JP4543479B2 - 通信システム及びその方法 - Google Patents
通信システム及びその方法 Download PDFInfo
- Publication number
- JP4543479B2 JP4543479B2 JP2000057731A JP2000057731A JP4543479B2 JP 4543479 B2 JP4543479 B2 JP 4543479B2 JP 2000057731 A JP2000057731 A JP 2000057731A JP 2000057731 A JP2000057731 A JP 2000057731A JP 4543479 B2 JP4543479 B2 JP 4543479B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- data sequence
- sequence
- output
- encoder
- decoding
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Error Detection And Correction (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、再帰的組織畳み込み(RSC:Recursive Systematic Convolution)符号器及び直交変調器との組み合わせを用いてデータ系列を送信する送信装置、当該送信装置と繰り返し復号を行う受信装置とを用いた通信システム、及びその送信と通信方法に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
符号分割多元接続(CDMA)伝送方式を用いたディジタル通信システムにおいて、下り回線で異なる利用者に直交する信号を伝送すると同時に、一定の数のユーザチャネルを維持することが望ましい。しかし、利用可能な直交チャネル数が一定のため、明らかにこの二つの要望をともに満たすことができない。このため、CDMA方式の移動電話通信システムの送信ダイバーシティ(Transmit Diversity)に対して主に二つの手法が試みられた。
【0003】
その一つの手法は直交型符号分割送信ダイバーシティ(CDTD:Code Division Transmit Diversity)である。この手法では、それぞれのアンテナに対して、異なる複素直交拡散符号が設計される。これは二つの出力ストリーム間の直交性を維持することで、フラットフェージングにおける自己干渉が排除される。
もう一つの手法は非直交型符号分割送信ダイバーシティである。この手法では、すべてのアンテナに同じ複素拡散符号が与えられ、各アンテナ素子間に意図的に遅延が設けられる。このため、非直交型符号分割送信ダイバーシティはまた遅延型符号分割送信ダイバーシティとして知られている。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
非直交型符号分割送信ダイバーシティに用いられる代表的な非直交型拡散系列はゴールド系列(Gold Sequence )である。ゴールド系列の利点は、拡散系列の数を最大にすることにあるが、自己干渉によって直交性を損なうこともある。即ち、大容量通信において拡散系列が直交であることが必要である。
【0005】
直交型及び非直交型符号分割送信ダイバーシティの何れも受信ダイバーシティの軟劣化(Soft-failure)性質を持っている。すなわち、一つの受信チェーンが劣化し、他の受信チェーンが機能する場合、システムの性能の低下はダイバーシティ利得のオーダーに従う。換言すれば、信号は依然として検出できるが、品質の劣化が生じる。
【0006】
CDMA方式を用いた通信システムの性能を改善するために、ゴールド系列のような従来の拡散符号よりも有効な低レート誤り訂正拡散符号が利用できることが示されている。しかし、これまでに可変レート直交拡散と低レートのターボ符号化とを組み合わせた送信ダイバーシティ技術に関する研究が行われていなかった。
【0007】
本発明は、こうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、直交拡散と送信ダイバーシティを用いた可変低レート符号の発生、繰り返し復号による受信系列の復号方法と、この提案方法を実現するための送信装置及び通信システムを提供することにある。
