JP2015186340A - Power amplifier of servo motor - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、サーボモータのパワーアンプに関する。特に、本発明は、三相交流同期モータのパワーアンプに関する。 The present invention relates to a power amplifier for a servo motor. In particular, the present invention relates to a power amplifier for a three-phase AC synchronous motor.
サーボモータは、駆動装置のパワーアンプ（増幅器）から供給される駆動電流によって駆動する。一般的なパワーアンプは、リニアアンプとスイッチングアンプとに大別される。このうち、スイッチングアンプは、パワー素子（増幅素子）である出力スイッチング回路のスイッチング素子をオンオフ制御することによって、移動体に対する移動指令に従って指令装置から出力される指令信号に相応する駆動電流をサーボモータに供給する方式のパワーアンプである。 The servo motor is driven by a driving current supplied from a power amplifier (amplifier) of the driving device. General power amplifiers are roughly classified into linear amplifiers and switching amplifiers. Among these, the switching amplifier performs on / off control of the switching element of the output switching circuit which is a power element (amplifying element), thereby generating a drive current corresponding to the command signal output from the command device in accordance with the movement command for the moving body. It is a power amplifier of the system to supply to.
現在の殆どのスイッチングアンプは、ＰＷＭ方式（Pulse Width Modulation）によってスイッチング素子のオンオフの繰返し周波数であるスイッチング周波数が一定の状態の下で目標電流量の大きさに対応させて主にスイッチング素子のオン時間幅を変えることによって指令信号に相応する駆動電流をサーボモータに供給する構成を有している。 Most current switching amplifiers mainly turn on the switching element according to the target current amount under the condition that the switching frequency, which is the repetition frequency of switching element on / off, is constant by PWM method (Pulse Width Modulation). By changing the time width, a drive current corresponding to the command signal is supplied to the servo motor.
ところで、三相交流同期モータでは、一次側電機子の三相各相の各励磁コイルにそれぞれ供給される位相が１２０度ずつずれている駆動電流は、電流値の総和が０になるようにパワーアンプから各励磁コイルに分配して出力される。例えば、特許文献１に開示されるように、パワーアンプは、位置速度制御系から出力された電流指令と、２相に設けられた電流検出器の値から算出される検出電流とを比較して目標電流量を生成し、その結果をＰＷＭ信号として各相の出力スイッチング回路に振り分けて供給するようにされている。
By the way, in the three-phase AC synchronous motor, the drive currents whose phases supplied to the respective excitation coils of the three-phase each phase of the primary armature are shifted by 120 degrees are such that the sum of the current values becomes zero. Output from the amplifier to each exciting coil. For example, as disclosed in
ＰＷＭ方式のパルス幅変調回路は、指令信号から三相各相の駆動電流の電流値の総和が０になるように各出力スイッチング回路毎のスイッチング素子のオン時間幅を演算してＰＷＭ信号を生成し、各相に分配して出力して各相のスイッチング回路毎に正極性スイッチと逆極性スイッチとを選択的に切り換えて導通する。 The PWM pulse width modulation circuit generates the PWM signal by calculating the ON time width of the switching element for each output switching circuit so that the sum of the current values of the drive currents of the three-phase each phase becomes 0 from the command signal Then, the signals are distributed and output to each phase, and the positive polarity switch and the reverse polarity switch are selectively switched for each phase switching circuit to conduct.
したがって、スイッチングアンプでは、各出力スイッチング回路のスイッチング素子のスイッチング周波数が出力スイッチング回路から供給される駆動電流の振動の大きさに影響を与える。例えば、スイッチング周波数が高いほど、サーボモータに出力される駆動電流の振動の振幅が小さくなるとともに、指令信号に対する追従性が高くなる。その結果、指令信号に反応してサーボモータが指令信号のとおりに駆動するまでの応答速度がより速くなってサーボ制御における応答性能が向上する。 Therefore, in the switching amplifier, the switching frequency of the switching element of each output switching circuit affects the magnitude of vibration of the drive current supplied from the output switching circuit. For example, the higher the switching frequency, the smaller the amplitude of vibration of the drive current output to the servomotor and the higher the followability to the command signal. As a result, the response speed until the servo motor is driven according to the command signal in response to the command signal becomes faster, and the response performance in the servo control is improved.
現在のパワートランジスタ（バイポーラトランジスタ）のスイッチング性能では、数百ｋＨｚの高周波のスイッチング周波数でスイッチング動作させることが難しい。また、電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）は、数百ｋＨｚ以上のスイッチング動作が可能であるものの、パワー素子として使用する場合は、飽和領域付近で高速でオンオフさせることが要求されるために、容易に破損するおそれがある。 With the current switching performance of power transistors (bipolar transistors), it is difficult to perform a switching operation at a high frequency switching frequency of several hundred kHz. In addition, field effect transistors (MOSFETs) can be switched at several hundred kHz or more, but when used as power elements, they are required to be turned on and off at high speeds in the vicinity of the saturation region. There is a risk.
