JP4582645B2

JP4582645B2 - 多並列チョッパ装置

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Publication number: JP4582645B2
Application number: JP2005191143A
Authority: JP
Inventors: 学左右田; 智久狼
Original assignee: Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Current assignee: Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Priority date: 2005-06-30
Filing date: 2005-06-30
Publication date: 2010-11-17
Anticipated expiration: 2025-06-30
Also published as: JP2007014109A

Description

本発明は、単位チョッパを複数台並列接続させて負荷に直流を給電する多並列チョッパ装置に関する。

例えば、直流電圧を所望の直流電圧に変換するチョッパ構成の電源において、負荷に大電流を給電する場合には、スイッチング素子とダイオードとで構成される単位チョッパを多並列接続して多並列チョッパ装置を構成し、負荷電流を分担させることにより単位チョッパ1台あたりの通電電流を規定値以内としながら、複数台の単位チョッパを並列運転する。また低リプル化を図るため単位チョッパの各オンオフ動作には位相差を設け、所謂多重チョッパの構成とするのが一般的である。また、このような多重チョッパにおいては、各単位チョッパ間の電位差に起因する横流を抑制する目的で、各単位チョッパの出力側に横流抑制リアクトルを挿入し、他相からの横流を抑制する回路構成が用いられる。

以上のような多並列チョッパ装置においては、全ての単位チョッパ間の電流バランスを均等にすることが、最も単位チョッパの台数が少なく、負荷に大電流を供給することが可能となるため、コスト的にも、また装置の小型化という意味でも有利となる。しかしながら、各単位チョッパに同一の部品を用いても、各々の単位チョッパの配線路の差等に起因するインピーダンスのばらつきにより、各単位チョッパの出力電流がアンバランスになるという問題がある。各単位チョッパの出力電流がアンバランスになると、電流が過大となった単位チョッパのために全体としての出力容量が低下する不具合や出力リプルが増大するという不具合を生ずる。

この出力電流のアンバランスを解消するため、異なる単位チョッパ毎の電流偏差を検出し、この偏差を零にするように各単位チョッパの通流率を制御する提案が為されている（例えば特許文献１参照。）。
特開平９−２１５３２２号公報（第４頁、図１）

特許文献１に記載されているように、単位チョッパ毎に電流検出器を設け、この検出電流を用いてフィードバック制御を行うことによりアンバランスを補正することは可能であるが、検出機器が単位チョッパの台数分必要になるばかりでなく、制御部も複雑化する欠点がある。

また多並列チョッパ装置における各単位チョッパへの主回路配線は、各単位チョッパを入力２端子、出力２端子を有するユニットと見做し、共通の直流電源から入力側の分岐点までは共通配線し、入力側の分岐点から各単位チョッパの入力端子までを各々分岐配線し、出力側についても同様の配線を行うのが通常であった。尚、出力側に上述の横流抑制リアクトルを配置する場合は横流抑制リアクトルの出力側に分岐点を設けていた。

しかしながら、上記のような通常の配線では、負側の配線が直流電源側と、負荷側が共通化されているため、各チョッパ間の負側で電流が環流する経路が形成さることになり、電位差によって、他相からの電流が回り込んで環流電流が流れ、電流アンバランスが発生し易いことに加え、この環流電流によって磁界を発生させるため、電流アンバランスが増加し、また他計器に対して誤動作を引き起こすなどの問題があった。特に多重チョッパでは個々の単位チョッパのスイッチングのタイミングが異なるため、単位チョッパ間の電位変動が生じ、この環流電流が流れ易くなり、単位チョッパ間に電流アンバランスが生じるという問題が顕著であった。尚上記問題は、各単位チョッパの負側の入力端子と負側の出力端子を共通化して３端子のユニットとした場合も全く同様に生じる。

