JP4617975B2

JP4617975B2 - Voltage source self-excited converter

Info

Publication number: JP4617975B2
Application number: JP2005115230A
Authority: JP
Inventors: 修治加藤; 庄一郎古関; 宏久保; 真一小川
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2005-04-13
Filing date: 2005-04-13
Publication date: 2011-01-26
Anticipated expiration: 2025-04-13
Also published as: JP2006296115A

Description

本発明は、電磁石等の負荷に電流を通流させる電圧型自励変換装置に関する。 The present invention relates to a voltage type self-excited conversion device that allows current to flow through a load such as an electromagnet.

電磁石に電流を通流させる電圧型自励変換装置は、電磁石電流を高速・高精度に通電するために電圧型自励変換装置である２象限チョッパ（電流の極性を反転しない場合）または４象限チョッパ（電流の極性を反転する場合）の主回路構成をとり、比例積分フィードバック制御により電流を制御することが多かった。チョッパは、制御系により決定される変調波と電力変動周期と比べて十分高速な周期の搬送波を比較して、該チョッパを構成する半導体スイッチをオンオフさせることにより、任意の電流を出力する。このような電圧型自励変換装置の一例が特許文献１に開示されている。 A voltage type self-excited converter that allows current to flow through an electromagnet is a two-quadrant chopper (in which the polarity of the current is not reversed) or four quadrants, which is a voltage type self-excited converter in order to pass an electromagnet current at high speed and high accuracy. The main circuit configuration of a chopper (when reversing the polarity of current) was used, and current was often controlled by proportional-integral feedback control. The chopper compares the modulated wave determined by the control system with a carrier wave having a period sufficiently faster than the power fluctuation period, and outputs an arbitrary current by turning on and off the semiconductor switch constituting the chopper. An example of such a voltage type self-excited conversion device is disclosed in Patent Document 1.

特開２０００−５９９９０号公報（要約、（００１４）段落）JP 2000-59990 A (Summary, paragraph (0014))

チョッパを用いて電磁石の電流を高速に制御するためには、チョッパを駆動するゲート駆動パルスを作成するＰＷＭ制御ブロックの搬送波周波数を高め、チョッパのスイッチング周波数を高周波化して、フィードバックの応答を速くする必要がある。しかし、搬送波の周波数を高めて、スイッチング周波数を高周波化するには次のような課題がある。
（１）電流を正負両極に通流する所謂４象限チョッパでは、上アームと下アームをそれぞれＩＧＢＴなどのスイッチング素子とダイオードとの並列体で構成し、上アームと下アームのＩＧＢＴはそれぞれ相補にスイッチングさせる。しかし、上下アームのＩＧＢＴが双方同時にオンすると短絡電流が流れてしまうため、上下アームのＩＧＢＴが双方オフ状態にある所謂デットタイムを設ける必要がある。このため、電流を正負両方向に通流するチョッパではデットタイムがネックとなり、搬送波を高周波化することが困難であった。
（２）電流を一方向のみに通流する所謂２象限チョッパでは、デットタイムを設ける必要がないことから、電流を双方向に通流する４象限チョッパに比べて、高周波化をすることが可能である。しかし、ｄｉ／ｄｔが高い電流を高速に制御するためには、チョッパは高電圧を出力する必要があり、ＩＧＢＴや逆並列に接続するダイオードは高い耐圧の素子を用いなければならない。高耐圧の素子は、ターンオン、ターンオン動作が遅いためにスイッチング周波数を高周波化できず、フィードバック系の応答を十分に速く出来ないため、電流を高速に制御することができなかった。 In order to control the electromagnet current at high speed using a chopper, the carrier frequency of the PWM control block that creates the gate drive pulse that drives the chopper is increased, the switching frequency of the chopper is increased, and the feedback response is increased. There is a need. However, raising the frequency of the carrier wave to increase the switching frequency has the following problems.
(1) In a so-called four-quadrant chopper that allows current to flow through both positive and negative poles, the upper arm and the lower arm are each composed of a parallel body of a switching element such as an IGBT and a diode, and the IGBTs of the upper arm and the lower arm are complementary to each other. Switch. However, when both the upper and lower arm IGBTs are turned on simultaneously, a short-circuit current flows. Therefore, it is necessary to provide a so-called dead time in which both the upper and lower arm IGBTs are in the off state. For this reason, in a chopper that allows current to flow in both positive and negative directions, dead time becomes a bottleneck, and it has been difficult to increase the frequency of the carrier wave.
(2) A so-called two-quadrant chopper that allows current to flow in only one direction does not need to have a dead time, and therefore can achieve higher frequencies than a four-quadrant chopper that allows current to flow in both directions. It is. However, in order to control a current with high di / dt at high speed, the chopper needs to output a high voltage, and an IGBT or a diode connected in antiparallel must use a high withstand voltage element. The high withstand voltage device has a slow turn-on and turn-on operation, so the switching frequency cannot be increased, and the response of the feedback system cannot be made sufficiently fast, so the current cannot be controlled at high speed.