近年は、耐圧性能がより高い高速のスイッチング素子を使用できるようになってきている。しかしながら、ＰＷＭ方式の場合は、制御上の理由で最低限要求されるスイッチング素子のオンオフ時間に見合うオンオフのデューティ比に依存するキャリア周波数（基準周波数）が存在するので、予め設定されるスイッチング周波数をスイッチング素子の固有の最大スイッチング周波数に比べて十分に低くしておく必要がある。また、ＰＷＭ方式では、駆動電流を検出して電流偏差から電流指令を得て、目標電流量からＰＷＭ信号を生成し、各出力スイッチング回路にＰＷＭ信号を分配して出力するまでに相応の時間を要する。 In recent years, it has become possible to use high-speed switching elements with higher withstand voltage performance. However, in the case of the PWM method, there is a carrier frequency (reference frequency) that depends on the duty ratio of on / off corresponding to the on / off time of the switching element that is required at least for control reasons. It is necessary to make it sufficiently lower than the inherent maximum switching frequency of the switching element. In the PWM method, a drive current is detected, a current command is obtained from the current deviation, a PWM signal is generated from the target current amount, and a corresponding time is required until the PWM signal is distributed and output to each output switching circuit. Cost.
そのため、ＰＷＭ方式のスイッチングアンプで可能なスイッチング周波数は、せいぜい４０ｋＨｚ程度である。もっとも、サーボ制御における応答性能がサーボモータが動作させる対象である移動装置の移動体の位置決め精度と密接に関係しており、このような動作対象が従前の一般的な移動装置の移動体である場合は、移動体に要求される位置決め精度からすると、必要なサーボ制御における応答性能に対して出力スイッチング回路のスイッチング素子を４０ｋＨｚ程度のスイッチング周波数でスイッチング動作させることができるならば、十分であると言える。 Therefore, the switching frequency possible with the PWM switching amplifier is at most about 40 kHz. However, the response performance in the servo control is closely related to the positioning accuracy of the moving body of the moving apparatus that is the object to be operated by the servo motor, and such an operating object is a moving body of a conventional general moving apparatus. In this case, from the positioning accuracy required for the moving body, it is sufficient if the switching element of the output switching circuit can be switched at a switching frequency of about 40 kHz for the response performance in the necessary servo control. I can say that.
サーボモータの動作対象が最近の精密機器の移動装置におけるより高速に移動することができる移動体である場合は、演算装置あるいは位置検出装置の性能が著しく向上していることもあって、移動体の位置決め精度に対する要求が高まっている。そして、出力スイッチング回路のスイッチング素子のスイッチング周波数をより高くすることができるならば、高速で移動する移動体の位置決め精度を高くすることできる応答性能でサーボモータを駆動できることが期待できる。 When the operation target of the servo motor is a moving body that can move at a higher speed than the moving devices of recent precision instruments, the performance of the arithmetic unit or the position detecting device is remarkably improved. There is a growing demand for positioning accuracy. If the switching frequency of the switching element of the output switching circuit can be increased, it can be expected that the servo motor can be driven with response performance that can increase the positioning accuracy of the moving body that moves at high speed.
本発明は、上記課題に鑑みて、出力スイッチング回路のスイッチング素子のスイッチング周波数をより高くすることができるようにして、サーボ制御における応答性能を向上させることができる改良されたサーボモータのパワーアンプを提供することを主たる目的とする。本発明によって得ることができるいくつかの利点は、発明の実施の形態の説明において、その都度詳細に記述される。 In view of the above problems, the present invention provides an improved servo motor power amplifier capable of increasing the switching frequency of a switching element of an output switching circuit and improving response performance in servo control. The main purpose is to provide. Several advantages that can be obtained by the present invention will be described in detail in the description of the embodiments of the present invention.
上記課題を解決するために、本発明のサーボモータのパワーアンプは、三相交流同期モータの一次側電機子の励磁コイルに駆動電流を供給する直流電源と、三相各相毎に設けられ各励磁コイルに供給される駆動電流を検出する複数の電流検出器（４）と、三相各相毎に設けられ各励磁コイルにそれぞれ制御された駆動電流を供給する出力スイッチング回路（５）と、を備え、各出力スイッチング回路（５）が、それぞれ、励磁コイルを挟んで励磁コイルに直列に設けられる一対のスイッチング素子でなる正極性スイッチとその正極性スイッチの一対のスイッチング素子をそれぞれバイパスするバイパス電路上に励磁コイルを挟んで励磁コイルに直列に設けられる他の一対のスイッチング素子でなる逆極性スイッチとで形成される極性切換回路（２０）と、移動指令に従う目標電流量と電流検出器（４）で検出される検出電流量との差に応じて励磁コイルに供給される駆動電流の極性に対応して極性切換回路（２０）の正極性スイッチと逆極性スイッチの何れか一方が導通するように制御信号を各スイッチング素子に所定のスイッチング周波数で繰返し供給するスイッチング素子駆動回路（１０）と、を含んでなるようにする。 In order to solve the above-described problems, a servo motor power amplifier according to the present invention includes a DC power source for supplying a driving current to an exciting coil of a primary side armature of a three-phase AC synchronous motor, and a three-phase each phase phase. A plurality of current detectors (4) for detecting a drive current supplied to the excitation coil, an output switching circuit (5) provided for each of the three phases and supplying a controlled drive current to each excitation coil; Each of the output switching circuits (5) includes a positive polarity switch composed of a pair of switching elements provided in series with the excitation coil across the excitation coil, and a bypass for bypassing the pair of switching elements of the positive polarity switch, respectively. A polarity switching circuit formed by a reverse polarity switch composed of another pair of switching elements provided in series with the exciting coil with the exciting coil sandwiched on the electric circuit 20) and a polarity switching circuit (20) corresponding to the polarity of the drive current supplied to the exciting coil in accordance with the difference between the target current amount according to the movement command and the detected current amount detected by the current detector (4). And a switching element driving circuit (10) that repeatedly supplies a control signal to each switching element at a predetermined switching frequency so that either one of the positive polarity switch and the reverse polarity switch becomes conductive.
