JP4638089B2

JP4638089B2 - 受信データ復調方法、およびこれを使用する受信装置、および送受信装置

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Publication number: JP4638089B2
Application number: JP2001228578A
Authority: JP
Inventors: 孝彦佐波
Original assignee: Chiba Institute of Technology
Current assignee: Chiba Institute of Technology
Priority date: 2001-07-27
Filing date: 2001-07-27
Publication date: 2011-02-23
Anticipated expiration: 2021-07-27
Also published as: JP2003046469A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、送信側でガードインターバル信号が付加されたマルチキャリア信号を受信し、その受信データを復調する受信データ復調方法、および受信装置、および送受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、無線通信システムにおいては、受信データを如何に精度よく復調させるかの基本的課題がある。特に、ディジタル放送や高速無線ネットワーク、移動体通信における通信技術の発達に対応した変復調方式も種々考えられてきており、簡易構成の高精度な復調処理の手法が望まれている。
【０００３】
従来、広帯域無線通信システムにおいて、マルチパスに対して強くさせるための手法としてマルチキャリア変調技術が確立しており、さらにマルチキャリア変調方式の周波数利用効率を高めるために直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）のディジタル変調方式が採用されてきている。ＯＦＤＭ方式は、多数の直交するキャリアを変調して多重化するもので、通信システムにおいては希望信号の後半部分の複製がガードインターバルとして先頭に付加されたＯＦＤＭ信号を受信して同期処理を行い、復調を行うものである。
【０００４】
同期処理は、ＯＦＤＭ信号における上記ガードインターバルと希望シンボルの後半部分が同じ信号成分を持つことから、これらの相関をとることにより希望シンボルの開始位置を推定するものであり、例えば特開平０７−３２１７６２号公報等に示されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、マルチパス伝送路におけるガードインターバルは、希望シンボルの一つ前のシンボルの遅延波によりシンボル間干渉を受けていることから、受信されたＯＦＤＭ信号のガードインターバルは信号の後半部分と異なる信号成分を含むこととなり、相関が小さくなる。したがって、相関によるピークが低下するために正しい復調開始位置を推定することが困難となって大きなシンボルタイミングオフセットを生じ、希望シンボルの開始位置に大きな誤差を生じることとなる。すなわち、このように大きなシンボルタイミングオフセットを生じた推定位置より復調処理を開始するとシンボル間干渉の影響が大となってキャリア間の直交性を崩し、復調精度の劣化を招くという問題がある。
【０００６】
そこで、本発明は上記課題に鑑みなされたもので、シンボル間干渉の影響を回避させ、高精度の復調処理を簡易構成で可能とする受信データ復調方法、受信装置、送受信装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１の発明では、希望シンボルに当該希望シンボルの一部を複製したガードインターバルが付加されたマルチキャリア信号を受信し、受信した当該希望シンボルを所定サンプル数でフーリエ変換して復調するにあたり、当該希望シンボルの復調開始時期としてのシンボルタイミングを特定する受信データ復調方法であって、前記受信した希望シンボルに関する受信データを、前記希望シンボルの周期分遅延させるステップと、前記遅延シンボル信号と、当該遅延対象となったシンボル信号とを減算処理するステップと、前記減算処理した信号に対