JP4576869B2 - AC generator cross current compensation device - Google Patents
AC generator cross current compensation device Download PDFInfo
- Publication number
- JP4576869B2 JP4576869B2 JP2004121802A JP2004121802A JP4576869B2 JP 4576869 B2 JP4576869 B2 JP 4576869B2 JP 2004121802 A JP2004121802 A JP 2004121802A JP 2004121802 A JP2004121802 A JP 2004121802A JP 4576869 B2 JP4576869 B2 JP 4576869B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- output
- operational amplifier
- amplifier circuit
- input terminal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Control Of Eletrric Generators (AREA)
Description
本発明は、交流発電機を他の交流電源と並列運転する場合に両電源間に流れる横流の無効成分を補償するために使用される交流発電機の横流補償装置に係り、特に小形・軽量化を図ることができる交流発電機の横流補償装置に関する。 The present invention relates to a cross current compensator for an AC generator used to compensate for an ineffective component of a cross current flowing between both power supplies when the AC generator is operated in parallel with another AC power supply. The present invention relates to a cross current compensating device for an AC generator capable of achieving the above.
従来の横流補償装置5は、図7に示すように、交流発電機1と他の交流電源2とが並列運転し、安定した三相(R相、S相、T相)の交流電力を負荷側に供給する系統に、高圧タイプの変圧器41、42および高圧タイプの変流器3を介して接続される。横流補償装置5は、何らかの原因により、交流発電機1の電圧が変化して、交流発電機1と交流電源2との間に横流の無効成分が流れ、発電機の力率(Power Factor、以下、PFという。)が変動すると、交流発電機1のPFの変動に応じて大きさが変化する直流出力電圧eを発生させ、図示しない自動電圧調整装置(Automatic Voltage Regulator、以下、AVRという。)へ帰還電圧信号eとして供給するものである。そして、AVRは、帰還電圧信号eに基づいて交流発電機1の出力電圧を制御する。
As shown in FIG. 7, in the conventional cross current compensating device 5, an
交流発電機1のR相が変圧器41の1次側の正極と接続され、T相が変圧器42の1次側の負極と接続され、S相が変圧器41の負極および42の1次側の正極に接続される。変圧器41の2次側の正極が横流補償装置5の入力端IpPT1と接続される。変圧器42の2次側の負極が横流補償装置5の入力端IpPT3と接続される。変圧器41の2次側の負極および42の2次側の正極が横流補償装置5の入力端IpPT2に接続される。
The R phase of the
変流器3の1次側の入力端K、Lが、交流発電機1の三相交流出力線のうちのS相の線に挿入される。2次側の出力端kが、横流補償装置5の入力端IpCT2に接続される。2次側の出力端lが接地され、且つ、横流補償装置5の入力端IpCT1に接続される。
また、横流補償装置5の出力端OpeaおよびOpebがAVRの帰還電圧入力端に接続される。
The primary-side input terminals K and L of the
The output terminals Opea and Opeb of the cross current compensating device 5 are connected to the feedback voltage input terminal of the AVR.
従来の横流補償装置5は、補助変流器6と、変圧器71、72、73と、CCR(横流補償調整抵抗器)(Cross-current Compensation Resistor)8と、全波整流回路9とから構成される。補助変流器6は、変流器3に直列に接続され、変流器3と併せて横流の変流を行い、変流器3のCT(Current Transformer)比に補助変流器6のCT比を掛け合わせて、トータルとしてのCT比を大きする。変圧器71、72、73はスター−Δ結線の構成をなし、線間電圧から相電圧への変換を行う。CCR8は補助変流器6によって変流された電流を流して、該電流に対応する電圧に変換する。全波整流回路9はダイオードD1およびD2、D3およびD4、D5およびD6の3本の直列回路を、極性を揃えて並列に接続し、端子R’2、S2、T2における電圧の平均値を出力する。
The conventional cross current compensation device 5 includes an auxiliary current transformer 6,
入力端IpPT1が変圧器71の1次側の正極と接続され、入力端IpPT2が変圧器72の1次側の正極と接続され、入力端IpPT3が変圧器73の1次側の正極と接続され、変圧器71〜73の1次側の負極が共通に接続される。変圧器71の2次側の負極が変圧器72の2次側の正極と接続され、変圧器72の2次側の負極が変圧器73の2次側の正極と接続され、変圧器73の2次側の負極が変圧器71の2次側の正極と接続され、変圧器71〜73の2次側の正極が、端子R2、S2、T2と接続される。端子R2には、CCR8が接続され、端子R’2と接続される。端子R’2、S2、T2は、全波整流回路9の各上下アームのダイオード間に接続される。
Input terminal IpPT1 is connected to the positive electrode on the primary side of
また、入力端IpCT1が補助変流器6の入力端Lと接続され、入力端IpCT2が補助変流器6の入力端Kと接続される。補助変流器6の出力端lが、端子R’2と接続され、出力端kが、端子R2と接続される。全波整流回路9は、ダイオードD1、3、5のカソードが共通に出力端Opeaに接続され、ダイオードD2、4、6のアノードが共通に出力端Opebに接続される。 The input terminal IpCT1 is connected to the input terminal L of the auxiliary current transformer 6 and the input terminal IpCT2 is connected to the input terminal K of the auxiliary current transformer 6. The output terminal l of the auxiliary current transformer 6 is connected to the terminal R'2, and the output terminal k is connected to the terminal R2. In the full-wave rectifier circuit 9, the cathodes of the diodes D1, 3, and 5 are commonly connected to the output terminal Opea, and the anodes of the diodes D2, 4, and 6 are commonly connected to the output terminal Opeb.
次に、横流補償装置5の動作を、図7〜図9を参照して説明する。
以下、複素ベクトルは括弧<>を付して表記する。例えば、複素ベクトルAを<A>と表記する。
Next, the operation of the cross current compensating device 5 will be described with reference to FIGS.
Hereinafter, a complex vector is described with parentheses <>. For example, the complex vector A is expressed as <A>.