上記パワーアンプにおいては、予め設定される上記所定のスイッチング周波数が１００ｋＨｚ以上であるときに、特に有益である。なお、括弧内に示されている符号は、説明の便宜上記載されているものであって、本発明を図面に示されている実施の形態のパワーアンプと同一の構成に限定することを意味するものではない。 The power amplifier is particularly useful when the predetermined switching frequency set in advance is 100 kHz or more. In addition, the code | symbol shown in the parenthesis is described for convenience of explanation, Comprising: It means that this invention is limited to the same structure as the power amplifier of embodiment shown by drawing. It is not a thing.
本発明のパワーアンプは、目標電流量と検出電流量との差に応じて制御信号を各スイッチング回路毎に実質的に直接生成して各スイッチング素子に供給するので、予め設定するスイッチング周波数が制御上のオンオフのデューティ比に制約を受けない。また、目標電流量に相応する各出力スイッチング回路のスイッチング素子のオン時間幅を演算して制御信号を分配して出力する必要がなく、スイッチング素子に制御信号を供給するまでの時間を短縮することができる。そのため、スイッチング周波数をより高くすることができる。その結果、サーボ制御における応答性能が向上する。 The power amplifier according to the present invention generates a control signal substantially directly for each switching circuit according to the difference between the target current amount and the detected current amount and supplies it to each switching element, so that the preset switching frequency is controlled. There is no restriction on the on / off duty ratio above. In addition, it is not necessary to calculate the ON time width of the switching element of each output switching circuit corresponding to the target current amount and distribute and output the control signal, thereby shortening the time until the control signal is supplied to the switching element. Can do. Therefore, the switching frequency can be further increased. As a result, response performance in servo control is improved.
図１は、本発明のサーボモータのパワーアンプの代表的な実施の形態を示す。サーボモータは、三相各相毎にそれぞれ設けられる励磁コイルで一次側電機子を構成する三相交流モータである。特に、実施の形態のパワーアンプにおけるサーボモータは、直流電流に直列に接続する単相の励磁コイルを複数並列に接続するように結線した構造（以下、６線結線構造という）であって、各相の推力の合計が所定の推力になるように同期をとって供給される構成の三相交流同期モータである。 FIG. 1 shows a typical embodiment of a power amplifier of a servo motor according to the present invention. The servo motor is a three-phase AC motor that forms a primary armature with excitation coils provided for each of the three-phase phases. In particular, the servo motor in the power amplifier according to the embodiment has a structure in which a plurality of single-phase excitation coils connected in series to a direct current are connected in parallel (hereinafter referred to as a 6-wire connection structure), The three-phase AC synchronous motor is configured to be supplied in synchronization so that the sum of the phase thrusts becomes a predetermined thrust.
本発明においては、パワーアンプ１と指令装置２を含んでモータ制御装置という。モータ制御装置は、サーボモータのフィードバック制御を行なう。モータ制御装置は、サーボモータの動作対象である移動装置の移動体を所望の移動量移動させる命令である移動指令を図示しない操作装置から受け取ってサーボモータを駆動する。本発明では、操作装置は、例えば、数値制御装置のような機器全体を操作するための制御手段を意味する。操作装置がなくても実施することができ、操作装置がないときは、移動指令を出力する手段をモータ制御装置に含ませるようにすることができる。
In the present invention, the
指令装置２は、操作装置から移動指令Ｘ（ｔ）を入力する。指令装置２は、サーボモータまたは移動体に並設される位置検出器から現在位置Ｐ（ｔ）のデータを取得する。指令装置２は、必要に応じて速度検出器から現在速度Ｖ（ｔ）のデータを取得する。指令装置２は、移動指令Ｘ（ｔ）と現在位置Ｐ（ｔ）とから位置偏差を得る。また、指令装置２は、移動指令Ｘ（ｔ）の微分値である速度指令と現在位置Ｐ（ｔ）の微分値である現在速度または速度検出器から得る現在速度Ｖ（ｔ）とから速度偏差を得る。そして、指令装置２は、位置偏差と速度偏差に基づいて指令信号Ｑをパワーアンプ１に出力する
The
パワーアンプ１は、三相交流同期モータの一次側電機子の三相各相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）のそれぞれに設けられる各励磁コイルＬ（Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ）に駆動電流Ｉ（Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０）を供給する。パワーアンプ１は、主に、電源回路３と、電流検出器４と、出力スイッチング回路５とで構成されている。電流検出器４と出力スイッチング回路５は、それぞれ実質的に三相各相毎に設けられる。三相各相の各出力スイッチング回路５は、それぞれスイッチング素子駆動回路１０と極性切換回路２０を含んでなる。
The
電源回路３は、目標電流量に相応する所要の電力をサーボモータに供給する。電源回路３は、少なくとも、安定化回路３０と、電流検出器４の複数の検出抵抗Ｒ１あるいはホール素子のような電流検出子と、出力スイッチング回路５のパワー素子である複数のスイッチング素子ＳＷと、を含む。電源回路３は、商用交流を整流して所定の直流電圧を出力し、または直接直流電源を入力する電圧源であって、三相交流同期モータの一次側電機子における励磁コイルＬに駆動電流Ｉを供給する直流電源Ｅ０を備えている。
The
安定化回路３０は、整流器（直流電源Ｅ０）から出力される電源回路３における直流電圧の振動を除去して安定させる手段である。安定化回路３０は、電源回路３の直流電圧の変化を吸収する所定の静電容量を有する電解コンデンサＣ０と保護抵抗Ｒ０との並列回路と、スイッチング素子ＳＷの駆動にともなって発生するサージ電圧を吸収するための高応答性を有するフィルムコンデンサＣ１とでなる。
The
