JP4593503B2 - 偶高調波ミクサおよびそのバンドパスフィルタ - Google Patents

Description

本発明は、偶高調波ミクサに関するものであり、特に、無線通信システムやレーダシステムの送受信装置等に適用可能な偶高調波ミクサおよびそのバンドパスフィルタに関するものである。

無線通信システムやレーダシステムの送受信装置等に適用可能な分波回路および偶高調波ミクサを開示した文献として、下記に示す特許文献１，２などが存在する。

例えば、特許文献１では、２つのダイオードを互いに逆極性で並列接続してなるアンチパラレルダイオードペアと、局部発振波の周波数では短絡状態になり且つ信号波の周波数では開放状態になる、集中定数のインダクタ、キャパシタの組合せにより構成された第１の分波回路と、局部発振波の周波数では開放状態になり且つ信号波の周波数では短絡状態になる、集中定数のインダクタ、キャパシタの組合せにより構成された第２の分波回路とを備えるように構成した偶高調波ミクサの各種構成例が開示されている。この偶高調波ミクサでは、スタブを使用せずに集中定数素子を用いて分波回路を構成しているので、低周波帯において、装置サイズが増大することを抑制している。

また、特許文献２では、従来アンチパラレルダイオードペアの一方をＤＣ（低周波）的に接地し、他方からのみＩＦ信号を取り出していた偶高調波ミクサ構成に対し、双方を高域通過型のフィルタによってＩＦ信号の短絡を除去し、アンチパラレルダイオードペアの双方の接続端に、ＩＦ信号の通過を許可する一方で、ＲＦ信号およびＬＯ信号の通過を阻止するＲＦ／ＬＯ阻止回路を接続し、それぞれのＲＦ／ＬＯ阻止回路から逆相関係のＩＦ信号を引き出すようにした偶高調波ミクサの構成例が開示されている。この偶高調波ミクサでは、上記第１、第２の分波回路の各出力を平衡信号として用いることが可能であり、ＩＦ信号を平衡信号に変換する特別なバランを設ける必要がなくなるので、送受信装置等が大型化するのを抑制している。

特開平０８−２４２１２３号公報 特開２０００−２５２７５３号公報

ところで、高度な情報通信を支える技術として、低温同時焼成セラミック多層基板（Ｌｏｗ Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ Ｃｏ−ｆｉｒｅｄ Ｃｅｒａｍｉｃｓ：以下「ＬＴＣＣ」と略記）が実用化されている。このＬＴＣＣは、一般のセラミック基板材料に比べて低温で焼結可能なセラミック基板材料であり、焼結温度の低下により、電極や回路パターンに使用する金属との共焼結が可能となり、基板の内部に種々の機能部を構成（内蔵）することができる。つまり、ＬＴＣＣを用いれば３次元回路の形成が容易となり、回路モジュールの小型化および製造コストの削減を実現することができる。このため、このような特徴を有するＬＴＣＣは、近時、市場拡大するマイクロ波回路およびミリ波回路の各用途への適用が大いに期待されている。

一方、上記特許文献１，２などを実現する技術は、半導体などの基板上に半導体デバイス、受動回路素子、伝送線路などを一体化して構成するＭＭＩＣ技術を基本とするものであり、ＬＴＣＣやＨＴＣＣ（高温焼成基板）、ビルドアップ（Ｂｕｉｌｄ−ＵＰ）基板などの多層基板を念頭に置いたものではない。

実際のところ、マイクロ波回路やミリ波回路で使用する周波数は１００ＧＨｚ近傍まで達しており、このような高周波帯に適用される各機能構成部には、数μｍ〜十数μｍオーダーの製造精度が要求される。したがって、上記ＬＴＣＣなどの多層基板を、マイクロ波回路やミリ波回路の領域に適用するには種々の困難性が伴う。また、上記ＬＴＣＣなどの多層基板で用いられる厚膜印刷には製造限界があり、マイクロ波帯やミリ波帯で動作し得る高精度なパターンの実現が困難である。

他方、厚膜印刷の製造精度の急速な進展を望むことができない状況下にある一方で、製造コストの削減は市場からのニーズであり、マイクロ波回路やミリ波回路に対する多層積層基板の適用は、今後の低コスト化のトレンドとして不可避である。したがって、従来とは違う発想、すなわち製造精度に大きく依存することなく、かつ、ＬＴＣＣなどの多層基板を用いてマイクロ波回路やミリ波回路を実現するための回路構成技術が切望されていた。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、ＬＴＣＣなどの多層基板を用いて構成される偶高調波ミクサおよびそのバンドパスフィルタを提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかる偶高調波ミクサは、極性が相互に異なる２個のダイオードが並列に接続されたアンチ・パラレル・ダイオード・ペアと、前記アンチ・パラレル・ダイオード・ペアの一端に接続され、ＲＦ信号の通過を可能とする一方で、ＬＯ信号およびＩＦ信号の通過を阻止し、前記アンチ・パラレル・ダイオード・ペアとの接続端においてＬＯ信号およびＩＦ信号が短絡となるハイパスフィルタと、前記アンチ・パラレル・ダイオード・ペアの他端に接続され、ＬＯ信号を入力するバンドパスフィルタと、前記アンチ・パラレル・ダイオード・ペアの他端に並列接続され、ＬＯ信号の通過を阻止し、かつ、ＬＯ信号とＲＦ信号とに基づいて生成されるＩＦ信号を出力するローパスフィルタと、を備えた偶高調波ミクサにおいて、前記バンドパスフィルタは、多層基板を構成する所定の層間に一方の信号導体と他方の信号導体とを多層基板積層方向上下間に対向させるように配置した積層インター・ディジタル結合器と、前記積層インター・ディジタル結合器の下層に配置され、かつ、前記積層インター・ディジタル結合器と電気的に結合する接地導体抜き部を有し、前記アンチ・パラレル・ダイオード・ペアの他端から前記積層インター・ディジタル結合器を介して入力するＲＦ信号に対して共振する誘電体共振器と、を備えたことを特徴とする。