変圧器71〜73の1次側において、入力端IpPT1〜IpPT3における線間電圧から相電圧への変換が行われる。すなわち、変圧器71の正負極間の電圧 <E1>を基準にして、変圧器72〜73の1次側の正負極間に以下のような電圧が現れる。
変圧器71の正負極間の電圧: <E1>
変圧器72の正負極間の電圧: a2×<E1>
変圧器73の正負極間の電圧: a×<E1>
但し、a=exp(j×(2π/3)):(三相ベクトルオペレータ)
また、変圧器71〜73の2次側の正負極間において、位相は上述した値のままで、振幅に変圧器71〜73の変圧比を乗じた、下記のような電圧が現れる。
変圧器71の正負極間の電圧: <E2>
変圧器72の正負極間の電圧: a2×<E2>
変圧器73の正負極間の電圧: a×<E2>
但し、|<E2>|/|<E1>|=変圧器71〜73の変圧比
On the primary side of the
Voltage between positive and negative electrodes of transformer 71: <E1>
Voltage between positive and negative electrodes of transformer 72: a 2 × <E1>
Voltage between positive and negative electrodes of transformer 73: a × <E1>
Where a = exp (j × (2π / 3)): (three-phase vector operator)
In addition, between the positive and negative electrodes on the secondary side of the
Voltage between positive and negative electrodes of transformer 71: <E2>
Voltage between positive and negative electrodes of transformer 72: a 2 × <E2>
Voltage between the positive and negative electrodes of the transformer 73: a × <E2>
However, | <E2> | / | <E1> | = transformation ratio of
図8は、横流補償装置5の変圧器71〜73の2次側周辺の電圧の関係を示すベクトル図である。図7に示すように、端子R2とS2間の線間電圧は変圧器71の正負極間の電圧であるため、<E2>となる。端子S2とT2間の線間電圧は変圧器72の正負極間の電圧であるため、a2×<E2>となる。端子T2とR2間の線間電圧は変圧器73の正負極間の電圧であるため、a×<E2>となる。以上より、変圧器71〜73の2次側周辺の電圧の関係を示すベクトル図は、図8に示すように、端子R2、S2、T2を頂点とする正三角形になる。
FIG. 8 is a vector diagram showing the relationship of voltages around the secondary side of the
一方、交流発電機1を他の交流電源2と並列運転し、安定した三相RSTの交流電力を負荷側に供給している場合に、何らかの原因で交流発電機1の電圧が変化すると、交流発電機1と交流電源2との間に横流の無効成分が流れ、変流器3が交流発電機1のS相の電流<Is1>を検出する。
On the other hand, when the
変流器3は交流発電機1の電流<Is1>を検出して、二次側電流<Is2>を横流補償装置5内の補助変流器6に出力する。その二次側電流<Is2>がCCR8に供給されて、CCR8の両端に二次側電流<Is2>と以下の関係にある電圧<v1>を発生する。
<v1>=−CCR×<Is2>
The
<V1> = − CCR × <Is2>
そして、CCR8において、端子R2における電圧<E2>と電圧<v1>とがベクトル加算され、端子R’2に電圧<E2>+<v1>が現れる。つまり、電圧<v1>が、上述したベクトル図の端子R2において加算され、全波整流回路9の入力端におけるベクトル図は、端子R’2、S2、T2を頂点とする三角形になる。
図8において、PF=1.0のときのベクトル図を示している。ここで、PFが1.0より遅れると、<v1>がR2を中心として時計回りに回転する。すなわち、図8において<v1>が「Lag(遅れ)」と書いてある方へ回転する。すると、端子R’2、S2、T2を頂点とする三角形の面積が大きくなるため、全波整流回路9から出力される帰還電圧信号eの平均値が大きくなる。
また、PFが1.0より進むと、<v1>がR2を中心として反時計回りに回転する。すなわち、図8において<v1>が「Lead(進み)」と書いてある方へ回転する。すると、端子R’2、S2、T2を頂点とする三角形の面積が小さくなるため、全波整流回路9から出力される帰還電圧信号eの平均値が小さくなる。
このように、帰還電圧信号eの平均値の大小により、横流の無効成分の量および方向(遅れまたは進み)が測定される。
In CCR8, voltage <E2> and voltage <v1> at terminal R2 are vector-added, and voltage <E2> + <v1> appears at terminal R′2. That is, the voltage <v1> is added at the terminal R2 of the vector diagram described above, and the vector diagram at the input end of the full-wave rectifier circuit 9 becomes a triangle having the vertices at the terminals R′2, S2, and T2.
FIG. 8 shows a vector diagram when PF = 1.0. Here, when PF is delayed from 1.0, <v1> rotates clockwise around R2. That is, in FIG. 8, the rotation is performed in the direction where <v1> is written as “Lag (delay)”. Then, since the area of the triangle having the vertices at terminals R′2, S2, and T2 increases, the average value of the feedback voltage signal e output from the full-wave rectifier circuit 9 increases.
When PF advances from 1.0, <v1> rotates counterclockwise around R2. That is, in FIG. 8, the rotation is performed in the direction where <v1> is written as “Lead (advance)”. Then, since the area of the triangle having the terminals R′2, S2, and T2 as vertices is reduced, the average value of the feedback voltage signal e output from the full-wave rectifier circuit 9 is reduced.
As described above, the amount and direction (lag or advance) of the ineffective component of the cross current are measured based on the average value of the feedback voltage signal e.
そして、帰還電圧信号eがAVRに入力される。AVRは、帰還電圧信号eが上昇すると、交流発電機1の出力電圧を下げるような制御を行い、また、帰還電圧信号eが下降すると、交流発電機1の出力電圧を上げるような制御を行う。以上の動作により、図9に示すように、交流発電機1の出力電圧VGが上昇して交流発電機1の電流の無効分が増加すると、交流発電機1の出力電圧VGを低下させるように制御し、また、交流発電機1の出力電圧VGが下降して交流発電機1の電流の無効分が減少すると、交流発電機1の出力電圧VGを上昇させるように制御することにより、横流が補償されることになる。
The feedback voltage signal e is input to AVR. The AVR performs control such that the output voltage of the
しかしながら、上述した、従来の横流補償装置5は、回路が単純であるが、以下のような問題がある。すなわち、CCR8の抵抗値を小さくする必要があるので、CCR8の両端に発生する電圧<v1>の値を大きくするために、補助変流器6の2次側の電流<Is2>を大きくする必要がある。そのため、変流器3および補助変流器6の外形寸法および重量が大きくなってしまうという問題があった。また、従来の横流補償装置5は、変圧器71〜73を使用しており、つまり、変圧器を3台使用しているのだが、変流器3および補助変流器6共々、鉄心を使った部品であり、相当大きく重いので、装置内におけるこれらの部品の取り付け時には工数を要し、装置の製作面においての工数低減化を図ることができないという問題もあった。
However, the conventional cross current compensating device 5 described above has a simple circuit, but has the following problems. That is, since it is necessary to reduce the resistance value of the CCR 8, it is necessary to increase the current <Is2> on the secondary side of the auxiliary current transformer 6 in order to increase the value of the voltage <v1> generated at both ends of the CCR8. There is. Therefore, there has been a problem that the external dimensions and weight of the
上述したように、横流補償装置5においては、変流器や変圧器や抵抗器の部品の大きさや重量が大きいという問題がネックとなっており、これを解決する横流補償装置として、例えば、特許文献1に、単相方式にて、磁気回路6−1とホール素子6−2とを用いた電流−電圧変換回路6および演算増幅器等を用いたベクトル演算回路8によって、補助変流器6およびCCR8を置き換えて小型化を図ることができる横流補償装置が記載されている。しかし、単相整流においては、三相整流より整流時のリップルが大きく、平滑化用のコンデンサの容量が大きくなるために、結果的に発電機の出力電圧VGの検出時間遅れが大きくなり、電圧制御の応答速度が遅くなってしまうという問題があった。
本発明は、上記事情を考慮してなされたもので、その目的は、使用部品の小型、軽量化を行い、製作工数低減化を図ることができる交流発電機の横流補償装置を提供することにある。また、本発明の他の目的は、応答速度を遅くすることなく電圧制御を行うことができる交流発電機の横流補償装置を提供することにある。 The present invention has been made in consideration of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a cross current compensating device for an AC generator capable of reducing the number of manufacturing steps by reducing the size and weight of parts used. is there. Another object of the present invention is to provide an AC generator cross-current compensator that can perform voltage control without slowing down the response speed.