電流検出器４は、三相各相毎に設けられる。複数の電流検出器４は、各相の励磁コイルＬ（Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ）にそれぞれ供給される各駆動電流Ｉ（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を検出して電流検出信号Ｓｉ（Ｕｉ，Ｕｖ，Ｕｗ）を出力する。特に、実施の形態の電流検出器４は、出力スイッチング回路５の複数のスイッチング素子ＳＷの高速スイッチング動作に対応する速度で電流検出信号Ｓｉ（Ｕｉ，Ｖｉ，Ｗｉ）を得るために、電流検出子として各励磁コイルＬ（Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ）に直列にそれぞれ検出抵抗Ｒ１（Ｒｕ１，Ｒｖ１，Ｒｗ１）を設けている。
The
実施の形態における電流検出器４は、検出抵抗Ｒ１（Ｒｕ１，Ｒｖ１，Ｒｗ１）の両端にかかる電圧から所定期間に励磁コイルＬ（Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ）に供給される平均の駆動電流Ｉ（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）に対応する電流検出信号Ｓｉ（Ｕｉ，Ｖｉ，Ｗｉ）を得る。
In the
三相各相の出力スイッチング回路５にそれぞれ設けられる複数の電流検出器４は、それぞれ対応するスイッチング回路５のスイッチング素子駆動回路１０に各電流検出信号Ｓｉ（Ｕｉ，Ｖｉ，Ｗｉ）を出力する。検出抵抗Ｒ１（Ｒｕ１，Ｒｖ１，Ｒｗ１）は、駆動電流Ｉ（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の電流値を制限することを目的としない可能な限り小さい抵抗値を有する。
The plurality of
電流検出器４の電流検出子として電流プローブのような電流測定子を用いることができる。ただし、電流検出子が電流波形をより正確に測定するための電流測定子であるときは、測定される電流波形から電流検出信号を生成するので、電流検出子が検出抵抗である場合に比べて電流検出信号を得るまでにより長い時間を要する。そのため、電流測定子は、スイッチング素子ＳＷにおける数１００ｋＨｚ以上の高周波のスイッチング周波数でのスイッチング動作が可能な範囲で電流検出子として使用されることが望ましい。
A current probe such as a current probe can be used as the current detector of the
図２は、本発明のパワーアンプの出力スイッチング回路の適する実施の形態を示す。図２は、三相交流同期モータの三相中のＵ相の励磁コイルに制御された駆動電流を供給する出力スイッチング回路を示している。Ｖ相とＷ相の各励磁コイルに駆動電流をそれぞれ供給する各出力スイッチング回路は、特段のことわりがない限り、Ｕ相の出力スイッチング回路と基本的に同じ構成であって、具体的な説明が省略される。以下に、図１および図２を用いて、実施の形態のパワーアンプ１の出力スイッチング回路５を説明する。
FIG. 2 shows a suitable embodiment of the output switching circuit of the power amplifier of the present invention. FIG. 2 shows an output switching circuit for supplying a controlled drive current to the U-phase exciting coil in the three phases of the three-phase AC synchronous motor. Each output switching circuit that supplies a drive current to each of the V-phase and W-phase exciting coils has basically the same configuration as the U-phase output switching circuit unless otherwise specified. Omitted. The
出力スイッチング回路５は、三相各相毎に設けられ、各励磁コイルＬ（Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ）にそれぞれ制御された駆動電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を供給する。複数の出力スイッチング回路５は、それぞれ電源回路３の中に設けられているパワー素子である複数のスイッチング素子ＳＷを含む。各スイッチング素子ＳＷは、望ましくは、１ＭＨｚ以上のスイッチング周波数で動作できる特性を有する高速の電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）である。
The
各出力スイッチング回路５の複数のスイッチング素子ＳＷは、４個でブリッジ回路を形成する。スイッチング素子ＳＷのブリッジ回路は、パワー素子を有し波形が制御された駆動電流Ｉを励磁コイルＬに供給する出力回路であるとともに、極性切換回路２０を形成する。極性切換回路２０において、励磁コイルＬの両端子のある一方の端子から他方の端子に流れる駆動電流Ｉの方向を順方向とするときに、このときの極性を正極性（正電位）とし、他方の端子から一方の端子に流れる駆動電流Ｉの方向を逆方向として、このときの極性を逆極性（負電位）とする。
Four switching elements SW of each
極性切換回路２０は、具体的に、励磁コイルＬを挟んで励磁コイルＬに直列に設けられる第１のスイッチング素子ＳＷ１と第２のスイッチング素子ＳＷ２との２個１組の一対のスイッチング素子でなる正極性スイッチと、正極性スイッチの一対のスイッチング素子ＳＷ（ＳＷ１，ＳＷ２）をそれぞれバイパスする各バイパス電路ＢＬ（ＢＬ１，ＢＬ２）の途中に励磁コイルＬを挟んでそれぞれ励磁コイルＬに直列に設けられる第３のスイッチング素子ＳＷ３と第４のスイッチング素子ＳＷ４との他の２個１組の一対のスイッチング素子でなる逆極性スイッチと、で形成される。
Specifically, the
より具体的に、第１のスイッチング素子ＳＷ１は、電源回路３の直流電源Ｅ０の一方の極である正極側と励磁コイルＬの一方の端子との間に直列に設けられる。第２のスイッチング素子ＳＷ２は、直流電源Ｅ０の他方の極である負極側と励磁コイルＬの他方の端子との間に直列に設けられる。
More specifically, the first switching element SW 1 is provided in series between the positive electrode side which is one pole of the DC power source E 0 of the
バイパス電路ＢＬ１は、直流電源Ｅ０の負極側と励磁コイルＬの一方の端子との間を接続する。バイパス電路ＢＬ２は、直流電源Ｅ０の正極側と励磁コイルＬの他方の端子との間を接続する。バイパス電路ＢＬ（ＢＬ１，ＢＬ２）は、第１のスイッチング素子ＳＷ１と第２のスイッチング素子ＳＷ２を迂回する。第３のスイッチング素子ＳＷ３は、バイパス電路ＢＬ１中の直流電源Ｅ０の負極側と励磁コイルＬの一方の端子との間に直列に設けられる。第４のスイッチング素子ＳＷ４は、バイパス電路ＢＬ２中の直流電源Ｅ０の正極側と励磁コイルＬの他方の端子との間に設けられる。 The bypass electric circuit BL 1 connects between the negative electrode side of the DC power supply E 0 and one terminal of the exciting coil L. Bypass path BL 2 is connected between the positive side of the DC power source E 0 and the other terminal of the excitation coil L. The bypass electric circuit BL (BL 1 , BL 2 ) bypasses the first switching element SW 1 and the second switching element SW 2 . The third switching element SW 3 is provided in series between the negative electrode side of the direct-current power source E 0 in the bypass circuit BL 1 and one terminal of the exciting coil L. The fourth switching element SW 4 of is provided between the positive electrode side of the DC power source E 0 in the bypass path BL 2 and the other terminal of the excitation coil L.