本発明では、多層基板を構成する所定の層間に一方の地導体部と他方の地導体部とを多層基板積層方向上下間に対向させるように配置した積層インター・ディジタル結合器や、アンチ・パラレル・ダイオード・ペアの一方の出力端から積層インター・ディジタル結合器を介して入力されるＲＦ信号の周波数帯に共振する誘電体共振器などを備えることとしているが、これらの構成部は、ＬＴＣＣなどの多層基板を用いて容易に構成することができる。したがって、ＬＴＣＣなどの多層基板の使用を可能とする本発明によれば、高価なＧａＡｓ基板では半導体部分のみを構成すればよいこととなり（パーシャル化、ディスクリート化）、基材コストの大幅な削減が可能となるという効果が得られる。

まず、本発明にかかる実施の形態を説明する前に、本発明で実現する回路構成の特徴について説明する。

偶高調波ミクサを構成する場合、従来の平面回路では、ＬＯポート側でショートスタブ以外にＬＯ（＝ｆｏ）信号通過、ＲＦ（＝２＊ｆｏ）信号短絡を可能とするフィルタ回路を構成することが実現困難であり、ＲＦポート側からＩＦ信号を取り出さざるを得なかった。一方、本願発明者らは、超高周波帯のＲＦ信号インターフェースに必須となる導波管変換器がカットオフ特性（ＤＣ〜ＬＯ信号周波数帯まで短絡される）を有することに着想し、この特性をそのままＩＦ接地とＬＯ短絡に利用することで、ＲＦポート側で敢えて複雑なフィルタ回路を採用せず、ＲＦ周波数に比べて周波数的に設計制約を受けにくいＬＯポート側にＩＦ阻止回路をも含めた機能フィルタ回路を採用することにより、製造的にも、回路性能的にも無駄の少ないフィルタ回路を多層回路にて構成することとした。

このように、本発明は、上記のような難解な機能フィルタ回路を多層回路にて製造制約を受けない寸法で実現するとともに、当該機能フィルタ回路を用いて偶高調波ミクサを構成したことに特徴があり、以下に、本発明にかかる機能フィルタ回路としてのバンドパスフィルタおよび偶高調波ミクサの実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態により本発明が限定されるものではない。

図１は、本発明の実施の形態にかかる偶高調波ミクサの原理構成を示すブロック図である。同図に示す偶高調波ミクサは、ダイオード１１，１２を互いに逆極性で並列接続してなるアンチ・パラレル・ダイオード・ペア（以下「ＡＰＤＰ」と略記）１０を備えている。また、ＡＰＤＰ１０の一方（左端）側の接続端１５には、ＲＦポート２０を備えるＨＰＦ部１７が接続され、ＡＰＤＰの他方（右端）側の接続端１６には、ＬＯポート２１を備えるＢＰＦ部１８およびＩＦポート２２を備えるＬＰＦ部１９のそれぞれが接続されている。

なお、図１に示すように、ＡＰＤＰ１０はチップとして半導体基板上に構成される一方で、ＨＰＦ部１７、ＢＰＦ部１８、ＬＰＦ部１９を含む他の構成部は、ＬＴＣＣを用いた多層基板（以下「ＬＴＣＣ基板」という）の上部や内部に効果的に形成されて配置される。

つぎに、図１に示した偶高調波ミクサを構成する各構成部の機能について説明する。ＡＰＤＰ１０では、接続端１６から入力された局部発振波信号（以下「ＬＯ信号」という）と、接続端１５から入力された高周波信号（以下「ＲＦ信号」という）とに基づき、両者の信号がミキシングされて両者の周波数和または周波数差の成分を表す信号（以下「ＩＦ信号」という）が生成される。

いま、ＲＦ信号の基本周波数、ＬＯ信号の基本周波数およびＩＦ信号の各周波数をｆ_RF、ｆ_LOおよびｆ_IFで表せば、これらの周波数間には次式の関係が成り立つ。
ｆ_RF＝｜ｆ_IF±２・ｆ_LO｜ …（１）

式（１）に示されるように、偶高調波ミクサでは、通常のミクサの半分の周波数のＬＯ信号で動作させることができるので、マイクロ波やミリ波など高周波動作に適している。また、その他にも、ＡＰＤＰによりＬＯ信号の偶数次の高調波抑圧が可能なため、送信機に適用した場合に低スプリアスとなり、低価格化の効果も期待できるといった特徴を有している。このような理由から、引例文献を初めとする大半の公開文献では、偶高調波ミクサはマイクロ波、とりわけミリ波での送受信機に適用される例が多い。

なお、本発明にかかる偶高調波ミクサは、特に、下記式（２）に示されるように、ＲＦ信号の基本波成分とＬＯ信号の偶数次高調波成分うちの２倍波成分との周波数差成分をＩＦ信号として抽出することを主眼としている。
ｆ_IF＝｜ｆ_RF−２・ｆ_LO｜ …（２）

