CN1830158B - 在使用多入多出自适应天线阵列方案的无线通信***中发送/接收信号的***和方法 - Google Patents

Abstract

公开的是用于在使用多入多出自适应天线阵列方案的无线通信***中发送/接收信号的方法和***。第一接收器使用接收信号的解扩信号计算接收权重值以产生用于第一接收器的接收波束，并且使用计算出的接收权重值计算发送权重值以生成第二发送器的发送波束，从而产生包括发送权重值的反馈信息。第一发送器将反馈信息发送给第二接收器。第二接收器接收反馈信息并且第二发送器从第二接收器中接收到的反馈信息中检测发送权重值，并且产生对应于检测到的发送权重值的发送波束，以便通过对信号应用该波束来发送信号。

Description

在使用多入多出自适应天线阵列方案的无线通信***中发送/接收信号的***和方法

本申请要求于2003年7月26日在韩国知识产权局提交的名为“SystemAnd Method For Transmitting/Receiving Signal In Mobile CommunicationSystem Using Multiple Input Multiple Output Adaptive Antenna Array Scheme”的申请No.2003-51830的优先权，其全部内容援引于此以供参考。

技术领域

本发明涉及移动通信***，尤其涉及在使用多入多出自适应天线阵列方案的无线通信***中发送/接收信号的***和方法。

背景技术

分组业务通信***已经被开发为下一代移动通信***。这种分组业务通信***向多个移动台发送突发分组数据(burst packet data)，并且适用于发送海量存储数据。最近，一直在开发各种分组业务通信***来提供高速分组业务。3GPP(第三代合作项目)是为提供异步通信***标准而建立的一个协会，它建议了高速下行链路分组接入(下面简称为“HSDPA”)方案来提供高速分组业务。此外，3GPP2(第三代合作项目2)是为提供同步通信***标准而建立的一个协会，它建议了1x EV-DO/V(1x演进数据专用/话音)方案以提供高速分组业务。HSDPA和1xEV-DO/V方案都建议使用高速分组业务以便容易地传输因特网业务，例如web业务。当提供这样的高速分组业务时，必须对峰值吞吐量和平均吞吐量进行优化以便容易地传输分组数据和诸如话音业务之类的电路数据。

特别地，为了允许使用HSDPA方案的通信***(下面简称为“HSDPA通信***”)来传输高速分组数据，为HSDPA通信***新提供了三种方案。这三种新方案包括自适应调制和编码(下面简称为“AMC”)方案、混合自动重传请求(下面简称为“HARQ”)方案和快速小区选择(下面简称为“FAC”)方案。HSDPA通信***通过使用AMC方案、HARQ方案和FCS方案提高其数据传输速率。这里以HSDPA通信***作为例子进行描述，而也可以提供使用1x EV-DO/V方案(下面简称为“1x EV-DO/V通信***”)的通信***以提高数据传输速率。为了提高1x EV-DO/V通信***的性能，必须增加其数据传输速率。除了诸如AMC方案、HARQ方案和FCS方案之类的上述新方案之外，还可以使用多天线方案以便在克服分配带宽的限制的同时增加数据传输速率。这种多天线方案使用空间域以克服频域带宽资源的限制。

下面将描述多天线方案。

首先，构建移动通信***使得它通过基站与多个移动台通信。如果基站向移动台发送高速数据，则由于无线信道的特性可能会发生衰落现象。为了克服衰落现象，提出了作为一种多天线方案的发送天线分集方案。根据发送天线分集方案，通过至少两根天线发送信号，使得可以最小化由衰落现象引起的数据传输损耗，从而增加数据传输速率。

通常与有线信道环境不同，存在于移动通信***中的无线信道环境受到多种参数的影响，例如多径干扰、遮蔽、波衰减、噪声和干扰。在这种情况下，无线信道可能接收到畸变于原始发送信号的信号。由多径干扰引起的衰落现象与移动台的移动性密切相关，并且无线信道可能接收到由于衰落现象而混杂有干扰信号的发送信号。因此，在无线信道中接收到的信号畸变于原始发送信号，从而移动通信***的性能恶化。衰落现象可以使在无线信道上接收的信号的幅度和相位畸变，因此衰落现象称为在无线信道环境中干扰高速数据通信的主要因素。已经开展了各种探讨和深入研究来解决衰落现象。为了在移动通信***中传输高速数据，需要最小化由移动通信信道的特性引起的损耗，例如衰落现象和用户的干扰。为了防止衰落现象引起的不稳定的通信，在无线通信***中采用各种分集方案。一种这样的分集方案是使用多天线的空间分集方案。

提出了发送天线分集方案以便有效地解决衰落现象。根据发送天线分集方案，无线信道接收经历了衰落现象的多个发送信号，以便纠正由衰落现象引起的信号畸变。发送天线分集方案包括时间分集方案、频率分集方案、多径分集方案和空间分集方案。为了发送高速数据，移动通信***必须减少对移动通信***性能产生负面影响的衰落现象。衰落现象可以将信号的幅度降低几个分贝到几十分贝。因此，使用分集方案以便解决上述衰落现象。例如，码分多址(下面称为“CDMA”)方案采用能够使用信道的延迟扩展(delayspread)获得分集功能的耙式接收器(rake receiver)。这里，耙式接收器是能够接收多径信号的接收分集型接收器。然而，接收分集型耙式接收器的缺点在于，如果信道具有相对较小的延迟扩展，则它无法获得所需的分集增益。

时间分集方案可以使用交错和编码方案来有效地处理在无线信道环境中出现的突发错误。通常，在多普勒扩展信道中使用时间分集方案。然而，根据上述时间分集方案，在低速多普勒扩展信道中分集效果降低。在具有相对较小延迟扩展的信道中通常使用空间分集方案。例如，在作为低速多普勒扩展信道的室内信道和步行信道(pedestrian channel)中使用空间分集方案。根据空间分集方案，使用至少两根天线来获得分集增益。如果通过一根天线发送的信号由于衰落现象而衰减，则在信道中接收通过另一根天线发送的信号，从而获得分集增益。这里，空间分集方案分为使用多根接收天线的接收天线分集方案、使用多根发送天线的发送天线分集方案以及使用多根接收天线和多根发送天线的多入多出(multiple input multiple output)(下面简称为MIMO)方案。

下面将描述发送/接收天线分集方案之一的MIMO自适应天线阵列(下面简称为“MIMO-AAA”)方案。

根据MIMO-AAA方案，通过包括多根接收天线的天线阵列接收信号，并且对接收到的信号的信号向量施加预定的权重向量，使得可以最大化在特定发送方向上发送到接收器的期望信号的强度，并且可以最小化在不适当发送方向上发送到接收器的任何不期望信号的强度(即，不适当地发送到接收器的任何不期望信号的强度)。此外，接收器在计算信号的发送权重向量之后向发送器发送信号，使得可以有效地重新产生从发送器发送到接收器的信号的波束。即，根据上述MIMO-AAA方案，当在接收器中接收到信号时，仅仅将所需的信号最大地放大，并且以最大强度将该信号向接收器发送，从而可以改善话音质量以及扩大服务区域。

尽管上述MIMO-AAA方案可以适用于使用频分多址(下面简称为“FDMA”)方案、时分多址(下面简称为“TDMA”)方案或码分多址(下面简称为“CDMA”)方案的各种移动通信***，但为了说明方便起见，将结合使用CDMA方案的移动通信***(下面简称为“CDMA”移动通信***)描述MIMO-AAA方案。

下面将参照图1描述CDMA移动通信***的发送器和接收器的组件。

图1是一般CDMA移动通信***的发送器和接收器的方框图。

在说明图1之前，要注意下面进行的描述是基于CDMA移动通信***采用MIMO-AAA方案这一假设的。因此，发送器和接收器必须分别具有多根发送天线和多根接收天线。然而，根据图1，发送器和接收器没有单独的发送天线和接收天线，而是使用双工器通过时分方案让发送器和接收器使用相同的天线。此外，根据图1，使用N根天线。此外，发送器和接收器可以是基站或移动台。

下面将描述CDMA移动通信***的发送器。

参照图1，发送器包括编码器101、交错器103、发送波束生成器105、信号处理器107、多个扩展器(包括第一到第N扩展器111、121、...、和131)和N个射频(下面简称为“RF”)处理器(包括第一到第N RF处理器113、123、...、和133)。此外，双工器140公共地用于发送器和接收器，并且包括第一到第N天线141、143、...、和145在内的N根天线也公共地用于发送器和接收器。

首先，如果产生了要发送的数据，则将该数据输入到编码器101。编码器101使用预定编码方法编码数据，并且将信号输出到交错器103。这里，编码方法包括turbo编码方法或卷积编码方法。在从编码器101接收到信号后，交错器103通过预定交错方案交错信号以防止突发错误，并且将信号输出到发送波束生成器105。这里，从交错器103输出的信号表示为“z_k′”。然后，信号处理器基于从交错器输出的信号z_k′计算权重值，并且将信号输出到发送波束生成器105。然后，发送波束生成器105通过考虑从交错器103输出的信号z_k′和在信号处理器107中计算出的权重值生成发送波束，并且将发送波束输出到第一到第N扩展器11 1、121、...、和131。即，发送波束生成器105接收从交错器103输出的信号，产生发送波束，并且将发送波束发送给第一到第N扩展器111、121、...、和131中的每一个，使得发送波束可以通过第一到第N天线141、143、...、和145中的每一根发送。这里，产生发送波束的过程与本发明没有直接关系，因此将省略对其的详细描述。

从发送波束生成器105输出的信号集合表示为“y _k′”。即，y _k′是从发送波束生成器105生成并映射到第k天线的信号集合。

第一扩展器111接收从发送波束生成器105输出的信号y ₁′，并且使用预定的扩展码对信号y ₁′扩展。之后，第一扩展器111将信号y ₁′输出到第一RF处理器113。在接收到来自第一扩展器111的信号后，第一RF处理器113关于该信号执行RF处理，并且将信号输出到双工器140。这里，每个RF处理器都包括放大器、变频器、滤波器和模量转换器，以便处理RF信号。此外，第二扩展器121接收从发送波束生成器105输出的信号y ₂′，并且使用预定的扩展码对信号y ₂′扩展。之后，第二扩展器121将信号y ₂′输出到第二RF处理器123。在接收到来自第二扩展器121的信号后，第二RF处理器123关于该信号执行RF处理，并且将信号输出到双工器140。类似地，第N扩展器131接收从发送波束生成器105输出的信号y _N′，并且使用预定的扩展码对信号y _N′扩展。之后，第N扩展器131将信号y _N′输出到第N RF处理器133。在接收到来自第N扩展器131的信号后，第N RF处理器133关于该信号执行RF处理，并且将信号输出到双工器140。

双工器140在控制器(未示出)的控制下通过调度信号的发送时刻和接收时刻来控制信号发送/接收操作。此外，根据双工器140的信号发送/接收操作，第一到第N天线141、143、...、和145可以用作发送天线(Tx.ANT)或接收天线(Rx.ANT)。

下面将描述CDMA移动通信***的基站的接收器。

接收器包括N个RF处理器(包括第一到第N RF处理器151、161、...、和171)、N个多径搜索器(包括对应于RF处理器的第一到第N多径搜索器153、163、...、173)、用于处理由多径搜索器搜索的有关L个多径的信号的L个指状件(finger)(包括第一到第L指状件180-1、180-2、...、180L)、用于合并从L个指状件输出的多径信号的多径合并器191、解交错器193和解码器195。

首先，从多个发送器发送的信号通过多径衰落无线信道在N个天线中接收。双工器140将通过第一天线141接收到的信号输出到第一RF处理器151。在接收到来自双工器140的信号后，第一RF处理器151关于该信号执行RF处理以将信号转换成基带数字信号。然后，第一RF处理器151将基带数字信号发送给第一多径搜索器153。在接收到来自第一RF处理器151的信号后，第一多径搜索器153将基带数字信号分为L个多径分量，并且将多径分量分别输出到第一到第L指状件180-1、180-2、...、180L。这里，第一到第L指状件180-1、180-2、...、180L中的每一个与L个多径中的每一个一对一映射，以处理多径分量。由于必须结合通过N根接收天线接收的每个信号考虑L个多径，因此必须对N×L个信号执行信号处理。在这N×L个信号中，具有相同路径的信号输出到同一指状件。

此外，双工器140将通过第二天线143接收到的信号输出到第二RF处理器161。在接收到来自双工器140的信号后，第二RF处理器161对信号执行RF处理以将信号转换成基带数字信号。然后，第二RF处理器161将基带数字信号发送给第二多径搜索器163。在接收到来自第二RF处理器161的信号后，第二多径搜索器163将基带数字信号分为L个多径分量，并且将多径分量分别输出到第一到第L指状件180-1、180-2、...、180L。

类似地，双工器140将通过第N天线145接收到的信号输出到第N RF处理器171。在接收到来自双工器140的信号后，第N RF处理器171对信号执行RF处理以将信号转换成基带数字信号。然后，第N RF处理器171将基带数字信号发送给第N多径搜索器173。在接收到来自第N RF处理器171的信号后，第N多径搜索器173将基带数字信号分为L个多径分量，并且将多径分量分别输出到第一到第L指状件180-1、180-2、...、180L。