本発明は上記問題に鑑み為されたもので、比較的簡単な構成で各単位チョッパの出力電流をバランスすることが可能な多並列チョッパ装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明の第１の発明は、共通の直流電源の正側に接続され、そのオンオフ動作により共通の負荷に直流を供給するスイッチング素子と、前記直流電源の負側から前記スイッチング素子の出力側に通流するように接続されたダイオードとで構成される単位チョッパＮ（Ｎは２以上の整数）台と、前記Ｎ台の単位チョッパの夫々の出力側に直列に設けられた横流抑制リアクトルとを備えた多並列チョッパ装置において、前記直流電源から各々の前記単位チョッパに分岐する正及び負の入力分岐点までは第１の共通導体で配線し、前記入力分岐点から各々の前記単位チョッパへは、各々の配線インピーダンスが等しくなるような第１の独立導体で配線し、前記負荷から前記各々の横流抑制リアクトルの出力側に分岐する正及び負の出力分岐点までは第２の共通導体で配線し、前記正の出力分岐点から前記各々の横流抑制リアクトルの出力までは第２の独立導体で配線し、前記負の出力分岐点から、負側の前記第１の共通導体に直接配線接続するようにしたことを特徴としている。

また、本発明の第２の発明は、共通の直流電源の正側に接続され、そのオンオフ動作により共通の負荷に直流を供給するスイッチング素子と、前記直流電源の負側から前記スイッチング素子の出力側に通流するように接続されたダイオードとで構成される単位チョッパＮ（Ｎは２以上の整数）台と、前記Ｎ台の単位チョッパの夫々の出力側に直列に設けられた横流抑制リアクトルとを備えた多並列チョッパ装置において、前記直流電源から各々の前記単位チョッパの入力側に設けられた第３の共通導体までは第１の共通導体で配線し、前記第３の共通導体から前記各々の単位チョッパへは、各々の配線インピーダンスが等しくなるような第１の独立導体で配線し、前記負荷から前記各々の横流抑制リアクトルの出力側に分岐する正及び負の出力分岐点までは第２の共通導体で配線し、前記正の出力分岐点から前記各々の横流抑制リアクトルの出力までは第２の独立導体で配線し、前記負の出力分岐点から、負側の前記第１の共通導体に直接配線接続するようにしたことを特徴としている。

本発明によれば、各単位チョッパに発生する電位差の影響をなくし、また、各単位チョッパ間の負側の配線に環流電流が流れない構成としたので、比較的簡単な構成で各単位チョッパの出力電流をバランスすることが可能な多並列チョッパ装置を提供することができる。

以下、図面を参照して本発明の実施例を説明する。

図１は本発明の実施例１に係る多並列チョッパ装置の回路構成図である。

共通の直流電源１からＮ台の単位チョッパ２Ａ、２Ｂ、・・・、２Ｎに並列に直流電力を供給している。Ｎ台の単位チョッパ２Ａ、２Ｂ、・・・、２Ｎは、直流電源１の正側に接続され、そのオンオフ動作により通流率を制御して夫々の単位チョッパの直流出力の大きさを制御するためのスイッチング素子３Ａ、３Ｂ、・・・、３Ｎと、直流電源１の負側からスイッチング素子３Ａ、３Ｂ、・・・、３Ｎの出力側に通流する方向に還流ダイオード７Ａ、７Ｂ、・・・、７Ｎが夫々接続された構成となっている。そしてスイッチング素子３Ａ、３Ｂ、・・・、３Ｎの出力である負極側は、夫々横流抑制リアクトル５Ａ、５Ｂ、・・・、５Ｎを介して並列に接続され、抵抗とリアクトルで構成される負荷６に所望の直流電力を供給している。以下、図１における各機器間の配線の詳細について説明する。

