JP4665452B2

JP4665452B2 - 温度検知回路、および温度検知回路を備えたパワー半導体装置

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Publication number: JP4665452B2
Application number: JP2004226595A
Authority: JP
Inventors: 守生岩水; 善昭豊田
Original assignee: Fuji Electric Systems Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2004-08-03
Filing date: 2004-08-03
Publication date: 2011-04-06
Anticipated expiration: 2024-08-03
Also published as: JP2006047039A

Description

本発明は、パワー半導体素子等における温度を検知する温度検知回路、および温度検知回路を備えたパワー半導体装置に関する。

たとえば、特開平３−１４８８６１号公報に記載されているような、パワー半導体素子を熱的破壊から保護するため等に使用される半導体素子用の温度検知回路として、温度検出対象であるパワー半導体素子に対して一体に形成されたダイオードを用い、このダイオードの逆漏れ電流の温度依存性を利用して温度検出動作を行うようにしたものが知られている。この従来例においては、温度検出用の素子であるダイオードとして、パワー半導体素子が形成されている半導体基板に形成されたダイオードを使用しているために、温度検出対象である半導体素子とダイオードとの間には、熱抵抗体が存在していないとしてよい。このため、ダイオードはパワー半導体素子の温度を温度差が無くしかも時間遅れを生ずることなく検出することができる（特許文献１参照）。

図１４は、この種の従来の温度検知回路を示す回路図である。
従来の温度検知回路では、温度検知対象である半導体素子が形成された半導体基板と同一チップに埋め込まれたダイオード１に、定電流発生源としてデプレッション形（depletion type）ＭＯＳトランジスタ２を直列接続し、このダイオード１の順方向電圧Ｖ２の電圧比較手段として、エンハンスメント−デプレッション形インバータ（以下、ＥＤインバータという。）３のしきい値を用い、温度上昇による順方向電圧の減少をＥＤインバータ３の出力反転により検出するという方式が使用されている。ダイオード１は通常、必要に応じて複数個直列接続される。ここで、ＥＤインバータ４はＥＤインバータ３と同じしきい値を持ち、ＥＤインバータ３の出力を増幅する働きをする。このＥＤインバータ４は、前段に設けたＥＤインバータ３の入力変化に対する出力の変化を増幅する機能を有しており、温度変化に対する出力変化を敏感にすることによって検知温度の精度を上げることを目的とするものである。ここでは、ＥＤインバータ４は、増幅率を上げるために奇数段接続されている。

図１５は、ＥＤインバータの具体的な構成を示す回路図である。たとえば、図１４の温度検知回路を構成するＥＤインバータ３は、デプレッション形ＭＯＳトランジスタ６、エンハンスメント形（enhancement type）ｎチャネルＭＯＳトランジスタ７から構成されるものであって、トランジスタ６のドレインは電源電圧Ｖ１が供給される電源端子を構成している。そして、入力電圧Ｖ２がトランジスタ７のゲートから入力するとともに、出力電圧Ｖ３がトランジスタ６，７の接続点から出力される。

図１６は、２５℃におけるダイオード順方向電圧、およびＥＤインバータのしきい値を求めるための図である。また、図１７はデプレッション形ＭＯＳトランジスタの電圧電流特性を示す図である。

図１６に示す曲線８，９は、それぞれエンハンスメント形ｎチャネルＭＯＳトランジスタ７のドレイン−ゲート接続、ダイオード１の電圧電流特性であり、曲線１０，１１は図１７のデプレッション形ＭＯＳトランジスタ６の特性を、電源電圧Ｖ１を原点として折り返した負荷曲線である。このうち負荷曲線１０，１１は、それぞれ電源電圧値がＶｂ，Ｖｃの時のものであって、各電圧電流特性（８，９）との交点における電圧値Ｖｂ１，Ｖｂ２、および電圧値Ｖｃ１，Ｖｃ２とは、それぞれ電源電圧値がＶｂの時のインバータ３のしきい値（Ｖｂ１）とダイオード１の順方向電圧値（Ｖｂ２）、および電源電圧値がＶｃの時のインバータ３のしきい値（Ｖｃ１）とダイオード１の順方向電圧値（Ｖｃ２）を表す。ここで、デプレッション形ＭＯＳトランジスタ６の特性（負荷曲線１０，１１）と、他素子の電圧電流特性（８，９）との交点が図１７で示される飽和領域で生じるような電源電圧Ｖｂを飽和電源電圧、非飽和領域で生じるような電源電圧Ｖｃを非飽和電源電圧と定義する。すなわち、図１６においては、電圧値Ｖｂ１、Ｖｂ２が飽和電源電圧範囲にある電源電圧値、電圧値Ｖｃ１、Ｖｃ２が非飽和電源電圧範囲にある電源電圧値となる。

