JP4576869B2

JP4576869B2 - AC generator cross current compensation device

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Publication number: JP4576869B2
Application number: JP2004121802A
Authority: JP
Inventors: 正光神谷; 裕彦村田
Original assignee: Sinfonia Technology Co Ltd
Current assignee: Sinfonia Technology Co Ltd
Priority date: 2004-04-16
Filing date: 2004-04-16
Publication date: 2010-11-10
Anticipated expiration: 2024-04-16
Also published as: JP2005312098A

Description

本発明は、交流発電機を他の交流電源と並列運転する場合に両電源間に流れる横流の無効成分を補償するために使用される交流発電機の横流補償装置に係り、特に小形・軽量化を図ることができる交流発電機の横流補償装置に関する。 The present invention relates to a cross current compensator for an AC generator used to compensate for an ineffective component of a cross current flowing between both power supplies when the AC generator is operated in parallel with another AC power supply. The present invention relates to a cross current compensating device for an AC generator capable of achieving the above.

従来の横流補償装置５は、図７に示すように、交流発電機１と他の交流電源２とが並列運転し、安定した三相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の交流電力を負荷側に供給する系統に、高圧タイプの変圧器４１、４２および高圧タイプの変流器３を介して接続される。横流補償装置５は、何らかの原因により、交流発電機１の電圧が変化して、交流発電機１と交流電源２との間に横流の無効成分が流れ、発電機の力率（Power Factor、以下、ＰＦという。）が変動すると、交流発電機１のＰＦの変動に応じて大きさが変化する直流出力電圧ｅを発生させ、図示しない自動電圧調整装置（Automatic Voltage Regulator、以下、ＡＶＲという。）へ帰還電圧信号ｅとして供給するものである。そして、ＡＶＲは、帰還電圧信号ｅに基づいて交流発電機１の出力電圧を制御する。 As shown in FIG. 7, in the conventional cross current compensating device 5, an AC generator 1 and another AC power source 2 are operated in parallel to load stable three-phase (R phase, S phase, T phase) AC power. The high-voltage type transformers 41 and 42 and the high-voltage type current transformer 3 are connected to the system supplied to the side. In the cross current compensating device 5, the voltage of the AC generator 1 changes due to some cause, and an ineffective component of the cross current flows between the AC generator 1 and the AC power source 2. , PF) changes, a DC output voltage e whose magnitude changes according to the PF fluctuation of the AC generator 1 is generated, and an automatic voltage regulator (hereinafter referred to as AVR) (not shown) is generated. Is supplied as a feedback voltage signal e. The AVR controls the output voltage of the AC generator 1 based on the feedback voltage signal e.

交流発電機１のＲ相が変圧器４１の１次側の正極と接続され、Ｔ相が変圧器４２の１次側の負極と接続され、Ｓ相が変圧器４１の負極および４２の１次側の正極に接続される。変圧器４１の２次側の正極が横流補償装置５の入力端ＩｐPT1と接続される。変圧器４２の２次側の負極が横流補償装置５の入力端ＩｐPT3と接続される。変圧器４１の２次側の負極および４２の２次側の正極が横流補償装置５の入力端ＩｐPT2に接続される。 The R phase of the AC generator 1 is connected to the primary positive electrode of the transformer 41, the T phase is connected to the primary negative electrode of the transformer 42, and the S phase is the negative electrode of the transformer 41 and the primary of the 42 Is connected to the positive electrode on the side. The positive electrode on the secondary side of the transformer 41 is connected to the input terminal IpPT1 of the cross current compensating device 5. The secondary negative electrode of the transformer 42 is connected to the input terminal IpPT3 of the cross current compensating device 5. The negative electrode on the secondary side of the transformer 41 and the positive electrode on the secondary side of 42 are connected to the input terminal IpPT2 of the cross current compensating device 5.

変流器３の１次側の入力端Ｋ、Ｌが、交流発電機１の三相交流出力線のうちのＳ相の線に挿入される。２次側の出力端ｋが、横流補償装置５の入力端ＩｐCT2に接続される。２次側の出力端ｌが接地され、且つ、横流補償装置５の入力端ＩｐCT1に接続される。
また、横流補償装置５の出力端ＯｐeaおよびＯｐebがＡＶＲの帰還電圧入力端に接続される。 The primary-side input terminals K and L of the current transformer 3 are inserted into the S-phase line of the three-phase AC output lines of the AC generator 1. The output terminal k on the secondary side is connected to the input terminal IpCT2 of the cross current compensating device 5. The secondary output terminal l is grounded and connected to the input terminal IpCT1 of the cross current compensating device 5.
The output terminals Opea and Opeb of the cross current compensating device 5 are connected to the feedback voltage input terminal of the AVR.

従来の横流補償装置５は、補助変流器６と、変圧器７１、７２、７３と、ＣＣＲ（横流補償調整抵抗器）（Cross-current Compensation Resistor）８と、全波整流回路９とから構成される。補助変流器６は、変流器３に直列に接続され、変流器３と併せて横流の変流を行い、変流器３のＣＴ（Current Transformer）比に補助変流器６のＣＴ比を掛け合わせて、トータルとしてのＣＴ比を大きする。変圧器７１、７２、７３はスター−Δ結線の構成をなし、線間電圧から相電圧への変換を行う。ＣＣＲ８は補助変流器６によって変流された電流を流して、該電流に対応する電圧に変換する。全波整流回路９はダイオードＤ1およびＤ2、Ｄ3およびＤ4、Ｄ5およびＤ6の３本の直列回路を、極性を揃えて並列に接続し、端子Ｒ’2、Ｓ2、Ｔ2における電圧の平均値を出力する。 The conventional cross current compensation device 5 includes an auxiliary current transformer 6, transformers 71, 72, 73, a CCR (Cross Current Compensation Resistor) 8, and a full wave rectifier circuit 9. Is done. The auxiliary current transformer 6 is connected in series to the current transformer 3, performs cross current transformation together with the current transformer 3, and sets the CT of the auxiliary current transformer 6 to the CT (Current Transformer) ratio of the current transformer 3. Multiply the ratio to increase the total CT ratio. The transformers 71, 72, and 73 have a star-Δ connection configuration, and perform conversion from line voltage to phase voltage. The CCR 8 passes the current transformed by the auxiliary current transformer 6 and converts it into a voltage corresponding to the current. The full-wave rectifier circuit 9 connects three series circuits of diodes D1 and D2, D3 and D4, D5 and D6 in parallel with the same polarity, and outputs the average value of the voltages at the terminals R'2, S2, and T2. To do.

入力端ＩｐPT1が変圧器７１の１次側の正極と接続され、入力端ＩｐPT2が変圧器７２の１次側の正極と接続され、入力端ＩｐPT3が変圧器７３の１次側の正極と接続され、変圧器７１〜７３の１次側の負極が共通に接続される。変圧器７１の２次側の負極が変圧器７２の２次側の正極と接続され、変圧器７２の２次側の負極が変圧器７３の２次側の正極と接続され、変圧器７３の２次側の負極が変圧器７１の２次側の正極と接続され、変圧器７１〜７３の２次側の正極が、端子Ｒ2、Ｓ2、Ｔ2と接続される。端子Ｒ2には、ＣＣＲ８が接続され、端子Ｒ’2と接続される。端子Ｒ’2、Ｓ2、Ｔ2は、全波整流回路９の各上下アームのダイオード間に接続される。 Input terminal IpPT1 is connected to the positive electrode on the primary side of transformer 71, input terminal IpPT2 is connected to the positive electrode on the primary side of transformer 72, and input terminal IpPT3 is connected to the positive electrode on the primary side of transformer 73. The negative electrodes on the primary side of the transformers 71 to 73 are connected in common. The negative electrode on the secondary side of the transformer 71 is connected to the positive electrode on the secondary side of the transformer 72, the negative electrode on the secondary side of the transformer 72 is connected to the positive electrode on the secondary side of the transformer 73, and The secondary-side negative electrode is connected to the secondary-side positive electrode of transformer 71, and the secondary-side positive electrodes of transformers 71 to 73 are connected to terminals R2, S2, and T2. The terminal R2 is connected to the CCR 8 and is connected to the terminal R'2. Terminals R ′ 2, S 2 and T 2 are connected between the diodes of the upper and lower arms of the full-wave rectifier circuit 9.

また、入力端ＩｐCT1が補助変流器６の入力端Ｌと接続され、入力端ＩｐCT2が補助変流器６の入力端Ｋと接続される。補助変流器６の出力端ｌが、端子Ｒ’2と接続され、出力端ｋが、端子Ｒ2と接続される。全波整流回路９は、ダイオードＤ1、3、5のカソードが共通に出力端Ｏｐeaに接続され、ダイオードＤ2、4、6のアノードが共通に出力端Ｏｐebに接続される。 The input terminal IpCT1 is connected to the input terminal L of the auxiliary current transformer 6 and the input terminal IpCT2 is connected to the input terminal K of the auxiliary current transformer 6. The output terminal l of the auxiliary current transformer 6 is connected to the terminal R'2, and the output terminal k is connected to the terminal R2. In the full-wave rectifier circuit 9, the cathodes of the diodes D1, 3, and 5 are commonly connected to the output terminal Opea, and the anodes of the diodes D2, 4, and 6 are commonly connected to the output terminal Opeb.

次に、横流補償装置５の動作を、図７〜図９を参照して説明する。
以下、複素ベクトルは括弧＜＞を付して表記する。例えば、複素ベクトルＡを＜Ａ＞と表記する。 Next, the operation of the cross current compensating device 5 will be described with reference to FIGS.
Hereinafter, a complex vector is described with parentheses <>. For example, the complex vector A is expressed as <A>.

