JP4606264B2 - ノイズキャンセラ - Google Patents

Description

本発明は、ノイズキャンセラに関し、とくに元の信号の波形を高い精度で再現できるようにする技術に関する。

特許文献１には、受信信号からパルスノイズを検出するパルスノイズ検出回路と、検出されたパルスノイズをピークホールドし、その値が所定の閾値以上となった場合に所定時間ゲート制御信号を発生させるゲート制御回路と、ゲート制御信号発生中に受信信号をゲートしてパルスノイズを除去するゲート回路と、を備え、パルスノイズの検出に応じてパルスノイズ検出回路からゲート制御回路への伝送路を遮断するノイズキャンセラが開示されている。また特許文献２には、ノイズが重畳する部分を前向き線形予測を行って予測した信号に置き換えることによりＦＭ受信機の音質低下を抑制する技術が開示されている。
特開平６−１１２８５３号公報 特開２０００−２７８１５３号公報

上記のように前向き線形予測によって信号を予測する場合には、前向き線形予測の根拠として用いた値（以下、根拠値という）と、予測した値（以下、前向き線形予測値という）との間の時間差が大きい程、誤差が拡大してしまう。例えば、図９において、同図に示す受信信号の波形（図中、実線で示す波形）うち、ノイズを含むｔ_１〜ｔ_２の区間における信号を、根拠値ｘ_１，ｘ_２, …, ｘ_Ｍに基づく前向き線形予測によって予測した前向き線形予測値Ｘ_Ｍ＋１, Ｘ_Ｍ＋２, … , Ｘ_Ｍ＋Ｎによって求めた信号（図中、点線で示す信号）に置き換えることによりノイズが混入しない場合の信号（以下、元信号という）を再現しようとする場合、ｔ_２に近づく程、根拠値と前向き線形予測値との間の誤差が拡大し、ｔ_２の近傍では前向き線形予測値によって予測した再生信号の波形の元信号からの乖離が著しくなる。ここでこのような乖離は、例えばＡＭ受信機の再生音質を低下させる。

本発明はこのような問題に鑑みてなされたもので、元の信号の波形を高い精度で再現することが可能なノイズキャンセラを提供することを目的とする。

上記目的を達成するための本発明のうち主たる発明は、ノイズキャンセラであって、受信信号のうちノイズを含む区間についての前向き線形予測を行う前向き線形予測処理部と、前記ノイズを含む区間についての後ろ向き線形予測を行う後ろ向き線形予測処理部と、前記前向き線形予測によって求められる前向き線形予測値と前記後ろ向き線形予測によって求められる後ろ向き線形予測値とに基づいて、前記ノイズを含む区間の信号を置換する信号である置換信号を生成する信号生成部と、前記受信信号にノイズが含まれているかどうかを示すノイズ検出信号に基づいて、前記受信信号にノイズが含まれている区間は前記置換信号を出力し、前記受信信号にノイズが含まれていない区間は前記受信信号を出力する出力切換制御部と、を含むこととする。

このように、本発明のノイズキャンセラは、前向き線形予測と後ろ向き線形予測の双方によって信号を予測するため、元の信号の波形を高い精度で再現することが可能となり、例えば受信機の再生音の音質を向上させることが可能となる。

本発明によれば、元の信号の波形を高い精度で再現することができる。

以下、本発明の実施形態につき詳細に説明する。図１に本発明の一実施形態として説明する車載用ＡＭ放送受信機１のブロック構成を示している。ＡＭ放送受信機１は、ＡＭ放送の電波を受信するアンテナ１０、同調回路及び高周波増幅回路を含むフロントエンド（ＦＥ）回路１１、中間周波増幅回路を含むＩＦ回路１２、ＡＭ検波を行う検波回路１３、除去対象となるノイズの有無を検出するノイズ検出回路１４、ノイズキャンセラ１５、低周波増幅回路を含むＡＦ回路１６、及び音声を出力するスピーカ１７等を含んで構成されている。

上記ＡＭ放送受信機１におけるノイズ検出回路１４のブロック構成を図２に示す。ノイズ検出回路１４は、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）１４１、全波整流回路１４２、リミッタ回路１４３、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１４４、アンプ１４５、及び比較器１４６を含んで構成されている。図３（ａ）は、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）１４１の入力信号、すなわちＩＦ回路１２から出力されノイズ検出回路１４に入力される信号の波形の一例である。この信号には、区間ｔ_１〜ｔ_２において比較的大きなノイズが含まれている。

