JP4671000B1 - 相電流検出装置、及びそれを用いた電力変換装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】シャント抵抗を用いてインバータ回路の相電流を検出する相電流検出装置において、インバータ回路のスイッチング素子のスイッチング周波数が高周波になっても、より確実に相電流を検出できるようにする。
【解決手段】インバータ制御を所定長さのインバータ制御期間(T2)単位で繰り返す制御部(4)を設ける。そして、この制御部(4)では、相電流を検出する相電流検出期間(T1)を所定のインバータ制御期間(T2)同士の間に設けて、インバータ制御期間(T2)における電圧パルスの幅よりも大きな幅の電圧パルスが相電流検出期間(T1)にシャント抵抗(R)から出力されるように、インバータ回路(3)の各スイッチング素子(Sup,…,Swn)のスイッチング状態を制御する。
【選択図】図3
【解決手段】インバータ制御を所定長さのインバータ制御期間(T2)単位で繰り返す制御部(4)を設ける。そして、この制御部(4)では、相電流を検出する相電流検出期間(T1)を所定のインバータ制御期間(T2)同士の間に設けて、インバータ制御期間(T2)における電圧パルスの幅よりも大きな幅の電圧パルスが相電流検出期間(T1)にシャント抵抗(R)から出力されるように、インバータ回路(3)の各スイッチング素子(Sup,…,Swn)のスイッチング状態を制御する。
【選択図】図3
Description
本発明は、インバータ回路の出力交流の相電流を検出する相電流検出装置及びそれを用いた電力変換装置に関するものである。
空気調和機では圧縮機を駆動するモータに交流電力を供給するために、直流を交流に変換するインバータ回路が用いられることが多い。そして、このインバータ回路には、モータに流れる電流を制御するためなどの目的で、出力交流の相電流を検出する相電流検出装置が設けられるのが一般的である(例えば、特許文献1を参照)。特許文献1の相電流検出装置は、DCリンクに設けたシャント抵抗と、シャント抵抗の両端の電圧を入力とし、検出電流を出力する増幅器とを有し、PWM制御(PWM:Pulse Width Modulation)を行っている際にシャント抵抗に生じた電圧パルスを用いて相電流を検出している。
ところで、上記のインバータ回路は複数のスイッチング素子のスイッチング状態をそれぞれ変化させて直流を交流に変換するので、キャリア信号の周波数(キャリア周波数)を高くできれば、出力の制御の応答性が向上(すなわち制御帯域が拡大)する。これには、例えばPWM制御のインバータ回路では、スイッチング速度を高速化する必要があり、例えばワイドバンドギャップ半導体で構成したスイッチング素子を用いれば、スイッチング速度を高速化(例えば従来の10倍以上)してキャリア周波数を高くすることが期待できる。
しかしながら、上記のようにキャリア周波数(スイッチング周波数)が高くなると、シャント抵抗に生じる電圧パルスの幅が小さくなるので、相電流検出装置を構成する部品の高速化が必要になる。しかも、シャント抵抗が出力する電圧パルスは、立ち上がりから所定の期間はリンギング等によって波形が歪んでいるので、電圧が安定するまで所定の時間待たなければ相電流を測定できない。すなわち、キャリア周波数が高くなると、相電流の検出に必要なパルス幅の確保が困難になる可能性が考えられる。これに対しては、例えば、ホールCT(Current Transformer)を用いれば検出が可能になるとも考えられるが、これではシャント抵抗を用いる場合よりも相電流検出装置のコストが増大する。
本発明は上記の問題に着目してなされたものであり、シャント抵抗を用いてインバータ回路の相電流を検出する相電流検出装置において、インバータ回路のスイッチング素子のスイッチング周波数が高周波になっても、より確実に相電流を検出できるようにすることを目的としている。
上記の課題を解決するため、第1の発明は、
複数のスイッチング素子(Sup,…,Swn)のスイッチング状態をそれぞれ変化させて直流を交流に変換するインバータ回路(3)における出力交流の相電流を検出する相電流検出装置であって、
前記相電流に応じた電圧の電圧パルスを出力するシャント抵抗(R)と、
各スイッチング素子(Sup,…,Swn)のスイッチング状態をそれぞれ変化させて前記出力交流の電流又は電圧を制御するインバータ制御を所定長さのインバータ制御期間(T2)単位で繰り返す制御部(4)と、
前記電圧パルスに基づいて前記相電流を検出する検出部(5)と、
を備え、
前記制御部(4)は、前記相電流を検出する相電流検出期間(T1)を所定のインバータ制御期間(T2)同士の間に設けて、前記インバータ制御期間(T2)における前記電圧パルスの幅よりも大きな幅の電圧パルスが前記相電流検出期間(T1)に前記シャント抵抗(R)から出力されるように各スイッチング素子(Sup,…,Swn)のスイッチング状態を制御し、
前記検出部(5)は、前記相電流検出期間(T1)の電圧パルスによって前記相電流を検出することを特徴とする。
複数のスイッチング素子(Sup,…,Swn)のスイッチング状態をそれぞれ変化させて直流を交流に変換するインバータ回路(3)における出力交流の相電流を検出する相電流検出装置であって、
前記相電流に応じた電圧の電圧パルスを出力するシャント抵抗(R)と、
各スイッチング素子(Sup,…,Swn)のスイッチング状態をそれぞれ変化させて前記出力交流の電流又は電圧を制御するインバータ制御を所定長さのインバータ制御期間(T2)単位で繰り返す制御部(4)と、
前記電圧パルスに基づいて前記相電流を検出する検出部(5)と、
を備え、
前記制御部(4)は、前記相電流を検出する相電流検出期間(T1)を所定のインバータ制御期間(T2)同士の間に設けて、前記インバータ制御期間(T2)における前記電圧パルスの幅よりも大きな幅の電圧パルスが前記相電流検出期間(T1)に前記シャント抵抗(R)から出力されるように各スイッチング素子(Sup,…,Swn)のスイッチング状態を制御し、
前記検出部(5)は、前記相電流検出期間(T1)の電圧パルスによって前記相電流を検出することを特徴とする。
この構成により、インバータ制御期間(T2)にはインバータ制御が行われて所定の交流が出力される。そして、本発明では、前記インバータ制御が行われるインバータ制御期間(T2)とは別に相電流検出期間(T1)を設け、この相電流検出期間(T1)の電圧パルスより、検出部(5)が相電流を検出するようになっている。この電力変換装置でも相電流検出期間(T1)の電圧パルスは、立ち上がりから所定の期間は、リンギングにより波形が乱れている可能性がある。しかし、本発明では、この相電流検出期間(T1)にはインバータ制御時の電圧パルスよりもパルス幅が大きな電圧パルスがシャント抵抗(R)から出力されるように制御部(4)が制御している。そのため、リンギングが収まって電圧が安定するまで検出を待っていても、インバータ制御中の電圧パルスを用いる場合よりもより長い検出時間(すなわち、より大きなパルス幅)を相電流検出期間(T1)において確保できる。
また、第2の発明は、
第1の発明の相電流検出装置において、
前記相電流検出期間(T1)は、前記インバータ制御期間(T2)よりも長い期間であることを特徴とする。
第1の発明の相電流検出装置において、
前記相電流検出期間(T1)は、前記インバータ制御期間(T2)よりも長い期間であることを特徴とする。
この構成では、相電流検出期間(T1)がインバータ制御期間(T2)よりも長いので、相電流検出期間(T1)における電圧パルスの幅をより大きくすることが可能になる。