以这种方式，在通过N根天线接收到的信号中，L个多径信号输入到同一指状件。例如，第一到第N天线141到145的第一多径信号输入到第一指状件180-1，而第一到第N天线141到145的第L多径信号输入到第L指状件180-L。同时，即使向/从第一到第L指状件180-1到180-L输入/输出不同的信号，但第一到第L指状件180-1到180-L具有相同的结构和操作性能。因此，下面仅将第一指状件180-1的结构和操作作为例子描述。

第一指状件180-1包括：N个解扩器，包括对应于N个多径搜索器的第一到第N解扩器181、182、...、和183；信号处理器184，用于接收从第一到第N解扩器181到183输出的信号并计算其权重值以产生接收波束；和接收波束生成器185，用于基于由信号处理器184计算出的权重值产生接收波束。

首先，从第一多径搜索器153输出的第一多径信号输入到第一解扩器181。在接收到第一多径信号后，第一解扩器181使用预定的解扩码解扩第一多径信号，并且将第一多径信号输出到信号处理器184和接收波束生成器185。这里，解扩码与在每个发送器中使用的扩展码相同，并且将该解扩处理称为“时间处理”。此外，从第二多径搜索器163输出的第一多径信号输入到第二解扩器182。在接收到第一多径信号后，第二解扩器182使用预定的解扩码解扩第一多径信号，并且将第一多径信号输出到信号处理器184和接收波束生成器185。类似地，从第N多径搜索器173输出的第一多径信号输入到第N解扩器 83。在接收到第一多径信号后，第N解扩器183使用预定的解扩码解扩第一多径信号，并且将第一多径信号输出到信号处理器184和接收波束生成器185。

信号处理器184接收从第一到第N解扩器181到183中的每一个输出的信号，并且计算权重值集合w_k以产生接收波束。这里，从第一到第N多径搜索器153到173输出的第一多径信号集合定义为“x _k”。即，“x _k”表示在第k点通过第一到第N天线141到145接收到的第一多径信号集合。构成第一多径信号集合“x _k”的所有第一多径信号都是向量信号。此外，“w _k”表示要施加到在第k点通过第一到第N天线141到145接收到的每个第一多径信号的权重值集合。构成权重值集合“w _k”的所有权重值都是向量信号。

此外，构成第一多径信号集合“x _k”的第一多径信号的解扩信号集合定义为“y _k”。这里，“y _k”表示在第k点通过第一到第N天线141到145接收到的第一多径信号的解扩信号集合。构成解扩信号集合y _k的所有解扩信号都是向量信号。为了方便说明，下面将省略术语“集合”。要注意的是，具有下划线标记的参数表示特定元素的集合。

此外，由于第一到第N解扩器181到183使用预定的解扩码解扩第一多径信号x _k，因此与干扰信号的功率相比，通过正确发送方向接收到的期望信号的功率可以放大处理增益。

同时，如上所述，第一多径信号x _k的解扩信号y _k输入到信号处理器184。信号处理器184根据第一多径信号x _k的解扩信号y _k计算权重值w _k，并且将权重值w _k输出到接收波束生成器185。即，信号处理器184通过使用N个第一多径信号x _k的解扩信号y _k，计算施加到从第一到第N天线141到145输出的第一多径信号x _k的N个权重值w _k。接收波束发生器185使用N个权重值w _k产生接收波束。然后，接收波束生成器185通过合并N个第一多径信号x _k的解扩信号y _k与接收波束的权重值w _k，输出作为第一指状件180-1的输出信号z_k的信号。这里，第一指状件180-1的输出信号z_k可以由方程1表示：

z_k＝w _k ^H y _k.......(1)

上述方程1表示Hermitian算子，即共轭转置。此外，作为从接收器的N个指状件输出的输出信号z_k的集合的z _k，最终输入到多径合并器191中。

尽管上面仅以第一指状件180-1的操作为例进行了描述，但其他指状件可以以与第一指状件180-1相同的方式操作。因此，多径合并器191接收从第一到第N指状件输出的信号，通过多径方案将信号相互合并，并且将信号输出到解交错器193。解交错器193接收从多径合并器191输出的信号，通过对应于发送器中使用的交错方法的预定解交错方法来解交错信号，并且将信号输出到解码器195。在从解交错器193接收到信号后，解码器195通过对应于发送器中使用的编码方法的解码方法来解码信号，并将信号作为最终接收信号输出。

信号处理器184根据预定的算法计算权重值w _k，以便最小化从期望发送器发送的信号的均方差(下面简称为“MSE”)。此外，接收波束生成器185使用由信号处理器184计算出的权重值w _k产生接收波束。产生接收波束使得可以最小化MSE的处理称为“空间处理”。当然，产生发送波束使得可以最小化MSE的处理也称为“空间处理”。因此，当MIMO-AAA方案用于移动通信***时，同时执行时间处理和空间处理，这称为“时空处理”。

同时，如上所述，信号处理器184通过在多径信号被解扩之前、在多径信号在每个指状件中被解扩之后接收多径信号，根据预定算法计算能够最大化MIMO-AAA方案的增益的权重值w _k。类似地，在发送器中根据预定算法计算能够最大化MIMO-AAA方案的增益的权重值w _k。信号处理器184和发送波束生成器105操作来实现最小MSE。最近，对关于计算权重值以最小化MSE的算法进行了积极的研究。根据计算用于最小化MSE的权重值的算法，以参考信号为基础减少误差。如果不存在参考信号，则该算法可以通过盲方式(b1ind manner)提供恒定模量(constant modu1us)(下面简称为“CM”)方案和定向判决(decision-directed)(下面简称为“DD”)方案。

然而，根据参考信号最小化MSE的算法不适用于信道经受快衰落环境的情况。例如，如果信道经受快衰落环境，例如快衰落信道、或诸如16QAm之类的高阶调制环境，则很难通过该算法获得具有***所要求的最小值的MSE。即使可以通过该算法获得最小MSE，该最小MSE也是相对较大的值。如果最小MSE被确定为相对大的值，则当移动通信***应用MIMO-AAA方案时期望的增益可能会大大降低，因而它不适用于高速数据传输***。此外，由于发送器和接收器都必须分别计算用于产生发送波束和接收波束的权重值，因此当计算权重值时可能出现高的负载。

发明内容

因此，做出本发明以解决至少在现有技术中出现的上述问题，并且本发明的目的是提供在使用多入多出自适应天线阵列方案的无线通信***中发送/接收信号的***和方法。

本发明的另一个目的是提供利用在使用多入多出自适应天线阵列方案的无线通信***中的发送器的权重值信息控制发送器的权重值的***和方法。

本发明的再一个目的是提供利用两步的权重值产生方法在使用多入多出自适应天线阵列方案的无线通信***中发送/接收信号的***和方法。

为了实现这些目的，根据本发明的一个方面，提供用于在使用多入多出自适应天线阵列方案的无线通信***中发送/接收信号的***，该***包括：解扩器，用于通过解扩接收信号来产生解扩信号；信号处理器，用于根据解扩信号计算接收权重值以产生用于该接收器的接收波束，并且根据计算出的接收权重值计算发送权重值以产生相关发送器的发送波束；反馈信息生成器，用于产生包括发送权重值的反馈信息；和发送器，用于将反馈信息发送给对应方接收器。

为了实现这些目的，根据本发明的另一个方面，提供用于在使用多入多出自适应天线阵列方案的无线通信***中发送/接收信号的***，该***包括：接收器，用于接收从对应方的发送器发送的反馈信息；反馈信息处理器，用于从反馈信息中检测发送权重值以产生发送波束；发送波束生成器，用于产生对应于检测出的发送权重值的发送波束，使得将发送波束应用到要发送到对应方接收器的信号；和发送器，用于通过对信号应用发送波束来将信号发送给相关接收器。

为了实现这些目的，根据本发明的再一个方面，提供使用多入多出自适应天线阵列方案的移动通信***，该移动通信***包括：包括第一发送器和第一接收器的第一装置；和包括第二发送器和第二接收器的第二装置。第一接收器通过解扩接收信号来产生解扩信号，根据解扩信号计算接收权重值以产生用于第一接收器的接收波束，并且使用计算出的接收权重值计算发送权重值以产生用于第二发送器的发送波束，从而产生包括发送权重值的反馈信息，第一发送器将反馈信息发送给第二接收器，第二接收器接收反馈信息，并且第二发送器从第二接收器接收的反馈信息中检测发送权重值，并且产生对应于检测到的发送权重值的发送波束，以便通过将发送波束应用到信号来发送信号。

为了实现这些目的，根据本发明的再一个方面，提供用于在使用多入多出自适应天线阵列方案的无线通信***中发送/接收信号的方法，该方法包括下述步骤：通过在接收器中解扩接收信号来产生解扩信号；由接收器根据解扩信号计算接收权重值以产生用于该接收器的接收波束，并且接收器根据计算出的接收权重值计算发送权重值以产生用于对应方发送器的发送波束；接收器产生包括发送权重值的反馈信息；和发送器将反馈信息发送给对应方接收器。

为了实现这些目的，根据本发明的再一个方面，提供用于在使用多入多出自适应天线阵列方案的无线通信***中发送/接收信号的方法，该方法包括下述步骤：接收器接收从发送器发送的反馈信息；发送器从反馈信息中检测发送权重值；和产生对应于检测到的发送权重值的发送波束，并且发送器通过应用发送波束将信号发送给接收器。

为了实现这些目的，根据本发明的再一个方面，提供用于在包括具有第一发送器和第一接收器的第一装置以及具有第二发送器和第二接收器的第二装置的无线通信***中发送/接收信号的方法，第一和第二装置使用多入多出自适应天线阵列方案，该方法包括下述步骤：第一接收器通过解扩接收信号来产生解扩信号；第一接收器根据解扩信号计算接收权重值以产生用于第一接收器的接收波束，并且第一接收器根据计算出的接收权重值计算发送权重值以产生用于第二发送器的发送波束；第一接收器产生包括发送权重值的反馈信息；第一发送器将反馈信息发送给第二接收器；第二接收器接收从第一发送器发送的反馈信息；和第二发送器从第二接收器接收的反馈信息中检测发送权重值，第二发送器产生对应于检测到的发送权重值的发送波束，并且第二发送器通过将发送波束应用到信号来将信号发送给第一接收器。

具体来讲，根据本发明的一个方面，提供了一种用于在使用多入多出自适应天线阵列方案的移动通信***中发送/接收信号的方法，该方法包括下述步骤：i)通过在接收器中对接收信号进行解扩来产生解扩信号；ii)在第一接收器中基于所述解扩信号计算接收权重值以产生该第一接收器的接收波束，并且在第一接收器中基于计算出的接收权重值计算发送权重值以产生对应方的第一发送器的发送波束；iii)在第一接收器中产生包括所述发送权重值的反馈信息；和iv)在第二发送器中将所述反馈信息发送给对应方的第二接收器，其中，基于所述解扩信号和通过将接收波束应用到所述解扩信号而产生的输出信号，通过根据在当前时间点的误差值和之前时间点的误差值之间的微分误差值而使用恒定模量方案(CM)或定向判决方案(DD)，来计算所述接收权重值，其中，当所述微分误差值超过第一预定临界值的绝对值，或者所述当前时间点的误差值等于或大于第二预定临界值时，通过所述恒定模量(CM)方案来计算接收权重值；其中，当所述微分误差值等于或小于第一预定临界值的绝对值，并且所述当前时间点的误差值小于第二预定临界值时，通过所述定向判决(DD)方案来计算接收权重值；其中，所述误差值表示由所述第一接收器要求的期望信号和所述输出信号之间的差。

根据本发明的另一个方面，提供了一种用于在使用多入多出自适应天线阵列方案的移动通信***中发送/接收信号的方法，该方法包括下述步骤：i)由第一接收器接收从对应方的第一发送器发送来的反馈信息；ii)由第二发送器从所述反馈信息中检测发送权重值，以产生发送波束；和iii)产生对应于检测到的发送权重值的所述第二发送器的发送波束，并且由所述第二发送器通过将发送波束应用于一信号而将该信号发送给对应方的第二接收器，其中，所述发送权重值是在所述对应方的第一接收器中基于接收权重值而计算的，该接收权重值用于产生所述对应方的第二接收器的接收波束，其中，基于所述解扩信号和通过将接收波束应用到所述解扩信号而产生的输出信号，通过根据在当前时间点的误差值和之前时间点的误差值之间的微分误差值而使用恒定模量方案(CM)或定向判决方案(DD)，来计算所述接收权重值，其中，当所述微分误差值超过第一预定临界值的绝对值，或者所述当前时间点的误差值等于或大于第二预定临界值时，通过所述恒定模量(CM)方案来计算接收权重值；其中，当所述微分误差值等于或小于第一预定临界值的绝对值，并且所述当前时间点的误差值小于第二预定临界值时，通过所述定向判决(DD)方案来计算接收权重值；以及其中，所述误差值表示由所述第一接收器要求的期望信号和所述输出信号之间的差。

