JP4569015B2 - 広帯域アレイアンテナ - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、広帯域アレイアンテナ、特に広帯域符号分割多元接続(WCDMA)通信方式を利用する移動通信システムの性能を向上させる広帯域アレイアンテナに関するものである。
【0002】
【従来の技術】
移動通信システムの基地局に適用されるスマートアンテナ技術は、WCDMAシステムにおいて空間フィルタリングを用いることでシステムの性能を大きく改善できる。比較的低い分数帯域を有する広帯域ビームフォーミングはこのようなシステムに適用される。
最近商用無線通信システムにおけるデータ転送の発展ぶりは、スマートアンテナの実用化を促進している。スマートアンテナの設計における主要なアプローチは適合型ヌルステアリング、フェーズドアレイ及びビーム切り替えである。前の二つのシステムの広帯域化応用、例えば、WCDMAの実現は高い実施コストと複雑性を要求する。広帯域アレイの各ブランチ上の、有限インパルス応答(FIR)または無限インパルス応答(IIR)フィルタは各アンテナ素子に周波数に応じて変化する位相応答をもたらす。これはある所定の伝搬距離に対して低周波信号成分は少ない位相変動を持つが、高周波信号成分が同じ距離を伝搬するには位相変動が大きいという事実を補償する。
【0003】
これまでの文献には、種々の広帯域ビームフォーミングネットワークがすでに提案されていた。これらの提案方式には、従来の広帯域ビームフォーマーの構造、即ち、複数のアンテナ素子がそれぞれ時間処理用ディジタルフィルタに接続された構造が取り入れられている。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、従来の広帯域アレイはビームフォーミングネットワークにおいてタップ付き遅延線による時間処理を行うという問題があった。提案されている幾つかの広帯域アレイアンテナでは、タップの数が非常に多いため、時間処理はなかり複雑になる。最近提案されている広帯域ビームフォーマにおいて、線形アレイの矩形型配置によりたて型アレイのビームパターンの分解能の向上が得られるが、その設計方法ではマイクロストリップ技術を用いるときのみに製造できるアンテナ素子を多数必要とする。
【0005】
本発明は、かかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、移動通信システムにおけるRF(Radio Frequency )信号の送受信を行い、構造が簡単であり、かつ将来のWCDMA応用に互換性のある周波数帯域を持つ広帯域アレイアンテナを提供することにある。
【0006】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明は第1の方向にN個、第2の方向にM個がアレイ状に配置されたN×M個のアンテナ素子と、上記各アンテナ素子に接続され、それぞれ実数の係数を有する乗算器とを有し、上記各アンテナ素子は、上記第1と第2の方向にそれぞれd1 とd2 の間隔で配置され、各アンテナ素子の係数はCnmであり、到来信号の方向角をθ、角周波数をω、伝播速度をcとし、二つの変数vとuをv=ωd1sinθ/c、u=ωd2cosθ/cと定義すると、上記アレイアンテナの応答が次のように与えられ、
ビームパターンの所定の角度と所定の周波数帯域の中心周波数に応じて、u−v平面に点(u0l,v0l)を適宜選択すると、補助ベクトルB=〔b1 ,b2 ,...,bL 〕(L<<N×M)が計算でき、周波数に依存するG a の利得を有する上記各アンテナ素子にそれぞれ対応する上記乗算器の係数Cnmは、次のように計算される。
【0007】
また、本発明の広帯域アレイアンテナでは、好適には、上記各アンテナ素子は周波数に依存する等しい利得を有する。
【0008】
また、本発明の広帯域アレイアンテナでは、好適には、上記各アンテナ素子の上記利得は、上記中心周波数を含む所定の周波数帯域及び所定の角度において所定の値を有する。
【0009】
また、本発明の広帯域アレイアンテナでは、好適には、上記各乗算器からの出力信号を加算する加算器をさらに有する。