また、第3の発明は、
第1又は第2の発明の相電流検出装置において、
前記シャント抵抗(R)は、前記インバータ回路(3)における負側の直流母線(N)と、前記直流を出力する直流電源(2)との間に設けられていることを特徴とする。
第1又は第2の発明の相電流検出装置において、
前記シャント抵抗(R)は、前記インバータ回路(3)における負側の直流母線(N)と、前記直流を出力する直流電源(2)との間に設けられていることを特徴とする。
この構成では、負側の直流母線(N)と直流電源(2)との間にシャント抵抗(R)が設けられているので、このシャント抵抗(R)には、各相(U相,V相,W相)の相電流が流れる。すなわち、1つのシャント抵抗(R)で各相の相電流(Iu,Iv,Iw)を検出することができる。
また、第4の発明は、
第1又は第2の発明の相電流検出装置において、
前記複数のスイッチング素子(Sup,…,Swn)は、2つのスイッチング素子(Sup,…,Swn)が直列接続された複数のスイッチングレグ(leg1,leg2,leg3)を構成し、
各スイッチングレグ(leg1,leg2,leg3)は、前記インバータ回路(3)における正側及び負側の直流母線(P,N)間に接続されるとともに、それぞれの中間点が負荷(6)に接続され、
前記シャント抵抗(R1,R2,R3)は、各スイッチングレグ(leg1,leg2,leg3)に設けられていることを特徴とする。
第1又は第2の発明の相電流検出装置において、
前記複数のスイッチング素子(Sup,…,Swn)は、2つのスイッチング素子(Sup,…,Swn)が直列接続された複数のスイッチングレグ(leg1,leg2,leg3)を構成し、
各スイッチングレグ(leg1,leg2,leg3)は、前記インバータ回路(3)における正側及び負側の直流母線(P,N)間に接続されるとともに、それぞれの中間点が負荷(6)に接続され、
前記シャント抵抗(R1,R2,R3)は、各スイッチングレグ(leg1,leg2,leg3)に設けられていることを特徴とする。
この構成では、シャント抵抗(R1,R2,R3)が各スイッチングレグ(leg1,leg2,leg3)に設けられているので、相電流の検出を各相同時に行うことが可能になる。
また、第5の発明は、
複数のスイッチング素子(Sup,…,Swn)のスイッチング状態をそれぞれ変化させて直流を交流に変換するインバータ回路(3)と、
第1から第4の発明のうちの何れか1つの相電流検出装置と、
を備え、
それぞれのスイッチング素子(Sup,…,Swn)は、ワイドバンドギャップ半導体で構成されていることを特徴とする電力変換装置である。
複数のスイッチング素子(Sup,…,Swn)のスイッチング状態をそれぞれ変化させて直流を交流に変換するインバータ回路(3)と、
第1から第4の発明のうちの何れか1つの相電流検出装置と、
を備え、
それぞれのスイッチング素子(Sup,…,Swn)は、ワイドバンドギャップ半導体で構成されていることを特徴とする電力変換装置である。
この構成では、インバータ回路(3)において、ワイドバンドギャップ半導体で構成されたスイッチング素子(Sup,…,Swn)によりスイッチングが行われる。すなわち、このインバータ回路(3)では、スイッチングの高速化が可能になる。
第1の発明によれば、相電流測定のためにより大きなパルス幅を確保することが可能になるので、スイッチング周波数が高周波になっても、より確実に相電流を検出することが可能になる。
また、一般的には、スイッチング周波数が高くなると、相電流検出に使用できる期間が短くなるため、リンギングが収まって電圧が安定するまでの期間を短縮しなければならず、各配線のインダクタンスを低減する必要がある。そのため、一般的には、スイッチング周波数が高くなるほど、相電流検出装置の配線設計に注意が必要になるとも考えられる。しかしながら、本発明では、インバータ制御期間(T2)とは別に相電流検出期間(T1)を設け、相電流検出期間(T1)にはインバータ制御時の電圧パルスよりもパルス幅が大きな電圧パルスがシャント抵抗から出力されるようにしている。そのため、スイッチング周波数を従来よりも高めても、スイッチング周波数に関係なく、リンギングが収まって電圧が安定する期間を設けることができる。すなわち、本発明では、従来と同様の配線設計で相電流の測定を実施することも可能になる。つまり、本発明によれば、高周波で動作するインバータ回路を容易に設計することが可能になる。
また、相電流検出期間(T1)にはインバータ制御時の電圧パルスよりもパルス幅が大きな電圧パルスがシャント抵抗(R)から出力されるので、検出部(5)は特別に高速化する必要がなく、従来の相電流検出装置で採用されていた検出部を用いることも可能になる。
また、第2の発明によれば、相電流検出期間(T1)における電圧パルスの幅をより大きくすることができるので、より確実に相電流を検出することが可能になる。
また、第3の発明によれば、1つのシャント抵抗(R)で各相の相電流を検出することができるので、相電流検出装置をコンパクトに設計することが可能になる。
また、第4の発明によれば、相電流の検出を各相同時に行うことが可能になるので、相電流検出期間(T1)を設ける箇所を低減できる。
また、第5の発明によれば、ワイドバンドギャップ半導体で構成されたスイッチング素子(Sup,…,Swn)を用いたインバータ回路(3)において、より確実に相電流を検出することが可能になる。
以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。
《発明の実施形態1》
〈概要〉
以下では、本発明の実施形態に係る相電流検出装置を電力変換装置に適用した例を説明する。図1は、本発明の実施形態1に係る相電流検出装置(1)を適用した電力変換装置(10)の構成を示すブロック図である。この電力変換装置(10)は、相電流検出装置(1)、コンバータ回路(2)(直流電源)、及びインバータ回路(3)を備えている。そして、電力変換装置(10)には交流電源(7)が接続されており、交流電源(7)が出力した交流(以下、入力交流という)を三相交流(以下、出力交流という)に変換し、負荷であるモータ(6)に供給するようになっている。このモータ(6)は、例えば空気調和機の冷媒回路に設けられた圧縮機を駆動するものである。
〈概要〉
以下では、本発明の実施形態に係る相電流検出装置を電力変換装置に適用した例を説明する。図1は、本発明の実施形態1に係る相電流検出装置(1)を適用した電力変換装置(10)の構成を示すブロック図である。この電力変換装置(10)は、相電流検出装置(1)、コンバータ回路(2)(直流電源)、及びインバータ回路(3)を備えている。そして、電力変換装置(10)には交流電源(7)が接続されており、交流電源(7)が出力した交流(以下、入力交流という)を三相交流(以下、出力交流という)に変換し、負荷であるモータ(6)に供給するようになっている。このモータ(6)は、例えば空気調和機の冷媒回路に設けられた圧縮機を駆動するものである。
《電力変換装置の各部の構成》
以下では、電力変換装置(10)の各構成要素について詳述する。
以下では、電力変換装置(10)の各構成要素について詳述する。
〈コンバータ回路(2)〉
本実施形態のコンバータ回路(2)は、ブリッジ接続された4つのダイオード(D1,…,D4)、リアクトル(2a)、及び平滑コンデンサ(2b)を備え、前記入力交流を全波整流する。このコンバータ回路(2)の出力はインバータ回路(3)に設けられた正負1対の直流母線(P,N)(後述)に接続されている。具体的に、このコンバータ回路(2)では、図1に示すように、リアクトル(2a)は、コンバータ回路(2)の正側の出力と、インバータ回路(3)の正側の直流母線(P)とに接続され、平滑コンデンサ(2b)は、インバータ回路(3)の2つの直流母線(P,N)間に接続されている。