根据本发明的再一个方面，提供了一种用于在使用多入多出自适应天线阵列方案的移动通信***中发送/接收信号的方法，该方法包括下述步骤：i)通过在接收器中对接收信号进行解扩来产生解扩信号；ii)由第一设备的第一接收器基于所述解扩信号计算接收权重值以产生该第一接收器的接收波束，并且由该第一接收器基于计算出的接收权重值计算发送权重值以产生第二设备的第二发送器的发送波束；iii)由所述第一接收器产生包括发送权重值的反馈信息；iv)由所述第一设备的第一发送器将所述反馈信息发送给所述第二设备的第二接收器；iv)由所述第二接收器接收从第一发送器发送来的反馈信息；和v)由所述第二发送器从在第二接收器中接收的反馈信息中检测发送权重值，由所述第二发送器产生对应于检测到的发送权重值的发送波束，并且由所述第二发送器通过将发送波束应用到一信号来将该信号发送给所述第一接收器，其中，基于所述解扩信号和通过将接收波束应用到所述解扩信号而产生的输出信号，通过根据在当前时间点的误差值和之前时间点的误差值之间的微分误差值而使用恒定模量方案(CM)或定向判决方案(DD)，来计算所述接收权重值，其中，当所述微分误差值超过第一预定临界值的绝对值，或者所述当前时间点的误差值等于或大于第二预定临界值时，通过所述恒定模量(CM)方案来计算接收权重值；其中，当所述微分误差值等于或小于第一预定临界值的绝对值，并且所述当前时间点的误差值小于第二预定临界值时，通过所述定向判决(DD)方案来计算接收权重值；以及其中，所述误差值表示由所述第一接收器要求的期望信号和所述输出信号之间的差。

根据本发明的再一个方面，提供了一种用于在使用多入多出自适应天线阵列方案的移动通信***中发送/接收信号的***，该***包括：解扩器，用于通过对接收信号进行解扩来产生解扩信号；信号处理器，用于基于所述解扩信号计算接收权重值以产生第一接收器的接收波束，并且基于计算出的接收权重值计算发送权重值以产生对应方的第一发送器的发送波束；反馈信息生成器，用于产生包括所述发送权重值的反馈信息；和第二发送器，用于将所述反馈信息发送给对应方的第二接收器，其中，基于所述解扩信号和通过将接收波束应用到所述解扩信号而产生的输出信号，通过根据在当前时间点的误差值和之前时间点的误差值之间的微分误差值而使用恒定模量方案(CM)或定向判决方案(DD)，来计算所述接收权重值，其中，当所述微分误差值超过第一预定临界值的绝对值，或者所述当前时间点的误差值等于或大于第二预定临界值时，通过所述恒定模量(CM)方案来计算接收权重值；其中，当所述微分误差值等于或小于第一预定临界值的绝对值，并且所述当前时间点的误差值小于第二预定临界值时，通过所述定向判决(DD)方案来计算接收权重值；以及其中，所述误差值表示由所述第一接收器要求的期望信号和所述输出信号之间的差。

根据本发明的再一个方面，提供了一种用于在使用多入多出自适应天线阵列方案的移动通信***中发送/接收信号的***，该***包括：第一接收器，用于接收从对应方的第一发送器发送来的反馈信息；反馈信息处理器，用于从反馈信息中检测发送权重值以产生发送波束；发送波束生成器，用于产生对应于检测出的发送权重值的发送波束；和第二发送器，用于通过对信号应用发送波束来将该信号发送给对应方的第二接收器，其中，所述发送权重值是在所述对应方的第一接收器中基于接收权重值而计算的，该接收权重值用于产生所述对应方的第二接收器的接收波束，其中，基于所述解扩信号和通过将接收波束应用到所述解扩信号而产生的输出信号，通过根据在当前时间点的误差值和之前时间点的误差值之间的微分误差值而使用恒定模量方案(CM)或定向判决方案(DD)，来计算所述接收权重值，其中，当所述微分误差值超过第一预定临界值的绝对值，或者所述当前时间点的误差值等于或大于第二预定临界值时，通过所述恒定模量(CM)方案来计算接收权重值；其中，当所述微分误差值等于或小于第一预定临界值的绝对值，并且所述当前时间点的误差值小于第二预定临界值时，通过所述定向判决(DD)方案来计算接收权重值；以及其中，所述误差值表示由所述第一接收器要求的期望信号和所述输出信号之间的差。

根据本发明的再一个方面，提供了一种使用多入多出自适应天线阵列方案的移动通信***，该移动通信***包括：包括第一发送器和第一接收器的第一装置；和包括第二发送器和第二接收器的第二装置，其中，所述第一接收器通过对接收信号进行解扩来产生解扩信号，基于该解扩信号计算接收权重值以产生第一接收器的接收波束，并且基于计算出的接收权重值计算发送权重值以产生第二发送器的发送波束，从而产生包括发送权重值的反馈信息，所述第一发送器将所述反馈信息发送给所述第二接收器，所述第二接收器接收从所述第一发送器发送来的所述反馈信息，并且，所述第二发送器从在所述第二接收器中接收的所述反馈信息中检测发送权重值，并且产生对应于检测到的发送权重值的发送波束，以便通过将发送波束应用到信号来将该信号发送到所述第一接收器，其中，基于所述解扩信号和通过将接收波束应用到所述解扩信号而产生的输出信号，通过根据在当前时间点的误差值和之前时间点的误差值之间的微分误差值而使用恒定模量方案(CM)或定向判决方案(DD)，来计算所述接收权重值，其中，当所述微分误差值超过第一预定临界值的绝对值，或者所述当前时间点的误差值等于或大于第二预定临界值时，通过所述恒定模量(CM)方案来计算接收权重值；其中，当所述微分误差值等于或小于第一预定临界值的绝对值，并且所述当前时间点的误差值小于第二预定临界值时，通过所述定向判决(DD)方案来计算接收权重值；以及其中，所述误差值表示由所述第一接收器要求的期望信号和所述输出信号之间的差。

附图说明

通过下面结合附图的详细描述，本发明的上述和其他目的、特征和优点将变得更加清楚，其中：

图1是一般CDMA移动通信***的方框图；

图2是执行根据本发明的一个实施例的功能的CDMA移动通信***的基站的发送器和接收器的方框图；

图3是执行根据本发明的一个实施例的功能的CDMA移动通信***的移动台的发送器和接收器的方框图；

图4是执行根据本发明的一个实施例的功能的信号处理器的方框图；

图5是根据本发明的一个实施例的、使用MIMO-AAA方案的数据发送/接收过程的流程图；

图6是根据本发明的一个实施例的基站接收器的信号接收过程的流程图；

图7是当在移动通信***中使用BPSK方案时DD方案的图；

图8是根据本发明的一个实施例的、从信号收敛(convergence)步骤到信号稳定步骤的步骤过渡的条件的图；

图9是根据基站的接收天线数的、本发明的两步权重值产生方法的特性曲线图；

图10是执行根据本发明的一个实施例的功能的OFDM移动通信***的基站发送器和基站接收器的方框图；

图11是执行根据本发明的一个实施例的功能的OFDM移动通信***的移动台发送器和基站接收器的方框图；和

图12是用于移动通信***中的CM方案的图。

具体实施方式

下面将参照附图描述本发明的优选实施例。在下面对本发明的描述中，当并入这里的公知功能和配置的详细描述可能混淆本发明的主题时，将省略该描述。

在说明本发明之前，将描述使用码分多址(下面简称为“CDMA”)方案的移动通信***的接收器中接收到的信号模型。接收器可以包括能够接收信号的基站接收器或移动台的接收器。这里，将使用基站接收器作为例子描述接收信号模型。

基站接收器包括具有多根接收天线的接收天线阵列(Rx天线阵列)。此外，尽管本发明可以适用于使用频分多址(下面简称为“FDMA”)方案、时分多址(下面简称为“TDMA”)方案、CDMA方案或正交频分复用(下面简称为“OFDM”)方案的各种移动通信***，但为了方便说明，将结合使用CDMA方案的移动通信***(下面简称为“CDMA'’移动通信***)和使用OFDM方案的移动通信***(下面简称为“OFDM'’移动通信***)描述本发明方案。

首先，从位于基站的服务区域内的小区中存在的预定移动台发送的信号，即，从第m移动台的发送器发送的信号表示为下面的方程2。

$s_m\left(t\right)=\sqrt{p_m}{b}_m\left(t\right)c_m\left(t\right)......\left(2\right)$

在上述方程2中，s_m(t)表示第m移动台的发送信号，p_m表示第m移动台的发送功率，b_m(t)表示第m移动台的用户信息位序列，而c_m(t)表示具***片周期T_c的第m移动台的用户扩展码序列。

从移动台的发送器发送的发送信号通过多径向量信道在基站的接收器中接收。多径向量信道的信道参数可能随着与位周期T_b相关的、相对慢的速度变化。假设信道参数在预定的位周期内保持不变。因此，通过第m移动台的第一多径在基站的接收器中接收到的复基带信号如下面方程3所示。要注意的是，方程3中所示的接收信号是射频(下面简称为“RF”)信号，该信号在基站的接收器中接收并被下变频为基带信号。

${\underset{\‾}{x}}_{\mathrm{ml}}\left(t\right)={\mathrm{\α}}_{\mathrm{ml}}{e}^{j{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{ml}}}{b}_m(t-{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{ml}})c_m(t-{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{ml}}){\underset{\‾}{a}}_{\mathrm{ml}}........\left(3\right)$

在上面的方程3中，x _ml(t)表示通过第m移动台的第一多径在接收器中接收到的复基带信号集合，α_ml表示施加到第m移动台的第一多径的衰落的衰减程度，φ_ml表示施加到第m移动台的第一多径的相位转移，τ_ml表示施加到第m移动台的第一多径的时间延迟，而a _ml表示施加到第m移动台的第一多径的阵列响应(AR)集合。由于基站的接收器包括N根接收天线，因此从第m移动台发送的信号可以在接收器中通过N根接收天线接收，从而通过第m移动台的第一多径在接收器中接收N个信号。因此，通过第m移动台的第一多径在接收器中接收到的N个复基带信号可以构成复基带信号集合。为了说明方便起见，下面将省略术语“集合”。要注意的是，具有下划线标记的参数表示特定元素的集合。

如果采用当前使用的线性天线阵列，则阵列响应a _ml可以表示为方程4。

${\mathrm{\α}}_{\mathrm{ml}}={\left[\begin{array}{cccc}1& e^{j2\mathrm{\π}\frac{d}{\mathrm{\λ}}\sin {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ml}}}& ...& e^{j2\mathrm{\π}\frac{d}{\mathrm{\λ}}(N-1)\sin {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ml}}}\end{array}\right]}^T......\left(4\right)$

在上面的方程4中，d表示接收天线之间的距离，λ表示可用频段中的波长，N表示接收天线的数量，而θ_ml表示施加到第m移动台的第一多径的到达方向(DOA)。

此外，假设位于基站的服务区域内的小区中存在的移动台数量为“M”，并且对应于M个移动台可以存在L个多径，则基站中接收到的信号可能不仅包括从每个移动台发送的信号，还包括加性白噪声。信号用下面的方程5表示。

$\underset{\‾}{x}\left(t\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{x}}_{\mathrm{ml}}\left(t\right)+\underset{\‾}{n}\left(t\right)......\left(5\right)$

在上面的方程5中，n(t)表示加到从M个移动台发送的发送信号上的加性白噪声集合。

在满足方程5的这些接收信号中，基站所需要的期望信号定义为x ₁₁。这里，x ₁₁可以表示从第一移动台通过第一多径发送的信号。由于基站所需要的期望信号定义为x ₁₁，因此除了x ₁₁外的所有信号都被认为是干扰信号和噪声。因此，可以用方程6替代方程5。

$\underset{\‾}{x}\left(t\right)={\mathrm{\α}}_{11}{e}^{j{\mathrm{\φ}}_{11}}{b}_1(t-{\mathrm{\τ}}_{11})c_1(t-{\mathrm{\τ}}_{11}){\underset{\‾}{a}}_{11}+\underset{\‾}{i}\left(t\right)+\underset{\‾}{n}\left(t\right)......\left(6\right)$

在上面方程6中，i(t)表示干扰信号。干扰信号可以用下面的方程7表示。

$\underset{\‾}{i}\left(t\right)=\underset{l=2}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{x}}_{1l}\left(t\right)+\underset{m=2}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{x}}_{\mathrm{ml}}\left(t\right)......\left(7\right)$

在表示干扰信号的上面方程7中，尽管方程的第一项是基站需要的移动台的期望发送信号，但方程的第一项表示通过多径发送的不期望的径间干扰信号。此外，方程7的第二项表示由其他移动台引起的多址干扰信号。