直流電源１の正極から正側導体７Ｐで正側分岐点Ａまで配線し、同様に直流電源１の負極から負側導体７Ｎで負側分岐点Ｂまで配線する。そして、正側分岐点Ａから、スイッチング素子３Ａ、３Ｂ、・・・、３Ｎの入力側に正側分岐導体８ＰＡ、８ＰＢ、・・・、８ＰＮにより夫々配線する。同様に負側分岐点Ｂから、還流ダイオード７Ａ、７Ｂ、・・・、７Ｎのアノード側に負側分岐導体８ＮＡ、８ＮＢ、・・・、８ＮＮにより夫々配線する。ここで、正側分岐導体８ＰＡ、８ＰＢ、・・・、８ＰＮの各配線インピーダンスが互いにに等しくなるようにし、また、負側分岐導体８ＮＡ、８ＮＢ、・・・、８ＮＮの各配線インピーダンスも互いに等しくなるようにする。

スイッチング素子３Ａ、３Ｂ、・・・、３Ｎの出力は、夫々横流抑制リアクトル５Ａ、５Ｂ、・・・、５Ｎを介し、夫々正側分岐導体９ＰＡ、９ＰＢ、・・・、９ＰＮにより出力分岐点Ｃに配線接続される。そして、出力分岐点Ｃから負荷６の正側端子近傍まで正側導体１０Ｐで配線する。出力側の負側配線は、入力側の負側分岐点Ｂから分岐導体１１で分岐点Ｄまで直接配線し、分岐点Ｄから負荷６の負側端子近傍まで負側導体１０Ｎで配線する。

尚、上記において分岐点Ｄは負側導体１０Ｎと分岐導体１１の接続点であり、この接続点から物理的に配線が分岐している訳ではない。しかしながら、負荷６側から見て、正側導体１０Ｐと負側導体１０Ｎとで形成される共通導体のうち、正側導体１０Ｐが分岐点Ｃで各々の横流抑制リアクトル５Ａ、５Ｂ、・・・、５Ｎに配線分岐され、これに伴って負側導体１０Ｎが分岐導体１１に接続されているので、本明細書においてはこの接続点を敢えて分岐点Ｄと呼称する。

以上の構成における作用効果について以下説明する。

まず上述の通り、正側分岐点Ａから、スイッチング素子３Ａ、３Ｂ、・・・、３Ｎの入力側に夫々配線する正側分岐導体８ＰＡ、８ＰＢ、・・・、８ＰＮの各配線インピーダンスが互いにに等しくなるようにし、また負側分岐点Ｂから、還流ダイオード７Ａ、７Ｂ、・・・、７Ｎのアノード側に夫々配線する負側分岐導体８ＮＡ、８ＮＢ、・・・、８ＮＮの各配線インピーダンスが互いにに等しくなるようにしたので、各単位チョッパ２Ａ、２Ｂ、・・・、２Ｎの入力側のインピーダンスは互いに等しくなる。

一方、各単位チョッパ２Ａ、２Ｂ、・・・、２Ｎの出力側のインピーダンスについて考えると、出力側の正側分岐導体９ＰＡ、９ＰＢ、・・・、９ＰＮの各インピーダンスが互いに等しくなるように選定していないため、一見アンバランスとなるように見えるが、正側分岐導体９ＰＡ、９ＰＢ、・・・、９ＰＮのうち最長となる正側分岐導体のインピーダンスが、横流抑制リアクトル５Ａ、５Ｂ、・・・、５Ｎのインピーダンスに比べて無視できる程度に小さければ、各正側分岐導体９ＰＡ、９ＰＢ、・・・、９ＰＮのインピーダンス誤差は無視できるので、各単位チョッパ２Ａ、２Ｂ、・・・、２Ｎの出力側のインピーダンスも互いに等しくなる。

また、負の出力側の分岐点Ｄから各単位チョッパ２Ａ、２Ｂ、・・・、２Ｎの負側出力への配線を、各々配線することなく、負の入力分岐点Ｂに分岐導体１１で直接配線したので、従来のように単位チョッパの負側に還流電流が流れるループができず、僅かな電位差で生ずる還流電流は流れない。