各出力スイッチング回路５にそれぞれ設けられるスイッチング素子駆動回路１０は、移動指令Ｘ（ｔ）に従う目標電流量と電流検出器４で検出される検出電流量との差に応じて制御信号Ａｇａｔｅ，Ｂｇａｔｅの励磁コイルＬに供給される駆動電流Ｉの極性に対応して極性切換回路２０の正極性スイッチと逆極性スイッチの何れか一方が選択的に導通するように第１のスイッチング素子ＳＷ１から第４のスイッチング素子ＳＷ４までの各スイッチング素子ＳＷに所定のスイッチング周波数で繰返し供給する。
The switching
スイッチング素子駆動回路１０は、予め定められたスイッチング周波数のタイミングで指令信号Ｑに相当する目標電流量と電流検出信号Ｓｉに相当する検出電流量との差に応じた制御信号Ａｇａｔｅ，Ｂｇａｔｅを極性切換回路２０に供給する。スイッチング素子駆動回路１０は、例えば、目標電流量の極性が正極性であるときは、正極性スイッチの第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子をオンオフするように制御信号Ａｇａｔｅを出力し、逆極性スイッチの第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子に制御信号Ａｇａｔｅを反転した制御信号Ｂｇａｔｅを出力する。
The switching
ここで、本発明において、制御信号Ａｇａｔｅ，Ｂｇａｔｅを各スイッチング素子ＳＷに供給または出力するということは、電気的に厳密には、出力電圧が“１”または“Ｈ”であるときにスイッチング素子ＳＷをオンさせ、“０”または“Ｌ”であるときにスイッチング素子ＳＷをオフさせるようにするという意味である。 Here, in the present invention, supplying or outputting the control signals Agate, Bgate to each switching element SW means that, strictly speaking, the switching element SW when the output voltage is “1” or “H”. Is turned on, and when it is “0” or “L”, the switching element SW is turned off.
スイッチング素子駆動回路１０は、目標電流量の極性が逆極性であるときは、逆極性スイッチの第３のスイッチング素子ＳＷ３と第４のスイッチング素子ＳＷ４を上記所定のスイッチング周波数のタイミングでオンオフするように制御信号Ｂｇａｔｅを出力し、正極性スイッチの第１のスイッチング素子ＳＷ１と第２のスイッチング素子ＳＷ２に制御信号Ｂｇａｔｅを反転した制御信号Ａｇａｔｅを出力する。
When the polarity of the target current amount is reverse, the switching
実施の形態のスイッチング素子駆動回路１０は、極性切換回路２０の正極性スイッチと逆極性スイッチとを選択的に切り換えるときに、数マイクロ秒以下の僅かな時間だけ極性切換回路２０の全てのスイッチング素子ＳＷを強制的にオフさせるようにしている。本発明では、駆動電流Ｉの方向が変わるときに、極性切換回路２０の全てのスイッチング素子をオフさせておく短い時間を“デッドタイム”という。
The switching
実施の形態のパワーアンプ１では、極性切換回路２０のスイッチング素子ＳＷのブリッジ回路によってパワー素子であるスイッチング素子ＳＷにかかる負荷が軽減されている。パワーアンプ１では、スイッチング素子駆動回路１０から制御信号が直接出力されるので、出力スイッチング回路５のスイッチング素子ＳＷのスイッチング動作が実質的にキャリア周波数の制約を受けない。そのため、基本的に、スイッチング素子ＳＷを１００ｋＨｚ以上のスイッチング周波数でスイッチング動作させることができる。
In the
したがって、実施の形態のパワーアンプ１では、電流の振動の振幅をより小さくすることができる。電流の振動の振幅が小さいときは、全てのスイッチング素子ＳＷがオフする時間的な損失を生じさせるデッドタイムを設けないようにすることができる。実施の形態の各出力スイッチング回路５におけるスイッチング素子駆動回路１０は、必要に応じてデッドタイムを設定することができるように構成されている。
Therefore, in the
図３および図４は、実施の形態のパワーアンプにおける各信号の関係を示す。ただし、各信号の波形は、わかりやすくするために、部分的に強調するようにデフォルメされており、実際の波形を正確に表しているわけではない。図４は、６線結線構造の三相交流同期モータにおけるＵ相の励磁コイルに駆動電流を供給する出力スイッチング回路の各信号を示している。Ｖ相とＷ相の各出力スイッチング回路における各信号の関係は、Ｕ相の出力スイッチング回路における各信号の関係と本質的に同じである。以下に、各図を適宜引用して、実施の形態のパワーアンプの動作を説明する。 3 and 4 show the relationship of each signal in the power amplifier of the embodiment. However, the waveform of each signal is deformed so as to be partially emphasized for easy understanding, and does not accurately represent the actual waveform. FIG. 4 shows each signal of the output switching circuit that supplies a drive current to the U-phase exciting coil in the three-phase AC synchronous motor having a six-wire connection structure. The relationship between the signals in the V-phase and W-phase output switching circuits is essentially the same as the relationship between the signals in the U-phase output switching circuit. The operation of the power amplifier according to the embodiment will be described below with reference to each figure as appropriate.