上記目的を達成するために、この発明では、以下の手段を提案している。
請求項1に係る発明は、交流発電機を他の交流電源と並列運転して前記交流発電機および前記交流電源の出力電圧が異なる場合に両者の間を流れる横流を補償する交流発電機の横流補償装置が、エアーギャップが設けられた磁性体コアと、前記磁性体コアに巻かれ、前記交流発電機の電流を検出する変流器の二次側電流を入力するコイルと、前記磁性体コアに設けられたエアーギャップ内に挿入され、前記コイルに流れている電流により、前記磁性体コアとエアーギャップとから成る磁気回路に生ずる磁束の作用によって交流電圧を発生するホール素子と、第1の演算増幅器から構成され、前記交流電圧を増幅して出力する増幅回路を備える電流−電圧変換回路と、前記交流発電機の電圧を検出するV−V結線された2個の変圧器と、第2の演算増幅器から構成され、前記変圧器によって検出された二次側の電圧と前記電流−電圧変換回路の出力電圧とをベクトル加算して前記変圧器によって検出された前記交流発電機の帰還電圧成分である二次側電圧に、前記交流発電機の電流の無効成分のみを重畳したのと等価な値を算出するベクトル演算回路と、前記ベクトル演算回路が取り出した前記交流発電機の帰還電圧成分および電流の無効成分を直流電圧に整流し、前記交流発電機の制御系における帰還電圧信号として出力する全波整流回路とを備えたことを特徴とする。
この発明によれば、交流発電機の横流補償装置が、変流器によって取り出された横流を変圧器によって検出された電圧とベクトル演算するために、小型であり、且つ、軽量な磁気回路とホール素子とを組み合わせた電流−電圧変換回路を設けて、演算増幅器から構成されるベクトル演算回路によって無効成分のみを重畳したのと等価な値を算出する構成としたため、CCRと大きくて重い補助変流器とを用いて電流―電圧変換を行っている従来の交流発電機の横流補償装置に比して、大幅な小型化、軽量化を図ることが可能となる。また、ベクトル演算回路を演算増幅器によって構成するため、回路構成上の工夫により、大きくて重い変圧器等の鉄心を使用した部品の使用を抑制して、装置全体の小型、軽量化を図ることが可能になる。
In order to achieve the above object, the present invention proposes the following means.
The invention according to
According to the present invention, a cross current compensating device for an alternating current generator performs a vector operation on the cross current taken out by the current transformer and the voltage detected by the transformer, so that it is small and light in weight. Since the current-voltage conversion circuit combined with the element is provided and a value equivalent to the case where only the reactive component is superimposed is calculated by the vector operation circuit composed of the operational amplifier, the auxiliary current conversion is large and heavy with the CCR. Compared to the conventional cross current compensation device for an AC generator that performs current-voltage conversion using a generator, it is possible to achieve a significant reduction in size and weight. In addition, since the vector arithmetic circuit is composed of operational amplifiers, the overall configuration of the device can be reduced in size and weight by suppressing the use of parts using iron cores such as large and heavy transformers. It becomes possible.
本発明によれば、交流発電機の横流補償装置は、小型、軽量な電流−電圧変換回路を使用して交流発電機の電流を電圧に変換し、信号の処理は演算増幅器により行うように構成したため、次のような優れた効果を有する。
(1)各構成部品が小形になり、プリント基板上に搭載可能な部品を選定することが可能になる。
(2)この結果、横流補償装置の組立、配線作業等に要する工数が大幅に低減でき、演算増幅器等のコストが安いことも相俟って、横流補償装置のコストダウンを図ることができる。
According to the present invention, a cross current compensating device for an alternator is configured to convert a current of an alternator into a voltage using a small and lightweight current-voltage conversion circuit, and to process a signal by an operational amplifier. Therefore, it has the following excellent effects.
(1) Each component becomes small, and it is possible to select a component that can be mounted on a printed circuit board.
(2) As a result, the number of steps required for assembly and wiring work of the cross current compensating device can be greatly reduced, and the cost of the operational amplifier and the like can be reduced, and the cost of the cross current compensating device can be reduced.
以下、本発明の一実施形態を、図面を参照して説明する。
図1は本実施形態における横流補償装置50の構成を示す図である。この図において、横流補償装置50は、図7に示す従来の横流補償装置5と同様に、交流発電機1と他の交流電源2とが並列運転し、安定した三相(R相、S相、T相)の交流電力を負荷側に供給する系統に、変圧器41、42および変流器3を介して接続され、横流補償装置5と同様の動作を行う。
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a cross current compensating
横流補償装置50は、ベクトル演算回路18と、電流−電圧変換回路60と、変圧器74、75と、半固定抵抗であるCCR80と、全波整流回路90とから構成される。
尚、横流補償装置50は、従来における横流補償装置5に比して、以下の点が異なる。すなわち、変圧器71〜73が変圧器74、75に変更され、ベクトル演算回路18が新設されている。また、補助変流器6が電流−電圧変換回路60に変更され、全波整流回路9が全波整流回路90に変更されているところが異なる。
The cross
The cross current compensating
電流−電圧変換回路60は、磁性体コア61と、磁性体コア61のエアーギャップ内に挿入されたホール素子62と、磁性体コア61に巻かれたコイル63と、演算増幅器64(第1の演算増幅器)と、抵抗R641〜643とから構成される。
The current-
コイル63が横流補償装置50の入力端IpCT1およびIpCT2と接続される。ホール素子62の一方の端が抵抗R642を介して演算増幅器64の反転入力端子に接続される。ホール素子62の他方の端が抵抗R641を介して演算増幅器64の非反転入力端子に接続される。演算増幅器64の出力端子が抵抗R643を介して反転入力端子に接続されると共に、電流−電圧変換回路60の出力端Opivc1に接続される。演算増幅器64の非反転出力端子が抵抗R644を介して電流−電圧変換回路60の出力端Opivc2に接続される。
上記のように、演算増幅器64および抵抗R641〜644により、差動増幅回路Apd1(増幅回路)が構成される。
The
As described above, the differential amplifier circuit Add1 (amplifier circuit) is configured by the
出力端Opivc1がCCR80の抵抗体の一方の端子に接続される。出力端Opivc2が抵抗体の他方の端子に接続されると共に制御回路(本実施形態においては、横流補償装置50)の零ボルト(0V)に接続される。CCR80のスライダ端子がベクトル演算回路18の入力端Ipvcaに接続される。尚、図中の「0V」が付された接地記号は、横流補償装置50の制御回路の零ボルト(0V)基準電位に接続されることを示す。
The output terminal Opivc1 is connected to one terminal of the resistor of the CCR80. The output terminal Opivc2 is connected to the other terminal of the resistor and also connected to zero volt (0 V) of the control circuit (in this embodiment, the cross current compensating device 50). The slider terminal of the
一方、横流補償装置50の入力端IpPT1が変圧器74の1次側の正極と接続され、入力端IpPT3が変圧器75の1次側の負極と接続され、入力端IpPT2が変圧器74の負極および75の1次側の正極に接続される。変圧器74の2次側の正極がベクトル演算回路18の入力端IpVC1に接続され、変圧器75の2次側の負極がベクトル演算回路18の入力端IpVC3に接続され、変圧器74の2次側の負極および75の2次側の正極がベクトル演算回路18の入力端IpVC2に接続される。
On the other hand, the input terminal IpPT1 of the cross current compensating
ベクトル演算回路18は演算増幅器81〜89(第2の演算増幅器)と、抵抗R801〜828とから構成される。
ベクトル演算回路18の入力端IpVC1が抵抗R803を介して制御回路の零ボルトに接続されると共に抵抗R804を介して演算増幅器82の非反転入力端子に接続され、出力端子が抵抗R805を介して反転入力端子に接続される。入力端IpVC2が抵抗R806を介して制御回路の零ボルトに接続されると共に抵抗R807を介して演算増幅器83の非反転入力端子に接続され、出力端子が抵抗R808を介して反転入力端子に接続される。入力端IpVC3が抵抗R809を介して制御回路の零ボルトに接続されると共に抵抗R810を介して演算増幅器84の非反転入力端子に接続され、出力端子が抵抗R811を介して反転入力端子に接続される。
上記のように、演算増幅器82および抵抗R804、805により非反転増幅回路Apni1が構成され、演算増幅器83および抵抗R807、808により非反転増幅回路Apni2が構成され、演算増幅器84および抵抗R810、811により非反転増幅回路Apni3が構成される。
尚、非反転増幅回路Apni1〜3の利得が互いに等しくなるように、R804、805、807、808、810、811の抵抗値が決定される。
The
The input terminal IpVC1 of the
As described above, the operational amplifier 82 and the resistors R804 and 805 constitute the non-inverting amplifier circuit Apni1, the
Note that the resistance values of R804, 805, 807, 808, 810, and 811 are determined so that the gains of the non-inverting amplifiers Apni1 to Apni3 are equal to each other.