此外，通过使用解扩码c₁(t-τ₁₁)解扩x(t)，该解扩码是在指状件即在基站接收器的相应信道卡(即，分配给第一移动台的信道卡(m＝1))的相应多径中存在的第一指状件(l＝1)中确定的。在执行了信号x(t)的解扩之后，提供信号y(t)。方程8示出信号y(t)。解扩码c₁(t-τ₁₁)与在移动台的发送器中用来发送信号的扩展码c₁(t-τ₁₁)相同。此外，基站具有多个具有参照图1所述的结构的接收器。这里，每个接收器称为“信道卡”，并且为一个移动台分配一个信道卡。此外，正如已经参照图1描述描述的那样，信道卡具有对应于多径数量的多个指状件，并且每个指状件与每个多径信号一对一地映射。

$\underset{\‾}{y}\left(k\right)={\∫}_{(k-1)T_b+{\mathrm{\τ}}_{11}}^{{\mathrm{kT}}_b+{\mathrm{\τ}}_{11}}\underset{\‾}{x}\left(t\right){c_1}^{*}(t-{\mathrm{\τ}}_{11})\mathrm{dt}......\left(8\right)$

在上面方程8中，k表示第k采样点。

如果通过使用解扩码c₁(t-τ₁₁)解扩信号x(t)产生信号y(t)，则可以将基站的接收器所需要的期望信号的功率放大对应于解扩器特性的处理增益G。要注意的是，可以将基站的接收器所需要的期望信号的功率放大处理增益G，但任何不期望信号的功率可以保持恒定。因此，可以获得接收信号x(t)和解扩接收信号y(t)之间的相关矩阵。为了获得接收信号x(t)和解扩接收信号y(t)之间的相关矩阵在第k采样点对接收信号x(t)执行采样操作，在该时刻也执行对解扩接收信号y(t)的采样操作。方程9示出在第k采样点的接收信号x(t)的采样信号。

$\underset{\‾}{x}\left(k\right)={\mathrm{\α}}_{11}{e}^{j{\mathrm{\φ}}_{11}}{b}_{1k}{c}_{1k}{\underset{\‾}{a}}_{11}+{\underset{\‾}{i}}_k+{\underset{\‾}{n}}_k......\left(9\right)$

假设通过在第k采样点(与解扩接收信号y(t)的采样点相同的点)采样接收信号x(t)获得方程9所示的采样信号，并且接收信号x(t)和解扩接收信号y(t)保持平稳状态，则可以获得接收信号x(t)和解扩接收信号y(t)之间的相关矩阵。

将描述两步的最小均方(下面简称为“LMS”)法。

在预定的点通过N根接收天线接收的复接收信号，即，通过第一到第N接收天线接收的尚未解扩的复接收信号x₁到x_N的集合，定义为x＝[x₁x₂…x_N]^T。T是表示转置运算的算子。此外，通过第一到第N接收天线接收的并且被解扩的复接收信号x_I到x_N的集合定义为y＝[y₁y₂…y_N]^T。解扩接收信号y可以包括基站接收器需要的期望信号分量s和任何不期望信号分量u。方程10表示解扩接收信号y。

y＝s+u......(10)

此外，施加到通过N根接收天线接收的复接收信号x₁到x_N的复权重值集合(即，将与通过N根接收天线接收的复接收信号x_I到x_N分别相乘的复权重值w₁到w_N集合)定义为w＝[w₁w₂…w_N]^T。

因此，预定用户的信道卡的输出信号z，即，从分配给特定移动台的信道卡中的指状件输出的输出信号z，可以通过合并权重值w与解扩接收信号y获得。方程11表示输出信号z。

$z={\underset{\‾}{w}}^H\underset{\‾}{y}=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{w}_i^{*}{y}_i......\left(11\right)$

在上述方程11中，i表示接收天线的序号。

根据方程10和11，输出信号z可以分成基站接收器需要的期望信号分量w ^H s．和任何不期望信号分量w ^H u。提供LMS法来最小化参考信号和接收信号的误差，即，LMS法可以最小化方程12所示代价函数J(w)。

J(w)＝(e_k)²

e_k＝d_k-z_k ......(12)

在上面方程12中，J是代价函数。需要找到能够最小化代价函数J的值的w。此外，e_k表示接收信号和期望信号之间的差，即，e_k表示误差，而d_k表示期望信号。根据使用非盲方法的波束产生算法，使用导频信号作为期望的d_k。然而，本发明建议使用盲方法的波束产生算法，因而下面将不再描述非盲方法的波束产生算法。

在方程12中，提供二次凸函数形式的代价函数J。因此，为了最小化代价函数J的值，需要对代价函数求微分，使得代价函数J的微分值变为0。代价函数J的微分值在等式13中表示。

_＝-2e^* _k y _k......(13)

在实际信道环境下很难获得一时刻处的最佳权重值w ^opt。由于解扩接收信号y_k以每预定时间段内输入，因此必须使用诸如下面所示的方程14的自反方程(reflexive equation)，以便自适应地或自反地获得最佳权重值w ^opt。

w _R，k+1＝w _R，k+μv _R，k......(14)

在上面的方程14中，k表示第k点，w _R，k表示在第k点接收到的权重值，弘是恒定增益值，而v _R，k表示在第k点的跟踪向量(trace vector)。第k点的跟踪向量v _R，k允许代价函数J具有收敛到最小值(即0)的微分值。为了说明方便起见，用于产生发送器的发送波束的权重值称为“发送权重值”，用于产生接收器的接收波束的权重值称为“接收权重值”。

简而言之，方程14表示权重值的更新处理。当给出用在当前时间的权重值w _R，k时，通过在跟踪向量v _R，k方向上恒定增益值的前向变换或后向变换获得的权重值w _R，k被更新为用在下一时间的下一权重值w _R，k+1。

此外，考虑均方，方程14可以用方程15代替。

${\underset{\‾}{w}}_{R,k+1}={\underset{\‾}{w}}_{R,k}-\mathrm{\μ}{\underset{\‾}{y}}_k{e}_k^{*}......\left(15\right)$

本发明提出了用于使用MIMO-AAA方案产生发送波束的权重值反馈装置及其方法。此外，本发明提出了能够通过两步的权重值产生方法产生发送波束和接收波束的权重值的装置和方法。

这里，发送权重值w _T,k如下由方程16表示。

${\underset{\‾}{w}}_{T,k+1}={\underset{\‾}{w}}_{T,k}-\mathrm{\μ}{\underset{\‾}{z}}_k{e}_k^{*}{\underset{\‾}{w}}_{T,k}^{*}......\left(16\right)$

如方程16所示，在接收器中使用恢复的信号计算发送器的权重值。接收器必须将计算出的权重值发送给发送器以供发送器使用。

接收器使用恢复的信号z _k计算发送器的权重值，z _k可以基于解扩接收信号和接收权重值计算。因此，根据本发明的优选实施例，由接收器计算出的发送器的权重值被发送给发送器。

将参照方程17到28描述产生接收权重值的过程。为了说明方便起见，在说明中将省略扩展和解扩操作。此外，方程17到28中使用的参数与参照图1描述的参数相同。在由发送器生成波束之前提供的信号定义为图2中的“z_k′”。如果将信道定义为矩阵H，则x_k将如下由方程17表示。

z _k＝Hw _T z′_k+n _k ......(17)

这里，通过接收波束生成器接收的信号如下由方程18表示。

${\underset{\‾}{z}}_k={\underset{\‾}{w}}_R^H\underset{\‾}{H}{\underset{\‾}{w}}_T{\underset{\‾}{z}}_k^{\′}......\left(18\right)$

在上面方程18中，为了方便计算略去了噪声值。在这种情况下，出现在第k时刻(snap)的误差信号如下由方程19表示。

e_k＝d_k-z _k            ......(19)

  ＝w _R，k ^H H w _T，k z _k

为了获得发送天线权重值，将上述方程19关于w_T求微分，以获得方程20所示的微分误差值。

$\frac{{\mathrm{d\ϵ}}_k^2}{d{\underset{\‾}{w}}_{T,k}}=-2{\mathrm{\ϵ}}_k\frac{d{\mathrm{\ϵ}}_k}{d{\underset{\‾}{w}}_{T,k}}......\left(20\right)$

在上面的方程20中，误差值ε_k如下由方程21表示。

${\mathrm{\ϵ}}_k=d_k-{\underset{\‾}{w}}_{R,k}^H\underset{\‾}{H}{\underset{\‾}{w}}_{T,k}{z}^{\′}\left(k\right)$

$=d_k-{\left({z^{\′*}}_k{\underset{\‾}{H}}^H{\underset{\‾}{w}}_{R,k}\right)}^H{\underset{\‾}{w}}_{T,k}......\left(21\right)$

此外，发送波束产生向量可以通过使用方程21如下由方程22表示。

${\underset{\‾}{w}}_{T,k+1}={\underset{\‾}{w}}_{T,k}-\mathrm{\μ}{\mathrm{\ϵ}}_k{z^{\′}}_k{\underset{\‾}{H}}^T{\underset{\‾}{w}}_{R,k}^{*}......\left(22\right)$ ......(22)

此外，可以通过同时将方程22的两侧乘以、w_T来重新排列接收器的接收信号获得方程23和24。

x _k w ^H _T，k＝Hz′_k w _T，k w ^H _T，k 

                                                                  ......(23)

Hz′_k＝(x _k w ^H _T，k)(w _T，k w ^H _T，k)^-1

     ＝(x _k w ^H _T，k)(w ^H _T，k)^-1(w _T，k)^-1

     ＝x _k w ^H _T，k w _T，k w ^H _T，k

     ＝x _k w ^H _T，k 

                                      ......(24) 

可以使用方程24重新排列方程22来用方程25代替方程22。

${{\underset{\‾}{z}}^{\′}}_k{H}^T{{\underset{\‾}{w}}^{*}}_{R,k}={{\underset{\‾}{w}}^{*}}_{T,k}{{\underset{\‾}{x}}_k}^T{{\underset{\‾}{w}}^{*}}_{R,k}$

$={\left({{\underset{\‾}{w}}^{*}}_{{R,k}^T}{\underset{\‾}{x}}_k{{\underset{\‾}{w}}^{*}}_{{T,k}^T}\right)}^T$

$={\left({{\underset{\‾}{w}}^H}_{R,k}{\underset{\‾}{x}}_k{{\underset{\‾}{w}}^H}_{T,k}\right)}^T$

${=z}_k{{\underset{\‾}{w}}^{*}}_{T,k}......\left(25\right)$

最终，发送波束产生向量如下由方程26表示。

w _T，k+1＝w _T，k-2με_k z _k w ^* _T，k

                         ......(26)

如上所述，最优权重值w ^opt是用于产生接收波束的很重要的因素。本发明通过使用两步LMS法最小化参考信号和接收信号的误差。根据本发明，获得能够最小化参照方程12所述的代价函数值的权重值w_R，k和w_T，k，以获得最佳权重值w ^opt。本发明提出了检测如方程12所示的期望信号d(k)的新方法，并且提出了在使用接收器计算处的接收权重值计算发送权重值w_T，k之后将发送权重值w_T，k反馈给发送器的方法。

根据本发明，通过盲方法检测期望信号d(k)。需要通过使用特定的假定值自适应地收敛接收信号。为此，通过两步LMS法获得期望信号d(k)。根据本发明，可以通过信号收敛步骤和信号稳定步骤获得期望信号d(k)。

下面将描述两步LMS法的第一步骤，即，信号收敛步骤。

首先，将描述用于自适应收敛接收信号的恒定模量(下面简称为“CM”)方案。

CM方案是由戈达尔(Godard)提出的，通常用于盲均衡器和波束产生算法。如果使用戈达尔提出的CM方案，则代价函数J如下由方程27表示：

J_Godard＝E[(|z_n|^p-R_p)²]......(27)

在上面的方程27中，p是预定的正整数，而R_p是戈达尔模量。这里，戈达尔模量R_p如下由方程28表示：

$R_p=\frac{E\left[{\left|z_n\right|}^{2p}\right]}{E\left[{\left|z_n\right|}^p\right]}......\left(28\right)$

最近，积极展开了关于OFDM移动通信***的讨论。通常，OFDM移动通信***使用比四相移键控调制相对高阶的调制，因此如方程29所示，当计算代价函数J时将代价函数J分成实数部分和虚数部分。这是因为发送信号和接收信号由于高阶调制而具有实数分量和虚数分量。

J＝J_R+J_I

$J_R=E\left[{(z_{n,R}^2-R_{2,R})}^2\right],$ $J_I=E\left[{(z_{n,I}^2-R_{2,I})}^2\right]$

$R_{2,R}=\frac{E\left[z_{n,R}^2\right]}{E\left[z_{n,R}^2\right]},$ $R_{2,I}=\frac{E\left[z_{n,I}^4\right]}{E\left[z_{n,I}^2\right]}......\left(29\right)$

假设本发明使用两步LMS法并且p等于2。期望信号d(k)被确定为d(k)＝R_2，R+jR_2，I。在初始点(这里，k＝0)，代价函数J的值假设为0(J＝0)。基于上述假设，下面将参照图12描述根据本发明的CM方案。