し、複素成分を除去する絶対値化演算処理するステップと、前記絶対値化処理した信号に対し、前記フーリエ変換に応じたサンプル数の所定サンプル分を対象として移動平均値を算出するステップと、前記所定サンプル分の移動平均値を単位サンプル分遅延させるステップと、前記単位サンプル分遅延された所定サンプル分の移動平均値と、当該遅延対象となった所定サンプル移動平均値とを除算処理するステップと、前記除算値を連続的に入力して変位点を検出するステップと、前記検出した変位点の位置を前記希望シンボルの開始位置として前記シンボルタイミングを特定し、前記希望シンボルを復調処理するステップと、を含む構成とする。
【０００８】
請求項２の発明では、前記所定サンプル移動平均値の算出にあたり、前記絶対値化処理した信号を二乗化処理する構成である。
【０００９】
請求項３の発明では、希望シンボルに当該希望シンボルの一部を複製したガードインターバルが付加されたマルチキャリア信号を受信し、受信した当該希望シンボルを所定サンプル数でフーリエ変換して復調するもので、当該希望シンボルの復調開始時期としてのシンボルタイミングを特定する手段を含む受信装置であって、前記受信した希望シンボルに関する受信データを、前記希望シンボルの周期分遅延させるシンボル期間遅延手段と、前記シンボル期間遅延手段で遅延させた遅延シンボル信号と、当該遅延対象となったシンボル信号とを減算処理する減算手段と、前記減算手段で減算処理した信号に対し、複素成分を除去する絶対値化演算手段と、前記絶対値化演算手段で絶対値化処理した信号に対し、前記フーリエ変換に応じたサンプル数の所定サンプル分を対象として移動平均値を算出する移動平均演算手段と、前記移動平均演算手段により演算された所定サンプル分の移動平均値を単位サンプル分遅延させる単位サンプル遅延手段と、前記単位サンプル遅延手段で単位サンプル分遅延された所定サンプル分の移動平均値と、当該遅延対象となった所定サンプル移動平均値とを除算処理する除算手段と、前記除算手段での除算値を連続的に入力して変位点を検出するピーク検出手段と、前記ピーク検出手段で検出した変位点の位置を前記希望シンボルの開始位置として前記シンボルタイミングを特定し、前記希望シンボルを復調する復調処理手段と、前記減算手段による減算処理、前記絶対値化演算手段による絶対値化処理、前記移動平均演算手段による演算処理、前記除算手段による除算処理を行うにあたり、当該処理対象を一時記憶させる記憶手段と、を有する構成とする。
【００１０】
請求項４の発明では、前記所定サンプル移動平均値の算出にあたり、前記絶対値化演算手段による絶対値化処理した信号を二乗化する二乗化演算処理手段を備える構成である。
【００１１】
請求項５の発明では、請求項３または４記載の受信装置と、少なくとも、送信データを所定サンプル数で逆フーリエ変換し、希望シンボルに当該希望シンボルの一部を複製したガードインターバルを付加させる手段を備え、当該希望シンボルにガードインターバルが付加されたマルチキャリア信号を所定の伝送媒体に送信する処理手段を備える送信装置と、を有する送受信装置の構成とする。
【００１２】
このように、マルチキャリア信号における希望シンボルにガードインターバルが付加された受信データを、希望シンボルとこのシンボル期間遅延させた遅延シンボル信号とを減算して絶対値化処理を行い、これを所定サンプル分で移動平均値を算出し、この所定サンプル移動平均値と単位サンプル遅延させた遅延された所定サンプル分の移動平均値とを除算する。この除算値を連続的に入力して変位点を検出することでシンボルタイミングを特定し、当該希望シンボルを復調処理する。すなわち、マルチキャリア信号の遅延広がりがガードインターバル期間より短い場合はガードインターバル内での遅延広がりが及ばない範囲があることから、この範囲でシンボルタイミングを推定しようとするものである。したがって、上記範囲では希望シンボルの一つ前のシンボル遅延波が及ばないことからシンボル間干渉の影響が回避され、最適なシンボルタイミングを推定することが可能となり、高精度な復調が簡易構成で可能となるものである。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好ましい実施形態を図により説明する。