上記の様に、従来技術ではフィードバック系の応答を速くすることが困難であり、電流を高速に制御するすなわち、電流指令値で指示された電流を出力するには、電圧指令値をフィードフォワードで与えることが必要であった。フィードフォワード電圧は、負荷のインピーダンスから（１）式のようにして求めることができる。 As described above, it is difficult to speed up the response of the feedback system in the prior art, and in order to control the current at high speed, that is, to output the current indicated by the current command value, the voltage command value is fed forward. It was necessary to give. The feedforward voltage can be obtained from the impedance of the load as shown in equation (1).

Ｖref＝Ｉref×Ｃ×１／ｓ＋Ｉref×Ｒ＋Ｉref×Ｌ×ｓ …（１）
ここで、Ｖref：電圧指令、Ｉref：電流指令、Ｃ：回路の容量成分、Ｒ：回路の抵抗成分、Ｌ：回路のインダクタンス成分、ｓ：ラプラス演算子である。 Vref = Iref * C * 1 / s + Iref * R + Iref * L * s (1)
Here, Vref: voltage command, Iref: current command, C: circuit capacitance component, R: circuit resistance component, L: circuit inductance component, and s: Laplace operator.

しかし、２象限チョッパでは、電流断続が発生する電流領域では、負電圧を出力することができないため、上記の式でフィードフォワード電圧を与えても、出力電流と電流指令値の偏差が大きくなる。 However, since the two-quadrant chopper cannot output a negative voltage in a current region where current interruption occurs, even if the feedforward voltage is given by the above equation, the deviation between the output current and the current command value becomes large.

本発明は、高速に電流制御できる電圧型自励変換装置を供給することを目的とする。 It is an object of the present invention to provide a voltage type self-excited conversion device that can control current at high speed.

電流を正負両方向に通流する所謂４象限チョッパにおいて、正方向に電流を通流する際はＣアームの上側アームのＩＧＢＴと、Ｄアームの下側アームのＩＧＢＴのみスイッチングして、残りのＩＧＢＴはゲートブロックさせる。 In a so-called four-quadrant chopper that passes current in both positive and negative directions, when passing current in the positive direction, only the IGBT of the upper arm of the C arm and the IGBT of the lower arm of the D arm are switched, and the remaining IGBTs are Let the gate block.

一方、負方向に電流を通流する際は、正方向電流時にスイッチングさせたＩＧＢＴをゲートブロックして、正方向電流時にゲートブロックさせていたＩＧＢＴをスイッチングさせる。正方向への電流指令時及び負方向への電流指令時にはそれぞれ、２象限チョッパと同等の動作となるので、デットタイムを設ける必要がなく、スイッチング周波数の高周波化を実現できる。スイッチング周波数を高くできることからフィードバックの応答を早めて電流制御の高速化を図ることができる。 On the other hand, when passing a current in the negative direction, the IGBT that has been switched at the time of the positive current is gate-blocked, and the IGBT that has been blocked at the time of the positive current is switched. Since the operation is the same as that of the two-quadrant chopper at the time of the current command in the positive direction and at the time of the current command in the negative direction, it is not necessary to provide a dead time, and the switching frequency can be increased. Since the switching frequency can be increased, the feedback response can be accelerated and the current control speeded up.

電流を片方向のみに通流する所謂２象限チョッパや、上記のような２象限チョッパと同様の動作をする４象限チョッパにおいて、電圧指令値のフィードフォワードにより精度よく電流制御するには、電流断続域において、前記（１）式で決まる電圧指令値Ｖrefより低い電圧指令値とすることにより、フィードフォワードで電流制御できる。 In a so-called two-quadrant chopper that allows current to flow only in one direction, or a four-quadrant chopper that operates in the same manner as the above-described two-quadrant chopper, current control can be performed accurately by feedforward of the voltage command value. In the region, the current can be controlled by feedforward by setting the voltage command value lower than the voltage command value Vref determined by the equation (1).

より具体的には、フィードフォワードで与える電圧指令は次のような方法で決定する。まず、前記（１）式で決定される電圧指令Ｖrefを与えて、電流を通流して電流偏差を測定する。次に、電流偏差にＰＩＤゲインを与えて、次の電圧指令を作成する。演算した電圧指令に基づき、再び電流を通流させる。電流偏差にＰＩＤゲインを与えて、次の電圧指令値を演算する。これを繰り返すことにより、適正な電圧指令値を得ることができる。 More specifically, the voltage command given by feedforward is determined by the following method. First, a voltage command Vref determined by the equation (1) is given, current is passed, and current deviation is measured. Next, a PID gain is given to the current deviation to create the next voltage command. Based on the calculated voltage command, the current is passed again. A PID gain is given to the current deviation, and the next voltage command value is calculated. By repeating this, an appropriate voltage command value can be obtained.