图12是当p＝2、d(k)＝R_2，R+jR_2，I并且J＝0(这里k＝0)时移动通信***中使用的CM方案的图。

如上所述，图12示出当代价函数J的值在k＝0、p＝2且d(k)＝R_2，R+jR_2，I的点为0时使用的CM方案。即，当根据方程29确定R₂的值时，在坐标面上形成一圆。当从圆的中心点画一条延伸线时，延伸线与圆的圆周线相交。可以根据延伸线与圆的圆周线相交的点确定接收信号。如图12所示，在接收器中恢复的信号z_k投影到圆上。

上述过程是信号收敛步骤。下面将描述用于获得期望信号d(k)的两步LMS法的第二步骤，即，信号稳定步骤。

如果通过上述收敛步骤MSE收敛到预定值，则使用信号稳定步骤来执行方程30所示的运算。稍后将描述从信号收敛步骤到信号稳定步骤的步骤过渡处理，因此这里将省略对其的详细描述。

d_R(k)＝Pr[Re(z(k))]

d_l(k)＝Pr[Im(z(k))]......(30)

与信号收敛步骤类似，在信号稳定步骤中必须单独计算实数部分和虚数部分。在上面的方程30中，Pr表示通过定向判决(下面简称为“DD”)方案发送与期望信号d(k)基本相同的信号。根据DD方案，期望信号d(k)被投影到接收信号的坐标值有关的近似坐标值。下面将参照图7描述DD方案。

图7是当在移动通信***中使用BPSK方案时DD方案的图。

参照图7，由于移动通信***使用BPSK(二进制移相键控)方案，如果接收信号在I-Q域上具有(1.2，-0.2)的坐标值，则在测量关于+1和-1的距离之后期望信号d(k)被投影到近似坐标值1。

下面将参照图2描述执行根据本发明的一个实施例的功能的CDMA移动通信***的基站的发送器和接收器的结构。

图2是用于执行根据本发明的一个实施例的功能的CDMA移动通信***的基站的发送器和接收器的方框图。

执行根据本发明的一个实施例的功能的CDMA移动通信***的基站的发送器和接收器的结构，除了本发明包括新加入本发明的反馈信息生成器286、信号处理器284的权重值确定过程以及用于将信号处理器284确定的权重值发送给对应于基站接收器的移动台发送器的反馈操作外，与图1所示的基站的发送器和接收器的结构相同。

在说明图2之前，要注意下面进行的描述是基于CDMA移动通信***采用MIMO-AAA方案这一假设的。发送器和接收器必须分别具有多根发送天线和多根接收天线。然而，根据图2，发送器和接收器没有单独的发送天线和接收天线，而是使用双工器通过时分方案让发送器和接收器使用相同的天线。此外，根据图2，使用N根天线。

首先，将描述CDMA移动通信***的基站的发送器。

参照图2，基站发送器包括编码器201、交错器203、发送波束生成器205、信号处理器207、多个扩展器(包括第一到第N扩展器211、221、...、和231)和N个射频(下面简称为“RF”)处理器(包括第一到第N RF处理器213、223、...、和233)。此外，双工器240公共地用于发送器和接收器，并且包括第一到第N天线241、243、...、和245在内的N根天线也公共地用于发送器和接收器。

如果产生了要发送的数据，则将数据输入到编码器201。编码器201通过预定编码方法编码数据，并且将信号输出到交错器203。这里，要发送的数据是包括从基站接收器的信号处理器284产生的发送权重值w _T，k的反馈信息数据。由于发送权重值w _T，k将在稍后进一步描述，因此现在省略对其的详细描述。此外，编码方法可以包括turbo编码方法或卷积编码方法。在从编码器201接收到信号后，交错器203通过预定交错方法交错信号以防止突发错误，并且将该信号输出到发送波束生成器205。这里，从交错器203输出的信号表示为“z_k′”。然后，信号处理器207基于从交错器203输出的信号z_k计算权重值，并且将信号输出到发送波束生成器205。然后，发送波束生成器205通过考虑从交错器203输出的信号z_k′和在信号处理器207中计算出的权重值生成发送波束，并且将发送波束分别输出到第一到第N扩展器211、221、...、和231。即，发送波束生成器205接收从交错器203输出的信号，产生发送波束，并且将发送波束发送给第一到第N扩展器211、221、...、和231中的每一个，使得发送波束可以通过第一到第N天线241、243、...、和245中的每一根发送。

产生发送波束的过程与本发明没有直接关系，因此将省略对其的详细描述。当然，如果基站接收之前从移动台发送器接收到反馈信息数据，则发送波束生成器205可以通过使用反馈信息数据中包含的发送权重值w _T，k产生发送波束。通过接收发送权重值w _T，k产生发送波束的过程将在稍后参照图3描述。从发送波束生成器205输出的信号集合表示为“y _k′”。即，y _k′是从发送波束生成器205生成并映射到第k天线的信号集合。

第一扩展器211接收从发送波束生成器205输出的信号y ₁′，并且使用预定的扩展码对信号y ₁′扩展。之后，第一扩展器211将信号y ₁′输出到第一RF处理器213。在接收到来自第一扩展器211的信号后，第一RF处理器213对该信号执行RF处理，并且将信号输出到双工器240。这里，每个RF处理器包括放大器、变频器、滤波器和模量转换器，以便处理RF信号。此外，第二扩展器221接收从发送波束生成器205输出的信号y ₂′，并且使用预定的扩展码对信号y ₂′扩展。之后，第二扩展器221将信号y ₂′输出到第二RF处理器223。在接收到来自第二扩展器221的信号后，第二RF处理器223对该信号执行RF处理，并且将信号输出到双工器240。类似地，第N扩展器231接收从发送波束生成器205输出的信号y _N′，并且使用预定的扩展码对信号y _N′扩展。之后，第N扩展器231将信号y _N′输出到第N RF处理器233。在接收到来自第N扩展器23 1的信号后，第N RF处理器233对该信号执行RF处理，并且将信号输出到双工器240。双工器240在控制器(未示出)的控制下通过调度信号的发送时刻和接收时刻来控制信号发送/接收操作。此外，根据双工器240的信号发送/接收操作，第一到第N天线241、243、...、和245可以用作发送天线(Tx.ANT)或接收天线(Rx.ANT)。

下面将描述CDMA移动通信***的接收器。

接收器包括N个RF处理器(包括第一到第N RF处理器251、261、...、和271)、N个多径搜索器(包括对应于RF处理器的第一到第N多径搜索器253、263、...、273)、用于处理由多径搜索器搜索的有关L个多径信号的L个指状件(包括第一到第L指状件280-1、280-2、...、280L)、用于合并从L个指状件输出的多径信号的多径合并器291、解交错器293和解码器295。

首先，从多个发送器发送的信号通过多径衰落无线信道在N个天线中接收。双工器240将通过第一天线241接收到的信号输出到第一RF处理器251。在接收到来自双工器240的信号后，第一RF处理器251对信号执行RF处理以将信号转换成基带数字信号。然后，第一RF处理器251将基带数字信号发送给第一多径搜索器253。在接收到来自第一RF处理器251的信号后，第一多径搜索器253将基带数字信号分为L个多径分量，并且将多径分量分别输出到第一到第L指状件280-1、280-2、...、280L。这里，第一到第L指状件280-1、280-2、...、280L中的每一个与L个多径中的每一个一对一映射，以处理多径分量。由于必须结合通过N根接收天线接收的每个信号考虑L个多径，因此必须对N×L个信号执行信号处理。在这N×L个信号中，具有相同路径的信号输出到同一指状件。

此外，双工器240将通过第二天线243接收到的信号输出到第二RF处理器261。在接收到来自双工器240的信号后，第二RF处理器261对信号执行RF处理以将信号转换成基带数字信号。然后，第二RF处理器261将基带数字信号发送给第二多径搜索器263。在接收到来自第二RF处理器261的信号后，第二多径搜索器263将基带数字信号分为L个多径分量，并且将多径分量分别输出到第一到第L指状件280-1、280-2、...、280L。

类似地，双工器240将通过第N天线245接收到的信号输出到第N RF处理器271。在接收到来自双工器240的信号后，第N RF处理器271对信号执行RF处理以将信号转换成基带数字信号。然后，第N RF处理器271将基带数字信号发送给第N多径搜索器273。在接收到来自第N RF处理器271的信号后，第N多径搜索器273将基带数字信号分为L个多径分量，并且将多径分量分别输出到第一到第L指状件280-1、280-2、...、280L。

以这种方式，在通过N根天线接收到的信号中，L个多径信号输入到同一指状件。例如，第一到第N天线241到245的第一多径信号输入到第一指状件280-1，而第一到第N天线241到245的第L多径信号输入到第L指状件280-L。同时，即使向/从第一到第L指状件280-1到280-L输入/输出不同的信号，但第一到第L指状件280-1到280-L具有相同的结构和操作性能。因此，下面仅将第一指状件280-1的结构和操作作为例子描述。

第一指状件280-1包括：N个解扩器，包括对应于N个多径搜索器的第一到第N解扩器281、282、...、和283；信号处理器284，用于接收从第一到第N解扩器281到283输出的信号以计算用于产生接收波束的权重值w _R，k和对应于基站接收器的移动台发送器的发送权重值w _T，k；接收波束生成器285，用于基于由信号处理器284计算出的接收权重值w _R，k产生接收波束；和反馈信息生成器286，用于产生包括由信号处理器284计算出的发送权重值w _T，k的反馈信息。

首先，从第一多径搜索器253输出的第一多径信号输入到第一解扩器281。在接收到第一多径信号后，第一解扩器281使用预定的解扩码解扩第一多径信号，并且将第一多径信号输出到信号处理器284和接收波束生成器285。此外，从第二多径搜索器263输出的第一多径信号输入到第二解扩器282。在接收到第一多径信号后，第二解扩器282使用预定的解扩码解扩第一多径信号，并且将第一多径信号输出到信号处理器284和接收波束生成器285。类似地，从第N多径搜索器273输出的第一多径信号输入到第N解扩器283。在接收到第一多径信号后，第N解扩器283使用预定的解扩码解扩第一多径信号，并且将第一多径信号输出到信号处理器284和接收波束生成器285。

信号处理器284接收从第一到第N解扩器281到283中的每一个输出的信号，并且计算接收权重值w _R，k以产生接收波束。这里，从第一到第N多径搜索器253到273输出的第一多径信号集合定义为“x _k”。即，“x _k”表示在第k点通过第一到第N天线241到245接收到的第一多径信号集合。构成第一多径信号集合“x _k”的所有第一多径信号都是向量信号。此外，w _R，k表示要施加到在第k点通过第一到第N天线241到245接收到的每个第一多径信号的权重值集合。构成权重值集合w _R，k的所有权重值都是向量信号。

此外，构成第一多径信号集合“x _k”的第一多径信号的解扩信号集合定义为“y _k”。这里，y _k表示在第k点通过第一到第N天线241到245接收到的第一多径信号的解扩信号集合。构成解扩信号集合y _k的所有解扩信号都是向量信号。为了方便说明，下面将省略术语“集合”。要注意的是，具有下划线标记的参数表示特定元素的集合。此外，由于第一到第N解扩器281到283使用预定的解扩码解扩第一多径信号x _k，因此与干扰信号的功率相比，通过正确发送方向接收到的期望信号的功率可以放大处理增益。

同时，如上所述，第一多径信号x _k的解扩信号y _k输入到信号处理器284。信号处理器284根据第一多径信号x _k的解扩信号y _k计算接收权重值w _R，k，并且将接收权重值w _R，k输出到接收波束生成器285。即，信号处理器284通过使用N个第一多径信号x _k的解扩信号y _k，计算施加到从第一到第N天线241到245输出的第一多径信号x _k的N个接收权重值w _R，k。接收波束发生器285接收N个第一多径信号x _k的解扩信号y _k和N个接收权重值w _R，k。此外，接收波束生成器285使用N个接收权重值w _R，k产生接收波束。然后，接收波束生成器285通过合并N个第一多径信号x _k的解扩信号y _k与接收波束的接收权重值w _R，k，输出作为第一指状件280-1的输出信号z_k的信号。此外，作为从基站接收器的N个指状件输出的输出信号z_k的集合的z _k，最终输入到多径合并器291中。信号处理器284使用接收权重值w _R，k计算发送权重值，然后将发送权重值w _T，k输出到反馈信息生成器286。这样，反馈信息生成器286产生包括发送权重值w _T，k的反馈信息。这里，基站发送器发送从反馈信息生成器286产生的反馈信息。例如，该反馈信息可以通过专用物理信道(DPCH)发送。

尽管上面仅以第一指状件280-1的操作为例进行了描述，但其他指状件可以以与第一指状件280-1相同的方式操作。因此，多径合并器291接收从第一到第N指状件输出的信号，通过多径方案将信号相互合并，并且将信号输出到解交错器293。解交错器293接收从多径合并器291输出的信号，通过对应于发送器中使用的交错方法的预定解交错方法来解交错信号，并且将信号输出到解码器295。在从解交错器293接收到信号后，解码器295通过对应于发送器中使用的编码方法的解码方法来解码信号，并将信号作为最终接收信号输出。