図１に、本発明の受信データ復調方法を実現する復調デコーダの一実施形態のブロック構成図を示す。図１において、復調デコーダ１１は、適宜、直並列変換部１２、タイミング発生部１３、ＦＦＴ窓１４およびＦＦＴ（高速フーリエ変換部）１５を備え、上記タイミング発生部１３は、少なくとも処理部１６および記憶手段であるメモリ１７を備える。そして、上記直並列変換部１２およびタイミング発生部１３に入力データが入力され、上記ＦＦＴ１５より出力データが出力される。
【００１４】
ここで、上記入力データは、送信側より送信データを所定サンプル数で逆高速フーリエ変換した希望シンボルに当該希望シンボルの一部を複製したガードインターバルが付加されたマルチキャリア信号（図２で説明する）が伝送媒体を介して送信され、これを受信して所定周波数分を抽出するＢＰＦ（バンドパスフィルタ）、増幅器、中間周波信号とする混合器を介し、各直交成分に対して、中間周波信号とする混合器、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）、Ａ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器でディジタル変換処理されたシリアルデータである。また、上記出力データは、サブキャリアデータ毎のパラレルデータであり、後に希望シンボルに応じてシリアルデータに変換され、Ｄ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換される対象の音声データや画像データである。
【００１５】
上記直並列変換部１２は、シリアルデータである入力データをパラレルデータに変換する。上記タイミング発生部１３は、入力データに基づいてシンボルタイミングを抽出するもので、演算処理を行う処理部１６および演算する際の対象を一時記憶させる記憶手段であるメモリ１７を少なくとも備える。なお、処理部１６の処理構成を図３で説明し、図４〜図７でシンボルタイミングを推定する処理を説明する。
【００１６】
上記ＦＦＴ窓１４は、いわゆるガードインターバル除去を行う部分であり、上記タイミング発生部１３からのシンボルタイミングに応じたシンボル開始位置からの信号をＦＦＴ１５に出力する。そして、ＦＦＴ１５は、上記ＦＦＴ窓１４から送られてくる信号であって、上記逆高速フーリエ変換されている希望シンボルに相当する各サブキャリアデータを、所定サンプル数での高速フーリエ変換演算により時間軸上での各データの周波数変換処理を行うもので、既存の回路として例えば特開平１０−６５６０５号公報等に記載されている回路が用いられる。すなわち、ＦＦＴ窓１４およびＦＦＴ１５で復調処理手段が構成されて、希望シンボルを復調処理するものである。
【００１７】
ここで、図２に、図１の復調デコーダに入力される入力データの説明図を示す。図２（Ａ）は変調エンコーダのブロック構成図であり、図２（Ｂ）は送信対象のガードインターバルが付加されたマルチキャリア信号（ＯＦＤＭ信号）の波形図である。図２（Ａ）に示す変調エンコーダ２１は、ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換部）２２および並直列変換部２３を少なくとも含む。図２（Ａ）に示す入力データは、送信対象の音声データや画像データの送信データが、Ａ／Ｄ変換されて例えば４相位相偏移変調（ＱＰＳＫ）されたものをパラレル変換したパラレルデータであり、周波数軸上で並んでいる各チャネル信号が多重化されたデータである。また、出力データは、希望シンボルにガードインターバルが付加されたシリアルデータであって、その後にＤ／Ａ変換、ＬＰＦ、ＢＰＦを介してサブキャリアがシリアル状態で伝送媒体に送信されるマルチキャリア信号となるものである。
【００１８】
上記ＩＦＦＴ２２は、上記入力データを時間軸上に多重化された信号として取り出すためのもので、サンプル数に応じた周期で出力する。上記並直列変換部２３は、ＩＦＦＴ２２より出力される所定サンプル数のパラレルデータをシリアルデータ（希望シンボル）に変換するもので、ここで、当該希望シンボルの一部を複製したガードインターバルを先頭に付加されたＯＦＤＭシンボルとする。このガードインターバルが付加された状態が図２（Ｂ）に示される。すなわち、図２（Ｂ）に示すように、周期Ｔの希望シンボル（ｓｙｍｂｏｌ）の先頭に、当該希望シンボルの後半部分（周期Ｔｇ）を複製したガードインターバル（ＧＩ）が付加されるものである。
【００１９】