図１８は、ＥＤインバータの入出力特性を示す図である。この図において、実線で示す曲線１３と一点鎖線で示す曲線１４は、それぞれ電源電圧Ｖ１の値がＶｂ，Ｖｃである場合の、入力電圧Ｖ２に対する出力電圧Ｖ３の変化を示している。また直線１５によって、入力電圧Ｖ２と出力電圧Ｖ３が等しい場合の入出力特性を表している。

ここで、入力電圧Ｖ２と等しくなる出力電圧Ｖ３の電圧値Ｖｂ１，Ｖｃ１がＥＤインバータ３のしきい値であり、図１６の電圧値Ｖｂ１，Ｖｃ１に対応する。また、出力反転時の入力電圧Ｖ２の変化に対する出力電圧Ｖ３の変化率が増幅率であって、図１８では、出力反転時の出力電圧Ｖ３の傾きに相当する。ＥＤインバータ３においては、電源電圧Ｖ１が飽和電源電圧Ｖｂから非飽和電源電圧Ｖｃまで低下した場合には、ＥＤインバータ３のしきい値と増幅率は減少する。

このように、従来の温度検知回路では飽和電源電圧範囲内において電源電圧Ｖ１が変動した場合でも、定電流発生源であるデプレッション形ＭＯＳトランジスタ２のドレイン−ソース間電流は一定の値に飽和している。そのため、その電流が流し込まれたダイオード順方向電圧、およびＥＤインバータ３のしきい値に特性変動がなく、したがって検知温度の変動は生じない。しかしながら、電源電圧Ｖ１が飽和電源電圧Ｖｂから非飽和電源電圧Ｖｃまで低下するとき、ドレイン−ソース間の電流値が減少するから、図１６に示すようにダイオード１の順方向電圧とＥＤインバータ３のしきい値はともに低下して、結果として検知温度の変動が生じる。

この点についてさらに考察を続けると、図１６の負荷曲線に示すように、エンハンスメント型ｎチャネルＭＯＳトランジスタ７の動作抵抗はダイオード１の動作抵抗よりも大きい（すなわち、曲線８が曲線９よりも小さい傾斜となる）。その場合、上述した電源電圧変動によるダイオード１の順方向電圧の変動分（Ｖｂ２−Ｖｃ２）と、ＥＤインバータ３のしきい値の変動分（Ｖｂ１−Ｖｃ１）との間には、次式（１）の関係がある。

（Ｖｂ２−Ｖｃ２）＜（Ｖｂ１−Ｖｃ１）・・・（１）
ＥＤインバータ３とダイオード１の順方向電圧が図１６の特性を持つとき、図１４に示す従来の温度検知回路では、ダイオード１の順方向電圧は温度が１℃下がる毎にＶｘ減少するものとすると、電源電圧Ｖ１がＶｂ，Ｖｃの時の検知温度Ｔｂ１，Ｔｃ１はそれぞれ次式（２），（３）で与えられる。

Ｔｂ１＝２５＋（Ｖｂ２−Ｖｂ１）／Ｖｘ・・・（２）
Ｔｃ１＝２５＋（Ｖｃ２−Ｖｃ１）／Ｖｘ・・・（３）
これらの各式（１），（２），（３）の関係から、次式（４）の関係が導かれる。

Ｔｂ１＜Ｔｃ１・・・（４）
図１９（ａ），（ｂ）は、従来の温度検知回路における温度変化に対する電圧変化を示す特性図である。ここには、電源電圧Ｖ１が飽和電源電圧Ｖｂ（図１６あるいは図１８におけるＶｂ）の範囲にある時（同図（ａ））と、非飽和電源電圧Ｖｃ（図１６あるいは図１８におけるＶｃ）の範囲にある時（同図（ｂ））の、温度変化に対するＶ２，Ｖ３，Ｖ４の電圧変化を示している。なお、ＥＤインバータ４の出力電圧Ｖ４は、図１４に示すＥＤインバータ４が奇数段接続されている場合を示している。また、式（１）の関係を考慮して、ここでは簡単化のために、
Ｖｂ２＝Ｖｃ２・・・（１ａ）
Ｖｂ１＞Ｖｃ１・・・（１ｂ）
と仮定している。

温度上昇と共にダイオード１の順方向電圧Ｖ２がＶｂ２（＝Ｖｃ２）から減少し、ＥＤインバータ３のしきい値Ｖｂ１またはＶｃ１と交差する温度Ｔｂ１，Ｔｃ１が各電源電圧値Ｖｂ，Ｖｃにおける検知温度となる。電源電圧Ｖ１の低下によってＥＤインバータ３の増幅率が減少するために、温度変化に対する出力電圧Ｖ３の変化率が小さくなるが、ＥＤインバータ４の効果により増幅率が上がり、出力電圧Ｖ４は検知温度付近で急峻に変化する。図１９（ａ），（ｂ）では、それぞれ電源電圧値Ｖ１がＶｂ，Ｖｃのとき、検知温度Ｔｂ１，Ｔｃ１が式（４）を満たす関係となることを示している。