したがって、以下では、特に断らない限り、ＲＦ信号の基本波成分とＬＯ信号の２倍高調波成分との周波数差成分をＩＦ信号として抽出する動作を基本として説明する。

ＢＰＦ部１８は、ＬＯポート２１から入力されるＬＯ信号をＡＰＤＰ１０に供給する。また、ＢＰＦ部１８は、ＲＦポート２０側から入力されるＲＦ信号がＡＰＤＰ１０にて励振されるように、接続端１６においてＲＦ信号周波数帯で短絡となるように機能する。さらに、ＡＰＤＰ１０を介してＬＯポート２１へ入力される可能性のあるＲＦ信号成分を阻止するとともに、ＡＰＤＰ１０にて生成されたＩＦ信号成分の入力を阻止する。なお、ここで用いる阻止（これ以後の説明でも同じ）という意味は、該当成分の侵入を完全に遮断するといった厳密な意味での阻止である必要はなく、目的とする回路の動作に影響を与えない、あるいは実用的なレベル以下に抑制するといった趣旨で用いるものである。

ＬＰＦ部１９は、ＡＰＤＰ１０の出力をＩＦポート２２からＩＦ信号として取り出すとともに、接続端１６を通じて入力される可能性のあるＬＯ信号成分を阻止する。具体的にＬＰＦ部１９は、ＬＰＦ部１９に向かうＢＰＦ部１８との分岐端２４において、ＬＯ信号周波数帯で開放となるように機能する。なお、ＢＰＦ部１８にはＲＦ信号成分を短絡させる機能部が構成されるので、接続端１６はＲＦ信号的に短絡点となる。したがって、ＲＦ信号のＬＰＦ部１９への侵入は、ＬＰＦ部１９の機能ではなく、回路構成的に阻止される。

ＨＰＦ部１７は、ＲＦポート２０から入力されるＲＦ信号をＡＰＤＰ１０に供給する。また、ＨＰＦ部１７は、ＬＯポート２１側から入力されるＬＯ信号がＡＰＤＰ１０にて励振されるように、接続端１５においてＬＯ信号周波数帯で短絡となるように、さらにＡＰＤＰ１０にて生成されたＩＦ信号がＡＰＤＰ１０の反対側から取り出せるように、基準電位としてＤＣ／低周波的に接地されるように機能する。さらに、ＡＰＤＰ１０を介してＲＦポート２０へ入力される可能性のあるＬＯ信号成分を阻止するとともに、ＡＰＤＰ１０にて生成されたＩＦ信号成分の入力を阻止する。

つぎに、図１に示した偶高調波ミクサの動作について図１、図２−１および図２−２の各図面を参照して説明する。なお、図２−１は、ＲＦポート側から見たＲＦ信号成分に対する等価回路を示す図であり、図２−２、ＬＯポート側から見たＬＯ信号成分に対する等価回路を示す図である。

まず、図１において、ＢＰＦ部１８には、ＲＦ信号成分の短絡となる機能部（詳細は後述）が設けられる。したがって、接続端１５からＡＰＤＰ１０側を見たＲＦ信号成分に対する等価回路は、接続端１６が接地された図２−１のようになる。その結果、ＲＦポート２０から印加されるＲＦ信号は、ＡＰＤＰ１０にて電圧励振される。なお、接続端１５において、ＡＰＤＰ１０側とＨＰＦ部１７側とのインピーダンス整合が確保されていれば、入力されたＲＦ信号はＡＰＤＰ１０にて最大励振される。

一方、上記とは逆に、ＨＰＦ部１７には、ＬＯ信号成分の短絡点となる機能部（詳細は後述）が設けられる。したがって、接続端１６からＡＰＤＰ１０側を見たＬＯ信号成分に対する等価回路は、接続端１５が接地された図２−２のようになる。その結果、ＬＯポート２１から印加されるＬＯ信号は、ＡＰＤＰ１０にて電圧励振される。また、ＲＦ信号のときと同様に、接続端１６において、ＡＰＤＰ１０側とＢＰＦ部１８側とのインピーダンス整合が確保されていれば、入力されたＬＯ信号はＡＰＤＰ１０にて最大励振される。なお、ＬＰＦ部１９には、ＬＯ信号成分の通過を阻止する機能部（詳細は後述）が設けられるので、ＬＯ信号成分のＩＦポート２２への漏洩（回り込み）は抑止される。

また、ＲＦ信号とＬＯ信号とがＡＰＤＰ１０に入力されると、上記（１）式に示されるＩＦ信号が生成される。また、ＨＰＦ部１７には、ＩＦ信号成分の短絡点となる機能部（詳細は後述）が設けられることにより、その等価回路は図２−２のようになるので、ＬＯ信号のときと同様に、接続端１６にＩＦ信号電圧として励振される。また、ＢＰＦ部１８には、ＩＦ信号成分の通過を阻止する機能部（詳細は後述）が設けられるので、ＩＦ信号は、ＬＰＦ部１９を介してＩＦポート２２から取り出すことができる。

つぎに、上述のＨＰＦ部１７、ＢＰＦ部１８およびＬＰＦ部１９の各機能を具現する好適な実施の形態について図１、図３−１〜図３−５の各図面を適宜参照して説明する。ここで、図３−１は、図１に示した偶高調波ミクサの機能を具現する一実施形態にかかる平面図であり、図３−２は、図３−１における矢視Ｘ−Ｘ線断面図であり、図３−３は、図３−１からＡＰＤＰ１０が載置されていない場合の平面図であり、図３−４は、多層基板７０の内層に配置された内層線路導体部６２の周辺部を示す要部平面図であり、図３−５は、多層基板７０の内層に形成された地導体抜き部６７の周辺部を示す要部平面図である。