以上のようにして、本発明に係る多並列チョッパ装置によれば、配線による電流アンバランスを除去することが可能となる。

尚、入力側の正側導体７Ｐと負側導体７Ｎを平行導体とすれば、直流電源から多並列チョッパ装置までの入力インピーダンスを小さくすることが可能となり、同様に、出力側の正側導体１０Ｐと負側導体１０Ｎを平行導体とすれば、多並列チョッパ装置から負荷までの出力インピーダンスを小さくすることが可能となる。

尚、分岐導体１１は、必ずしも分岐点Ｂに接続する必要はなく、入力の負側導体７Ｎの任意の点に接続しても良い。

図２は本発明の実施例２に係る多並列チョッパ装置の回路構成図である。この実施例２の各部について、図１の実施例１に係る多並列チョッパ装置の回路構成図の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例２が実施例１と異なる点は、各単位チョッパ２Ａ、２Ｂ、・・・、２Ｎの入力部に並列にコンデンサ１２Ａ、１２Ｂ、・・・、１２Ｎを夫々接続した点、また、入力側の正側導体７Ｐを、分岐点Ｅで新たに設けた正側共通導体１３Ｐに接続し、この正側共通導体１３Ｐの任意の点から正側分岐導体８ＰＡ、８ＰＢ、・・・、８ＰＮを分岐させて夫々単位チョッパ２Ａ、２Ｂ、・・・、２Ｎの正側入力に配線するようにした点、同様に、入力側の負側導体７Ｎを、分岐点Ｆで新たに設けた負側共通導体１３Ｎに接続し、この負側共通導体１３Ｎの任意の点から負側分岐導体８ＮＡ、８ＮＢ、・・・、８ＮＮを分岐させて夫々単位チョッパ２Ａ、２Ｂ、・・・、２Ｎの負側入力に配線するようにした点である。

図２からも分かるように、正側共通導体１３Ｐ及び負側共通導体１３Ｎを設けることにより、正側分岐導体８ＰＡ、８ＰＢ、・・・、８ＰＮの互いのインピーダンス差及び負側分岐導体８ＮＡ、８ＮＢ、・・・、８ＮＮの互いのインピーダンス差を少なくすることが容易に可能となる。

また、分岐点Ｅから正側共通導体１３Ｐが正側分岐導体８ＰＡ、８ＰＢ、・・・、８ＰＮに分岐する分岐点までの正側共通導体１３Ｐの最大のインピーダンスを、正側分岐導体８ＰＡ、８ＰＢ、・・・、８ＰＮの各々のインピーダンスに比べて十分小さくなるように構成する。同様に、分岐点Ｆから負側共通導体１３Ｎが負側分岐導体８ＮＡ、８ＮＢ、・・・、８ＮＮに分岐する分岐点までの負側共通導体１３Ｎの最大のインピーダンスを、負側分岐導体８ＮＡ、８ＮＢ、・・・、８ＮＮの各々のインピーダンスに比べて十分小さくなるように構成する。このようにすれば、入力の正側共通導体１３Ｐと、負側共通導体１３Ｎに電流が流れることにより発生する電位変動と比較して、正側共通導体１３Ｐ及び負側共通導体１３Ｎの各々の分岐点からコンデンサ１２Ａ、１２Ｂ、・・・、１２Ｎまで正側分岐導体８ＰＡ、８ＰＢ、・・・、８ＰＮ及び負側分岐導体８ＮＡ、８ＮＢ、・・・、８ＮＮに電流が流れることにより発生する電位変動の方が大きくなるため、正側共通導体１３Ｐと負側共通導体１３Ｎで発生する電位変動の影響が低減され、各単位チョッパ２Ａ、２Ｂ、・・・、２Ｎの電流バランスを各々ほぼ等しくすることができる。

上記において、電位変動を１０％以内に抑えるためには、上記の正側共通導体１３Ｐの最大のインピーダンスを正側分岐導体８ＰＡ、８ＰＢ、・・・、８ＰＮの各々のインピーダンスの１０％以下にすれば良く、また負側についても同様である。尚、正側共通導体１３Ｐの最大のインピーダンスとは、図２においては、分岐点Ｅから正側分岐導体８ＰＮに分岐する点までの入力共通導体１３Ｐのインピーダンスを意味する。