なお、直流電圧変動の影響を小さくするために、制御ループの内部にマイナループ制御として出力電圧の電圧制御を備える電圧型自励変換装置では、該電圧制御ブロックの前だけでなく、該電圧制御ブロックの出力にも電圧指令値を加えることにより、電圧制御の応答遅れの影響を小さくできるので、電流をより高速に制御できる。 In order to reduce the influence of the DC voltage fluctuation, in the voltage type self-excited conversion device having the voltage control of the output voltage as the minor loop control inside the control loop, not only before the voltage control block but also the voltage control block By adding the voltage command value to the output of the output, the influence of the voltage control response delay can be reduced, so that the current can be controlled at higher speed.

本発明の電圧型自励変換装置によれば、フィードバック応答が間に合わないような高速な電流変化に対応した精度が高いフィードフォワード電流制御が可能である。 According to the voltage-type self-excited conversion device of the present invention, it is possible to perform feedforward current control with high accuracy corresponding to a high-speed current change in which a feedback response is not in time.

以下、本発明の実施例を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施例を説明する各図面では、同一の機能を有する要素には同一の符号をつけてある。なお、図１等に示した、ＩＧＢＴと該ＩＧＢＴと逆並列に接続されたダイオードからなる並列体１１ａ〜１１ｌを、以下ＩＧＢＴ素子１１ａ〜１１ｌと呼ぶ。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In the drawings for explaining the embodiments, elements having the same function are given the same reference numerals. The parallel bodies 11a to 11l including the IGBT and the diode connected in antiparallel with the IGBT shown in FIG. 1 and the like are hereinafter referred to as IGBT elements 11a to 11l.

本実施例は、高速な電流制御を実現する電圧型自励変換装置を示す。図１は本実施例の自励変換装置と負荷の構成を示す。本実施例の自励変換装置１の主回路は４象限チョッパ１ａであり、各アームはスイッチング可能な電力半導体素子で構成される。本実施例では、ＩＧＢＴ素子１１ａとＩＧＢＴ素子１１ｂとがＣアーム２ｃを、ＩＧＢＴ１１ｃとＩＧＢＴ１１ｄとがＤアーム２ｄを構成する。Ｃアーム２ｃとＤアーム２ｄは直流コンデンサ３に並列接続される。図示していないが、直流コンデンサ３の両端は、ダイオード整流器やＩＧＢＴコンバータ等の直流電源に接続される。４象限チョッパ１ａの出力端子１８０Ｐ及び１８０Ｎは負荷５に接続される。本実施例での負荷５はインダクタンス成分と抵抗成分を有する電磁石である。 This embodiment shows a voltage type self-excited conversion device that realizes high-speed current control. FIG. 1 shows a configuration of a self-excited conversion device and a load according to this embodiment. The main circuit of the self-excited conversion device 1 of the present embodiment is a four-quadrant chopper 1a, and each arm is configured by a switchable power semiconductor element. In the present embodiment, the IGBT element 11a and the IGBT element 11b constitute the C arm 2c, and the IGBT 11c and the IGBT 11d constitute the D arm 2d. The C arm 2c and the D arm 2d are connected to the DC capacitor 3 in parallel. Although not shown, both ends of the DC capacitor 3 are connected to a DC power source such as a diode rectifier or an IGBT converter. The output terminals 180P and 180N of the four quadrant chopper 1a are connected to the load 5. The load 5 in this embodiment is an electromagnet having an inductance component and a resistance component.

４象限チョッパ１ａは、制御装置４によって制御される。この実施例では電流指令値Ｉrefを指令値とする電流制御を行う。なお、Ｉrefの波形は図２に示す電流指令値１０１であるとする。電流制御ブロック（ＡＣＲ）５１にはマイナループ制御として、４象限チョッパ１ａの出力電圧を制御する電圧制御ブロック（ｍ−ＡＶＲ）５２を備えている。電圧制御ブロック（ｍ−ＡＶＲ）５２には電流制御ブロック５１の出力値と電圧指令値（Ｖref）との和が指令値として与えられ、電圧検出器７で検出した４象限チョッパ１ａの出力電圧と比較して出力電圧が設定値電圧になるようにフィードバック制御する。電圧制御ブロック（ｍ−ＡＶＲ）５２は通常は積分制御とする。このようにマイナループの電圧制御をもたせる理由は、４象限チョッパ１ａの入力電圧であるリンク直流電圧の変動によって出力電圧が変動する影響を抑制するためである。 The four quadrant chopper 1a is controlled by the control device 4. In this embodiment, current control is performed using the current command value Iref as a command value. It is assumed that the waveform of Iref is the current command value 101 shown in FIG. The current control block (ACR) 51 includes a voltage control block (m-AVR) 52 that controls the output voltage of the four-quadrant chopper 1a as a minor loop control. The sum of the output value of the current control block 51 and the voltage command value (Vref) is given as a command value to the voltage control block (m-AVR) 52, and the output voltage of the four-quadrant chopper 1 a detected by the voltage detector 7 In comparison, feedback control is performed so that the output voltage becomes the set value voltage. The voltage control block (m-AVR) 52 is normally set to integral control. The reason why the voltage control of the minor loop is provided in this way is to suppress the influence that the output voltage fluctuates due to the fluctuation of the link DC voltage that is the input voltage of the four quadrant chopper 1a.