これらの各図面において、多層基板７０は、誘電体基板７１，７２，７３および７４の各基板が積層された積層構造を有している。この多層基板７０は、上述したＬＴＣＣに相当するものである。また、図１に示したＨＰＦ部１７、ＢＰＦ部１８およびＬＰＦ部１９の各機能部は、この多層基板７０の上部および内部を利用して形成される。なお、ＨＰＦ部１７、ＢＰＦ部１８およびＬＰＦ部１９の各機能部は、以下に説明するＲＦ信号分波回路４２、ＬＯ信号分波回路４３およびＩＦ出力回路４４にそれぞれ対応する。また、これら各平面図には導体パターンの一例が示されているが、パターン形状はこれに限られたものではない。

まず、ＡＰＤＰ１０は、その半導体素子部分および接続・実装用の信号、ＧＮＤなどのランドパターンなど、最小限の回路のみが構成された半導体基板であり、多層基板７０を構成する誘電体基板７１の上部に配置される。ＡＰＤＰ１０の一方側の端子は、たとえば、ＢＧＡボール、Ａｕバンプなどの接続部４５を介して、誘電体基板７１上に形成されたマイクロストリップ線路（以下「ＭＳＬ」と表記）５０に接続され、他方側の端子は、接続部４６を介して、誘電体基板７１と誘電体基板７２との間に設けられたビア８１に接続される。なお、このビア８１は、誘電体基板７２上に形成された内層線路導体部６２に接続される。また、上記では特別記述していないが、各接続部４５，４６はその接続手段に応じて、マイクロストリップ線路５０やビア８１上に、接続用のパッド、ランドなどが設けられてもよい。

（ＬＯ信号分波回路の構成および機能）
つぎに、ＬＯ信号分波回路４３の構成および機能について説明する。ＡＰＤＰ１０の接続部４６側において、誘電体基板７１の上部には信号導体パターンを構成する線路導体部６１が形成されている。また、誘電体基板７１の下部には誘電体基板７２との間の内層で信号導体パターンを構成する内層線路導体部６２が形成されている。この線路導体部６１は、多層基板積層方向下方に位置する内層線路導体部６２との間でインター・ディジタル構造にて対向配置されている。なお、これらの線路導体部間は、相互にオーバーラップする部分（上下方向に見て重なる部分）の長さがＬＯ信号実効波長の略１／４に設定（λｇ／４＠ＬＯ）されており、両者は積層インター・ディジタル結合器（以下「積層ＩＤ結合器」という）６０を構成する。この積層ＩＤ結合器６０は、表層と内層とをλｇ／４の長さで対向させることにより当該周波数帯における結合（カップリング）の度合いを強める働きがあり、当該周波数帯付近の信号のみを選択的に効率よく伝送するように結合させることが可能となる。当該周波数の２倍であるＲＦ信号周波数帯や、ＡＰＤＰ１０によって生成される（ＲＦ信号の基本波成分とＬＯ信号の偶数次高調波成分うちの２倍波成分との周波数差成分である）ＩＦ信号周波数帯などの、ＬＯ信号周波数から離反した周波数帯の信号は阻止されることになる。

また、積層ＩＤ結合器６０の多層基板積層方向下方において、誘電体基板７３上に形成された地導体部６４と誘電体基板７４上に形成された地導体部６６との間、および、この地導体部６６と誘電体基板７３上に形成された地導体部６５との間が、それぞれビア８２で接続される。このビア８２は、誘電体基板７３の地導体抜き部６７の周囲を取り囲むように、例えば直方形状にＲＦ信号実効波長の略１／４以下の間隔（λｇ／４＠ＲＦ）で配置される。また、複数のビア８２にて形成される直方形状部の各辺の長さは、ＲＦ信号実効波長の略１／２に設定（λｇ／２＠ＲＦ）される。なお、ビア８２が配置される形状は直方形状に限定されるものではなく、例えば直径がＲＦ信号実効波長の略１／２となるような円形状に配列してもよい。

このように構成された結果、周囲のビア８２、ビア８２に接続される地導体部６６および地導体抜き部６７に囲まれた部分が、ＲＦ帯における誘電体共振器６８を構成する。地導体抜き部６７の抜き寸法は上記の複数のビア８２にて形成される直方形状部の各辺の長さとほぼ同等、（すなわちＲＦ信号実効波長の略１／２）となっており、ＲＦ信号周波数の周波数帯域において、電気的な結合開口として動作し、内層線路導体６２と誘電体共振器６８を結合させる。この誘電体共振器６８は、内層線路導体６２を通じてＲＦ信号が入力された場合に、当該周波数帯での基本モードの共振が発生することにより、ＲＦ信号を短絡することができる。なお、ＲＦ信号の効率の良い励振を得るために、上記のＲＦ信号の短絡はＡＰＤＰ１０の接続部４６において実現する必要があるが、地導体抜き部６７および、誘電体共振器６８の寸法は、内層線路導体６２および接続ビア８１の電気長も含めて上記を満たすように、選ぶことはいうまでもない。