これらの検知温度Ｔｂ１，Ｔｃ１は、温度検知回路が組み込まれている対象素子の熱的破壊を防ぐ目的である場合、温度検出対象である半導体素子が熱的破壊に至る温度以下になるよう設定する必要がある。
特開平０６−２４２１７６号公報（段落番号〔０００２〕）

ところが、従来の温度検知回路において、電源電圧Ｖ１が通常使用される飽和電源電圧Ｖｂの範囲で検知温度が適切に設定されていたとしても、電源電圧Ｖ１が非飽和電源電圧Ｖｃの範囲まで低下した場合には、式（４）の関係が成り立ち、検知温度が上昇して、対象素子の熱破壊に至る温度を超える恐れがある。こうした温度検知回路の特性は、半導体素子の保護という観点からすると問題であった。

また、電源電圧Ｖ１が飽和電源電圧Ｖｂの範囲であっても、デプレッション形ＭＯＳトランジスタ２，６の飽和電流のばらつきや、エンハンスメント形ＭＯＳトランジスタ７のしきい値のばらつきによって、ダイオード１の順方向電圧やＥＤインバータ３のしきい値がばらつくために、温度検知回路に設定された検知温度に変移が生じるという問題があった。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、検知温度、電源電圧変動に対して検知温度の変動割合が調整可能な温度検知回路、およびそのような温度検知回路を備えたパワー半導体装置を提供することを目的とする。

本発明では、上記問題を解決するために、温度検知対象が形成された半導体基板に少なくとも１個のダイオードが埋め込まれた温度検知回路が提供される。
この温度検知回路は、前記ダイオードに順方向電流を供給する定電流発生手段と、複数の選択可能なしきい値を有し、前記しきい値と前記ダイオードの順方向電圧が比較される第１の電圧比較手段と、前記第１の電圧比較手段のしきい値と異なる大きさのしきい値を有し、該しきい値もしくは該しきい値により生成される比較電圧と前記第１の電圧比較手段の出力電圧が比較される第２の電圧比較手段と、を備え、前記第１の電圧比較手段および前記第２の電圧比較手段のしきい値はエンハンスメント−デプレッション形インバータのしきい値であって、前記第１の電圧比較手段は、それぞれ前記ダイオードの順方向電圧が入力されるとともに、それぞれにしきい値の異なる複数のエンハンスメント−デプレッション形インバータと、該複数のエンハンスメント−デプレッション形インバータからいずれかを選択する第１の選択回路とから構成されていることを特徴とする。

また、本発明によれば、前記温度検知回路を備えたパワー半導体装置であって、前記温度検知回路が温度検知対象である半導体素子が形成された半導体基板と同一チップ上に一体に組み込まれていることを特徴とするパワー半導体装置が提供される。

本発明の温度検知回路では、検知温度、電源電圧変動に対して検知温度の変動割合を調整することにより、ダイオードの順方向電圧に基づいて温度を検知することができる。したがって、温度検知対象の加熱による熱破壊を確実に防止できる。

また、この発明によれば、電源電圧が通常使用範囲以下に低下したような場合でも、検知温度を熱的破壊温度まで上昇させることがない。したがって、この温度検知回路を半導体基板と同一チップ上に一体に組み込むことによって、たとえば自動車用のパワー半導体素子などに対する過熱保護機能を備えたパワー半導体装置が実現できる。

以下、図面を参照してこの発明の実施形態について説明する。
（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係る温度検知回路を示す回路図である。

複数ダイオードが直列接続されたダイオード１は、温度検知対象が形成された半導体基板に埋め込まれており、定電流発生手段であるデプレッション形ＭＯＳトランジスタ２から順方向電流が供給されている。第１の電圧比較手段は任意のｎ個のＥＤインバータ３１〜３ｎから構成され、それぞれにダイオード１の順方向電圧が入力されている。これらのＥＤインバータ３１〜３ｎは、いずれもマルチプレクサ等の選択回路３０（第１の選択回路）と接続され、それぞれ互いに異なるｎ個のしきい値を持っている。また、検知温度の変動割合を調整することを目的とする第２の電圧比較手段は、マルチプレクサ等の選択回路４０（第２の選択回路）と任意のｍ個のＥＤインバータ群４１〜４ｍとから構成され、１個のＥＤインバータ群４１は任意のｐ段のＥＤインバータ４１１〜４１ｐによりなる。各ＥＤインバータ群４１〜４ｍでは、それぞれｐ個の同一のしきい値を持つＥＤインバータ４１１〜４１ｐ、…４ｍ１〜４ｍｐが、それぞれ一段目の出力を二段目の入力に供給するように接続され、以下ｐ段目まで同様に接続されている。また、それぞれのインバータ群４１〜４ｍを構成するＥＤインバータは、群毎に異なるしきい値に設定されたものである。