実施例１に示したように、各単位チョッパ２Ａ、２Ｂ、・・・、２Ｎまでの入力配線の入力の正側導体７Ｐ、負側導体７Ｎへの分岐点は同一点である事が望ましい。しかし一般的に並列数が多くなると、同一点に接続することは物理的に困難である。また、並列数が多い多並列チョッパ装置では、同一点から各単位チョッパに接続しようとすると、最も長い配線長にそろえて各単位チョッパへの配線インピーダンスを等しくする必要がある。このため、並列数が多くなると、配線上の煩雑さを招くことになる。

これに対し、この実施例２においては、低インピーダンスの正側共通導体１３Ｐ及び負側共通導体１３Ｎを有効に使用し、容易に配線可能な構造とすることが可能である。更に、実施例１の場合と同様に、出力の負側導体１０Ｎと入力の負側導体７Ｎとを分岐導体１１によって直接接続することにより、各単位チョッパ間の負側に環流電流が流れる経路をなくすことが可能となり、電流アンバランスを引き起こすことが無く、また、環流電流によって生じる磁界の影響による電流アンバランスも発生しないので、各単位チョッパ間の電流バランスを均等化させることができる。

尚、各単位チョッパの入力側に設けたコンデンサは、直流入力電圧を平滑するためのものであるが、これを省くことも可能である。

以下、本発明の実施例３に係る多並列チョッパ装置について、図３及び図４を参照して説明する。

図３は本発明の実施例３に係る多並列チョッパ装置の回路構成図である。この実施例３の各部について、図２の実施例２に係る多並列チョッパ装置の回路構成図の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例３が実施例２と異なる点は、各単位チョッパ２Ａ、２Ｂ、・・・、２Ｎの入力側に結合リアクトル１４Ａ、１４Ｂ、・・・、１４Ｎを夫々設け、共通の直流電源１から結合リアクトル１４Ａ、１４Ｂ、・・・、１４Ｎを介して各単位チョッパ２Ａ、２Ｂ、・・・、２Ｎに夫々給電する構成とした点である。

結合リアクトル１４Ａ、１４Ｂ、・・・、１４Ｎは、正側及び負側に同一の電流が逆方向に流れると、その回路の配線インダクタンスがキャンセルされる特性を有している。

各単位チョッパ２Ａ、２Ｂ、・・・、２Ｎの入力平滑用のコンデンサ１２Ａ、１２Ｂ、・・・、１２Ｎまでの配線の正側の入力導体７Ｐ及び負側の入力導体７Ｎへの接続点を同一とした時の問題は、前述したとおりである。従って、各単位チョッパ２Ａ、２Ｂ、・・・、２Ｎへの配線は正側共通導体１３Ｐ及び負側共通導体１３Ｎの異なる分岐点で接続する必要が生じる。この状態で正側共通導体１３Ｐ及び負側共通導体１３Ｎに電流が流れた時、各単位チョッパ２Ａ、２Ｂ、・・・、２Ｎ間の入力に電位差が生じる。各単位チョッパ２Ａ、２Ｂ、・・・、２Ｎの入力部に正側及び負側に同一の電流が逆方向に流れるとインダクタンスがキャンセルされるように構成された結合リアクトル１４Ａ、１４Ｂ、・・・、１４Ｎを接続することにより、直流電源１から各単位チョッパ２Ａ、２Ｂ、・・・、２Ｎの入力平滑用のコンデンサ１２Ａ、１２Ｂ、・・・、１２Ｎに供給される電流に対しては、インダクタンスがキャンセルされるため電位差の影響は生じない。そして、正側共通導体１３Ｐ及び負側共通導体１３Ｎに電流が流れた時に発生する電位差に対し、前記結合リアクトル１４Ａ、１４Ｂ、・・・、１４Ｎの正側または負側の片側のみに電流が流れた時に発生する電位差を十分大きくすることにより、各単位チョッパ２Ａ、２Ｂ、・・・、２Ｎ間の入力の電位差の影響を低減することが可能となり、従って各単位チョッパ２Ａ、２Ｂ、・・・、２Ｎの電流をほぼ等しくすることができる。