【0012】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明の一観点の送信システムは、入力データ系列を送信する通信システムであって、再帰的組織畳み込み符号器を用いて上記入力データ系列を符号化し、符号系列を出力し、当該符号系列を直交変調器により直交変換によって上記符号器から出力される上記符号系列を変調する複数の符号化手段と、上記入力データ系列のシンボルの順序を変更し、変更されたデータ系列を上記符号化手段の一つに供給する少なくとも一つのインターリーバと、上記符号化手段から出力されるデータ系列を多重化するマルチプレクサと有する送信装置と、上記送信装置の送信ユニットによって送信された信号を受信し、受信信号に応じて受信系列を生成する受信ユニットと、繰り返し復号を行う第1と第2の復号ユニットとを有する受信装置を有し、上記第1の復号ユニットは、第1の復号器により第1の推定情報と所定の復号アルゴリズムに応じて上記受信系列を復号し、第1の復号データ系列と第1の推定データ系列を出力し、該第1の推定データ系列を第1のリエンコーダで再帰的組織畳み込み再符号化に従って復号して第1の復号データを出力し、該第1の復号データと上記第1の復号データ系列を組み合わせて第2の推定情報を出力し、上記第2の復号ユニットは、第2の復号器により上記第2の推定情報と所定のアルゴリズムに応じて、上記受信系列を復号し、第2の復号データ系列と第2の推定データ系列を出力し、該第2の推定データ系列を第2のリエンコーダで再帰的組織畳み込み再符号化に従って復号して第2の復号データを出力し、該第2の復号データと上記第2の復号データ系列を組み合わせて上記第1の推定情報を出力する。
【0014】
また、本発明では、好適には、上記第1の復号ユニットは、上記第1の推定情報と所定のアルゴリズムとに応じて上記受信系列を復号し、復号データ系列と推定データ系列とに対応する少なくとも二つのデータ系列を出力する第1の復号器と、上記推定データ系列をインターリーブする第1のインターリーバと、上記復号データ系列をインターリーブする第2のインターリーバと、上記第2のインターリーバから出力されるデータ系列を、再帰的組織畳み込み再符号化に従って復号する上記第1のリエンコーダと、上記第1のインターリーバから出力されるデータ系列と上記第1のリエンコーダから出力される上記復号データ系列とを結合し、上記第2の推定情報を生成する第1の結合手段とを含み、上記第2の復号ユニットは、上記第2の推定情報と所定のアルゴリズムとに応じて上記受信系列を復号し、復号データ系列と推定データ系列とに対応する少なくとも二つのデータ系列を出力する第2の復号器と、上記推定データ系列をデインターリーブする第1のデインターリーバと、上記復号データ系列をデインターリーブする第2のデインターリーバと、上記第2のデインターリーバから出力されたデータ系列を、再帰的組織畳み込み再符号化に従って復号する上記第2のリエンコーダと、上記第1のデインターリーバから出力されるデータ系列と上記第2のリエンコーダから出力される復号データ系列とを結合し、上記第1の推定情報を生成する第2の結合手段とを含む。
【0015】
また、本発明の一観点の方法は、再帰的組織畳み込み符号器を用いて上記入力データ系列を符号化し、符号系列を出力し、当該符号系列を直交変調器により直交変換によって上記符号器から出力される上記符号系列を変調する第1のステップと、インターリーバを用いて上記入力データ系列のシンボルの順序を変更し、変更されたデータ系列を上記符号器の一つに供給する第2のステップと、上記符号器から出力されるデータ系列をマルチプレクサで多重化する第3のステップと、送信ユニットによって多重化された信号を送信する第3のステップと、受信ユニットによって上記送信された信号を受信し、当該受信信号を復調して受信系列を生成する第4のステップと、第1の復号ユニットによって、第1の推定情報と所定の復号アルゴリズムに応じて上記受信系列を復号し、第1の復号データ系列と第1の推定データ系列を出力し、該第1の推定データ系列を第1のリエンコーダで再帰的組織畳み込み再符号化に従って復号して第1の復号データを出力し、該第1の復号データと上記第1の復号データ系列を組み合わせて第2の推定情報を出力する第5のステップと、第2の復号ユニットによって、上記第2の推定情報と所定の復号アルゴリズムに応じて上記受信系列を復号し、第2の復号データ系列と第2の推定データ系列を出力し、該第2の推定データ系列を第2のリエンコーダで再帰的組織畳み込み再符号化に従って復号して第2の復号データを出力し、該第2の復号データと上記第2の復号データ系列を組み合わせて上記第1の推定情報を出力する第6のステップと、を有する。
【0017】
また、本発明では、好適には、上記第1のステップの直交変調器では、上記符号系列をウォルシュ−アダマール変換で変調する。
【0018】