本実施例の特徴の一つは、電圧指令値（Ｖref）を電圧制御ブロック（ｍ−ＡＶＲ）５２の前後に加えることにある。電圧制御ブロック（ｍ−ＡＶＲ）５２の前段のみに加えた場合、必ず電圧制御の制御遅れが生じてしまうが、前後に印加することにより、電圧制御の応答によらず、フィードフォワード制御することが可能である。なお、電圧制御ブロック（ｍ−ＡＶＲ）５２の入出力で単位が異なる場合は、それに応じて、Ｖrefに係数を積算する必要がある。 One of the features of this embodiment is that the voltage command value (Vref) is added before and after the voltage control block (m-AVR) 52. When it is applied only to the previous stage of the voltage control block (m-AVR) 52, a control delay of the voltage control always occurs. However, by applying it before and after, feedforward control can be performed regardless of the response of the voltage control. Is possible. In addition, when a unit differs by the input / output of the voltage control block (m-AVR) 52, it is necessary to add a coefficient to Vref accordingly.

電圧制御ブロック（ｍ−ＡＶＲ）５２の出力と電圧指令値（Ｖref ）の和（変調波）はＰＷＭ制御ブロック５３に入力されて、搬送波と比較してゲートパルスを出力するいわゆるＰＷＭ制御を行い、各ＩＧＢＴ素子１１ａ〜１１ｄのゲートパルスを決めてチョッパを動作させる。パルス幅変調（ＰＷＭ）は、一般に三角波の搬送波と変調波とをコンパレータで比較して各ＩＧＢＴのオン・オフを決めている。但し、電流指令値Ｉrefが正の時は、ＩＧＢＴ１１ａとＩＧＢＴ１１ｄのみをＰＷＭ制御して、ＩＧＢＴ１１ｂとＩＧＢＴ１１ｃを常時オフとする。このように本実施例では、上下アームのうち、一方がオフしているので、デットタイムを設ける必要がないので、スイッチング周波数を高周波化することが可能である。一方、電流指令値Ｉrefが負の時は、逆にＩＧＢＴ１１ｂとＩＧＢＴ１１ｃのみをＰＷＭ制御して、ＩＧＢＴ１１ａとＩＧＢＴ１１ｄを常時オフとする。このように、上下アームのうち上アームか、下アームのいずれか一方を常にオフ状態とすることにより、デットタイムを設ける必要がなくなり、搬送波周波数を高くして、フィードバックの応答を速くすることが可能となる。 The sum (modulated wave) of the output of the voltage control block (m-AVR) 52 and the voltage command value (Vref) is input to the PWM control block 53 to perform so-called PWM control for outputting a gate pulse compared to the carrier wave, The gate pulse of each IGBT element 11a-11d is determined and the chopper is operated. In pulse width modulation (PWM), generally, a triangular carrier wave and a modulated wave are compared by a comparator to determine whether each IGBT is turned on or off. However, when the current command value Iref is positive, only the IGBT 11a and IGBT 11d are PWM-controlled, and the IGBT 11b and IGBT 11c are always turned off. In this way, in this embodiment, since one of the upper and lower arms is off, there is no need to provide a dead time, so the switching frequency can be increased. On the other hand, when the current command value Iref is negative, only the IGBT 11b and IGBT 11c are PWM-controlled to turn off the IGBT 11a and IGBT 11d at all times. In this way, by always turning off either the upper arm or the lower arm of the upper and lower arms, there is no need to provide a dead time, and the carrier wave frequency can be increased to speed up the feedback response. It becomes possible.

次に、電圧指令値Ｖrefの決定方法について説明する。まず、前記（１）式に基づく電圧指令Ｖrefを与えて、Ｃアーム２ｃから負荷５に電流を通流して電流センサ６で電流値を測定する。次に電流指令値Ｉrefと電流測定値との偏差を演算する。 Next, a method for determining the voltage command value Vref will be described. First, the voltage command Vref based on the equation (1) is given, current is passed from the C arm 2c to the load 5, and the current value is measured by the current sensor 6. Next, the deviation between the current command value Iref and the current measurement value is calculated.