一方、ベクトル演算回路18の入力端Ipvcaが抵抗R801を介して演算増幅器81の非反転入力端子に接続され、出力端子が抵抗R802を介して反転入力端子に接続される。
上記のように、演算増幅器81および抵抗R801、802により非反転増幅回路Apni4が構成される。
On the other hand, the input terminal Ipvca of the
As described above, the
また、演算増幅器85の非反転入力端子が抵抗R812を介して制御回路の零ボルトに接続されると共に抵抗R813を介して演算増幅器82の出力端子に接続される。演算増幅器85の反転入力端子が抵抗R815を介して出力端子に接続されると共に抵抗R814を介して演算増幅器81の出力端子に接続される。演算増幅器85の出力端子が出力端Opvc1に接続されると共に、抵抗R816を介して演算増幅器86の反転入力端子に接続される。演算増幅器86の出力端子が出力端Opvc2に接続されると共に、抵抗R817を介して反転入力端子に接続される。非反転入力端子が抵抗R818を介して制御回路の零ボルトに接続される。
上記のように、演算増幅器85および抵抗R812〜815により減算回路Cas1が構成され、演算増幅器86および抵抗R816〜818により反転増幅回路Api1が構成される。
Further, the non-inverting input terminal of the
As described above, the
また、演算増幅器83の出力端子が出力端Opvc3に接続されると共に抵抗R819を介して演算増幅器87の反転入力端子に接続される。演算増幅器87の出力端子が出力端Opvc4に接続されると共に抵抗R820を介して反転入力端子に接続される。非反転入力端子が抵抗R821を介して制御回路の零ボルトに接続される。
上記のように、演算増幅器87および抵抗R819〜821により反転増幅回路Api2が構成される。
The output terminal of the
As described above, the operational amplifier 87 and the resistors R819 to 821 constitute the inverting amplifier circuit Api2.
また、演算増幅器88の反転入力端子が抵抗R822を介して演算増幅器81の出力端子に接続されると共に、抵抗R825を介して演算増幅器84の出力端子に接続される。演算増幅器88の非反転入力端子が抵抗R824を介して制御回路の零ボルトに接続される。演算増幅器88の出力端子が出力端Opvc5に接続されると共に、抵抗R823を介して反転入力端子に接続される。演算増幅器89の反転入力端子が抵抗R826を介して演算増幅器88の出力端子に接続される。演算増幅器89の出力端子が出力端Opvc6に接続されると共に、抵抗R827を介して反転入力端子に接続される。非反転入力端子が抵抗R828を介して制御回路の零ボルトに接続される。
上記のように、演算増幅器88よび抵抗R822〜825により加算回路Caa1が構成され、演算増幅器89および抵抗R826〜828により反転増幅回路Api3が構成される。
The inverting input terminal of the
As described above, the
全波整流回路90はダイオードD11〜16から構成される。全波整流回路90において、ダイオードD11〜16のアノードは、ベクトル演算回路18の出力端Opvc1〜Opvc6に各々接続され、カソードは共通に結線され、AVRの帰還電圧入力端に接続される。
The full-
次に、本実施形態における横流補償装置50の動作を図1〜図6を参照して説明する。図2において交流発電機1の出力電圧の中性点を基準とした相電圧を示し、図3において各相電圧の中性点を基準としたベクトル図を示す。ここで、交流発電機1の出力電圧の各相(R相、S相、T相)が平衡しているものとする。この場合、S相の相電圧<ES>は、R相の相電圧<ER>に前述した三相ベクトルオペレータa2=exp(j×(4π/3))を乗じて、位相を(4π/3)ラジアン回転させた電圧であり、T相の相電圧<ET>は、R相の相電圧<ER>に三相ベクトルオペレータa=exp(j×(2π/3))を乗じて、位相を(2π/3)ラジアン回転させた電圧である。
以後、上述した交流発電機1の出力電圧のベクトルを基準にして動作を説明する。
Next, the operation of the cross current compensating
Hereinafter, the operation will be described with reference to the output voltage vector of the
先ず、非反転増幅回路Apni1は、三相交流出力線のうちのR相の線から変圧器41および74を介して、R803によって制御回路の零ボルトを基準として電圧を入力する。
このとき、図4に示すように、ベクトル演算回路18の入力端IpVC1〜3が、抵抗R803、806、809によって制御回路の零ボルトを中点としてスター結線されている。前述したように、交流発電機1の出力電圧の各相(R相、S相、T相)が平衡していることより、入力端IpVC1〜3を頂点とする三角形が正三角形となるので、制御回路の零ボルトである該三角形の中点が仮想中性点となり、該仮想中性点(制御回路の零ボルト)が交流発電機1の中性点とみなされる。したがって、上述したR相の相電圧<ER>を非反転増幅回路Apni1に入力したことになる。そして、非反転増幅回路Apni1は、電圧<ER>と同相の電圧<E2>を出力する。よって、非反転増幅回路Apni1の出力の電圧を<Voni1>とすると、以下のような式となる。
<Voni1>=<E2>
<E2>=K1×<ER>
∴ <Voni1>=K1×<ER> ・・・・・(式1)
ここで、(式1)より、<Voni1>と<ER>とが同相であることが示される。
また、K1は、交流発電機1と非反転増幅回路Apni1の出力端との間の全ての利得の積を示す定数である。具体的に、変圧器41、42、74、75の変圧比、図4において、線間電圧を相電圧に変換する比等の積を示す。
First, the non-inverting amplifier circuit Apni1 inputs a voltage from the R-phase line of the three-phase AC output lines via the
At this time, as shown in FIG. 4, the input terminals IpVC1 to IpVC1 to 3 of the
<Voni1> = <E2>
<E2> = K1 × <ER>
∴ <Voni1> = K1 × <ER> (Equation 1)
Here, (Equation 1) indicates that <Voni1> and <ER> are in phase.