図３（ｂ）は、図３（ａ）に示す信号がハイパスフィルタ（ＨＰＦ）１４１を通過した後の波形であり、図３（ｃ）は全波整流回路１４２を通過した後の波形である。全波整流回路１４２から出力された信号は、リミッタ回路１４３に入力される。リミッタ回路１４３では、あらかじめ設定された閾値以上の成分がカットされ、図３（ｄ）に示す波形からなる信号が得られる。図３（ｄ）に示す波形はさらにローパスフィルタ（ＬＰＦ）１４４を通過して、図３（ｅ）に示す波形に整形され、さらにアンプ１４５によって図３（ｃ）の信号レベルを超えない増幅率で増幅されて図３（ｆ）に示す波形からなる信号が得られる。

比較器１４６は、全波整流回路１４２から入力される図３（ｃ）に示す信号と、アンプ１４５から入力される図３（ｆ）に示す信号とを比較し、図３（ｃ）に示す信号が図３（ｆ）に示す信号より大であれば「１」となり、図３（ｃ）に示す信号が図３（ｆ）に示す信号以下であれば「０」となる例えば図３（ｇ）に示すデジタル信号を生成する（なお、図３（ｃ）に示す信号が図３（ｆ）に示す信号より大であれば「０」となり、図３（ｃ）に示す信号が図３（ｆ）に示す信号以下であれば「１」となるデジタル信号を出力する構成とすることもできる）。このようにして、ノイズ検出回路１４から、ＩＦ回路１２から入力される信号に所定の大きさのノイズが含まれているかどうかを示す信号（以下、ノイズ検出信号という）が出力される。

図４に上記ＡＭ放送受信機１におけるノイズキャンセラ１５のブロック構成を示している。ノイズキャンセラ１５は、検波回路１３から出力される信号を記憶するバッファ１５１（第１のバッファ）、ノイズ検出回路１４から出力されるノイズ検出信号を記憶するバッファ１５２（第２のバッファ）、窓関数（Window Function）に関する処理を行う窓関数処理部１５３、線形予測係数を算出する線形予測算出部１５４、前向き線形予測に関する処理を行う前向き線形予測処理部１５５、後ろ向き線形予測に関する処理を行う後ろ向き線形予測処理部１５６、信号生成部１５７、及び出力切換制御部１５９を含んで構成されている。なお、ノイズキャンセラ１５は、例えばＤＳＰ（Digital Signal Processor）を用いて構成されている。

ノイズキャンセラ１５は、検波回路１３から出力される信号のうちノイズを含む区間の信号を、前向き線形予測を行って得られる前向き線形予測値と、後ろ向き線形予測を行って得られる後ろ向き線形予測値とに基づいて生成した信号（以下、置換信号という）に置換することによりノイズを除去（キャンセル）する。図５はノイズキャンセラ１５の動作を説明するための、ノイズを含んだ信号の波形（図中、実線で示した波形）の一例である。この信号にはｔ１〜ｔ２の区間にノイズが含まれている。ノイズキャンセラ１５は、この信号から前向き線形予測のための根拠値 ｘ_１，ｘ_２, …, ｘ_Ｍをサンプリングし、サンプリングした根拠値ｘ_１，ｘ_２, …, ｘ_Ｍを次式(1)に代入することによりＮ個の前向き線形予測値 ｙ_Ｍ＋１, ｙ_Ｍ＋２, … , ｙ_Ｍ＋Ｎを求める。

またノイズキャンセラ１５は、上記信号から後ろ向き線形予測のための根拠値ｘ_２Ｍ＋Ｎ, ｘ_{２Ｍ＋Ｎ−１}, … , ｘ_{Ｍ＋Ｎ＋１}をサンプリングし、サンプリングした根拠値ｘ_２Ｍ＋Ｎ, ｘ_{２Ｍ＋Ｎ−１}, … , ｘ_{Ｍ＋Ｎ＋１}を次式(2)に代入することによりＮ個の後ろ向き線形予測値ｚ_Ｍ＋Ｎ, ｚ_{Ｍ＋Ｎ−１}, … , ｚ_Ｍ＋１を求める。