本実施例では負荷５の容量成分は想定していないため、前記（１）式でＣ＝０となる。次に演算したＶrefを与えて、電流制御を実施し、電流偏差Ｉdiffを測定する。測定した電流偏差Ｉdiffに基づいて下記（２）式から、次の電圧指令値Ｖrefを演算する。なお、（２）式のＧｐとＧｄとはゲインであり、任意の実数とする。 In the present embodiment, since the capacity component of the load 5 is not assumed, C = 0 in the equation (1). Next, the calculated Vref is given, current control is performed, and the current deviation Idiff is measured. Based on the measured current deviation Idiff, the next voltage command value Vref is calculated from the following equation (2). Note that Gp and Gd in equation (2) are gains, which are arbitrary real numbers.

Ｖref＝Ｉdiff×Ｃ×１／ｓ＋Ｉdiff×Ｒ×Ｇｐ＋Ｉdiff×Ｌ×Ｇｄ×ｓ …（２）
このようにして（２）式で求めたＶrefを新たな電圧指令として、再び電流通流試験を行い、電流偏差を測定する。測定した電流偏差に基づき、Ｖrefを演算し、演算したＶrefを用いて電流通流試験を再び実施するというステップを繰り返す。数回繰り返すうちに、適正な電圧指令値Ｖrefを得ることができ、任意の電流指令値に応じた電流を出力することが可能となる。また、このようにして、得られた電圧指令値Ｖrefは電流が断続するような領域では、リプル分を除き、（１）式で与えられるＶrefよりも小さくなる。 Vref = Idiff * C * 1 / s + Idiff * R * Gp + Idiff * L * Gd * s (2)
In this way, the current flow test is performed again using Vref obtained by the equation (2) as a new voltage command, and the current deviation is measured. Based on the measured current deviation, Vref is calculated, and the step of performing the current flow test again using the calculated Vref is repeated. An appropriate voltage command value Vref can be obtained within a few repetitions, and a current corresponding to an arbitrary current command value can be output. Further, the voltage command value Vref thus obtained is smaller than Vref given by the expression (1) except for the ripple in the region where the current is intermittent.

ここでリプル分を除き、（１）式で与えられるＶrefより小さくなる理由を以下説明する。従来技術の４象限チョッパでは、特定の電圧指令を与えると正負の電流を通流させることにより、リプルの平均値として目的とする電流を出力できる。しかし、２象限チョッパや本実施例の４象限チョッパでは、負の電流が通流できないので、リプルの平均値は、目的とする電流よりも電流値が大きくなる。従って、目的とする電流を通流させるためには、電圧指令値を低く抑えることが必要になる。例えば、出力電流が断続してしまうような小さな電流指令値に電流を制御する際は、電流指令値と負荷の容量成分の積の積分値と電流指令値と負荷の抵抗成分との積と電流指令値の微分と負荷のインダクタンス成分の積の和よりも電圧指令値が小さいようにする。 Here, the reason why it becomes smaller than Vref given by the equation (1), excluding the ripple, will be described below. In the four-quadrant chopper of the prior art, when a specific voltage command is given, positive and negative currents are allowed to flow, thereby outputting a target current as an average value of ripples. However, in the two-quadrant chopper and the four-quadrant chopper of the present embodiment, since a negative current cannot flow, the average value of the ripple is larger than the target current. Therefore, in order to pass the target current, it is necessary to keep the voltage command value low. For example, when controlling the current to a small current command value that causes the output current to be intermittent, the product of the integral value of the product of the current command value and the load capacity component, the product of the current command value and the load resistance component, and the current The voltage command value is made smaller than the sum of the product of the command value derivative and the inductance component of the load.

図２に示す三角波の電流指令値１０１を加えたときの電圧型自励変換装置の電流出力波形と電流偏差を図３に示す。図３（ａ）は、前記（２）式を用いる繰り返し演算をしない従来技術の電圧型自励変換装置に、電圧指令値を加えた場合の電流指令３０１と電流出力波形３０２とを示し、図３（ｂ）は電流偏差３０３を示す。図３（ｃ）は本実施例の電圧型自励変換装置に電圧指令値を加えた場合の電流指令３０４と電流出力波形３０５とを示し、図３（ｄ）は電流偏差３０６を示す。従来技術では、電流指令値が小さい領域即ちゼロ近傍で電流が断続するような領域では、偏差が３％以上と大きいが、本実施例では電流偏差が約１％程度と小さい。このように、本実施例に拠れば高速な電流制御ができていることがわかる。 FIG. 3 shows the current output waveform and current deviation of the voltage type self-excited conversion device when the triangular wave current command value 101 shown in FIG. 2 is added. FIG. 3A shows a current command 301 and a current output waveform 302 when a voltage command value is added to a voltage-type self-excited conversion device of the prior art that does not perform repetitive calculation using the equation (2). 3 (b) shows the current deviation 303. FIG. 3C shows a current command 304 and a current output waveform 305 when a voltage command value is added to the voltage type self-excited conversion device of this embodiment, and FIG. 3D shows a current deviation 306. In the prior art, in a region where the current command value is small, that is, a region where the current is intermittent in the vicinity of zero, the deviation is as large as 3% or more, but in this embodiment, the current deviation is as small as about 1%. Thus, it can be seen that high-speed current control can be performed according to this embodiment.