本実施形態のコンバータ回路(2)は、ブリッジ接続された4つのダイオード(D1,…,D4)、リアクトル(2a)、及び平滑コンデンサ(2b)を備え、前記入力交流を全波整流する。このコンバータ回路(2)の出力はインバータ回路(3)に設けられた正負1対の直流母線(P,N)(後述)に接続されている。具体的に、このコンバータ回路(2)では、図1に示すように、リアクトル(2a)は、コンバータ回路(2)の正側の出力と、インバータ回路(3)の正側の直流母線(P)とに接続され、平滑コンデンサ(2b)は、インバータ回路(3)の2つの直流母線(P,N)間に接続されている。
〈インバータ回路(3)〉
このインバータ回路(3)は、複数のスイッチング素子のスイッチング状態をそれぞれ変化させて、コンバータ回路(2)が出力した直流を交流に変換してモータ(6)(負荷)に供給するようになっている。具体的には、本実施形態のインバータ回路(3)は、図1に示すように、上アームを構成する3つのスイッチング素子(Sup,Svp,Swp)及び3つの還流ダイオード(Dup,Dvp,Dwp)、下アームを構成する3つのスイッチング素子(Sun,Svn,Swn)及び3つの還流ダイオード(Dun,Dvn,Dwn)を備えている。また、このインバータ回路(3)には、正負1対の直流母線(P,N)が設けられており、これらの直流母線(P,N)には、コンバータ回路(2)が出力した直流が供給されている。
このインバータ回路(3)は、複数のスイッチング素子のスイッチング状態をそれぞれ変化させて、コンバータ回路(2)が出力した直流を交流に変換してモータ(6)(負荷)に供給するようになっている。具体的には、本実施形態のインバータ回路(3)は、図1に示すように、上アームを構成する3つのスイッチング素子(Sup,Svp,Swp)及び3つの還流ダイオード(Dup,Dvp,Dwp)、下アームを構成する3つのスイッチング素子(Sun,Svn,Swn)及び3つの還流ダイオード(Dun,Dvn,Dwn)を備えている。また、このインバータ回路(3)には、正負1対の直流母線(P,N)が設けられており、これらの直流母線(P,N)には、コンバータ回路(2)が出力した直流が供給されている。
そして、このインバータ回路(3)では、上アームのスイッチング素子(Sup,Svp,Swp)と下アームのスイッチング素子(Sun,Svn,Swn)とは、1対1に対応して直列接続されている。以下では、直列接続されたスイッチング素子(Sup,…,Swn)の対をスイッチングレグと呼ぶことにする。この例では、スイッチング素子(Sup)とスイッチング素子(Sun)の対で形成されたスイッチングレグ(leg1)、スイッチング素子(Svp)とスイッチング素子(Svn)の対で形成されたスイッチングレグ(leg2)、スイッチング素子(Swp)とスイッチング素子(Swn)の対で形成されたスイッチングレグ(leg3)がある。
これらのスイッチングレグ(leg1,leg2,leg3)は、正側の直流母線(P)と負側の直流母線(N)との間にそれぞれ接続されている。また、それぞれのスイッチングレグ(leg1,leg2,leg3)の各中間点(M1,M2,M3)が出力交流の各相(U相,V相,W相)の相電圧(Vu,Vv,Vw)を出力するノードであり、各中間点(M1,M2,M3)はモータ(6)の各相にそれぞれ接続されている。
-スイッチング素子(Sup,…,Swn)の選定-
このインバータ回路(3)では、上アーム及び下アームの各スイッチング素子(Sup,…,Swn)に、ワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子を採用している。より具体的には、スイッチング素子(Sup,…,Swn)は、SiC MOSFET(SiC:Silicon Carbide,炭化ケイ素)である。なお、SiC MOSFETの他にも、窒化ガリウム(GaN)、あるいはダイヤモンド(C)を主材料とした半導体で形成されたスイッチング素子等を用いることが可能である。
このインバータ回路(3)では、上アーム及び下アームの各スイッチング素子(Sup,…,Swn)に、ワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子を採用している。より具体的には、スイッチング素子(Sup,…,Swn)は、SiC MOSFET(SiC:Silicon Carbide,炭化ケイ素)である。なお、SiC MOSFETの他にも、窒化ガリウム(GaN)、あるいはダイヤモンド(C)を主材料とした半導体で形成されたスイッチング素子等を用いることが可能である。
〈相電流検出装置(1)〉
相電流検出装置(1)は、前記出力交流の各相電流(Iu,Iv,Iw)を検出し、それぞれの検出結果(相電流値)を示す電流値信号を出力するようになっている。この電流値信号は、電力変換装置(10)の制御や、インバータ回路(3)を過電流から保護するためなどの目的に使用することができる。具体的に、本実施形態の相電流検出装置(1)は、シャント抵抗(R)、制御部(4)、及び検出部(5)を備えている。
相電流検出装置(1)は、前記出力交流の各相電流(Iu,Iv,Iw)を検出し、それぞれの検出結果(相電流値)を示す電流値信号を出力するようになっている。この電流値信号は、電力変換装置(10)の制御や、インバータ回路(3)を過電流から保護するためなどの目的に使用することができる。具体的に、本実施形態の相電流検出装置(1)は、シャント抵抗(R)、制御部(4)、及び検出部(5)を備えている。
-シャント抵抗(R)-
シャント抵抗(R)は、負荷(モータ(6))からの電流が流れ込む位置に配置されている。この例では、シャント抵抗(R)は、インバータ回路(3)の負側の直流母線(N)とコンバータ回路(2)の負側ノード(より詳しくは平滑コンデンサ(2b)よりもモータ(6)寄りのノード)との間に設けられている。このシャント抵抗(R)にモータ(6)からの電流が流れると、シャント抵抗(R)の両端には電圧差が生じ、この両端間の電圧を検出することで相電流(Iu,Iv,Iw)を算出することができる。
シャント抵抗(R)は、負荷(モータ(6))からの電流が流れ込む位置に配置されている。この例では、シャント抵抗(R)は、インバータ回路(3)の負側の直流母線(N)とコンバータ回路(2)の負側ノード(より詳しくは平滑コンデンサ(2b)よりもモータ(6)寄りのノード)との間に設けられている。このシャント抵抗(R)にモータ(6)からの電流が流れると、シャント抵抗(R)の両端には電圧差が生じ、この両端間の電圧を検出することで相電流(Iu,Iv,Iw)を算出することができる。
-制御部(4)-
制御部(4)は、インバータ回路(3)の各スイッチング素子(Sup,…,Swn)のゲートに印加するゲート信号(Gup,…,Gwn)を生成する。そして、各スイッチング素子(Sup,…,Swn)のスイッチング状態を遷移させることによって、前記出力交流の電流又は電圧を制御するインバータ制御と、相電流検出の制御を行う。
制御部(4)は、インバータ回路(3)の各スイッチング素子(Sup,…,Swn)のゲートに印加するゲート信号(Gup,…,Gwn)を生成する。そして、各スイッチング素子(Sup,…,Swn)のスイッチング状態を遷移させることによって、前記出力交流の電流又は電圧を制御するインバータ制御と、相電流検出の制御を行う。
-インバータ制御-