選択回路３０，４０では、それぞれｎ個、ｍ個の出力信号Ｖｘ１〜Ｖｘｎ、Ｖｙ１〜Ｖｙｍが生成されている。選択回路３０の出力信号Ｖｘ１〜Ｖｘｎは、それぞれスイッチ回路ｓ１１〜ｓ１ｎを介してＥＤインバータ３１〜３ｎに出力され、ＥＤインバータ３１〜３ｎのうちから適切なしきい値のものを選択することができる。また、出力信号Ｖｙ１〜Ｖｙｍは、それぞれスイッチ回路群ｇ１〜ｇｍを介して各ＥＤインバータ群４１〜４ｍに出力され、各ＥＤインバータ群４１〜４ｍのうちから適切なしきい値のものを選択することができる。

これらの選択回路３０，４０から出力信号を受けたスイッチ回路ｓ１１〜ｓ１ｎ、スイッチ回路群ｇ１〜ｇｍでは、電源電圧Ｖ１に等しい信号（以下、Ｈレベル信号と記す。）が入力されている１個のＥＤインバータと１群のＥＤインバータ群だけを動作させ、グランド電位の信号（以下、Ｌレベル信号と記す。）が入力されているＥＤインバータ、ＥＤインバータ群は動作させない。すなわち、選択回路３０，４０の出力信号を任意に変更することによって、動作するＥＤインバータ３１〜３ｎまたはＥＤインバータ群４１〜４ｍを任意に変更することができる。

なお、これらの選択回路３０，４０を用いたＥＤインバータ選択原理の詳細については後述する。
図１に示す温度検知回路で、たとえば出力信号Ｖｘ１，Ｖｙ１がＨレベル信号である場合には、動作するＥＤインバータとしてはＥＤインバータ３１とＥＤインバータ群４１が選択され、図１４の従来回路と同様の回路結線構成になる。このとき、図１の電源電圧Ｖ１、ダイオード１の順方向電圧Ｖ２、出力電圧Ｖ３、ＥＤインバータ群４１の出力電圧Ｖ４、ＥＤインバータ３１およびＥＤインバータ群４１は、それぞれ図１４のＶ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４およびＥＤインバータ３，４に対応している。また、この温度検知回路が従来回路（図１４）と比較して異なるのは、従来回路ではＥＤインバータ３とＥＤインバータ４のしきい値、増幅率が等しい値に設定されているのに対して、この温度検知回路ではＥＤインバータ３１とＥＤインバータ群４１のしきい値、増幅率が互いに異ならせてある点である。

図２は、選択可能なＥＤインバータ回路の一例を示す回路図である。この図２により、ＥＤインバータの選択原理について説明する。
電源電圧Ｖ１はデプレッション形ＭＯＳトランジスタ６のドレイン端子に供給され、ダイオード１の順方向電圧Ｖ２はトランジスタ７１〜７ｎのゲート端子に入力されている。デプレッション形ＭＯＳトランジスタ６とトランジスタ７１〜７ｎとの接続点から出力電圧Ｖ３が取り出され、後段のＥＤインバータ群４１への入力となる。トランジスタ７１〜７ｎとＱ１〜Ｑｎは、いずれもエンハンスメント形ｎチャネルＭＯＳトランジスタであって、スイッチ回路ｓ１１〜ｓ１ｎに相当するトランジスタＱ１〜Ｑｎのゲートには、それぞれ選択回路３０から出力信号Ｖｘ１〜Ｖｘｎが供給されている。そこで、選択回路３０の出力信号Ｖｘ１がＨレベル信号として出力され、出力信号Ｖｘ２〜ＶｘｎがＬレベル信号として出力される場合について、図２のＥＤインバータの動作を説明する。

選択回路３０の出力信号Ｖｘ２〜Ｖｘｎにより、インバータ制御用のエンハンスメント形ｎチャネルＭＯＳトランジスタＱ２〜Ｑｎは、各ゲートがグランド電位となり、それらのソース−ドレイン間がオープン状態になっている。したがって、そのドレインに接続されたエンハンスメント形ｎチャネルＭＯＳトランジスタ７２〜７ｎは、ＥＤインバータ回路の動作に関与しない。これに対して、インバータ制御用のエンハンスメント形ｎチャネルＭＯＳトランジスタＱ１だけは、そのゲート電圧が電源電圧となって、そのドレイン−ソース間がショート状態になっている。したがって、そのドレインに接続されたエンハンスメント形ｎチャネルＭＯＳトランジスタ７１は、デプレッション形ＭＯＳトランジスタ６とＥＤインバータを構成する。

すなわち、電源電圧Ｖ１の値が飽和電源電圧範囲にあるようなときには、図２に示すＥＤインバータ回路のしきい値Ｖｔｈ１は、以下の式で表される。
Ｖｔｈ１＝[（Ｗ／Ｌ）₆／（Ｗ／Ｌ）₇₁]^1/2×｜ＶＴＤ｜＋ＶＴＥ・・・（５）
なお、Ｖｔｈ１はＥＤインバータのしきい値、（Ｗ／Ｌ）₆はデプレッション形ＭＯＳトランジスタ６のチャネル幅Ｗとチャネル長Ｌの比、（Ｗ／Ｌ）₇₁はエンハンスメント形ｎチャネルＭＯＳトランジスタ７１のチャネル幅Ｗとチャネル長Ｌの比、ＶＴＤはデプレッション形ＭＯＳトランジスタ６のしきい値、ＶＴＥはエンハンスメント形ｎチャネルＭＯＳトランジスタ７１のしきい値を表す。