なお、ガードインターバルは、その長さ（周期）が長いほど大きな遅延広がりを持つ遅延波の影響を軽減することができるが、長すぎると伝送効率が低下することから、遅延波耐性と伝送効率のトレードオフの関係を考慮して適切な長さが選択される。
【００２０】
続いて、図３に、図１のタイミング発生部の処理構成図を示す。図３に示す処理構成は、タイミング発生部１３の処理部１６で処理プログラムにより構築されるもので、シンボル期間遅延手段３１、減算手段３２、絶対値化演算手段３３Ａ、二乗化演算手段３３Ｂ、Ｌサンプル移動平均演算手段３４、単位サンプル遅延手段３５、除算手段３６およびピーク検出手段３７で構成される。ここで、受信データとは図１に示す入力データであり、ピーク検出手段３７の出力がシンボルタイミングとして上記ＦＦＴ窓１４に送出される。
【００２１】
上記シンボル期間遅延手段３１は、受信データを、図２（Ｂ）に示すような希望シンボルの周期Ｔ分だけ遅延させる。上記減算手段３２は、シンボル期間遅延手段３１で遅延させた遅延シンボル信号と、当該遅延対象となった当該受信データのシンボル信号とを減算処理する。上記絶対値化演算手段３３Ａは、上記減算手段３２で減算処理された信号に対して複素成分を除去する絶対値化処理を行う。上記二乗化演算手段３３Ｂは、上記減算手段３２で減算処理された信号を二乗化する。この二乗化演算手段３３Ｂは、必ずしも必須の要件ではないが、設けることによりシンボルタイミング推定の精度を高めることができるものである。上記Ｌサンプル移動平均演算手段３４は、減算手段３２で減算処理されて二乗化演算手段３３で複素成分が除去されたデータに対し、前記フーリエ変換に応じたサンプル数のＬ個のサンプル分を対象として移動平均値を算出する。
【００２２】
上記単位サンプル遅延手段３５は、上記Ｌサンプル移動平均演算手段３４により演算されたＬサンプル分の移動平均値を単位サンプル分（ここでは１サンプル）遅延させる。上記除算手段３６は、単位サンプル遅延手段３５で単位サンプル分の遅延された所定サンプル分の移動平均値と、当該遅延対象となった所定サンプル移動平均値とを除算処理する。上記ピーク検出手段３７は、除算手段３６での除算値を連続的に入力して変位点を検出して、前記ＦＦＴ窓１４に出力する。
【００２３】
そこで、図４〜図７を用いて、図３のシンボルタイミング発生の作用を説明する。図４は図３の処理を説明するためのフローチャート、図５は図３のシンボル期間遅延手段の説明図、図６は図３のＬサンプル移動平均演算およびその単位サンプル遅延の説明図、図７は図３におけるピーク検出の説明波形図である。
【００２４】
ここで、本発明を特徴づけるシンボルタイミング発生のための演算処理は、伝送媒体（マルチパス伝送路）上で伝播されてくるマルチキャリア信号の遅延広がりがガードインターバルの周期（Ｔｇ）より短いと仮定することを前提としている。これは、遅延広がり以上からガードインターバル期間以内の範囲はＯＦＤＭシンボルが一つ前のシンボルの遅延波が及ばない範囲であるからシンボル間干渉の影響が小さく、これにより上記範囲内でシンボルタイミングを推定できれば高精度な復調を行うことができるからである。
【００２５】
図４（Ａ）において、図３に示す受信データ（ガードインターバルが付加された希望シンボル）であって、図５（Ａ）に示されるシリアルデータを受信したときにメモリ１７に一時記憶させ（ステップ（Ｓ）１）、シンボル期間遅延手段３１が当該受信データを図５（Ｂ）に示されるようにシンボル期間Ｔ分だけ遅延させて減算手段３２に出力する（Ｓ２）。すなわち、図５（Ａ）の受信データは遅延波が含まれた状態であり（実際はガウス雑音も含む）、これを図５（Ｂ）に示すようにシンボル期間Ｔ分遅延させることで、期間ＴのシンボルＡのガードインターバルが複製された部分（ａ（ＧＩ））が、Ｔ遅延シンボルＡにおける周期Ｔｇのガードインターバル部分（ＧＩ（Ａ））と対応することとなる。
【００２６】
そして、減算手段３２において、Ｔ遅延データとその対象となった受信データをメモリ１７より読み出して、その振幅の差分を演算し（Ｓ３）、その差分が絶対値化演算手段３３Ａで絶対値化され、さらに二乗化演算手段３３Ｂで二乗化処理されてメモリ１７に一時記憶される（Ｓ４）。これらがサンプル周期毎に順次行われてメモリ１７に順次一時記憶されていく（Ｓ１〜Ｓ４）。
【００２７】