指令装置２は、操作装置から移動指令Ｘ（ｔ）を入力し、フィードバック信号として図示しない位置検出器から現在位置Ｐ（ｔ）を入力する。また、必要に応じて速度検出器から現在速度Ｖ（ｔ）を入力する。指令装置２は、移動指令Ｘ（ｔ）と現在位置Ｐ（ｔ）と、現在速度Ｖ（ｔ）およびそれぞれの微分値と所定のゲインから演算した結果に基づいて指令信号Ｑを得る。
The
指令装置２は、一次側電機子の励磁コイルＬと図示しない二次側磁石との相対位置に対応して、指令信号Ｑ（Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗ）を三相各相の各励磁コイルＬ（Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ）にそれぞれ駆動電流Ｉ（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を供給する各出力スイッチング回路５のスイッチング素子駆動回路１０に分配して出力する。
The
各指令信号Ｑ（Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗ）は、図３に示されるように、各励磁コイルＬ（Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ）にそれぞれ供給される駆動電流Ｉ（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の電流値の総和が０である目標電流量に相当する。例えば、図３に示される時刻ｔ１では、位相が１２０度ずつずれている三相各相に供給されるべき駆動電流Ｉ（Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０）を得ることができる。 As shown in FIG. 3, each command signal Q (Qu, Qv, Qw) is a current value of a drive current I (Iu, Iv, Iw) supplied to each excitation coil L (Lu, Lv, Lw). This corresponds to a target current amount in which the sum of the current values is zero. For example, at time t 1 shown in FIG. 3, the phase can be obtained by 120 degrees by deviation is driving current to be supplied to the three-phase phase I (Iu + Iv + Iw = 0).
各スイッチング素子駆動回路１０は、指令装置２から分配して出力されてくる目標電流量に相応する指令信号Ｑ（Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗ）をそれぞれ入力する。また、各スイッチング素子駆動回路１０は、それぞれ電流検出器４から検出電流量に相応する電流検出信号Ｓｉ（Ｕｉ，Ｖｉ，Ｗｉ）を入力する。
Each switching
各スイッチング素子駆動回路１０は、電流検出信号Ｓｉが示す検出電流量が指令信号Ｑが示す目標電流量未満であるときに出力値が“１”の比較信号を出力し、目標電流量以上であるときに出力値が“０”の比較信号を出力する。この比較信号に基づいて、制御信号Ａｇａｔｅ，Ｂｇａｔｅが予め設定されているスイッチング周波数Ｆ（ｔ）のタイミングで各スイッチング素子ＳＷに供給される。
Each switching
このように、実施の形態のパワーアンプは、スイッチング素子駆動回路において比較信号に基づいて制御信号を出力するので、パワーアンプには、指令装置において電流フィードバック信号を入力し、各出力スイッチング回路毎のスイッチング素子のオン時間幅を演算して電圧信号を生成し、各出力スイッチング回路に電圧信号を分配して出力するという一連の動作が要求されない。 Thus, since the power amplifier of the embodiment outputs a control signal based on the comparison signal in the switching element drive circuit, the current amplifier is input to the power amplifier in the command device, and A series of operations is not required in which the on-time width of the switching element is calculated to generate a voltage signal, and the voltage signal is distributed and output to each output switching circuit.
したがって、実施の形態のパワーアンプは、ＰＷＭ方式のパワーアンプに比べて、より短い時間間隔で制御信号を連続的に繰返し供給することができる。そのため、実施の形態のパワーアンプでは、１００ｋＨｚ以上のより高いスイッチング周波数でスイッチング素子を動作させることができる。 Therefore, the power amplifier according to the embodiment can continuously and repeatedly supply the control signal at shorter time intervals than the PWM power amplifier. Therefore, in the power amplifier of the embodiment, the switching element can be operated at a higher switching frequency of 100 kHz or higher.
各出力スイッチング回路５において、駆動電流Ｉ（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の方向が順方向であるときは、指令信号Ｑ（Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗ）に対応して極性切換回路２０の正極性スイッチを導通させるように第１のスイッチング素子ＳＷ１（ＳＷｕ１，ＳＷｖ１，ＳＷｗ１）と第２のスイッチング素子ＳＷ２（ＳＷｕ２，ＳＷｖ２，ＳＷｗ２）に出力値が“１”の制御信号Ａｇａｔｅが出力される。
In each
一方、逆極性スイッチの第３のスイッチング素子ＳＷ３（ＳＷｕ３，ＳＷｖ３，ＳＷｗ３）と第４のスイッチング素子ＳＷ４（ＳＷｕ４，ＳＷｖ４，ＳＷｗ４）には、制御信号Ａｇａｔｅを反転させた出力値が“０”の制御信号Ｂｇａｔｅが出力される。 On the other hand, the control signal Agate is inverted for the third switching element SW 3 (SWu 3 , SWv 3 , SWw 3 ) and the fourth switching element SW 4 (SWu 4 , SWv 4 , SWw 4 ) of the reverse polarity switch. The control signal Bgate whose output value is “0” is output.