なお、制御系が図４のように、電圧制御ブロック（ｍ−ＡＶＲ）５２のない制御系においても、図１に示した上記と同様のプロセスで演算する電圧指令値Ｖrefを与えることにより、電流が断続するような領域でも精度の高い電流制御が可能である。 Note that, even in a control system without the voltage control block (m-AVR) 52 as shown in FIG. 4, by giving a voltage command value Vref calculated in the same process as shown in FIG. Accurate current control is possible even in a region where is intermittent.

本実施例も、高速な電流制御を実現する電圧型自励変換装置の実施例である。図５は本実施例の自励変換装置１と負荷５の構成を示す。実施例１のチョッパは１台であったのに対し、本実施例では、自励変換装置１が複数のチョッパの並列接続体であることが相違する。なお、図５の符号１００はＤＣ／ＤＣコンバータである。 This embodiment is also an embodiment of a voltage type self-excited conversion device that realizes high-speed current control. FIG. 5 shows a configuration of the self-excited conversion device 1 and the load 5 of this embodiment. In contrast to the single chopper of the first embodiment, in this embodiment, the self-excited conversion device 1 is a parallel connection body of a plurality of choppers. In addition, the code | symbol 100 of FIG. 5 is a DC / DC converter.

本実施例では４象限チョッパ１ａと４象限チョッパ１ｂとがリアクトル８１ａ、８２ａ、８１ｂ、８２ｂを介して並列に接続されている。各チョッパには、フィルタ８を接続してもよい。 In this embodiment, a four-quadrant chopper 1a and a four-quadrant chopper 1b are connected in parallel via reactors 81a, 82a, 81b, and 82b. A filter 8 may be connected to each chopper.

制御装置４の構成は実施例１と同様である。電圧制御ブロック（ｍ−ＡＶＲ）５２の電圧フィードバックは、各チョッパの電圧の平均値を用いても、各チョッパの出力が合成された箇所における電圧測定値を用いてもよい。なお、電圧制御ブロック（ｍ−ＡＶＲ）５２の入出力で単位が異なる場合は、それに応じて、Ｖrefに係数をかける必要がある。また、ＰＷＭ制御ブロック５３の搬送波は、４象限チョッパ１ａと４象限チョッパ１ｂとで位相をずらしてもよいし、同期させてもよい。位相をずらすとリプル電流を小さくできる。 The configuration of the control device 4 is the same as that of the first embodiment. The voltage feedback of the voltage control block (m-AVR) 52 may use an average value of the voltages of the respective choppers or may use a voltage measurement value at a place where the outputs of the respective choppers are combined. In addition, when a unit differs by the input / output of the voltage control block (m-AVR) 52, it is necessary to apply a coefficient to Vref accordingly. The carrier wave of the PWM control block 53 may be shifted in phase or synchronized between the 4-quadrant chopper 1a and the 4-quadrant chopper 1b. The ripple current can be reduced by shifting the phase.

電圧指令値の決定方法は実施例１と同様である。すなわち、まず、前記（１）式に基づく電圧指令Ｖrefを与えて、４象限チョッパ１ａから負荷５に電流を通流して電流センサ６で電流値を測定する。なお、電流測定値は各チョッパが出力する電流の総和で代用することも可能である。次に電流指令値Ｉrefと電流測定値との偏差を演算する。 The method for determining the voltage command value is the same as in the first embodiment. That is, first, the voltage command Vref based on the equation (1) is given, current is passed from the four-quadrant chopper 1a to the load 5, and the current value is measured by the current sensor 6. Note that the current measurement value can be substituted by the sum of the currents output by the choppers. Next, the deviation between the current command value Iref and the current measurement value is calculated.

次に、測定した電流偏差Ｉdiffを基に前記（２）式から、次の電圧指令値Ｖrefを演算する。 Next, the next voltage command value Vref is calculated from the equation (2) based on the measured current deviation Idiff.

このようにして求めたＶrefを電圧指令として、再び電流通流試験を行い、電流偏差を測定する。測定した電流偏差を用いて新たなＶrefを演算し、演算したＶrefを用いて電流通流試験を実施するといったことを繰り返す。数回繰り返すうちに、適正な電圧指令値Ｖrefを得ることができる。このようにして、得られたＶrefは電流が断続するような領域では、リプル分を除き、（１）式で与えられるＶrefよりも小さくなる。 Using the thus obtained Vref as a voltage command, the current flow test is performed again to measure the current deviation. A new Vref is calculated using the measured current deviation, and a current conduction test is repeated using the calculated Vref. An appropriate voltage command value Vref can be obtained after repeating several times. In this way, the obtained Vref is smaller than the Vref given by the equation (1) except for the ripple in the region where the current is intermittent.