続いて、図４（Ｂ）において、Ｌサンプル移動平均演算手段３４が、メモリ１７より一時記憶された二乗化演算値をＬ個分取り出し、このＬサンプル分に対して移動平均の演算を行ってメモリ１７に一時記憶する（Ｓ１１）。これと同時に単位サンプル遅延手段３５において演算結果のＬサンプル移動平均を単位サンプル（１サンプル）遅延させて除算手段３６に出力する（Ｓ１２）。すなわち、図６（Ａ）に示すように、１サンプル毎の二乗化演算値を、Ｌ個分で移動平均を演算してメモリ１７に順次一時記憶させていくものである。
【００２８】
除算手段３６において、単位サンプル遅延手段３５より送られてくる１サンプル遅延させたＬサンプル移動平均データと、対象となったＬサンプル移動平均データをメモリ１７より読み出して除算演算を行い（Ｓ１３）、その除算演算結果をピーク検出手段３７に出力するもので（Ｓ１４）、Ｌサンプル移動平均演算手段３４からの１サンプル毎の演算に応じて随時除算演算結果をピーク検出手段３７に出力するものである。
【００２９】
すなわち、図６（Ｂ）および図７（Ａ）に示すように、Ｌサンプル移動平均演算手段３４から随時出力される移動平均結果はガードインターバル部分の終端に向けて指数的に減衰し、ガードインターバル部分が終わる部分から急激的に増加する。そして、Ｌサンプル移動平均結果を、１結果毎に随時単位サンプル遅延手段３５で遅延させたものが図６（Ｃ）に示され、図６（Ｂ）、（Ｃ）の各対応する部分で除算手段３６により随時除算演算が行われる。その除算結果が、図７（Ｂ）に示され、同図におけるｒ_ｄｉｖ（ｋ）が除算手段３６の結果である。すなわち、図６（Ｂ）、（Ｃ）の対応する部分でＬサンプル移動平均結果の大きさに違いが生じる部分があり、この部分での除算結果が図７（Ｂ）に示すように急激な立ち上がりとなる。なお、他の部分での図６（Ｂ）、（Ｃ）の対応する部分では、各成分の大きさで大きな違いがなく、その除算結果の値が小さくなる。
【００３０】
図４（Ｃ）において、上記除算手段３６の結果が随時ピーク検出手段３７に入力されてメモリ１７に一時記憶される（Ｓ２１）。当該随時入力される除算演算結果に基づいてピーク検出が行われる（Ｓ２２）。すなわち、ピーク検出手段３７は、除算手段３６からの結果値を、メモリ１７より所定サンプル分読み出し、最大のレベルの位置をピークとして検出する。この部分が希望シンボルの開始位置、すなわちシンボルタイミングと推定できるもので、当該シンボルタイミングとしてＦＦＴ窓１４に出力するものである。
【００３１】
ここで、上記シンボルタイミング推定の原理を説明する。マルチキャリア信号（ＯＦＤＭ信号）ｓ（ｋ）が送信されたときの受信される希望波（ＯＦＤＭシンボル）ｓ_ｄ（ｋ）、および時間τ遅れて受信される遅延波ｓ_ｕ（ｋ）は、（１）式、（２）式となる。
【数１】

ここで、ｃ_ｄ（ｋ）、ｃ_ｕ（ｋ）は伝送路特性であり、遅延広がりτがガードインターバル期間より短いものと仮定している。そこで、あるサンプル時間ｋのときの受信信号ｒ（ｋ）が（３）式で示される。ｎ（ｋ）はガウス雑音である。
【００３２】
上記受信信号ｒ（ｋ）と、これをシンボル期間遅延手段３１でシンボル期間Ｔ遅延させた信号ｒ（ｋ−Ｔ）との差分を減算手段３２で演算した結果ｒ_ｄｉｆ（ｋ）が（４）式で示される。
【数２】

ここで、ｎ_ｄｉｆ（ｋ）は（５）式で表される。また、ガードインターバルの信号成分とＯＦＤＭ信号の後半部分（ガードインターバルの複製された部分）との信号成分は同じであることから、（６）式および（７）式が成り立つ。この場合のＴｇはガードインターバル期間であり、ｌ（小文字エル）は整数である。
【００３３】
したがって、上記減算結果ｒ_ｄｉｆ（ｋ）は（８）式で表される。
【数３】

ここで、簡略化するためにｌ（エル）＝０とし、最大ドップラ周波数はシンボル周期（周波数）に比べて十分に小さいとすると、｛ｃ_ｄ（ｋ−Ｔ）−ｃ_ｄ（ｋ）｝および｛ｃ_ｕ（ｋ−Ｔ）−ｃ_ｕ（ｋ）｝の平均値は０と近似することができ、さらにガウス雑音ｎ（ｋ）の平均値も０とすることができることから、ｎ_ｄｉｆ（ｋ）の平均値も０と近似することができる。したがって、減算結果ｒ_ｄｉｆ（ｋ）は、上述のように遅延広がりτ以上からガードインターバル期間Ｔｇ以内の範囲であれば、一つ前のシンボルの遅延波が及ばない範囲であることから、０と近似することができる。
【００３４】