同様に、出力信号Ｖｘ２〜Ｖｘｎの内、任意の１個の出力信号がＨレベル信号であって、それ以外の出力信号Ｖｘ１を含む出力信号がＬレベル信号であれば、図２に示すＥＤインバータ回路のしきい値は、それぞれ以下の式（６）…（７）で表される。

Ｖｔｈ２＝[（Ｗ／Ｌ）₆／（Ｗ／Ｌ）₇₂]^1/2×｜ＶＴＤ｜＋ＶＴＥ・・・（６）
・・・・
Ｖｔｈｎ＝[（Ｗ／Ｌ）₆／（Ｗ／Ｌ）_7n]^1/2×｜ＶＴＤ｜＋ＶＴＥ・・・（７）
Ｖｔｈ１〜Ｖｔｈｎは選択可能なＥＤインバータのしきい値、（Ｗ／Ｌ）₇₂〜（Ｗ／Ｌ）_7nはエンハンスメント形ｎチャネルＭＯＳトランジスタ７２〜７ｎのチャネル幅Ｗとチャネル長Ｌの比を表す。ここで、インバータ制御用エンハンスメント形ｎチャネルＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑｎの動作抵抗は十分に低く、各しきい値Ｖｔｈ１〜Ｖｔｈｎへの影響は与えないものとしている。

このように、図２に示すＥＤインバータ回路では、式（５）〜（７）に示すように、エンハンスメント形ｎチャネルＭＯＳトランジスタ７１〜７ｎのチャネル幅とチャネル長の比（Ｗ／Ｌ）₇₂〜（Ｗ／Ｌ）_7nをそれぞれ異なるように作り込んでおけば、選択回路３０からの出力信号Ｖｘ１〜Ｖｘｎによる制御によって、任意のしきい値を実現できることになる。

図３は、電源電圧変動に対するしきい値の変動量の違いを示す特性説明図である。この図３では、異なるしきい値を持つＥＤインバータについて、電源電圧変動に対するしきい値の変動量を示しており、曲線８，１０，１１は図１６の曲線８，１０，１１に対応する。曲線１２はエンハンスメント形ｎチャネルＭＯＳトランジスタ７２〜７ｎのドレイン−ゲート接続の電圧電流特性のいずれかを示す。ここでは、曲線８で示される特性よりも動作抵抗が低い場合を表している。すなわち、曲線１２のような特性を持つエンハンスメント形ｎチャネルＭＯＳトランジスタでＥＤインバータが構成されていれば、飽和電源電圧Ｖｂ、および非飽和電源電圧Ｖｃにおけるしきい値はそれぞれＶｂ３，Ｖｃ３となり、図３より次式（８）が成り立つ。

（Ｖｂ１−Ｖｃ１）＞（Ｖｂ３−Ｖｃ３）・・・（８）
すなわち、しきい値の低いＥＤインバータでは、しきい値の高いＥＤインバータよりも電源電圧変動に対するしきい値変動が少ない。

以上の特性をふまえ、ＥＤインバータ群４１のしきい値がＥＤインバータ３１のしきい値よりも低い値に設定されている場合について、図４を用いて説明する。
図４は、電源電圧変動に対する検知温度の変動を示す図である。同図（ａ）には、図１に示す温度検知回路の電源電圧Ｖ１が飽和電源電圧範囲にあるとき（図３、図１６、および図１８に示す電源電圧Ｖ１が飽和電源電圧Ｖｂの場合）、その温度変化に対するダイオード１の順方向電圧Ｖ２、ＥＤインバータ３１の出力電圧Ｖ３、ＥＤインバータ群４１の出力電圧Ｖ４の変化を示している。また、同図（ｂ）には、温度検知回路の電源電圧Ｖ１が非飽和電源電圧範囲にあるとき（図３、図１６、および図１８に示す電源電圧Ｖ１が非飽和電源電圧Ｖｃの場合）、その温度変化に対する各電圧Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４の変化を示している。

ここで、ＥＤインバータ群４１のしきい値ＶｄはＥＤインバータ３１のしきい値Ｖｂ１よりも低く設定されているので、図３についての上述した説明から明らかなように、電源電圧Ｖ１の変動によるしきい値Ｖｄの変動はＥＤインバータ３１のしきい値Ｖｂ１の変動よりも少ない。そこで、以下の説明を簡単化するために、図４（ａ），（ｂ）においてはＶｂ３，Ｖｃ３をともにＶｄとしている。