【0010】
また、本発明では、好適には、送信される信号が上記各乗算器に入力され、上記各乗算器の出力信号がそれぞれ対応するアンテナ素子に供給される。
【0011】
さらに、本発明では、好適には、上記補助ベクトルBを計算するために上記u−v平面で選択された点(u0l,v0l)は、上記u−v平面において対称に配置されている。
【0012】
【発明の実施の形態】
図1は本発明に係る広帯域アレイアンテナの一実施形態であり、その簡略化した構造を示している。図示のように、本実施形態の広帯域アレイアンテナは、N×M個のアンテナ素子E(1,1),…,E(1,M),…,E(N,1),…,E(N,M)によって構成されている。ここで、各アンテナ素子は周波数に依存し、かつすべてのアンテナ素子において等しい利得を持つと仮定する。到来信号の方向は、方位角度θと仰角βによって決まる。実際に多くの場合と同様、基地局のアンテナアレイに対して到来信号の仰角がほとんど定数であると仮定する。ここで、一般性を失せず仰角βをβ=90度と考える。NとM方向における素子間の間隔はそれぞれd1 とd2 である。
【0013】
素子E(n,m)における到来信号の位相を考察するために、素子E(1,1)を位相基準点とし、当該位相基準点の到来信号の位相を0とする。この仮定によって素子E(n,m)における信号の位相が次式によって与えられる。
【0014】
【数1】
【0015】
ここで、l≦n≦N、かつl≦m≦Mである。式(1)において、θは到来角度(AOA)であり、ω=2πfは角周波数、cは信号の伝搬速度である。
【0016】
なお、仰角βが一定であるが必ずしもほぼ90度でない場合、d1 とd2 をそれぞれd1 sinβとd2 cosβに置き換える必要があり、これらはほぼ一定の仰角を有する環境においては、実質的にアレイ素子間の有効な距離である。
【0017】
本実施形態のアレイアンテナにおいて、従来の広帯域アレイアンテナと異なり、各アンテナ素子はそれぞれただ一つの実数係数Cnmを持つ乗算器に接続されている。従って、周波数及び角度に対してアレイの応答は次のように書かれる。
【0018】
【数2】
【0019】
式(2)において、Ga (ω)は周波数に依存するアンテナ素子の利得を示す。ここで、便宜上二つの新しい変数vとuをそれぞれ次のように定義する。
【0020】
【数3】
【0021】
【数4】
【0022】
式(3)と(4)を式(2)に代入すると、次式が得られる。
【0023】
【数5】
【0024】
わずかな違いを有するが、式(5)はu−v平面における2次元の周波数応答を示している。図2に示すように、座標uとvは、−πから+πの範囲内に限られている。これは、例えば、変数uを次のように書けるからである。
【0025】
【数6】
【0026】
なお、良好な相関関係を持つアレイアンテナシステムにとって、d1 ,d2 <λmin /2=1/2fmax であることが要求される。ここで、λmin は最小波長で、fmax はそれに対応する最大周波数である。また、式(6)は変数vに対しても成立する。
【0027】
式(3)と(4)によれば、次式が得られる。
【0028】
【数7】
【0029】
特例としてd1 =d2 の場合、θとφが等しくなり、もしそうでなければφは次式によって与えられる。
【0030】
【数8】
【0031】
さらに、次の式が与えられる。
【0032】
【数9】
【0033】
式(9)は、u−v平面においてu=v=0を中心とする楕円を表している。
特例としてd1 =d2 =dの場合、式(9)は次のように書ける。
【0034】
【数10】
【0035】
式(10)は、半径ωd/cの円を表している。
式(8)と式(9)はそれぞれu−v平面における固定の角度と固定の周波数の軌跡を示している。
【0036】
図3と図4はそれぞれ式(8)及び式(9)に応じて所定の角度θ及び所定の角周波数ωを表す二つの軌跡を示す図である。二つの軌跡をそれぞれ図3と図4に描くことは、本実施形態のアレイアンテナにおける広帯域のビームフォーミングの角度と周波数特性を決定するには有益である。
【0037】