なお、式(1)において、Ｍ−i＋１ ＜ １、 すなわち i＞Ｍのとき、１項目の総和（Σ）の値は０とし、またＭ-ｉ＋２＞Ｍ、 すなわちｉ＝１ のとき、２項目の総和（Σ）の値は０とする。また式(2)において、Ｍ−ｉ＋１＜ 1、 すなわちi＞Ｍのとき、１項目の総和（Σ）の値は０とし、またＭ−ｉ＋２＞Ｍ、すなわちｉ＝１のとき、２項目の総和（Σ）の値は０とする。また式(1)、式(2)における線形予測係数ａ_ｋ ^［Ｍ］は、バッファ１５１に記憶されている信号にバッファサイズに適した窓関数を適用（乗算）して得られるデータに基づいて、例えばLevinson-Durbinの帰納法やYule-Walkerの方程式を適用することによって求めることができる。

次に、ノイズキャンセラ１５は、前向き線形予測を行って得られる前向き線形予測値ｙ_Ｍ＋１, ｙ_Ｍ＋２, … , ｙ_Ｍ＋Ｎと後ろ向き線形予測を行って得られる後ろ向き線形予測値ｚ_Ｍ＋Ｎ, ｚ_{Ｍ＋Ｎ−１}, … , ｚ_Ｍ＋１とに基づいて、上記補間区間の信号を置換する上記置換信号を生成する。ここで置換信号の生成は、例えば次式(3)により所定の内分比ｃ_１：ｃ_２（ｃ_１，ｃ_２＞０）で内分した値Ｘ_Ｍ＋i（ｉ＝１，２, …，Ｎ）を置換信号とすることにより行う。図５にこのようにして生成された置換信号の一例を示している（図５の破線部分で示した波形）。

内分比ｃ_１：ｃ_２は、前向き線形予測値と後ろ向き線形予測値とが滑らかに接続するような値に設定される。例えば内分比ｃ_１：ｃ_２は、ｃ_１とｃ_２の関係が図６Ａに示すように元の信号の時間軸に対して１次関数の関係となるように設定することができる。また内分比ｃ_１：ｃ_２は、図６Ｂに示すようにｃ_１とｃ_２の関係が元の信号の時間軸に対して３次関数の関係となるように設定することもできる。このように前向き線形予測値と後ろ向き線形予測値とが滑らかに接続されるように内分比ｃ_１：ｃ_２を設定することで、ＡＭ放送受信機１の再生音の音質を向上させることができる。

次に、図７に示すフローチャートとともにノイズキャンセラ１５の具体的な動作について説明する。図７のＳ７１１の処理において、ノイズキャンセラ１５は、検波回路１３から入力される信号を受信してバッファ１５１に記憶する。またノイズキャンセラ１５は、ノイズ検出回路１４から出力されるノイズ検出信号をバッファ１５２に記憶する（Ｓ７１１）。なお、ノイズキャンセラ１５は、所定のデータサイズのデータブロック単位でバッファ１５１に記憶するための信号を取り込む。またノイズキャンセラ１５は、ノイズ検出の対象となるデータブロックとともに当該データブロックに含まれる信号に時間的に前または後に連続する信号を含む他のデータブロックをバッファ１５１に併存して記憶する。これによりバッファ１５１には少なくとも補間区間における前向き線形予測値ｙ_Ｍ＋１, ｙ_Ｍ＋２, … , ｙ_Ｍ＋Ｎを生成するための根拠値ｘ_１，ｘ_２, …, ｘ_Ｍ、及び後ろ向き線形予測値ｚ_Ｍ＋Ｎ, ｚ_{Ｍ＋Ｎ−１}, … , ｚ_Ｍ＋１を生成するための根拠値ｘ_２Ｍ＋Ｎ, ｘ_{２Ｍ＋Ｎ−１}, … , ｘ_{Ｍ＋Ｎ＋１}の双方を含む区間に相当する分の信号が記憶され、例えばあるデータブロックの先頭又は末尾の近傍にノイズが含まれているような場合であっても、前向き線形予測値を生成するための根拠値ｘ_１，ｘ_２, …, ｘ_Ｍ及び後ろ向き線形予測値を生成するための根拠値ｘ_２Ｍ＋Ｎ, ｘ_{２Ｍ＋Ｎ−１}, … , ｘ_{Ｍ＋Ｎ＋１}が必ずバッファ１５１に存在していることになる。