そして、上記減算結果ｒ_ｄｉｆ（ｋ）を絶対値化演算手段３３Ａで絶対値化した後に、二乗化演算手段３３Ｂで二乗化処理を行い、Ｌサンプル移動平均演算手段３４でＬサンプル移動平均の演算が（９）式で表される。
【数４】

すなわち、移動平均値ｒ_ａｖｅ（ｋ）は、τ以上から（Ｔｇ−Ｌ＋１）以内の範囲で小さい値となり、これ以外の範囲では平均化により小さい値が存在しなくなるため大きな値となる。この移動平均値の変化が図７（Ａ）に示される。
【００３５】
上述のように、上記移動平均値は、τ以上から（Ｔｇ−Ｌ＋１）以内の範囲では小さい値であり、（Ｔｇ−Ｌ＋２）以上では大きな値へと変化する。この変位点を、除算手段３６により、（１０）式で演算することにより、大きい値に切り替わる位置（Ｔｇ−Ｌ＋２）を、図７（Ｂ）に示すようなピークとして得ることができるものである。
【数５】

【００３６】
このように、マルチキャリア信号の遅延広がりがガードインターバル期間より短い場合、シンボル開始位置では希望シンボルの一つ前のシンボル遅延波が及ばないことから最適なシンボルタイミングを推定することができ、これによりシンボル間干渉の影響が軽減され、高精度な復調が簡易構成でできるものである。
【００３７】
【実施例】
次に、図８に、本発明における一実施例の説明図を示す。図８は、本発明の有効性を検証するためのものとして、計算機シミュレーションでのＢＥＲ（ビットエラーレート）特性を示したものである。図８（Ａ）は本シミュレーションのパラメータを示したものであり、ここでは遅延プロファイルを図８（Ｂ）に示すように、電力指数減衰１８波レイリーフェージングとし、最大遅延広がりを８５サンプル、最大ドップラー周波数を２０［Ｈｚ］とし、移動平均する範囲を５サンプルとしている。
【００３８】
そこで、図８（Ｃ）に本シミュレーションのＢＥＲ特性が示される。ここで、「○」プロットは理想的特性（完全同期）であり、「●」プロットは本発明によるＢＥＲ特性である。図のＢＥＲ特性の如く、本発明によるシンボルタイミング、すなわちピークが立つ位置が理想的には９７サンプル目であって遅延広がりが８５サンプルであり、本発明によるＢＥＲ特性が理想特性にほぼ一致した特性を示している。これによって、ピーク位置から復調処理を行えばシンボル間干渉の影響を軽減することができ、高精度な復調処理をできることがわかる。
【００３９】
次に、図９に、本発明の受信データ復調方法が適用される受信装置の概略説明図を示す。図９に示す受信装置４１において、アンテナ等により受信した受信信号がＢＰＦ（バンドパスフィルタ）４２により所定周波数帯を抽出され、混合器４３で周波数シンセサイザ４４からの所定の周波数と混合され、さらにＢＰＦ４５で中間周波信号に変換される。自動利得増幅器４６で増幅された後、直交検波器４７で局部発振器４８からの位相が９０度ずれた２系統の周波数でＩ成分の信号とＱ成分の信号とを抽出し、これらをＬＰＦ４９で高周波成分を除去してＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換部５０でディジタルデータに変換する。
【００４０】
上記ディジタルデータは、２乗余弦ルートナイキストフィルタ５１で送信側との全体でシンボル間干渉を起こさないナイキスト条件を満たすようにフィルタリングが行われて帯域制限され、図１に示す復調デコーダ１１に送られる。この復調デコーダ１１で、図３〜図７で説明した処理により希望シンボルの復調処理が行われ、並直列変換部５２でシリアルデータに変換される。続いて、デインターリーブ処理部５３において、送信側で行われた周波数および時間でのインターリーブ処理に対して復元が行われる。そして、誤り訂正部５４において、送信側で付加された誤り訂正符号に基づいてビットエラーが訂正され、音声・画像処理部５５で多重分離されて音声および／または画像の復号処理が行われることで、受信メディア信号としてスピーカやディスプレイに出力されるものである。
【００４１】
このような受信装置４１において本発明に係る受信データ復調方法を採用することで、シンボル間干渉の影響が小さな範囲でシンボルタイミングを検出することからシンボルタイミングオフセットを回避させ、簡易構成で高精度な復調処理を行わせることができる受信機構を構築することができるものである。このような受信装置４１として、例えばディジタル放送に対応した受信機がある。なお、上記受信装置４１では音声および画像両方の受信メディア信号を復調、出力させる場合を示したが、音声のみまたはデータのみを受信する場合にも適用することができるものである。