K1 is a constant indicating the product of all gains between the
また、上記と同様に、非反転増幅回路Apni2は、三相交流出力線のうちのS相の線から変圧器41、42、74および75を介して、R806によって仮想中性点電位を基準としてS相の相電圧<ES>(=電圧a2×<ER>)を入力し、電圧a2×<ER>と同相の電圧a2×<E2>を出力する。よって、非反転増幅回路Apni2の出力の電圧を<Voni2>とすると、以下のような式となる。
<Voni2>=a2×<E2>
a2×<E2>=K1×<ES>
∴ <Voni2>=K1×<ES> ・・・・・(式2)
ここで、(式2)より、(式1)と同様に、<Voni2>と<ES>とが同相であることが示される。
また、K1は、交流発電機1と非反転増幅回路Apni2の出力端との間の全ての利得の積を示す定数である。ここで、非反転増幅回路Apni1〜3の利得が互いに等しくなるように設定されるため、(式1)におけるK1と同一の定数となる。
Similarly to the above, the non-inverting amplifier circuit Apni2 uses the S-phase line of the three-phase AC output lines via the
<Voni2> = a 2 × <E2>
a 2 × <E2> = K1 × <ES>
∴ <Voni2> = K1 × <ES> (Equation 2)
Here, (Formula 2) indicates that <Voni2> and <ES> are in phase, as in (Formula 1).
K1 is a constant indicating the product of all gains between the
また、上記と同様に、反転増幅回路Apni3は、三相交流出力線のうちのT相の線から変圧器41、42、74および75を介して、R809によって仮想中性点電位を基準としてT相の相電圧<ET>(=電圧a×<ER>)を入力し、電圧a×<ER>と同相の電圧a×<E2>を出力する。よって、非反転増幅回路Apni3の出力の電圧を<Voni3>とすると、以下のような式となる。
<Voni3>=a×<E2>
a×<E2>=K1×<ET>
∴ <Voni3>=K1×<ET> ・・・・・(式3)
ここで、(式3)より、(式1)、(式2)と同様に、<Voni3>と<ET>とが同相であることが示される。
また、K1は、交流発電機1と非反転増幅回路Apni3の出力端との間の全ての利得の積を示す定数である。ここで、非反転増幅回路Apni1〜3の利得が互いに等しくなるように設定されるため、(式1)におけるK1と同一の定数となる。
Similarly to the above, the inverting amplifier circuit Apni3 is connected to the T-phase line of the three-phase AC output lines via the
<Voni3> = a × <E2>
a × <E2> = K1 × <ET>
∴ <Voni3> = K1 × <ET> (Equation 3)
Here, (Formula 3) indicates that <Voni3> and <ET> are in phase, as in (Formula 1) and (Formula 2).
K1 is a constant indicating the product of all gains between the
一方、交流発電機1を他の交流電源2と並列運転し、安定した三相RSTの交流電力を負荷側に供給している場合に、何らかの原因で交流発電機1の電圧が変化すると、交流発電機1と交流電源2との間に横流が流れ、変流器3が交流発電機1のS相の電流<Is1>を検出して、二次側電流<Is2>をコイル63に出力する。そして、二次側電流<Is2>によって、磁性体コア61とエアーギャップとからなる磁気回路に生ずる磁束中の作用によってホール素子62に交流電圧が発生し、該交流電圧が差動増幅回路Apd1により増幅され、CCR80によって分圧調整されて、非反転増幅回路Apni4に入力される。非反転増幅回路Apni4は入力した電圧を増幅し、電流<Is1>と同相の電圧<v2>を出力する。よって、非反転増幅回路Apni4の出力の電圧を<Voni4>とすると、以下のような式となる。尚、電流<Is1>のPFが1.0の場合は、電圧<ES>と電流<Is1>とが同相になる。
<Voni4>=<v2>
<v2>=K2×<Is1>
∴ <Voni4>=K2×<IS1> ・・・・・(式4)
ここで、(式4)より、<Voni4>と<IS1>とが同相であることが示される。
また、K2は、変流器3のCT比、差動増幅回路Apd1および非反転増幅回路Apni4の利得、CCR80における分圧比等、発電機の電流Is1と非反転増幅回路Apni4の出力端との間の全ての利得の積を示す定数である。
On the other hand, when the
<Voni4> = <v2>
<V2> = K2 × <Is1>
<Voni4> = K2 × <IS1> (Formula 4)
Here, (Formula 4) indicates that <Voni4> and <IS1> are in phase.
K2 is the current ratio between the generator current Is1 and the output terminal of the non-inverting amplifier circuit Apni4, such as the CT ratio of the
そして、減算回路Cas1において、抵抗R813に非反転増幅回路Apni1から電圧<Voni1>が入力し、抵抗R814に非反転増幅回路Apni4から電圧<Voni4>が入力する。減算回路Cas1は、電圧<Voni4>から電圧<Voni1>を減算し、以下のように減算結果の電圧<Vos1>をダイオードD11および反転増幅回路Api1に出力する。
<Vos1>=<E2>−<v2>・・・・・(式5)
但し、減算回路Cas1の抵抗R812〜815を以下のように設定する。
(R812=R813、R814=R815)
In the subtracting circuit Cas1, the voltage <Voni1> is input from the non-inverting amplifier circuit Apni1 to the resistor R813, and the voltage <Voni4> is input from the non-inverting amplifier circuit Apni4 to the resistor R814. The subtraction circuit Cas1 subtracts the voltage <Voni1> from the voltage <Voni4>, and outputs the subtraction result voltage <Vos1> to the diode D11 and the inverting amplifier circuit Api1 as follows.
<Vos1> = <E2>-<v2> (Formula 5)
However, the resistors R812 to 815 of the subtraction circuit Cas1 are set as follows.
(R812 = R813, R814 = R815)
そして、反転増幅回路Api1が、入力した信号、つまり電圧<Vos1>の極性の反転を行い、(式5)より、以下のように電圧<Voi1>をダイオードD12に出力する。
<Voi1>=−(<E2>−<v2>)・・・・・(式6)
但し、反転増幅回路Api1の利得を1に設定する。
Then, the inverting amplifier circuit Api1 inverts the polarity of the input signal, that is, the voltage <Vos1>, and outputs the voltage <Voi1> to the diode D12 as follows from (Equation 5).
<Voi1> = − (<E2> − <v2>) (Formula 6)
However, the gain of the inverting amplifier circuit Api1 is set to 1.
一方、非反転増幅回路Apni2は、前述した(式2)に示す電圧<Voni2>をダイオードD13および反転増幅回路Api2に出力する。
そして、反転増幅回路Api2が、入力した信号、つまり電圧<Voni2>の極性の反転を行い、(式2)より、以下のように電圧<Voi2>をダイオードD14に出力する。
<Voi2>=−(a2×<E2>)・・・・・(式7)
但し、反転増幅回路Api2の利得を1に設定する。
On the other hand, the non-inverting amplifier circuit Apni2 outputs the voltage <Voni2> shown in (Equation 2) described above to the diode D13 and the inverting amplifier circuit Api2.
Then, the inverting amplifier circuit Api2 inverts the polarity of the input signal, that is, the voltage <Voni2>, and outputs the voltage <Voi2> to the diode D14 as follows from (Equation 2).
<Voi2> = − (a 2 × <E2>) (Expression 7)
However, the gain of the inverting amplifier circuit Api2 is set to 1.