変圧器７１〜７３の１次側において、入力端ＩｐPT1〜ＩｐPT3における線間電圧から相電圧への変換が行われる。すなわち、変圧器７１の正負極間の電圧＜Ｅ1＞を基準にして、変圧器７２〜７３の１次側の正負極間に以下のような電圧が現れる。
変圧器７１の正負極間の電圧：＜Ｅ1＞
変圧器７２の正負極間の電圧：ａ²×＜Ｅ1＞
変圧器７３の正負極間の電圧：ａ×＜Ｅ1＞
但し、ａ＝ｅｘｐ（ｊ×（２π／３））：（三相ベクトルオペレータ）
また、変圧器７１〜７３の２次側の正負極間において、位相は上述した値のままで、振幅に変圧器７１〜７３の変圧比を乗じた、下記のような電圧が現れる。
変圧器７１の正負極間の電圧：＜Ｅ2＞
変圧器７２の正負極間の電圧：ａ²×＜Ｅ2＞
変圧器７３の正負極間の電圧：ａ×＜Ｅ2＞
但し、｜＜Ｅ2＞｜／｜＜Ｅ1＞｜＝変圧器７１〜７３の変圧比 On the primary side of the transformers 71 to 73, conversion from line voltage to phase voltage at the input terminals IpPT1 to IpPT3 is performed. That is, the following voltage appears between the positive and negative electrodes on the primary side of the transformers 72 to 73 on the basis of the voltage <E1> between the positive and negative electrodes of the transformer 71.
Voltage between positive and negative electrodes of transformer 71: <E1>
Voltage between positive and negative electrodes of transformer 72: a ² × <E1>
Voltage between positive and negative electrodes of transformer 73: a × <E1>
Where a = exp (j × (2π / 3)): (three-phase vector operator)
In addition, between the positive and negative electrodes on the secondary side of the transformers 71 to 73, the following voltage appears as the amplitude is multiplied by the transformation ratio of the transformers 71 to 73 while the phase remains as described above.
Voltage between positive and negative electrodes of transformer 71: <E2>
Voltage between positive and negative electrodes of transformer 72: a ² × <E2>
Voltage between the positive and negative electrodes of the transformer 73: a × <E2>
However, | <E2> | / | <E1> | = transformation ratio of transformers 71 to 73

図８は、横流補償装置５の変圧器７１〜７３の２次側周辺の電圧の関係を示すベクトル図である。図７に示すように、端子Ｒ2とＳ2間の線間電圧は変圧器７１の正負極間の電圧であるため、＜Ｅ2＞となる。端子Ｓ2とＴ2間の線間電圧は変圧器７２の正負極間の電圧であるため、ａ²×＜Ｅ2＞となる。端子Ｔ2とＲ2間の線間電圧は変圧器７３の正負極間の電圧であるため、ａ×＜Ｅ2＞となる。以上より、変圧器７１〜７３の２次側周辺の電圧の関係を示すベクトル図は、図８に示すように、端子Ｒ2、Ｓ2、Ｔ2を頂点とする正三角形になる。 FIG. 8 is a vector diagram showing the relationship of voltages around the secondary side of the transformers 71 to 73 of the cross current compensating device 5. As shown in FIG. 7, since the line voltage between the terminals R2 and S2 is the voltage between the positive and negative electrodes of the transformer 71, it becomes <E2>. Since the line voltage between the terminals S2 and T2 is the voltage between the positive and negative electrodes of the transformer 72, a ² × <E2>. Since the line voltage between the terminals T2 and R2 is the voltage between the positive and negative electrodes of the transformer 73, a × <E2>. As described above, the vector diagram showing the relationship between the voltages around the secondary side of the transformers 71 to 73 is an equilateral triangle having the vertices at the terminals R2, S2, and T2, as shown in FIG.

一方、交流発電機１を他の交流電源２と並列運転し、安定した三相ＲＳＴの交流電力を負荷側に供給している場合に、何らかの原因で交流発電機１の電圧が変化すると、交流発電機１と交流電源２との間に横流の無効成分が流れ、変流器３が交流発電機１のＳ相の電流＜Ｉs1＞を検出する。 On the other hand, when the AC generator 1 is operated in parallel with another AC power source 2 and AC power of a stable three-phase RST is supplied to the load side, if the voltage of the AC generator 1 changes for some reason, A cross current ineffective component flows between the generator 1 and the AC power source 2, and the current transformer 3 detects the S-phase current <Is 1> of the AC generator 1.

変流器３は交流発電機１の電流＜Ｉs1＞を検出して、二次側電流＜Ｉs2＞を横流補償装置５内の補助変流器６に出力する。その二次側電流＜Ｉs2＞がＣＣＲ８に供給されて、ＣＣＲ８の両端に二次側電流＜Ｉs2＞と以下の関係にある電圧＜ｖ1＞を発生する。
＜ｖ1＞＝−ＣＣＲ×＜Ｉs2＞ The current transformer 3 detects the current <Is1> of the AC generator 1 and outputs the secondary current <Is2> to the auxiliary current transformer 6 in the cross current compensating device 5. The secondary current <Is2> is supplied to the CCR 8, and a voltage <v1> having the following relationship with the secondary current <Is2> is generated at both ends of the CCR8.
<V1> = − CCR × <Is2>

そして、ＣＣＲ８において、端子Ｒ2における電圧＜Ｅ2＞と電圧＜ｖ1＞とがベクトル加算され、端子Ｒ’2に電圧＜Ｅ2＞＋＜ｖ1＞が現れる。つまり、電圧＜ｖ1＞が、上述したベクトル図の端子Ｒ2において加算され、全波整流回路９の入力端におけるベクトル図は、端子Ｒ’2、Ｓ2、Ｔ2を頂点とする三角形になる。
図８において、ＰＦ＝１．０のときのベクトル図を示している。ここで、ＰＦが１．０より遅れると、＜ｖ１＞がＲ２を中心として時計回りに回転する。すなわち、図８において＜ｖ１＞が「Ｌａｇ（遅れ）」と書いてある方へ回転する。すると、端子Ｒ’2、Ｓ2、Ｔ2を頂点とする三角形の面積が大きくなるため、全波整流回路９から出力される帰還電圧信号ｅの平均値が大きくなる。
また、ＰＦが１．０より進むと、＜ｖ１＞がＲ２を中心として反時計回りに回転する。すなわち、図８において＜ｖ１＞が「Ｌｅａｄ（進み）」と書いてある方へ回転する。すると、端子Ｒ’2、Ｓ2、Ｔ2を頂点とする三角形の面積が小さくなるため、全波整流回路９から出力される帰還電圧信号ｅの平均値が小さくなる。
このように、帰還電圧信号ｅの平均値の大小により、横流の無効成分の量および方向（遅れまたは進み）が測定される。 In CCR8, voltage <E2> and voltage <v1> at terminal R2 are vector-added, and voltage <E2> + <v1> appears at terminal R′2. That is, the voltage <v1> is added at the terminal R2 of the vector diagram described above, and the vector diagram at the input end of the full-wave rectifier circuit 9 becomes a triangle having the vertices at the terminals R′2, S2, and T2.
FIG. 8 shows a vector diagram when PF = 1.0. Here, when PF is delayed from 1.0, <v1> rotates clockwise around R2. That is, in FIG. 8, the rotation is performed in the direction where <v1> is written as “Lag (delay)”. Then, since the area of the triangle having the vertices at terminals R′2, S2, and T2 increases, the average value of the feedback voltage signal e output from the full-wave rectifier circuit 9 increases.
When PF advances from 1.0, <v1> rotates counterclockwise around R2. That is, in FIG. 8, the rotation is performed in the direction where <v1> is written as “Lead (advance)”. Then, since the area of the triangle having the terminals R′2, S2, and T2 as vertices is reduced, the average value of the feedback voltage signal e output from the full-wave rectifier circuit 9 is reduced.
As described above, the amount and direction (lag or advance) of the ineffective component of the cross current are measured based on the average value of the feedback voltage signal e.

そして、帰還電圧信号ｅがＡＶＲに入力される。ＡＶＲは、帰還電圧信号ｅが上昇すると、交流発電機１の出力電圧を下げるような制御を行い、また、帰還電圧信号ｅが下降すると、交流発電機１の出力電圧を上げるような制御を行う。以上の動作により、図９に示すように、交流発電機１の出力電圧ＶGが上昇して交流発電機１の電流の無効分が増加すると、交流発電機１の出力電圧ＶGを低下させるように制御し、また、交流発電機１の出力電圧ＶGが下降して交流発電機１の電流の無効分が減少すると、交流発電機１の出力電圧ＶGを上昇させるように制御することにより、横流が補償されることになる。 The feedback voltage signal e is input to AVR. The AVR performs control such that the output voltage of the AC generator 1 is lowered when the feedback voltage signal e rises, and performs control such that the output voltage of the AC generator 1 is raised when the feedback voltage signal e falls. . With the above operation, as shown in FIG. 9, when the output voltage VG of the alternator 1 rises and the ineffective portion of the current of the alternator 1 increases, the output voltage VG of the alternator 1 is lowered. In addition, when the output voltage VG of the alternator 1 decreases and the ineffective portion of the current of the alternator 1 decreases, control is performed so that the output voltage VG of the alternator 1 is increased. Will be compensated.

しかしながら、上述した、従来の横流補償装置５は、回路が単純であるが、以下のような問題がある。すなわち、ＣＣＲ８の抵抗値を小さくする必要があるので、ＣＣＲ８の両端に発生する電圧＜ｖ１＞の値を大きくするために、補助変流器６の２次側の電流＜Ｉs2＞を大きくする必要がある。そのため、変流器３および補助変流器６の外形寸法および重量が大きくなってしまうという問題があった。また、従来の横流補償装置５は、変圧器７１〜７３を使用しており、つまり、変圧器を３台使用しているのだが、変流器３および補助変流器６共々、鉄心を使った部品であり、相当大きく重いので、装置内におけるこれらの部品の取り付け時には工数を要し、装置の製作面においての工数低減化を図ることができないという問題もあった。 However, the conventional cross current compensating device 5 described above has a simple circuit, but has the following problems. That is, since it is necessary to reduce the resistance value of the CCR 8, it is necessary to increase the current <Is2> on the secondary side of the auxiliary current transformer 6 in order to increase the value of the voltage <v1> generated at both ends of the CCR8. There is. Therefore, there has been a problem that the external dimensions and weight of the current transformer 3 and the auxiliary current transformer 6 are increased. In addition, the conventional cross current compensating device 5 uses the transformers 71 to 73, that is, uses three transformers, but both the current transformer 3 and the auxiliary current transformer 6 use an iron core. Since these parts are considerably large and heavy, man-hours are required when attaching these parts in the apparatus, and there is a problem that man-hours cannot be reduced in terms of production of the apparatus.