さらに、本発明では、好適には、上記所定の復号アルゴリズムは、軟出力ビタビ復号法(SOVA:Soft-Output Viterbi Algorithm )、または最大事後確率復号法(MAP:Maximum a posterior probability decoding)を用いる。
【0019】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しつつ、本発明の通信システムを構成する送信装置及び受信装置の実施形態を説明する。
【0020】
送信装置
図1は本発明に係る送信装置の一例を示す回路図である。本実施形態の送信装置は、並列符号化と送信ダイバーシティを行う。以下、送信装置の構成の説明に続きその詳細についてさらに説明する。
図1に示すように、本実施形態の送信装置は、複数のエンコーダ100−1,100−2,…,100−k、パンクチャ回路110−1,110−2,…,110−k、インターリーバ120−1,…,120−(k−1)、送信ダイバーシティマルチプレクサ130及び複数の送信ユニット140−1,…,140−p(p≦k)によって構成されている。
【0021】
エンコーダ100−1,100−2,…,100−kは、本発明の送信装置の中心部であり、再帰的組織畳み込み符号化及び直交変調を行う。一例として、エンコーダ100−kが図2に示されている。
図2に示すように、エンコーダ100−kは、再帰的組織畳み込みエンコーダ(RSCエンコーダ)102と直交変調器、例えば、ウォルシュ−アダマール変調器(WH変調器)104によって構成されている。
【0022】
RSCエンコーダ102は、エクスクルーシブORゲート106と三つの遅延素子、例えば、シフトレジスタ107,108,109によって構成され、入力データ系列bに応じて、符号化率Rm でデータ系列を出力する。ここで、例えば、符号化率Rm =1/4、即ち、各入力2進シンボルbjに対して、エンコーダ102は四つの2進シンボルcj,aj,aj−1,aj−2を与える。シンボルcjは、組織的に入力シンボルbjと同じものをとる。図2において、遅延素子109から出力されるシンボルaj−3は、中間シンボルと考えられる。シンボルajは数学的な組み合わせ、即ち、入力シンボルbjと中間シンボルaj−3とのエクスクルーシブORによって得られる。
【0023】
入力シンボルbjは、RSCエンコーダ102の出力シンボルaj,aj−1及びaj−2とともに直交変調器、例えば、WH変調器104に入力される。WH変調器104は、入力データ系列に対して、直交変換を行う。ここで、例えば、WH変調器104は、入力データ系列における4つずつのシンボルbj,aj,aj−1とaj−2を、符号長LWH=16の出力データ系列X={x1,x2,…,x16}に変換する。即ち、WH変調器104の符号化率は1/4である。
【0024】
符号語のもっとも重要な特徴は、その最小自由距離である。ウォルシュ−アダマール符号語の直交特性のために、各構成部分のエンコーダの符号系列の最小距離は、LWH/2・N=8Nである。符号系列(すべてが0の符号語を除く)の重みも8Nに等しい。一般的に、本実施形態のエンコーダ、即ち、RSCエンコーダ102とWH変調器104を含み、符号化率1/32を持つエンコーダの符号系列の重みは、次式によって与えられる。
【0025】
【数1】
【0026】
これは、本発明のエンコーダの重要な特徴であり、なぜならこれは最適なインターリーバを設計する要求を排除したからである。その結果、図1に示すインターリーバ120−1,…,120−(k−1)として、単純な疑似ランダムインターリーバを用いることができる。即ち、スーパー直交型ターボ送信ダイバーシティ(SOTTD:Super-Orthogonal Turbo Transmit Diversity )において、インターリーバの設計ではなく、インターリーバのサイズそのものが符号化システムの性能を決定する。インターリーバのサイズ(N)が大きいほど、インターリーバ利得が大きく、もとのデータ系列の連続するビットの時間軸における拡散を増大させる潜在力が大きくなる。
【0027】
符号化の後、次の式(2)に示すパンクチャパターンに従って適切なパンクチャによって出力系列が得られる。
【0028】
【数2】
【0029】
式(2)において、第1と第2のパンクチャ回路において、それぞれi=1と2にする。第1と第2のパンクチャ回路それぞれの重みWp(1)とWp(2)を用いて、結果として全体的な符号化レートRC は、次式によって与えられる。
【0030】
【数3】
【0031】
即ち、出力系列のビットが何れもパンクチャされない場合に、ターボ符号とWH変調を組み合わせた符号化方式における全体的な符号化レートは、RC =1/(16+16)=1/32として与えられる。符号化の後、kの符号化ストリームがマルチプレクサ130に送られ、そこで符号化ストリームがpの多重化データストリームに多重化される。送信ダイバーシティマルチプレクサ130からの多重化データストリームは、送信ユニット140−1,…,140−pに送られる。