続くＳ７１２の処理では、出力切換制御部１５９が、バッファ１５２に記憶されているノイズ検出信号に「ノイズ有」を示す信号が含まれていないかどうかを判断している（Ｓ７１２）。ここでノイズ検出信号に「ノイズ有」を示す信号が含まれていない場合には（Ｓ７１２：無し）、Ｓ７１９に進む。従って、この場合はバッファ１５１に記憶されている信号がそのままＡＦ回路１６に出力される。

一方、Ｓ７１２の処理において、ノイズ検出信号に「ノイズ有」を示す信号が含まれていた場合には（Ｓ７１２：有り）、Ｓ７１３の処理に進む。Ｓ７１３では、窓関数処理部１５３によって、バッファ１５１に記憶されている信号に窓関数を適用（乗算）している（Ｓ７１３）。なお、窓関数としては、上記ノイズ検出の対象となるデータブロックのサイズに適したものが用いられる。続くＳ７１４の処理では、線形予測係数算出部１５４が、窓関数が適用された上記信号に基づいて線形予測係数ａ_ｋ ^［Ｍ］を算出している（Ｓ７１４）。線形予測係数ａ_ｋ ^［Ｍ］の具体的な算出方法については後述する。Ｓ７１５の処理では、前向き線形予測処理部１５５が前向き線形予測値ｙ_Ｍ＋１, ｙ_Ｍ＋２, … , ｙ_Ｍ＋Ｎを算出している（Ｓ７１５）。またＳ７１６の処理では、後ろ向き線形予測処理部１５６が後ろ向き線形予測値ｚ_Ｍ＋１, ｚ_Ｍ＋２, … , ｚ_Ｍ＋Ｎを算出している（Ｓ７１６）。次のＳ７１７の処理では、信号生成部１５７が、Ｓ７１５で求めた前向き線形予測値ｙ_Ｍ＋１, ｙ_Ｍ＋２, … , ｙ_Ｍ＋Ｎと、Ｓ７１６で求めた後ろ向き線形予測値ｚ_Ｍ＋Ｎ, ｚ_{Ｍ＋Ｎ−１}, … , ｚ_Ｍ＋１とを、所定の内分比ｃ_１：ｃ_２で内分することにより置換信号を生成している（Ｓ７１７）。またＳ７１８では、置換処理部１５８がバッファ１５１に記憶されている信号の補間区間における信号を置換信号に置換している（Ｓ７１８）。

Ｓ７１９の処理では、出力切換制御部１５９が、バッファ１５１に記憶されている信号をＡＦ回路１６に出力している（Ｓ７１９）。なお、Ｓ７１２において、ノイズ検出信号に「ノイズ有」を示す信号が含まれていた場合には（Ｓ７１２：有り）、Ｓ７１８において補間区間が置換された信号がＡＦ回路１６に出力されることになる。またＳ７１２において、ノイズ検出信号に「ノイズ有」を示す信号が含まれていない場合には（Ｓ７１２：無し）、検波回路１３からバッファ１５１に取り込まれた信号がそのままＡＦ回路１６に出力されることになる。

続くＳ７２０の処理では、ノイズキャンセラ１５が、次の信号の取り込みに備えてバッファ１５１及びバッファ１５２の内容を初期化（クリア）している（Ｓ７２０）。

次にＳ７１４における上記線形予測係数の算出処理を図８に示すフローチャートとともに説明する。なお、線形予測係数算出部１５４は、Levinson-Durbinの帰納法を用いて線形予測係数を算出するものとする。まず図８に示すＳ８１１の処理では、線形予測係数算出部１５４が、バッファ１５１に記憶されている信号ｖ_ｌ（ｌ＝1,２，・・・，Ｌ）全てをサンプリングしている。なお、Ｌはバッファサイズである（Ｓ８１１）。Ｓ８１２の処理では、線形予測係数算出部１５４が、サンプリングした根拠値ｖ_ｌ（ｌ＝1,２,・・・，Ｌ）を次の式(4)に代入することにより自己相関関数ｒ_ｊ（ｊ＝０，１，・・・，Ｍ）を求めている（Ｓ８１２）。