図２に示す電流指令値１０１を加えたときの電圧型自励変換装置の電流出力波形と電流偏差を図６に示す。図６（ａ）は、前記（２）式を用いる繰り返し演算をしない従来技術の電圧型自励変換装置に、電圧指令値を加えた場合の電流指令３１１と電流出力波形３１２とを示し、図６（ｂ）は電流偏差３１３を示す。図６（ｃ）は本実施例の電圧型自励変換装置に電圧指令値を加えた場合の電流指令３１４と電流出力波形３１５とを示し、図６（ｄ）は電流偏差３１６を示す。従来技術では、電流指令値が小さい領域即ちゼロ近傍で電流が断続するような領域では、偏差が３％以上と大きいが、本実施例では電流偏差が約１％程度と小さい。このように、本実施例に拠れば高速な電流制御ができていることがわかる。 FIG. 6 shows a current output waveform and a current deviation of the voltage type self-excited conversion device when the current command value 101 shown in FIG. 2 is added. FIG. 6A shows a current command 311 and a current output waveform 312 when a voltage command value is added to a voltage-type self-excited conversion device of the prior art that does not perform repetitive calculation using the equation (2). 6 (b) shows the current deviation 313. FIG. 6C shows a current command 314 and a current output waveform 315 when a voltage command value is added to the voltage type self-excited converter of this embodiment, and FIG. 6D shows a current deviation 316. In the prior art, in a region where the current command value is small, that is, a region where the current is intermittent in the vicinity of zero, the deviation is as large as 3% or more, but in this embodiment, the current deviation is as small as about 1%. Thus, it can be seen that high-speed current control can be performed according to this embodiment.

本実施例も、高速な電流制御を実現する電圧型自励変換装置である。図７は本実施例の自励変換装置と負荷５の構成を示す。実施例２の各チョッパは４象限チョッパであったのに対して、本実施例では２象限チョッパ１ｃ、１ｄであることが相違する。図５のＩＧＢＴ素子１１ｆ、１１ｇ、１１ｊ、１１ｋがそれぞれ、本実施例の図７ではダイオード１２ｆ、１２ｇ、１２ｊ、１２ｋとなっている点が異なり、電流を負方向に通流することができない。本実施例の制御方法は、実施例２と同様な制御であって、実施例２と同様に高速な電流制御が可能である。 This embodiment is also a voltage type self-excited conversion device that realizes high-speed current control. FIG. 7 shows the configuration of the self-excited conversion device and the load 5 of this embodiment. Each chopper of the second embodiment is a four-quadrant chopper, whereas in the present embodiment, the choppers are two-quadrant choppers 1c and 1d. The IGBT elements 11f, 11g, 11j, and 11k in FIG. 5 are different from the diodes 12f, 12g, 12j, and 12k in FIG. 7 of the present embodiment, respectively, and current cannot flow in the negative direction. The control method of the present embodiment is the same control as that of the second embodiment, and high-speed current control is possible as in the second embodiment.

実施例１の電圧型自励変換装置の主要部の説明図。Explanatory drawing of the principal part of the voltage type self-excitation converter of Example 1. FIG. 実施例１の電流指令波形の説明図。Explanatory drawing of the current command waveform of Example 1. FIG. 実施例１で図２の電流指令波形を加えた際の電流出力と偏差の説明図。Explanatory drawing of the electric current output at the time of adding the electric current command waveform of FIG. 2 in Example 1, and a deviation. 実施例１の別の制御系の説明図。FIG. 3 is an explanatory diagram of another control system according to the first embodiment. 実施例２の電圧型自励変換装置の主要部の説明図。Explanatory drawing of the principal part of the voltage type self-excitation converter of Example 2. FIG. 実施例２で図２の電流指令波形を加えた際の電流出力と偏差の説明図。Explanatory drawing of the current output at the time of adding the electric current command waveform of FIG. 実施例３の電圧型自励変換装置の主要部の説明図。Explanatory drawing of the principal part of the voltage type self-excitation converter of Example 3. FIG.