この制御部(4)は、前記インバータ制御を所定長さのインバータ制御期間(T2)単位で繰り返す。具体的には、制御部(4)が行うインバータ制御はPWM制御であり、キャリア信号に同期して前記出力交流の電圧を制御する。前記インバータ制御期間(T2)は、キャリア信号の周期(キャリア周期)と同じ長さの期間である。
この制御部(4)は、前記インバータ制御を所定長さのインバータ制御期間(T2)単位で繰り返す。具体的には、制御部(4)が行うインバータ制御はPWM制御であり、キャリア信号に同期して前記出力交流の電圧を制御する。前記インバータ制御期間(T2)は、キャリア信号の周期(キャリア周期)と同じ長さの期間である。
この制御部(4)は、一般的なインバータ回路(例えばSi半導体を主材料としたスイッチング素子を用いたインバータ回路。以下では便宜上、従来のインバータ回路と呼ぶ)におけるスイッチング周波数(すなわちキャリア周波数。例えば、5kHz)の10倍以上の周波数(例えば、50kHz)で、各スイッチング素子(Sup,…,Swn)をスイッチングさせる。スイッチング周波数を高くすると一般的にはスイッチング素子における損失が大きくなるが、本実施形態のインバータ回路(3)では、既述の通り、ワイドバンドギャップ半導体を主材料として形成したスイッチング素子(Sup,…,Swn)を用いているので、スイッチング周波数を高くしても損失の増加が小さい。そのため、このインバータ回路(3)では、キャリア信号の周波数(キャリア周波数)をこのように高周波にして、高速なスイッチングを行わせることが可能になるのである。なお、PWM制御を行った場合、シャント抵抗(R)からの出力は電圧パルスとなる(後に詳述)。
-相電流検出の制御-
このインバータ回路(3)では、前記出力交流の相電流(Iu,Iv,Iw)を検出する相電流検出期間(T1)を所定のインバータ制御期間(T2)同士の間に設けている。このインバータ回路(3)では、インバータ制御期間(T2)単位でインバータ制御が繰り返されており、所定の間隔(例えば、200μsec)で、インバータ制御期間(T2)とインバータ制御期間(T2)の間に相電流検出期間(T1)が設けられる。この例では、相電流検出期間(T1)は、キャリア周期の1周期分の期間であり、連続した2つの相電流検出期間(T1)が、インバータ制御期間(T2)同士の間に挿入されている。これら2つの相電流検出期間(T1)のうち、前半の期間(第1期間)にU相の相電流(Iu)に応じた電圧パルスがシャント抵抗(R)から出力され、後半の期間(第2期間)にV相の相電流(Iv)に応じた電圧パルスがシャント抵抗(R)から出力されるように、制御部(4)が、各スイッチング素子(Sup,…,Swn)のスイッチング状態を制御する。
このインバータ回路(3)では、前記出力交流の相電流(Iu,Iv,Iw)を検出する相電流検出期間(T1)を所定のインバータ制御期間(T2)同士の間に設けている。このインバータ回路(3)では、インバータ制御期間(T2)単位でインバータ制御が繰り返されており、所定の間隔(例えば、200μsec)で、インバータ制御期間(T2)とインバータ制御期間(T2)の間に相電流検出期間(T1)が設けられる。この例では、相電流検出期間(T1)は、キャリア周期の1周期分の期間であり、連続した2つの相電流検出期間(T1)が、インバータ制御期間(T2)同士の間に挿入されている。これら2つの相電流検出期間(T1)のうち、前半の期間(第1期間)にU相の相電流(Iu)に応じた電圧パルスがシャント抵抗(R)から出力され、後半の期間(第2期間)にV相の相電流(Iv)に応じた電圧パルスがシャント抵抗(R)から出力されるように、制御部(4)が、各スイッチング素子(Sup,…,Swn)のスイッチング状態を制御する。
この際、制御部(4)は、インバータ制御期間(T2)における電圧パルスの幅よりも大きな幅の電圧パルスが、この相電流検出期間(T1)にシャント抵抗(R)から出力されるように、各スイッチング素子(Sup,…,Swn)のスイッチング状態を制御する。具体的には、この期間における各電圧パルスの幅は、従来のインバータ回路においてシャント抵抗に生ずる電圧パルスの幅と同程度になるのが好ましい。そうすることで、従来と同様の構成の検出部(5)で電圧差の検出が可能になる(詳細は後述)。なお、第1及び第2期間における具体的なスイッチング状態については、後述の《電力変換装置(10)の動作》の欄において詳述する。
-検出部(5)-
検出部(5)は、相電流検出期間(T1)にシャント抵抗(R)に生じた電圧パルスが立ち上がってから、該電圧パルスに生じたリンギングが収まる程度の所定時間が経過した後に、電圧パルスの電圧値を検出し、検出値とシャント抵抗(R)の抵抗値から相電流を求めてその検出結果を出力する。図2は、検出部(5)の構成例を示すブロック図である。この例では、検出部(5)は、シャント抵抗(R)が出力した電圧パルスを入力とした作動増幅器(5a)と該作動増幅器(5a)の出力をA/D変換するA/D変換器(5b)によって構成している。
検出部(5)は、相電流検出期間(T1)にシャント抵抗(R)に生じた電圧パルスが立ち上がってから、該電圧パルスに生じたリンギングが収まる程度の所定時間が経過した後に、電圧パルスの電圧値を検出し、検出値とシャント抵抗(R)の抵抗値から相電流を求めてその検出結果を出力する。図2は、検出部(5)の構成例を示すブロック図である。この例では、検出部(5)は、シャント抵抗(R)が出力した電圧パルスを入力とした作動増幅器(5a)と該作動増幅器(5a)の出力をA/D変換するA/D変換器(5b)によって構成している。
《電力変換装置(10)の動作》
〈インバータ制御期間(T2)における動作〉
PWM制御の際に制御部(4)が各スイッチング素子(Sup,…,Swn)に印加するゲート電圧のパターン(波形)は、従来のインバータ回路で行われるPWM制御と同じである。ただし、既述の通りこのインバータ回路(3)では、その際のキャリア周波数が従来のインバータ回路よりも高い。図3は、上アーム側の各スイッチング素子(Sup,Svp,Swp)のゲートにそれぞれ与えるゲート信号(Gup,Gvp,Gwp)の波形とシャント抵抗(R)における電圧波形を説明する図である。この図では、ゲート信号(Gup,Gvp,Gwp)がハイレベルに表示されている場合には、その信号に対応した上アーム側のスイッチング素子がオン、それと対になる下アーム側のスイッチング素子がオフであることを示している。逆に、ゲート信号(Gup,Gvp,Gwp)がローレベルに表示されている場合には、そのゲート信号に対応した上アーム側のスイッチング素子がオフ、それと対になる下アーム側のスイッチング素子がオンであることを示している。
〈インバータ制御期間(T2)における動作〉
PWM制御の際に制御部(4)が各スイッチング素子(Sup,…,Swn)に印加するゲート電圧のパターン(波形)は、従来のインバータ回路で行われるPWM制御と同じである。ただし、既述の通りこのインバータ回路(3)では、その際のキャリア周波数が従来のインバータ回路よりも高い。図3は、上アーム側の各スイッチング素子(Sup,Svp,Swp)のゲートにそれぞれ与えるゲート信号(Gup,Gvp,Gwp)の波形とシャント抵抗(R)における電圧波形を説明する図である。この図では、ゲート信号(Gup,Gvp,Gwp)がハイレベルに表示されている場合には、その信号に対応した上アーム側のスイッチング素子がオン、それと対になる下アーム側のスイッチング素子がオフであることを示している。逆に、ゲート信号(Gup,Gvp,Gwp)がローレベルに表示されている場合には、そのゲート信号に対応した上アーム側のスイッチング素子がオフ、それと対になる下アーム側のスイッチング素子がオンであることを示している。