ここで、各単位チョッパ２Ａ、２Ｂ、・・・、２Ｎに接続される結合リアクトル１４Ａ、１４Ｂ、・・・、１４Ｎの、電流が片側のみに流れた時のインピーダンス値をＺ（ＩＮ）とし、各単位チョッパ２Ａ、２Ｂ、・・・、２Ｎの出力部に接続された横流抑制用リアクトル５Ａ、５Ｂ、・・・、５Ｎのインピーダンス値をＺ（ＯＵＴ）とした時、Ｚ（ＩＮ）はＺ（ＩＮ）<<Ｚ（ＯＵＴ）とし、分岐点Ｅから正側共通導体１３Ｐが正側分岐導体８ＰＡ、８ＰＢ、・・・、８ＰＮに分岐する分岐点までの正側共通導体１３Ｐの最大のインピーダンスをＺ１（ＰＭＡＸ）、分岐点Ｆから負側共通導体１３Ｎが負側分岐導体８ＮＡ、８ＮＢ、・・・、８ＮＮに分岐する分岐点までの負側共通導体１３Ｎの最大のインピーダンスをＺ１（ＮＭＡＸ）とした時、Ｚ（ＩＮ）>>Ｚ１（ＰＭＡＸ）、Ｚ（ＩＮ）>>ＺＩ（ＮＭＡＸ）とする。

上述したように、各単位チョッパ２Ａ、２Ｂ、・・・、２Ｎに接続される結合リアクトル１４Ａ、１４Ｂ、・・・、１４Ｎは、直流電源から各単位チョッパ入力部の入力平滑用コンデンサ１２Ａ、１２Ｂ、・・・、１２Ｎに供給される電流に対しては、インダクタンスがキャンセルされるため影響を与えない。しかし、各チョッパ回路のスイッチングによりスイッチング素子とダイオードとを交互に流れる電流は結合リアクトル１４Ａ、１４Ｂ、・・・、１４Ｎの正側または負側のどちらかしか流れないため、インダクタンスがキャンセルされず、通電電流に影響を与える。各チョッパ回路の通電電流の特性を決定しているのは横流抑制リアクトル５Ａ、５Ｂ、・・・、５Ｎであるため、結合リアクトル１４Ａ、１４Ｂ、・・・、１４Ｎを接続することにより、通電電流に影響を与えるのは望ましくない。従って、電流が結合リアクトル１４Ａ、１４Ｂ、・・・、１４Ｎの片側のみに流れた時のインピーダンス値Ｚ（ＩＮ）に対し、横流抑制リアクトル５Ａ、５Ｂ、・・・、５Ｎのインピーダンス値Ｚ（ＯＵＴ）の関係を、Ｚ（ＩＮ）<<Ｚ（ＯＵＴ）とする。

以上において、アンバランスによる電位の変動を１０％以下に抑えるためには上記の不等号を１０倍以下または１０倍以上に置き換えれば良いことは前述の通りである。

図４は本発明の結合リアクトルの構成の一例を示す説明図である。図４に示したように、例えば結合リアクトル１４Ａは、分岐導体８ＰＡ及び８ＰＮの両方の配線に流れる電流が作る磁束が鎖交するように磁性体コア１４１Ａを設ける構成とする。他の結合リアクトルについても同様に磁性体コア１４１Ｂ、・・・、１４１Ｎを設ける。