一方、そして、加算回路Caa1において、抵抗R825に非反転増幅回路Apni3から電圧<Voni3>が入力し、抵抗R822に非反転増幅回路Apni4から電圧<Voni4>が入力する。加算回路Caa1は、電圧<Voni3>と電圧<Voni4>とを加算し、以下のように、加算結果の極性を逆にして、電圧<Voa1>をダイオードD15および反転増幅回路Api3に出力する。
<Voa1>=−(a×<E2>+<v2>)・・・・・(式8)
但し、加算回路Caa1の抵抗R822、823、825を以下のように設定する。
(R822=R823=R825)
そして、反転増幅回路Api3が、入力した信号、つまり電圧<Voa1>の極性の反転を行い、(式8)より、以下のように電圧<Voi3>をダイオードD16に出力する。
<Voi3>=(a×<E2>+<v2>)・・・・・(式9)
但し、反転増幅回路Api3の利得を1に設定する。
On the other hand, in the adding circuit Caa1, the voltage <Voni3> is input from the non-inverting amplifier circuit Apni3 to the resistor R825, and the voltage <Voni4> is input from the non-inverting amplifier circuit Apni4 to the resistor R822. The addition circuit Caa1 adds the voltage <Voni3> and the voltage <Voni4>, reverses the polarity of the addition result, and outputs the voltage <Voa1> to the diode D15 and the inverting amplifier circuit Api3.
<Voa1> = − (a × <E2> + <v2>) (Equation 8)
However, the resistors R822, 823, and 825 of the adder circuit Caa1 are set as follows.
(R822 = R823 = R825)
Then, the inverting amplifier circuit Api3 inverts the polarity of the input signal, that is, the voltage <Voa1>, and outputs the voltage <Voi3> to the diode D16 as follows from (Equation 8).
<Voi3> = (a × <E2> + <v2>) (Equation 9)
However, the gain of the inverting amplifier circuit Api3 is set to 1.
そして、全波整流回路90内のダイオードD11〜16に入力された各電圧が足し合わされて、帰還電圧信号eとしてAVRへ出力される。
The voltages input to the diodes D11 to D16 in the full-
ここで、全波整流回路90は互いに逆の極性の電圧を交互に出力する。
全波整流回路90内のダイオードD11〜16に供給される電圧のうち、電圧<Voi1>および<Voi2>は、反転増幅回路Api1およびApi2の出力の電圧なので極性が反転している。また、電圧<Voa1>は、加算回路Caa1が加算結果の極性を反転して出力した電圧なので、極性が反転している。つまり、電圧<Voi1>および<Voi2>ならびに<Voa1>は、極性が反転している電圧ということになる。
Here, the full-
Among the voltages supplied to the diodes D11 to D16 in the full-
これに対し、電圧<Vos1>および<Voni2>は、極性を反転させる過程を経ていないので極性が反転していない。また、電圧<Voi3>は、反転増幅回路Api3によって電圧<Voa1>の極性を反転している電圧であるが、極性が反転された電圧<Voa1>の極性をまた反転することとなり、電圧<Voi3>は極性が反転していない電圧となる。つまり、電圧<Vos1>および<Voni2>ならびに<Voi3>は、極性が反転していない電圧ということになる。 On the other hand, the voltages <Vos1> and <Voni2> have not undergone the process of reversing the polarity, so the polarity is not reversed. The voltage <Voi3> is a voltage obtained by inverting the polarity of the voltage <Voa1> by the inverting amplifier circuit Api3. However, the polarity of the voltage <Voa1> obtained by inverting the polarity is again inverted, and the voltage <Voi3> > Is a voltage whose polarity is not inverted. That is, the voltages <Vos1>, <Voni2>, and <Voi3> are voltages whose polarities are not inverted.
次に、極性が反転していない電圧について、全波整流回路90の入力端における電圧のベクトル図について説明する。
図5に極性が反転していない電圧<Vos1>および<Voni2>ならびに<Voi3>の電圧のベクトル図を示す。次に、交流発電機1の電流が流れていない無負荷状態の場合のベクトル図は、電圧<E2>と、a×<E2>と、a2×<E2>とからなる正三角形をなす。これらのベクトル図を突き合わせると、電圧<Vos1>および<Voni2>ならびに<Voi3>のベクトル図は、電圧<Voni2>を底辺とする正三角形に比して、頂点が−<v2>だけシフトした三角形になることがわかる。このベクトル図は、図8に示す、従来の横流補償装置5におけるベクトル図と相似であるため、本実施形態における横流補償装置50は、従来の横流補償装置5と動作原理が同一となり、同様に横流を補償することができることになる。
Next, the vector diagram of the voltage at the input terminal of the full-
FIG. 5 shows a vector diagram of voltages <Vos1>, <Voni2>, and <Voi3> whose voltages are not inverted. Next, a vector diagram in the case of a no-load state current of the
次に、極性が反転している電圧について、全波整流回路90の入力端における電圧のベクトル図について説明する。
図6に極性が反転している電圧<Voi1>および<Voi2>ならびに<Voa1>の電圧のベクトル図を示す。次に、交流発電機1の電流が流れていない無負荷状態の場合のベクトル図は、電圧−<E2>と、−a×<E2>と、−a2×<E2>とからなる正三角形をなす。これらのベクトル図を突き合わせると、電圧<Voi1>および<Voi2>ならびに<Voa1>のベクトル図は、電圧<Voi2>を底辺とする正三角形に比して、頂点が−<v2>だけシフトした三角形になることがわかる。このベクトル図は、図5に示す、極性が反転していない電圧についての電圧のベクトル図と逆位相の関係にあり、図8に示す、従来の横流補償装置5におけるベクトル図と相似であるため、本実施形態における横流補償装置50は、従来の横流補償装置5と動作原理が同一となり、同様に横流を補償することができることになる。
以上により、全波整流回路90が、極性が反転している電圧と極性が反転していない電圧とを交互にAVRに出力することによって、横流を補償することができる。
尚、図5および図6は、交流発電機1の出力の電流<Is1>のPFが1.0の場合のベクトル図を示す。
Next, a voltage vector diagram at the input terminal of the full-
FIG. 6 shows a vector diagram of voltages <Voi1>, <Voi2>, and <Voa1> whose polarities are inverted. Next, a vector diagram in the case of a no-load state current of the
As described above, the full-
5 and 6 show vector diagrams when the PF of the output current <Is1> of the
上記実施形態によれば、交流発電機1と他の交流電源2とが並列運転を行っている際に両者の出力電圧の均衡が崩れた場合に両者間に流れる横流の無効分を横流補償装置50が以下のようにして補償することができる。すなわち、変流器3によって検出した横流を、ホール素子62や演算増幅器64によって構成された電流−電圧変換回路60によって電圧に変換する。そして、該電圧を、変圧器41、42によって検出した交流発電機1の出力の電圧と、演算増幅器81〜89によって構成されたベクトル演算回路18によってベクトル加算して、全波整流回路90によって該電圧の平均値をAVRに出力する。そして、AVRが交流発電機1を横流が少なくなるように制御を行う。
以上のように、ホール素子62や演算増幅器64等を使用した構成をとったため、小型化、軽量化が困難な、変圧器、変流器等の鉄心を使用した部品の使用を抑えて、小型化、軽量化を図りながら横流の補償を行うことができる。
According to the above embodiment, when the
As described above, since the configuration using the
尚、従来の横流補償装置5においては、ベクトル演算において必要な三相交流の各相(R相、S相、T相)の相電圧を取り出すために、変圧器71〜73を用いて線間電圧から相電圧への変換を行っていた。しかし、本実施形態における横流補償装置50において、ベクトル演算回路18の回路上の工夫により、変圧器74、75を使用する構成とすることができ、使用変圧器数を削減し(3個→2個)、装置のさらなる小型化、軽量化を行うことができる。
In the conventional cross current compensator 5, in order to extract the phase voltage of each of the three-phase alternating currents (R phase, S phase, T phase) necessary for vector calculation,
また、従来の横流補償装置5において、CCR8の抵抗値を小さくする(例えば、1〜2Ω)必要があるので、太い巻線を使用し、外形寸法が大きくなってしまうという問題があった。しかし、本実施形態における横流補償装置50において、CCR80は演算増幅器81の入力抵抗であるので、抵抗値10kΩ〜50kΩ、許容電力1/4W程度に設定することが可能になり、大幅な小型化、軽量化を行える。また、電流−電圧変換回路60の負荷は演算増幅器81の非反転入力端子なので、電流消費は殆どなく、電流−電圧変換回路60の出力電流を1mA以下に設定することができる。また、トランス74、75についても、負荷が演算増幅器82〜84の非反転入力端子なので、電流消費は殆どなく、容量を0.05VA以下に設定することができる。
Further, in the conventional cross current compensating device 5, since it is necessary to reduce the resistance value of the CCR 8 (for example, 1 to 2Ω), there is a problem that a thick winding is used and the outer dimensions are increased. However, in the cross current compensating
次に、各構成部品の小形化の一例を示す。
すなわち、従来回路の主要構成部品である、補助変流器6が体積100×70×60(mm)、重量1.5kgであり、また変圧器71〜73が体積43×42×35(mm)×3個、重量160g×3個であり、さらに、CCR8が体積81×13×21(mm)、重量30gであるのに対し、これらに相当する本発明の主要構成品は、電流−電圧変換回路60が体積20×20×30(mm)、重量17gであり、また、変圧器74、75が体積29×29×26(mm)×2個、重量100gであり、さらに、CCR80が体積7×7×5(mm)、重量1gである。以上のように、本実施形態においては、横流補償装置50が弱電用部品と集積回路とから構成されるため、小型化、軽量化を推進することができる。
Next, an example of downsizing each component will be shown.
