JP4613475B2

JP4613475B2 - Sensorless vector control method and control apparatus for AC motor

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Publication number: JP4613475B2
Application number: JP2003067279A
Authority: JP
Inventors: 英昭井浦; 陽一山本; 茂和中村
Original assignee: Yaskawa Electric Corp
Current assignee: Yaskawa Electric Corp
Priority date: 2003-03-12
Filing date: 2003-03-12
Publication date: 2011-01-19
Anticipated expiration: 2023-03-12
Also published as: US7463005B2; CN100379142C; WO2004082120A2; DE112004000414T5; JP2004282807A; WO2004082120A3; US20070018606A1; CN1759529A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電動機、特に誘導電動機の速度センサレスベクトル制御方法及び装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の誘導電動機の速度推定方法および誘導電動機駆動装置として、例えば特開平０８−２０５５９９号公報（特許文献１）には、全次元磁束速度オブザーバにおいて、２次鎖交磁束推定値から求めた２次鎖交磁束の絶対値で速度推定値を補正することにより、速度推定値の誤差を減少させることが提案されている。
また、特開２００２−１３６１９６号公報（特許文献２）には、二次磁束が立ち上がるまでに過大なトルク電流が流れることによるショックを抑制するために、トルク指令値を生成する指令値発生手段から電圧指令値演算回路の経路に、タイマとリミッタ設定演算手段とトルクリミッタとを挿入し、始動信号発生回路からの始動信号が有効となってからの時間をタイマで計測し、この計測値に基づいてリミッタ設定値演算手段でトルクリミッタ値を演算し、このトルクリミッタ値以下にトルク指令値を制限した値を新たなトルク指令値とすることにより、滑らかな始動を行わせる方法が提案されている。
【０００３】
また、特開平８−７０５９９号公報（特許文献３）には、同一次元オブザーバと速度適応機構からなる速度適応２次磁束オブザーバにより誘導電動機の実速度値を推定し、電動機速度推定値と電動機速度指令値との比較誤差信号によって電流制御部を制御してベクトル制御を行う誘導電動機の速度センサレスベクトル制御装置であって、速度推定値が最大速度よりも大きくなったときに、過転防止装置により１次トルク軸電流指令値を零にして加速方向のトルクを生じさせず、誘導電動機を過回転させない方法が提案されている。
【０００４】
【特許文献１】
特開平０８−２０５５９９号公報
【特許文献２】
特開２００２−１３６１９６号公報
【特許文献３】
特開平８−７０５９９号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
前記の特許文献１において提案された全次元磁束速度オブザーバのＡ，Ｂ，Ｇ行列（後述）の各要素は、通常速度以外では変化しない固定値として演算するようになっている。しかしながら、誘導電動機が磁気飽和し易い特性の場合、磁束指令の大きさにより相互インダクタンスが変化するので、固定値のままでは速度推定値や推定磁束位相が不正確となり、指令通りに運転ができなくなる。
また、上述の特許文献１において提案された全次元磁束速度オブザーバは、離散値化処理で磁束や速度を推定しており、オブザーバ計算を簡易化するために、オイラー１次近似を用いている。またこれらの計算時に微小時間（サンプリング時間）の間は速度が一定値であるとして、演算を行っている。しかし、小容量でイナーシャの小さい誘導電動機を負荷なしの状態で急加速した場合、微小時間（サンプリング時間）の間に速度が変化してしまう。この場合、全次元磁束速度オブザーバでの速度推定値が誘導電動機の実速度と乖離してしまうことになる。そうすると制御不安定状態となり、大きな電流が流れたり、過スリップ状態での運転となり、誘導電動機を安定に運転できなくなってしまう。特に加速時間が短い場合や速度の変化量が大きい場合に陥りやすい。一方、加速時間が短くても速度変化量が小さい場合には、このような状態にはなりにくい。
【０００６】
また、特許文献２記載の方法は、二次磁束の立ち上がりの遅い大容量の誘導電動機に対する処置を行うものであり、小容量でイナーシャの小さい誘導電動機における上記問題は解決できない。通常は特許文献２のように始動時のトルクリミット値を抑制すればよいが、そうすると速度変化量が小さい場合にも、トルクリミットが働いてしまう。
また、特許文献３記載の方法は、速度適応２次磁束オブザーバにより誘導電動機の実速度値を推定し制御するものではあるが、過速度を防止するための方法であり、小容量でイナーシャの小さい誘導電動機における上記問題は解決できない。
【０００７】
本発明は、全次元磁束速度オブザーバの速度推定値や磁束推定値を、実際の交流電動機と一致させることができる交流電動機の速度センサレスベクトル制御方法及び装置を提供することを第１の目的とする。
また、本発明は、速度偏差が大きい場合に制御が不安定になることなく、急加速させることができる交流電動機の速度センサレスベクトル制御方法及び装置を提供することを第２の目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記第１の目的を達成するため、請求項１記載の発明は、交流電動機へ電力を出力する電力変換器と、任意の磁束指令に対して、前記交流電動機の磁気飽和特性から励磁電流指令を演算する励磁電流指令演算手段と、任意のトルク指令と前記磁束指令からトルク電流指令を演算するトルク電流指令演算手段と、前記交流電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、検出した電流を固定子座標系に座標変換する座標変換手段と、前記励磁電流指令と前記トルク電流指令と前記座標変換された電流検出値と速度推定値と磁束位相推定値からベクトル制御演算し出力電圧指令を出力するベクトル制御演算手段と、前記出力電圧指令から前記電力変換器をＰＷＭ駆動するための信号を作成するスイッチングパターン発生手段と、前記出力電圧指令と前記座標変換された電流検出値から前記速度推定値と磁束位相推定値を推定する全次元磁束速度オブザーバを備えた交流電動機の制御方法において、前記全次元磁束速度オブザーバで用いる行列式の係数を、磁束指令に応じて補正することを特徴とする。
請求項１記載の発明においては、全次元磁束速度オブザーバの速度推定値や磁束推定値と実際の交流電動機の速度や磁束を一致させることができるので、磁気飽和し易い交流電動機においても、速度を精度良く推定することができる。
【０００９】
請求項２記載の発明は、請求項1記載の交流電動機のセンサレスベクトル制御方法において、前記行列式の係数は、前記交流電動機の相互インダクタンスの磁気飽和特性の変化に基づいて補正することを特徴とする。
請求項２記載の発明においては、前記行列式の係数のそれぞれを演算すると膨大な演算量となることを、交流電動機の相互インダクタンスの磁気飽和を特性を考慮して演算実施することで、近似演算が可能となり、速度を精度良く推定することができる。
請求項３記載の発明は、請求項１または２に記載の交流電動機のセンサレスベクトル制御方法において、前記全次元磁束速度オブザーバで用いる行列式の係数を、前記励磁電流指令から演算された前記磁束レベルに応じて補正することを特徴とする。
請求項３記載の発明においては、励磁電流指令から磁束モデル演算により磁束レベルを演算するので、磁束指令が急変しても、実際の磁束によく追従できる。
【００１０】
請求項４記載の発明は、交流電動機へ電力を出力する電力変換器と、任意の磁束指令に対して、前記交流電動機の磁気飽和特性から励磁電流指令を演算する励磁電流指令演算手段と、任意のトルク指令と前記磁束指令からトルク電流指令を演算するトルク電流指令演算手段と、前記交流電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、検出した電流を固定子座標系に座標変換する座標変換手段と、前記励磁電流指令と前記トルク電流指令と前記座標変換された電流検出値と速度推定値と磁束位相推定値からベクトル制御演算し出力電圧指令を出力するベクトル制御演算手段と、前記出力電圧指令から前記電力変換器をＰＷＭ駆動するための信号を作成するスイッチングパターン発生手段と、前記出力電圧指令と前記座標変換された電流検出値から前記速度推定値と磁束位相推定値を推定する全次元磁束速度オブザーバを備えた交流電動機の制御装置において、前記全次元磁束速度オブザーバで用いる行列式の係数を、磁束指令に応じて補正する係数補正手段を有することを特徴とする。
請求項４記載の発明においては、全次元磁束速度オブザーバの速度推定値や磁束推定値と実際の交流電動機の速度や磁束を一致させることができるので、磁気飽和し易い交流電動機においても、速度を精度良く推定することができる
【００１１】
請求項５記載の発明は、請求項４記載の交流電動機のセンサレスベクトル制御装置において、前記係数補正手段は、前記交流電動機の相互インダクタンスの磁気飽和特性の変化に基づいて前記係数を補正するものであることを特徴とする。
請求項５記載の発明においては、前記行列式の係数のそれぞれを演算すると膨大な演算量となることを、交流電動機の相互インダクタンスの磁気飽和を特性を考慮して演算実施することで、近似演算が可能となり、速度を精度良く推定することができる。
請求項６記載の発明は、請求項４または５に記載の交流電動機のセンサレスベクトル制御装置において、前記励磁電流指令から磁束レベルを演算する磁束モデル演算手段と、前記磁束レベルに応じて、前記全次元磁束速度オブザーバで用いる行列式の係数を補正する係数補正手段を有することを特徴とする。
請求項６記載の発明においては、励磁電流指令から磁束モデル演算により磁束レベルを演算するので、磁束指令が急変しても、実際の磁束によく追従できる。
【００１２】
また、前記第２の目的を達成するため、請求項７記載の発明は、交流電動機へ電力を出力する電力変換器と、前記交流電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、検出した電流を固定子座標系に座標変換する座標変換手段と、任意の速度指令と前記交流電動機の速度推定値が一致するようにトルク電流指令を出力する速度制御手段と、任意の励磁電流指令、前記トルク電流指令、前記座標変換された電流検出値、速度推定値、および磁束位相推定値からベクトル制御演算し出力電圧指令を出力するベクトル制御演算手段と、前記出力電圧指令から前記電力変換器をＰＷＭ駆動するための信号を作成するスイッチングパターン発生手段と、前記出力電圧指令と前記座標変換された電流検出値から前記速度推定値と前記磁束位相推定値を推定する速度推定手段とを備えた交流電動機の制御方法において、前記速度制御手段の入力となる前記任意の速度指令と前記速度推定値の偏差である速度偏差を前記速度制御手段に入力する際に、前記速度推定手段の能力以上の加速が発生しないように前記速度偏差をリミットして、前記速度制御手段に入力することを特徴とする。
請求項７記載の発明においては、交流電動機の最短で加速できる時間と速度推定手段が最短で加速できる時間から、速度制御手段に入力する速度偏差値を制限することにより、交流電動機を急加減速しても安定に速度制御することができる。
請求項８記載の発明は、請求項７記載の交流電動機のセンサレスベクトル制御方法において、前記速度推定手段は、全次元オブザーバと速度推定器から構成された全次元磁束速度オブザーバであることを特徴とする。
請求項８記載の発明においては、全次元磁束速度オブザーバで速度を推定し、任意の速度指令にその速度推定値を一致させるようにすることができる。
【００１３】
請求項９記載の発明は、交流電動機へ電力を出力する電力変換器と、前記交流電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、検出した電流を固定子座標系に座標変換する座標変換手段と、任意の速度指令と前記交流電動機の速度推定値が一致するようにトルク電流指令を出力する速度制御手段と、任意の励磁電流指令、前記トルク電流指令、前記座標変換された電流検出値、速度推定値、および磁束位相推定値からベクトル制御演算し出力電圧指令を出力するベクトル制御演算手段と、前記出力電圧指令から前記電力変換器をＰＷＭ駆動するための信号を作成するスイッチングパターン発生手段と、前記出力電圧指令と前記座標変換された電流検出値から前記速度推定値と前記磁束位相推定値を推定する速度推定手段とを備えた交流電動機の制御装置において、前記速度制御手段の入力となる前記任意の速度指令と前記速度推定値の偏差である速度偏差を前記速度制御手段に入力する際に、全次元磁束速度オブザーバの速度推定能力以上の加速が発生しないように前記速度偏差をリミットして、前記速度制御手段に入力する速度偏差リミット手段を有することを特徴とする。
請求項９記載の発明においては、交流電動機の最短で加速できる時間と速度推定手段が最短で加速できる時間から、速度制御手段に入力する速度偏差値を速度制御手段に入力する速度偏差リミット手段で制限することにより、交流電動機を急加減速しても安定に速度制御することができる。
請求項１０記載の発明は、請求項９記載の交流電動機のセンサレスベクトル制御装置において、前記速度推定手段は、全次元オブザーバと速度推定器から構成された全次元磁束速度オブザーバであることを特徴とする。
請求項１０記載の発明においては、全次元磁束速度オブザーバで速度を推定し、任意の速度指令にその速度推定値を一致させるようにすることができる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。
＜第１実施形態＞
図１は本発明における交流電動機のセンサレスベクトル制御装置の第１実施形態の構成を示すブロック図、図２は励磁電流指令演算回路の構成を示すブロック図、図３はトルク電流指令演算回路の構成を示すブロック図である。
本実施形態における交流電動機のセンサレスベクトル制御装置は、三相交流をパワー素子により直流電圧に変換し、その直流電圧をＰＷＭ制御方式により任意の周波数と電圧の交流に変換し出力する電力変換器１と、電力変換器１から出力される交流により駆動される交流電動機の一種である誘導電動機２と、誘導電動機に流れる電流を検出するための電流検出回路３と、電流検出回路で検出した電流を固定子座標系で３相２相変換した１次電流検出値ｉ_s _α、ｉ_s _βを出力する座標変換回路４と、図２のように任意の磁束指令Φ_refを入力し鉄心飽和係数演算回路１１から出力される磁気飽和係数ｋ_Φと磁束指令１００％時の無負荷電流ｉ_m0の積から励磁電流指令ｉ_drefを演算する励磁電流指令演算回路５と、図３のように任意のトルク指令T_refを任意の磁束指令Φ_refで除算し、トルク電流換算係数ｋ_itとの積からトルク電流指令ｉ_qrefを演算するトルク電流指令演算回路６と、前記励磁電流指令ｉ_drefと前記トルク電流指令ｉ_qrefと前記１次電流検出値ｉ_s _α、ｉ_s _βと後述する全次元磁束速度オブザーバ９から出力される速度推定値ω_rhatと磁束位相推定値θ_hatからベクトル制御演算して、出力電圧指令Ｖ_s _α、Ｖ_s _βを出力するベクトル制御演算回路７と、前記出力電圧指令Ｖ_s _α、Ｖ_s _βから前記電力変換器１を駆動するための信号を作成するスイッチングパターン発生回路８と、前記出力電圧指令Ｖ_s _α、Ｖ_s _βと前記１次電流検出値ｉ_s _α、ｉ_s _βを入力とし、誘導電動機の電圧電流方程式を全次元オブザーバの逐次形式で解くことにより、１次電流推定値ｉ_s _α _hat、ｉ_s _β _hatと磁束推定値Φ_r _α _hat、Φ_r _β _hatを推定し、前記１次電流検出値ｉ_s _α、ｉ_s _βと前記１次電流推定値ｉ_s _α _hat、ｉ_s _β _hatと前記磁束推定値Φ_r _α _hat、Φ_r _β _hatとから速度推定値ω_rhatと磁束位相推定値θ_hatを推定する全次元磁束速度オブザーバ９と、任意の磁束指令Φ_refに応じて、前記全次元磁束速度オブザーバ９のＡ，Ｂ，Ｇ行列の各要素の中で磁気飽和特性により変化する係数を補正し出力する係数補正回路１０を備えている。
【００１５】
この実施形態において、全次元磁束速度オブザーバ９は誘導電動機の電圧電流方程式から導出した全次元オブザーバと速度推定器から構成される。全次元オブザーバは、
【数１】

・・・（１）但し、
ａ_r11＝−Ｒ_ｓ／（σＬ_ｓ）−（１−σ）／（στ_ｒ）
ａ_r12＝−（１／ρ）・１／τ_ｒ
ａ_i12＝１／ρ
ａ_r21＝Ｌ_ｍ／τ_ｒ
ａ_r22＝−１／τ_ｒ
ａ_i22＝１
ｂ₁₁＝１／σＬ_ｓ
ｇ_１＝（Ｌ−１）（１／σ）（Ｒ_ｓ／Ｌ_ｓ＋１／τ_ｒ）
ｇ_２＝−（Ｌ−１）
ｇ_３＝Ｌ（Ｌ−１）（Ｌ_ｒＲ_ｓ／Ｌ_ｍ）−（Ｌ−１）（Ｌ_ｓＲ_ｒ／Ｌ_ｍ）
ｇ_４＝−（Ｌ−１）ρ
σ＝１−Ｌ_ｍ ^２／（Ｌ_ｓ・Ｌ_ｒ）
τ_ｒ＝Ｌ_ｒ／Ｒ_ｒ
ρ＝−（σ・Ｌ_ｓ・Ｌ_ｒ）／Ｌ_ｍ
Ｒ_s：１次抵抗、Ｒ_r：２次抵抗、Ｌ_m：相互インダクタンス
Ｌ_s：１次自己インダクタンス、Ｌ_r：２次自己インダクタンス
ω_rhat：速度推定値、Ｌ：オブザーバゲイン
ｉ_s _α：1次電流検出値α軸成分、ｉ_s _β：1次電流検出値β軸成分
Ｖ_s _α：1次電圧α軸成分、Ｖ_s _β：1次電圧β軸成分
ｉ_s _α _hat：1次電流推定値α軸成分、ｉ_s _β _hat：1次電流推定値β軸成分
Φ_r _α _hat：磁束推定値α軸成分、Φ_r _β _hat：磁束推定値β軸成分
の構成とする。
【００１６】
１次電流検出値ｉ_s _α、ｉ_s _βと１次電流推定値ｉ_s _α _hat、ｉ_s _β _hatと磁束推定値Φ_r _α _hat、Φ_r _β _hatとから、速度推定値ω_rhatを
ω_rhat=ｋ_ω _p{Φ_r _β _hat(i_s _α-i_s _α _hat)- Φ_r _α _hat(i_s _β-i_s _β _hat)}
＋ｋ_ω _i∫{Φ_r _β _hat(i_s _α-i_s _α _hat)- Φ_r _α _hat(i_s _β-i_s _β _hat)}dt ・・・（２）
で推定できる。実際には、ソフトウェア上で実現するため、離散化処理し、ｋＴ_s（T_s：サンプリング時間）時の速度推定値ω_rhat(k)は１次電流検出値ｉ_s _α(k)、ｉ_s _β(k)と１次電流推定値ｉ_s _α _hat(k)、ｉ_s _β _hat(k)と磁束推定値Φ_r _α _hat(k)、Φ_r _β _hat(k)とから（２）式を離散化した
【数２】

で推定できる。
【００１７】
同様に（１）式の全次元磁束オブザーバの後退差分より得られる
【数３】

・・・（４）
の逐次式に従い、（k+1）T_s時の１次電流推定値ｉ_s _α _hat(k+1)、ｉ_s _β _hat(k+1)と磁束推定値Φ_r _α _hat(k+1)、Φ_r _β _hat(k+1)を推定する。また、磁束の位相推定値θ_hat（k+1）は
θ_hat（k+1）=tan^-1（Φ_r _β _hat(k+1)/Φ_r _α _hat(k+1)）・・・（５）
で推定される。
【００１８】
この全次元オブザーバにおいて、Ａ、Ｂ、Ｇ行列をそれぞれ
【数４】

と定義する。ここで、ａ_r11、ａ_r12、ａ_i12、ａ_r21、ａ_r22、ａ_i22、ｂ₁₁、ｇ₁、ｇ₂、ｇ₃、ｇ₄は（１）式のところで定義したように誘導電動機の１次抵抗Ｒ_s、２次抵抗Ｒ_r、相互インダクタンスＬ_m、１次自己インダクタンスＬ_s、２次自己インダクタンスＬ_rにより演算される。通常これらの係数は一定値であるとして、イニシャル処理時に計算しておき、全次元オブザーバ演算時には固定値として演算する。
通常はこの全次元磁束速度オブザーバ９を用いることで、誘導電動機の速度を精度良く推定することができる。しかしながら、誘導電動機が磁気飽和し易い場合には、全次元磁束速度オブザーバ９の速度推定値や磁束推定値がモータの実際値と一致しなくなり、不安定となったり、場合によっては始動できなくなるという問題が発生する。
【００１９】
誘導電動機の磁気飽和特性は予め磁気飽和係数演算回路で定義してある。ここでは、磁束指令１００％時を１．０とし、７０％磁束指令時の磁気飽和係数ｋ_Φ ₁及び１３０％磁束指令時の磁気飽和係数ｋ_Φ ₂により、直線近似で磁気飽和特性を表している。磁気飽和しにくい誘導電動機の場合には、ｋ_Φ ₁＝０．７、ｋ_Φ ₂＝１．３となる。しかし、磁気飽和し易い誘導電動機の場合には、ｋ_Φ ₁＜０．７、ｋ_Φ ₂＞１．３となり、磁気飽和し易いほどｋ_Φ ₁は小さく、ｋ_Φ ₂は大きくなる。ここで、磁束指令Φ_refと磁気飽和係数ｋ_Φの比ｋ_m
ｋ_m=Φ_ref/ｋ_Φ ・・・（９）
が１に近ければ、磁気飽和しにくく、１から小さくなるにつれて、磁気飽和し易い。磁束指令Φ_refと磁気飽和係数ｋ_Φの比ｋ_mは相互インダクタンスＬ_mの磁気飽和特性を示している。
【００２０】
本実施形態では、この相互インダクタンスＬ_mの磁気飽和特性を考慮して、全次元磁束速度オブザーバ９の演算を実施することを目的とする。
任意の磁束指令Φ_refに対して、相互インダクタンスＬ_mは
Ｌ_m=Ｌ_m0ｋ_m ・・・（１０）
但し、Ｌ_m0は磁束指令Φ_ref＝１００％時の相互インダクタンス
で計算される。これをａ_r11、ａ_r12、ａ_i12、ａ_r21、ａ_r22、ａ_i22、ｂ₁₁、ｇ₁、ｇ₂、ｇ₃、ｇ₄に代入し、演算すると膨大な演算量となる。そこで、磁束指令Φ_ref＝１００％時の相互インダクタンスＬ_m0から磁束指令Φ_ref＝１００％時のａ_r110、ａ_r120、ａ_i120、ａ_r210、ａ_r220、ａ_i220、ｂ₁₁₀、ｇ₁₀、ｇ₂₀、ｇ₃₀、ｇ₄₀を予め計算しておき、磁束指令Φ_refが与えられた時に
ａ_r11＝ａ_r110
ａ_r12＝ａ_r120／ｋ_m
ａ_i12＝ａ_i120
ａ_r21＝ａ_r210
ａ_r22＝ａ_r220／ｋ_m
ａ_i22＝ａ_i220
ｂ₁₁＝ｂ₁₁₀
ｇ₁＝ｇ₁₀
ｇ₂＝ｇ₂₀
ｇ₃＝ｇ₃₀
ｇ₄＝ｇ₄₀
・・・（１１）
となるように近似変更することにより、全次元磁束速度オブザーバ９の速度推定値や磁束推定値と実際の誘導電動機の速度や磁束を一致させることができるので、磁気飽和し易い誘導電動機においても、速度を精度良く推定することができる誘導電動機のセンサレスベクトル制御方法及び制御装置が得られる。
【００２１】
＜第２実施形態＞
以下、本発明の第２実施形態について、図面を参照して説明する。図４は、第２実施形態における交流電動機のセンサレスベクトル制御装置の構成を示すブロック図である。
本実施形態の特徴は、励磁電流指令演算回路５の出力である励磁電流指令ｉ_drefを用いて磁束レベルΦ_lvlを演算する磁束モデル演算回路１２を設け、係数補正回路１０に与えるようにしたことである。その他の構成は図１に示した第１実施形態と同様であるので、説明を省略する。
上述した第１実施形態では、任意の磁束指令Φ_refに対して、磁束指令Φ_refと磁気飽和係数ｋ_Φの比ｋ_mを（８）式で演算することで、（１１）式により前記全次元磁束速度オブザーバ９のＡ，Ｂ，Ｇ行列の各要素の中で磁気飽和特性により変化する係数を補正していたが、この第２実施形態では、誘導電動機の磁束は二次回路時定数でしか変化できないため、磁束指令Φ_refが急変しても、実際の磁束は追従できないことを考慮したものである。
【００２２】
前記磁束モデル演算回路１２から出力される前記磁束レベルΦ_lvlと磁気飽和係数ｋ_Φの比ｋ_m
ｋ_m=Φ_lvl/ｋ_Φ ・・・（１２）
を演算し、磁束レベルΦ_lvl＝１００％時のａ_r110、ａ_r120、ａ_i120、ａ_r210、ａ_r220、ａ_i220、ｂ₁₁₀、ｇ₁₀、ｇ₂₀、ｇ₃₀、ｇ₄₀を予め計算しておき、磁束レベルΦ_lvlが与えられた時に
ａ_r11＝ａ_r110
ａ_r12＝ａ_r120／ｋ_m
ａ_i12＝ａ_i120
ａ_r21＝ａ_r210
ａ_r22＝ａ_r220／ｋ_m
ａ_i22＝ａ_i220
ｂ₁₁＝ｂ₁₁₀
ｇ₁＝ｇ₁₀
ｇ₂＝ｇ₂₀
ｇ₃＝ｇ₃₀
ｇ₄＝ｇ₄₀
・・・（１３）
となるように近似変更することにより、全次元磁束速度オブザーバ９の速度推定値や磁束推定値と実際の誘導電動機の速度や磁束を一致させることができるので、磁気飽和し易い誘導電動機においても、速度を精度良く推定することができる誘導電動機のセンサレスベクトル制御方法及び制御装置が得られる。
【００２３】
なお、上述した第１実施形態および第２実施形態では、全次元磁束速度オブザーバで１次電流推定値と磁束推定値を推定したが、電圧電流方程式を変形して、１次電流推定値と磁束を作るための電流である二次界磁電流推定値を演算するような形にしても同様な効果がある。
また、前記実施形態では、全次元磁束速度オブザーバの入力を出力電圧指令としているが、電圧検出器を用いた電圧検出値を代用しても同様の効果がある。
さらに、前記実施形態では、速度センサレスの制御装置について提案したが、速度センサの付きの制御装置において、磁束制御するために全次元磁束速度オブザーバを用いた場合でも同様の効果がある。また、速度推定方法を特開平０８−２０５５９９号公報で提案された方法にした場合でも同様の効果がある。また、本実施形態では、鉄心飽和係数演算回路の磁気飽和特性を任意の３点で近似したが、多点近似したり、磁気飽和特性を任意の関数で与えたり、磁気飽和特性をテーブル化しておき、そのテーブルを用いたりした方が効果が大となる。
【００２４】
＜第３実施形態＞
図５は本第３実施形態に係る交流電動機のセンサレスベクトル制御装置の構成を示すブロック図である。
本実施形態における交流電動機のセンサレスベクトル制御装置は、三相交流をパワー素子により直流電圧に変換し、その直流電圧をＰＷＭ制御方式により任意の周波数と電圧の交流に変換し出力する電力変換器１と、電力変換器１から出力される交流により駆動される交流電動機の一種である誘導電動機２と、誘導電動機に流れる電流を検出するための電流検出回路３と、電流検出回路で検出した電流を固定子座標系で３相２相変換した１次電流検出値ｉ_s _α、ｉ_s _βを出力する座標変換回路４と、任意の速度指令と誘導電動機の速度推定値の偏差にリミットをかける速度偏差リミット回路２１と、前記速度偏差を零すなわち任意の速度指令と誘導電動機の速度推定値が一致するようにトルク電流指令を出力する速度制御回路２２と前記励磁電流指令ｉ_drefと前記トルク電流指令ｉ_qrefと前記１次電流検出値ｉ_s _α、ｉ_s _βと後述する全次元磁束速度オブザーバ９から出力される速度推定値ω_rhatと磁束位相推定値θ_hatからベクトル制御演算して、出力電圧指令Ｖ_s _α、Ｖ_s _βを出力するベクトル制御演算回路７と、前記出力電圧指令Ｖ_s _α、Ｖ_s _βから前記電力変換器１を駆動するための信号を作成するスイッチングパターン発生回路８と、前記出力電圧指令Ｖ_s _α、Ｖ_s _βと前記１次電流検出値ｉ_s _α、ｉ_s _βを入力とし、誘導電動機の電圧電流方程式を全次元オブザーバの逐次形式で解くことにより、１次電流推定値ｉ_s _α _hat、ｉ_s _β _hatと磁束推定値Φ_r _α _hat、Φ_r _β _hatを推定し、前記１次電流検出値ｉ_s _α、ｉ_s _βと前記１次電流推定値ｉ_s _α _hat、ｉ_s _β _hatと前記磁束推定値Φ_r _α _hat、Φ_r _β _hatとから速度推定値ω_rhatと磁束位相推定値θ_hatを推定する全次元磁束速度オブザーバ９を備えている。
【００２５】
この実施形態において、全次元磁束速度オブザーバ９は誘導電動機の電圧電流方程式から導出した全次元オブザーバと速度推定器から構成される。全次元オブザーバは、
【数５】

・・・（１４）
但し、
ａ_r11=-Ｒ_s/(σＬ_s)-(1-σ)/(στ_r)
ａ_r12=-(1/ρ)・1/τ_r
ａ_i12=1/ρ
ａ_r21=Ｌ_m/τ_r
ａ_r22=-1/τ_r
ａ_i22=1
ｂ₁₁=1/σＬ_s
ｇ₁=(Ｌ-1)(1/σ)(Ｒ_s/Ｌ_s+1/τ_r)
ｇ₂=-(Ｌ-1)
ｇ₃=Ｌ(Ｌ-1)(Ｌ_rＲ_s/Ｌ_m)- (Ｌ-1)(Ｌ_sＲ_r/Ｌ_m)
ｇ₄=-(Ｌ-1)ρ
σ=1-Ｌ_m ²/(Ｌ_s・Ｌ_r)
τ_r=Ｌ_r/Ｒ_r
ρ=-(σ・Ｌ_s・Ｌ_r)/ Ｌ_m
Ｒ_s：１次抵抗、Ｒ_r：２次抵抗、Ｌ_m：相互インダクタンス
Ｌ_s：１次自己インダクタンス、Ｌ_r：２次自己インダクタンス
ω_rhat：速度推定値、Ｌ：オブザーバゲイン
ｉ_s _α：1次電流検出値α軸成分、ｉ_s _β：1次電流検出値β軸成分
Ｖ_s _α：1次電圧α軸成分、Ｖ_s _β：1次電圧β軸成分
ｉ_s _α _hat：1次電流推定値α軸成分、ｉ_s _β _hat：1次電流推定値β軸成分
Φ_r _α _hat：磁束推定値α軸成分、Φ_r _β _hat：磁束推定値β軸成分
の構成とする。
【００２６】
１次電流検出値ｉ_s _α、ｉ_s _βと１次電流推定値ｉ_s _α _hat、ｉ_s _β _hatと磁束推定値Φ_r _α _hat、Φ_r _β _hatとから速度推定値ω_rhatを
ω_rhat=ｋ_ω _p{Φ_r _β _hat(i_s _α-i_s _α _hat)- Φ_r _α _hat(i_s _β-i_s _β _hat)}
＋ｋ_ω _i∫{Φ_r _β _hat(i_s _α-i_s _α _hat)- Φ_r _α _hat(i_s _β-i_s _β _hat)}dt
・・・（１５）
で推定できる。
実際には、ソフトウェア上で実現するため、離散化処理し、ｋT_s（T_s：サンプリング時間）時の速度推定値ω_rhat(k)は１次電流検出値ｉ_s _α(k)、ｉ_s _β(k)と１次電流推定値ｉ_s _α _hat(k)、ｉ_s _β _hat(k)と磁束推定値Φ_r _α _hat(k)、Φ_r _β _hat(k)とから（１５）式を離散化した
【数６】

で推定できる。
【００２７】
同様に（１４）式の全次元磁束オブザーバの後退差分より得られる
【数７】

・・・（１７）
の逐次式に従い、（k+1）T_s時の１次電流推定値ｉ_s _α _hat(k+1)、ｉ_s _β _hat(k+1)と磁束推定値Φ_r _α _hat(k+1)、Φ_r _β _hat(k+1)を推定する。また、磁束の位相推定値θ_hat（k+1）は
θ_hat（k+1）=tan^-1（Φ_r _β _hat(k+1)/Φ_r _α _hat(k+1)）・・・（１８）
で推定される。
【００２８】
次に本実施形態の特徴について説明する。本制御装置は任意の速度指令に誘導電動機２の速度が一致するようにするために、上述の全次元磁束速度オブザーバ９で速度を推定し、任意の速度指令にその速度推定値を一致させている。通常はこの方法で問題とならないが、小容量でイナーシャの小さい誘導電動機２を負荷なしの状態で急加速した場合、微小時間（サンプリング時間）の間に速度が変化するので、全次元磁束速度オブザーバ９での速度推定値が誘導電動機２の実速度と乖離してしまう。すると制御不安定状態となり、大きな電流が流れたり、過スリップ状態での運転となり、誘導電動機２を安定に運転できなくなってしまう問題が発生する。通常はサンプリング時間を短くすることや速度推定方式を改善する方法が取られるが、いろいろな制約のため、この方法が実現できない場合を想定する。この現象は特に加速時間が短い場合や速度の変化量が大きい場合に陥りやすく、加速時間が短くても速度変化量が小さい場合には、このような状態にはなりにくい。そこで、予め全次元磁束速度オブザーバ９が最短で加速できる時間を測定しておく。
【００２９】
次に、誘導電動機２の単体のイナーシャと出力可能な最高トルクから最短で加速できる時間を計算する。そして、誘導電動機２の最短で加速できる時間と先に求めた全次元磁束速度オブザーバが最短で加速できる時間を比較し、誘導電動機２の最短で加速できる時間が長い場合には、速度偏差リミット回路２１のリミット値を最大値と設定しておく。誘導電動機２の最短で加速できる時間が短い場合には、先に求めた全次元磁束速度オブザーバ９が最短で加速できる時間から誘導電動機２の最短で加速できる時間を減じ、この値を誘導電動機２の最短で加速できる時間で除した値を速度偏差リミット回路２１のリミット値の最大値に乗じた値を速度偏差リミット回路２１のリミット値に設定する。このようにすることで、全次元磁束速度オブザーバが最短で加速できる時間より短い時間での加速を防止するだけでなく、速度偏差が小さい場合には加速能力を最大限に使うことができる。
このように誘導電動機２の最短で加速できる時間と全次元磁束速度オブザーバ９が最短で加速できる時間から、速度制御回路２２に入力する速度偏差値を速度偏差リミット回路２１で制限することにより、誘導電動機２を急加減速しても安定に速度制御することができる交流電動機のセンサレスベクトル制御方法及び制御装置が得られる。
【００３０】
＜第４実施形態＞
図６は本実施形態における交流電動機のセンサレスベクトル制御装置の構成を示すブロック図である。
本実施形態における交流電動機のセンサレスベクトル制御装置は、三相交流をパワー素子により直流電圧に変換し、その直流電圧をＰＷＭ制御方式により任意の周波数と電圧の交流に変換し出力する電力変換器１と、電力変換器１から出力される交流により駆動される交流電動機の一種である誘導電動機２と、誘導電動機２に流れる電流を検出するための電流検出回路３と、電流検出回路で検出した電流を固定子座標系で３相２相変換した１次電流検出値ｉ_s _α、ｉ_s _βを出力する座標変換回路４と、任意の速度指令と誘導電動機２の速度推定値の偏差にリミットをかける速度偏差リミット回路２１と、前記速度偏差を零すなわち任意の速度指令と誘導電動機２の速度推定値が一致するようにトルク電流指令を出力する速度制御回路２２と前記励磁電流指令ｉ_drefと前記トルク電流指令ｉ_qrefと前記１次電流検出値ｉ_s _α、ｉ_s _βと後述する速度推定器２３から出力される速度推定値ω_rhatからベクトル制御演算して、出力電圧指令Ｖ_s _α、Ｖ_s _βを出力するベクトル制御演算回路７と、前記出力電圧指令Ｖ_s _α、Ｖ_s _βから前記電力変換器１を駆動するための信号を作成するスイッチングパターン発生回路８と、前記出力電圧指令Ｖ_s _α、Ｖ_s _βと前記１次電流検出値ｉ_s _α、ｉ_s _βを入力とし、誘導電動機２の速度推定値ω_rhatを推定する速度推定器２３を備えている。
【００３１】
次に本実施形態の特徴について説明する。本制御装置は任意の速度指令に誘導電動機２の速度が一致するようにするために、速度推定器２３で速度を推定し、任意の速度指令にその速度推定値を一致させている。通常はこの方法で問題とならないが、小容量でイナーシャの小さい誘導電動機２を負荷なしの状態で急加速した場合、速度推定値が誘導電動機２の実速度と乖離してしまう。すると制御不安定状態となり、大きな電流が流れたり、脱調状態での運転となり、誘導電動機２を安定に運転できなくなってしまう問題が発生する。この現象は特に加速時間が短い場合や速度の変化量が大きい場合に陥りやすく、加速時間が短くても速度変化量が小さい場合には、このような状態にはなりにくい。
【００３２】
そこで、予め速度推定器が最短で加速できる時間を測定しておく。次に、誘導電動機２の単体のイナーシャと出力可能な最高トルクから最短で加速できる時間を計算する。そして、誘導電動機２の最短で加速できる時間と先に求めた速度推定器が最短で加速できる時間を比較し、誘導電動機２の最短で加速できる時間が長い場合には、速度偏差リミット回路２１のリミット値を最大値と設定しておく。誘導電動機２の最短で加速できる時間が短い場合には、先に求めた速度推定器が最短で加速できる時間から誘導電動機２の最短で加速できる時間を減じ、この値を誘導電動機２の最短で加速できる時間で除した値を速度偏差リミット回路２１のリミット値の最大値に乗じた値を速度偏差リミット回路２１のリミット値に設定する。
【００３３】
このようにすることで、速度推定器が最短で加速できる時間より短い時間での加速を防止するだけでなく、速度偏差が小さい場合には加速能力を最大限に使うことができる。
このように誘導電動機２の最短で加速できる時間と速度推定器が最短で加速できる時間から、速度制御回路２２に入力する速度偏差値を速度偏差リミット回路２１で制限することにより、誘導電動機２を急加減速しても安定に速度制御することができる交流電動機のセンサレスベクトル制御方法及び制御装置が得られる。
なお、上述した実施形態において、交流電動機として誘導電動機を用いた例について説明したが、永久磁石を内部に持つ同期電動機やその他のベクトル制御を実現できる交流電動機であれば、どのような交流電動機であっても同様の効果が得られる。
【００３４】
【発明の効果】
以上のように、本発明の第１の交流電動機のセンサレスベクトル制御方法及び制御装置によれば、全次元磁束速度オブザーバの速度推定値や磁束推定値と実際の交流電動機の速度や磁束を一致させることができるので、磁気飽和し易い交流電動機においても、速度を精度良く推定することができる、速度精度やトルク精度を向上することができるという効果がある。
また、本発明の第２の交流電動機のセンサレスベクトル制御方法及び制御装置によれば、交流電動機の最短で加速できる時間と速度推定手段が最短で加速できる時間から、速度制御手段に入力する速度偏差値を制限することにより、交流電動機を急加減速しても安定に速度制御することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明における第１実施形態に係る交流電動機のセンサレスベクトル制御装置の構成を表すブロック図である。
【図２】第１実施形態における励磁電流指令演算回路のブロック図である。
【図３】第１実施形態におけるトルク電流指令演算回路のブロック図である。
【図４】本発明における第２実施形態に係る交流電動機のセンサレスベクトル制御装置の構成を表すブロック図である。
【図５】本発明における第３実施形態に係る交流電動機のセンサレスベクトル制御装置の構成を表すブロック図である。
【図６】本発明における第４実施形態に係る交流電動機のセンサレスベクトル制御装置の構成を表すブロック図である。
【符号の説明】
１電力変換器
２誘導電動機
３電流検出回路
４座標変換回路
５励磁電流指令演算回路
６トルク電流指令演算回路
７ベクトル制御演算回路
８スイッチングパターン発生回路
９全次元磁束速度オブザーバ
１０係数補正回路
１１磁気飽和係数演算回路
１２磁束モデル演算回路
２１速度偏差リミット回路
２２速度制御回路
２３速度推定器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a speed sensorless vector control method and apparatus for an AC motor, particularly an induction motor.
[0002]
[Prior art]
As a conventional induction motor speed estimation method and induction motor drive apparatus, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 08-205599 (Patent Document 1) discloses a secondary obtained from an estimated value of a secondary linkage flux in an all-dimensional magnetic flux speed observer. It has been proposed to reduce the error of the speed estimation value by correcting the speed estimation value with the absolute value of the flux linkage.
Japanese Patent Laid-Open No. 2002-136196 (Patent Document 2) discloses a command value generating unit that generates a torque command value in order to suppress a shock caused by an excessive torque current flowing until the secondary magnetic flux rises. A timer, limiter setting calculation means, and torque limiter are inserted in the path of the voltage command value calculation circuit, and the time after the start signal from the start signal generation circuit becomes valid is measured by the timer. Based on this measured value A method has been proposed in which the torque limiter value is calculated by the limiter set value calculating means, and a smooth start is performed by setting a value obtained by limiting the torque command value below the torque limiter value as a new torque command value. .
[0003]
Japanese Patent Application Laid-Open No. 8-70599 (Patent Document 3) estimates an actual speed value of an induction motor by a speed adaptive secondary magnetic flux observer including a same-dimensional observer and a speed adaptive mechanism, and estimates the motor speed estimated value and the motor speed. A speed sensorless vector control device for an induction motor that performs vector control by controlling a current control unit using a comparison error signal with a command value, and when an estimated speed value exceeds a maximum speed, A method has been proposed in which the primary torque shaft current command value is set to zero so that torque in the acceleration direction is not generated and the induction motor is not excessively rotated.
[0004]
[Patent Document 1]
Japanese Patent Application Laid-Open No. 08-205599
[Patent Document 2]
JP 2002-136196 A
[Patent Document 3]
JP-A-8-70599
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
Each element of the A, B, G matrix (described later) of the all-dimensional magnetic flux velocity observer proposed in Patent Document 1 is calculated as a fixed value that does not change except for the normal velocity. However, when the induction motor has a characteristic that magnetic saturation is likely to occur, the mutual inductance changes depending on the magnitude of the magnetic flux command. Therefore, if the fixed value remains unchanged, the estimated speed value and the estimated magnetic flux phase become inaccurate, and the operation cannot be performed as directed. .
Further, the all-dimensional magnetic flux velocity observer proposed in the above-mentioned Patent Document 1 estimates magnetic flux and velocity by discrete value processing, and uses Euler first order approximation to simplify the observer calculation. In these calculations, the calculation is performed on the assumption that the speed is constant during a very short time (sampling time). However, when an induction motor with a small capacity and a small inertia is accelerated rapidly without a load, the speed changes during a minute time (sampling time). In this case, the estimated speed value in the all-dimensional magnetic flux speed observer deviates from the actual speed of the induction motor. If it does so, it will be in an unstable control state, a big electric current will flow, or it will be in operation in an overslip state, and it will become impossible to operate an induction motor stably. This is particularly likely when the acceleration time is short or when the speed change is large. On the other hand, even when the acceleration time is short, such a state is unlikely to occur when the speed change amount is small.
[0006]
In addition, the method described in Patent Document 2 performs a treatment for a large-capacity induction motor whose secondary magnetic flux rises slowly, and cannot solve the above problem in an induction motor with a small capacity and a small inertia. Normally, it is only necessary to suppress the torque limit value at the time of starting as in Patent Document 2, but then the torque limit is activated even when the speed change amount is small.
The method described in Patent Document 3 is a method for preventing an overspeed by estimating and controlling the actual speed value of the induction motor by a speed adaptive secondary magnetic flux observer, but has a small capacity and a small inertia. The above problem in the induction motor cannot be solved.
[0007]
The first object of the present invention is to provide a speed sensorless vector control method and apparatus for an AC motor that can match the speed estimation value and the magnetic flux estimation value of the all-dimensional magnetic flux speed observer with those of an actual AC motor. .
A second object of the present invention is to provide a speed sensorless vector control method and apparatus for an AC motor that can be accelerated rapidly without being unstable when the speed deviation is large.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the first object, an invention according to claim 1 is directed to an electric power converter that outputs electric power to an AC motor and an excitation current command from an arbitrary magnetic flux command based on a magnetic saturation characteristic of the AC motor. An excitation current command calculating means for calculating, a torque current command calculating means for calculating a torque current command from an arbitrary torque command and the magnetic flux command, a current detecting means for detecting a current flowing through the AC motor, and fixing the detected current A coordinate conversion means for converting the coordinates into the child coordinate system, vector control calculation from the excitation current command, the torque current command, the current detection value, the speed estimation value, and the magnetic flux phase estimation value obtained by the coordinate conversion, and output an output voltage command Vector control calculation means, switching pattern generating means for generating a signal for PWM driving the power converter from the output voltage command, and the output voltage command In the control method for an AC motor including a full-dimensional magnetic flux speed observer that estimates the speed estimated value and the magnetic flux phase estimated value from the coordinate-converted current detection value, a coefficient of a determinant used in the full-dimensional magnetic flux speed observer is: The correction is performed according to the magnetic flux command.
In the first aspect of the invention, since the speed estimation value and the magnetic flux estimation value of the all-dimensional magnetic flux speed observer can be matched with the actual speed and magnetic flux of the AC motor, the speed can be reduced even in an AC motor that is easily magnetically saturated. It can be estimated with high accuracy.
[0009]
According to a second aspect of the present invention, in the sensorless vector control method for an AC motor according to the first aspect, the coefficient of the determinant is corrected based on a change in a magnetic saturation characteristic of a mutual inductance of the AC motor. To do.
In the second aspect of the invention, calculating each of the coefficients of the determinant results in an enormous amount of calculation. By calculating the magnetic saturation of the mutual inductance of the AC motor in consideration of the characteristics, an approximate calculation is performed. Thus, the speed can be estimated with high accuracy.
According to a third aspect of the present invention, in the sensorless vector control method for an AC motor according to the first or second aspect, the determinant coefficient used in the all-dimensional magnetic flux velocity observer is the magnetic flux level calculated from the excitation current command. The correction is made according to the above.
According to the third aspect of the invention, since the magnetic flux level is calculated by the magnetic flux model calculation from the excitation current command, even if the magnetic flux command changes suddenly, it can follow the actual magnetic flux well.
[0010]
According to a fourth aspect of the present invention, there is provided a power converter that outputs electric power to an AC motor, an excitation current command calculation means that calculates an excitation current command from a magnetic saturation characteristic of the AC motor, and an arbitrary magnetic flux command, and an arbitrary Torque current command calculating means for calculating a torque current command from the torque command and the magnetic flux command, current detecting means for detecting the current flowing through the AC motor, and coordinate converting means for converting the detected current into a coordinate system of the stator A vector control calculation means for performing a vector control calculation from the excitation current command, the torque current command, the coordinate-converted current detection value, the speed estimation value, and the magnetic flux phase estimation value, and outputting an output voltage command, and the output voltage command Switching pattern generating means for generating a signal for PWM driving the power converter from the output voltage command and the coordinate-converted current detection value In the control device for an AC motor provided with the all-dimensional magnetic flux speed observer for estimating the speed estimated value and the magnetic flux phase estimated value, the coefficient of the determinant used in the all-dimensional magnetic flux speed observer is a coefficient for correcting according to the magnetic flux command. It has a correction means.
In the invention described in claim 4, since the speed estimation value and magnetic flux estimation value of the all-dimensional magnetic flux speed observer can be matched with the actual speed and magnetic flux of the AC motor, the speed can be reduced even in an AC motor that is easily magnetically saturated. Can be estimated accurately
[0011]
According to a fifth aspect of the present invention, in the sensorless vector control device for an AC motor according to the fourth aspect, the coefficient correction means corrects the coefficient based on a change in the magnetic saturation characteristic of the mutual inductance of the AC motor. It is characterized by being.
In the invention according to claim 5, if each of the coefficients of the determinant is calculated, the calculation amount becomes enormous. By calculating the magnetic saturation of the mutual inductance of the AC motor in consideration of the characteristics, an approximate calculation is performed. Thus, the speed can be estimated with high accuracy.
According to a sixth aspect of the present invention, in the sensorless vector control device for an AC motor according to the fourth or fifth aspect, a magnetic flux model calculation means for calculating a magnetic flux level from the excitation current command, It has a coefficient correction means for correcting the coefficient of the determinant used in the dimensional magnetic flux velocity observer.
In the invention described in claim 6, since the magnetic flux level is calculated by the magnetic flux model calculation from the excitation current command, even if the magnetic flux command changes suddenly, it can follow the actual magnetic flux well.
[0012]
In order to achieve the second object, an invention according to claim 7 is directed to a power converter that outputs electric power to an AC motor, a current detection means that detects a current flowing through the AC motor, and a detected current. Coordinate conversion means for converting coordinates into the stator coordinate system, speed control means for outputting a torque current command so that an arbitrary speed command and the estimated speed value of the AC motor match, an arbitrary excitation current command, and the torque current Vector control calculation means for performing a vector control calculation from the command, the coordinate-converted current detection value, speed estimation value, and magnetic flux phase estimation value and outputting an output voltage command, and PWM driving the power converter from the output voltage command Switching pattern generating means for generating a signal for estimating the speed estimated value and the magnetic flux phase estimated value from the output voltage command and the coordinate-converted current detection value In the control method of an AC motor provided with a speed estimation means, when inputting the speed deviation which is a deviation between the arbitrary speed command and the speed estimation value to be input to the speed control means, to the speed control means, The speed deviation is limited so as not to generate acceleration exceeding the capability of the speed estimation means, and is input to the speed control means.
According to the seventh aspect of the present invention, the AC motor is rapidly accelerated or decelerated by limiting the speed deviation value input to the speed control means from the time that the AC motor can be accelerated in the shortest time and the time that the speed estimating means can accelerate in the shortest time. Even so, the speed can be controlled stably.
The invention according to claim 8 is the sensorless vector control method for an AC motor according to claim 7, wherein the speed estimation means is an all-dimensional magnetic flux speed observer composed of an all-dimensional observer and a speed estimator. To do.
In the invention described in claim 8, the speed can be estimated by the all-dimensional magnetic flux speed observer, and the speed estimated value can be matched with an arbitrary speed command.
[0013]
The invention described in claim 9 is a power converter that outputs electric power to an AC motor, current detection means that detects a current flowing through the AC motor, and coordinate conversion means that performs coordinate conversion of the detected current into a stator coordinate system. A speed control means for outputting a torque current command so that an arbitrary speed command and an estimated speed value of the AC motor coincide with each other; an arbitrary excitation current command; the torque current command; the coordinate-converted current detection value; Vector control calculation means for performing vector control calculation from the estimated value and magnetic flux phase estimated value and outputting an output voltage command, switching pattern generating means for creating a signal for PWM driving the power converter from the output voltage command, AC motor comprising speed estimation means for estimating the speed estimated value and the magnetic flux phase estimated value from the output voltage command and the coordinate-converted current detection value In the control device, when inputting the speed deviation, which is a deviation between the arbitrary speed command serving as the input of the speed control means and the speed estimation value, to the speed control means, the speed estimation capability exceeds the speed estimation capability of the all-dimensional magnetic flux speed observer. Speed deviation limiting means for limiting the speed deviation so as not to generate acceleration and inputting the speed deviation to the speed control means is provided.
According to the ninth aspect of the present invention, the speed deviation limit means for inputting the speed deviation value to be input to the speed control means from the time that the AC motor can be accelerated in the shortest time and the time that the speed estimation means can be accelerated in the shortest time. By limiting the speed, the speed can be stably controlled even if the AC motor is suddenly accelerated or decelerated.
According to a tenth aspect of the present invention, in the sensorless vector control apparatus for an AC motor according to the ninth aspect, the speed estimation means is a full-dimensional magnetic flux speed observer composed of a full-dimensional observer and a speed estimator. To do.
In the invention according to claim 10, the speed can be estimated by the all-dimensional magnetic flux speed observer, and the speed estimated value can be made to coincide with an arbitrary speed command.
[0014]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
<First Embodiment>
1 is a block diagram showing a configuration of a first embodiment of a sensorless vector control device for an AC motor according to the present invention, FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of an excitation current command calculation circuit, and FIG. 3 is a configuration of a torque current command calculation circuit. FIG.
The sensorless vector control device for an AC motor in the present embodiment converts a three-phase AC into a DC voltage by a power element, converts the DC voltage into an AC of an arbitrary frequency and voltage by a PWM control system, and outputs the AC voltage. And an induction motor 2 which is a kind of AC motor driven by the AC output from the power converter 1, a current detection circuit 3 for detecting a current flowing through the induction motor, and a current detected by the current detection circuit. Primary current detection value i after three-phase to two-phase conversion in the stator coordinate system_s _α, I_s _βAnd a coordinate conversion circuit 4 for outputting an arbitrary magnetic flux command Φ as shown in FIG._refThe magnetic saturation coefficient k output from the iron core saturation coefficient calculation circuit 11_ΦAnd no-load current i when the magnetic flux command is 100%_m0Excitation current command i_drefExcitation current command calculation circuit 5 for calculating, and an arbitrary torque command T as shown in FIG._refAny magnetic flux command Φ_refDivided by the torque current conversion coefficient k_itTorque current command i_qrefTorque current command calculating circuit 6 for calculating the excitation current command i_drefAnd the torque current command i_qrefAnd the primary current detection value i_s _α, I_s _βAnd a speed estimation value ω output from the all-dimensional magnetic flux speed observer 9 described later._rhatAnd the estimated magnetic flux phase θ_hatVector control calculation from the output voltage command V_s _α, V_s _βA vector control arithmetic circuit 7 for outputting the output voltage command V and the output voltage command V_s _α, V_s _βA switching pattern generation circuit 8 for generating a signal for driving the power converter 1 from the output voltage command V_s _α, V_s _βAnd the primary current detection value i_s _α, I_s _βIs used as an input, and the primary current estimated value i is solved by solving the voltage-current equation of the induction motor in the sequential form of an all-dimensional observer._s _α _hat, I_s _β _hatAnd estimated flux Φ_r _α _hat, Φ_r _β _hatAnd the detected primary current value i_s _α, I_s _βAnd the primary current estimated value i_s _α _hat, I_s _β _hatAnd the estimated magnetic flux Φ_r _α _hat, Φ_r _β _hatTo estimate the speed ω_rhatAnd magnetic flux phase estimate θ_hatDimensional magnetic flux velocity observer 9 and an arbitrary magnetic flux command Φ_refAccordingly, a coefficient correction circuit 10 that corrects and outputs a coefficient that changes according to the magnetic saturation characteristic among the elements of the A, B, and G matrices of the all-dimensional magnetic flux velocity observer 9 is provided.
[0015]
In this embodiment, the all-dimensional magnetic flux velocity observer 9 is composed of an all-dimensional observer and a speed estimator derived from the voltage-current equation of the induction motor. All-dimensional observer
[Expression 1]

... (1) However,
a_r11= -R_s/ (ΣL_s)-(1-σ) / (στ_r)
a_r12=-(1 / ρ) · 1 / τ_r
a_i12= 1 / ρ
a_r21= L_m/ Τ_r
a_r22= -1 / τ_r
a_i22= 1
b₁₁= 1 / σL_s
g₁= (L-1) (1 / σ) (R_s/ L_s+ 1 / τ_r)
g₂=-(L-1)
g₃= L (L-1) (L_rR_s/ L_m)-(L-1) (L_sR_r/ L_m)
g₄=-(L-1) ρ
σ = 1−L_m ²/ (L_s・ L_r)
τ_r= L_r/ R_r
ρ = − (σ · L_s・ L_r) / L_m
R_s: Primary resistance, R_r: Secondary resistance, L_m: Mutual inductance
L_s: Primary self-inductance, L_r: Secondary self-inductance
ω_rhat: Estimated speed, L: Observer gain
i_s _α: Primary current detection value α-axis component, i_s _β: Primary current detection value β-axis component
V_s _α: Primary voltage α-axis component, V_s _β: Primary voltage β-axis component
i_s _α _hat: Estimated primary current α-axis component, i_s _β _hat: Estimated primary current β-axis component
Φ_r _α _hat: Magnetic flux estimated value α-axis component, Φ_r _β _hat: Estimated magnetic flux β-axis component
The configuration is as follows.
[0016]
Primary current detection value i_s _α, I_s _βAnd primary current estimate i_s _α _hat, I_s _β _hatAnd estimated flux Φ_r _α _hat, Φ_r _β _hatFrom the estimated speed ω_rhatThe
ω_rhat= k_ω _p{Φ_r _β _hat(i_s _α-i_s _α _hat)-Φ_r _α _hat(i_s _β-i_s _β _hat)}
+ K_ω _i∫ {Φ_r _β _hat(i_s _α-i_s _α _hat)-Φ_r _α _hat(i_s _β-i_s _β _hat)} dt (2)
Can be estimated. Actually, in order to realize it on software, it is discretized and kT_s(T_s: Sampling time) Estimated speed ω_rhat(k) is the primary current detection value i._s _α(k), i_s _β(k) and estimated primary current i_s _α _hat(k), i_s _β _hat(k) and estimated magnetic flux Φ_r _α _hat(k), Φ_r _β _hatEquation (2) is discretized from (k)
[Expression 2]

Can be estimated.
[0017]
Similarly, it is obtained from the retraction difference of the all-dimensional magnetic flux observer of equation (1).
[Equation 3]

... (4)
(K + 1) T_sEstimated primary current i_s _α _hat(k + 1), i_s _β _hat(k + 1) and estimated magnetic flux Φ_r _α _hat(k + 1), Φ_r _β _hatEstimate (k + 1). Also, the estimated phase value θ of the magnetic flux_hat(K + 1) is
θ_hat(K + 1) = tan^-1(Φ_r _β _hat(k + 1) / Φ_r _α _hat(k + 1)) (5)
Estimated by
[0018]
In this all-dimensional observer, A, B, G matrix respectively
[Expression 4]

It is defined as Where a_r11, A_r12, A_i12, A_r21, A_r22, A_i22, B₁₁, G₁, G₂, G_Three, G_FourIs the primary resistance R of the induction motor as defined in equation (1)_sSecondary resistance R_r, Mutual inductance L_mPrimary self-inductance L_sSecondary self-inductance L_rIs calculated by Usually, these coefficients are assumed to be constant values and are calculated at the time of initial processing, and are calculated as fixed values at the time of all-dimensional observer calculation.
Usually, the speed of the induction motor can be accurately estimated by using the all-dimensional magnetic flux speed observer 9. However, when the induction motor is likely to be magnetically saturated, the speed estimation value and the magnetic flux estimation value of the all-dimensional magnetic flux speed observer 9 do not coincide with the actual values of the motor, become unstable, and sometimes cannot be started. A problem occurs.
[0019]
The magnetic saturation characteristic of the induction motor is defined in advance by a magnetic saturation coefficient calculation circuit. Here, when the magnetic flux command is 100%, 1.0 is assumed, and the magnetic saturation coefficient k at the time of 70% magnetic flux command is_Φ ₁And magnetic saturation coefficient k at 130% magnetic flux command_Φ ₂Thus, the magnetic saturation characteristic is expressed by linear approximation. In the case of induction motors that are less susceptible to magnetic saturation, k_Φ ₁= 0.7, k_Φ ₂= 1.3. However, in the case of induction motors that are prone to magnetic saturation, k_Φ ₁<0.7, k_Φ ₂> 1.3, so that it is easy to be magnetically saturated._Φ ₁Is small, k_Φ ₂Becomes bigger. Here, magnetic flux command Φ_refAnd magnetic saturation coefficient k_ΦRatio k_m
k_m= Φ_ref/ k_Φ                                              ... (9)
Is close to 1, magnetic saturation is difficult, and magnetic saturation is likely to decrease as the value decreases from 1. Magnetic flux command Φ_refAnd magnetic saturation coefficient k_ΦRatio k_mIs the mutual inductance L_mShows the magnetic saturation characteristics.
[0020]
In this embodiment, this mutual inductance L_mIt is an object of the present invention to calculate the all-dimensional magnetic flux velocity observer 9 in consideration of the magnetic saturation characteristics.
Arbitrary magnetic flux command Φ_refMutual inductance L_mIs
L_m= L_m0k_m                                              (10)
However, L_m0Is the magnetic flux command Φ_ref= Mutual inductance at 100%
Calculated by This is a_r11, A_r12, A_i12, A_r21, A_r22, A_i22, B₁₁, G₁, G₂, G_Three, G_FourSubstituting into and calculating, it becomes a huge amount of calculation. Therefore, magnetic flux command Φ_ref= Mutual inductance L at 100%_m0From magnetic flux command Φ_ref= A at 100%_r110, A_r120, A_i120, A_r210, A_r220, A_i220, B₁₁₀, G_Ten, G₂₀, G₃₀, G₄₀Is calculated in advance and the magnetic flux command Φ_refWhen given
a_r11= A_r110
a_r12= A_r120/ K_m
a_i12= A_i120
a_r21= A_r210
a_r22= A_r220/ K_m
a_i22= A_i220
b₁₁= B₁₁₀
g₁= G_Ten
g₂= G₂₀
g_Three= G₃₀
g_Four= G₄₀
(11)
By changing the approximation so that the speed and the magnetic flux estimated value of the all-dimensional magnetic flux velocity observer 9 can be matched with the actual speed and magnetic flux of the induction motor, even in an induction motor that is likely to be magnetically saturated, It is possible to obtain a sensorless vector control method and control apparatus for an induction motor capable of accurately estimating the speed.
[0021]
Second Embodiment
Hereinafter, a second embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration of a sensorless vector control device for an AC motor according to the second embodiment.
A feature of the present embodiment is that an excitation current command i that is an output of the excitation current command calculation circuit 5 is obtained._drefTo use magnetic flux level Φ_lvlIs provided to the coefficient correction circuit 10. Other configurations are the same as those of the first embodiment shown in FIG.
In the first embodiment described above, an arbitrary magnetic flux command Φ_refFor the magnetic flux command Φ_refAnd magnetic saturation coefficient k_ΦRatio k_mIs corrected by the equation (8), the coefficient that changes due to the magnetic saturation characteristic among the elements of the A, B, G matrix of the all-dimensional magnetic flux velocity observer 9 is corrected by the equation (11). In this second embodiment, since the magnetic flux of the induction motor can only change with the secondary circuit time constant, the magnetic flux command Φ_refThis is because the actual magnetic flux cannot be tracked even if changes suddenly.
[0022]
The magnetic flux level Φ output from the magnetic flux model calculation circuit 12_lvlAnd magnetic saturation coefficient k_ΦRatio k_m
k_m= Φ_lvl/ k_Φ                                          (12)
To calculate the magnetic flux level Φ_lvl= A at 100%_r110, A_r120, A_i120, A_r210, A_r220, A_i220, B₁₁₀, G_Ten, G₂₀, G₃₀, G₄₀Is calculated in advance, and the magnetic flux level Φ_lvlWhen given
a_r11= A_r110
a_r12= A_r120/ K_m
a_i12= A_i120
a_r21= A_r210
a_r22= A_r220/ K_m
a_i22= A_i220
b₁₁= B₁₁₀
g₁= G_Ten
g₂= G₂₀
g_Three= G₃₀
g_Four= G₄₀
(13)
By changing the approximation so that the speed and the magnetic flux estimated value of the all-dimensional magnetic flux velocity observer 9 can be matched with the actual speed and magnetic flux of the induction motor, even in an induction motor that is likely to be magnetically saturated, It is possible to obtain a sensorless vector control method and control apparatus for an induction motor capable of accurately estimating the speed.
[0023]
In the first embodiment and the second embodiment described above, the primary current estimated value and the magnetic flux estimated value are estimated by the all-dimensional magnetic flux velocity observer. However, the voltage current equation is modified to change the primary current estimated value and the magnetic flux. A similar effect can be obtained by calculating an estimated value of the secondary field current, which is a current for making the current.
In the above embodiment, the input of the all-dimensional magnetic flux velocity observer is used as the output voltage command. However, the same effect can be obtained by substituting the voltage detection value using the voltage detector.
Furthermore, although the speed sensor-less control device has been proposed in the above-described embodiment, the same effect can be obtained even when a full-dimensional magnetic flux velocity observer is used to control magnetic flux in a control device with a speed sensor. The same effect can be obtained even when the speed estimation method is the method proposed in Japanese Patent Laid-Open No. 08-205599. In this embodiment, the magnetic saturation characteristics of the iron core saturation coefficient calculation circuit are approximated by arbitrary three points. However, the magnetic saturation characteristics are approximated by multiple functions, the magnetic saturation characteristics are given by arbitrary functions, or the magnetic saturation characteristics are tabulated. If you use that table, the effect will be greater.
[0024]
<Third Embodiment>
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a sensorless vector control apparatus for an AC motor according to the third embodiment.
The sensorless vector control device for an AC motor in the present embodiment converts a three-phase AC into a DC voltage by a power element, converts the DC voltage into an AC of an arbitrary frequency and voltage by a PWM control system, and outputs the AC voltage. And an induction motor 2 which is a kind of AC motor driven by the AC output from the power converter 1, a current detection circuit 3 for detecting a current flowing through the induction motor, and a current detected by the current detection circuit. Primary current detection value i after three-phase to two-phase conversion in the stator coordinate system_s _α, I_s _β, A speed deviation limit circuit 21 for limiting the deviation between the arbitrary speed command and the estimated speed of the induction motor, and zero the speed deviation, that is, the arbitrary speed command and the estimated speed of the induction motor. The speed control circuit 22 that outputs a torque current command so as to match the excitation current command i_drefAnd the torque current command i_qrefAnd the primary current detection value i_s _α, I_s _βAnd a speed estimation value ω output from the all-dimensional magnetic flux speed observer 9 described later._rhatAnd magnetic flux phase estimate θ_hatVector control calculation from the output voltage command V_s _α, V_s _βA vector control arithmetic circuit 7 for outputting the output voltage command V and the output voltage command V_s _α, V_s _βA switching pattern generation circuit 8 for generating a signal for driving the power converter 1 from the output voltage command V_s _α, V_s _βAnd the primary current detection value i_s _α, I_s _βIs used as an input, and the primary current estimated value i is solved by solving the voltage-current equation of the induction motor in the sequential form of an all-dimensional observer._s _α _hat, I_s _β _hatAnd estimated flux Φ_r _α _hat, Φ_r _β _hatAnd the detected primary current value i_s _α, I_s _βAnd the primary current estimated value i_s _α _hat, I_s _β _hatAnd the estimated magnetic flux Φ_r _α _hat, Φ_r _β _hatTo estimate the speed ω_rhatAnd magnetic flux phase estimate θ_hatIs provided with an all-dimensional magnetic flux velocity observer 9.
[0025]
In this embodiment, the all-dimensional magnetic flux velocity observer 9 is composed of an all-dimensional observer and a speed estimator derived from the voltage-current equation of the induction motor. All-dimensional observer
[Equation 5]

(14)
However,
a_r11= -R_s/ (σL_s)-(1-σ) / (στ_r)
a_r12=-(1 / ρ) ・ 1 / τ_r
a_i12= 1 / ρ
a_r21= L_m/ τ_r
a_r22= -1 / τ_r
a_i22= 1
b₁₁= 1 / σL_s
g₁= (L-1) (1 / σ) (R_s/ L_s+ 1 / τ_r)
g₂=-(L-1)
g_Three= L (L-1) (L_rR_s/ L_m)-(L-1) (L_sR_r/ L_m)
g_Four=-(L-1) ρ
σ = 1-L_m ²/ (L_s・ L_r)
τ_r= L_r/ R_r
ρ =-(σ · L_s・ L_r) / L_m
R_s: Primary resistance, R_r: Secondary resistance, L_m: Mutual inductance
L_s: Primary self-inductance, L_r: Secondary self-inductance
ω_rhat: Estimated speed, L: Observer gain
i_s _α: Primary current detection value α-axis component, i_s _β: Primary current detection value β-axis component
V_s _α: Primary voltage α-axis component, V_s _β: Primary voltage β-axis component
i_s _α _hat: Estimated primary current α-axis component, i_s _β _hat: Estimated primary current β-axis component
Φ_r _α _hat: Magnetic flux estimated value α-axis component, Φ_r _β _hat: Estimated magnetic flux β-axis component
The configuration is as follows.
[0026]
Primary current detection value i_s _α, I_s _βAnd primary current estimate i_s _α _hat, I_s _β _hatAnd estimated flux Φ_r _α _hat, Φ_r _β _hatTo estimate the speed ω_rhatThe
ω_rhat= k_ω _p{Φ_r _β _hat(i_s _α-i_s _α _hat)-Φ_r _α _hat(i_s _β-i_s _β _hat)}
+ K_ω _i∫ {Φ_r _β _hat(i_s _α-i_s _α _hat)-Φ_r _α _hat(i_s _β-i_s _β _hat)} dt
... (15)
Can be estimated.
Actually, in order to realize it on software, it is discretized and kT_s(T_s: Sampling time) Estimated speed ω_rhat(k) is the primary current detection value i._s _α(k), i_s _β(k) and estimated primary current i_s _α _hat(k), i_s _β _hat(k) and estimated magnetic flux Φ_r _α _hat(k), Φ_r _β _hat(15) is discretized from (k)
[Formula 6]

Can be estimated.
[0027]
Similarly, it is obtained from the retraction difference of the all-dimensional magnetic flux observer of equation (14).
[Expression 7]

... (17)
(K + 1) T_sEstimated primary current i_s _α _hat(k + 1), i_s _β _hat(k + 1) and estimated magnetic flux Φ_r _α _hat(k + 1), Φ_r _β _hatEstimate (k + 1). Also, the estimated phase value θ of the magnetic flux_hat(K + 1) is
θ_hat(K + 1) = tan^-1(Φ_r _β _hat(k + 1) / Φ_r _α _hat(k + 1)) (18)
Estimated by
[0028]
Next, features of the present embodiment will be described. In order to make the speed of the induction motor 2 coincide with an arbitrary speed command, the control apparatus estimates the speed with the above-described all-dimensional magnetic flux speed observer 9 and matches the estimated speed value with the arbitrary speed command. Yes. Normally, this method is not a problem, but when the induction motor 2 with small capacity and small inertia is accelerated rapidly without load, the speed changes during a minute time (sampling time). 9 is deviated from the actual speed of the induction motor 2. Then, the control becomes unstable, and a large current flows or operation is performed in an overslip state, causing problems that the induction motor 2 cannot be stably operated. Normally, a method of shortening the sampling time or improving the speed estimation method is taken, but it is assumed that this method cannot be realized due to various restrictions. This phenomenon is particularly likely to occur when the acceleration time is short or when the speed change amount is large, and this state is unlikely to occur when the speed change amount is small even if the acceleration time is short. Therefore, the time during which the all-dimensional magnetic flux velocity observer 9 can accelerate in the shortest time is measured in advance.
[0029]
Next, the shortest acceleration time is calculated from the single inertia of the induction motor 2 and the maximum torque that can be output. Then, the time in which the induction motor 2 can be accelerated in the shortest time is compared with the time in which the previously obtained all-dimensional magnetic flux velocity observer can be accelerated in the shortest time. The limit value of 21 is set as the maximum value. When the time that can be accelerated at the shortest time of the induction motor 2 is short, the time that can be accelerated at the shortest time of the induction motor 2 is subtracted from the time that the all-dimensional magnetic flux velocity observer 9 previously determined can be accelerated at the shortest time. A value obtained by multiplying the maximum value of the limit value of the speed deviation limit circuit 21 by the value divided by the shortest possible acceleration time is set as the limit value of the speed deviation limit circuit 21. In this way, not only can the acceleration in a time shorter than the time in which the all-dimensional magnetic flux velocity observer can accelerate in the shortest time be prevented, but the acceleration capability can be used to the maximum when the velocity deviation is small.
Thus, the speed deviation limit circuit 21 limits the speed deviation value input to the speed control circuit 22 from the time that the induction motor 2 can be accelerated in the shortest time and the time that the all-dimensional magnetic flux speed observer 9 can accelerate in the shortest time. A sensorless vector control method and control apparatus for an AC motor that can stably control the speed even when the motor 2 is suddenly accelerated or decelerated can be obtained.
[0030]
<Fourth embodiment>
FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a sensorless vector control device for an AC motor in the present embodiment.
The sensorless vector control device for an AC motor in the present embodiment converts a three-phase AC into a DC voltage by a power element, converts the DC voltage into an AC of an arbitrary frequency and voltage by a PWM control system, and outputs the AC voltage. An induction motor 2 that is a type of AC motor driven by the AC output from the power converter 1, a current detection circuit 3 for detecting the current flowing through the induction motor 2, and a current detected by the current detection circuit Current detection value i obtained by three-phase to two-phase conversion in the stator coordinate system_s _α, I_s _β, A speed deviation limit circuit 21 that limits a deviation between an arbitrary speed command and an estimated speed of the induction motor 2, and the speed deviation is zero, that is, an arbitrary speed command and the speed of the induction motor 2. A speed control circuit 22 that outputs a torque current command so that the estimated values match, and the excitation current command i_drefAnd the torque current command i_qrefAnd the primary current detection value i_s _α, I_s _βAnd the estimated speed value ω output from the speed estimator 23 described later._rhatVector control calculation from the output voltage command V_s _α, V_s _βA vector control arithmetic circuit 7 for outputting the output voltage command V and the output voltage command V_s _α, V_s _βA switching pattern generation circuit 8 for generating a signal for driving the power converter 1 from the output voltage command V_s _α, V_s _βAnd the primary current detection value i_s _α, I_s _βAs an input and the estimated speed ω of the induction motor 2_rhatIs provided.
[0031]
Next, features of the present embodiment will be described. In this control apparatus, in order to make the speed of the induction motor 2 coincide with an arbitrary speed command, the speed estimator 23 estimates the speed, and matches the estimated speed value with the arbitrary speed command. Normally, this method does not cause a problem, but when the induction motor 2 having a small capacity and a small inertia is accelerated rapidly without a load, the estimated speed value deviates from the actual speed of the induction motor 2. Then, the control becomes unstable, and a large current flows or the operation is performed in a step-out state, causing a problem that the induction motor 2 cannot be stably operated. This phenomenon is particularly likely to occur when the acceleration time is short or when the speed change amount is large, and this state is unlikely to occur when the speed change amount is small even if the acceleration time is short.
[0032]
Therefore, the time during which the speed estimator can accelerate in the shortest time is measured in advance. Next, the shortest acceleration time is calculated from the single inertia of the induction motor 2 and the maximum torque that can be output. Then, the time at which the induction motor 2 can be accelerated at the shortest time is compared with the time at which the previously obtained speed estimator can be accelerated at the shortest time. If the time at which the induction motor 2 can be accelerated at the shortest time is long, the speed deviation limit circuit 21 Set the limit value as the maximum value. When the time that can be accelerated at the shortest time of the induction motor 2 is short, the time that can be accelerated at the shortest time of the induction motor 2 is subtracted from the time that the speed estimator previously obtained can be accelerated at the shortest time, and this value is calculated as the shortest time of the induction motor 2 A value obtained by multiplying the value obtained by dividing the time that can be accelerated by the maximum value of the limit value of the speed deviation limit circuit 21 is set as the limit value of the speed deviation limit circuit 21.
[0033]
This not only prevents acceleration in a time shorter than the time that the speed estimator can accelerate in the shortest time, but also maximizes the acceleration capability when the speed deviation is small.
Thus, by limiting the speed deviation value input to the speed control circuit 22 by the speed deviation limit circuit 21 from the time that the induction motor 2 can be accelerated in the shortest time and the time that the speed estimator can accelerate in the shortest time, the speed deviation limit circuit 21 limits the induction motor 2. A sensorless vector control method and control apparatus for an AC motor that can stably control the speed even when sudden acceleration / deceleration is obtained.
In the above-described embodiment, an example in which an induction motor is used as an AC motor has been described. However, any AC motor can be used as long as it is a synchronous motor having a permanent magnet inside or an AC motor that can realize other vector control. Even if it exists, the same effect is acquired.
[0034]
【The invention's effect】
As described above, according to the first sensorless vector control method and control apparatus for an AC motor of the present invention, the speed estimation value and the flux estimation value of the all-dimensional magnetic flux speed observer are matched with the actual speed and magnetic flux of the AC motor. Therefore, even in an AC motor that is easily magnetically saturated, the speed can be estimated with high accuracy, and the speed accuracy and torque accuracy can be improved.
Further, according to the second sensorless vector control method and control apparatus for an AC motor of the present invention, the speed deviation input to the speed control means from the time that the AC motor can be accelerated in the shortest time and the time that the speed estimation means can accelerate in the shortest time. By limiting the value, there is an effect that the speed can be stably controlled even if the AC motor is suddenly accelerated or decelerated.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a sensorless vector control device for an AC motor according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram of an exciting current command calculation circuit in the first embodiment.
FIG. 3 is a block diagram of a torque current command calculation circuit in the first embodiment.
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a sensorless vector control device for an AC motor according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a sensorless vector control device for an AC motor according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a block diagram illustrating a configuration of a sensorless vector control device for an AC motor according to a fourth embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
1 Power converter
2 Induction motor
3 Current detection circuit
4 Coordinate transformation circuit
5 Excitation current command calculation circuit
6 Torque current command calculation circuit
7 Vector control arithmetic circuit
8 Switching pattern generator
9 All-dimensional magnetic flux velocity observer
10 Coefficient correction circuit
11 Magnetic saturation coefficient calculation circuit
12 Magnetic flux model calculation circuit
21 Speed deviation limit circuit
22 Speed control circuit
23 Speed estimator

Claims

交流電動機へ電力を出力する電力変換器と、
任意の磁束指令に対して、前記交流電動機の磁気飽和特性から励磁電流指令を演算する励磁電流指令演算手段と、
任意のトルク指令と前記磁束指令からトルク電流指令を演算するトルク電流指令演算手段と、
前記交流電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、
検出した電流を固定子座標系に座標変換する座標変換手段と、
前記励磁電流指令と前記トルク電流指令と前記座標変換された電流検出値と速度推定値と磁束位相推定値からベクトル制御演算し出力電圧指令を出力するベクトル制御演算手段と、
前記出力電圧指令から前記電力変換器をＰＷＭ駆動するための信号を作成するスイッチングパターン発生手段と、
前記出力電圧指令と前記座標変換された電流検出値から前記速度推定値と磁束位相推定値を推定する全次元磁束速度オブザーバを備えた交流電動機の制御方法において、
前記全次元磁束速度オブザーバで用いる行列式の係数を、磁束指令に応じて補正することを特徴とする交流電動機のセンサレスベクトル制御方法。A power converter that outputs power to an AC motor;
Excitation current command calculation means for calculating an excitation current command from the magnetic saturation characteristics of the AC motor for an arbitrary magnetic flux command,
Torque current command calculating means for calculating a torque current command from an arbitrary torque command and the magnetic flux command;
Current detecting means for detecting a current flowing in the AC motor;
Coordinate conversion means for converting the detected current into a stator coordinate system;
Vector control calculation means for performing vector control calculation from the excitation current command, the torque current command, the coordinate-converted current detection value, speed estimation value, and magnetic flux phase estimation value, and outputting an output voltage command;
Switching pattern generating means for generating a signal for PWM driving the power converter from the output voltage command;
In the control method of an AC motor provided with a full-dimensional magnetic flux speed observer for estimating the speed estimated value and the magnetic flux phase estimated value from the output voltage command and the coordinate-converted current detection value,
A sensorless vector control method for an AC motor, wherein a coefficient of a determinant used in the all-dimensional magnetic flux velocity observer is corrected according to a magnetic flux command.

前記行列式の係数は、前記交流電動機の相互インダクタンスの磁気飽和特性の変化に基づいて補正することを特徴とする請求項1記載の交流電動機のセンサレスベクトル制御方法。2. The sensorless vector control method for an AC motor according to claim 1, wherein the coefficient of the determinant is corrected based on a change in magnetic saturation characteristics of mutual inductance of the AC motor.

前記全次元磁束速度オブザーバで用いる行列式の係数を、前記励磁電流指令から演算された前記磁束レベルに応じて補正することを特徴とする請求項１または２に記載の交流電動機のセンサレスベクトル制御方法。3. The sensorless vector control method for an AC motor according to claim 1, wherein a coefficient of a determinant used in the all-dimensional magnetic flux velocity observer is corrected according to the magnetic flux level calculated from the excitation current command. .

交流電動機へ電力を出力する電力変換器と、
任意の磁束指令に対して、前記交流電動機の磁気飽和特性から励磁電流指令を演算する励磁電流指令演算手段と、
任意のトルク指令と前記磁束指令からトルク電流指令を演算するトルク電流指令演算手段と、
前記交流電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、
検出した電流を固定子座標系に座標変換する座標変換手段と、
前記励磁電流指令と前記トルク電流指令と前記座標変換された電流検出値と速度推定値と磁束位相推定値からベクトル制御演算し出力電圧指令を出力するベクトル制御演算手段と、
前記出力電圧指令から前記電力変換器をＰＷＭ駆動するための信号を作成するスイッチングパターン発生手段と、
前記出力電圧指令と前記座標変換された電流検出値から前記速度推定値と磁束位相推定値を推定する全次元磁束速度オブザーバを備えた交流電動機の制御装置において、
前記全次元磁束速度オブザーバで用いる行列式の係数を、磁束指令に応じて補正する係数補正手段を有することを特徴とする交流電動機のセンサレスベクトル制御装置。A power converter that outputs power to an AC motor;
Excitation current command calculation means for calculating an excitation current command from the magnetic saturation characteristics of the AC motor for an arbitrary magnetic flux command,
Torque current command calculating means for calculating a torque current command from an arbitrary torque command and the magnetic flux command;
Current detecting means for detecting a current flowing in the AC motor;
Coordinate conversion means for converting the detected current into a stator coordinate system;
Vector control calculation means for performing vector control calculation from the excitation current command, the torque current command, the coordinate-converted current detection value, speed estimation value, and magnetic flux phase estimation value, and outputting an output voltage command;
Switching pattern generating means for generating a signal for PWM driving the power converter from the output voltage command;
In the control device for an AC motor including a full-dimensional magnetic flux speed observer that estimates the speed estimated value and the magnetic flux phase estimated value from the output voltage command and the coordinate-converted current detection value,
A sensorless vector control apparatus for an AC motor, comprising coefficient correction means for correcting a coefficient of a determinant used in the all-dimensional magnetic flux velocity observer according to a magnetic flux command.

前記係数補正手段は、前記交流電動機の相互インダクタンスの磁気飽和特性の変化に基づいて前記係数を補正するものであることを特徴とする請求項４記載の交流電動機のセンサレスベクトル制御装置。5. The sensorless vector control apparatus for an AC motor according to claim 4, wherein the coefficient correction means corrects the coefficient based on a change in magnetic saturation characteristics of mutual inductance of the AC motor.

前記励磁電流指令から磁束レベルを演算する磁束モデル演算手段と、
前記磁束レベルに応じて、前記全次元磁束速度オブザーバで用いる行列式の係数を補正する係数補正手段を有することを特徴とする請求項４または５に記載の交流電動機のセンサレスベクトル制御装置。Magnetic flux model calculating means for calculating a magnetic flux level from the excitation current command;
6. The sensorless vector control device for an AC motor according to claim 4, further comprising coefficient correction means for correcting a coefficient of a determinant used in the all-dimensional magnetic flux velocity observer according to the magnetic flux level.

交流電動機へ電力を出力する電力変換器と、
前記交流電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、
検出した電流を固定子座標系に座標変換する座標変換手段と、
任意の速度指令と前記交流電動機の速度推定値が一致するようにトルク電流指令を出力する速度制御手段と、
任意の励磁電流指令、前記トルク電流指令、前記座標変換された電流検出値、速度推定値、および磁束位相推定値からベクトル制御演算し出力電圧指令を出力するベクトル制御演算手段と、
前記出力電圧指令から前記電力変換器をＰＷＭ駆動するための信号を作成するスイッチングパターン発生手段と、
前記出力電圧指令と前記座標変換された電流検出値から前記速度推定値と前記磁束位相推定値を推定する速度推定手段とを備えた交流電動機の制御方法において、
前記速度制御手段の入力となる前記任意の速度指令と前記速度推定値の偏差である速度偏差を前記速度制御手段に入力する際に、前記速度推定手段の能力以上の加速が発生しないように前記速度偏差をリミットして、前記速度制御手段に入力することを特徴とする交流電動機のセンサレスベクトル制御方法。A power converter that outputs power to an AC motor;
Current detecting means for detecting a current flowing in the AC motor;
Coordinate conversion means for converting the detected current into a stator coordinate system;
Speed control means for outputting a torque current command so that an arbitrary speed command and a speed estimation value of the AC motor coincide with each other;
A vector control calculation means for performing a vector control calculation from an arbitrary excitation current command, the torque current command, the coordinate-converted current detection value, a speed estimation value, and a magnetic flux phase estimation value, and outputting an output voltage command;
Switching pattern generating means for generating a signal for PWM driving the power converter from the output voltage command;
In a control method for an AC motor comprising: the speed estimation unit that estimates the speed estimation value and the magnetic flux phase estimation value from the output voltage command and the coordinate-converted current detection value;
When inputting a speed deviation, which is a deviation between the arbitrary speed command serving as an input of the speed control means and the speed estimation value, to the speed control means, the acceleration is not generated more than the capacity of the speed estimation means. A sensorless vector control method for an AC motor, wherein a speed deviation is limited and input to the speed control means.

前記速度推定手段は、全次元オブザーバと速度推定器から構成された全次元磁束速度オブザーバである請求項７記載の交流電動機のセンサレスベクトル制御方法。The sensorless vector control method for an AC motor according to claim 7, wherein the speed estimation means is a full-dimensional magnetic flux speed observer composed of a full-dimensional observer and a speed estimator.

交流電動機へ電力を出力する電力変換器と、
前記交流電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、
検出した電流を固定子座標系に座標変換する座標変換手段と、
任意の速度指令と前記交流電動機の速度推定値が一致するようにトルク電流指令を出力する速度制御手段と、
任意の励磁電流指令、前記トルク電流指令、前記座標変換された電流検出値、速度推定値、および磁束位相推定値からベクトル制御演算し出力電圧指令を出力するベクトル制御演算手段と、
前記出力電圧指令から前記電力変換器をＰＷＭ駆動するための信号を作成するスイッチングパターン発生手段と、
前記出力電圧指令と前記座標変換された電流検出値から前記速度推定値と前記磁束位相推定値を推定する速度推定手段とを備えた交流電動機の制御装置において、
前記速度制御手段の入力となる前記任意の速度指令と前記速度推定値の偏差である速度偏差を前記速度制御手段に入力する際に、全次元磁束速度オブザーバの速度推定能力以上の加速が発生しないように前記速度偏差をリミットして、前記速度制御手段に入力する速度偏差リミット手段を有することを特徴とする交流電動機のセンサレスベクトル制御装置。A power converter that outputs power to an AC motor;
Current detecting means for detecting a current flowing in the AC motor;
Coordinate conversion means for converting the detected current into a stator coordinate system;
Speed control means for outputting a torque current command so that an arbitrary speed command and a speed estimation value of the AC motor coincide with each other;
A vector control calculation means for performing a vector control calculation from an arbitrary excitation current command, the torque current command, the coordinate-converted current detection value, a speed estimation value, and a magnetic flux phase estimation value, and outputting an output voltage command;
Switching pattern generating means for generating a signal for PWM driving the power converter from the output voltage command;
In the control device for an AC electric motor comprising the speed estimation means for estimating the speed estimated value and the magnetic flux phase estimated value from the output voltage command and the coordinate-converted current detection value,
When a speed deviation, which is a deviation between the arbitrary speed command serving as an input of the speed control means and the estimated speed value, is input to the speed control means, acceleration exceeding the speed estimation capability of the all-dimensional magnetic flux speed observer does not occur. A sensorless vector control device for an AC motor, comprising: a speed deviation limit means for limiting the speed deviation and inputting the speed deviation to the speed control means.

前記速度推定手段は、全次元オブザーバと速度推定器から構成された全次元磁束速度オブザーバである請求項９記載の交流電動機のセンサレスベクトル制御装置。10. The sensorless vector control device for an AC motor according to claim 9, wherein the speed estimation means is a full-dimensional magnetic flux speed observer composed of a full-dimensional observer and a speed estimator.