ここで、前述の通り、結合リアクトル１４Ａ、１４Ｂ、・・・、１４Ｎのインピーダンス値をＺ（ＩＮ）、横流抑制リアクトル５Ａ、５Ｂ、・・・、５Ｎのインピーダンス値をＺ（ＯＵＴ）とした時、Ｚ（ＩＮ）<<Ｚ（ＯＵＴ）とし、分岐点Ｅから正側共通導体１３Ｐが正側分岐導体８ＰＡ、８ＰＢ、・・・、８ＰＮに分岐する分岐点までの正側共通導体１３Ｐの最大のインピーダンスをＺ１（ＰＭＡＸ）、分岐点Ｆから負側共通導体１３Ｎが負側分岐導体８ＮＡ、８ＮＢ、・・・、８ＮＮに分岐する分岐点までの負側共通導体１３Ｎの最大のインピーダンスをＺ１（ＮＭＡＸ）とした時、Ｚ（ＩＮ）>>Ｚ１（ＰＭＡＸ）、Ｚ（ＩＮ）>>ＺＩ（ＮＭＡＸ）とすれば良い。

一般に横流抑制リアクトル５Ａ、５Ｂ、・・・、５Ｎは、数百μ〜数ｍＨのインダクタンスを有するものを使用する。図４に示すように磁性体コアに配線を貫通させたときのインダクタンスは、コア材質、形状、ターン数にも依存するが、数μＨ程度にすることは容易である。

直流電源１からの正側導体７Ｐ及び負側導体７Ｎをブスなどの低インピーダンスの平行導体で接続し、各単位チョッパ２Ａ、２Ｂ、・・・、２Ｎに対しては、ある程度インピーダンスを有するケーブルなどで等インピーダンス接続することにより、正側導体７Ｐ及び負側導体７Ｎで発生する電位変動の影響が低減され、各単位チョッパ２Ａ、２Ｂ、・・・、２Ｎの電流を各々ほぼ等しくすることができることは実施例１で説明した通りである。従って、本実施例において、入力側の個々の分岐配線はケーブルなどのある程度インピーダンスを有する導体で接続し、その正側及び負側の配線を共通の磁性体のコアに貫通させることにより、目的とする結合リアクトルが容易に構成できる。

加えて、本構成を採用することにより新たに結合リアクトルの設置のためのスペースを確保する必要が無く、装置の小型化が実現できる。

本発明の実施例１に係る多並列チョッパ装置の回路構成図。本発明の実施例２に係る多並列チョッパ装置の回路構成図。本発明の実施例３に係る多並列チョッパ装置の回路構成図。実施例３に適用される結合リアクトルの構成の一例を示す説明図。

符号の説明

１直流電源
２Ａ、２Ｂ、・・・、２Ｎ単位チョッパ
３Ａ、３Ｂ、・・・、３Ｎスイッチング素子
４Ａ、４Ｂ、・・・、４Ｎ還流ダイオード
５Ａ、５Ｂ、・・・、５Ｎ横流抑制リアクトル
６負荷
７Ｐ正側導体
７Ｎ負側導体
８ＰＡ、８ＰＢ、・・・、８ＰＮ正側分岐導体
８ＮＡ、８ＮＢ、・・・、８ＮＮ負側分岐導体
９ＰＡ、９ＰＢ、・・・、９ＰＮ正側分岐導体
１０Ｐ正側導体
１０Ｎ負側導体
１１分岐導体
１２Ａ、１２Ｂ、・・・、１２Ｎコンデンサ
１３Ｐ正側共通導体
１３Ｎ負側共通導体
１４Ａ、１４Ｂ、・・・、１４Ｎ結合リアクトル
１４１Ａ、１４１Ｂ、・・・、１４１Ｎ磁性体コア