上述したように、横流補償装置５においては、変流器や変圧器や抵抗器の部品の大きさや重量が大きいという問題がネックとなっており、これを解決する横流補償装置として、例えば、特許文献１に、単相方式にて、磁気回路６−１とホール素子６−２とを用いた電流−電圧変換回路６および演算増幅器等を用いたベクトル演算回路８によって、補助変流器６およびＣＣＲ８を置き換えて小型化を図ることができる横流補償装置が記載されている。しかし、単相整流においては、三相整流より整流時のリップルが大きく、平滑化用のコンデンサの容量が大きくなるために、結果的に発電機の出力電圧ＶGの検出時間遅れが大きくなり、電圧制御の応答速度が遅くなってしまうという問題があった。
特願平１１−６２１４８号公報 As described above, in the cross current compensating device 5, there is a problem that the size and weight of current transformers, transformers, and resistors are large, and as a cross current compensating device that solves this problem, for example, a patent Document 1 discloses that the auxiliary current transformer 6 and the current-voltage conversion circuit 6 using the magnetic circuit 6-1 and the Hall element 6-2 and the vector operation circuit 8 using an operational amplifier or the like in a single-phase system. A cross-flow compensator that can be reduced in size by replacing the CCR 8 is described. However, in single-phase rectification, the ripple during rectification is larger than that in three-phase rectification, and the capacity of the smoothing capacitor is increased. As a result, the detection time delay of the output voltage VG of the generator is increased, and the voltage There was a problem that the response speed of the control became slow.
Japanese Patent Application No. 11-62148

本発明は、上記事情を考慮してなされたもので、その目的は、使用部品の小型、軽量化を行い、製作工数低減化を図ることができる交流発電機の横流補償装置を提供することにある。また、本発明の他の目的は、応答速度を遅くすることなく電圧制御を行うことができる交流発電機の横流補償装置を提供することにある。 The present invention has been made in consideration of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a cross current compensating device for an AC generator capable of reducing the number of manufacturing steps by reducing the size and weight of parts used. is there. Another object of the present invention is to provide an AC generator cross-current compensator that can perform voltage control without slowing down the response speed.

上記目的を達成するために、この発明では、以下の手段を提案している。
請求項１に係る発明は、交流発電機を他の交流電源と並列運転して前記交流発電機および前記交流電源の出力電圧が異なる場合に両者の間を流れる横流を補償する交流発電機の横流補償装置が、エアーギャップが設けられた磁性体コアと、前記磁性体コアに巻かれ、前記交流発電機の電流を検出する変流器の二次側電流を入力するコイルと、前記磁性体コアに設けられたエアーギャップ内に挿入され、前記コイルに流れている電流により、前記磁性体コアとエアーギャップとから成る磁気回路に生ずる磁束の作用によって交流電圧を発生するホール素子と、第１の演算増幅器から構成され、前記交流電圧を増幅して出力する増幅回路を備える電流−電圧変換回路と、前記交流発電機の電圧を検出するＶ−Ｖ結線された２個の変圧器と、第２の演算増幅器から構成され、前記変圧器によって検出された二次側の電圧と前記電流−電圧変換回路の出力電圧とをベクトル加算して前記変圧器によって検出された前記交流発電機の帰還電圧成分である二次側電圧に、前記交流発電機の電流の無効成分のみを重畳したのと等価な値を算出するベクトル演算回路と、前記ベクトル演算回路が取り出した前記交流発電機の帰還電圧成分および電流の無効成分を直流電圧に整流し、前記交流発電機の制御系における帰還電圧信号として出力する全波整流回路とを備えたことを特徴とする。
この発明によれば、交流発電機の横流補償装置が、変流器によって取り出された横流を変圧器によって検出された電圧とベクトル演算するために、小型であり、且つ、軽量な磁気回路とホール素子とを組み合わせた電流−電圧変換回路を設けて、演算増幅器から構成されるベクトル演算回路によって無効成分のみを重畳したのと等価な値を算出する構成としたため、ＣＣＲと大きくて重い補助変流器とを用いて電流―電圧変換を行っている従来の交流発電機の横流補償装置に比して、大幅な小型化、軽量化を図ることが可能となる。また、ベクトル演算回路を演算増幅器によって構成するため、回路構成上の工夫により、大きくて重い変圧器等の鉄心を使用した部品の使用を抑制して、装置全体の小型、軽量化を図ることが可能になる。 In order to achieve the above object, the present invention proposes the following means.
The invention according to claim 1 is a cross current of an AC generator that compensates for a cross current flowing between the AC generator and the AC power supply when the AC generator is operated in parallel with another AC power supply and output voltages of the AC generator and the AC power supply are different. A compensator includes a magnetic core provided with an air gap, a coil that is wound around the magnetic core and receives a secondary current of a current transformer that detects a current of the AC generator, and the magnetic core A Hall element that is inserted into an air gap provided in the coil and generates an alternating voltage by the action of magnetic flux generated in a magnetic circuit composed of the magnetic core and the air gap by a current flowing through the coil; A current-voltage conversion circuit comprising an operational amplifier and amplifying circuit for amplifying and outputting the AC voltage; two VV-connected transformers for detecting the voltage of the AC generator; of A feedback voltage component of the AC generator detected by the transformer, which is composed of an operational amplifier and adds the vector of the secondary side voltage detected by the transformer and the output voltage of the current-voltage conversion circuit. A vector operation circuit that calculates a value equivalent to superimposing only the ineffective component of the AC generator current on a certain secondary side voltage, and the feedback voltage component and current of the AC generator extracted by the vector operation circuit And a full-wave rectifier circuit that rectifies the ineffective component into a DC voltage and outputs it as a feedback voltage signal in the control system of the AC generator.
According to the present invention, a cross current compensating device for an alternating current generator performs a vector operation on the cross current taken out by the current transformer and the voltage detected by the transformer, so that it is small and light in weight. Since the current-voltage conversion circuit combined with the element is provided and a value equivalent to the case where only the reactive component is superimposed is calculated by the vector operation circuit composed of the operational amplifier, the auxiliary current conversion is large and heavy with the CCR. Compared to the conventional cross current compensation device for an AC generator that performs current-voltage conversion using a generator, it is possible to achieve a significant reduction in size and weight. In addition, since the vector arithmetic circuit is composed of operational amplifiers, the overall configuration of the device can be reduced in size and weight by suppressing the use of parts using iron cores such as large and heavy transformers. It becomes possible.

本発明によれば、交流発電機の横流補償装置は、小型、軽量な電流−電圧変換回路を使用して交流発電機の電流を電圧に変換し、信号の処理は演算増幅器により行うように構成したため、次のような優れた効果を有する。
（１）各構成部品が小形になり、プリント基板上に搭載可能な部品を選定することが可能になる。
（２）この結果、横流補償装置の組立、配線作業等に要する工数が大幅に低減でき、演算増幅器等のコストが安いことも相俟って、横流補償装置のコストダウンを図ることができる。 According to the present invention, a cross current compensating device for an alternator is configured to convert a current of an alternator into a voltage using a small and lightweight current-voltage conversion circuit, and to process a signal by an operational amplifier. Therefore, it has the following excellent effects.
(1) Each component becomes small, and it is possible to select a component that can be mounted on a printed circuit board.
(2) As a result, the number of steps required for assembly and wiring work of the cross current compensating device can be greatly reduced, and the cost of the operational amplifier and the like can be reduced, and the cost of the cross current compensating device can be reduced.

以下、本発明の一実施形態を、図面を参照して説明する。
図１は本実施形態における横流補償装置５０の構成を示す図である。この図において、横流補償装置５０は、図７に示す従来の横流補償装置５と同様に、交流発電機１と他の交流電源２とが並列運転し、安定した三相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の交流電力を負荷側に供給する系統に、変圧器４１、４２および変流器３を介して接続され、横流補償装置５と同様の動作を行う。 Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a cross current compensating device 50 in the present embodiment. In this figure, as in the conventional cross current compensating device 5 shown in FIG. 7, the cross current compensating device 50 is operated in parallel with the AC generator 1 and the other AC power source 2, and is stable in three phases (R phase, S phase). , T phase) is connected to a system for supplying AC power to the load side via the transformers 41 and 42 and the current transformer 3, and performs the same operation as the cross current compensating device 5.

横流補償装置５０は、ベクトル演算回路１８と、電流−電圧変換回路６０と、変圧器７４、７５と、半固定抵抗であるＣＣＲ８０と、全波整流回路９０とから構成される。
尚、横流補償装置５０は、従来における横流補償装置５に比して、以下の点が異なる。すなわち、変圧器７１〜７３が変圧器７４、７５に変更され、ベクトル演算回路１８が新設されている。また、補助変流器６が電流−電圧変換回路６０に変更され、全波整流回路９が全波整流回路９０に変更されているところが異なる。 The cross current compensation device 50 includes a vector calculation circuit 18, a current-voltage conversion circuit 60, transformers 74 and 75, a CCR 80 that is a semi-fixed resistor, and a full-wave rectification circuit 90.
The cross current compensating device 50 is different from the conventional cross current compensating device 5 in the following points. That is, the transformers 71 to 73 are changed to the transformers 74 and 75, and the vector operation circuit 18 is newly provided. Further, the difference is that the auxiliary current transformer 6 is changed to a current-voltage conversion circuit 60 and the full-wave rectification circuit 9 is changed to a full-wave rectification circuit 90.

電流−電圧変換回路６０は、磁性体コア６１と、磁性体コア６１のエアーギャップ内に挿入されたホール素子６２と、磁性体コア６１に巻かれたコイル６３と、演算増幅器６４（第１の演算増幅器）と、抵抗Ｒ641〜643とから構成される。 The current-voltage conversion circuit 60 includes a magnetic core 61, a Hall element 62 inserted in the air gap of the magnetic core 61, a coil 63 wound around the magnetic core 61, and an operational amplifier 64 (first amplifier). Operational amplifier) and resistors R641 to 643.

コイル６３が横流補償装置５０の入力端ＩｐCT1およびＩｐCT2と接続される。ホール素子６２の一方の端が抵抗Ｒ642を介して演算増幅器６４の反転入力端子に接続される。ホール素子６２の他方の端が抵抗Ｒ641を介して演算増幅器６４の非反転入力端子に接続される。演算増幅器６４の出力端子が抵抗Ｒ643を介して反転入力端子に接続されると共に、電流−電圧変換回路６０の出力端Ｏｐivc１に接続される。演算増幅器６４の非反転出力端子が抵抗Ｒ644を介して電流−電圧変換回路６０の出力端Ｏｐivc2に接続される。
上記のように、演算増幅器６４および抵抗Ｒ641〜644により、差動増幅回路Ａｐd1（増幅回路）が構成される。 The coil 63 is connected to the input terminals IpCT1 and IpCT2 of the cross current compensating device 50. One end of the Hall element 62 is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 64 through the resistor R642. The other end of the hall element 62 is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 64 through a resistor R641. The output terminal of the operational amplifier 64 is connected to the inverting input terminal via the resistor R643 and to the output terminal Opivc1 of the current-voltage conversion circuit 60. The non-inverting output terminal of the operational amplifier 64 is connected to the output terminal Opivc2 of the current-voltage conversion circuit 60 via the resistor R644.
As described above, the differential amplifier circuit Add1 (amplifier circuit) is configured by the operational amplifier 64 and the resistors R641 to R644.