続くＳ８１３の処理では、後続する処理の前準備としてa_０ ^[０] = 1, α_０ ＝ r_０ としている（Ｓ８１３）。

Ｓ８１４は、第１のループの開始位置である。第１のループでは、ｍの値を０からＭ−１まで変化させている（Ｓ８１４）。Ｓ８１５の処理では、次の式(5)によってβmを求めている（Ｓ８１５）。

Ｓ８１６では、次の式(6)によってＫ_ｍ＋１を求めている（Ｓ８１６）。またa_０ ^[m＋１]＝１としている。
Ｋ_ｍ＋１＝−β_ｍ／α_ｍ ・・・(6)

Ｓ８１７は、第２のループの開始位置である。第２のループでは、ｋの値を１からｍ＋１まで変化させている（Ｓ８１７）。Ｓ８１８の処理では、次の式(7)によって線形予測係数ａ_ｋ ^[ｍ＋１]を求めている（Ｓ８１８）。
ａ_ｋ ^[ｍ＋１] ＝ ａ_ｋ ^[ｍ]＋Ｋ_ｍ＋１ａ_{ｍ＋１−ｋ} ^[ｍ] ・・・(7)

Ｓ８１９は第２のループの終了位置である（Ｓ８１９）。Ｓ８２０の処理では、次の式(8)によってα_ｍ＋１ を求めている（Ｓ８２０）。
α_ｍ＋１ ＝（ 1−Ｋ_ｍ＋１ ^２）α_ｍ ・・・(8)

Ｓ８２１は第１のループの終了位置である（Ｓ８２１）。
Ｓ８２２では、線形予測係数算出部１５４が、以上のようにして求めた線形予測係数ａ_１ ^[Ｍ]，ａ_２ ^[Ｍ]，・・・，ａ_Ｍ ^[Ｍ]を、前向き線形予測処理部１５５及び後ろ向き線形予測処理部１５６に出力している（Ｓ８２２）。

以上に説明したように、本実施形態のノイズキャンセラ１５は、前向き線形予測と後ろ向き線形予測の双方によって信号を予測している。このため、元の信号の波形を高い精度で再現することが可能となり、これによりＡＭ放送受信機１の再生音の音質を向上させることができる。

なお、本発明の一実施形態につき詳細に説明したが、以上の実施形態の説明は本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定するものではない。本発明はその趣旨を逸脱することなく、変更、改良され得ると共に本発明にはその等価物が含まれることは勿論である。

例えばノイズキャンセラ１５は、ＤＳＰ以外にも、ＭＰＵ（Micro Processor Unit）、ハードウエアロジック等を用いて構成することもできる。またバッファ１５１及びバッファ１５２は、図４に示すようにノイズキャンセラ１５に内蔵されていてもよいし、ノイズキャンセラ１５とは別体であってもよい。またノイズ検出信号の生成は、上述したようにＩＦ回路１２の出力信号以外にも、ＦＥ回路１１の出力信号や検波回路１３の出力信号等に基づいて生成することもできる。本実施形態のノイズキャンセラ１５は、例えば本発明はＡＭ受信機だけでなくＦＭ受信機に適用することもできる。

ところで、短い時間区間にノイズ部分（ノイズを含む区間）が複数箇所含まれていた場合には、短い時間間隔で自己相関関数を何度も計算を行うことになり、ノイズキャンセラ１５の処理負荷が増大することとなる。そこで、このような処理負荷の増大を防ぐべく、所定の時間区間Δｔにおいてサンプリングした根拠値に基づいて前記前向き線形予測又は前記後ろ向き線形予測における一組の線形予測係数を求め、その線形予測係数によって上記時間区間Δｔにおいて置換対象となる複数（又は全ての）のノイズ部分についての置換信号を生成するように、すなわち、上記時間区間Δｔにおいて置換対象となる複数（又は全ての）のノイズ部分についての置換信号を同じ上記一組の線形予測係数に基づいて算出するようにしてもよい。このようにすれば、上記時間区間Δｔより短い時間間隔で線形予測係数の計算が行われることがなくなり、処理負荷の増大を防ぐことができる。