ここで、アレイアンテナシステムはθ=θ0 、中心周波数ω=ω0 となるように設計されると仮定する。u−v平面において要求される点の配置を表すプロットは図5によって示されている。この配置はφ0 =tan-1(d1 tanθ0 /d2 )、かつrl <r<rh によって制限される。ここで、rl とrh はそれぞれ次のように与えられる。
【0038】
【数11】
【0039】
u−v平面の原点に対する軌跡の対称性は各アンテナ素子に対応する乗算器の係数Cnmを実数であることをもたらす。理想的な広帯域システムにおいて、関数H(u,v)の理想的な値は次のように定められる。
【0040】
【数12】
【0041】
例えば、各素子が周波数区間ωl <ω<ωh において帯域通過特性Ga (ω)を持つとすると、Ga -1(ω)は逆の特性、即ち、同じ周波数帯域において帯域減衰特性を持つ。このようなu−v平面における利得値の簡単な変更はアンテナ素子の望まぬ特性を補正可能にする。
【0042】
実際のアルゴリズムでは理想の事例をそのまま適用できないことが明らかである。このため本実施形態のアレイアンテナシステムにおいて、係数Cnmを決定する方法が考案される。以下、各アンテナ素子に接続されている乗算器の係数Cnmの決定方法について詳しく説明する。
【0043】
乗算器を設計するにあたって、実施困難であるu−v平面上のすべての点を制御する方法に代わって、この平面におけるL個の点について考える。これらのL個の点は、u−v平面において原点を除いて対称に配置されるので、Lは偶数であると考えられる。次のように、二つのベクトルが定義される。
【0044】
【数13】
【0045】
【数14】
【0046】
式(13)と(14)において、肩文字Tは転置を表す。ベクトルH0 の要素はu−v平面の原点に対して対称になる任意の二つの組(u0l,v0l)に対して等しい値を持つ。ここで、l=1,2,…,Lである。これに加えて、これらの点は式(12)に示すように周波数依存性の素子を考える。ベクトルBは補助ベクトルであり、設計の過程で計算される。
【0047】
ここで、H(u,v)が二つの基本的な多項式の積と仮定すると、加重合計の結果は次のようになる。
【0048】
【数15】
【0049】
実質上このような形を持つH(u,v)によって、N×M個の方程式を持つ複雑なシステムからN×M個の係数Cnmを直接計算するという問題がL個の方程式を解く新しい問題に簡素化される。これは、通常LはL<<N×Mとなるように選択されているからである。本実施形態のビームフォーミング方式の最終的なタスクはbl から各乗算器の係数Cnmを求めることになる。
【0050】
式(14)を書き直すと、bl と係数Cnmとの関係は次のように与えられる。
【0051】
【数16】
【0052】
式(5)と比べて、また、式(2)を用いると、係数Cnmが次のように与えられる。
【0053】
【数17】
【0054】
即ち、ベクトルBを計算したあと、式(17)によって係数Cnmが求められる。なお、Ga -1は周波数の関数であり、従ってu0lとv0lの値に応じて変化する。式(15)からベクトルBを計算することはさほど困難ではない。要素{akl}(l≦k,l≦L)を持つL×LのマトリックスAを次のように定義する。
【0055】
【数18】
【0056】
式(13)、(14)及び(15)によって、次式が与えられる。
【0057】
【数19】
【0058】
従って、ベクトルBは次のように得られる。
【0059】
【数20】
【0060】
マトリックスAは非零の行列式を持つと仮定する。即ち、その逆が存在する。
そして、式(17)から係数Cnmの値を計算し、設計が終了する。
【0061】
図6と図7は、本実施形態の広帯域アレイアンテナがそれぞれ受信と送信に用いられるときの様子を示している。上述したように、アレイアンテナはN×M個のアンテナ素子E(1,1),…,E(1,M),…,E(N,1),…,E(N,M)によって構成されている。図6に示すように、アレイアンテナが信号の受信に用いられる場合、これらのアンテナ素子はそれぞれ乗算器M(1,1),…,M(1,M),…,M(N,1),…,M(N,M)に接続されている。各アンテナ素子は、周波数に依存する等しい利得を持ち、各乗算器M(n,m)(l≦n≦N、l≦m≦M)は上述した設計過程で得られた実数値の係数Cnmを持っている。各乗算器の出力信号が加算器に入力され、加算器からアレイアンテナの受信信号として、入力信号の合計S0 が出力される。