出力端Ｏｐivc1がＣＣＲ８０の抵抗体の一方の端子に接続される。出力端Ｏｐivc2が抵抗体の他方の端子に接続されると共に制御回路（本実施形態においては、横流補償装置５０）の零ボルト（０Ｖ）に接続される。ＣＣＲ８０のスライダ端子がベクトル演算回路１８の入力端Ｉｐvcaに接続される。尚、図中の「０Ｖ」が付された接地記号は、横流補償装置５０の制御回路の零ボルト（０Ｖ）基準電位に接続されることを示す。 The output terminal Opivc1 is connected to one terminal of the resistor of the CCR80. The output terminal Opivc2 is connected to the other terminal of the resistor and also connected to zero volt (0 V) of the control circuit (in this embodiment, the cross current compensating device 50). The slider terminal of the CCR 80 is connected to the input terminal Ipvca of the vector calculation circuit 18. Incidentally, the ground symbol with “0V” in the figure indicates that it is connected to the zero volt (0V) reference potential of the control circuit of the cross current compensating device 50.

一方、横流補償装置５０の入力端ＩｐPT1が変圧器７４の１次側の正極と接続され、入力端ＩｐPT3が変圧器７５の１次側の負極と接続され、入力端ＩｐPT2が変圧器７４の負極および７５の１次側の正極に接続される。変圧器７４の２次側の正極がベクトル演算回路１８の入力端ＩｐVC1に接続され、変圧器７５の２次側の負極がベクトル演算回路１８の入力端ＩｐVC3に接続され、変圧器７４の２次側の負極および７５の２次側の正極がベクトル演算回路１８の入力端ＩｐVC2に接続される。 On the other hand, the input terminal IpPT1 of the cross current compensating device 50 is connected to the positive electrode on the primary side of the transformer 74, the input terminal IpPT3 is connected to the negative electrode on the primary side of the transformer 75, and the input terminal IpPT2 is connected to the negative electrode of the transformer 74. And 75 are connected to the positive electrodes on the primary side. The positive electrode on the secondary side of the transformer 74 is connected to the input terminal IpVC1 of the vector arithmetic circuit 18, the negative electrode on the secondary side of the transformer 75 is connected to the input terminal IpVC3 of the vector arithmetic circuit 18, and the secondary of the transformer 74 The negative electrode on the side and the positive electrode on the secondary side of 75 are connected to the input terminal IpVC2 of the vector arithmetic circuit 18.

ベクトル演算回路１８は演算増幅器８１〜８９（第２の演算増幅器）と、抵抗Ｒ801〜828とから構成される。
ベクトル演算回路１８の入力端ＩｐVC1が抵抗Ｒ803を介して制御回路の零ボルトに接続されると共に抵抗Ｒ804を介して演算増幅器８２の非反転入力端子に接続され、出力端子が抵抗Ｒ805を介して反転入力端子に接続される。入力端ＩｐVC2が抵抗Ｒ806を介して制御回路の零ボルトに接続されると共に抵抗Ｒ807を介して演算増幅器８３の非反転入力端子に接続され、出力端子が抵抗Ｒ808を介して反転入力端子に接続される。入力端ＩｐVC3が抵抗Ｒ809を介して制御回路の零ボルトに接続されると共に抵抗Ｒ810を介して演算増幅器８４の非反転入力端子に接続され、出力端子が抵抗Ｒ811を介して反転入力端子に接続される。
上記のように、演算増幅器８２および抵抗Ｒ804、805により非反転増幅回路Ａｐni1が構成され、演算増幅器８３および抵抗Ｒ807、808により非反転増幅回路Ａｐni2が構成され、演算増幅器８４および抵抗Ｒ810、811により非反転増幅回路Ａｐni3が構成される。
尚、非反転増幅回路Ａｐni1〜3の利得が互いに等しくなるように、Ｒ804、805、807、808、810、811の抵抗値が決定される。 The vector operation circuit 18 includes operational amplifiers 81 to 89 (second operational amplifier) and resistors R801 to 828.
The input terminal IpVC1 of the vector arithmetic circuit 18 is connected to the zero volt of the control circuit via the resistor R803, and is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 82 via the resistor R804, and the output terminal is inverted via the resistor R805. Connected to input terminal. The input terminal IpVC2 is connected to zero volt of the control circuit through the resistor R806, and is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 83 through the resistor R807, and the output terminal is connected to the inverting input terminal through the resistor R808. The The input terminal IpVC3 is connected to zero volt of the control circuit through the resistor R809, and is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 84 through the resistor R810, and the output terminal is connected to the inverting input terminal through the resistor R811. The
As described above, the operational amplifier 82 and the resistors R804 and 805 constitute the non-inverting amplifier circuit Apni1, the operational amplifier 83 and the resistors R807 and 808 constitute the non-inverting amplifier circuit Apni2, and the operational amplifier 84 and the resistors R810 and 811. A non-inverting amplifier circuit Apni3 is configured.
Note that the resistance values of R804, 805, 807, 808, 810, and 811 are determined so that the gains of the non-inverting amplifiers Apni1 to Apni3 are equal to each other.

一方、ベクトル演算回路１８の入力端Ｉｐvcaが抵抗Ｒ801を介して演算増幅器８１の非反転入力端子に接続され、出力端子が抵抗Ｒ802を介して反転入力端子に接続される。
上記のように、演算増幅器８１および抵抗Ｒ801、802により非反転増幅回路Ａｐni4が構成される。 On the other hand, the input terminal Ipvca of the vector arithmetic circuit 18 is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 81 via the resistor R801, and the output terminal is connected to the inverting input terminal via the resistor R802.
As described above, the operational amplifier 81 and the resistors R801 and R802 constitute the non-inverting amplifier circuit Apni4.

また、演算増幅器８５の非反転入力端子が抵抗Ｒ812を介して制御回路の零ボルトに接続されると共に抵抗Ｒ813を介して演算増幅器８２の出力端子に接続される。演算増幅器８５の反転入力端子が抵抗Ｒ815を介して出力端子に接続されると共に抵抗Ｒ814を介して演算増幅器８１の出力端子に接続される。演算増幅器８５の出力端子が出力端Ｏｐvc1に接続されると共に、抵抗Ｒ816を介して演算増幅器８６の反転入力端子に接続される。演算増幅器８６の出力端子が出力端Ｏｐvc2に接続されると共に、抵抗Ｒ817を介して反転入力端子に接続される。非反転入力端子が抵抗Ｒ818を介して制御回路の零ボルトに接続される。
上記のように、演算増幅器８５および抵抗Ｒ812〜815により減算回路Ｃａs1が構成され、演算増幅器８６および抵抗Ｒ816〜818により反転増幅回路Ａｐi1が構成される。 Further, the non-inverting input terminal of the operational amplifier 85 is connected to the zero volt of the control circuit through the resistor R812 and is connected to the output terminal of the operational amplifier 82 through the resistor R813. The inverting input terminal of the operational amplifier 85 is connected to the output terminal via the resistor R815 and is connected to the output terminal of the operational amplifier 81 via the resistor R814. The output terminal of the operational amplifier 85 is connected to the output terminal Opvc1 and is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 86 via the resistor R816. The output terminal of the operational amplifier 86 is connected to the output terminal Opvc2 and is connected to the inverting input terminal via the resistor R817. The non-inverting input terminal is connected to zero volt of the control circuit via a resistor R818.
As described above, the operational amplifier 85 and the resistors R812 to 815 constitute the subtracting circuit Cas1, and the operational amplifier 86 and the resistors R816 to R818 constitute the inverting amplifier circuit Api1.

また、演算増幅器８３の出力端子が出力端Ｏｐvc3に接続されると共に抵抗Ｒ819を介して演算増幅器８７の反転入力端子に接続される。演算増幅器８７の出力端子が出力端Ｏｐvc4に接続されると共に抵抗Ｒ820を介して反転入力端子に接続される。非反転入力端子が抵抗Ｒ821を介して制御回路の零ボルトに接続される。
上記のように、演算増幅器８７および抵抗Ｒ819〜821により反転増幅回路Ａｐi2が構成される。 The output terminal of the operational amplifier 83 is connected to the output terminal Opvc3, and is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 87 via the resistor R819. The output terminal of the operational amplifier 87 is connected to the output terminal Opvc4 and also connected to the inverting input terminal via the resistor R820. The non-inverting input terminal is connected to zero volt of the control circuit through a resistor R821.
As described above, the operational amplifier 87 and the resistors R819 to 821 constitute the inverting amplifier circuit Api2.

また、演算増幅器８８の反転入力端子が抵抗Ｒ822を介して演算増幅器８１の出力端子に接続されると共に、抵抗Ｒ825を介して演算増幅器８４の出力端子に接続される。演算増幅器８８の非反転入力端子が抵抗Ｒ824を介して制御回路の零ボルトに接続される。演算増幅器８８の出力端子が出力端Ｏｐvc5に接続されると共に、抵抗Ｒ823を介して反転入力端子に接続される。演算増幅器８９の反転入力端子が抵抗Ｒ826を介して演算増幅器８８の出力端子に接続される。演算増幅器８９の出力端子が出力端Ｏｐvc6に接続されると共に、抵抗Ｒ827を介して反転入力端子に接続される。非反転入力端子が抵抗Ｒ828を介して制御回路の零ボルトに接続される。
上記のように、演算増幅器８８よび抵抗Ｒ822〜825により加算回路Ｃａa1が構成され、演算増幅器８９および抵抗Ｒ826〜828により反転増幅回路Ａｐi3が構成される。 The inverting input terminal of the operational amplifier 88 is connected to the output terminal of the operational amplifier 81 through the resistor R822, and is connected to the output terminal of the operational amplifier 84 through the resistor R825. The non-inverting input terminal of the operational amplifier 88 is connected to zero volts of the control circuit via the resistor R824. The output terminal of the operational amplifier 88 is connected to the output terminal Opvc5 and is connected to the inverting input terminal via the resistor R823. The inverting input terminal of the operational amplifier 89 is connected to the output terminal of the operational amplifier 88 via the resistor R826. The output terminal of the operational amplifier 89 is connected to the output terminal Opvc6 and is connected to the inverting input terminal via the resistor R827. The non-inverting input terminal is connected to zero volt of the control circuit through a resistor R828.
As described above, the operational amplifier 88 and the resistors R822 to 825 constitute the adder circuit Caa1, and the operational amplifier 89 and the resistors R826 to 828 constitute the inverting amplifier circuit Api3.

全波整流回路９０はダイオードＤ11〜16から構成される。全波整流回路９０において、ダイオードＤ11〜16のアノードは、ベクトル演算回路１８の出力端Ｏｐvc1〜Ｏｐvc6に各々接続され、カソードは共通に結線され、ＡＶＲの帰還電圧入力端に接続される。 The full-wave rectifier circuit 90 is composed of diodes D11-16. In the full-wave rectifier circuit 90, the anodes of the diodes D11 to D16 are connected to the output terminals Opvc1 to Opvc6 of the vector arithmetic circuit 18, respectively, and the cathodes are connected in common and connected to the feedback voltage input terminal of the AVR.