That is, the auxiliary current transformer 6 which is a main component of the conventional circuit has a volume of 100 × 70 × 60 (mm) and a weight of 1.5 kg, and the
以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述したが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲での設計変更も含まれる。 As mentioned above, although embodiment of this invention was explained in full detail with reference to drawings, the concrete structure is not restricted to this embodiment, The design change in the range which does not deviate from the summary of this invention is also included.
1 交流発電機
2 交流電源
3 変流器
41、42、71、72、73、74、75 変圧器
5、50 横流補償装置
6 補助変流器
8、80 CCR(横流補償調整抵抗器)(Cross-current Compensation Resistor)
9 全波整流回路
18 ベクトル演算回路
60 電流−電圧変換回路
61 磁性体コア
62 ホール素子
63 コイル
64 演算増幅器(第1の演算増幅器)
81〜89 演算増幅器(第2の演算増幅器)
90 全波整流回路
DESCRIPTION OF
DESCRIPTION OF SYMBOLS 9 Full
81-89 operational amplifier (second operational amplifier)
90 Full-wave rectifier circuit
Claims (1)
エアーギャップが設けられた磁性体コアと、前記磁性体コアに巻かれ、前記交流発電機の電流を検出する変流器の二次側電流を入力するコイルと、前記磁性体コアに設けられたエアーギャップ内に挿入され、前記コイルに流れている電流により、前記磁性体コアとエアーギャップとから成る磁気回路に生ずる磁束の作用によって交流電圧を発生するホール素子と、第1の演算増幅器から構成され、前記交流電圧を増幅して出力する増幅回路を備える電流−電圧変換回路と、
前記交流発電機の電圧を検出するV−V結線された2個の変圧器と、第2の演算増幅器から構成され、前記変圧器によって検出された二次側の電圧と前記電流−電圧変換回路の出力電圧とをベクトル加算して前記変圧器によって検出された前記交流発電機の帰還電圧成分である二次側電圧に、前記交流発電機の電流の無効成分のみを重畳したのと等価な値を算出するベクトル演算回路と、
前記ベクトル演算回路が取り出した前記交流発電機の帰還電圧成分および電流の無効成分を直流電圧に整流し、前記交流発電機の制御系における帰還電圧信号として出力する全波整流回路と、を備え、
前記第2の演算増幅器は、
非反転入力端子が前記電流−電圧変換回路の出力と接地との間に設けられた可変抵抗のスライダ端子に接続され、反転入力端子が自らの出力と接続される第3の演算増幅回路と、
非反転入力端子が前記2個の変圧器のうちの一方の変圧器の2次側の正極へ接続され、反転入力端子が自らの出力と接続される第4の演算増幅回路と、
非反転入力端子が前記2個の変圧器のうちの前記一方の変圧器の2次側の負極及び前記2個の変圧器のうちの他方の変圧器の2次側の正極へ接続され、反転入力端子が自らの出力と接続される第5の演算増幅回路と、
非反転入力端子が前記2個の変圧器のうちの前記他方の変圧器の2次側の負極へ接続され、反転入力端子が自らの出力と接続される第6の演算増幅回路と、
非反転入力端子が前記第4の演算増幅回路の出力へ接続され、反転入力端子が自らの出力及び前記第3の演算増幅回路の出力と接続され、前記第3の演算増幅回路の出力電圧から前記第4の演算増幅回路の出力電圧を減算し、該減算結果を第1の演算結果として出力する第7の演算増幅回路と、
非反転入力端子が接地され、反転入力端子が自らの出力及び前記第7の演算増幅回路の出力と接続され、前記第7の演算増幅回路の出力電圧の極性の反転を行い、該反転結果を第2の演算結果として出力する第8の演算増幅回路と、
非反転入力端子が接地され、反転入力端子が自らの出力及び前記第5の演算増幅回路の出力と接続され、前記第5の演算増幅回路の出力である第3の演算結果の極性の反転を行い、該反転結果を第4の演算結果として出力する第9の演算増幅回路と、
非反転入力端子が接地され、反転入力端子が自らの出力、前記第6の演算増幅回路の出力及び前記第3の演算増幅回路の出力と接続され、前記第3の演算増幅回路の出力電圧と前記第6の演算増幅回路の出力電圧を加算し、該加算結果を第5の演算結果として出力する第10の演算増幅回路と、
非反転入力端子が接地され、反転入力端子が自らの出力及び前記第10の演算増幅回路の出力と接続され、前記第10の演算増幅回路の出力電圧の極性の反転を行い、該反転結果を第6の演算結果として出力する第11の演算増幅回路と、を有し、
前記全波整流回路は、アノード各々に前記第1から前記第6の演算結果がそれぞれ入力され、カソード電極各々は共通接続される6個のダイオードを有し、前記カソード電極から前記帰還電圧信号を出力することを特徴とする交流発電機の横流補償装置。 A cross current compensator for an AC generator that compensates for a cross current flowing between the AC generator and the AC power supply when the AC generator is operated in parallel with another AC power source and the output voltages of the AC generator and the AC power source are different.