【0062】
アレイアンテナを設計するときに、到来信号の各到来角度に対して予め一組みとなるN×M個の係数Cnmが計算されるので、アンテナ素子の係数組を順次切り替えることによって、アンテナアレイの周囲すべての角度からの到来信号が受信される。即ち、機械的にアレイアンテナを回転させる代わりに各乗算器の係数の組を切り替えることでビームパターンの方向変換を実現できる。
【0063】
図17に示すように、アレイアンテナが信号の送信に用いられるとき送信される信号がすべての乗算器M(1,1),…,M(1,M),…,M(N,1),…,M(N,M)に入力される。各乗算器において、入力信号に係数Cnmが乗算され、その結果がそれぞれ対応するアンテナ素子に送られる。各アンテナ素子から放射された信号が互いに干渉しあって、それぞれ各アンテナ素子から放射された個々の信号の合計となる送信信号が生成される。即ち、所定の方向に信号を送信する所望のビームパターンが形成される。
【0064】
以下、簡単でかつ有効な4×4矩形アレイアンテナの一例について説明する。
まず、ビームフォーミングの設計手順、即ち、各アンテナ素子に接続されている乗算器の係数Cnmの決定について述べ、次にシミュレーションの結果に応じてアレイの特徴について説明する。
【0065】
ここで、ビームフォーマの角度をθ0 =−40度、中心周波数をω0 =0.7πc/dとし、かつd=d1 =d2 とする。この例において、u−v平面における点の数の制限によって、Ga =1と仮定する。まず、4組のクリティカル点(u0l,v0l)が次のように計算される。
【0066】
【数21】
【数22】
【数23】
【数24】
【0067】
式(21)〜(24)において、変数u0 とv0 はそれぞれ式(3)と(4)から求められる。そして、ベクトルH0 は次のように形成される。
【0068】
【数25】
【0069】
次に、マトリックスAは式(18)を用いて構成され、ベクトルBは式(20)から計算される。最後に、1≦m,n≦4において、係数Cnmは式(17)によって計算される。u−v平面において選択された点(u0l,v0l)の対称性によって、係数Cnmの値がすべて実数である。これは実環境において演算を簡単にする。
【0070】
図8は、上述した設計手順によって得られた係数Cnmに応じて、式(5)から計算された実際の2次元周波数応答H(u,v)を示している。明らかに、点P1とP2において二つのピークを持ち、点P3とP4において二つの零点を持つ。このパターンから得られた重要の結果は、ω=ω0 に対応した比較的大きな範囲においてほぼ一定の振幅を持つ周波数応答が得られることである。即ち、中心周波数ω0 の周波数帯域に対して設計された4×4矩形アレイアンテナは広帯域の性能を有する。
【0071】
図9はこうした事情をさらに明白に示している。図9において、設定したビームフォーミング角度θ0 、即ち−40度を含む角度範囲において、角度ωl からωh までの異なる周波数における複数の指向性ビームパターンを示している。この図によると、周波数応答はωl =0.6πc/dからωh =0.8πc/dまでであり、即ち、28.6パーセントの分数帯域幅である。IMT−2000に準ずるキャリア周波数2.1GHz程度のWCDMAシステム、即ち、中心周波数f0 =2.1GHzの広帯域信号を仮定すると、素子間間隔は次のように求められる。
【0072】
【数26】
【0073】
IMT−2000におけるWCDMA移動通信システムにおいて、上限と下限の周波数はそれぞれfh =2.4GHz及び1.8GHzである。この周波数帯域は、将来のWCDMA移動通信システムに割り当てられるすべての周波数を含む。
【0074】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、単に実数係数を持つ複数の乗算器にそれぞれ接続されている複数の簡単なアンテナ素子からなる矩形アレイによって、広い帯域幅を持つ新しいアレイアンテナを構成できる。本発明においてビームフォーミングネットワークの設計アルゴリズムに従ってそれぞれの乗算器の係数が求められる。