本発明の一実施形態による車載用ＦＭ放送受信機１のブロック構成を示す図である。 本発明の一実施形態によるノイズ検出回路１４のブロック構成を示す図である。 本発明の一実施形態によるノイズ検出回路１４の各部から出力される信号の波形を示す図である。 本発明の一実施形態によるノイズキャンセラ１５のブロック構成を示す図である。 本発明の一実施形態によるノイズキャンセラ１５の動作を説明するためのノイズを含んだ信号の一例を示す図である。 本発明の一実施形態による前向き線形予測値と後ろ向き線形予測値とに基づいて置換信号を生成する際の内分比ｃ_１：ｃ_２の一例を示す図である。 本発明の一実施形態による前向き線形予測値と後ろ向き線形予測値とに基づいて置換信号を生成する際の内分比ｃ_１：ｃ_２の一例を示す図である。 本発明の一実施形態によるノイズキャンセラ１５の具体的な動作を説明するフローチャートである。 本発明の一実施形態による線形予測係数の算出処理を説明するフローチャートである 前向き線形予測による予測誤差の拡大を説明する図である。

符号の説明

１１ ＦＥ回路
１２ ＩＦ回路
１３ 検波回路
１４ ノイズ検出回路
１５ ノイズキャンセラ
１６ ＡＦ回路
１５１ バッファ
１５２ バッファ
１５３ 窓関数処理部
１５４ 線形予測係数算出部
１５５ 前向き線形予測処理部
１５６ 後ろ向き線形予測処理部
１５７ 信号生成部
１５９ 出力切換制御部

Claims (8)

1. 受信信号のうちノイズを含む区間についての前向き線形予測を行う前向き線形予測処理部と、
   前記ノイズを含む区間についての後ろ向き線形予測を行う後ろ向き線形予測処理部と、
   前記前向き線形予測によって求められる前向き線形予測値と前記後ろ向き線形予測によって求められる後ろ向き線形予測値とに基づいて、前記ノイズを含む区間の信号を置換する信号である置換信号を生成する信号生成部と、
   前記受信信号にノイズが含まれているかどうかを示すノイズ検出信号に基づいて、前記受信信号にノイズが含まれている区間は前記置換信号を出力し、前記受信信号にノイズが含まれていない区間は前記受信信号を出力する出力切換制御部と、
   を含むこと
   を特徴とするノイズキャンセラ。
2. 請求項１に記載のノイズキャンセラであって、
   前記信号生成部は、前記前向き線形予測値と前記後ろ向き線形予測値とを所定の内分比により内分することにより前記置換信号を求めること
   を特徴とするノイズキャンセラ。
3. 請求項２に記載のノイズキャンセラであって、
   前記内分比は、前記信号の時間軸に対して１次関数の関係となるように設定されることを特徴とするノイズキャンセラ。
4. 請求項２に記載のノイズキャンセラであって、
   前記内分比は、前記信号の時間軸に対して３次関数の関係となるように設定されることを特徴とするノイズキャンセラ。
5. 請求項１に記載のノイズキャンセラであって、
   前向き線形予測値を生成するための根拠値と前記後ろ向き線形予測値を生成するための根拠値とを含む前記受信信号を記憶するバッファを含むこと
   を特徴とするノイズキャンセラ。
6. 請求項５に記載のノイズキャンセラであって、
   前記バッファに所定のデータサイズからなるデータブロック単位で前記受信信号を取り込み、前記バッファに時間的に前又は後に連続する前記受信信号を含んだ複数のデータブロックを併存して記憶すること
   を特徴とするノイズキャンセラ。
7. 請求項１に記載のノイズキャンセラであって、
   前記前向き線形予測又は前記後ろ向き線形予測における線形予測係数を、Levinson-Durbinの帰納法又はYule-Walkerの方程式によって求めること
   を特徴とするノイズキャンセラ。
8. 請求項１に記載のノイズキャンセラであって、
   所定の時間区間内のサンプリング値に基づいて一組の線形予測係数を求める線形予測係数算出部を更に備え、
   前記前向き線形予測処理部は、
   前記一組の線形予測係数を用いて前向き線形予測を行い、
   前記後ろ向き線形予測処理部は、
   前記一組の線形予測係数を用いて後ろ向き線形予測を行い、
   前記信号生成部は、
   前記前向き線形予測処理部によって求められる前向き線形予測値と前記後ろ向き線形予測処理部によって求められる後ろ向き線形予測値とに基づいて、前記所定の時間区間内における置換対象となる前記ノイズを含む区間の信号を置換する信号を生成すること、
   を特徴とするノイズキャンセラ。

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