図４（ａ）のように、電源電圧Ｖ１が飽和電源電圧範囲であれば、ＥＤインバータ群４１のしきい値ＶｄはＥＤインバータ３１のしきい値Ｖｂ１より低いため、ＥＤインバータ３１の出力電圧Ｖ３を受けてＥＤインバータ群４１の出力電圧Ｖ４が反転する温度Ｔｂ２は、ダイオード１の順方向電圧Ｖ２がＥＤインバータ３１のしきい値Ｖｂ１と交わる温度Ｔｂ１よりも低くなる。この温度Ｔｂ１は、図１９（ａ）に示す検知温度Ｔｂ１に対応するものであり、従来回路（図１４）の検知温度に等しい。

飽和電源電圧範囲においては、ＥＤインバータ３１の増幅率が高く、温度変化に対する出力電圧Ｖ３の変化が敏感なため、従来回路との検知温度の差（Ｔｂ１−Ｔｂ２）は小さい。そこで、
Ｔｂ１＝Ｔｂ２・・・（９）
とみなすことができる。

つぎに、図４（ｂ）のように電源電圧Ｖ１が非飽和電源電圧範囲では、ＥＤインバータ群４１の出力電圧Ｖ４が反転する温度Ｔｃ２は、図４（ａ）の場合と同様に、ダイオード１の順方向電圧Ｖ２がＥＤインバータ３１のしきい値Ｖｃ１と交わる温度Ｔｃ１よりも低くなる。ところが、この場合は電源電圧Ｖ１の低下によりＥＤインバータ３１の増幅率が低下しているため、温度変化に対する出力電圧Ｖ３の変化がなだらかとなって、従来回路との検知温度の差（Ｔｃ１−Ｔｃ２）は、式（９）に示す検知温度差（Ｔｂ１−Ｔｂ２＝０）よりも大きくなる。

図１の温度検知回路での電源電圧変動に応じた検知温度の差については、電源電圧Ｖ１が非飽和電源電圧まで低下する場合には、図１４に示す従来回路では正の変動量、すなわち
（Ｔｃ１−Ｔｂ１）＞０・・・（１０）
であるのに対し、図１の温度検知回路においては負の変動量、すなわち
（Ｔｃ２−Ｔｂ２）＜０・・・（１１）
となる。言い換えると、この温度検知回路では、飽和電源電圧範囲における検知温度は従来回路のものと同様にほとんど等しいが、非飽和電源電圧まで低下した時の検知温度の変動量だけが異なっている。そして、図４（ａ），（ｂ）に示すように、しきい値Ｖｄの設定値を変更することによって、ＥＤインバータ３１の出力電圧Ｖ３とＥＤインバータ群４１のしきい値Ｖｄとの交点温度Ｔｃ２を、非飽和電源電圧範囲だけで大きく変更することができる。これは、ＥＤインバータ群４１のしきい値Ｖｄを調整すれば、飽和電源電圧範囲での検知温度Ｔｂ２をほとんど変えることなしに、電源電圧Ｖ１の変動に対する検知温度の変動量（Ｔｃ２−Ｔｂ２）だけを任意に調整することが可能であることを意味している。

以上に説明したように、第１の実施形態によれば、このような調整効果を利用することにより、選択回路３０によりＥＤインバータ３１〜３ｎのうちから適切なしきい値をもつものを選択することによって、飽和電源電圧範囲における検知温度Ｔｂ２を調整することができる。また、選択回路４０によりＥＤインバータ群４１〜４ｍから適切なしきい値となるＥＤインバータ群を選択することによって、電源電圧Ｖ１が非飽和電源電圧範囲まで低下したときの検知温度の変動量（Ｔｃ２−Ｔｂ２）を調整できる。したがって、第１の実施形態に係る温度検知回路においては、第１、第２の選択回路３０，４０からの出力信号を調整することにより、検知温度のばらつき補正や感度変更が可能となるから、素子特性がばらついても検知温度を正確に設定でき、また、電源電圧変動があっても検知温度の変動率を最小に抑えることができ、しかも検知温度の設定変更を確実に行えるとともに、電源電圧変動に対する検知温度の変動率の変更も容易である。

（第２の実施形態）
図５は、第２の実施形態に係る温度検知回路を示す回路図である。
この温度検知回路が第１の実施形態に係る温度検知回路と異なる点は、第２の電圧比較手段であるＥＤインバータ群４１〜４ｍの部分が、入出力結合電圧源となるＥＤインバータ５１〜５ｍとコンパレータ５とによって構成されていることである。この場合、ＥＤインバータ５１〜５ｍはそれぞれ異なるしきい値をもち、選択回路５０（第２の選択回路）によって複数の比較電圧のいずれかを選択することにより、入力電圧Ｖ３と比較電圧とを等しく設定し、かつ電源電圧Ｖ１が低下しても増幅率の高いＥＤインバータとみなすことができる。

この温度検知回路では、第１の実施形態において既に説明したものと同様の温度検知動作が可能であり、同様の温度調整効果をもつが、これらについての重複した説明は省略する。