また、積層ＩＤ結合器６０を通過するＬＯ信号に対しては、誘電体共振器６８はカットオフ寸法となっており（ＬＯ信号周波数において、共振が発生するための最小寸法としては、ＬＯ信号実効波長の略１／２以上が必要。）、後述のように単なる離間したＧＮＤとして作用するため、積層ＩＤ結合器６８のＬＯ信号周波数帯の伝送特性に対して、共振などによる悪影響は及ぼさない。すなわち、積層ＩＤ結合器６０と誘電体共振器６８とが、ＬＯ信号分波回路４３を形成することになる。なお、図３−２において、内層線路導体６２は、ＬＯ信号分波回路４３のＬＯポートに伝導的に接続される線路導体部６１および地導体部６５のいずれにも伝導的に接続されていない（ＤＣ，低周波的にＡＰＤＰ１０とＬＯポートはアイソレートされている）ので、ＬＯ信号分波回路４３にはＩＦ阻止の機能が併せて具備されていることになり、ＡＰＤＰ１０によって図２−２に示すミキシング出力としてＩＦ信号が得られる。

なお、積層ＩＤ結合器６０の内層線路導体部６２の直下に、地導体抜き部６７を設けたことにより、内層線路導体部６２の結合に影響を及ぼす下方側の導体部が地導体部６６となり、地導体抜き部６７がない場合（すなわち、直下が地導体部６４、６５である場合）に比べて、その距離が離間する。その結果、積層ＩＤ結合器６０を構成する線路導体部６１と内層線路導体部６２との間の電気的な結合が強められる。つまり、誘電体共振器６８の上部の導体部を除去することが、積層ＩＤ結合器６０の結合を増大させる効果を奏する。

（ＲＦ信号分波回路の構成および機能）
つぎに、ＲＦ信号分波回路４２の構成および機能について説明する。ＡＰＤＰ１０の接続部４５側において、ＭＳＬ５０の先端に接続され、かつ基板積層方向下部に、変成器５２および変成器５３が接続されている。これらの構成のうち、変成器５２は、マイクロストリップ線路（以下「ＭＳＬ」と表記）５０の先端が接続された接地導体５１と、多層基板７１から７３の各接地導体とを接続するビア（ビア群）８４と、ＭＳＬ５０の接地導体部６４と多層基板７３の上下の接地導体を接続するビア（ビア群）８５と、各多層基板上の接地導体の抜き部とにより構成した基板積層方向にＲＦ信号を伝送する誘電体導波管である。

変成器５３は、誘電体基板７４上に設けられ、且つ、これらのビア８４，８５にそれぞれ接続される地導体部８１，８２と、これらの地導体部８１，８２にそれぞれ接続されるビア８６，８７により構成した基板積層方向にＲＦ信号を伝送する誘電体導波管である。これらの変成器５２，５３は、標準導波管９０とＭＳＬ５０とを接続するインピーダンス変換器として動作し、この結果、ＲＦ信号分波回路４２として、標準導波管９０から入力されるＲＦ信号を効率よくＭＳＬ５０に伝送する。なお、ビア８４〜８７は、ビア８２，８３などと同様にＲＦ信号実効波長の略１／４以下の間隔（λｇ／４＠ＲＦ）の間隔で配置される。

上記のＲＦ信号分波回路４２は、その各構成回路（誘電体導波管）寸法がＲＦ信号周波数に対して最適化されており、略１／２の周波数帯であるＬＯ信号に対しては、カットオフ特性を示す。したがって、ＡＰＤＰ１０側からＭＳＬ５０を伝送するＬＯ信号は全反射となり、ビア８４を介した接地導体部６４付近のいずれかの位置で短絡される。この短絡点から、ＡＰＤＰ１０の接続部４５との間の長さはＬＯ信号実効波長の略１／２に設定（λｇ／２＠ＬＯ）される。したがって、定在波的にλｇ／２＠ＬＯだけ離れたＡＰＤＰ１０の接続部４５においても、同様にＬＯ信号は短絡されることになり、ＲＦ信号分波回路４２は、ＡＰＤＰ１０の接続部４５でのＬＯ短絡を実現する。また、ＭＳＬ５０、すなわち信号線路が接地導体パターン５１に伝導的に接続された当該構成により、ＤＣ，低周波帯の信号も接地されることになり、ＬＯ短絡機能と同時にＩＦ短絡機能も確保される。

（ＩＦ出力回路の構成および機能）
最後に、ＩＦ出力回路４４の構成および機能について説明する。図３−１において、ＡＰＤＰ１０の接続部４６には、ＬＯ信号実効波長の略１／４の長さ（λｇ／４＠ＬＯ）に設定された伝送線路５７が接続されるとともに、この伝送線路５７の先端には、例えば伝送線路５７との接続部において短絡となるような実効長を有する（図示の四分円の場合であれば、λｇ／８〜λｇ／６程度の電気長を持つ）ラジアルスタブ５８が接続されている。なお、このラジアルスタブ５８は、伝送線路５７とラジアルスタブ５８の接続点におけるＬＯ信号周波数帯の短絡特性を広帯域化するために採用しているものであり、他のものを用いてもよいことは勿論である。また、伝送線路５７やラジアルスタブ５８は、誘電体基板７１と誘電体基板７２の間の内層に配置してもよく、IF信号の入出力インターフェース要求により、スルーホールを介して表層の伝送線路（出力線路）と接続する構成としてもよい。

ここで、上述のように、ラジアルスタブ５８により、伝送線路５７とラジアルスタブ５８との接続部において短絡となり、かつ、接続部４６に接続される伝送線路５７の長さがＬＯ信号実効波長の略１／４に設定されているので、接続部４６では、ＬＯ信号に対しては開放となる。すなわち、ＬＯ信号に対して、接続部４６からＩＦ出力回路４４は見えない（＝何も接続されていない）のと等価となる。したがって、このＩＦ出力回路４４は、上述したＬＯ阻止機能を有することになる。また、本構成では、ＬＯ信号分波回路４３により接続部４６において同時にＲＦ信号も短絡されるので、ＩＦ出力回路４４に対するＲＦ信号の入力は、特別な構成部をＩＦ出力回路４４の内部に設けることなく自動的に阻止される。