図3の例では、制御部(4)は、U相に対応したスイッチングレグ(leg1)については、インバータ制御期間(T2)におけるt3〜t5の期間に、矩形波状のゲート信号(Gup)を出力して上アーム側のスイッチング素子(Sup)をオンに制御し、インバータ制御期間(T2)中の他の期間にはオフに制御する。また、V相に対応したスイッチングレグ(leg2)については、インバータ制御期間(T2)のt2〜t6の期間に、上アーム側のスイッチング素子(Svp)をオンに制御し、インバータ制御期間(T2)中の他の期間にはオフに制御する。また、W相に対応したスイッチングレグ(leg3)については、インバータ制御期間(T2)のt1〜t7の期間に、上アーム側のスイッチング素子(Swp)をオンに制御し、インバータ制御期間(T2)中の他の期間にはオフに制御する。
なお、このインバータ制御では、下アーム側の各スイッチング素子(Sun,Svn,Swn)は、オンオフの状態が、対応した上アーム側のスイッチング素子とは逆の関係にある。例えば、制御部(4)は、U相の下アーム側のスイッチング素子(Sun)を、スイッチング素子(Sup)がオンの場合にはオフ、スイッチング素子(Sup)がオフの場合にはオンに制御する。
上記の制御により、図3に示すように、t0〜t1の期間には、上アーム側のすべてのスイッチング素子(Sup,Svp,Swp)がオフになり、この場合はシャント抵抗(R)における電流の大きさはゼロである。したがって、シャント抵抗(R)の両端に電圧は発生しない。また、t1〜t2の期間には、上アーム側のスイッチング素子(Swp)と下アーム側の2つのスイッチング素子(Sun,Svn)がオン、上アーム及び下アームのその他のスイッチング素子がオフに制御される。これにより、シャント抵抗(R)には相電流(Iw)が流れる。同様に、t2〜t3の期間には、上アーム側の2つスイッチング素子(Svp,Swp)と下アーム側のスイッチング素子(Sun)がオン、上アーム及び下アームのその他のスイッチング素子がオフに制御される。これにより、シャント抵抗(R)には、大きさが(Iv+Iw)の電流(すなわち-Iu)が流れる。シャント抵抗(R)に流れる相電流は、上記の波形に対応したパルス状の電流であり、シャント抵抗(R)の両端には電圧パルスを生ずる。同様に、t5〜t6の期間、t6〜t7の期間もそれぞれシャント抵抗(R)の両端には電圧パルスを生ずる。
従来のインバータ回路では、このようにインバータ制御中にシャント抵抗に生じた電圧パルスのレベルから相電流を検出するのであるが、本実施形態ではこの期間の電圧パルスからの相電流の検出は困難である。すなわち、このインバータ回路(3)ではキャリア周波数が従来のインバータ回路の10倍以上であるので、インバータ制御期間(T2)における電圧パルスの幅は従来の1/10以下である。しかも、図3では図示を省略してあるが、この電圧パルスは立ち上がりから所定の期間はリンギングにより波形が乱れている。したがって、このインバータ制御期間(T2)では、電圧パルスの電圧が安定してからでは測定のために十分なパルス幅を確保するのが難しい。つまり、本実施形態のようにキャリア周波数が大きくなると、従来のインバータ回路のように、インバータ制御中にシャント抵抗(R)に生じた電圧パルスから相電流(Iu,Iv,Iw)を検出することは難しいのである。
〈相電流検出期間(T1)における動作〉
一方、相電流検出期間(T1)には、制御部(4)は、前記第1期間に、上アーム側はスイッチング素子(Sup)をオンに、下アーム側はスイッチング素子(Svn)とスイッチング素子(Swn)の2つをオンに、上アーム及び下アームのその他のスイッチング素子をオフにそれぞれ制御する。これにより、第1期間には、シャント抵抗(R)にU相の相電流(Iu)が流れることになる。この相電流(Iu)は、やはりパルス状の電流であり、シャント抵抗(R)の両端には電圧パルスを生ずる。この電圧パルスは、立ち上がりから所定の期間は、やはりリンギングにより波形が乱れている。
一方、相電流検出期間(T1)には、制御部(4)は、前記第1期間に、上アーム側はスイッチング素子(Sup)をオンに、下アーム側はスイッチング素子(Svn)とスイッチング素子(Swn)の2つをオンに、上アーム及び下アームのその他のスイッチング素子をオフにそれぞれ制御する。これにより、第1期間には、シャント抵抗(R)にU相の相電流(Iu)が流れることになる。この相電流(Iu)は、やはりパルス状の電流であり、シャント抵抗(R)の両端には電圧パルスを生ずる。この電圧パルスは、立ち上がりから所定の期間は、やはりリンギングにより波形が乱れている。
しかし、この電圧パルスは、インバータ制御期間(T2)における電圧パルスよりも幅が大きく制御されているので、リンギングが収まって電圧が安定するまで検出を待っていても、検出部(5)が相電流を測定するための時間を、インバータ制御中の電圧パルスを用いる場合よりもよりも十分長く確保できる。そのため、電圧パルスが立ち上がってからリンギングが収まって電圧パルスの電圧が安定した後でも、測定のために十分なパルス幅を確保することが可能になる。そこで、本実施形態の検出部(5)は、電圧パルスが立ち上がってからリンギングが収まる程度の時間が経過した後、電圧パルスのレベルとシャント抵抗(R)の抵抗値からU相の相電流(Iu)を求め、検出結果を出力する。これにより、検出部(5)は、より確実に相電流を検出できるのである。
同様に、前記第2期間には、制御部(4)は、上アーム側はスイッチング素子(Svp)をオンに、下アーム側はスイッチング素子(Sun)とスイッチング素子(Swn)の2つをオンに、上アーム及び下アームのその他のスイッチング素子はオフにそれぞれ制御する。これにより、第2期間には、シャント抵抗(R)にV相の相電流(Iv)が流れることになる。この期間でも検出部(5)は、この電圧パルスが立ち上がってから所定時間が経過した後に、電圧パルスのレベルとシャント抵抗(R)の抵抗値からV相の相電流(Iv)を求め、検出結果を出力する。そして、この第2期間でも電圧パルスの幅がインバータ制御期間(T2)における電圧パルスよりも幅が大きく制御されているので、リンギングが収まって電圧が安定するまで電流の検出を待っていても、相電流測定のための時間を、インバータ制御中の電圧パルスを用いる場合よりもより長く確保できる。
そして、このようにU相、V相のそれぞれの相電流(Iu,Iv)を測定し終わると、検出部(5)は、W相の相電流(Iw)をIw=−(Iu+Iv)の関係式から算出し、その値を出力する。これにより、3相分の相電流(Iu,Iv,Iw)を検出できたことになる。
《本実施形態における効果》
以上のように、本実施形態によれば、スイッチング素子(Sup,…,Swn)のスイッチング周波数(キャリア周波数)が従来のインバータ回路よりも高くなっても、検出部(5)において各相の相電流(Iu,Iv,Iw)の検出をより確実に行うことが可能になる。なお、上記のように、インバータ制御が行われていない相電流検出期間(T1)が存在すると、その期間は出力電圧が固定されることになる。しかしながら、本実施形態のように、負荷としてモータ(6)を接続した場合には、モータ(6)の時定数に比べ相電流検出期間(T1)は十分小さいので、電流波形は所望の波形から大きくずれることがなく、実用上の差し支えはない。