従来提案された広帯域ビームフォーマに較べると、本発明の広帯域アレイアンテナは広帯域を実現するためにより少ない数のアンテナ素子を利用している。上述した広帯域ビームフォーマのシミュレーションにおいて、4×4=16個の素子を持ち、所定の角度において周波数依存性のないビームパターンを持つアレイを構成することができる。
【0075】
また、本発明の広帯域アレイアンテナにおいて、各アンテナ素子に接続されているフィルタに遅延素子を含まない。即ち、時間処理を行わずに矩形の広帯域アレイアンテナを実現できる。
従来のアレイアンテナにおいて、各アンテナ素子に接続されているほとんどの乗算器の係数は複素数であるので、複素数を用いて演算を行うため乗算器の信号処理は複雑になる。しかし、本発明の広帯域アレイアンテナによれば、各アンテナ素子に接続されている乗算器が実数の係数を持つため、信号処理が簡単で高速である。また、他の時間処理に基づく方法に較べると係数のダイナミックレンジが低い。
【図面の簡単な説明】
【図1】図1は本発明に係る広帯域アレイアンテナの一実施形態であり、構造が簡略化されたものを示す図である。
【図2】図2はビームフォーミングネットワークの設計を簡略化するために定義された2次元u−v平面を示す図である。
【図3】図3はu−v平面における定数の角度θの軌跡を示す図である。
【図4】図4はu−v平面における定数の角周波数ωの軌跡を示す図である。
【図5】図5は広帯域アレイアンテナを設計するためu−v平面上の所望の点を示す図である。
【図6】図6は信号受信用広帯域アレイアンテナの構成を示す図である。
【図7】図7は信号送信用広帯域アレイアンテナの構成を示す図である。
【図8】図8は設計された係数に応じて計算された2次元周波数応答H(u,v)を示す図である。
【図9】図9はそれぞれ異なる周波数において所定のビームフォーミング角度を含む角度領域における複数の指向性ビームパターンを示す図である。
【符号の説明】
E(1,1),…,E(1,M),…,E(N,1),…,E(N,M)…アンテナ素子、
M(1,1),…,M(1,M),…,M(N,1),…,M(N,M)…乗算器。
Claims (6)
- 第1の方向にN個、第2の方向にM個がアレイ状に配置されたN×M個のアンテナ素子と、
上記各アンテナ素子に接続され、それぞれ実数の係数を有する乗算器とを有し、上記各アンテナ素子は、上記第1と第2の方向にそれぞれd1 とd2 の間隔で配置され、各アンテナ素子の係数はCnmであり、到来信号の方向角をθ、角周波数をω、伝播速度をcとし、二つの変数vとuをv=ωd1sinθ/c、u=ωd2cosθ/cと定義すると、上記アレイアンテナの応答が次のように与えられ、
ビームパターンの所定の角度と所定の周波数帯域の中心周波数に応じて、u−v平面に点(u0l,v0l)を適宜選択すると、補助ベクトルB=〔b1 ,b2 ,...,bL 〕(L<<N×M)が計算でき、周波数に依存するG a の利得を有する上記各アンテナ素子にそれぞれ対応する上記乗算器の係数Cnmは、次のように計算される
広帯域アレイアンテナ。 - 上記各アンテナ素子は、周波数に依存する等しい利得を有する
請求項1記載の広帯域アレイアンテナ。 - 上記各アンテナ素子の上記利得は、上記中心周波数を含む所定の周波数帯域及び所定の角度において所定の値を有する
請求項1記載の広帯域アレイアンテナ。 - 上記各乗算器からの出力信号を加算する加算器をさらに有する
請求項1記載の広帯域アレイアンテナ。 - 送信される信号が上記各乗算器に入力され、上記各乗算器の出力信号がそれぞれ対応するアンテナ素子に供給される
請求項1記載の広帯域アレイアンテナ。 - 上記補助ベクトルBを計算するために上記u−v平面で選択された点(u0l,v0l)は、上記u−v平面において対称に配置されている
請求項1記載の広帯域アレイアンテナ。
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