つぎに、図３−１〜図３−５のように構成した偶高調波ミクサのＲＦ信号分波回路４２、ＬＯ信号分波回路４３のシミュレーション結果について図４−１〜図５−３の各図面を参照して説明する。なお、図４−１は、ＡＰＤＰ１０側から見たＲＦ信号分波回路４２の通過・反射特性のシミュレーション結果の一例を示す図であり、図４−２は、ＡＰＤＰ１０側からＲＦ信号分波回路４２を見たときの接続部４５における規格化インピーダンスのシミュレーション結果の一例を示す図であり、図４−３は、ＡＰＤＰ１０側からＲＦ信号分波回路４２を見たときの接続部４５における反射位相のシミュレーション結果の一例を示す図である。同様に、図５−１は、ＡＰＤＰ１０側から見たＬＯ信号分波回路４３の通過・反射特性のシミュレーション結果の一例を示す図であり、図５−２は、ＡＰＤＰ１０側からＬＯ信号分波回路４３を見たときの接続部４６における規格化インピーダンスのシミュレーション結果の一例を示す図であり、図５−３は、ＡＰＤＰ１０側からＬＯ信号分波回路４３を見たときの接続部４６における反射位相のシミュレーション結果の一例を示す図である。

図４−１では、記号「○」で示される曲線がＲＦ信号分波回路４２の通過特性を示し、記号「×」で示される曲線がＡＰＤＰ１０側からＲＦ信号分波回路４２を見た反射特性を示している。同図に示す特性から、ＲＦ信号の周波数帯（ｆ_RF≒２・ｆ_LO）近傍における良好な通過特性と、ＬＯ信号の周波数帯（ｆ_LO）近傍における十分な減衰特性（通過特性の最大値から４０ｄＢ以上の減衰量）が得られていることが理解できる。

図４−２では、記号「○」で示される曲線が接続部１５においてＡＰＤＰ１０側からＨＰＦ部１７を見た規格化インピーダンスの実数部（抵抗成分）を示し、記号「×」で示される曲線が規格化インピーダンスの虚数部（リアクタンス成分）を示している。同図によれば、ＬＯ信号の周波数帯（ｆ_LO）近傍において、規格化インピーダンスの実数部が十分に小さく（略０）なっており、虚数部が負から正に反転しているため、接続部１５においてＬＯ信号は短絡となっていることが理解できる。

図４−３では、接続部１５においてＡＰＤＰ１０側からＨＰＦ部１７を見た反射位相を記号「×」で示している。同図によれば、ＬＯ信号の周波数帯（ｆ_LO）近傍において、その反射位相が負から正に反転しているため、図４−２と同様に接続部１５においてＬＯ信号は短絡となっていることが理解できる。

また、図５−１では、記号「○」で示される曲線がＢＰＦ部１８の通過特性を示し、記号「×」で示される曲線がＡＰＤＰ１０側からＢＰＦ部１８を見た反射特性を示している。同図に示す特性から、ＬＯ信号の周波数帯（ｆ_LO）近傍における良好な通過特性と、ＲＦ信号の周波数帯（ｆ_RF≒２・ｆ_LO）近傍における十分な減衰特性（通過特性の最大値から３０ｄＢ以上の減衰量）が得られていることが理解できる。

図５−２では、記号「○」で示される曲線が接続部１６においてＡＰＤＰ１０側からＢＰＦ部１８を見た規格化インピーダンスの実数部（抵抗線分）を示し、記号「×」で示される曲線が規格化インピーダンスの虚数部（リアクタンス線分）を示している。同図によれば、ＲＦ信号の周波数帯（ｆ_RF≒２・ｆ_LO）近傍において、規格化インピーダンスの実数部が十分に小さく（略０）なっており、虚数部が負から正に反転しているため、接続部１６においてＲＦ信号は短絡となっていることが理解できる。

図５−３では、接続部１６においてＡＰＤＰ１０側からＢＰＦ部１８を見た反射位相を記号「×」で示している。同図によれば、ＲＦ信号の周波数帯（ｆ_RF≒２・ｆ_LO）近傍において、その反射位相が負から正に反転しているため、図５−２と同様に接続部１６においてＲＦ信号は短絡となっているということが理解できる。

なお、図３−１では、ＡＰＤＰ１０の接続部４５におけるＬＯ短絡を実現するため、ＭＳＬ５０の信号導体に直接接続された誘電体導波管（変成器５２，５３）の全反射特性を利用し、このＭＳＬ-導波管変換器で形成されるＬＯ短絡点から、ＡＰＤＰ１０の接続部４５との間の長さをＬＯ信号実効波長の略１／２に設定（λｇ／２＠ＬＯ）するように構成していたが、例えば、図６に示すように、ＬＯ信号実効波長の略１／４の長さを有するオープンスタブ９２を接続部４５に設けるようにしてもよい。なお、この場合には、このオープンスタブ９２にて接続部４５におけるＬＯ短絡が実現されるので、接続部４５からＭＳＬ-導波管変換器までの距離を任意に設定することができ、図３−１におけるマイクロストリップ線路５０のλｇ／２＠ＬＯ相当（すなわち、ＲＦ周波数で１波長分）の長さを減らし、伝送損失を低減することもできる。