Claims

共通の直流電源の正側に接続され、そのオンオフ動作により共通の負荷に直流を供給するスイッチング素子と、
前記直流電源の負側から前記スイッチング素子の出力側に通流するように接続されたダイオードとで構成される単位チョッパＮ（Ｎは２以上の整数）台と、
前記Ｎ台の単位チョッパの夫々の出力側に直列に設けられた横流抑制リアクトルと
を備えた多並列チョッパ装置において、
前記直流電源から各々の前記単位チョッパに分岐する正及び負の入力分岐点までは第１の共通導体で配線し、
前記入力分岐点から各々の前記単位チョッパへは、各々の配線インピーダンスが等しくなるような第１の独立導体で配線し、
前記負荷から前記各々の横流抑制リアクトルの出力側に分岐する正及び負の出力分岐点までは第２の共通導体で配線し、
前記正の出力分岐点から前記各々の横流抑制リアクトルの出力までは第２の独立導体で配線し、
前記負の出力分岐点から、負側の前記第１の共通導体に直接配線接続するようにしたことを特徴とする多並列チョッパ装置。
共通の直流電源の正側に接続され、そのオンオフ動作により共通の負荷に直流を供給するスイッチング素子と、
前記直流電源の負側から前記スイッチング素子の出力側に通流するように接続されたダイオードとで構成される単位チョッパＮ（Ｎは２以上の整数）台と、
前記Ｎ台の単位チョッパの夫々の出力側に直列に設けられた横流抑制リアクトルと
を備えた多並列チョッパ装置において、
前記直流電源から各々の前記単位チョッパの入力側に設けられた第３の共通導体までは第１の共通導体で配線し、
前記第３の共通導体から前記各々の単位チョッパへは、各々の配線インピーダンスが等しくなるような第１の独立導体で配線し、
前記負荷から前記各々の横流抑制リアクトルの出力側に分岐する正及び負の出力分岐点までは第２の共通導体で配線し、
前記正の出力分岐点から前記各々の横流抑制リアクトルの出力までは第２の独立導体で配線し、
前記負の出力分岐点から、負側の前記第１の共通導体に直接配線接続するようにしたことを特徴とする多並列チョッパ装置。
前記各々の単位チョッパはその入力に並列コンデンサを備え、
前記第１の共通導体と前記第３の共通導体の接続点から、前記第３の共通導体と前記各々の第１の独立導体との分岐点までの正、負夫々の最大のインピーダンスを、
前記第１の独立導体の正、負夫々のインピーダンスの１／１０以下としたことを特徴とする請求項２に記載の多並列チョッパ装置。
前記各々の単位ユニットの入力側に、正側及び負側に同一の電流が互いに逆方向に流れると、インダクタンスがキャンセルされるように構成された結合リアクトルを設け、
前記第１の独立導体による配線は、
前記結合リアクトルを介して行うようにしたことを特徴とする請求項２または請求項３に記載の多並列チョッパ装置。
前記第１の独立導体の片側のみに電流が流れたときの正、負夫々のインピーダンスをＺ（ＰＩＮ）及びＺ（ＮＩＮ）、
前記出力側の横流抑制リアクトルのインピーダンスをＺ（ＯＵＴ）、
前記第１の共通導体と前記第３の共通導体の接続点から、前記第３の共通導体と前記各々の第１の独立導体との分岐点までの正、負夫々の最大のインピーダンスを夫々Ｚ（ＰＭＡＸ）、Ｚ（ＮＭＡＸ）としたとき、
Ｚ（ＰＩＮ）はＺ（ＯＵＴ）の１／１０以下で、且つＺ（ＰＭＡＸ）の１０倍以上、
Ｚ（ＮＩＮ）はＺ（ＯＵＴ）の１／１０以下で、且つＺ（ＮＭＡＸ）の１０倍以上となるようにしたことを特徴とする請求項４に記載の多並列チョッパ装置。
前記結合リアクトルは、
共通に設けた磁性体のコアに、前記第１の独立導体による各々の単位チョッパの正側及び負側の配線を貫通させてなることを特徴とする請求項４または請求項５に記載の多並列チョッパ装置。
前記第１の共通導体及び前記第２の共通導体は、
正側の導体と負側の導体を平行に配置した平行導体より成ることを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれか１項に記載の多並列チョッパ装置。