次に、本実施形態における横流補償装置５０の動作を図１〜図６を参照して説明する。図２において交流発電機１の出力電圧の中性点を基準とした相電圧を示し、図３において各相電圧の中性点を基準としたベクトル図を示す。ここで、交流発電機１の出力電圧の各相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）が平衡しているものとする。この場合、Ｓ相の相電圧＜ＥS＞は、Ｒ相の相電圧＜ＥR＞に前述した三相ベクトルオペレータａ²＝ｅｘｐ（ｊ×（４π／３））を乗じて、位相を（４π／３）ラジアン回転させた電圧であり、Ｔ相の相電圧＜ＥT＞は、Ｒ相の相電圧＜ＥR＞に三相ベクトルオペレータａ＝ｅｘｐ（ｊ×（２π／３））を乗じて、位相を（２π／３）ラジアン回転させた電圧である。
以後、上述した交流発電機１の出力電圧のベクトルを基準にして動作を説明する。 Next, the operation of the cross current compensating device 50 in the present embodiment will be described with reference to FIGS. 2 shows the phase voltage based on the neutral point of the output voltage of the AC generator 1, and FIG. 3 shows a vector diagram based on the neutral point of each phase voltage. Here, it is assumed that the phases (R phase, S phase, T phase) of the output voltage of the AC generator 1 are balanced. In this case, the phase voltage <ES> of the S phase is obtained by multiplying the phase voltage <ER> of the R phase by the above-described three-phase vector operator a ² = exp (j × (4π / 3)) and (4π / 3) A voltage rotated by radians, and the phase voltage <ET> of the T phase is obtained by multiplying the phase voltage <ER> of the R phase by the three-phase vector operator a = exp (j × (2π / 3)). Is a voltage obtained by rotating (2π / 3) radians.
Hereinafter, the operation will be described with reference to the output voltage vector of the AC generator 1 described above.

先ず、非反転増幅回路Ａｐni1は、三相交流出力線のうちのＲ相の線から変圧器４１および７４を介して、Ｒ803によって制御回路の零ボルトを基準として電圧を入力する。
このとき、図４に示すように、ベクトル演算回路１８の入力端ＩｐVC1〜3が、抵抗Ｒ803、806、809によって制御回路の零ボルトを中点としてスター結線されている。前述したように、交流発電機１の出力電圧の各相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）が平衡していることより、入力端ＩｐVC1〜3を頂点とする三角形が正三角形となるので、制御回路の零ボルトである該三角形の中点が仮想中性点となり、該仮想中性点（制御回路の零ボルト）が交流発電機１の中性点とみなされる。したがって、上述したＲ相の相電圧＜ＥR＞を非反転増幅回路Ａｐni1に入力したことになる。そして、非反転増幅回路Ａｐni1は、電圧＜ＥR＞と同相の電圧＜Ｅ2＞を出力する。よって、非反転増幅回路Ａｐni1の出力の電圧を＜Ｖｏni1＞とすると、以下のような式となる。
＜Ｖｏni1＞＝＜Ｅ2＞
＜Ｅ2＞＝Ｋ1×＜ＥR＞
∴ ＜Ｖｏni1＞＝Ｋ1×＜ＥR＞・・・・・（式１）
ここで、（式１）より、＜Ｖｏni1＞と＜ＥR＞とが同相であることが示される。
また、Ｋ1は、交流発電機１と非反転増幅回路Ａｐni1の出力端との間の全ての利得の積を示す定数である。具体的に、変圧器４１、４２、７４、７５の変圧比、図４において、線間電圧を相電圧に変換する比等の積を示す。 First, the non-inverting amplifier circuit Apni1 inputs a voltage from the R-phase line of the three-phase AC output lines via the transformers 41 and 74 with reference to the zero volt of the control circuit by R803.
At this time, as shown in FIG. 4, the input terminals IpVC1 to IpVC1 to 3 of the vector operation circuit 18 are star-connected by resistors R803, 806, and 809 with the zero volt of the control circuit as the middle point. As described above, since the phases (R phase, S phase, T phase) of the output voltage of the AC generator 1 are balanced, the triangle having the input terminals IpVC1 to 3 as vertices is an equilateral triangle. The midpoint of the triangle, which is zero volts of the control circuit, is a virtual neutral point, and the virtual neutral point (zero volts of the control circuit) is regarded as the neutral point of the AC generator 1. Therefore, the R-phase voltage <ER> described above is input to the non-inverting amplifier circuit Apni1. Then, the non-inverting amplifier circuit Apni1 outputs a voltage <E2> in phase with the voltage <ER>. Therefore, when the output voltage of the non-inverting amplifier circuit Apni1 is <Voni1>, the following equation is obtained.
<Voni1> = <E2>
<E2> = K1 × <ER>
∴ <Voni1> = K1 × <ER> (Equation 1)
Here, (Equation 1) indicates that <Voni1> and <ER> are in phase.
K1 is a constant indicating the product of all gains between the AC generator 1 and the output terminal of the non-inverting amplifier circuit Apni1. Specifically, the product of the transformation ratio of the transformers 41, 42, 74, and 75, the ratio for converting the line voltage into the phase voltage, and the like are shown in FIG.

また、上記と同様に、非反転増幅回路Ａｐni2は、三相交流出力線のうちのＳ相の線から変圧器４１、４２、７４および７５を介して、Ｒ806によって仮想中性点電位を基準としてＳ相の相電圧＜ＥS＞（＝電圧ａ²×＜ＥR＞）を入力し、電圧ａ²×＜ＥR＞と同相の電圧ａ²×＜Ｅ2＞を出力する。よって、非反転増幅回路Ａｐni2の出力の電圧を＜Ｖｏni2＞とすると、以下のような式となる。
＜Ｖｏni2＞＝ａ²×＜Ｅ2＞
ａ²×＜Ｅ2＞＝Ｋ1×＜ＥS＞
∴ ＜Ｖｏni2>＝Ｋ1×＜ＥS＞・・・・・（式２）
ここで、（式２）より、（式１）と同様に、＜Ｖｏni2＞と＜ＥS＞とが同相であることが示される。
また、Ｋ1は、交流発電機１と非反転増幅回路Ａｐni2の出力端との間の全ての利得の積を示す定数である。ここで、非反転増幅回路Ａｐni1〜3の利得が互いに等しくなるように設定されるため、（式１）におけるＫ1と同一の定数となる。 Similarly to the above, the non-inverting amplifier circuit Apni2 uses the S-phase line of the three-phase AC output lines via the transformers 41, 42, 74, and 75 as a reference by the virtual neutral point potential by R806. A phase voltage <ES> (= voltage a ² × <ER>) of the S phase is input, and a voltage a ² × <E2> in phase with the voltage a ² × <ER> is output. Therefore, when the output voltage of the non-inverting amplifier circuit Apni2 is <Voni2>, the following equation is obtained.
<Voni2> = a ² × <E2>
a ² × <E2> = K1 × <ES>
∴ <Voni2> = K1 × <ES> (Equation 2)
Here, (Formula 2) indicates that <Voni2> and <ES> are in phase, as in (Formula 1).
K1 is a constant indicating the product of all gains between the AC generator 1 and the output terminal of the non-inverting amplifier circuit Apni2. Here, since the gains of the non-inverting amplifiers Apni1 to Apni3 are set to be equal to each other, the constant is the same as K1 in (Equation 1).

また、上記と同様に、反転増幅回路Ａｐni3は、三相交流出力線のうちのＴ相の線から変圧器４１、４２、７４および７５を介して、Ｒ809によって仮想中性点電位を基準としてＴ相の相電圧＜ＥT＞（＝電圧ａ×＜ＥR＞）を入力し、電圧ａ×＜ＥR＞と同相の電圧ａ×＜Ｅ2＞を出力する。よって、非反転増幅回路Ａｐni3の出力の電圧を＜Ｖｏni3＞とすると、以下のような式となる。
＜Ｖｏni3＞＝ａ×＜Ｅ2＞
ａ×＜Ｅ2＞＝Ｋ1×＜ＥT＞
∴ ＜Ｖｏni3＞＝Ｋ1×＜ＥT＞・・・・・（式３）
ここで、（式３）より、（式１）、（式２）と同様に、＜Ｖｏni3＞と＜ＥT＞とが同相であることが示される。
また、Ｋ1は、交流発電機１と非反転増幅回路Ａｐni3の出力端との間の全ての利得の積を示す定数である。ここで、非反転増幅回路Ａｐni1〜3の利得が互いに等しくなるように設定されるため、（式１）におけるＫ1と同一の定数となる。 Similarly to the above, the inverting amplifier circuit Apni3 is connected to the T-phase line of the three-phase AC output lines via the transformers 41, 42, 74, and 75 by R809 with reference to the virtual neutral point potential. The phase voltage <ET> (= voltage a * <ER>) of the phase is input, and the voltage a * <E2> in phase with the voltage a * <ER> is output. Therefore, when the output voltage of the non-inverting amplifier circuit Apni3 is <Voni3>, the following equation is obtained.
<Voni3> = a × <E2>
a × <E2> = K1 × <ET>
∴ <Voni3> = K1 × <ET> (Equation 3)
Here, (Formula 3) indicates that <Voni3> and <ET> are in phase, as in (Formula 1) and (Formula 2).
K1 is a constant indicating the product of all gains between the AC generator 1 and the output terminal of the non-inverting amplifier circuit Apni3. Here, since the gains of the non-inverting amplifiers Apni1 to Apni3 are set to be equal to each other, the constant is the same as K1 in (Equation 1).