以上のように、本実施形態によれば、スイッチング素子(Sup,…,Swn)のスイッチング周波数(キャリア周波数)が従来のインバータ回路よりも高くなっても、検出部(5)において各相の相電流(Iu,Iv,Iw)の検出をより確実に行うことが可能になる。なお、上記のように、インバータ制御が行われていない相電流検出期間(T1)が存在すると、その期間は出力電圧が固定されることになる。しかしながら、本実施形態のように、負荷としてモータ(6)を接続した場合には、モータ(6)の時定数に比べ相電流検出期間(T1)は十分小さいので、電流波形は所望の波形から大きくずれることがなく、実用上の差し支えはない。
また、スイッチング周波数が高くなると、従来のインバータ回路では、相電流検出に使用できる期間が短くなるため、リンギングが収まって電圧が安定するまでの期間を短縮しなければならず、各配線のインダクタンスを低減する必要がある。そのため従来のインバータ回路では、本実施形態のようにスイッチング周波数が高くなると、配線設計に注意が必要になるとも考えられる。しかしながら、本実施形態では、インバータ制御期間(T2)とは別に相電流検出期間(T1)を設け、相電流検出期間(T1)にはインバータ制御時の電圧パルスよりもパルス幅が大きな電圧パルスがシャント抵抗(R)から出力されるようにしているので、スイッチング周波数を従来よりも高めても、スイッチング周波数に関係なく、リンギングが収まって電圧が安定する期間を設けること可能になる。したがって、本実施形態では、従来と同様の配線設計で相電流の測定を実現することも可能になる。すなわち、本実施形態の相電流検出装置(1)を適用すると、高周波で動作するインバータ回路を容易に設計することが可能になる。
また、相電流検出期間(T1)に十分なパルス幅を有した電圧パルスを得られるので、スイッチング周波数が大きくなっても、相電流検出装置(1)を構成する素子を高速化せずに済む。例えば、本実施形態では、検出部(5)のA/D変換器(5b)等の高速化は必ずしも必要ではなく、従来のインバータ回路における検出部のA/D変換器等と同等のものを採用することも可能になる。すなわち、スイッチングの高速化によるコストの増大を抑えることも可能になる。
なお、図3に示した例では、相電流の検出を行う際に、U相とV相が同時にスイッチングしないように制御していたが、これらの相が同時にスイッチングするように制御してもよい。
《実施形態1の変形例1》
なお、上記のU相、V相の検出に加え、さらにW相の相電流値も実際に検出するようにしてもよい。これには、例えば、相電流検出期間(T1)をさらに挿入し、挿入したその期間にW相の相電流値を直接検出すればよい。W相の相電流値を検出するには、制御部(4)によって、上アーム側はスイッチング素子(Swp)をオンに、下アーム側はスイッチング素子(Sun)とスイッチング素子(Svn)の2つをオンに、上アーム及び下アームのその他のスイッチング素子はオフにそれぞれ制御する。
なお、上記のU相、V相の検出に加え、さらにW相の相電流値も実際に検出するようにしてもよい。これには、例えば、相電流検出期間(T1)をさらに挿入し、挿入したその期間にW相の相電流値を直接検出すればよい。W相の相電流値を検出するには、制御部(4)によって、上アーム側はスイッチング素子(Swp)をオンに、下アーム側はスイッチング素子(Sun)とスイッチング素子(Svn)の2つをオンに、上アーム及び下アームのその他のスイッチング素子はオフにそれぞれ制御する。
例えば、実際に検出する2相の電圧パルスの何れかの波形が歪んでいると、算出して求める相電流(上記の例では相電流(Iw))の値が不正確になる。これに対し、3相すべての電流値を検出することで、より正確に相電流を求めることが可能になる。また、3相すべてに相電流検出期間(T1)を設けると、3相すべての相電流検出期間(T1)での出力電圧の平均値を零にできるので、3相の出力電圧が不平衡にならない。
《実施形態1の変形例2》
例えば、キャリア周波数がより高周波になって、相電流検出期間(T1)を1キャリア周期としたのでは十分な電圧パルス幅を確保できない場合には、相電流検出期間(T1)を、1キャリア周期分よりも長い期間に設定するとよい。図4は本変形例2の相電流検出装置が上アーム側の各スイッチング素子(Sup,Svp,Swp)のゲートにそれぞれ与えるゲート信号(Gup,Gvp,Gwp)の波形とシャント抵抗(R)における電圧波形を説明する図である。この例では、図4に示すように、1つの相電流を検出する相電流検出期間(T1)として、2キャリア周期分の期間を充てている。なお、図4の例は、V相の相電流(Iv)を測定する場合のゲート信号の波形であり、制御部(4)は相電流検出期間(T1)にゲート信号(Gvp)を出力している。
例えば、キャリア周波数がより高周波になって、相電流検出期間(T1)を1キャリア周期としたのでは十分な電圧パルス幅を確保できない場合には、相電流検出期間(T1)を、1キャリア周期分よりも長い期間に設定するとよい。図4は本変形例2の相電流検出装置が上アーム側の各スイッチング素子(Sup,Svp,Swp)のゲートにそれぞれ与えるゲート信号(Gup,Gvp,Gwp)の波形とシャント抵抗(R)における電圧波形を説明する図である。この例では、図4に示すように、1つの相電流を検出する相電流検出期間(T1)として、2キャリア周期分の期間を充てている。なお、図4の例は、V相の相電流(Iv)を測定する場合のゲート信号の波形であり、制御部(4)は相電流検出期間(T1)にゲート信号(Gvp)を出力している。
《実施形態1の変形例3》
また、1相当りの検出時間が1キャリア周期よりも短くてもよい場合には、相電流検出期間(T1)を実施形態1等の例よりも短くしてもよい。図5は、相電流検出期間(T1)を0.5キャリア周期にした例である。
また、1相当りの検出時間が1キャリア周期よりも短くてもよい場合には、相電流検出期間(T1)を実施形態1等の例よりも短くしてもよい。図5は、相電流検出期間(T1)を0.5キャリア周期にした例である。
《発明の実施形態2》
図6は、本発明の実施形態2に係る相電流検出装置(21)を適用した電力変換装置(20)の構成を示すブロック図である。この相電流検出装置(21)は、シャント抵抗の数と配置、制御部(4)及び検出部(5)の構成が実施形態1の電力変換装置(10)と異なっている。
図6は、本発明の実施形態2に係る相電流検出装置(21)を適用した電力変換装置(20)の構成を示すブロック図である。この相電流検出装置(21)は、シャント抵抗の数と配置、制御部(4)及び検出部(5)の構成が実施形態1の電力変換装置(10)と異なっている。
具体的には、この相電流検出装置(21)は3つのシャント抵抗(R1,R2,R3)を有し、それぞれのシャント抵抗(R1,R2,R3)は、各スイッチングレグ(leg1,leg2,leg3)に1つずつ配置されている。より詳しくは、スイッチングレグ(leg1)にはスイッチング素子(Sun)と直流母線(N)の間にシャント抵抗(R1)が、スイッチングレグ(leg2)にはスイッチング素子(Svn)と直流母線(N)の間にシャント抵抗(R2)が、スイッチングレグ(leg3)にはスイッチング素子(Swn)と直流母線(N)の間にシャント抵抗(R3)がそれぞれ配置されている。すなわち、シャント抵抗(R1)にはU相の相電流(Iu)、シャント抵抗(R2)にはV相の相電流(Iv)、シャント抵抗(R3)にはW相の相電流(Iw)がそれぞれ流れることになる。
また、本実施形態では、各シャント抵抗(R1,R2,R3)に対応して3つの検出部(5)が設けられている。それぞれの検出部(5)は、実施形態1の検出部(5)と同じ構成であり、各検出部(5)は対応したシャント抵抗(R1,R2,R3)の電圧パルスを検出し、対応した相の相電流(Iu,Iv,Iw)を求めるようになっている。