図６は、図２のものとは異なるＥＤインバータ回路を示す回路図である。図２のＥＤインバータ回路と異なる点は、各エンハンスメント形ｎチャネルＭＯＳトランジスタ７１〜７ｎに対応するデプレッション形ＭＯＳトランジスタ６１〜６ｎが独立に作り込まれていて、それぞれの接続点から独立に出力電圧Ｖ３１〜Ｖ３ｎが取り出せることである。動作原理については図２のものと同じであり、それらの説明は省略する。

図７は、加熱検知温度の電源電圧依存性を示す特性図である。この特性図では、横軸に電源電圧Ｖ１を、縦軸に検知温度Ｔをとり、飽和電源電圧Ｖｂにおける第１の電圧比較手段（ＥＤインバータ３１〜３ｎ）と第２の電圧比較手段（ＥＤインバータ５１〜５ｍ）のしきい値の差ΔＶ＝（Ｖｂ１−Ｖｄ）をパラメータとして、３本の特性曲線１６〜１８を示している。

図７において、特性曲線１６〜１８はそれぞれΔＶ＝０Ｖ（従来回路）、ΔＶ＝０．７Ｖ、ΔＶ＝１．１Ｖに設定したときのものである。特性曲線１７，１８では、一方のしきい値Ｖｂ１を固定とし、他方のしきい値Ｖｄを調整することにより、パラメータΔＶを変更している。たとえば、ＥＤインバータ５１〜５ｍのしきい値を調整して、単調増加曲線となる特性曲線１８に設定すれば、従来回路のように電源電圧が非飽和電源電圧範囲まで低下した場合に、検知温度が温度検知対象の熱的破壊温度を超えて上昇することはなく、素子保護の観点から、より安全な温度検知回路となる。

（第３の実施形態）
図８は、本発明の第３の実施形態に係るパワー半導体装置を示す回路図である。
このパワー半導体装置は、パワー半導体素子である絶縁ゲートバイポーラ型トランジスタ（ＩＧＢＴ）１９に、エンハンスメント形ｎチャネルＭＯＳトランジスタ２０、電源分離抵抗２１とともに加熱検知回路２２を同一チップ内に組み込んだものである。ＣはＩＧＢＴ１９のコレクタ端子、Ｇはゲート端子、Ｅはエミッタ端子であり、ＩＧＢＴ１９にはゲート端子Ｇから電源分離抵抗２１を介してゲート制御信号を供給している。ここでは、ゲート−エミッタ間に設けたプルダウン用のエンハンスメント形ｎチャネルＭＯＳトランジスタ２０を加熱検知回路２２により制御し、設定温度以上に加熱したときゲート制御信号を阻止することによって、ＩＧＢＴ１９のコレクタ電流を停止するようにしている。

（第４の実施形態）
図９は、本発明の第４の実施形態に係るパワー半導体装置を示す回路図である。
このパワー半導体装置は、パワー半導体素子である絶縁ゲートバイポーラ型トランジスタ（ＩＧＢＴ）１９に、エンハンスメント形ｎチャネルＭＯＳトランジスタ２０、電源分離抵抗２１とともに加熱検知回路２２を同一チップ内に組み込んだものである。ＣはＩＧＢＴ１９のコレクタ端子、Ｇはゲート端子、Ｅはエミッタ端子であり、加熱検知回路２２は電源分離抵抗２１を介してコレクタ端子Ｃと接続されている。また、ＩＧＢＴ１９にはゲート端子Ｇからゲート制御信号を直接に供給している。ここでは、ゲート−エミッタ間に設けたプルダウン用のエンハンスメント形ｎチャネルＭＯＳトランジスタ２０を加熱検知回路２２により制御し、設定温度以上に加熱したときゲート制御信号を阻止することによって、ＩＧＢＴ１９のコレクタ電流を停止するようにしている。

（第５の実施形態）
図１０は、本発明の第５の実施形態に係るパワー半導体装置を示す回路図である。
このパワー半導体装置は、パワー半導体素子である絶縁ゲートバイポーラ型トランジスタ（ＩＧＢＴ）１９に、エンハンスメント形ｎチャネルＭＯＳトランジスタ２０とともに加熱検知回路２２を同一チップ内に組み込んだものである。ＣはＩＧＢＴ１９のコレクタ端子、Ｇはゲート端子、Ｅはエミッタ端子であり、加熱検知回路２２には電源電圧Ｖｃｃが供給され、ＩＧＢＴ１９にはゲート端子Ｇからゲート制御信号が直接に供給されている。ここでは、ゲート−エミッタ間に設けたプルダウン用のエンハンスメント形ｎチャネルＭＯＳトランジスタ２０を加熱検知回路２２により制御し、設定温度以上に加熱したときゲート制御信号を阻止することによって、ＩＧＢＴ１９のコレクタ電流を停止するようにしている。