【００４２】
次に、図１０に、本発明の受信データ復調方法が適用される送受信装置の概略説明図を示す。図１０に示す送受信装置６１は、上記受信装置４１および送信装置６２により構成されるもので、受信装置４１はその説明を省略する。図１０に示す送受信装置６１における送信装置６２は、入力された送信対象の送信メディア信号が音声・画像処理部６３で音声および／または画像をそれぞれでディジタルデータとし、誤り訂正符号付加部６４で受信側で誤り訂正させるための誤り訂正符号が付加される。その後、図示しないが、マッピング処理（変調マッピング）が行われるが、後述のインタリーブ処理後にマッピング処理を行ってもよい。この場合、受信装置４１においても、図示しないが、デインタリーブ処理の前段階または後段階で送信装置６２のマッピング処理の部分に対応してデマッピング処理が行われる。
【００４３】
続いて、インターリーブ処理部６５において周波数および時間でのインターリーブ処理が行われ、直並列変換部６６でパラレルデータに変換される。そして、図２に示す変調エンコーダ２１でガードインターバルが付加されたＯＦＤＭ信号が生成される。これを２乗余弦ルートナイキストフィルタ６７において、受信側との全体でシンボル間干渉を起こさないナイキスト条件を満たすようにフィルタリングが行われて帯域制限される。
【００４４】
続いて、Ｄ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換部６８でアナログ信号に変換され、ＬＰＦ６９で高周波成分が除去される。そして、直交変調器７０で局部発振器４８の変調周波数でＩチャンネル、Ｑチャンネルの直交処理がなされた後、ＢＰＦ７１で中間周波信号に変換され、混合器７２で周波数シンセサイザ４４からの所定の周波数と混合される。さらに、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）７３により所定周波数帯にフィルタリングされ、増幅器７４で増幅された後にアンテナ切替器７５を介してアンテナ７６より伝送媒体に出力されるものである。なお、受信信号は、アンテナ７６よりアンテナ切替器７５を介してＢＰＦ４２に入力される。
【００４５】
このような送受信装置６１においても、本発明に係る受信データ復調方法を採用することで、シンボル間干渉の影響が小さな範囲でシンボルタイミングを検出することからシンボルタイミングオフセットを回避させ、簡易構成で高精度な復調処理を行わせることができる送受信機構を構築することができるものである。このような送受信装置６１としては、例えば無線機や携帯電話等の移動体無線機などがある。なお、上記受信装置４１および送信装置６２では、上記同様に音声および画像両方の受信メディア信号を復調、出力させる場合を示したが、音声のみまたはデータのみを受信する場合にも適用することができるものである。
【００４６】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、マルチキャリア信号における希望シンボルにガードインターバルが付加された受信データを、希望シンボルとこのシンボル期間遅延させた遅延シンボル信号とを減算して絶対値化処理し、これを所定サンプル分で移動平均値を算出し、この所定サンプル移動平均値と単位サンプル遅延させた遅延された所定サンプル分の移動平均値とを除算し、この除算値を連続的に入力して変位点を検出することでシンボルタイミングを特定し、当該希望シンボルを復調処理することにより、シンボル間干渉の影響を回避させ、高精度の復調処理を簡易構成で実現することができるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の受信データ復調方法を実現する復調デコーダの一実施形態の構成図である。
【図２】図１の復調デコーダに入力される入力データの説明図である。
【図３】図１のタイミング発生部の処理構成図である。
【図４】図３の処理を説明するためのフローチャートである。
【図５】図３のシンボル期間遅延手段の説明図である。
【図６】図３のＬサンプル移動平均演算およびその単位サンプル遅延の説明図である。
【図７】図３におけるピーク検出の説明波形図である。
【図８】本発明における一実施例の説明図である。