符号の説明Explanation of symbols

１…自励変換装置、１ａ、１ｂ…４象限チョッパ、１ｃ、１ｄ…２象限チョッパ、２ｃ…Ｃアーム、２ｄ…Ｄアーム、３…直流コンデンサ、４…制御装置、５…負荷、６…電流センサ、７…電圧検出器、１１ａ〜１１ｌ…ＩＧＢＴ、１２ｆ〜１２ｌ…ダイオード、５１…電流制御ブロック、５２…電圧制御ブロック、５３…ＰＷＭ制御ブロック、８１ａ、８１ｂ、８２ａ、８２ｂ…リアクトル、１００…ＤＣ／ＤＣコンバータ、１０１…電流指令値、１７１Ｐ、１７１Ｎ…接続端子、１８０Ｐ、１８０Ｎ…出力端子。
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Self-excited converter, 1a, 1b ... 4 quadrant chopper, 1c, 1d ... 2 quadrant chopper, 2c ... C arm, 2d ... D arm, 3 ... DC capacitor, 4 ... Control device, 5 ... Load, 6 ... Current Sensor, 7 ... Voltage detector, 11a to 11l ... IGBT, 12f to 12l ... Diode, 51 ... Current control block, 52 ... Voltage control block, 53 ... PWM control block, 81a, 81b, 82a, 82b ... Reactor, 100 ... DC / DC converter, 101 ... current command value, 171P, 171N ... connection terminal, 180P, 180N ... output terminal.

Claims

直流電源に接続する入力端子部と負荷に接続する出力端子部とを有する複数のアーム部と、該アーム部の出力電流を制御する制御部とを備えた電圧形自励変換装置において、
前記制御部が、
フィードフォワードで電圧指令を加えるブロックと、制御系のマイナループ制御として出力電圧を制御する電圧制御ブロックとを備え、該電圧制御ブロックの前後に、電圧指令値をフィードフォワードで加え、
電流指令値と出力電流との電流偏差を入力する電流制御ブロックを前記電圧制御ブロックの前に配置し、前記電流制御ブロックの出力に電圧指令値を加え、該加えた値と出力電圧との偏差を前記電圧制御ブロックに入力し、
出力電流が断続してしまうような小さな電流指令値に電流を制御する際は、電流指令値と負荷の容量成分の積の積分値と電流指令値と負荷の抵抗成分との積と電流指令値の微分と負荷のインダクタンス成分の積の和よりも電圧指令値が小さいことを特徴とする電圧型自励変換装置。 In a voltage type self-excited conversion device comprising a plurality of arm portions having an input terminal portion connected to a DC power source and an output terminal portion connected to a load, and a control portion for controlling the output current of the arm portion,
Wherein the control unit is
A block that applies a voltage command by feedforward and a voltage control block that controls the output voltage as a minor loop control of the control system, and before and after the voltage control block, a voltage command value is added by feedforward ,
A current control block for inputting a current deviation between the current command value and the output current is arranged in front of the voltage control block, the voltage command value is added to the output of the current control block, and the deviation between the added value and the output voltage To the voltage control block,
When controlling the current to such a small current command value that the output current is intermittent, the product of the product of the current command value and the load capacitance component, the product of the current command value and the load resistance component, and the current command value A voltage-type self-excited conversion device characterized in that the voltage command value is smaller than the sum of the product of the derivative of the load and the inductance component of the load .

請求項１に記載の電圧型自励変換装置において、
前記複数のアーム部が、それぞれの上側アームと下側アームとにＩＧＢＴを有する第１のアーム部と第２のアーム部とであって、前記第１のアーム部と前記第２のアーム部とで４象限チョッパを構成し、
接続した前記負荷に正方向の電流を通流する際は、第１のアーム部の上側アームのＩＧＢＴと第２のアーム部の下側アームのＩＧＢＴを導通し、残りのＩＧＢＴはゲートブロックさせ、
接続した前記負荷に負方向に電流を通流する際は、第２のアーム部の上側アームのＩＧＢＴと第１のアーム部の下側アームのＩＧＢＴを導通し、残りのＩＧＢＴはゲートブロックさせることを特徴とする電圧型自励変換装置。 In the voltage type self-excited conversion device according to claim 1,
Said plurality of arm portions are there in the first arm portion that having a IGBT to each of the upper arm and a lower arm and a second arm portion, wherein the first arm portion and the second arm 4 quadrant chopper with the part,
When passing a positive current through the connected load, the upper arm IGBT of the first arm portion and the IGBT of the lower arm of the second arm portion are conducted, and the remaining IGBT is gate-blocked,
When passing a current in the negative direction to the connected load, the IGBT of the upper arm of the second arm part and the IGBT of the lower arm of the first arm part are conducted, and the remaining IGBTs are gate-blocked. A voltage-type self-excited conversion device.

請求項１に記載の電圧型自励変換装置において、
前記複数のアーム部が、上側アームにＩＧＢＴを有し下側アームにダイオードを有する第１のアーム部と、下側アームにＩＧＢＴを有し上側アームにダイオードを有する第２のアーム部と、であって、
前記第１のアーム部と前記第２のアーム部とで２象限チョッパを構成していることを特徴とする電圧型自励変換装置。 In the voltage type self-excited conversion device according to claim 1,
It said plurality of arm portions are in a first arm portion having a diode in the lower arm has an IGBT in the upper arm, a second arm portion having a diode in the upper arm has a IGBT on the lower arm, There,
Voltage type self-excited converter, characterized in that constitutes a two-quadrant chopper between said second arm and said first arm portion.