デッドタイムが予め設定されているときは、スイッチング素子駆動回路１０は、デッドタイムの期間だけ極性切換回路２０の第１のスイッチング素子ＳＷ１（ＳＷｕ１，ＳＷｖ１，ＳＷｗ１）と第３のスイッチング素子ＳＷ３（ＳＷｕ３，ＳＷｖ３，ＳＷｗ３）とが同時にオンしないように、また、第２のスイッチング素子ＳＷ２（ＳＷｕ２，ＳＷｖ２，ＳＷｗ２）と第４のスイッチング素子ＳＷ４（ＳＷｕ４，ＳＷｖ４，ＳＷｗ４）とが同時にオンしないように、制御信号Ａｇａｔｅまたは制御信号Ｂｇａｔｅの出力値を“０”から“１”に切り換えるときに、切換えをデッドタイムの時間幅ｄｔだけ遅延させる。
When the dead time is set in advance, the switching
出力値が“１”の制御信号Ａｇａｔｅが印加された第１のスイッチング素子ＳＷ１（ＳＷｕ１，ＳＷｖ１，ＳＷｗ１）と第２のスイッチング素子ＳＷ２（ＳＷｕ２，ＳＷｖ２，ＳＷｗ２）との一対のスイッチング素子でなる正極性スイッチが導通すると、直流電源Ｅ０から駆動電流Ｉ（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）が供給される。 A first switching element SW 1 (SWu 1 , SWv 1 , SWw 1 ) and a second switching element SW 2 (SWu 2 , SWv 2 , SWw 2 ) to which a control signal Agate having an output value “1” is applied; When the positive polarity switch composed of a pair of switching elements is turned on, the drive current I (Iu, Iv, Iw) is supplied from the DC power source E0.
電流検出器４の電流検出信号Ｓｉ（Ｕｉ，Ｖｉ，Ｗｉ）で示される検出電流量が指令信号Ｑ（Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗ）で示される目標電流量を超えた時点でスイッチング素子駆動回路１０が制御信号Ａｇａｔｅの出力値を“０”にし、デッドタイムの時間幅ｄｔを経過した後に制御信号Ｂｇａｔｅの出力を“１”にするので、正極性スイッチが非導通になり、逆極性スイッチが導通する。
When the detected current amount indicated by the current detection signal Si (Ui, Vi, Wi) of the
例えば、図２に示される、励磁コイルＬｕに駆動電流Ｉｕを供給するＵ相の出力スイッチング回路５においては、図４に示されるように、デッドタイムの時間幅ｄｔが経過した後に第１のスイッチング素子ＳＷｕ１と第２のスイッチイング素子ＳＷｕ２に出力値が“１”の制御信号Ａｇａｔｅ（Ｕ）が出力されて正極性スイッチが導通する。一方、第３のスイッチング素子ＳＷｕ３と第４のスイッチング素子ＳＷｕ４に出力値が“０”の制御信号Ｂｇａｔｅ（／Ｕ）が出力されて逆極性スイッチが非導通となる。その結果、電源回路３の立上がり特性に対応して駆動電流Ｉｕが立ち上がる。
For example, in the U-phase
駆動電流Ｉｕが指令信号Ｑｕで示される目標電流量に到達すると、電流検出器４の電流検出信号Ｕｉで示される検出電流量が目標電流量を超えるので、スイッチング素子駆動回路１０における比較信号の出力値が“０”になり、制御信号Ａｇａｔｅ（Ｕ）の供給が停止される。デッドタイム経過後、制御信号Ｂｇａｔｅ（／Ｕ）が供給され、駆動電流Ｉｕが降下するので、比較信号の出力値が“１”になる。
When the drive current Iu reaches the target current amount indicated by the command signal Qu, the detected current amount indicated by the current detection signal Ui of the
このとき、予め設定されている所定のスイッチング周波数Ｆ（ｔ）に従うオフ期間中は、制御信号Ａｇａｔｅ（Ｕ）の出力値が“０”であるので、駆動電流Ｉｕが降下を続ける。所定のスイッチング周波数Ｆ（ｔ）に従うオン時間になると、第３のスイッチング素子ＳＷｕ３と第４のスイッチング素子ＳＷｕ４に出力値が“０”の制御信号Ｂｇａｔｅが出力される。デッドタイム経過後、第１のスイッチング素子ＳＷｕ１と第２のスイッチング素子ＳＷｕ２に出力値が“１”の制御信号Ａｇａｔｅ（Ｕ）が供給され、正極性スイッチが再び導通する。 At this time, during the off period according to a predetermined switching frequency F (t) set in advance, the output value of the control signal Agate (U) is “0”, so that the drive current Iu continues to decrease. When the on-time according to the predetermined switching frequency F (t) is reached, the control signal Bgate whose output value is “0” is output to the third switching element SWu 3 and the fourth switching element SWu 4 . After the dead time elapses, the control signal Agate (U) whose output value is “1” is supplied to the first switching element SWu 1 and the second switching element SWu 2 , and the positive polarity switch becomes conductive again.