なお、本発明は上記各実施形態に限定されるものではない。たとえば、図１１、図１２、図１３にはそれぞれパワー半導体装置の変形例を示している。ここでは、ＩＧＢＴ１９に代えて、ＭＯＳ電界効果型トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）２３がパワー半導体素子とされている。Ｄ，Ｓはそれぞれトランジスタ２３のドレイン端子、ソース端子である。

第１の実施形態に係る温度検知回路を示す回路図である。選択可能なＥＤインバータ回路の一例を示す回路図である。電源電圧変動に対するしきい値の変動量の違いを示す特性説明図である。電源電圧変動に対する検知温度の変動を示す図である。第２の実施形態に係る温度検知回路を示す回路図である。図２のものとは異なるＥＤインバータ回路を示す回路図である。検知温度の電源電圧依存性を示す特性図である。本発明の第３の実施形態に係るパワー半導体装置を示す回路図である。本発明の第４の実施形態に係るパワー半導体装置を示す回路図である。本発明の第５の実施形態に係るパワー半導体装置を示す回路図である。本発明の変形例に係るパワー半導体装置を示す回路図である。本発明の変形例に係るパワー半導体装置を示す回路図である。本発明の変形例に係るパワー半導体装置を示す回路図である。従来の温度検知回路を示す回路図である。ＥＤインバータの具体的な構成を示す回路図である。２５℃におけるダイオード順方向電圧、およびＥＤインバータのしきい値を求めるための図である。デプレッション形ＭＯＳトランジスタの電圧電流特性を示す図である。ＥＤインバータの入出力特性を示す図である。従来の温度検知回路における温度変化に対する電圧変化を示す特性図である。

符号の説明

１ダイオード
２デプレッション形ＭＯＳトランジスタ
３，３１〜３ｎ，４，４１〜４ｍエンハンスメント−デプレッション形インバータ（ＥＤインバータ）
３０，４０，５０選択回路
５コンパレータ
６，６１〜６ｎデプレッション形ＭＯＳトランジスタ
７，７１〜７ｎエンハンスメント形ｎチャネルＭＯＳトランジスタ
１９絶縁ゲートバイポーラ型トランジスタ（ＩＧＢＴ）
２２温度検知回路
２３ＭＯＳ電界効果型トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）
ｓ１１〜ｓ１ｎｎ個のスイッチ回路
ｇ１〜ｇｍｍ個のスイッチ回路群
Ｑ１〜Ｑｎインバータ制御用エンハンスメント形ｎチャネルＭＯＳトランジスタ

Claims

温度検知対象が形成された半導体基板に少なくとも１個のダイオードが埋め込まれた温度検知回路において、
前記ダイオードに順方向電流を供給する定電流発生手段と、
複数の選択可能なしきい値を有し、前記しきい値と前記ダイオードの順方向電圧が比較される第１の電圧比較手段と、
前記第１の電圧比較手段のしきい値と異なる大きさのしきい値を有し、該しきい値もしくは該しきい値により生成される比較電圧と前記第１の電圧比較手段の出力電圧が比較される第２の電圧比較手段と、
を備え、
前記第１の電圧比較手段および前記第２の電圧比較手段のしきい値はエンハンスメント−デプレッション形インバータのしきい値であって、
前記第１の電圧比較手段は、それぞれ前記ダイオードの順方向電圧が入力されるとともに、それぞれにしきい値の異なる複数のエンハンスメント−デプレッション形インバータと、該複数のエンハンスメント−デプレッション形インバータからいずれかを選択する第１の選択回路とから構成されていることを特徴とする温度検知回路。
前記定電流発生手段は、デプレッション形ＭＯＳトランジスタであることを特徴とする請求項１記載の温度検知回路。
前記第２の電圧比較手段は、それぞれ同一のしきい値を持つ複数段のエンハンスメント−デプレッション形インバータ群からなり、それぞれ前記第１の電圧比較手段の出力電圧が入力されるとともに、群毎に異なるしきい値に設定された複数のインバータ群と、該インバータ群からいずれかを選択する第２の選択回路とから構成されていることを特徴とする請求項１記載の温度検知回路。
前記第２の電圧比較手段は、エンハンスメント−デプレッション形インバータの入出力を結合することによりそれぞれ異なる比較電圧を生成する複数の電圧発生手段と、前記電圧発生手段のいずれかを選択する第２の選択回路と、該第２の選択回路で選択された前記比較電圧と前記第１の電圧比較手段の出力電圧とを比較するコンパレータとから構成されていることを特徴とする請求項１記載の温度検知回路。
請求項１ないし請求項４のいずれかに記載の温度検知回路を備えたパワー半導体装置であって、前記温度検知回路が温度検知対象である半導体素子が形成された半導体基板と同一チップ上に一体に組み込まれていることを特徴とするパワー半導体装置。
前記半導体素子は、絶縁ゲートバイポーラ型トランジスタ（ＩＧＢＴ）であることを特徴とする請求項５記載のパワー半導体装置。
前記半導体素子は、ＭＯＳ電界効果型トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）であることを特徴とする請求項５記載のパワー半導体装置。