一方、交流発電機１を他の交流電源２と並列運転し、安定した三相ＲＳＴの交流電力を負荷側に供給している場合に、何らかの原因で交流発電機１の電圧が変化すると、交流発電機１と交流電源２との間に横流が流れ、変流器３が交流発電機１のＳ相の電流＜Ｉs1＞を検出して、二次側電流＜Ｉs2＞をコイル６３に出力する。そして、二次側電流＜Ｉs2＞によって、磁性体コア６１とエアーギャップとからなる磁気回路に生ずる磁束中の作用によってホール素子６２に交流電圧が発生し、該交流電圧が差動増幅回路Ａｐd1により増幅され、ＣＣＲ８０によって分圧調整されて、非反転増幅回路Ａｐni4に入力される。非反転増幅回路Ａｐni4は入力した電圧を増幅し、電流＜Ｉs1＞と同相の電圧＜ｖ2＞を出力する。よって、非反転増幅回路Ａｐni4の出力の電圧を＜Ｖｏni4＞とすると、以下のような式となる。尚、電流＜Ｉs1＞のＰＦが１．０の場合は、電圧＜ＥS＞と電流＜Ｉs1＞とが同相になる。
＜Ｖｏni4＞＝＜ｖ2＞
＜ｖ2＞＝Ｋ2×＜Ｉs1＞
∴ ＜Ｖｏni4＞＝Ｋ2×＜ＩS1＞・・・・・（式４）
ここで、（式４）より、＜Ｖｏni4＞と＜ＩS1＞とが同相であることが示される。
また、Ｋ2は、変流器３のＣＴ比、差動増幅回路Ａｐd1および非反転増幅回路Ａｐni4の利得、ＣＣＲ８０における分圧比等、発電機の電流Ｉs1と非反転増幅回路Ａｐni4の出力端との間の全ての利得の積を示す定数である。 On the other hand, when the AC generator 1 is operated in parallel with another AC power source 2 and AC power of a stable three-phase RST is supplied to the load side, if the voltage of the AC generator 1 changes for some reason, A cross current flows between the generator 1 and the AC power supply 2, and the current transformer 3 detects the S-phase current <Is1> of the AC generator 1 and outputs the secondary current <Is2> to the coil 63. . Then, the secondary side current <Is2> generates an AC voltage in the Hall element 62 by the action in the magnetic flux generated in the magnetic circuit composed of the magnetic core 61 and the air gap, and the AC voltage is generated by the differential amplifier circuit Add1. Amplified, voltage-divided by the CCR 80, and input to the non-inverting amplifier circuit Apni4. The non-inverting amplifier circuit Apni4 amplifies the input voltage and outputs a voltage <v2> in phase with the current <Is1>. Therefore, when the output voltage of the non-inverting amplifier circuit Apni4 is <Voni4>, the following equation is obtained. When the PF of the current <Is1> is 1.0, the voltage <ES> and the current <Is1> are in phase.
<Voni4> = <v2>
<V2> = K2 × <Is1>
<Voni4> = K2 × <IS1> (Formula 4)
Here, (Formula 4) indicates that <Voni4> and <IS1> are in phase.
K2 is the current ratio between the generator current Is1 and the output terminal of the non-inverting amplifier circuit Apni4, such as the CT ratio of the current transformer 3, the gain of the differential amplifier circuit Apd1 and the non-inverting amplifier circuit Apni4, and the voltage dividing ratio of the CCR80. Is a constant indicating the product of all the gains.

そして、減算回路Ｃａs1において、抵抗Ｒ813に非反転増幅回路Ａｐni1から電圧＜Ｖｏni1＞が入力し、抵抗Ｒ814に非反転増幅回路Ａｐni4から電圧＜Ｖｏni4＞が入力する。減算回路Ｃａs1は、電圧＜Ｖｏni4＞から電圧＜Ｖｏni1＞を減算し、以下のように減算結果の電圧＜Ｖｏs1＞をダイオードＤ11および反転増幅回路Ａｐi1に出力する。
＜Ｖｏs1＞＝＜Ｅ2＞−＜ｖ2＞・・・・・（式５）
但し、減算回路Ｃａs1の抵抗Ｒ812〜815を以下のように設定する。
（Ｒ812＝Ｒ813、Ｒ814＝Ｒ815） In the subtracting circuit Cas1, the voltage <Voni1> is input from the non-inverting amplifier circuit Apni1 to the resistor R813, and the voltage <Voni4> is input from the non-inverting amplifier circuit Apni4 to the resistor R814. The subtraction circuit Cas1 subtracts the voltage <Voni1> from the voltage <Voni4>, and outputs the subtraction result voltage <Vos1> to the diode D11 and the inverting amplifier circuit Api1 as follows.
<Vos1> = <E2>-<v2> (Formula 5)
However, the resistors R812 to 815 of the subtraction circuit Cas1 are set as follows.
(R812 = R813, R814 = R815)

そして、反転増幅回路Ａｐi1が、入力した信号、つまり電圧＜Ｖｏs1＞の極性の反転を行い、（式５）より、以下のように電圧＜Ｖｏi1＞をダイオードＤ12に出力する。
＜Ｖｏi1＞＝−（＜Ｅ2＞−＜ｖ2＞）・・・・・（式６）
但し、反転増幅回路Ａｐi1の利得を１に設定する。 Then, the inverting amplifier circuit Api1 inverts the polarity of the input signal, that is, the voltage <Vos1>, and outputs the voltage <Voi1> to the diode D12 as follows from (Equation 5).
<Voi1> = − (<E2> − <v2>) (Formula 6)
However, the gain of the inverting amplifier circuit Api1 is set to 1.

一方、非反転増幅回路Ａｐni2は、前述した（式２）に示す電圧＜Ｖｏni2＞をダイオードＤ13および反転増幅回路Ａｐi2に出力する。
そして、反転増幅回路Ａｐi2が、入力した信号、つまり電圧＜Ｖｏni2＞の極性の反転を行い、（式２）より、以下のように電圧＜Ｖｏi2＞をダイオードＤ14に出力する。
＜Ｖｏi2＞＝−（ａ²×＜Ｅ2＞）・・・・・（式７）
但し、反転増幅回路Ａｐi2の利得を１に設定する。 On the other hand, the non-inverting amplifier circuit Apni2 outputs the voltage <Voni2> shown in (Equation 2) described above to the diode D13 and the inverting amplifier circuit Api2.
Then, the inverting amplifier circuit Api2 inverts the polarity of the input signal, that is, the voltage <Voni2>, and outputs the voltage <Voi2> to the diode D14 as follows from (Equation 2).
<Voi2> = − (a ² × <E2>) (Expression 7)
However, the gain of the inverting amplifier circuit Api2 is set to 1.

一方、そして、加算回路Ｃａa1において、抵抗Ｒ825に非反転増幅回路Ａｐni3から電圧＜Ｖｏni3＞が入力し、抵抗Ｒ822に非反転増幅回路Ａｐni4から電圧＜Ｖｏni4＞が入力する。加算回路Ｃａa1は、電圧＜Ｖｏni3＞と電圧＜Ｖｏni4＞とを加算し、以下のように、加算結果の極性を逆にして、電圧＜Ｖｏa1＞をダイオードＤ15および反転増幅回路Ａｐi3に出力する。
＜Ｖｏa1＞＝−（ａ×＜Ｅ2＞＋＜ｖ2＞）・・・・・（式８）
但し、加算回路Ｃａa1の抵抗Ｒ822、823、825を以下のように設定する。
（Ｒ822＝Ｒ823＝Ｒ825）
そして、反転増幅回路Ａｐi3が、入力した信号、つまり電圧＜Ｖｏa1>の極性の反転を行い、（式８）より、以下のように電圧＜Ｖｏi3＞をダイオードＤ16に出力する。
＜Ｖｏi3＞＝（ａ×＜Ｅ2＞＋＜ｖ2＞）・・・・・（式９）
但し、反転増幅回路Ａｐi3の利得を１に設定する。 On the other hand, in the adding circuit Caa1, the voltage <Voni3> is input from the non-inverting amplifier circuit Apni3 to the resistor R825, and the voltage <Voni4> is input from the non-inverting amplifier circuit Apni4 to the resistor R822. The addition circuit Caa1 adds the voltage <Voni3> and the voltage <Voni4>, reverses the polarity of the addition result, and outputs the voltage <Voa1> to the diode D15 and the inverting amplifier circuit Api3.
<Voa1> = − (a × <E2> + <v2>) (Equation 8)
However, the resistors R822, 823, and 825 of the adder circuit Caa1 are set as follows.
(R822 = R823 = R825)
Then, the inverting amplifier circuit Api3 inverts the polarity of the input signal, that is, the voltage <Voa1>, and outputs the voltage <Voi3> to the diode D16 as follows from (Equation 8).
<Voi3> = (a × <E2> + <v2>) (Equation 9)
However, the gain of the inverting amplifier circuit Api3 is set to 1.

そして、全波整流回路９０内のダイオードＤ11〜16に入力された各電圧が足し合わされて、帰還電圧信号ｅとしてＡＶＲへ出力される。 The voltages input to the diodes D11 to D16 in the full-wave rectifier circuit 90 are added together and output to the AVR as a feedback voltage signal e.

ここで、全波整流回路９０は互いに逆の極性の電圧を交互に出力する。
全波整流回路９０内のダイオードＤ11〜16に供給される電圧のうち、電圧＜Ｖｏi1＞および＜Ｖｏi2＞は、反転増幅回路Ａｐi1およびＡｐi2の出力の電圧なので極性が反転している。また、電圧＜Ｖｏa1＞は、加算回路Ｃａa1が加算結果の極性を反転して出力した電圧なので、極性が反転している。つまり、電圧＜Ｖｏi1＞および＜Ｖｏi2＞ならびに＜Ｖｏa1＞は、極性が反転している電圧ということになる。 Here, the full-wave rectifier circuit 90 alternately outputs voltages having opposite polarities.
Among the voltages supplied to the diodes D11 to D16 in the full-wave rectifier circuit 90, the voltages <Voi1> and <Voi2> are inverted because they are the output voltages of the inverting amplifiers Api1 and Api2. Further, since the voltage <Voa1> is a voltage output by the adder circuit Caa1 inverting the polarity of the addition result, the polarity is inverted. That is, the voltages <Voi1>, <Voi2>, and <Voa1> are voltages whose polarities are inverted.

これに対し、電圧＜Ｖｏs1＞および＜Ｖｏni2＞は、極性を反転させる過程を経ていないので極性が反転していない。また、電圧＜Ｖｏi3＞は、反転増幅回路Ａｐi3によって電圧＜Ｖｏa1＞の極性を反転している電圧であるが、極性が反転された電圧＜Ｖｏa1＞の極性をまた反転することとなり、電圧＜Ｖｏi3＞は極性が反転していない電圧となる。つまり、電圧＜Ｖｏs1＞および＜Ｖｏni2＞ならびに＜Ｖｏi3＞は、極性が反転していない電圧ということになる。 On the other hand, the voltages <Vos1> and <Voni2> have not undergone the process of reversing the polarity, so the polarity is not reversed. The voltage <Voi3> is a voltage obtained by inverting the polarity of the voltage <Voa1> by the inverting amplifier circuit Api3. However, the polarity of the voltage <Voa1> obtained by inverting the polarity is again inverted, and the voltage <Voi3> > Is a voltage whose polarity is not inverted. That is, the voltages <Vos1>, <Voni2>, and <Voi3> are voltages whose polarities are not inverted.