このようにして、供給される駆動電流Ｉｕが目標電流量Ｑｕであるように正極性スイッチが導通のときに逆極性スイッチが非導通であり、正極性スイッチが非導通のときに逆極性スイッチが導通であることを繰り返して、駆動電流Ｉｕが上昇と下降を繰り返す。 In this way, the reverse polarity switch is non-conductive when the positive polarity switch is conductive so that the supplied drive current Iu is the target current amount Qu, and the reverse polarity switch is non-conductive when the positive polarity switch is non-conductive. The drive current Iu repeatedly rises and falls by repeating the conduction.
スイッチング周波数Ｆ（ｔ）が高いほど指令信号Ｑｕに対して供給される駆動電流Ｉｕの振動の振幅が小さくなり、指令信号Ｑｕに対する駆動電流Ｉｕの追従性が高くなる。実施の形態のパワーアンプ１は、スイッチング素子が１ＭＨｚのスイッチング周波数でスイッチング動作できる性能を有し、予め設定される所定のスイッチング周波数が１００ｋＨｚ以上の高周波であるため、目標電流量Ｑｕに対する駆動電流Ｉｕの誤差がより小さい。その結果、サーボ制御の応答性能が向上する。
As the switching frequency F (t) is higher, the amplitude of vibration of the drive current Iu supplied to the command signal Qu becomes smaller, and the followability of the drive current Iu to the command signal Qu becomes higher. The
以上のように駆動電流が供給されるサーボモータは、予め設定されている加速度で加速して目標速度で駆動し、目標位置で停止するように減速して、目標位置で停止するように制御される。そして、サーボモータによって移動する移動体は、操作装置から与えられる移動指令Ｘ（ｔ）に従う移動量を所定速度で移動して停止する。 As described above, the servo motor to which the drive current is supplied is controlled to accelerate at a preset acceleration, drive at the target speed, decelerate to stop at the target position, and stop at the target position. The Then, the moving body that is moved by the servo motor moves at a predetermined speed according to the movement command X (t) given from the operating device and stops.
フィードバック制御されているサーボモータは、移動体をある目標位置に位置決めするために、移動体を目標位置に留めるように駆動する。このとき、移動体が高加速度で高速で移動するほど、制御における遅延時間によって移動体を目標位置に留めておくための反応が遅れる。そのため、サーボ制御の応答性能が高くなるほど、移動体を目標位置の近くに留めておくことができる。したがって、実施の形態のパワーアンプによると、高速で移動する移動体の位置決め精度をより高くすることができる。 The servo motor that is feedback-controlled drives the moving body to remain at the target position in order to position the moving body at a certain target position. At this time, the reaction for keeping the moving body at the target position is delayed by the delay time in the control as the moving body moves at a high acceleration and high speed. Therefore, the higher the response performance of the servo control, the closer the moving body can be to the target position. Therefore, according to the power amplifier of the embodiment, the positioning accuracy of the moving body that moves at high speed can be further increased.
以上のように、本発明のサーボモータのパワーアンプによると、スイッチング周波数をより高くすることができ、サーボ制御の応答性能が向上し、ひいては移動体の位置決め精度を高くすることができる。すでに、いくつかの例が具体的に示されているが、本発明は、実施の形態のパワーアンプと同一の構成に限定されず、本発明の技術思想を逸脱しない範囲で、実施の形態のパワーアンプの構成を変形することができる。 As described above, according to the power amplifier of the servo motor of the present invention, the switching frequency can be increased, the response performance of servo control can be improved, and the positioning accuracy of the moving body can be increased. Although several examples have already been specifically shown, the present invention is not limited to the same configuration as the power amplifier of the embodiment, and the embodiment of the present invention is within the scope of the technical idea of the present invention. The configuration of the power amplifier can be modified.
本発明は、三相交流同期モータのパワーアンプに適用できる。とりわけ、本発明のパワーアンプは、サーボモータの動作対象である移動装置の移動体に高い位置決め精度が要求される精密機器に有益である。 The present invention can be applied to a power amplifier of a three-phase AC synchronous motor. In particular, the power amplifier of the present invention is useful for precision instruments that require a high positioning accuracy for a moving body of a moving device that is an operation target of a servo motor.
１ パワーアンプ
２ 指令装置
３ 電源回路
４ 電流検出器
５ 出力スイッチング回路
１０ スイッチング素子駆動回路
２０ 極性切換回路
３０ 安定化回路
DESCRIPTION OF
電流検出器４は、三相各相毎に設けられる。複数の電流検出器４は、各相の励磁コイルＬ（Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ）にそれぞれ供給される各駆動電流Ｉ（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を検出して電流検出信号Ｓｉ（Ｕｉ，Ｖｉ，Ｗｉ）を出力する。特に、実施の形態の電流検出器４は、出力スイッチング回路５の複数のスイッチング素子ＳＷの高速スイッチング動作に対応する速度で電流検出信号Ｓｉ（Ｕｉ，Ｖｉ，Ｗｉ）を得るために、電流検出子として各励磁コイルＬ（Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ）に直列にそれぞれ検出抵抗Ｒ１（Ｒｕ１，Ｒｖ１，Ｒｗ１）を設けている。
The
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Citations (3)
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| JPH0937561A (en) * | 1995-07-19 | 1997-02-07 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Current command-type pwm inverter |
| JP2006149145A (en) * | 2004-11-24 | 2006-06-08 | Nsk Ltd | Drive controller of connectionless motor and electric power steering system employing it |
| JP2006280055A (en) * | 2005-03-28 | 2006-10-12 | Denso Corp | Inverter controller |
-
2014
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