A magnetic core provided with an air gap; a coil that is wound around the magnetic core and receives a secondary current of a current transformer that detects a current of the AC generator; and a magnetic core provided in the magnetic core. A hall element that is inserted into the air gap and generates an alternating voltage by the action of magnetic flux generated in the magnetic circuit composed of the magnetic core and the air gap by the current flowing through the coil, and a first operational amplifier A current-voltage conversion circuit comprising an amplifier circuit that amplifies and outputs the AC voltage;
The secondary voltage detected by the transformer and the current-voltage conversion circuit are composed of two transformers connected by VV for detecting the voltage of the AC generator and a second operational amplifier. A value equivalent to superimposing only the reactive component of the current of the AC generator on the secondary side voltage that is the feedback voltage component of the AC generator detected by the transformer by vector addition of the output voltage of A vector arithmetic circuit for calculating
A full-wave rectification circuit that rectifies the feedback voltage component of the alternating current generator and the ineffective component of the current extracted by the vector arithmetic circuit into a direct current voltage and outputs it as a feedback voltage signal in the control system of the alternating current generator ,
The second operational amplifier includes:
A third operational amplifier circuit in which a non-inverting input terminal is connected to a slider terminal of a variable resistor provided between the output of the current-voltage conversion circuit and ground, and an inverting input terminal is connected to its own output;
A fourth operational amplifier circuit in which a non-inverting input terminal is connected to a positive electrode on the secondary side of one of the two transformers, and an inverting input terminal is connected to its own output;
A non-inverting input terminal is connected to a secondary negative electrode of the one of the two transformers and a secondary positive electrode of the other of the two transformers, and is inverted. A fifth operational amplifier circuit whose input terminal is connected to its output;
A sixth operational amplifier circuit in which a non-inverting input terminal is connected to a negative electrode on the secondary side of the other of the two transformers, and an inverting input terminal is connected to its output;
A non-inverting input terminal is connected to the output of the fourth operational amplifier circuit, an inverting input terminal is connected to its own output and the output of the third operational amplifier circuit, and from the output voltage of the third operational amplifier circuit A seventh operational amplifier circuit that subtracts the output voltage of the fourth operational amplifier circuit and outputs the subtraction result as a first operational result;
The non-inverting input terminal is grounded, the inverting input terminal is connected to its own output and the output of the seventh operational amplifier circuit, the polarity of the output voltage of the seventh operational amplifier circuit is inverted, and the inverted result is obtained. An eighth operational amplifier circuit for outputting as a second computation result;
The non-inverting input terminal is grounded, the inverting input terminal is connected to its own output and the output of the fifth operational amplifier circuit, and the polarity of the third operational result that is the output of the fifth operational amplifier circuit is inverted. And a ninth operational amplifier circuit that outputs the inverted result as a fourth operational result;
The non-inverting input terminal is grounded, the inverting input terminal is connected to its own output, the output of the sixth operational amplifier circuit, and the output of the third operational amplifier circuit, and the output voltage of the third operational amplifier circuit A tenth operational amplifier circuit for adding the output voltages of the sixth operational amplifier circuit and outputting the addition result as a fifth operational result;
The non-inverting input terminal is grounded, the inverting input terminal is connected to its own output and the output of the tenth operational amplifier circuit, the polarity of the output voltage of the tenth operational amplifier circuit is inverted, and the inverted result is obtained. An eleventh operational amplifier circuit that outputs the sixth operational result,
In the full-wave rectifier circuit, the first to sixth calculation results are input to the anodes, the cathode electrodes each have six diodes connected in common, and the feedback voltage signal is output from the cathode electrodes. An AC generator cross-current compensator characterized by output .
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2004121802A JP4576869B2 (en) | 2004-04-16 | 2004-04-16 | AC generator cross current compensation device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2004121802A JP4576869B2 (en) | 2004-04-16 | 2004-04-16 | AC generator cross current compensation device |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2005312098A JP2005312098A (en) | 2005-11-04 |
JP4576869B2 true JP4576869B2 (en) | 2010-11-10 |
Family
ID=35440248
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2004121802A Expired - Fee Related JP4576869B2 (en) | 2004-04-16 | 2004-04-16 | AC generator cross current compensation device |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP4576869B2 (en) |
Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5448023A (en) * | 1977-09-22 | 1979-04-16 | Toshiba Corp | Reactive power controller for generator |
JPS59165998A (en) * | 1983-03-08 | 1984-09-19 | Fuji Electric Co Ltd | Cross current compensating circuit of synchronous generator |
JPH07327322A (en) * | 1994-05-31 | 1995-12-12 | Meidensha Corp | Effective power compensator and transversal flow compensator |
JP2000262099A (en) * | 1999-03-09 | 2000-09-22 | Shinko Electric Co Ltd | Lateral flow compensating device for ac generator |
-
2004
- 2004-04-16 JP JP2004121802A patent/JP4576869B2/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5448023A (en) * | 1977-09-22 | 1979-04-16 | Toshiba Corp | Reactive power controller for generator |
JPS59165998A (en) * | 1983-03-08 | 1984-09-19 | Fuji Electric Co Ltd | Cross current compensating circuit of synchronous generator |
JPH07327322A (en) * | 1994-05-31 | 1995-12-12 | Meidensha Corp | Effective power compensator and transversal flow compensator |
JP2000262099A (en) * | 1999-03-09 | 2000-09-22 | Shinko Electric Co Ltd | Lateral flow compensating device for ac generator |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2005312098A (en) | 2005-11-04 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP2910616B2 (en) | Voltage source type power converter | |
US8737097B1 (en) | Electronically isolated method for an auto transformer 12-pulse rectification scheme suitable for use with variable frequency drives | |
Chen et al. | Modified interleaved current sensorless control for three-level boost PFC converter with considering voltage imbalance and zero-crossing current distortion | |
JPWO2011104985A1 (en) | Current estimation circuit | |
US7474188B2 (en) | 40° phase-shifting autotransformer | |
JP7501341B2 (en) | 3-phase LLC converter | |
EP3661037B1 (en) | Pulsed rectifier architecture | |
KR100209545B1 (en) | Dc power supply system | |
JP4576869B2 (en) | AC generator cross current compensation device | |
CN215815555U (en) | Multiphase autotransformer and rectifier system | |
Bagawade et al. | Interleaved boost based AC/DC bidirectional converter with four quadrant power control based on one-cycle controller (OCC) | |
JPS6399770A (en) | Method for controlling circulating current type cycloconverter | |
JP2022037606A (en) | Converter device and power source device | |
JP3987778B2 (en) | Transformer and rectifier using the same | |
WO2019207640A1 (en) | Power conversion device and constant acquiring method | |
JP4438711B2 (en) | Interphase reactor and three-phase multiple rectifier circuit | |
JP2002262575A (en) | Multiphase rectifier | |
CN112820524B (en) | Multiphase transformer and rectifier system | |
JPH08214546A (en) | Dc power source and dc power supply system | |
JP2754517B2 (en) | 12 pulse rectification load harmonic compensation method | |
Mytsyk et al. | Research of Physical Processes for Two Channel Transformer-Rectifier Unit in Series Connection of Primary Windings TRU-12 (P) | |
RU2359394C1 (en) | Converter of three-phase ac voltage into dc voltage | |
CN111492569B (en) | Power conversion system | |
JP2018019447A (en) | Power supply unit | |
JP3200126B2 (en) | Harmonic compensator |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20070413 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20091228 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20100105 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20100304 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20100727 |
|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20100809 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130903 Year of fee payment: 3 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 4576869 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |