。
因みに、本実施の形態における受信装置(通信端末)は、図21に示す受信ユニット2100に加えて、図5に示すような送信ユニット500を有し、送信ユニット500から図6に示すようなフレーム構成の信号を送信するものとする。
次に、本実施の形態における送信装置および受信装置の動作について詳しく説明する。特に本実施の形態は、受信装置に特徴があるので受信装置の動作について詳しく説明する。また実施の形態1と同様の動作は省略し、実施の形態1と異なる動作を中心に説明する。
受信ユニット2100は、複数のアンテナ401、411において受信した信号に対して、無線信号処理、逆拡散処理、各拡散信号のチャネル変動推定処理等を施した後、信号処理部421において(3)式の逆行列演算を行うことで、拡散信号Aの受信直交ベースバンド信号422、拡散信号Bの受信直交ベースバンド信号423を得る。
ここで受信ユニット2100が、図22に示すような信号点配置のBPSK変調信号を受信したと仮定する。BPSK変調における2点の信号点のIQ平面上での座標を(+1.0,0.0)と(−1.0,0.0)で正規化すると、図22で示される例における受信直交ベースバンド信号R’(t)の軟判定値は、図23に示すように+0.6となる。
本実施の形態において重要な動作は、軟判定値計算部2102、2104において、上記のように受信直交ベースバンド信号から得られる軟判定値に対して重み付けをする点であり、特に固有値から求めた係数を用いて重み付けする点である。
具体的には、まずチャネル変動情報生成部426において生成されたチャネル変動推定情報427、すなわち推定されたh11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)を用い、固有値による係数計算部2101において(3)式に示したチャネル変動行列の固有値が求められ、固有値のうちパワーの最小となる値から係数D(t)2110が算出される。
また一方で受信レベルによる係数計算部2106において、R1(t)とR2(t)の受信レベル(この実施の形態の場合、R1(t)、R2(t)は逆拡散後の信号)から受信レベルから求めた係数Ca(t)2115およびCb(t)2116が得られる。
以上のようにして得られた係数D(t)、Ca(t)および受信直交ベースバンド信号R’a(t)422を用い、軟判定値計算部2102において受信信号の軟判定値Sa(t)2111が次式により算出される。
また同様に軟判定値算出部2104において係数D(t)、Cb(t)および受信直交ベースバンド信号R’b(t)423を用い、軟判定値Sb(t)2113が次式により算出される。
誤り訂正復号化部2103では、上記のようにして得られた軟判定値Sa(t)2111を用いて誤り訂正復号化処理が行われる。同様に誤り訂正復号化部2105では、上記のようにして得られた軟判定値Sb(t)2113を用いて誤り訂正復号化処理が行われる。
ここで軟判定値計算部2102、2104で用いる重み付けのための係数Ca(t)×D(t)およびCb(t)×D(t)は、実際に受信した受信電界強度に効率の係数を乗算した、実効受信電界強度を示している。この係数を乗算することで、受信特性を向上させることができる。
本実施の形態では、誤り訂正符号として畳み込み符号化が施されているので、例えばビタビ復号のような最尤復号が用いられる。軟判定値をどのようにして最尤復号に用いるかについては、既に様々な文献において開示されており、例えば軟判定値と各信号点との間のユークリッド距離を算出して用いる方法や、確率密度分布特性に基づいたメトリック値を算出する方法等がある。本実施の形態では、一例として2乗ユークリッド距離が算出されるものとする。すなわち、図23に示したような例では、各信号点からの尤度メトリック値M0、M1がそれぞれ以下の(7)式、(8)式に示すように算出される。これにより、ビタビ復号により復号された受信ディジタル信号2112、2113が得られる。
かくして本実施の形態によれば、複数のアンテナから送信された複数の変調信号を、複数のアンテナで受信する受信装置において、分離処理して得た受信ベースバンド信号を用いて誤り訂正復号化を行う際、チャネル変動行列から算出した固有値の最小値に基づく係数D(t)を用いて軟判定値を重み付けするようにしたことにより、軟判定値に実効受信電力に基づく適切な尤度をもたせることが可能となり、受信データの誤り率特性を向上させることができる。
なおこの実施の形態では、受信レベルによる係数を計算するにあたって、受信レベルによる係数計算部2106(図21)によって、逆拡散部405、415の出力に基づいて、拡散信号Aの受信レベルによる係数2115、拡散信号Bの受信レベルによる係数2116を求めているが、実施の形態1で説明した図2の受信パワーによる係数計算部211と同様にチャネル変動推定部407、409、417、419により得られるチャネル変動推定情報h11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)を用いて、係数2115、2116を求めるようにしてもよい。また各アンテナから受信された受信信号のRSSI(Received Signal Strength Indicator)から求めるようにしてもよい。これは、受信レベルによる係数を用いた処理を行う他の実施の形態についても同様である。
またこの実施の形態では、固有値による係数2110に加えて受信レベルによる係数2115、2116を用いて軟判定値を重み付けする場合について述べたが、固有値による係数のみを用いて軟判定値を重み付けするようにしてもよい。
さらに基地局の送信ユニットの構成は図20に示すものに限らない。例えば送信パワー変更部108、118は必須ではなく、変調信号107、117を各アンテナ110、120へ直接供給する構成としてもよい。
また必要に応じて、誤り訂正符号化部2001、2002の前段や後段に誤り検出符号化を行う機能、信号の順序を入れ替えるインタリーブ機能や信号の一部を削除して冗長度を下げるパンクチャリング機能等を設けてもよく、このような機能部を設けても本発明には影響を与えない。このことは、誤り訂正符号化部を有する他の実施の形態についても同様である。
さらにこの実施の形態では、誤り訂正符号化部2001、2002で畳み込み符号を用いた誤り訂正符号化処理を行う場合について述べたが、誤り訂正符号化処理に用いる誤り訂正符号は畳み込み符号に限らず、復号化時に軟判定値を用いて復号処理が可能な誤り訂正符号であれば他の符号を用いてもよい。例えばターボ符号や低密度パリティ符号を用いてもよい。この場合、受信ユニット2100の誤り訂正復号化部2103、2105でそれらの符号化に対応した復号化処理を行うようにすればよい。また誤り訂正符号化部2001と誤り訂正符号化部2002で必ずしも同じ形式の誤り訂正符号を用いる必要はなく、異なる符号を用いるようにしてもよい。さらには誤り訂正符号化部2001、2002を一つの誤り訂正符号化部に結合し、符号化後の信号を2系統に分離して変調部102と変調部112にそれぞれ供給する構成としてもよい。この場合、受信ユニット2100の誤り訂正復号化部2103、2105も一つの復号化処理部に結合した構成とすればよい。これらのことは、誤り訂正符号化処理部を有する他の実施の形態についても同様である。
さらにこの実施の形態では、図21に示すような構成の受信ユニット2100を例にとって説明したが、要は、チャネル変動行列から算出した固有値の最小値に基づく係数を用いて軟判定値に重み付ければよいのであって、受信ユニットの構成は図21に示すものに限らず、例えば図24に示すように構成してもよい。
図24の受信ユニット2400と、図21の受信ユニット2100との違いは、図21の受信ユニット2100が信号処理部421で逆行列演算による信号分離処理を行ったのに対して、図24の受信ユニット2400は軟判定値計算部2401によってMLD(Maximum Likelihood Detection)を行い、続く誤り訂正復号化部2403で軟判定値信号2402を拡散信号Aの受信ディジタル信号2404と拡散信号Bの受信ディジタル信号2405に分離する点である。このMLDを行うにあたって、固有値により求めた係数2110を用いれば、上述した実施の形態と同様に受信データの誤り率特性を向上させることができる。
ここでは図20に示す送信ユニット2000の変調部102、112でQPSK変調が施された信号を、図24の受信ユニット2400でMLDを行って復調する場合を例にとって説明する。
軟判定値計算部2401は受信直交ベースバンド信号406、416、チャネル変動推定情報408、410、418、420、受信レベルによる係数2115、2116、固有値による係数2110を入力とし、先ず受信直交ベースバンド信号406、416の候補信号点位置(この例の場合、QPSKを想定しており1チャネル当たり4個の候補信号点があるので、合計では4×4チャネル=16個の候補信号点位置)をチャネル変動推定情報408、410、418、420を用いて計算した後、この複数の候補点と受信点の間の信号点距離を求め、さらにその信号点距離を受信レベルによる係数2115、2116、固有値による係数2110で重み付けたものを軟判定値信号2402として出力するようになっている。
具体的に説明する。図25(a)に受信直交ベースバンド信号406(アンテナ401(アンテナ1)で受信された信号)の信号点位置2501と各候補信号点位置とを示し、図25(b)に受信直交ベースバンド信号416(アンテナ411(アンテナ2)で受信された信号)の信号点位置2502と各候補信号点位置とを示す。
軟判定値計算部2401は、拡散信号Aのチャネル変動推定信号408および拡散信号Bのチャネル変動推定信号410から、送信4ビット(0000)、(0001)、・・・、(1111)の候補信号点を図25(a)のように定める。そして受信直交ベースバンド信号406の信号点2501と各候補信号点との距離を求める。実際には、信号点距離の2乗値(パワー値)を求める。ここで送信4ビット(0000)、(0001)、・・・、(1111)と受信点2501との信号点距離の2乗値をそれぞれx0000(t)、x0001(t)、x0010(t)、x1111(t)と記述する。
同様に、軟判定値計算部2401は、拡散信号Aのチャネル変動推定信号418および拡散信号Bのチャネル変動推定信号420から、送信4ビット(0000)、(0001)、・・・、(1111)の候補信号点を図25(b)のように定める。そして受信直交ベースバンド信号416の信号点2502と各候補信号点との距離を求める。実際には、信号点距離の2乗値(パワー値)を求める。ここで送信4ビット(0000)、(0001)、・・・、(1111)と受信点2502との信号点距離の2乗値をそれぞれy0000(t)、y0001(t)、y0010(t)、y1111(t)と記述する。
そして軟判定値計算部2401は、軟判定値を固有値による係数2110と受信レベルによる係数2115、2116を用いて重み付ける。具体的には、重み付けした軟判定値z0000(t)=Ca(t)D(t){x0000(t)+y0000(t)}のようにして求める。同様にして、z0001(t)、z0010(t)、・・・、z1111(t)を求める。なおCa(t)をCb(t)に置き換えてもよい。軟判定値計算部2401は、このようにして重み付けした軟判定値z0000(t)、z0001(t)、・・・、z1111(t)を軟判定値信号2402として出力する。
誤り訂正復号化部2403は、このようにMLD処理および固有値により重み付け処理された軟判定値信号2402を誤り訂正復号化することにより、拡散信号Aの誤り訂正復号化信号2404及び拡散信号Bの誤り訂正復号化信号2405を得てこれを出力する。
(実施の形態8)
本実施の形態では、実施の形態7で説明した処理をOFDM通信に適用した場合について説明する。本実施の形態の特徴は、チャネル変動推定結果から算出した固有値に基づく係数を用いて軟判定値を重み付けするといった処理を、サブキャリアごとに行うようにすることである。
図26に、本実施の形態における送信装置の送信ユニットの構成例を示す。なお図26において図10との対応部分には同一符号を付し、図10を用いて既に説明した部分については説明を省略する。
図26の送信ユニット2600と図10の送信ユニット1000との違いは、送信ユニット2600が誤り訂正符号化部2601、2603を有し、誤り訂正符号化部2601、2603が送信ディジタル信号101、111に畳み込み符号等を用いた誤り訂正符号化処理を施し、誤り訂正符号化した信号2602、2604を変調部102、112に送出することである。これにより送信ユニット2600においては、誤り訂正符号化したデータをOFDM処理するので、送信データを周波数軸方向に符号化されている状態とすることができる。
ここで送信ユニット2600は例えば基地局に設けられており、この基地局は図2に示すような受信ユニット200を有する。また送信ユニット2600は図11に示すようなフレーム構成の信号を送信する。
図27に、送信ユニット2600から送信された信号を受信する本実施の形態の受信ユニットの構成を示す。ここで受信ユニット2700は、大まかには、図12で説明した受信ユニット1200と図21で説明した受信ユニット2100とを組み合わせた構成となっているので、図12及び図21で既に説明した部分については説明を省略し、本実施の形態での特徴部分のみを説明する。なお図27では、図12と対応する部分については図12と同一符号を付した。
各チャネル変動推定部1207、1209、1217、1219は、各サブキャリアに配置されていた推定用シンボルに基づいてサブキャリアごとのチャネル変動を推定する。チャネル変動情報生成部2703、固有値による係数計算部2705は、サブキャリアごとに、図21のチャネル変動生成部426、固有値による係数計算部2101と同じ処理を行うことにより、サブキャリアごとに固有値による係数2706を求め、これを軟判定値計算部2707、2711に送出する。
受信レベルによる係数計算部2701は、無線部1203、1213からの出力信号1204、1214、離散フーリエ変換部(dft)1205、1215からの出力信号1206、1216、各チャネル変動推定部1207、1209、1217、1219からの出力信号1208、1210、1218、1220を入力し、これらのいずれか又は全てを使って、サブキャリアごとに受信レベルによる係数2702を求めてこれを軟判定値計算部2707、2711に送出する。
軟判定値計算部2707、2711は、入力されたチャネルAの受信直交ベースバンド信号群1222、チャネルBの受信直交ベースバンド信号群1223を、固有値による係数2706及び受信レベルによる係数2702によって重み付けて、軟判定値信号2708、2712を出力する。ここで軟判定値計算部2707、2711は、サブキャリアごとに、図21の軟判定値計算部2102、2104について説明したのと同様の重み付け処理を行うようになっている。つまり、同じサブキャリアの受信直交ベースバンド信号、固有値による係数、受信レベルによる係数を用いて、サブキャリアごとに異なる重み付け処理を行う。
このようにして、サブキャリアごとに重み付けされた軟判定値信号2708、2712が得られ、この軟判定値信号2708、2712が誤り訂正復号化部2709、2713によって誤り訂正復号化処理されて受信ディジタル信号2710、2714が得られる。
かくして本実施の形態によれば、複数のアンテナから送信された複数のOFDM変調信号を、複数のアンテナで受信する受信装置において、チャネル変動推定結果から算出した固有値に基づく係数を用いて軟判定値を重み付けするといった処理を、サブキャリアごとに行うようにしたことにより、周波数選択性フェージング等によりサブキャリアごとの実効受信電力が変化した場合でも、軟判定値にサブキャリアごとの実効受信電力に基づく適切な尤度をもたせることが可能となり、受信データの誤り率特性を向上させることができる。
なおこの実施の形態では、図27に示すような構成の受信ユニット2700を例にとって説明したが、要は、サブキャリアごとのチャネル変動推定結果から算出したサブキャリアごとの固有値の最小値に基づく係数を用いて、サブキャリアごとの軟判定値に重み付ければよいのであって、受信ユニットの構成は図27に示すものに限らず、例えば図28に示すように構成してもよい。
図28の受信ユニット2800と、図27の受信ユニット2700との違いは、図27の受信ユニット2700が信号処理部1221で逆行列演算による信号分離処理を行ったのに対して、図28の受信ユニット2800は軟判定値計算部2801によってMLD(Maximum Likelihood Detection)を行い、続く誤り訂正復号化部2803で軟判定値信号2802を受信ディジタル信号2804と受信ディジタル信号2805に分離する点である。
MLD処理については、実施の形態7で図24を用いて説明したので、ここでの説明は省略する。但し、上述した図24の軟判定値計算部2401とこの実施の形態の図28の軟判定値計算部2801との違いは、軟判定値計算部2801がサブキャリア単位で軟判定値計算部2401と同様の処理を行うことである。すなわち、軟判定値計算部2801は、受信直交ベースバンド信号群1206、1216の全ての候補信号点位置をチャネル変動推定情報1208、1210、1218、1220を用いて計算するといった処理をサブキャリア単位で行った後、サブキャリア単位で複数の候補点と受信点の間の信号点距離を求め、さらにサブキャリア単位でその信号点距離を受信レベルによる係数2702、固有値による係数2706で重み付けたものを軟判定値信号2802として出力する。つまり、サブキャリアごとの軟判定値が軟判定値信号2802として出力される。
(実施の形態9)
本実施の形態の特徴は、実施の形態7と比較して、各アンテナから送信するデータを個別に誤り訂正符号化処理するのではなく、1つの誤り訂正符号化部で誤り訂正符号化処理した後に、各アンテナに供給するようにしたことである。これにより、受信側でMLD(Maximum Likelihood Detection)処理及び誤り訂正復号処理を行うにあたって、MLD処理部及び誤り訂正復号化部に一系統の誤り訂正符号が入力されるようになるので、誤り率特性の向上したデータを得ることができるようになる。
図20との対応部分に同一符号を付して示す図29に、本実施の形態の送信ユニット2900の構成を示す。本実施の形態の送信ユニット2900と図20の送信ユニット2000との違いは、送信ユニット2000がアンテナ110、120ごとに誤り訂正符号化部2001、2002を設け、アンテナ110、120ごとの送信ディジタル信号101、111を個別に誤り訂正符号化処理したのに対して、送信ユニット2900は誤り訂正符号化部2902によって送信ディジタル信号2901をまとめて誤り訂正処理した後に、誤り訂正符号化データ2903、2904に分流して変調部102、112に供給する点である。
図24との対応部分に同一符号を付して示す図30に、本実施の形態の受信ユニット3000の構成を示す。受信ユニット3000は送信ユニット2900から送信された信号を受信する。つまり、受信ユニット3000は、1つの誤り訂正符号化部2902で誤り訂正符号化された信号を受信することになる。この結果、軟判定値計算部2401及び誤り訂正復号化部3001では、1系統の誤り訂正符号化信号の軟判定値を計算して誤り訂正復号化処理を行うことになるため、複数系統の誤り訂正符号化信号について別々に軟判定値を計算して誤り訂正復号化処理を行う場合と比較して(例えば図24の受信ユニット2400と比較して)、誤り訂正能力が向上する。これにより、誤り率特性の向上した受信ディジタル信号3002を得ることができる。
かくして本実施の形態によれば、実施の形態7での構成と比較して、送信データを誤り訂正符号化処理して複数のアンテナから送信するにあたって、送信データを1つの誤り訂正符号化部2902で誤り訂正符号化するようにしたことにより、受信側でMLD処理及び誤り訂正復号化処理する場合の誤り訂正能力を向上させることができ、一段と誤り率特性の向上した受信データを得ることができる。
(実施の形態10)
本実施の形態では、実施の形態9の特徴をOFDM通信に適用した場合について説明する。
図31に、本実施の形態における送信装置の送信ユニットの構成例を示す。なお図31において図26との対応部分には図26と同一符号を付した。本実施の形態の送信ユニット3100と図26の送信ユニット2600との違いは、送信ユニット2600がアンテナ110、120ごとに誤り訂正符号化部2601、2602を設け、アンテナ110、120ごとの送信ディジタル信号101、111を個別に誤り訂正符号化処理したのに対して、送信ユニット3100は誤り訂正符号化部3102によって送信ディジタル信号3101をまとめて誤り訂正処理した後に、誤り訂正符号化データ3103、3104に分流して変調部102、112に供給する点である。
図28との対応部分に同一符号を付して示す図32に、本実施の形態の受信ユニット3200の構成を示す。受信ユニット3200は送信ユニット3100から送信された信号を受信する。つまり、受信ユニット3200は、1つの誤り訂正符号化部3102で誤り訂正符号化された信号を受信することになる。この結果、軟判定値計算部2801及び誤り訂正復号化部3201では、1系統の誤り訂正符号化信号の軟判定値を計算して誤り訂正復号化処理を行うことになるため、複数系統の誤り訂正符号化信号について別々に軟判定値を計算して誤り訂正復号化処理を行う場合と比較して(例えば図28の受信ユニット2800と比較して)、誤り訂正能力が向上する。これにより、誤り率特性の向上した受信ディジタル信号3202を得ることができる。
かくして本実施の形態によれば、実施の形態8での構成と比較して、送信データを誤り訂正符号化処理して複数のアンテナから送信するにあたって、送信データを1つの誤り訂正符号化部3102で誤り訂正符号化するようにしたことにより、受信側でMLD処理及び誤り訂正復号化処理する場合の誤り訂正能力を向上させることができ、一段と誤り率特性の向上した受信データを得ることができる。
(実施の形態11)
本実施の形態の特徴は、チャネル変動行列の固有値を用いた復調処理を行う受信装置において、各アンテナ受信信号の信号レベルを検出し、各アンテナ受信信号の信号レベルを等しくする受信レベル制御部を設けるようにしたことである。
図21との対応部分に同一符号を付して示す図33に、本実施の形態による受信ユニット3300の構成を示す。受信ユニット3300は、受信レベル制御部3301を有することを除いて、図21の受信ユニット2100と同様の構成でなる。
受信レベル制御部3301は受信直交ベースバンド信号404、414を入力とし、これらの受信直交ベースバンド信号404、414の信号レベルを検出し、受信直交ベースバンド信号404、414の信号レベルを等しくするためのゲイン制御信号3302、3303を無線部403、413に送出する。無線部403、413は、ゲイン制御信号3302、3303に基づいて、増幅器のゲインを変更する。
次に本実施の形態の受信ユニット3300の動作について説明する。受信ユニット3300は、受信レベル制御部3301によってアンテナ401、411で受信したそれぞれの受信信号のレベルが等しくなるように、つまり、無線部403、413から出力されるそれぞれの受信直交ベースバンド信号404、414の出力レベルが等しくなるように制御する。
例えば、−40dBmの信号をアンテナ401、411で受信した場合、受信直交ベースバンド信号404、414の電圧は、2Vとなるように制御する。これに対して、−40dBmの信号をアンテナ401で受信し、−46dBmの信号をアンテナ411で受信した場合には、受信直交ベースバンド信号404、414の電圧を共に2Vとなるように制御するのではなく、受信直交ベースバンド信号404は2V、受信直交ベースバンド信号414の電圧は1Vとなるように制御する。このようにして、受信直交ベースバンド信号404、414の信号レベルを等しくする。
このように各アンテナからの信号レベルを等しくすると、チャネル変動行列の固有値を使って復調を行う際の復調精度が一段と向上するようになる。なぜなら、チャネル変動行列の固有値は、各アンテナの受信信号レベルが近いほどその値に意味をもつからである。各アンテナ受信信号の信号レベルを別々に制御し、受信直交ベースバンド信号404、414の値を同一電圧となるように制御した場合には、固有値には実効受信電力の指標としての意味が少なくなってしまう。
なお上述した実施の形態のうち、固有値による係数と共に受信レベルによる係数を用いて、これらの係数を実効受信電力の指標として復調を行うようにした実施の形態では、各アンテナ受信信号の信号レベルが異なる場合でも、この信号レベルの差を受信レベルの係数に反映して固有値を補正すれば、本実施の形態のように信号レベルを等しくするのと同等の効果を得ることができる。
かくして本実施の形態によれば、チャネル変動行列の固有値を用いて復調処理を行う受信装置において、各アンテナ受信信号の信号レベルを検出し、各アンテナ受信信号の信号レベルを等しくするようにしたことにより、固有値の値を一段と実効受信電力の指標として用いるのに適切な値とすることができ、一段と誤り率特性の向上した受信データを得ることができる。
なお各アンテナ受信信号の信号レベルの制御は、図33に示す構成の受信ユニット3300に適用する場合に限らず、要は、固有値を用いて復調処理を行う場合に広く適用することができる。
(実施の形態12)
本実施の形態では、実施の形態11の特徴をOFDM通信に適用した場合について説明する。
図27との対応部分に同一符号を付して示す図34に、本実施の形態による受信ユニット3400の構成を示す。受信ユニット3400は、受信レベル制御部3401を有することを除いて、図27の受信ユニット2700と同様の構成でなる。
受信レベル制御部3401は受信直交ベースバンド信号1204、1214を入力とし、これらの受信直交ベースバンド信号1204、1214の信号レベルを検出し、受信直交ベースバンド信号1204、1214の信号レベルを等しくするためのゲイン制御信号3402、3403を無線部1203、1213に送出する。無線部1203、1213は、ゲイン制御信号3402、3403に基づいて、増幅器のゲインを変更する。
このように各アンテナ受信信号の信号レベルが等しくなるように制御したので、フーリエ変換後の信号1206、1216の対応するサブキャリア間での信号レベルもほぼ等しくすることができる。これにより、サブキャリア単位でチャネル変動行列の固有値を用いた復調を行うにあたって、各サブキャリアについての固有値をサブキャリアごとの実効受信電力を的確に反映したものとすることができる。
かくして本実施の形態によれば、サブキャリアごとにチャネル変動行列の固有値を用いて復調処理を行う受信装置において、各アンテナ受信信号の信号レベルを検出し、各アンテナ受信信号の信号レベルを等しくするようにしたことにより、サブキャリアごとの固有値の値を実効受信電力の指標として用いるのに適切な値とすることができ、一段と誤り率特性の向上したOFDM受信データを得ることができる。
(実施の形態13)
本実施の形態では、複数アンテナから時間空間符号(Space Time Code)化された変調信号を送信し、受信側でその受信信号をチャネル変動行列の固有値を用いて復調することを提案する。特に、この実施の形態では、チャネル変動行列の固有値を用いて受信アンテナを選択し、選択した受信アンテナで受信された時空間符号化信号のみを用いて受信信号の復調を行う。
ここで時空間符号化は既知の技術であり、例えば“Space-Time Block Codes from Orthogonal Design”IEEE Transactions on Information Theory, pp.1456-1467,vol.45, no.5, July 1999に記載されている。
図35及び図36を用いて時空間符号化の概要を説明する。時空間符号化を用いた通信システムでは、図35に示す送信信号Aを図36の送信アンテナ3601から送信すると同時に、図35に示す送信信号Bを図36の送信アンテナ3602から送信する。すると、各アンテナ3601、3602から送信された送信信号Aと送信信号Bは、それぞれチャネル変動h1(t)、h2(t)をうけて受信アンテナ3603により受信される。
因みに図35において、3501、3504は電波伝搬環境推定シンボルを示し、3502、3503、3505、3506は符号化されたシンボル群を示す。またS1とS2を異なる信号とし、シンボル群3502では信号S1を、シンボル群3503では信号S2の負の複素共役である信号−S2*を、シンボル群3505では信号S2を、シンボル群3506では信号S1の複素共役である信号S1*を送る。ここで*は複素共役を示す。
すると、アンテナ3601、3602から送信された信号S1、S2と、アンテナ3603で受信された信号R1、R2との関係を次式により表すことができる。
ただし、(9)式において、R1は図35のシンボル群3502とシンボル群3505を受信したときの受信信号、R2は図35のシンボル群3503とシンボル群3506を受信したときの受信信号である。
(9)式からも分かるように、このような時空間符号化技術を用いれば、求めるべき送信信号S1、S2を、受信信号の最大比合成により得ることができるので、受信信号から送信信号を精度良く推定することができるようになる。以上が時空間符号化技術の概要である。
次に本実施の形態の構成について説明する。実施の形態9で説明した図29との対応部分に同一符号を付して示す図37に、本実施の形態による送信装置の送信ユニット3700の構成を示す。図29の送信ユニット2900と本実施の形態の送信ユニット3700との違いは、送信ユニット3700の誤り訂正符号化部3701が送信ディジタル信号2901に対して時空間符号化処理を施して出力する点である。すなわち、誤り訂正符号化部3701は、誤り訂正符号化信号2903と誤り訂正符号化信号2904が、図35の送信信号Aと送信信号Bのような関係なるような符号化処理を行う。これにより、送信ユニット3700のアンテナ110、120から時空間符号化された信号が送信される。
図38に、送信ユニット3700から送信された時空間符号化信号を受信する受信ユニット3800の構成を示す。図38では、実施の形態3で説明した図14との対応部分に同一符号を付して示す。図14の受信ユニット1400と本実施の形態の受信ユニット3800との違いを述べる。
実施の形態3の受信ユニット1400のアンテナ選択部1411は、チャネル推定値を含んだ3つのアンテナ受信信号408、410、406、418、420、416、1408、1410、1406の中から、2つのアンテナ受信信号の組み合わせをつくり、組み合わせごとの固有値を求め、固有値の最小パワーが最も大きい組み合わせの2つのアンテナ受信信号を選択して選択信号1412、1413、1414、1415、1416、1417として出力した。
これに対して、この実施の形態の受信ユニット3800のアンテナ選択部3801は、チャネル推定値を含んだ3つのアンテナ受信信号408、410、406、418、420、416、1408、1410、1406の中から、各アンテナ受信信号ごとに固有値を求め(すなわち各アンテナ受信信号ごとに(9)式の固有値を求め)、固有値の最小パワーが最も大きかった1つのアンテナ受信信号を選択して選択信号3802、3803、3804として出力する。このように1つのアンテナ受信信号ごとに固有値を求めることができるのは、各アンテナで受信される信号が時空間符号化された信号であり、1つのアンテナ受信信号のみで(9)式に示したようなチャネル推定行列が得られるからである。
また実施の形態3の受信ユニット1400の信号処理部421は、入力された2つのアンテナ受信信号1412、1413、1414、1415、1416、1417を(3)式の逆行列演算により分離することにより、2系統の受信直交ベースバンド信号422、423を得るようにした。
これに対して、この実施の形態の受信ユニット3800の信号処理部3805は、入力された1つのアンテナ受信信号を(9)式に基づき最大比合成することにより、S1、S2の受信ディジタル信号3806を得るようになっている。
図39に、アンテナ選択部3801の構成を示す。アンテナ選択部3801は固有値計算部3901及び信号選択部3903を有する。固有値計算部3901には、各アンテナ受信信号から得られたチャネル変動408と410、418と420、1408と1410が入力される。固有値計算部3901はチャネル変動408と410を使って(9)式の固有値を求める。同様に、固有値計算部3901はチャネル変動418と420を使って(9)式の固有値を求め、チャネル変動1408と1410を使って(9)式の固有値を求める。このようにしてアンテナごとの固有値を計算する。そして固有値の最小パワーを比較し、固有値の最小パワーが最大であるアンテナを検出し、そのアンテナを示す制御信号3902を信号選択部3903に送出する。
信号選択部3903は、アンテナ401の受信信号から得られた信号408、410、406、アンテナ411の受信信号から得られた信号418、420、416、アンテナ1401の受信信号から得られた信号1408、1410、1406の中から、制御信号3902で示されるアンテナに対応する信号を選択信号3602、3603、3604として出力する。
次に本実施の形態の受信ユニット3800の動作を説明する。受信ユニット3800は、各受信アンテナ401、411、1401によって、複数の送信アンテナ110、120(図37)から送信された時空間符号化された信号を受信する。受信ユニット3800は、受信アンテナごとにチャネル変動値h1(t)、h2(t)を推定する。
そして受信ユニット3800は、アンテナ選択部3801によって、受信アンテナごとのチャネル変動値から、受信アンテナごとに(9)式に示すチャネル変動行列の固有値を算出する。アンテナ選択部3801は、固有値の最小パワーが最大であるアンテナ受信信号を選択する。これにより、実効受信電力が最大であるアンテナ受信信号が選択される。そして受信ユニット3800は、選択したアンテナ受信信号を復調することで受信データを得る。
かくして本実施の形態によれば、複数のアンテナから送信された時空間符号化信号を複数のアンテナで受信する受信装置において、各アンテナで受信された時空間符号化信号のチャネル変動行列の固有値を算出し、固有値の最小パワーが最も大きいアンテナ受信信号を選択して復調処理を行うようにしたことにより、実効受信電力の最も大きいアンテナ受信信号を選択して復調できるため、誤り率特性の良い受信データを得ることができる。
なおこの実施の形態では、送信アンテナが2つで、図35に示すような時空間符号を用いた場合について述べたが、送信アンテナの数は2つに限らず、時空間符号も図35に示すものに限らない。
(実施の形態14)
本実施の形態では、実施の形態13と同様に、複数アンテナから時間空間符号(Space Time Code)化された変調信号が送信された場合、受信側で、各アンテナ受信信号ごとのチャネル変動行列の固有値を求め、固有値の最小パワーの最も大きいアンテナ受信信号を選択して復調を行うようにする。但し、この実施の形態では、実施の形態13の特徴をOFDM通信に適用する場合について説明する。
図40に、時空間符号をOFDM変調して送信する場合のフレーム構成を示す。図35と比較すれば分かるように、同じ周波数帯域のサブキャリア1に時空間符号を配置するようにしている。因みに、他のサブキャリアにも同様に互いに対応する時空間符号を配置する。このような送信信号A、Bは、図37の拡散部104、114を逆離散フーリエ変換部(idft)に置き換えることで形成することができる。
図40に示すようなフレームの信号を受信する受信ユニットは、図38の逆拡散部405、415、1405を離散フーリエ変換部(dft)に置き換え、拡散信号Aのチャネル変動推定部407、417、1407をチャネルAのチャネル変動推定部に置き換え、拡散信号Bのチャネル変動推定部409、419、1409をチャネルBのチャネル変動推定部に置き換えるようにすればよい。但し、チャネルAのチャネル変動推定部ではサブキャリアごとのチャネル変動を推定するようにし、同様にチャネルBのチャネル変動推定部ではサブキャリアごとのチャネル変動を推定するようにする。
そしてアンテナ選択部3801では、サブキャリアごとに各アンテナで受信された時空間符号化信号のチャネル変動行列の固有値を算出し、サブキャリアごとに固有値の最小パワーが最も大きいアンテナ受信信号を選択するようにすればよい。
このようにすれば、実効受信電力が最大となるアンテナをサブキャリアごとに選択できるので、サブキャリアごとに最適なアンテナを選択できるようになる。この結果、全てのサブキャリアでの誤り率特性を向上させることができる。
かくして本実施の形態によれば、複数のアンテナから送信された時空間符号化されたOFDM変調信号を、複数のアンテナで受信する受信装置において、各アンテナで受信された時空間符号化信号のチャネル変動行列の固有値をサブキャリアごとに算出し、固有値の最小パワーが最も大きいアンテナ受信信号をサブキャリアとごとに選択して復調処理を行うようにしたことにより、サブキャリアごとに実効受信電力の最も大きいアンテナ受信信号を選択して復調できるため、全サブキャリアに亘って誤り率特性の良い受信データを得ることができる。
なおこの実施の形態では、時空間符号をOFDM変調して送信する場合のフレーム構成として図40に示すようなフレーム構成を例にとったが、図41に示すようなフレーム構成の信号を複数アンテナで受信する場合でも、受信アンテナごとのチャネル変動行列の固有値に基づいてアンテナを選択すれば、上述した実施の形態と同様に実効受信電力が最大のアンテナ受信信号を選択できるので、受信データの誤り率特性を向上させることができるようになる。因みに、図41に示す符号化は、時間−空間符号化に対して、一般に、時間−周波数符号化と呼ばれるものである。
すなわち、本発明による固有値を基準とした受信アンテナの選択方法は、時間−空間符号化に限らず、周波数−空間符号化や、時間−空間符号化と周波数−空間符号化を同時に行う周波数−時間−空間符号化に適用した場合にも、上述した実施の形態と同様の効果を得ることができる。
(実施の形態15)
上述した実施の形態13では、時空間符号化された受信信号を複数のアンテナで受信する場合に、各アンテナ受信信号のチャネル変動行列の固有値に基づいて受信アンテナを選択し(すなわち受信アンテナを1つだけ選択し)、選択した受信アンテナで得られた信号を復調することにより受信データを得ることを提案した。
これに対して、本実施の形態では、時空間符号化された受信信号を複数のアンテナで受信する場合に、各アンテナ受信信号のチャネル変動行列の固有値に基づいて各アンテナ受信信号を重み付け合成し、重み付け合成した受信信号を復調することにより受信データを得る方法および装置を提案する。
本実施の形態の固有値によるアンテナ受信信号の重み付け合成方法は、上述した実施の形態5の合成方法と似ている。但し、本実施の形態の合成方法と実施の形態5の合成方法は以下の点で相違する。
実施の形態5の合成方法では、先ず、複数のアンテナ受信信号の組み合わせを作り、各組み合わせごとにチャネル変動行列を形成し、組み合わせごとのチャネル変動行列の固有値を算出する。そして、各組み合わせのアンテナ受信信号とその組み合わせに対応するチャネル変動行列を使って各変調信号を分離すると共に、各組み合わせで分離した変調信号を分離の際に用いたチャネル変動行列の固有値を使って重み付け合成した。
これに対して、本実施の形態の合成方法では、各アンテナ受信信号ごとに(9)式に示したようなチャネル変動行列を作り、各アンテナ受信信号ごとのチャネル変動行列の固有値を計算する。そしてその固有値に基づいて各アンテナ受信信号を重み付け合成する。このように本実施の形態では、実施の形態5のようにアンテナ受信信号の組み合わせを作ることなく、各アンテナ受信信号個別にチャネル変動行列を作り、各アンテナ受信信号個別に固有値を求める。これが可能なのは、受信信号が時空間符号化された信号だからである。
実施の形態5で説明した図18との対応部分に同一符号を付して示す図42に、本実施の形態による受信装置の受信ユニット4200の構成を示す。図18の受信ユニット1800と本実施の形態の受信ユニット4200との違いは、信号処理部4201の構成である。なお受信ユニット4200は、図37に示す送信ユニット3700から送信された図35に示すような時空間符号化された信号を受信する。
図43に、信号処理部4201の構成を示す。信号処理部4201は固有値計算部4301及び合成部4303を有する。固有値計算部4301には、各アンテナ受信信号から得られたチャネル変動408と410、418と420、1408と1410が入力される。固有値計算部4301はチャネル変動408と410を使って(9)式の固有値を求める。同様に、固有値計算部4301はチャネル変動418と420を使って(9)式の固有値を求め、チャネル変動1408と1410を使って(9)式の固有値を求める。このようにしてアンテナごとの固有値を計算する。そして固有値計算部4301は、各アンテナごとに求めた固有値の中から固有値パワーの最小のものを、各アンテナごとに求め、それを各アンテナ受信信号の固有値パワーP1、P2、P3として出力する。つまり、固有値計算部4301は固有値信号4302として各アンテナ401、411、1401についての固有値パワーP1、P2、P3を出力する。
合成部4303は、入力信号408、410、406を(9)式に当てはめ、(9)式の逆行列演算を行うことにより、拡散信号Aの受信直交ベースバンド信号Ra1、拡散信号Bの受信直交ベースバンド信号をRb1を求める。同様に合成部4303は、入力信号418、420、416を(9)式に当てはめ、(9)式の逆行列演算を行うことにより、拡散信号Aの受信直交ベースバンド信号Ra2、拡散信号Bの受信直交ベースバンド信号をRb2を求める。同様に合成部4303は、入力信号1408、1410、1406を(9)式に当てはめ、(9)式の逆行列演算を行うことにより、拡散信号Aの受信直交ベースバンド信号Ra3、拡散信号Bの受信直交ベースバンド信号をRb3を求める。
次に、合成部4303は、これら拡散信号Aの受信直交ベースバンド信号Ra1、Ra2、Ra3、拡散信号Bの受信直交ベースバンド信号Rb1、Rb2、Rb3を各アンテナの固有値パワーP1、P2、P3を用いて重み付け合成する。具体的には、重み付け合成後の拡散信号Aの受信直交ベースバンド信号4202をRa、重み付け合成後の拡散信号Bの受信直交ベースバンド信号4203をRbとすると、次式によりRa、Rbを求める。
このように各アンテナごとの固有値パワーによって各アンテナ受信信号を重み付けして合成することにより、正確な拡散信号A、Bの受信直交ベースバンド信号を得ることができる。これは、各アンテナ受信信号のチャネル変動行列の固有値パワーが、各アンテナ受信信号の実効受信電力に相当する値であるからである。
信号処理部4201により得られた拡散信号Aの受信直交ベースバンド信号4202、拡散信号Bの受信直交ベースバンド信号4203は、図示しない復調部及び復号化部により復調、復号化され、受信ディジタル信号とされる。
これにより、実効受信電力の大きい拡散信号A、Bの受信直交ベースバンド信号4202、4203を用いてデータを復調することができるので、誤り率特性の向上した受信ディジタル信号を得ることができる。
かくして本実施の形態によれば、複数のアンテナから送信された時空間符号化信号を複数のアンテナで受信する受信装置において、各アンテナで受信された時空間符号化信号のチャネル変動行列の固有値を算出し、各アンテナごとの固有値パワーを用いて各アンテナ受信信号を重み付け合成するようにしたことにより、実効受信電力の大きい受信信号を得ることができるので、誤り率特性の良い受信データを得ることができる。
なおこの実施の形態では、チャネル変動行列の固有値のパワーを重み付け係数とし、この係数により受信直交ベースバンド信号を重み付け合成する方法について説明したが、これに限ったものではない。
例えば、“A simple transmit diversity technique for wireless communications”IEEE Journal on Select Areas in Communications,vol.16, no.8, October 1998で示されているMLD(Maximum Likelihood Detection)に対する重み付け係数として、本実施の形態で説明したチャネル変動行列の固有値のパワーを用いてもよい。MLDを行う際の復調、復号化の際の重み付け係数としてチャネル変動行列の固有値のパワーを用いると受信品質が向上する。これは後述する実施の形態16についても同様である。
(実施の形態16)
本実施の形態では、実施の形態15と同様に、時間空間符号化された変調信号が送信された場合、受信側で、各アンテナ受信信号ごとのチャネル変動行列の固有値を求め、各アンテナの固有値パワーを用いて各アンテナ受信信号を重み付け合成する。但し、この実施の形態では、実施の形態15の特徴をOFDM通信に適用する場合について説明する。
つまり、本実施の形態の受信装置は、図40に示すようなフレーム構成の信号を受信する。本実施の形態の受信装置の受信ユニットは、図42の逆拡散部405、415、1405を離散フーリエ変換部(dft)に置き換え、拡散信号Aのチャネル変動推定部407、417、1407をチャネルAのチャネル変動推定部に置き換え、拡散信号Bのチャネル変動推定部409、419、1409をチャネルBのチャネル変動推定部に置き換えるようにすればよい。但し、チャネルAのチャネル変動推定部ではサブキャリアごとのチャネル変動を推定するようにし、同様にチャネルBのチャネル変動推定部ではサブキャリアごとのチャネル変動を推定するようにする。
そして信号処理部4201では、サブキャリアごとに各アンテナで受信された時空間符号化信号のチャネル変動行列の固有値を算出し、サブキャリアごとに実施の形態15で説明した固有値パワーを重み係数として用いた重み付け合成を行う。
このようにすれば、周波数選択性フェージング等の影響により、キャリアごとに実効受信電力が大きく異なった場合でも、キャリアごとに固有値のパワーを重み係数とした各アンテナ受信信号の合成を行うことにより、全キャリアに亘って誤り率特性を向上させることができる。
かくして本実施の形態によれば、時空間符号化されたOFDM信号を複数アンテナで受信する場合に、実施の形態15で説明した各受信アンテナで得られた受信信号をチャネル変動行列の固有値に基づいて重み付け合成するといった処理を、キャリアごとに行うようにしたことにより、受信した時空間符号化されたOFDM信号の誤り率特性を全キャリアに亘って向上し得る受信装置を実現することができる。
(実施の形態17)
本実施の形態では、畳み込み符号化した信号を、さらに時空間ブロック符号化処理して複数のアンテナから送信する場合の、受信側での復調処理について説明する。
実施の形態1で説明した図1との対応部分に同一符号を付して示す図44に、本実施の形態の送信装置の送信ユニット4400の構成を示す。送信ユニット4400の誤り訂正符号化部4401、4405は、それぞれディジタル信号101、111を入力とし、例えば畳み込み符号化を施し、符号化したディジタル信号4402、4406を時空間ブロック符号化部4403に送出する。
時空間ブロック符号化部4403は、符号化されたディジタル信号3903、3906を入力とし、このディジタル信号3903、3906に対して(9)式に示すような時空間ブロック符号化を施すことにより、図35のようなフレーム構成の変調信号Aの送信ディジタル信号4404(図35の送信信号Aに相当する)、変調信号Bの送信ディジタル信号4407(図35の送信信号Bに相当する)を出力する。
なお(9)式のような時空間ブロック符号の方式は、文献“A Simple Transmit Diversity Technique for Wireless Communications,” IEEE Journal on Select Areas in Communications, vol.16, no.8, October 1998にも示されている。ここでは、送信アンテナ数2、送信する変調信号数2の場合を例に説明しているが、これに限ったものではなく、送信アンテナ数が増えた場合の時空間ブロック符号の方法は、文献“Space-Time Block Codes from Orthogonal Design” IEEE Transactions on Information Theory, pp.1456-1467, vol.45, no.5, July 1999等にも示されている。因みに、畳み込み符号等の誤り訂正符号化は、各変調信号に対し施される。
図4との対応部分に同一符号を付して示す図45に、本実施の形態の受信装置の受信ユニット4500の構成を示す。受信ユニット4500の信号分離部4501は、拡散信号Aのチャネル変動推定信号408((9)式のh1に相当する)、拡散信号Bのチャネル変動推定信号410((9)式のh2に相当する)、逆拡散後の受信直交ベースバンド信号406((9)式のR1、R2に相当する)を入力とし、(9)式の逆行列演算を行うことにより、ベースバンド信号4502((9)式におけるS1に相当するベースバンド推定信号)、ベースバンド信号4503((9)式におけるS2に相当するベースバンド推定信号)を求めてこれを出力する。
固有値計算部4504は拡散信号Aのチャネル変動推定信号408、拡散信号Bのチャネル変動推定信号410を入力とし、これを用いて(9)式の行列を作り、その行列の固有値を計算し、固有値信号4505を出力する。
軟判定計算部4506はベースバンド信号4502、固有値信号4505を入力とし、実施の形態7と同様に、(5)式に示すようにして軟判定値を求める。このとき(5)式における重み付け係数Ca(t)×D(t)に、固有値信号4505から求めた係数、例えば固有値の最小パワーを用いることで軟判定値4507を求めてこれを出力する。誤り訂正部4508は軟判定値4507を入力とし、軟判定値4507に対して誤り訂正復号化処理を施し、これにより得た受信ディジタル信号4509を出力する。
同様に、軟判定計算部4510はベースバンド信号4503、固有値信号4505を入力とし、実施の形態7と同様に、(6)式に示すようにして軟判定値を求める。このとき(6)式における重み付け係数Cb(t)×D(t)に、固有値信号4505から求めた係数、例えば固有値の最小パワーを用いることで軟判定値4511を求めてこれを出力する。誤り訂正部4512は軟判定値4511を入力とし、軟判定値4511に対して誤り訂正復号化処理を施し、これにより得た受信ディジタル信号4513を出力する。
かくして本実施の形態によれば、畳み込み符号と時空間符号を組み合わせた送信信号を受信する受信装置において、時空間符号のチャネル変動行列の固有値を用いて受信信号の軟判定値を重み付けるようにしたことにより、軟判定値に実効受信電力に基づく適切な尤度をもたせることが可能となり、復号後の受信データの誤り率特性を向上させることができるようになる。
つまり、本実施の形態では、畳み込み符号化と時空間ブロック符号化とを組み合わせた場合についても、実施の形態7と同様に、固有値を用いて軟判定値を重み付けすれば、受信データの誤り率特性を向上し得ることを示した。
因みに、本発明によるチャネル変動行列の固有値を用いて軟判定値を重み付けする方法は、実施の形態7や本実施の形態に限らず、要は、多重された変調信号をチャネル変動行列を用いた演算によって分離する処理を行い、さらに畳み込み符号化などが施され、軟判定復号を行う場合に広く適用することができる。
(実施の形態18)
上述した実施の形態5では、複数のアンテナ受信信号の組み合わせを作り、各組み合わせごとにチャネル変動行列を形成し、組み合わせごとのチャネル変動行列の固有値を算出し、各組み合わせのアンテナ受信信号とその組み合わせに対応するチャネル変動行列を使って各変調信号を分離すると共に、各組み合わせで分離した変調信号を分離の際に用いたチャネル変動行列の固有値を使って重み付け合成することを提案した。
これに対して、本実施の形態では、複数のアンテナ受信信号の組み合わせを作り、各組み合わせごとにチャネル変動行列を形成し、組み合わせごとのチャネル変動行列の固有値を算出し、各組み合わせのアンテナ受信信号とその組み合わせに対応するチャネル変動行列を使って各変調信号を分離することまでは実施の形態5と同じである。しかし、本実施の形態では、各組み合わせで分離した変調信号の受信点と各候補点とのユークリッド距離(ブランチメトリック)を分離の際に用いたチャネル変動行列の固有値を使って重み付け合成し、重み付け合成後の軟判定値を判定する点で、実施の形態5と異なる。
本実施の形態では、図1に示す構成の送信ユニット100から送信された、図3に示すようなフレーム構成の信号を受信する場合について説明する。
本実施の形態の受信ユニットは、実施の形態5で説明した図18の受信ユニット1800の信号処理部1801の構成が異なることを除いて、受信ユニット1800と同様の構成でなる。したがって、本実施の形態では、信号処理部の構成のみ説明する。
図46に、本実施の形態による信号処理部4600の構成を示す。すなわち、本実施の形態の受信ユニットは、図18の受信ユニット1800の信号処理部1801を、図46の信号処理部4600に置き換えた構成となる。
信号処理部4600の固有値計算部4608は、1組目として、チャネル変動推定信号408、410、418、420を(3)式の行列に当てはめ、この行列の固有値のパワーの最も小さいものの値P1を求め、この固有値パワーP1を出力する。同様に固有値計算部4608は、2組目として、チャネル変動推定信号408、410、1408、1410を(3)式の行列に当てはめ、この行列の固有値のパワーの最も小さいものの値P2を求め、この固有値パワーP2を出力する。同様に固有値計算部4608は、3組目として、チャネル変動推定信号418、420、1408、1410を(3)式の行列に当てはめ、この行列の固有値のパワーの最も小さいものの値P3を求め、この固有値パワーP3を出力する。
信号分離部4601は、1組目として、信号408、410、406、418、420、416を(3)式に当てはめ、その逆行列演算を行うことにより、拡散信号Aの受信直交ベースバンド信号4602(Ra1)、拡散信号Bの受信直交ベースバンド信号4605(Rb1)を求めてこれを出力する。同様に、2組目として、信号408、410、406、1408、1410、1406を(3)式に当てはめ、その逆行列演算を行うことにより、拡散信号Aの受信直交ベースバンド信号4603(Ra2)、拡散信号Bの受信直交ベースバンド信号4606(Rb2)を求めてこれを出力する。同様に、3組目として、信号418、420、416、1408、1410、1406を(3)式に当てはめ、その逆行列演算を行うことにより、拡散信号Aの受信直交ベースバンド信号4604(Ra3)、拡散信号Bの受信直交ベースバンド信号4607(Rb3)を求めてこれを出力する。
軟判定値計算部4609は、拡散信号Aの受信直交ベースバンド信号4602(Ra1)、固有値パワー信号P1を入力とし、受信直交ベースバンド信号4602(Ra1)を固有値パワー信号P1で重み付けることで軟判定値4610を求めこれを出力する。そのときの動作を図47を用いて説明する。
図47は同相I―直交Q平面におけるQPSKの信号点配置であり、4701はQPSKの信号点であり、[0,0],[0,1],[1,0],[1,1]は送信ビットを表している。4702は受信直交ベースバンド信号の位置を示しており、ここでは拡散信号Aの受信直交ベースバンド信号4602(Ra1)の位置を示している。QPSKの信号点4701と受信直交ベースバンド信号4602(Ra1)との信号点のそれぞれのユークリッド距離をD1[0,0],D1[0,1],D1[1,0],D1[1,1]とする。軟判定値計算部4609は、P1×D12[0,0],P1×D12[0,1],P1×D12[1,0],P1×D12[1,1]を求めて、これを軟判定値信号4610として出力する。
同様に、軟判定値計算部4611は、拡散信号Aの受信直交ベースバンド信号4603(Ra2)、固有値パワー信号P2を入力とし、受信直交ベースバンド信号4603(Ra2)を固有値パワー信号P2で重み付けることで軟判定値4612を求めこれを出力する。実際には、図47において、QPSKの信号点4701と受信直交ベースバンド信号4603(Ra2)との信号点のそれぞれのユークリッド距離をD2[0,0],D2[0,1],D2[1,0],D2[1,1]とするとき、P2×D22[0,0],P2×D22[0,1],P2×D22[1,0],P2×D22[1,1]を求めて、これを軟判定値信号4612として出力する。
同様に、軟判定値計算部4613は、拡散信号Aの受信直交ベースバンド信号4604(Ra3)、固有値パワー信号P3を入力とし、受信直交ベースバンド信号4604(Ra3)を固有値パワー信号P3で重み付けることで軟判定値4614を求めこれを出力する。実際には、図47において、QPSKの信号点4701と受信直交ベースバンド信号4604(Ra3)との信号点のそれぞれのユークリッド距離をD3[0,0],D3[0,1],D3[1,0],D3[1,1]とするとき、P3×D32[0,0],P3×D32[0,1],P3×D32[1,0],P3×D32[1,1]を求めて、これを軟判定値信号4614として出力する。
このように軟判定値計算部4609、4611、4613では、各組み合わせで分離した変調信号の受信点と各候補点とのユークリッド距離を、分離の際に用いたチャネル変動行列の固有値を使って重み付ける計算が行われる。
判定部4621は、軟判定値信号4610、4612、4614を入力とし、P1×D12[0,0]+P2×D22[0,0]+P3×D32[0,0]およびP1×D12[0,1]+P2×D22[0,1]+P3×D32[0,1]およびP1×D12[1,0]+P2×D22[1,0]+P3×D32[1,0]およびP1×D12[1,1]+P2×D22[1,1]+P3×D32[1,1]を求める。そして判定部4621は、求めた4つの値の中で最も小さいものを探索し、例えば、P1×D12[0,0]+P2×D22[0,0]+P3×D32[0,0]が最も小さい場合には、送信ビットが[0,0]であったと判定し、これを受信ディジタル信号4622として出力する。
以上、軟判定値計算部4609、4611、4613、判定部4621による拡散信号Aについての軟判定値の計算及び判定動作について説明したが、拡散信号Bについては、軟判定値計算部4615、4617、4619、判定部4623によって同様の軟判定値の計算及び判定動作が行われ、受信ディジタル信号4624が得られる。
かくして本実施の形態によれば、複数のアンテナ受信信号の組み合わせを作り、各組み合わせごとにチャネル変動行列を形成し、組み合わせごとのチャネル変動行列の固有値を算出し、各組み合わせのアンテナ受信信号とその組み合わせに対応するチャネル変動行列を使って各変調信号を分離し、各組み合わせで分離した変調信号の受信点と各候補点とのユークリッド距離を分離の際に用いたチャネル変動行列の固有値を使って重み付けし、ユークリッド距離(ブランチメトリック)の最も小さい候補信号点を受信点としたことにより、実効受信電力が大きなアンテナ受信信号ほど尤度を高くしたビット判定処理を行うことができ、受信データの誤り率特性を向上させることができる。
このように本実施の形態では、実施の形態5と比較して、組み合わせごとにアンテナ受信信号を分離し、分離したアンテナ受信信号を組み合わせごとの固有値を用いて重み付け合成する点では一致するものの、重み付け合成する方法が異なる。
本実施の形態と実施の形態5を比較すると、実施の形態5の方法は、本実施の形態よりユークリッド距離を求める演算数が少ないため、回路規模が小さくなるというメリットがある。一方、誤り率特性の点では、実施の形態5より、本実施の形態は優れている。いずれにしても、固有値を重み付けの係数として使用することで、優れた誤り率特性を得ることができることは、実施の形態5、本実施の形態で共通である。
なお本実施の形態をOFDM通信に適用することもできる。本実施の形態をOFDM通信に適用する場合には、本実施の形態と実施の形態6の説明を統合して考えればよい。つまり、本実施の形態の方法をサブキャリアごとに行えばよい。
さらに本実施の形態の方法は、畳み込み符号や、ターボ符号、低密度パリティ符号等の誤り訂正符号が施された信号を受信した場合にも適用することができる。この場合、上述した重み付け合成方法でブランチメトリックを求め、このブランチメトリックを使ってパスメトリックを求めて復号すればよい。
(実施の形態19)
本実施の形態では、実施の形態18の受信方法に、誤り訂正復号処理を加えた受信方法を提案する。すなわち、送信側において、実施の形態7で説明したように畳み込み符号等を用いた誤り訂正符号化を施した信号を送信し、受信側において、実施の形態18で説明したように受信信号を固有値を用いて重み付け合成した後に、誤り訂正復号処理を行うようにする。
本実施の形態の受信装置は、実施の形態7で説明した図20に示すような誤り訂正符号化部2001、2002を有し、畳み込み符号化した信号を送信する送信ユニット2000により送信された信号を受信するものとする。
本実施の形態の受信ユニットは、実施の形態5で説明した図18の受信ユニット1800の信号処理部1801の構成が異なることを除いて、受信ユニット1800と同様の構成でなる。したがって、本実施の形態では、信号処理部の構成のみ説明する。
図48に、本実施の形態による信号処理部4800の構成を示す。すなわち、本実施の形態の受信ユニットは、図18の受信ユニット1800の信号処理部1801を、図48の信号処理部4800に置き換えた構成となる。
また本実施の形態の信号処理部4800は、実施の形態18で説明した図46の判定部4621、4623を誤り訂正部4801、4803に置き換えただけなので、他の部分については図46と同一符号を付してその説明は省略する。
誤り訂正部4801は、軟判定値信号4610、4612、4614を入力としP1×D12[0,0]+P2×D22[0,0]+P3×D32[0,0]およびP1×D12[0,1]+P2×D22[0,1]+P3×D32[0,1]およびP1×D12[1,0]+P2×D22[1,0]+P3×D32[1,0]およびP1×D12[1,1]+P2×D22[1,1]+P3×D32[1,1]からメトリックを求め、例えばビタビ復号を行い誤り訂正を行うことにより受信ディジタル信号4802を得てこれを出力する。
誤り訂正部4803も誤り訂正部4801と同様に、固有値により重み付け合成した各候補信号点とのユークリッド距離からメトリックを求め、ビタビ復号等の誤り訂正を行うことにより受信ディジタル信号4804を得てこれを出力する。
図49に、本実施の形態のシミュレーション結果を示す。このシミュレーションでは、一例として、畳み込み符号を用い、受信アンテナ数が2、3、4のときの、Eb/No(bit-to-noise spectral density ratio)とBER(bit error rate)の関係を調べた。因みに、図49において、4901は受信アンテナ数2、4902は受信アンテナ数3、4903は受信アンテナ数4のときの特性を示している。図49からも分かるように、本実施の形態の構成を用いれば、特に受信アンテナ数を増加させるほど、非常に優れた誤り率特性を得ることができる。
かくして本実施の形態によれば、実施の形態18の構成に加えて、誤り訂正復号処理を行うようにしたことにより、誤り率特性の非常に良い受信装置を得ることができる。
なおこの実施の形態では、実施の形態18の方法と軟判定復号を組み合わせた方法について説明したが、実施の形態5の方法と軟判定復号を組み合わせ方法でも同様な効果を得ることができる。
(他の実施の形態)
なお上述した実施の形態では、チャネル変動行列の固有値を用いることで、実効受信電力を加味した復調処理を行う受信装置を中心に説明した。ここで固有値は、そのまま用いてもよいし、近似して用いるようにしてもよい。固有値を求める近似方法としては、例えばチャネル変動行列の各要素のパワーを等しくして固有値を求めるなど、チャネル変動行列の要素に対して近似を施す方法もある。ここでチャネル変動行列の各要素のパワーを等しくするという近似を行う場合には、チャネル変動行列の各要素の位相のみで固有値を求めることになる。したがって、チャネル変動行列の各要素の位相のみを考慮して、アンテナ選択、アンテナ合成、復号などの制御を行うことになる。この場合、各アンテナの受信レベルを共通制御する必要が必ずしもあるわけではない。
換言すると、本発明による固有値を用いた復調方法においては、固有値を実効受信電力を反映した適切なものとするために、大別して2つの方法がある。その一つは、各アンテナでの受信信号レベルがほぼ等しくなるように受信信号レベルを補正したり、受信信号レベルに応じて固有値を補正する方法である。もう一つは、チャネル変動の各要素の位相のみから固有値を求める方法である。
また上述した固有値を用いた軟判定復号方法の説明において、固有値の最小パワーを重み付け係数としているがこれに限ったものではなく、例えば固有値を入力としその固有値から重み付け係数を求めてもよい。但し、固有値の最小パワーを重み付け係数とした場合、誤り率特性の非常に良い受信データが得られる。
また上述した実施の形態では、固有値の最小パワーを重み付け係数として軟判定復号を行う場合について述べたが、硬判定復号において固有値の最小パワーを重み付け係数として用いるようにしても、誤り率特性を向上させることができる。