【図９】本発明の受信データ復調方法が適用される受信装置の概略説明図である。
【図１０】本発明の受信データ復調方法が適用される送受信装置の概略説明図である。
【符号の説明】
１１復調デコーダ
１２直並列変換部
１３タイミング発生部
１４ＦＦＴ窓
１５ＦＦＴ
１６処理部
１７メモリ
２１変調エンコーダ
２２ＩＦＦＴ
２３並直列変換部
３１シンボル期間遅延手段
３２減算手段
３３Ａ絶対値化演算手段
３３Ｂ二乗化演算手段
３４Ｌサンプル移動平均演算手段
３５単位サンプル遅延手段
３６除算手段
３７ピーク検出手段
４１受信装置
６１送受信装置
６２送信装置

Claims

希望シンボルに当該希望シンボルの一部を複製したガードインターバルが付加されたマルチキャリア信号を受信し、受信した当該希望シンボルを所定サンプル数でフーリエ変換して復調するにあたり、当該希望シンボルの復調開始時期としてのシンボルタイミングを特定する受信データ復調方法であって、
前記受信した希望シンボルに関する受信データを、前記希望シンボルの周期分遅延させるステップと、
前記遅延シンボル信号と、当該遅延対象となったシンボル信号とを減算処理するステップと、
前記減算処理した信号に対し、複素成分を除去する絶対値化演算処理するステップと、
前記絶対値化処理した信号に対し、前記フーリエ変換に応じたサンプル数の所定サンプル分を対象として移動平均値を算出するステップと、
前記所定サンプル分の移動平均値を単位サンプル分遅延させるステップと、
前記単位サンプル分遅延された所定サンプル分の移動平均値と、当該遅延対象となった所定サンプル移動平均値とを除算処理するステップと、
前記除算値を連続的に入力して変位点を検出するステップと、
前記検出した変位点の位置を前記希望シンボルの開始位置として前記シンボルタイミングを特定し、前記希望シンボルを復調処理するステップと、
を含むことを特徴とする受信データ復調方法。
請求項１記載の受信データ復調方法であって、前記所定サンプル移動平均値の算出にあたり、前記絶対値化処理した信号を二乗化処理することを特徴とする受信データ復調方法。
希望シンボルに当該希望シンボルの一部を複製したガードインターバルが付加されたマルチキャリア信号を受信し、受信した当該希望シンボルを所定サンプル数でフーリエ変換して復調するもので、当該希望シンボルの復調開始時期としてのシンボルタイミングを特定する手段を含む受信装置であって、
前記受信した希望シンボルに関する受信データを、前記希望シンボルの周期分遅延させるシンボル期間遅延手段と、
前記シンボル期間遅延手段で遅延させた遅延シンボル信号と、当該遅延対象となったシンボル信号とを減算処理する減算手段と、
前記減算手段で減算処理した信号に対し、複素成分を除去する絶対値化演算手段と、
前記絶対値化演算手段で絶対値化処理した信号に対し、前記フーリエ変換に応じたサンプル数の所定サンプル分を対象として移動平均値を算出する移動平均演算手段と、
前記移動平均演算手段により演算された所定サンプル分の移動平均値を単位サンプル分遅延させる単位サンプル遅延手段と、
前記単位サンプル遅延手段で単位サンプル分遅延された所定サンプル分の移動平均値と、当該遅延対象となった所定サンプル移動平均値とを除算処理する除算手段と、
前記除算手段での除算値を連続的に入力して変位点を検出するピーク検出手段と、
前記ピーク検出手段で検出した変位点の位置を前記希望シンボルの開始位置として前記シンボルタイミングを特定し、前記希望シンボルを復調する復調処理手段と、
前記減算手段による減算処理、前記絶対値化演算手段による絶対値化処理、前記移動平均演算手段による演算処理、前記除算手段による除算処理を行うにあたり、当該処理対象を一時記憶させる記憶手段と、
を有することを特徴とする受信装置。
請求項３記載の受信装置であって、前記所定サンプル移動平均値の算出にあたり、前記絶対値化演算手段による絶対値化処理した信号を二乗化する二乗化演算処理手段を備えることを特徴とする受信装置。
請求項３または４記載の受信装置と、
少なくとも、送信データを所定サンプル数で逆フーリエ変換し、希望シンボルに当該希望シンボルの一部を複製したガードインターバルを付加させる手段を備え、当該希望シンボルにガードインターバルが付加されたマルチキャリア信号を所定の伝送媒体に送信する処理手段を備える送信装置と、
を有することを特徴とする送受信装置。