次に、極性が反転していない電圧について、全波整流回路９０の入力端における電圧のベクトル図について説明する。
図５に極性が反転していない電圧＜Ｖｏs1＞および＜Ｖｏni2＞ならびに＜Ｖｏi3＞の電圧のベクトル図を示す。次に、交流発電機1の電流が流れていない無負荷状態の場合のベクトル図は、電圧＜Ｅ2＞と、a×＜Ｅ2＞と、a²×＜Ｅ2＞とからなる正三角形をなす。これらのベクトル図を突き合わせると、電圧＜Ｖｏs1＞および＜Ｖｏni2＞ならびに＜Ｖｏi3＞のベクトル図は、電圧＜Ｖｏni2＞を底辺とする正三角形に比して、頂点が−＜ｖ2＞だけシフトした三角形になることがわかる。このベクトル図は、図８に示す、従来の横流補償装置５におけるベクトル図と相似であるため、本実施形態における横流補償装置５０は、従来の横流補償装置５と動作原理が同一となり、同様に横流を補償することができることになる。 Next, the vector diagram of the voltage at the input terminal of the full-wave rectifier circuit 90 will be described for the voltage whose polarity is not inverted.
FIG. 5 shows a vector diagram of voltages <Vos1>, <Voni2>, and <Voi3> whose voltages are not inverted. Next, a vector diagram in the case of a no-load state current of the AC generator 1 is not flowing, form a voltage <E2>, and a × <E2>, an equilateral triangle consisting a a ² × <E2>. When these vector diagrams are compared, the vertices of the voltages <Vos1>, <Voni2>, and <Voi3> are shifted by − <v2> as compared to an equilateral triangle whose base is voltage <Voni2>. It turns out that it becomes a triangle. Since this vector diagram is similar to the vector diagram in the conventional cross current compensating device 5 shown in FIG. 8, the operation principle of the cross current compensating device 50 in this embodiment is the same as that of the conventional cross current compensating device 5, and similarly. The cross current can be compensated.

次に、極性が反転している電圧について、全波整流回路９０の入力端における電圧のベクトル図について説明する。
図６に極性が反転している電圧＜Ｖｏi1＞および＜Ｖｏi2＞ならびに＜Ｖｏa1＞の電圧のベクトル図を示す。次に、交流発電機1の電流が流れていない無負荷状態の場合のベクトル図は、電圧−＜Ｅ2＞と、−a×＜Ｅ2＞と、−a²×＜Ｅ2＞とからなる正三角形をなす。これらのベクトル図を突き合わせると、電圧＜Ｖｏi1＞および＜Ｖｏi2＞ならびに＜Ｖｏa1＞のベクトル図は、電圧＜Ｖｏi2＞を底辺とする正三角形に比して、頂点が−＜ｖ2＞だけシフトした三角形になることがわかる。このベクトル図は、図５に示す、極性が反転していない電圧についての電圧のベクトル図と逆位相の関係にあり、図８に示す、従来の横流補償装置５におけるベクトル図と相似であるため、本実施形態における横流補償装置５０は、従来の横流補償装置５と動作原理が同一となり、同様に横流を補償することができることになる。
以上により、全波整流回路９０が、極性が反転している電圧と極性が反転していない電圧とを交互にＡＶＲに出力することによって、横流を補償することができる。
尚、図５および図６は、交流発電機１の出力の電流＜Ｉs1＞のＰＦが１．０の場合のベクトル図を示す。 Next, a voltage vector diagram at the input terminal of the full-wave rectifier circuit 90 will be described with respect to the voltage whose polarity is inverted.
FIG. 6 shows a vector diagram of voltages <Voi1>, <Voi2>, and <Voa1> whose polarities are inverted. Next, a vector diagram in the case of a no-load state current of the AC generator 1 is not flowing, the voltage - <E2> and, consisting of a ^{-a × <E2>, -a 2} × with <E2> equilateral triangle Make. When these vector diagrams are compared, the vertices of the voltages <Voi1>, <Voi2>, and <Voa1> are shifted by − <v2> as compared to an equilateral triangle whose base is voltage <Voi2>. It turns out that it becomes a triangle. This vector diagram is in an opposite phase relationship to the voltage vector diagram of the voltage whose polarity is not inverted shown in FIG. 5, and is similar to the vector diagram in the conventional cross current compensator 5 shown in FIG. The cross current compensating device 50 in this embodiment has the same operating principle as the conventional cross current compensating device 5 and can compensate the cross current in the same manner.
As described above, the full-wave rectifier circuit 90 can compensate for the cross current by alternately outputting the voltage whose polarity is inverted and the voltage whose polarity is not inverted to the AVR.
5 and 6 show vector diagrams when the PF of the output current <Is1> of the AC generator 1 is 1.0.

上記実施形態によれば、交流発電機１と他の交流電源２とが並列運転を行っている際に両者の出力電圧の均衡が崩れた場合に両者間に流れる横流の無効分を横流補償装置５０が以下のようにして補償することができる。すなわち、変流器３によって検出した横流を、ホール素子６２や演算増幅器６４によって構成された電流−電圧変換回路６０によって電圧に変換する。そして、該電圧を、変圧器４１、４２によって検出した交流発電機１の出力の電圧と、演算増幅器８１〜８９によって構成されたベクトル演算回路１８によってベクトル加算して、全波整流回路９０によって該電圧の平均値をＡＶＲに出力する。そして、ＡＶＲが交流発電機１を横流が少なくなるように制御を行う。
以上のように、ホール素子６２や演算増幅器６４等を使用した構成をとったため、小型化、軽量化が困難な、変圧器、変流器等の鉄心を使用した部品の使用を抑えて、小型化、軽量化を図りながら横流の補償を行うことができる。 According to the above embodiment, when the AC generator 1 and the other AC power supply 2 are operating in parallel, when the output voltage balance between the two is lost, the ineffective portion of the cross current that flows between the two is cross-compensated. 50 can be compensated as follows. That is, the cross current detected by the current transformer 3 is converted into a voltage by the current-voltage conversion circuit 60 constituted by the Hall element 62 and the operational amplifier 64. Then, the voltage is added to the voltage of the output of the AC generator 1 detected by the transformers 41 and 42 by the vector arithmetic circuit 18 constituted by the operational amplifiers 81 to 89, and the full-wave rectifier circuit 90 adds the voltage. The average value of the voltage is output to AVR. Then, the AVR controls the AC generator 1 so that the cross current is reduced.
As described above, since the configuration using the Hall element 62, the operational amplifier 64, and the like is adopted, it is difficult to reduce the size and weight, and it is difficult to reduce the use of components such as transformers and current transformers. The cross current can be compensated for while reducing the weight and weight.

尚、従来の横流補償装置５においては、ベクトル演算において必要な三相交流の各相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の相電圧を取り出すために、変圧器７１〜７３を用いて線間電圧から相電圧への変換を行っていた。しかし、本実施形態における横流補償装置５０において、ベクトル演算回路１８の回路上の工夫により、変圧器７４、７５を使用する構成とすることができ、使用変圧器数を削減し（３個→２個）、装置のさらなる小型化、軽量化を行うことができる。 In the conventional cross current compensator 5, in order to extract the phase voltage of each of the three-phase alternating currents (R phase, S phase, T phase) necessary for vector calculation, transformers 71 to 73 are used for the line spacing. Conversion from voltage to phase voltage was performed. However, in the cross current compensating device 50 according to the present embodiment, it is possible to adopt a configuration in which the transformers 74 and 75 are used by devising the circuit of the vector arithmetic circuit 18, thereby reducing the number of transformers used (3 → 2 ), The device can be further reduced in size and weight.

また、従来の横流補償装置５において、ＣＣＲ８の抵抗値を小さくする（例えば、１〜２Ω）必要があるので、太い巻線を使用し、外形寸法が大きくなってしまうという問題があった。しかし、本実施形態における横流補償装置５０において、ＣＣＲ８０は演算増幅器８１の入力抵抗であるので、抵抗値１０ｋΩ〜５０ｋΩ、許容電力１／４Ｗ程度に設定することが可能になり、大幅な小型化、軽量化を行える。また、電流−電圧変換回路６０の負荷は演算増幅器８１の非反転入力端子なので、電流消費は殆どなく、電流−電圧変換回路６０の出力電流を１ｍＡ以下に設定することができる。また、トランス７４、７５についても、負荷が演算増幅器８２〜８４の非反転入力端子なので、電流消費は殆どなく、容量を０．０５ＶＡ以下に設定することができる。 Further, in the conventional cross current compensating device 5, since it is necessary to reduce the resistance value of the CCR 8 (for example, 1 to 2Ω), there is a problem that a thick winding is used and the outer dimensions are increased. However, in the cross current compensating device 50 according to the present embodiment, the CCR 80 is an input resistance of the operational amplifier 81. Therefore, the resistance value can be set to 10 kΩ to 50 kΩ, and the allowable power is set to about ¼ W. It can be reduced in weight. Further, since the load of the current-voltage conversion circuit 60 is the non-inverting input terminal of the operational amplifier 81, there is almost no current consumption, and the output current of the current-voltage conversion circuit 60 can be set to 1 mA or less. In addition, since the loads of the transformers 74 and 75 are non-inverting input terminals of the operational amplifiers 82 to 84, little current is consumed and the capacity can be set to 0.05 VA or less.

次に、各構成部品の小形化の一例を示す。
すなわち、従来回路の主要構成部品である、補助変流器６が体積１００×７０×６０（ｍｍ）、重量１．５ｋｇであり、また変圧器７１〜７３が体積４３×４２×３５（ｍｍ）×３個、重量１６０ｇ×３個であり、さらに、ＣＣＲ８が体積８１×１３×２１（ｍｍ）、重量３０ｇであるのに対し、これらに相当する本発明の主要構成品は、電流−電圧変換回路６０が体積２０×２０×３０（ｍｍ）、重量１７ｇであり、また、変圧器７４、７５が体積２９×２９×２６（ｍｍ）×２個、重量１００ｇであり、さらに、ＣＣＲ８０が体積７×７×５（ｍｍ）、重量１ｇである。以上のように、本実施形態においては、横流補償装置５０が弱電用部品と集積回路とから構成されるため、小型化、軽量化を推進することができる。 Next, an example of downsizing each component will be shown.
That is, the auxiliary current transformer 6 which is a main component of the conventional circuit has a volume of 100 × 70 × 60 (mm) and a weight of 1.5 kg, and the transformers 71 to 73 have a volume of 43 × 42 × 35 (mm). × 3, weight 160g × 3, and CCR8 has a volume of 81 × 13 × 21 (mm) and a weight of 30 g. The main components of the present invention corresponding to these are current-voltage conversion The circuit 60 has a volume of 20 × 20 × 30 (mm) and a weight of 17 g, the transformers 74 and 75 have a volume of 29 × 29 × 26 (mm) × 2 and a weight of 100 g, and the CCR 80 has a volume of 7 g. × 7 × 5 (mm), weight 1 g. As described above, in the present embodiment, since the cross current compensating device 50 is composed of the weak electrical component and the integrated circuit, it is possible to promote downsizing and weight reduction.

以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述したが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲での設計変更も含まれる。 As mentioned above, although embodiment of this invention was explained in full detail with reference to drawings, the concrete structure is not restricted to this embodiment, The design change in the range which does not deviate from the summary of this invention is also included.