图2示出了基站接收器计算发送权重值w _T，k并且将发送权重值w _T，k发送给基站发送器。然而，基站接收器和发送器可以用作移动台的发送器和接收器。即，要注意是考虑到反馈信息的产生和发送而参照图2进行的上述描述。

将参照图3描述执行根据本发明的一个实施例的功能的CDMA移动通信***的移动台的发送器和接收器的结构。

图3是执行根据本发明的一个实施例的功能的CDMA移动通信***的移动台的发送器和接收器的方框图。

执行根据本发明的一个实施例图3所示的功能的CDMA移动通信***的基站的发送器和接收器的结构，除了包括新加入图3的反馈信息处理器307和使用反馈发送权重值产生发送波束的发送波束生成器305的操作以外，与图1所示的发送器和接收器相同。

在说明图3之前，要注意下面进行的描述是基于CDMA移动通信***采用MIMO-AAA方案这一假设的。因此，发送器和接收器必须分别具有多根发送天线和多根接收天线。根据图3，发送器和接收器没有单独的发送天线和接收天线，而是使用双工器通过时分方案让发送器和接收器使用相同的天线。此外，根据图3，使用N根天线。

首先将描述CDMA移动通信***的移动台发送器。

参照图3，发送器包括编码器301、交错器303、发送波束生成器305、信号处理器307、多个扩展器(包括第一到第N扩展器311、321、...、和331)和N个射频(下面简称为“RF”)处理器(包括第一到第N RF处理器313、323、...、和333)。此外，双工器340公共地用于发送器和接收器，并且包括第一到第N天线341、343、...、和345在内的N根天线也公共地用于发送器和接收器。编码器301、交错器303、第一到第N扩展器311、321、...、以及331和第一到第N RF处理器313、323、...、和333的结构和操作与图2所示的编码器201、交错器203、第一到第N扩展器211、221、...、以及231和第一到第N RF处理器213、223、...、和233的结构和操作相同。因此将省略对其的详细描述。

反馈信息处理器307分析在移动台的接收器中接收到的反馈信息以便检测反馈信息中包含的发送权重值w _T，k。此外，反馈信息处理器307将检测到的发送权重值w _T，k发送到发送波束生成器305。在移动台的接收器中接收反馈信息的过程将在稍后描述，因此现在将省略对其的详细描述。发送波束生成器305产生对应于发送权重值w _T，k的发送波束。

将描述CDMA移动通信***的移动台的接收器。

接收器包括N个RF处理器(包括第一到第N RF处理器351、361、...、和371)、N个多径搜索器(包括对应于RF处理器的第一到第N多径搜索器353、363、...、373)、用于处理由多径搜索器搜索的有关L个多径信号的L个指状件(包括第一到第L指状件380-1、380-2、...、380L)、用于合并从L个指状件输出的多径信号的多径合并器391、解交错器393和解码器395。这里，第一到第N RF处理器351、361、...、和371、第一到第L指状件380-1、380-2、...、380L、多径合并器391、解交错器393和解码器395的结构和操作与第一到第N RF处理器251、261、...、和271、第一到第L指状件280-1、280-2、...、280L、多径合并器291、解交错器293和解码器295的结构和操作相同。因此这里将省略对其的详细描述。最终从解码器395输出的接收数据是包含发送权重值w _T，k的反馈信息，并且从解码器395输出的反馈信息被输入到反馈信息处理器307。

图3示出了移动台的接收器接收反馈信息和移动台发送器使用反馈信息中包含的发送权重值w _T，k产生发送波束的情况。然而，移动台的接收器和发送器可以用作基站的发送器和接收器。即，要注意是考虑到包括发送权重值w _T，k的反馈信息的接收而参照图3进行的上述描述。

将参照图4描述信号处理器的结构。

图4是执行根据本发明的一个实施例的功能的信号处理器的方框图。

为了方便说明的目的，将参照图4仅对基站接收器直接涉及本发明的部分进行描述。由于上述描述是结合基站接收器计算发送权重值w _T，k的情况进行的，因此将结合基站接收器的部分对图4所示的信号处理器进行描述。然而，图4所示的信号处理器可以适用于移动台的接收器。

参照图4，当接收信号x _k在预定点(k)输入到接收器中时，解扩器410使用预定的解扩码解扩接收信号x _k，并且将解扩接收信号y _k输出到信号处理器430和接收波束生成器420。信号处理器430包括权重值计算器431、存储器433和收敛检测器435。为了方便说明的目的，将结合图2所示的基站接收器的第一指状件280-1的结构描述图4所示的信号处理器430。因此，尽管图4仅示出一个解扩器410，但解扩器410可以执行与第一指状件280-1的第一到第N解扩器281到283的操作基本上相同的操作。

信号处理器430的权重值计算器431接收解扩接收信号y _k，通过将预定恒定增益值μ、初始权重值w _R，0和从接收波束生成器420输出的第一指状件280-1的输出信号z_k应用到解扩接收信号y _k上来计算接收权重值w _R，k和发送权重值w _T，k，并且将计算出的接收权重值w _R，k和发送权重值w _T，k输出到存储器433。这里，存储器433对由权重值计算器431计算出的接收权重值w _R，k和送权重值w _T，k执行缓冲操作，并且当更新接收权重值w _R，k和发送权重值w _T，k时，权重值计算器431可以使用存储在存储器433中的接收权重值w _R，k和发送权重值w _T，k。即，权重值计算器431使用在预定点(k)计算出的接收权重值w _R，k和发送权重值w _T，k来更新在下一点(k+1)的接收权重值w _R，k和发送权重值w _T，k。此外，权重值计算器431在收敛检测器435的控制下计算接收权重值w _R，k和发送权重值w _T，k。即，当权重值计算器431计算接收权重值w _R，k和发送权重值w _T，k时，收敛检测器435可以控制权重值计算器431的计算方案。这里，接收权重值w _R，k和发送权重值w _T，k可以通过CM方案或DD方案计算。下面将描述使用收敛检测器435选择CM方案或DD方案的过程。

如上所述，本发明可以通过包括信号收敛步骤和信号稳定步骤的两步LMS法获得期望接收信号d(k)。CM方案的缺点在于信号收敛速度慢。此外，如果信号经受快衰落环境(如快衰落信道或高阶调制环境)，则DD方案可能无法使信号收敛。根据本发明，在信号收敛步骤和信号稳定步骤中使用CM方案和DD方案以匹配其特性，从而允许信号快速收敛到相对较小的MSE值。信号收敛步骤和信号稳定步骤是改善性能很重要的因素。

根据本发明，通过下面方法将两步LMS法分成信号收敛步骤和信号稳定步骤。

首先，在时域中将MSE定义为”S_t”(这里，t＝1，2，3，4...)。S_t表示在预定时间点(t)接收到的信号的MSE。在这种情况下，作为将两步LMS法分成信号收敛步骤和信号稳定步骤的基础，将当前点(t＝t)的S_t和下一点(t＝t-1)的S_t-1之间的差定义为“d_t”。S_t和S_t-1之间的差d_t满足下面方程31。

$d_t=\frac{{\mathrm{\Σ}}_{l=1}^{l=M}|z_{M*(t-1)+l}-d_{M*(t-1)+l}|}{M}-\frac{{\mathrm{\Σ}}_{l=1}^{l=M}|z_{M*(t-2)+l}-d_{M*(t-2)+l}|}{M}......\left(31\right)$

当d_t具有等于或小于预定的第一临界值d_p绝对值的值时(d_t≤|d_p|)，信号收敛步骤转到信号稳定步骤。在OFDM移动通信***中将第一临界值d_p预置为适当值。结果，如果S_t和S_t-1之间的差d_t很小，则信号收敛步骤转到信号稳定步骤。

将参照图8描述从信号收敛步骤到信号稳定步骤的步骤过渡。

图8是根据本发明的一个实施例的从信号收敛步骤到信号稳定步骤的步骤过渡的图。

参照图8，d_t ^bbfore表示在之前周期的t-1点的接收信号的MSE S_t-1 ^before与之前周期的t点的接收信号的MSE S_t ^befor之间的微分值(differential value)。此外，d_t ^after表示在当前周期的t-1点的接收信号的MSE S_t-1 ^after与当前周期的t点的接收信号的MSE S_t ^after之间的微分值。在图8中，垂直轴表示误差等级，而水平轴表示迭代次数。此外，之前周期显示较少的迭代次数，而当前周期显示相对较大的迭代次数。由于之前周期的S_t-1 ^before和S_t ^before之间的微分值d_t ^before超过第一临界值d_p的绝对值，因此信号收敛步骤应用到之前周期。此外，由于当前周期的S_t-1 ^after和S_t ^after之间的微分值d_t ^after小于第一临界值d_p的绝对值，因此确定在当前周期中实现了信号手赖宁，因而在当前周期中信号收敛步骤转到信号稳定步骤。然而，如果仅根据第一临界值d_p的绝对值执行从信号收敛步骤到信号稳定步骤的步骤过渡，则难以将当前区域与初始收敛区域区分开来。为此，设置另一设定值，即，第二临界值d_{p_reference}，以便从信号收敛步骤到信号稳定步骤的步骤过渡。即，仅当微分值d_t等于或小于第一临界值d_p的绝对值且S_t的值小于第二临界值d_{p_reference}时(d_t≤|d_p|，S_t＜d_{p_reference})，才执行上述步骤过渡。

简而言之，图4所示的收敛检测器435根据S_t和S_t-1之间的微分值d_t确定信号的MSE值是否收敛到预定的第一临界值d_p，并且通过比较S_t的值与第二临界值d_{p_reference}来控制权重值计算器431使用CM方案或DD方案。即，收敛检测器435控制权重值计算器431在信号收敛步骤中使用CM方案，而控制权重值计算器431在信号稳定步骤中使用DD方案。

下面将参照图5描述根据本发明的一个实施例的、使用MIMO-AAA方案发送/接收数据的过程。

图5是根据本发明的一个实施例的、使用MIMO-AAA方案的数据发送/接收过程的流程图。

参照图5，基站500解扩接收信号(步骤511)，并且使用解扩接收信号计算接收权重值w _R，k和发送权重值w _T，k(步骤513)。此外，基站500生成包含发送权重值w _T，k的反馈信息并且将反馈信息发送给移动台550(步骤515)。在基站500中产生接收波束(步骤517)。移动台550从基站500接收反馈信息(步骤551)并从反馈信息中检测发送权重值w _T，k(步骤553)。移动台550使用检测到的发送权重值w _T，k产生发送波束(步骤555)。尽管图5示出了基站500反馈发送权重值w _T，k给移动台550并且移动台550使用发送权重值w _T，k产生发送波束的情况，但也可以允许移动台550向基站500反馈发送权重值w _T，k并且允许移动台500使用发送权重值w _T，k产生发送波束。

将参照图6描述根据本发明的一个实施例的基站接收器的信号接收过程。

图6是示出根据本发明的一个实施例的基站接收器的信号接收过程的流程图。

由于图2示出基站接收器产生反馈信息的情况，因此将参照图6描述基站接收器的信号接收过程。要注意的是，即使移动台的接收器产生反馈信息也可以实现相同的信号接收过程。参照图6，基站接收器设置初始权重值w _R，0、w _T，0、恒定增益值μ、第一临界值d_p和第二临界值d_{p_reference}(步骤611)。然后，执行步骤613。在步骤613中，基站接收器检查是否完成了通信。如果完成了通信，则基站接收器结束信号接收过程。

如果在步骤613中确定通信尚未完成，则执行步骤615。基站接收器在步骤615中接收接收信号x _k的解扩信号y _k。在步骤617中，基站接收器通过使用解扩信号y _k和接收权重值w _R，k计算z _k，z _k是从基站接收器中配置的每个指状件输出的输出信号z_k的集合 $({\underset{\‾}{z}}_k={\underset{\‾}{w}}_k^H{\underset{\‾}{y}}_k).$ 这里，z _k是由接收波束生成的指状件输出信号的集合，所述接收波束是通过使用接收权重值w _R，k产生的。

基站接收器在步骤617中使用解扩信号y _k和权重值w _k计算基站接收器中提供的指状件的输出信号z _k，然后转到步骤619。这里，z _k是由接收波束生成的指状件输出信号的集合，接收波束是通过使用接收权重值w _k产生的。

此时，由于基站接收器位于初始阶段，基站可能处在信号收敛步骤。因此，在步骤619中，基站接收器根据CM方案计算误差函数e_k，它是接收信号x _k和期望信号d_k之间的差(e_k＝d_k，CM-z_k)。

在步骤621中，基站接收器使用解扩信号y _k和误差函数e_k计算代价函数的微分值 $(\▿J\left({\underset{\‾}{w}}_{R,k}\right)=-2e_k^{*}{\underset{\‾}{y}}_k).$

在步骤623中，基站接收器计算波束产生系数，即，计算接收权重值w _R，k和发送权重值w _T，k $({\underset{\‾}{w}}_{R,k}={\underset{\‾}{w}}_{R,k-1}-\mathrm{\μ}{\underset{\‾}{y}}_k{e}_k^{*},{\underset{\‾}{w}}_{T,k}={\underset{\‾}{w}}_{T,k-1}-\mathrm{\μ}{\underset{\‾}{z}}_k{e}_k^{*}{\underset{\‾}{w}}_{T,k}^{*}).$ 在步骤625中，基站接收器检查S_t和S_t-1之间的微分值d_t以及S_t的值是否满足信号收敛条件，即，检查微分值d_t是否等于或小于第一临界值d_p以及S_t的值是否小于第二临界值d_{p_reference}(d_t≤|d_p|，S_t＜d_{p_reference})。如果微分值d_t和S_t的值不满足信号收敛条件，即，如果微分值d_t超过第一临界值d_p或者S_t的值等于或大于第二临界值d_{p_reference}，则基站转到步骤627。在步骤627中，基站接收器向移动台发送器发送计算出的发送权重值w _T，k，同时保持计算出的接收权重值w _R，k。在步骤629中，基站接收器延迟预定单位时间并且转到步骤631。这里，要求预定单位时间的延迟以允许在第k时刻确定的值用在第(k+1)时刻，即，考虑到状态转换延迟时间，预定单位时间的延迟是必要的。在步骤631中，基站接收器将k的值加1，即，当前点(k)转移到下一点(k+1)，然后，基站接收器返回步骤613。

同时，如果在步骤625中，微分值d_t等于或小于第一临界值d_p且S_t的值小于第二临界值d_{p_reference}，则基站接收器转到步骤633。在步骤633中，基站接收器延迟预定单位的时间并且转到步骤635。考虑到状态转换延迟时间，预定单位时间的延迟是必要的。在步骤635中，基站接收器将k值加1，即，当前点(k)转移到下一点(k+1)，然后，基站接收器返回步骤637。在步骤637中，基站接收器检查是否完成了通信。如果完成了通信，则基站接收器结束信号接收过程。

如果在步骤637中确定尚未完成通信，则执行步骤639。

在步骤639中，由于基站接收器可能处于信号稳定步骤中，基站接收器根据DD方案计算误差函数e_k，它是接收信号x _k和期望信号d_k之间的差(e_k＝d_k，DD-z_k)。在步骤641中，基站接收器使用解扩信号y _k和误差函数e_k计算代价函数的微分值 $(\▿J\left({\underset{\‾}{w}}_{R,k}\right)=-2e_k^{*}{\underset{\‾}{y}}_k).$ 在步骤643中，基站接收器计算波束产生系数，即，计算权重值 $({\underset{\‾}{w}}_{R,k}={\underset{\‾}{w}}_{R,k-1}-\mathrm{\μ}{\underset{\‾}{y}}_k{e}_k^{*},{\underset{\‾}{w}}_{T,k}={\underset{\‾}{w}}_{T,k-1}-\mathrm{\μ}{\underset{\‾}{z}}_k{e}_k^{*}{\underset{\‾}{w}}_{T,k}^{*}).$ 在步骤645中，基站接收器向移动台发送器发送计算出的发送权重值w _T，k，同时保持计算出的接收权重值w _R，k。然后，基站接收器返回步骤633。

下面将描述当使用智能天线作为接收天线时、根据本发明的两步权重值产生方法的特性的仿真结果。

图9是根据基站的接收天线数的、本发明的两步权重值产生方法的特性曲线图。图9示出当在基站接收器中提供6根接收天线或10根接收天线时显示的辐射图。例如，如果预定移动台位于57°的点，则与基站接收器中提供6根天线的情况相比，在基站接收器中提供10根天线时标准天线增益可以增加0.2。此外，当在基站接收器中提供10根天线时可以精确地产生接收波束。考虑到移动通信***的***能力，接收信号的强度可以随着接收天线数量的增加而显著放大，从而可以准确地提供通信服务并且增加***容量。

将参照图10描述执行根据本发明的一个实施例的功能的OFDM移动通信***的基站发送器和基站接收器的结构。

图10是执行根据本发明的一个实施例的功能的移动通信***的基站发送器和基站接收器的方框图。

在说明图10之前，要注意的是，尽管图10所示的基站发送器和基站接收器的结构与图2所示的基站发送器和基站接收器的结构不同，但图10所示的基站发送器和基站接收器可以以与参照图2所示的CDMA移动通信***的基站发送器和基站接收器类似的方式工作。与CDMA移动通信***的基站发送器和基站接收器相似，OFDM移动通信***的基站发送器和基站接收器可以计算接收权重值w _R，k和发送权重值w _T，k，并且可以将计算出的发送权重值w _T，k发送给移动台。此外，还要注意，下面进行的描述是基于OFDM移动通信***采用MIMO-AAA方案这一假设的。发送器和接收器必须分别具有多根发送天线和多根接收天线。然而，根据图10，发送器和接收器没有单独的发送天线和接收天线，而是使用双工器通过时分方案让发送器和接收器使用相同的天线。此外，根据图10，使用N根天线。

下面将描述OFDM移动通信***中的基站的发送器(即，基站发送器)。

参照图10，基站发送器包括码元映射器1011、串并转换器1013、导频码元***器1015、逆快速傅立叶变换单元1017(下面简称为“IFFT”单元)、并串转换器1019、保护间隔***器1021、发送波束生成器1023、信号处理器1022、数模转换器1025和RF处理器1027。此外，双工器1029公共地用于发送器和接收器，并且包括第一到第N天线1031、1033、...、和1035在内的N根天线也公共地用于发送器和接收器。

首先，如果产生了要发送的数据，即，如果产生了包含发送权重值w _T，k的反馈信息数据，将反馈信息数据输入到码元映射器1011。在接收到反馈信息数据后，码元映射器1011通过预定的调制方法调制反馈信息数据，以便对反馈信息数据实现码元变换，并且将串行的调制码元输出到串并转换器1013。这里，预定的调制方法可以包括QPSK(四相移键控)法或16QAM(正交幅度调制)法。在从码元映射起1011接收到串行调制码元后，串并转换器1013将串行调制码元转换成并行调制码元，并且将并行调制码元输出到导频码元***器1015。然后，导频码元***器1015将导频码元***到从串并转换器1013输出的并行调制码元中，并且将具有导频码元的并行调制码元输出到IFFT单元1017。

在接收到来自导频码元***器1015的信号后，IFFT单元1017执行关于该信号的N点IFFT，并且将变换后的信号输出到并串转换器1019。并串转换器1019接收从IFFT单元1017输出的信号，将并行信号转换成串行信号并将串行信号输出到保护间隔***器1021。在接收到来自并串转换器1019的串行信号后，保护间隔***器1021将保护间隔***到串行信号中并且将包含保护间隔的信号输出到信号处理器1022。信号处理器1022通过考虑从保护间隔***器1021输出的信号来计算权重值，并且将信号输出到发送波束生成器1023。然后，发送波束生成器1023通过考虑从保护间隔***器1021输出的信号和在信号处理器1022中计算的权重值来产生发送波束，并且将发送波束输出到数模转换器1025，使得可以将发送波束发送给第一到第N天线1031、1033、...、和1035中的每一根。发送波束生成器1023可以通过单独计算发送波束的权重值来产生发送波束。产生发送波束的详细过程与本发明没有直接关系，因此不再对其进行描述。当然，如果基站之前已经从移动台发送器接收到反馈信息数据，则发送波束生成器1023可以通过使用反馈信息数据中包含的发送权重值w _T，k产生发送波束。此外，在OFDM移动通信***中发送OFDM码元时，必须在要发送的信号中***保护间隔以防止在之前OFDM码元发送时间发送的之前OFDM码元和在当前OFDM码元传输时间发送的当前OFDM码元之间的干扰。保护间隔可以通过“循环前缀”法***到信号中(其中复制时域中提供的OFDM码元的预定尾部采样(aft sample)以便***到有效的OFDM码元中)，或者可以通过“循环后缀”法***到信号中(其中复制时域中提供的OFDM码元的预定头部采样以便***到有效的OFDM码元中)。数模转换器1025接收从发送波束生成器1023输出的信号并且将信号转换成模拟信号。数模转换器1025将模拟信号输出到RF处理器1027。RF处理器1027可以包括滤波器和前端单元，以便关于从数模转换器1025输出的信号执行RF处理，使得可以通过空中发送信号。RF处理器1027将信号输出到双工器1029。双工器1029接收来自RF处理器1027的信号，并且在相应信号发送时间上通过天线将信号发送到空中。

下面将描述OFDM移动通信***中提供的基站的接收器(即，基站接收器)。

基站接收器包括双工器1029、RF处理器1037、模量转换器1039、接收波束生成器1041、信号处理器1043、保护间隔去除器1047、串并转换器1049、快速傅立叶变换单元1051(下面简称为“FFT”单元)、导频码元提取器1053、同步与信道估计器1055、均衡器1057、并串转换器1059和码元反映射器(demapper)1061。

首先，从移动台发送器发送的信号经过对信号加有噪声的多径信道后，在基站接收器中通过基站接收器的天线接收。在基站接收器中通过天线接收的信号被输入到双工器1029。然后，双工器1029将在相应信号接收时间通过天线在基站接收器中接收到的信号输出到RF处理器1037。在接收到来自双工器1029的信号后，RF处理器1037将信号下变频，使得信号具有中间频带，并且将经下变频的信号输出到模量转换器1039。模量转换器1039将从RF处理器1037输出的模拟信号转换成数字信号，并且将数字信号输出到接收波束生成器1041和信号处理器1043。在接收到来自模量转换器1039的信号后，信号处理器1043计算接收权重值w _R，k，然后使用接收权重值w _R，k计算发送权重值w _T，k。然后，信号处理器1043将发送权重值w _T，k输出到反馈信息生成器1045。反馈信息生成器1045产生包含发送权重值w _T，k的反馈信息。从基站发送器发送从反馈信息生成器1045中产生的反馈信息。例如，可以通过占用物理信道发送该反馈信息。

同时，从接收波束生成器1041输出的信号输入到保护间隔去除器1047。即，保护间隔去除器1047接收来自接收波束生成器1041的信号以便去除保护间隔信号。然后，保护间隔去除器1047将信号输出到串并转换器1049。串并转换器1049将从保护间隔去除器1047输出的串行信号转换成并行信号，并且将并行信号输出到FFT单元1051。在接收到来自保护间隔去除器1047的并行信号后，IFFT单元1047对并行信号执行N点IFFT并且将变换后的信号输出到均衡器1057和导频码元提取器1053。均衡器1057接收从IFFT单元1047输出的信号并且对信号执行信道均衡。在完成信道均衡后，均衡器1057将信号输出到并串转换器1059。并串转换器1059接收来自均衡器1057的并行信号，并且将并行信号转换成串行信号。然后，并串转换器1059将串行信号输出到码元反映射器1061。在接收到来自串并转换器1059的信号后，反映射器1061通过对应于移动台发送器应用的调制方法的预定解调方法解调信号，从而输出接收信息数据位。

此外，从FFT单元1051输出的信号输入到导频码元提取器1053。导频码元提取器1053从FFT单元1051输出的信号中检测导频码元，并且将检测出的导频码元输出到同步与信道估计器1055。同步与信道估计器1055使用从导频码元提取器1053输出的导频码元执行同步与信道估计，并且将其数据输出到均衡器1057。

图10示出基站接收器计算发送权重值w _T，k并且将发送权重值w _T，k发送给基站发送器的情况。然而，基站接收器和基站发送器可以分别用作移动台的接收器和移动台发送器。即，要注意是考虑到反馈信息的产生和发送而参照图10进行的上述描述。

将参照图11描述执行根据本发明的一个实施例的功能的OFDM移动通信***的移动台发送器和移动台的接收器的结构。

图11是执行根据本发明的一个实施例的功能的OFDM移动通信***的移动台发送器和移动台的接收器的方框图。

在说明图11之前，要注意下面进行的描述是基于OFDM移动通信***采用MIMO-AAA方案这一假设的。因此，发送器和接收器必须分别具有多根发送天线和多根接收天线。根据图11，发送器和接收器没有单独的发送天线和接收天线，而是使用双工器通过时分方案让发送器和接收器使用相同的天线。此外，根据图11，使用N根天线。

首先将描述OFDM移动通信***的移动台的发送器(即，移动台发送器)。

参照图11，移动台发送器包括码元映射器1111、串并转换器1113、导频码元***器1115、IFFT单元1117、并串转换器1119、保护间隔***器1121、发送波束生成器1123、反馈信息处理器1125、数模转换器1127和RF处理器1129。此外，双工器1131公共地用于移动台发送器和移动台的接收器，并且包括第一到第N天线1133、1135、...、和1137在内的N根天线也公共地用于移动台发送器和移动台的接收器。码元映射器1111、串并转换器1113、导频码元***器1115、IFFT单元1117、并串转换器1119、保护间隔***器1121、发送波束生成器1123、数模转换器1127、RF处理器1129和双工器1131的操作和结构与图10所示的码元映射器1011、串并转换器1013、导频码元***器1015、IFFT单元1017、并串转换器1019、保护间隔***器1021、发送波束生成器1023、数模转换器1025、RF处理器1027和双工器1029的操作和结构相同。因此将省略对其的详细描述。

反馈信息处理器1125分析移动台的接收器中接收到的反馈信息以检测反馈信息中包含的发送权重值w _T，k。此外，反馈信息处理器1125将发送权重值w _T，k发送给发送波束生成器1123。在移动台的接收器中接收反馈信息的过程将在稍后描述，因此现在将省略对其的详细描述。发送波束生成器1123产生对应于发送权重值w _T，k的发送波束。

下面将描述OFDM移动通信***中移动台的接收器(即，移动台的接收器)。

移动台的接收器包括RF处理器1139、模量转换器1141、接收波束生成器1143、信号处理器1045、保护间隔去除器1147、串并转换器1149、FFT单元1151、导频码元提取器1153、同步与信道估计器1155、均衡器1157、并串转换器1159和码元反映射器1161。RF处理器1139、模量转换器1141、接收波束生成器1143、信号处理器1045、保护间隔去除器1147、串并转换器1149、FFT单元1151、导频码元提取器1153、同步与信道估计器1155、均衡器1157、并串转换器1159和码元反映射器1161的操作和结构与图10所示的RF处理器1037、模量转换器1039、接收波束生成器1041、信号处理器1043、保护间隔去除器1047、串并转换器1049、FFT 1051、导频码元提取器1053、同步与信道估计器1055、均衡器1057、并串转换器1059和码元反映射器1161的操作和结构相同，因此将省略对其的详细描述。最终从码元反映射器1161输出的接收信息是包含发送权重值w _T，k的反馈信息，并且将从码元反映射器1061输出的反馈信息输入到反馈信息处理器1125。

图11示出移动台的接收器接收反馈信息并且移动台发送器使用反馈信息中包含的发送权重值w _T，k生成发送波束的情况。然而，移动台的接收器和移动台发送器可以用作基站接收器和基站发送器。要注意是考虑到包含发送权重值w _T，k的反馈信息的接收而参照图3进行的上述描述。

如上所述，根据本发明，可以通过两步权重值产生方法产生权重值，在该方法中在信号收敛步骤中通过CM方案产生权重值而在信号稳定步骤中通过DD方案产生权重值，从而快速地产生具有最小MSE值的权重值。因此，可以准确地产生接收波束，从而在接收器中只接收期望信号，因而提高了***性能。此外，根据本发明，在接收器中使用接收权重值产生的发送权重值可以被发送给发送器，使得发送器可以使用发送权重值。因此，发送器不必执行单独的计算处理以计算发送权重值，从而可以减轻计算处理的负载。

尽管参照其特定优选实施例示出和描述了本发明，但本领域技术人员应当理解，可以在不背离所附权利要求书限定的本发明宗旨和范围的前提下对其进行各种形式和细节上的改变。

Claims (14)

1.一种用于在使用多入多出自适应天线阵列方案的移动通信***中发送/接收信号的方法，该方法包括下述步骤：

i)通过在接收器中对接收信号进行解扩来产生解扩信号；

ii)在第一接收器中基于所述解扩信号计算接收权重值以产生该第一接收器的接收波束，并且在第一接收器中基于计算出的接收权重值计算发送权重值以产生对应方的第一发送器的发送波束；

iii)在第一接收器中产生包括所述发送权重值的反馈信息；和

iv)在第二发送器中将所述反馈信息发送给对应方的第二接收器，

其中，基于所述解扩信号和通过将接收波束应用到所述解扩信号而产生的输出信号，通过根据在当前时间点的误差值和之前时间点的误差值之间的微分误差值而使用恒定模量方案(CM)或定向判决方案(DD)，来计算所述接收权重值，

其中，当所述微分误差值超过第一预定临界值的绝对值，或者所述当前时间点的误差值等于或大于第二预定临界值时，通过所述恒定模量(CM)方案来计算接收权重值；

其中，当所述微分误差值等于或小于第一预定临界值的绝对值，并且所述当前时间点的误差值小于第二预定临界值时，通过所述定向判决(DD)方案来计算接收权重值；以及

其中，所述误差值表示由所述第一接收器要求的期望信号和所述输出信号之间的差。

2.如权利要求1所述的方法，其中，所述误差值中的每一个误差值是表示由所述第一接收器要求的期望信号和所述输出信号之间的差的均方值。

3.如权利要求1所述的方法，其中，所述误差值中的每一个误差值是表示由所述第一接收器要求的期望信号和所述输出信号之间的差的均方差值。

4.一种用于在使用多入多出自适应天线阵列方案的移动通信***中发送/接收信号的方法，该方法包括下述步骤：

i)由第一接收器接收从对应方的第一发送器发送来的反馈信息；

ii)由第二发送器从所述反馈信息中检测发送权重值，以产生发送波束；和

iii)产生对应于检测到的发送权重值的所述第二发送器的发送波束，并且由所述第二发送器通过将发送波束应用于一信号而将该信号发送给对应方的第二接收器，

其中，所述发送权重值是在所述对应方的第一接收器中基于接收权重值而计算的，该接收权重值用于产生所述对应方的第二接收器的接收波束，

其中，基于解扩信号和通过将接收波束应用到所述解扩信号而产生的输出信号，通过根据在当前时间点的误差值和之前时间点的误差值之间的微分误差值而使用恒定模量方案(CM)或定向判决方案(DD)，来计算所述接收权重值，

其中，当所述微分误差值超过第一预定临界值的绝对值，或者所述当前时间点的误差值等于或大于第二预定临界值时，通过所述恒定模量(CM)方案来计算接收权重值；

其中，当所述微分误差值等于或小于第一预定临界值的绝对值，并且所述当前时间点的误差值小于第二预定临界值时，通过所述定向判决(DD)方案来计算接收权重值；以及

其中，所述误差值表示由所述第一接收器要求的期望信号和所述输出信号之间的差。

5.一种用于在使用多入多出自适应天线阵列方案的移动通信***中发送/接收信号的方法，该方法包括下述步骤：

i)通过在接收器中对接收信号进行解扩来产生解扩信号；

ii)由第一设备的第一接收器基于所述解扩信号计算接收权重值以产生该第一接收器的接收波束，并且由该第一接收器基于计算出的接收权重值计算发送权重值以产生第二设备的第二发送器的发送波束；

iii)由所述第一接收器产生包括发送权重值的反馈信息；

iv)由所述第一设备的第一发送器将所述反馈信息发送给所述第二设备的第二接收器；

iv)由所述第二接收器接收从第一发送器发送来的反馈信息；和

v)由所述第二发送器从在第二接收器中接收的反馈信息中检测发送权重值，由所述第二发送器产生对应于检测到的发送权重值的发送波束，并且由所述第二发送器通过将发送波束应用到一信号来将该信号发送给所述第一接收器，

其中，基于所述解扩信号和通过将接收波束应用到所述解扩信号而产生的输出信号，通过根据在当前时间点的误差值和之前时间点的误差值之间的微分误差值而使用恒定模量方案(CM)或定向判决方案(DD)，来计算所述接收权重值，

其中，当所述微分误差值超过第一预定临界值的绝对值，或者所述当前时间点的误差值等于或大于第二预定临界值时，通过所述恒定模量(CM)方案来计算接收权重值；

其中，当所述微分误差值等于或小于第一预定临界值的绝对值，并且所述当前时间点的误差值小于第二预定临界值时，通过所述定向判决(DD)方案来计算接收权重值；以及

其中，所述误差值表示由所述第一接收器要求的期望信号和所述输出信号之间的差。

6.如权利要求5所述的方法，其中，所述误差值中的每一个误差值是表示所述第一接收器要求的期望信号和所述输出信号之间的差的均方值。

7.如权利要求5所述的方法，其中，所述误差值中的每一个误差值是表示所述第一接收器要求的期望信号和所述输出信号之间的差的均方差值。

8.一种用于在使用多入多出自适应天线阵列方案的移动通信***中发送/接收信号的***，该***包括：

解扩器，用于通过对接收信号进行解扩来产生解扩信号；

信号处理器，用于基于所述解扩信号计算接收权重值以产生第一接收器的接收波束，并且基于计算出的接收权重值计算发送权重值以产生对应方的第一发送器的发送波束；

反馈信息生成器，用于产生包括所述发送权重值的反馈信息；和

第二发送器，用于将所述反馈信息发送给对应方的第二接收器，

其中，基于所述解扩信号和通过将接收波束应用到所述解扩信号而产生的输出信号，通过根据在当前时间点的误差值和之前时间点的误差值之间的微分误差值而使用恒定模量方案(CM)或定向判决方案(DD)，来计算所述接收权重值，

其中，当所述微分误差值超过第一预定临界值的绝对值，或者所述当前时间点的误差值等于或大于第二预定临界值时，通过所述恒定模量(CM)方案来计算接收权重值；

其中，当所述微分误差值等于或小于第一预定临界值的绝对值，并且所述当前时间点的误差值小于第二预定临界值时，通过所述定向判决(DD)方案来计算接收权重值；以及

其中，所述误差值表示由所述第一接收器要求的期望信号和所述输出信号之间的差。

9.一种用于在使用多入多出自适应天线阵列方案的移动通信***中发送/接收信号的***，该***包括：

第一接收器，用于接收从对应方的第一发送器发送来的反馈信息；

反馈信息处理器，用于从反馈信息中检测发送权重值以产生发送波束；

发送波束生成器，用于产生对应于检测出的发送权重值的发送波束；和

第二发送器，用于通过对信号应用发送波束来将该信号发送给对应方的第二接收器，

其中，所述发送权重值是在所述对应方的第一接收器中基于接收权重值而计算的，该接收权重值用于产生所述对应方的第二接收器的接收波束，

其中，基于解扩信号和通过将接收波束应用到所述解扩信号而产生的输出信号，通过根据在当前时间点的误差值和之前时间点的误差值之间的微分误差值而使用恒定模量方案(CM)或定向判决方案(DD)，来计算所述接收权重值，

其中，当所述微分误差值超过第一预定临界值的绝对值，或者所述当前时间点的误差值等于或大于第二预定临界值时，通过所述恒定模量(CM)方案来计算接收权重值；

其中，当所述微分误差值等于或小于第一预定临界值的绝对值，并且所述当前时间点的误差值小于第二预定临界值时，通过所述定向判决(DD)方案来计算接收权重值；以及

其中，所述误差值表示由所述第一接收器要求的期望信号和所述输出信号之间的差。

10.一种使用多入多出自适应天线阵列方案的移动通信***，该移动通信***包括：

包括第一发送器和第一接收器的第一装置；和

包括第二发送器和第二接收器的第二装置，

其中，所述第一接收器通过对接收信号进行解扩来产生解扩信号，基于该解扩信号计算接收权重值以产生第一接收器的接收波束，并且基于计算出的接收权重值计算发送权重值以产生第二发送器的发送波束，从而产生包括发送权重值的反馈信息，

所述第一发送器将所述反馈信息发送给所述第二接收器，

所述第二接收器接收从所述第一发送器发送来的所述反馈信息，

并且，所述第二发送器从在所述第二接收器中接收的所述反馈信息中检测发送权重值，并且产生对应于检测到的发送权重值的发送波束，以便通过将发送波束应用到信号来将该信号发送到所述第一接收器，

其中，基于所述解扩信号和通过将接收波束应用到所述解扩信号而产生的输出信号，通过根据在当前时间点的误差值和之前时间点的误差值之间的微分误差值而使用恒定模量方案(CM)或定向判决方案(DD)，来计算所述接收权重值，

其中，当所述微分误差值超过第一预定临界值的绝对值，或者所述当前时间点的误差值等于或大于第二预定临界值时，通过所述恒定模量(CM)方案来计算接收权重值；

其中，当所述微分误差值等于或小于第一预定临界值的绝对值，并且所述当前时间点的误差值小于第二预定临界值时，通过所述定向判决(DD)方案来计算接收权重值；以及

其中，所述误差值表示由所述第一接收器要求的期望信号和所述输出信号之间的差。

11.如权利要求10所述的移动通信***，其中，所述第一接收器包括：

反馈信息生成器，用于接收发送权重值并产生包括发送权重值的反馈信息；和

接收波束生成器，用于使用接收权重值产生接收波束。

12.如权利要求10所述的移动通信***，其中，第二发送器包括：反馈信息处理器，用于从在所述第二接收器中接收的反馈信息中检测发送权重值；和发送波束生成器，用于产生对应于所检测的发送权重值的发送波束。

13.如权利要求10所述的移动通信***，其中，所述误差值中的每一个误差值是表示由所述第一接收器要求的期望信号和所述输出信号之间的差的均方值。

14.如权利要求10所述的移动通信***，其中，所述误差值中的每一个误差值是表示由所述第一接收器要求的期望信号和所述输出信号之间的差的均方差值。

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