また、制御部(4)は、実施形態1と同様に、インバータ制御期間(T2)と相電流検出期間(T1)とに分けて各スイッチング素子(Sup,…,Swn)のスイッチング状態を制御する。ただし、本実施形態の制御部(4)は、相電流検出期間(T1)におけるスイッチング状態の制御が、実施形態1の装置で行われていた制御とは異なっている。スイッチング状態の制御については後述する。なお、本実施形態においても、相電流検出期間(T1)は、1キャリア周期分の期間であり、本実施形態の制御部(4)も、相電流検出期間(T1)において各シャント抵抗(R1,R2,R3)に生ずる電圧パルスの幅が、インバータ制御期間(T2)における電圧パルスの幅よりも大きくなるように、各スイッチング素子(Sup,…,Swn)のスイッチング状態を制御する。
《電力変換装置(20)の動作》
本実施形態におけるインバータ制御期間(T2)の動作は、実施形態1の電力変換装置(10)と同じである。
本実施形態におけるインバータ制御期間(T2)の動作は、実施形態1の電力変換装置(10)と同じである。
一方、相電流検出期間(T1)には、制御部(4)は、下アーム側の3つのスイッチング素子(Sun,Svn,Swn)をすべてオンにする。これにより、シャント抵抗(R1)にはU相の相電流(Iu)、シャント抵抗(R2)にはV相の相電流(Iv)、シャント抵抗(R3)にはW相の相電流(Iv)がそれぞれ流れる。このとき、各シャント抵抗(R1,R2,R3)の両端には電圧パルスが発生する。これらの電圧パルスは、立ち上がりから所定の期間は、やはりリンギングにより波形が乱れている。そこで検出部(5)は、電圧パルスが立ち上がってからリンギングが収まる程度の時間が経過した後、電圧パルスのレベルとシャント抵抗(R1,R2,R3)の抵抗値から相電流(Iu,Iv,Iw)をそれぞれ求め、検出結果をそれぞれ出力する。
本実施形態でも、相電流検出期間(T1)における電圧パルスの幅が、インバータ制御期間(T2)における電圧パルスよりも幅が大きく制御されているので、リンギングが収まって電圧が安定するまで検出を待っていても、相電流測定のための時間を、インバータ制御中の電圧パルスを用いる場合よりもより長く確保できる。
したがって、本実施形態においてもやはり、検出部(5)において各相の相電流(Iu,Iv,Iw)の検出をより確実に行うことが可能になる。しかも、3相分同時に相電流を検知できるので、相電流検出期間(T1)の挿入回数を低減できる。
なお、本実施形態においても、キャリア周波数がより高周波になって、1キャリア周期の期間では十分な電圧パルス幅を確保できない場合には、実施形態1の変形例2のように、相電流検出期間(T1)を、1キャリア周期分よりも長い期間(例えば、2×キャリア周期分の期間)にするとよい。
《発明の実施形態3》
実施形態3では、相電流検出時におけるスイッチングパターンの例を説明する。なお、以下では、各スイッチング素子(Sup,…,Swn)のスイッチングパターンを電圧ベクトルで表示する。図7は、電圧ベクトルV0〜V7と各スイッチング素子(Sup,…,Swn)のスイッチング状態の関係を示すテーブルである。なお、図7に示したシャント抵抗の電圧値は、実施形態1の電力変換装置(10)のように1つのシャント抵抗を電流検出に用いる場合の例である。
実施形態3では、相電流検出時におけるスイッチングパターンの例を説明する。なお、以下では、各スイッチング素子(Sup,…,Swn)のスイッチングパターンを電圧ベクトルで表示する。図7は、電圧ベクトルV0〜V7と各スイッチング素子(Sup,…,Swn)のスイッチング状態の関係を示すテーブルである。なお、図7に示したシャント抵抗の電圧値は、実施形態1の電力変換装置(10)のように1つのシャント抵抗を電流検出に用いる場合の例である。
〈スイッチングパターン例1〉
実施形態1で説明した図3の例では、V4(100)とV2(010)を使って電流を検出しているので、インバータ回路(3)の出力電圧を下げることになる。そこで、スイッチングパターン例1では、出力電圧を低下させないようにできるスイッチングパターン例を説明する。
実施形態1で説明した図3の例では、V4(100)とV2(010)を使って電流を検出しているので、インバータ回路(3)の出力電圧を下げることになる。そこで、スイッチングパターン例1では、出力電圧を低下させないようにできるスイッチングパターン例を説明する。
図8は、インバータ回路(3)の出力電圧を低下させないようにできるスイッチングパターンの一例である。図8に示すように、インバータ制御に用いる電圧ベクトルが、V0(000)、V1(001)、V3(011)、V7(111)の場合は、非ゼロベクトルであるV1(001)、V3(011)を用いて電流の検出処理を行う。すなわち、相電流の検出を行う期間に、インバータ制御と同じ電圧ベクトルを出力するのである。こうすることで、相電流検出期間にインバータ回路(3)の出力電圧を低下させないようにすることが可能になる。
なお、図8の例では、V相とW相のスイッチングタイミングをずらしている。これは、スイッチングタイミングが重なるとノイズが発生する可能性があるからである。ただし、このようなノイズが、問題ない場合には同時にスイッチングしてもよい。
〈スイッチングパターン例2〉
スイッチングパターン例2では、出力電流を増加させないようにできるスイッチングパターン例を説明する。図9は、インバータ回路(3)の出力電流を増加させないようにできるスイッチングパターンの一例である。図9は、|Iu|>|Iv|>|Iw|,Iu<0,Iv>0,Iw>0の場合の例である。
スイッチングパターン例2では、出力電流を増加させないようにできるスイッチングパターン例を説明する。図9は、インバータ回路(3)の出力電流を増加させないようにできるスイッチングパターンの一例である。図9は、|Iu|>|Iv|>|Iw|,Iu<0,Iv>0,Iw>0の場合の例である。
この例では、U相は、|Iu|が最も大きいので、|Iu|を低下させるようにU相のスイッチング状態として“1”を選択している。V相は、|Iv|が2番目に大きいので、|Iv|を低下させるようにV相のスイッチング状態として“0”を選択している。W相は、|Iw|が最も小さいので、2相の電流が検出できるように“0”,“1”を選択している。なお、このスイッチングパターン選択においては、以前に検出したIu,Iv,Iwを使用してもよいし、推定したIu,Iv,Iwを使用してもよい。こうすることで、相電流検出期間に出力電流を増加させないようにすることができ、インバータ回路(3)の異常停止および破壊を防ぐことができる。
〈スイッチングパターン例3〉
スイッチングパターン例3では、電圧パルスを常に正にできるスイッチングパターン例を説明する。図10は、電圧パルスを常に正にできるスイッチングパターンの一例である。図10は、|Iu|>|Iv|>|Iw|,Iu<0,Iv>0,Iw>0の場合の例である。
スイッチングパターン例3では、電圧パルスを常に正にできるスイッチングパターン例を説明する。図10は、電圧パルスを常に正にできるスイッチングパターンの一例である。図10は、|Iu|>|Iv|>|Iw|,Iu<0,Iv>0,Iw>0の場合の例である。
この例では、電流の絶対値が大きなIu、Ivを選択している。具体的には、電圧ベクトルは、Iuは負なので-Iuが検出可能な電圧ベクトルV3を、Ivは正なので、Ivが検出可能な電圧ベクトルV2を選択している。このスイッチングパターン選択においては、以前に検出したIu,Iv,Iwを使用してもよいし、推定したIu,Iv,Iwを使用してもよい。