なお、上記の動作説明では、ＲＦポート２０およびＬＯポート２１からそれぞれＲＦ信号およびＬＯ信号を入力し、ＡＰＤＰ１０にてダウンコンバートされたミクサ信号をＩＦポート２２から取り出す受信ミクサとしての動作を中心に説明してきたが、ＩＦポート２２を入力回路として使用してＩＦ信号を入力し、かつ、ＬＯポート２１からＬＯ信号を入力し、ＡＰＤＰ１０にてアップコンバートされたミクサ信号をＲＦポート２０から出力するように送信ミクサとして動作させてもよい。

以上説明したように、この実施の形態によれば、従来ＧａＡｓ基板上に構成していた平面分波回路を、主に半導体チップの電磁シールド／気密を目的に使用していたＬＴＣＣに、多層分波回路として（積層インター・ディジタル結合器や、誘電体共振器、導波管−ＭＳＬ変換器などを）一体化構成するようにしているので、高価なＧａＡｓ基材や、回路製造コストを抜本的に削減することができる。

また、この実施の形態では、ＲＦ短絡、ＬＯ短絡、ＩＦ短絡、ＩＦ阻止などの所望の機能を、ＨＰＦ部、ＢＰＦ部およびＬＰＦ部に効果的に形成しているので、一般的な従来の偶高調波ミクサでは必要とされていたオープンスタブ、ショートスタブなど大型の並列回路が不要となり、回路規模の削減が可能となる。

なお、従来の偶高調波ミクサでは、ＩＦ信号を出力するＩＦ出力回路は、図２−２に示すようにＡＰＤＰをＤＣ的に接地するポートと反対側のポートから取り出す必要があるため、ＤＣ／低周波的に短絡するショートスタブが使用されないＲＦポート側に接続される構成が一般的であるが、この実施の形態では、ＩＦ出力回路をＬＯ信号分波回路が接続される側のＡＰＤＰの出力端に接続するように構成している。上記の構成は、ＲＦポート側にＤＣ的に短絡（接地）される導波管−ＭＳＬ変換器を使用しており、ＬＯポート側にショートスタブを構成していないため、必然的にＬＯポート側からＩＦ信号を取り出す必要があったためであるが、その真の理由は、ＬＴＣＣの製造制約に対して、より厳しくない回路構成とするためである。仮に、ＲＦポート側からＩＦ信号を取り出すためには、ＲＦ信号を通過させ、ＩＦ信号を接地以外の手段で阻止する回路が必要となる。従来のＭＭＩＣ技術では、ＭＩＭキャパシタを使用する例が多いが、無論現在のＬＴＣＣ技術では、高周波帯のバイパスコンデンサの実現は厳しい。例えば、この実施の形態においてＬＯポート側に使用した積層インター・ディジタル結合器などをＲＦポート側に使用しようとすると、ＬＴＣＣの製造精度の影響を受けることになる。すなわち、高周波回路に要求される製造精度は、一般的に波長の長さに比例するため、積層インター・ディジタル結合器をＬＯポート側に構成する（ＩＦ出力回路の接続端をＬＯ信号分波回路側とする）ことにより、所望性能を得るため必要となる製造精度が、ＲＦポート側に構成する場合よりも１／２の精度に軽減することができ、製造コストおよび製造時間の短縮化が可能となる。

また、上記回路構成により、ＲＦポート側に従来必要だったＤＣ／低周波カット回路が不要なため、送受信用どちらに用いる場合でも、ミクサ性能として最も重要となるＲＦ信号の通過損失を低減できる。

また、この実施の形態では、積層ＩＤ結合器やマイクロストリップ−導波管変換器、およびＩＦ出力回路として、多層誘電体基板の表層に形成されたマイクロストリップ線路で構成した場合を一例として説明したが、各回路が図３−１〜図３−５に示すように、表層伝送線路にて構成されている必要はなく、多層基板の内部に形成した伝送線路を用いてもよい。また、ＬＴＣＣ以外の多層基板として、ＨＴＣＣ（高温焼成基板）、ビルドアップ（Ｂｕｉｌｄ−ＵＰ）基板を用いてもよい。

以上のように、本発明にかかる偶高調波ミクサおよび分波回路は、無線通信システムやレーダシステムの送受信装置等に有用であり、これらの装置のコスト削減に好適である。

本発明の実施の形態にかかる偶高調波ミクサの原理構成を示すブロック図である。 ＲＦポート側から見たＲＦ信号成分に対する等価回路を示す図である。 ＬＯポート側から見たＬＯ信号成分に対する等価回路を示す図である。 図１に示した偶高調波ミクサの機能を具現する一実施形態にかかる平面図である。 図３−１における矢視Ｘ−Ｘ線断面図である。 図３−１からＡＰＤＰが載置されていない場合の平面図である。 多層基板の内層に配置された内層地導体部の周辺部を示す要部平面図である。 多層基板の内層に形成された地導体抜き部の周辺部を示す要部平面図である。 ＲＦポートにおける通過・反射特性のシミュレーション結果の一例を示す図である。 ＲＦポートにおける規格化インピーダンスのシミュレーション結果の一例を示す図である。 ＲＦポートにおける反射位相のシミュレーション結果の一例を示す図である。 ＬＯポートにおける通過・反射特性のシミュレーション結果の一例を示す図である。 ＬＯポートにおける規格化インピーダンスのシミュレーション結果の一例を示す図である。 ＬＯポートにおける反射位相のシミュレーション結果の一例を示す図である。 偶高調波ミクサの機能を具現する他の実施態様を示す平面図である。