本発明の一実施形態における横流補償装置５０の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the crossflow compensation apparatus 50 in one Embodiment of this invention. 同実施形態における交流発電機１の相電圧を示す図である。It is a figure which shows the phase voltage of the alternating current generator 1 in the embodiment. 同実施形態における交流発電機１の相電圧の関係を示すベクトル図である。It is a vector diagram which shows the relationship of the phase voltage of the alternating current generator 1 in the embodiment. 同実施形態における抵抗Ｒ803、806、809からなるスター結線回路を示す図である。It is a figure which shows the star connection circuit which consists of resistance R803,806,809 in the same embodiment. 同実施形態における横流補償装置５０内の全波整流回路９０周辺において、極性が反転していない電圧の関係を示すベクトル図である。6 is a vector diagram showing a relationship of voltages whose polarities are not inverted around the full-wave rectifier circuit 90 in the cross current compensating device 50 in the same embodiment. FIG. 同実施形態における横流補償装置５０内の全波整流回路９０周辺において、極性が反転している電圧の関係を示すベクトル図である。5 is a vector diagram showing a relationship of voltages whose polarities are inverted around a full-wave rectifier circuit 90 in the cross current compensating device 50 in the same embodiment. FIG. 従来における横流補償装置５の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the conventional cross current compensation apparatus 5. FIG. 従来における横流補償装置５内の全波整流回路９周辺の電圧の関係を示すベクトル図である。It is a vector diagram which shows the relationship of the voltage around the full-wave rectifier circuit 9 in the conventional cross current compensation apparatus 5. ＡＶＲの交流発電機１の電流の無効分による、交流発電機１の出力電圧ＶGの補償特性を示す図である。It is a figure which shows the compensation characteristic of the output voltage VG of the alternating current generator 1 by the invalid part of the electric current of the alternating current generator 1 of AVR.

符号の説明Explanation of symbols

１交流発電機
２交流電源
３変流器
４１、４２、７１、７２、７３、７４、７５変圧器
５、５０横流補償装置
６補助変流器
８、８０ＣＣＲ（横流補償調整抵抗器）（Cross-current Compensation Resistor）
９全波整流回路
１８ベクトル演算回路
６０電流−電圧変換回路
６１磁性体コア
６２ホール素子
６３コイル
６４演算増幅器（第１の演算増幅器）
８１〜８９演算増幅器（第２の演算増幅器）
９０全波整流回路

DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 AC generator 2 AC power supply 3 Current transformer 41, 42, 71, 72, 73, 74, 75 Transformer 5, 50 Cross current compensation device 6 Auxiliary current transformer 8, 80 CCR (Cross current compensation adjustment resistor) (Cross -current Compensation Resistor)
DESCRIPTION OF SYMBOLS 9 Full wave rectifier circuit 18 Vector arithmetic circuit 60 Current-voltage conversion circuit 61 Magnetic body core 62 Hall element 63 Coil 64 Operational amplifier (1st operational amplifier)
81-89 operational amplifier (second operational amplifier)
90 Full-wave rectifier circuit

Claims

交流発電機を他の交流電源と並列運転して前記交流発電機および前記交流電源の出力電圧が異なる場合に両者の間を流れる横流を補償する交流発電機の横流補償装置であって、
エアーギャップが設けられた磁性体コアと、前記磁性体コアに巻かれ、前記交流発電機の電流を検出する変流器の二次側電流を入力するコイルと、前記磁性体コアに設けられたエアーギャップ内に挿入され、前記コイルに流れている電流により、前記磁性体コアとエアーギャップとから成る磁気回路に生ずる磁束の作用によって交流電圧を発生するホール素子と、第１の演算増幅器から構成され、前記交流電圧を増幅して出力する増幅回路を備える電流−電圧変換回路と、
前記交流発電機の電圧を検出するＶ−Ｖ結線された２個の変圧器と、第２の演算増幅器から構成され、前記変圧器によって検出された二次側の電圧と前記電流−電圧変換回路の出力電圧とをベクトル加算して前記変圧器によって検出された前記交流発電機の帰還電圧成分である二次側電圧に、前記交流発電機の電流の無効成分のみを重畳したのと等価な値を算出するベクトル演算回路と、
前記ベクトル演算回路が取り出した前記交流発電機の帰還電圧成分および電流の無効成分を直流電圧に整流し、前記交流発電機の制御系における帰還電圧信号として出力する全波整流回路と、を備え、
前記第２の演算増幅器は、
非反転入力端子が前記電流−電圧変換回路の出力と接地との間に設けられた可変抵抗のスライダ端子に接続され、反転入力端子が自らの出力と接続される第３の演算増幅回路と、
非反転入力端子が前記２個の変圧器のうちの一方の変圧器の２次側の正極へ接続され、反転入力端子が自らの出力と接続される第４の演算増幅回路と、
非反転入力端子が前記２個の変圧器のうちの前記一方の変圧器の２次側の負極及び前記２個の変圧器のうちの他方の変圧器の２次側の正極へ接続され、反転入力端子が自らの出力と接続される第５の演算増幅回路と、
非反転入力端子が前記２個の変圧器のうちの前記他方の変圧器の２次側の負極へ接続され、反転入力端子が自らの出力と接続される第６の演算増幅回路と、
非反転入力端子が前記第４の演算増幅回路の出力へ接続され、反転入力端子が自らの出力及び前記第３の演算増幅回路の出力と接続され、前記第３の演算増幅回路の出力電圧から前記第４の演算増幅回路の出力電圧を減算し、該減算結果を第１の演算結果として出力する第７の演算増幅回路と、
非反転入力端子が接地され、反転入力端子が自らの出力及び前記第７の演算増幅回路の出力と接続され、前記第７の演算増幅回路の出力電圧の極性の反転を行い、該反転結果を第２の演算結果として出力する第８の演算増幅回路と、
非反転入力端子が接地され、反転入力端子が自らの出力及び前記第５の演算増幅回路の出力と接続され、前記第５の演算増幅回路の出力である第３の演算結果の極性の反転を行い、該反転結果を第４の演算結果として出力する第９の演算増幅回路と、
非反転入力端子が接地され、反転入力端子が自らの出力、前記第６の演算増幅回路の出力及び前記第３の演算増幅回路の出力と接続され、前記第３の演算増幅回路の出力電圧と前記第６の演算増幅回路の出力電圧を加算し、該加算結果を第５の演算結果として出力する第１０の演算増幅回路と、
非反転入力端子が接地され、反転入力端子が自らの出力及び前記第１０の演算増幅回路の出力と接続され、前記第１０の演算増幅回路の出力電圧の極性の反転を行い、該反転結果を第６の演算結果として出力する第１１の演算増幅回路と、を有し、
前記全波整流回路は、アノード各々に前記第１から前記第６の演算結果がそれぞれ入力され、カソード電極各々は共通接続される６個のダイオードを有し、前記カソード電極から前記帰還電圧信号を出力することを特徴とする交流発電機の横流補償装置。 A cross current compensator for an AC generator that compensates for a cross current flowing between the AC generator and the AC power supply when the AC generator is operated in parallel with another AC power source and the output voltages of the AC generator and the AC power source are different.
A magnetic core provided with an air gap; a coil that is wound around the magnetic core and receives a secondary current of a current transformer that detects a current of the AC generator; and a magnetic core provided in the magnetic core. A hall element that is inserted into the air gap and generates an alternating voltage by the action of magnetic flux generated in the magnetic circuit composed of the magnetic core and the air gap by the current flowing through the coil, and a first operational amplifier A current-voltage conversion circuit comprising an amplifier circuit that amplifies and outputs the AC voltage;
The secondary voltage detected by the transformer and the current-voltage conversion circuit are composed of two transformers connected by VV for detecting the voltage of the AC generator and a second operational amplifier. A value equivalent to superimposing only the reactive component of the current of the AC generator on the secondary side voltage that is the feedback voltage component of the AC generator detected by the transformer by vector addition of the output voltage of A vector arithmetic circuit for calculating
A full-wave rectification circuit that rectifies the feedback voltage component of the alternating current generator and the ineffective component of the current extracted by the vector arithmetic circuit into a direct current voltage and outputs it as a feedback voltage signal in the control system of the alternating current generator ,
The second operational amplifier includes:
A third operational amplifier circuit in which a non-inverting input terminal is connected to a slider terminal of a variable resistor provided between the output of the current-voltage conversion circuit and ground, and an inverting input terminal is connected to its own output;
A fourth operational amplifier circuit in which a non-inverting input terminal is connected to a positive electrode on the secondary side of one of the two transformers, and an inverting input terminal is connected to its own output;
A non-inverting input terminal is connected to a secondary negative electrode of the one of the two transformers and a secondary positive electrode of the other of the two transformers, and is inverted. A fifth operational amplifier circuit whose input terminal is connected to its output;
A sixth operational amplifier circuit in which a non-inverting input terminal is connected to a negative electrode on the secondary side of the other of the two transformers, and an inverting input terminal is connected to its output;
A non-inverting input terminal is connected to the output of the fourth operational amplifier circuit, an inverting input terminal is connected to its own output and the output of the third operational amplifier circuit, and from the output voltage of the third operational amplifier circuit A seventh operational amplifier circuit that subtracts the output voltage of the fourth operational amplifier circuit and outputs the subtraction result as a first operational result;
The non-inverting input terminal is grounded, the inverting input terminal is connected to its own output and the output of the seventh operational amplifier circuit, the polarity of the output voltage of the seventh operational amplifier circuit is inverted, and the inverted result is obtained. An eighth operational amplifier circuit for outputting as a second computation result;
The non-inverting input terminal is grounded, the inverting input terminal is connected to its own output and the output of the fifth operational amplifier circuit, and the polarity of the third operational result that is the output of the fifth operational amplifier circuit is inverted. And a ninth operational amplifier circuit that outputs the inverted result as a fourth operational result;
The non-inverting input terminal is grounded, the inverting input terminal is connected to its own output, the output of the sixth operational amplifier circuit, and the output of the third operational amplifier circuit, and the output voltage of the third operational amplifier circuit A tenth operational amplifier circuit for adding the output voltages of the sixth operational amplifier circuit and outputting the addition result as a fifth operational result;
The non-inverting input terminal is grounded, the inverting input terminal is connected to its own output and the output of the tenth operational amplifier circuit, the polarity of the output voltage of the tenth operational amplifier circuit is inverted, and the inverted result is obtained. An eleventh operational amplifier circuit that outputs the sixth operational result,
In the full-wave rectifier circuit, the first to sixth calculation results are input to the anodes, the cathode electrodes each have six diodes connected in common, and the feedback voltage signal is output from the cathode electrodes. An AC generator cross-current compensator characterized by output .