なお、電流の絶対値が最も小さなIwを検出しないのは、前回検出値などから各相電流の大小判断しているからであり、ゼロに最も近いIwでは符号が変化している可能性があるためである。
このスイッチングパターンでは、シャント抵抗の両端電圧の検出回路として、正の電圧のみ検出可能に構成すればよいので、電圧分解能が向上する。例えば、10bitA/Dコンバータを用いて、-1V〜1Vの範囲を検出すると、分解能が2/2^10=1.95mV/bitとなる。これに対し、0V〜1Vの範囲を検出(正の電圧のみ検出)すると、分解能が1/2^10=0.977mV/bitとなり、分解能が向上する。
《発明の実施形態4》
実施形態4では、シャント抵抗の電圧オフセットの補償(以下、オフセット補償)を行うことが可能な相電流検出装置の例を説明する。具体的には、実施形態1(各変形例を含む)又は実施形態2において、シャント抵抗に相電流(モータ電流)が流れないスイッチングパターンを選択し、その時の電圧を検出(オフセット検出)し、検出値(オフセット検出値)を用いてオフセット補償をする。
実施形態4では、シャント抵抗の電圧オフセットの補償(以下、オフセット補償)を行うことが可能な相電流検出装置の例を説明する。具体的には、実施形態1(各変形例を含む)又は実施形態2において、シャント抵抗に相電流(モータ電流)が流れないスイッチングパターンを選択し、その時の電圧を検出(オフセット検出)し、検出値(オフセット検出値)を用いてオフセット補償をする。
具体的には、シャント抵抗が1つの相電流検出装置(実施形態1等)では、電圧ベクトルV0,V7を選択する。
また、シャント抵抗が3つの相電流検出装置(例えば実施形態2)では、オフセット補償を行う相のスイッチング状態を“1”にする(上アーム側スイッチング素子をオン、下アーム側スイッチング素子をオフにする)。図11は、シャント抵抗が3つの相電流検出装置でのスイッチング状態とシャント抵抗による検出値の関係を示すテーブルである。例えば、一度に三相すべてのオフセット検出を行う場合には電圧ベクトルV7(111)を選択する。また、相電流検出とオフセット検出を同時に行う場合には、通常のインバータ制御で最もパルス幅の長い非ゼロベクトルを使用する。具体的には、電圧ベクトルV1〜V6を使用する。こうすることで、インバータ回路(3)の出力電圧を下げないようにできる。
また、電圧ベクトルV1,V2,V4を周期的に選択するようにしてもよい。こうすることで、定期的にオフセット検出を行うことができる。このように定期的にオフセット検出を行えば、温度変化などによるオフセット量の変動に対しても追随することが可能になる。
《その他の実施形態》
なお、上記の各実施形態や変形例で示したキャリア周波数や相電流検出期間(T1)の挿入周期は例示である。これらの値は、電力変換装置の用途などを考慮して適宜選択すればよい。
なお、上記の各実施形態や変形例で示したキャリア周波数や相電流検出期間(T1)の挿入周期は例示である。これらの値は、電力変換装置の用途などを考慮して適宜選択すればよい。
また、各スイッチング素子(Sup,…,Swn)に採用したワイドバンドギャップ半導体も例示であり、これに限定されるものではない。キャリア周波数(スイッチング周波数)等を考慮してスイッチング素子を適宜選択すればよい。
また、上記のインバータ回路(3)では、外付けの還流ダイオード(Dup,…,Dwn)を省略して、いわゆる同期整流を行ってもよい。
また、検出部(5)では、必ずしも相電流検出期間(T1)で検出(A/D変換)を完了する必要はない。例えば、検出部(5)にサンプルアンドホールド回路を設けておいて、相電流検出期間(T1)に電圧値を保持し、インバータ制御期間(T2)の期間中に検出(A/D変換)を完了するようにしてもよい。要は、相電流検出期間(T1)に検出結果の出力まで行う必要はなく、相電流検出期間(T1)中の電圧パルスの電圧値を検出できれば良いのである。
本発明は、インバータ回路の出力交流の相電流を検出する相電流検出装置、及びそれを用いた電力変換装置等として有用である。
1 相電流検出装置
2 コンバータ回路(直流電源)
3 インバータ回路
4 制御部
5 検出部
6 モータ(負荷)
10 電力変換装置
leg1 スイッチングレグ
leg2 スイッチングレグ
leg3 スイッチングレグ
M1,M2,M3 中間点
N,P 直流母線(N)
R,R1,R2,R3 シャント抵抗
Sup,…,Swn スイッチング素子
T1 相電流検出期間
T2 インバータ制御期間
2 コンバータ回路(直流電源)
3 インバータ回路
4 制御部
5 検出部
6 モータ(負荷)
10 電力変換装置
leg1 スイッチングレグ
leg2 スイッチングレグ
leg3 スイッチングレグ
M1,M2,M3 中間点
N,P 直流母線(N)
R,R1,R2,R3 シャント抵抗
Sup,…,Swn スイッチング素子
T1 相電流検出期間
T2 インバータ制御期間
Claims (5)
- 複数のスイッチング素子(Sup,…,Swn)のスイッチング状態をそれぞれ変化させて直流を交流に変換するインバータ回路(3)における出力交流の相電流を検出する相電流検出装置であって、
前記相電流に応じた電圧の電圧パルスを出力するシャント抵抗(R)と、
各スイッチング素子(Sup,…,Swn)のスイッチング状態をそれぞれ変化させて前記出力交流の電流又は電圧を制御するインバータ制御を所定長さのインバータ制御期間(T2)単位で繰り返す制御部(4)と、
前記電圧パルスに基づいて前記相電流を検出する検出部(5)と、
を備え、
前記制御部(4)は、前記相電流を検出する相電流検出期間(T1)を所定のインバータ制御期間(T2)同士の間に設けて、前記インバータ制御期間(T2)における前記電圧パルスの幅よりも大きな幅の電圧パルスが前記相電流検出期間(T1)に前記シャント抵抗(R)から出力されるように各スイッチング素子(Sup,…,Swn)のスイッチング状態を制御し、
前記検出部(5)は、前記相電流検出期間(T1)の電圧パルスによって前記相電流を検出することを特徴とする相電流検出装置。 - 請求項1の相電流検出装置において、
前記相電流検出期間(T1)は、前記インバータ制御期間(T2)よりも長い期間であることを特徴とする相電流検出装置。 - 請求項1又は請求項2の相電流検出装置において、
前記シャント抵抗(R)は、前記インバータ回路(3)における負側の直流母線(N)と、前記直流を出力する直流電源(2)との間に設けられていることを特徴とする相電流検出装置。 - 請求項1又は請求項2の相電流検出装置において、
前記複数のスイッチング素子(Sup,…,Swn)は、2つのスイッチング素子(Sup,…,Swn)が直列接続された複数のスイッチングレグ(leg1,leg2,leg3)を構成し、
各スイッチングレグ(leg1,leg2,leg3)は、前記インバータ回路(3)における正側及び負側の直流母線(P,N)間に接続されるとともに、それぞれの中間点(M1,M2,M3)が負荷(6)に接続され、
前記シャント抵抗(R1,R2,R3)は、各スイッチングレグ(leg1,leg2,leg3)に設けられていることを特徴とする相電流検出装置。 - 複数のスイッチング素子(Sup,…,Swn)のスイッチング状態をそれぞれ変化させて直流を交流に変換するインバータ回路(3)と、
請求項1から請求項4のうちの何れか1つの相電流検出装置と、
を備え、
それぞれのスイッチング素子(Sup,…,Swn)は、ワイドバンドギャップ半導体で構成されていることを特徴とする電力変換装置。
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