符号の説明

１１，１２ ダイオード
１５，１６ 接続端
１７ ＨＰＦ部
１８ ＢＰＦ部
１９ ＬＰＦ部
２０ ＲＦポート
２１ ＬＯポート
２２ ＩＦポート
２４ 分岐端
４２ ＲＦ信号分波回路
４３ ＬＯ信号分波回路
４４ ＩＦ出力回路
４５，４６ 接続部
５０ ＭＳＬ（マイクロストリップ線路）
５１ 接地導体（接地導体パターン）
５２，５３ 変成器
５７ 伝送線路
５８ ラジアルスタブ
６０ 積層ＩＤ結合器
６１，６２ 線路導体部（信号導体）
６４ 地導体部（接地導体部）
６５，６６，８１，８２ 地導体部
６７ 地導体抜き部
６８ 誘電体共振器
７０ 多層基板
７１，７３ 誘電体基板（多層基板）
７２，７４ 誘電体基板
８３，８４，８５，８６，８７ ビア
９０ 標準導波管
９２ オープンスタブ

Claims (10)

1. 極性が相互に異なる２個のダイオードが並列に接続されたアンチ・パラレル・ダイオード・ペアと、
   前記アンチ・パラレル・ダイオード・ペアの一端に接続され、ＲＦ信号の通過を可能とする一方で、ＬＯ信号およびＩＦ信号の通過を阻止し、前記アンチ・パラレル・ダイオード・ペアとの接続端においてＬＯ信号およびＩＦ信号が短絡となるハイパスフィルタと、
   前記アンチ・パラレル・ダイオード・ペアの他端に接続され、ＬＯ信号を入力するバンドパスフィルタと、
   前記アンチ・パラレル・ダイオード・ペアの他端に並列接続され、ＬＯ信号の通過を阻止し、かつ、ＬＯ信号とＲＦ信号とに基づいて生成されるＩＦ信号を出力するローパスフィルタと、
   を備えた偶高調波ミクサにおいて、
   前記バンドパスフィルタは、
   多層基板を構成する所定の層間に一方の信号導体と他方の信号導体とを多層基板積層方向上下間に対向させるように配置した積層インター・ディジタル結合器と、
   前記積層インター・ディジタル結合器の下層に配置され、かつ、前記積層インター・ディジタル結合器と電気的に結合する接地導体抜き部を有し、前記アンチ・パラレル・ダイオード・ペアの他端から前記積層インター・ディジタル結合器を介して入力するＲＦ信号に対して共振する誘電体共振器と、
   を備えたことを特徴とする偶高調波ミクサ。
2. 前記ハイパスフィルタは、
   前記アンチ・パラレル・ダイオード・ペアとの一端に接続される平面伝送線路と、
   ＲＦ信号を入出力する導波管と、
   前記導波管を構成する導体の一部が伝導的に前記平面伝送線路の信号導体に接続され、ＲＦ信号に対してのみ選択的に前記導波管と前記平面伝送線路との伝送線路変換を行い、かつ、ＬＯ信号およびＩＦ信号の通過を阻止する平面伝送線路／導波管変換器と、
   を備えたことを特徴とする請求項１に記載の偶高調波ミクサ。
3. 前記ハイパスフィルタは、
   前記アンチ・パラレル・ダイオード・ペアとの接続端に並列接続され、かつ、ＬＯ信号実効波長の１／４の長さを有する先端開放スタブを備えたことを特徴とする請求項１または２に記載の偶高調波ミクサ。
4. 前記積層インター・ディジタル結合器を構成する上層信号導体と下層信号導体との多層基板積層方向において相互に重なる部分の長さが、ＬＯ信号実効波長の１／４に設定されていることを特徴とする請求項１〜３のいずれか一つに記載の偶高調波ミクサ。
5. 前記誘電体共振器の共振長が、ＲＦ信号実効波長の１／２に設定されていることを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載の偶高調波ミクサ。
6. 前記積層インター・ディジタル結合器の下層に配置された前記接地導体抜き部の長さが、ＲＦ信号実効波長の１／２に設定されていることを特徴とする請求項５に記載の偶高調波ミクサ。
7. 前記誘電体共振器を形成する多層基板積層方向の電気壁が複数のビアで構成されるとともに、該複数のビアがＲＦ信号実効波長の１／４以下の間隔で配置されていることを特徴とする請求項５に記載の偶高調波ミクサ。
8. 基準周波数を有する第１の信号、該第１の信号の２倍の周波数を有する第２の信号およびＤＣ近傍の低周波信号の各信号から該第１の信号を濾波するバンドパスフィルタにおいて、
   多層基板を構成する所定の層間に一方の信号導体と他方の信号導体とを多層基板積層方向上下間に対向させるように配置して前記第１の信号に対する結合が得られるように構成された積層インター・ディジタル結合器と、
   前記積層インター・ディジタル結合器の下層に配置され、かつ、前記積層インター・ディジタル結合器と電気的に結合する接地導体抜き部を有し、前記積層インター・ディジタル結合器を介して入力される前記第２の信号に共振する誘電体共振器と、
   を備えたことを特徴とするバンドパスフィルタ。
9. 前記積層インター・ディジタル結合器を構成する上層信号導体と下層信号導体との多層基板積層方向において相互に重なる部分の長さが、前記第１の信号の実効波長の１／４に設定されていることを特徴とする請求項８に記載のバンドパスフィルタ。
10. 前記誘電体共振器の共振長が、前記第２の信号の実効波長の１／２に設定されていることを特徴とする請求項８または９に記載のバンドパスフィルタ。

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