【0032】
図1に示すように、各送信ユニットは、ユーザ仕様スクラブリング(Scrambling)、チップ整形及び拡散で入力データ系列を処理し、入力データ系列に応じた送信信号が生成され、送信アンテナによって送信される。
【0033】
受信装置
図3は、本実施形態の受信装置の一例の基本的な構成を示している。図示のように、本実施形態の受信装置は、受信ユニット200、二つの挿入回路210−1と210−2、二つのデコーダ(復号器)220−1,220−2及びコンパレータ230によって構成されている。
図3に示す受信装置において、デコーダ220−1と220−2はターボ符号の繰り返し復号を行うために設けられている。デコーダ220−1は、デコーダ230、二つのインターリーバ(INL)240−1,240−2、再帰的組織畳み込みリエンコーダ(Re-encoder)250及び結合回路260によって構成されている。デコーダ220−2は、デコーダ232、二つのデインターリーバ(DIL:De-interleaver)242−1,242−2、RSCリエンコーダ252及び結合回路262によって構成されている。
【0034】
以下、説明の便宜上、二つの送信部分を持つ通信システム、即ち、図1に示す送信装置において、送信ユニットの数pは2と仮定し、図3に示すように一つの受信装置のみを持ち、受信ユニットの数は1の通信システムを考える。また、一般性を失わずに、構成部分のエンコーダの数kを2とする。即ち、k=p=2である。
【0035】
図2は、SOTTD(スーパー直交型ターボ送信ダイバーシティ)システム及び繰り返しターボ復号方式を用いた一般的な受信器を示している。
上述した送信装置によって送信された信号は、受信ユニット200によって受信される。受信データ系列は、周波数復調、チップ整形及びユーザ仕様デスクランブリングを経て出力される。
復号する前に、挿入回路210−1と210−2は、受信データ系列においてパンクチャされたビットに0の値を挿入する。即ち、デコーダは、パンクチャされたビットを消去されたものと見なす。
【0036】
ターボ符号法における繰り返し復号は、軟入力(Soft inputs )を用いて、軟出力(Soft outputs)を供給する二つのデコーダ230と232を構成要素とする。デコーダ230と232において、軟出力ビタビ復号法(SOVA:Soft-Output Viterbi Algorithm )、または最大事後確率復号法(MAP: Maximum a posterior probability decoding)を利用することができる。二つのデコーダ230,232とともに、インターリーバ240−1,240−2、デインターリーバ242−1,242−2、RSCリエンコーダ250,252が用いられる。
ここで、符号処理の解析を簡単化するために、送信装置において、符号系列の何れのビットもパンクチャされていないと仮定する。即ち、送信装置において、WHi=Xi、i=1,2,…,kであり、受信装置において、WHRr =WHr である。
【0037】
即ち、WHr を対応するチャネルLC の信頼値に結び付けられる受信され、復調されたブランチとする。デコーダはすべての情報ビット系列に対する事前値Li(b)及び軟チャネル出力LC ・WHrzを受け取る。ここで、デコーダ220−1または220−2のどちらが用いられるかによって、z=1または2と決まる。
ブランチメトリック演算は、軟出力逆WH(SO−IWH)変換を用いて効果的に実行される。この逆WH変換は、基本的に受信したWH系列と特定のノードに終端するWH系列とを関連付ける。そして、もっとも低い累積パスメトリックを持つブランチを切り捨てることで、最大尤度のブランチが保持される。
【0038】
軟入力、軟出力はすべての情報ビットに対する事後軟出力L(b)及び外部尤度情報Le(b)を与える。現時点のビットに対するこの外部尤度情報Le(b)は、周囲のビット及び符号の拘束のみに応じて決められる。従って、現時点のビットの内部情報及び軟出力値に独立である。上述した系列のすべてが長さLWH=16のベクトルであるということが注目すべき重要な点である。
理論上、情報ビットbに対するデコーダ230の対数尤度比(LLR:Log-likelihood Ratio)軟出力は、次式のように書くことができる。
【0039】
【数4】
【0040】
式(4)は、情報ビットのLLRを決定する三つの独立した推定を意味している:事前値L(b)、受信系列の軟チャネル出力LC ・WHr、及び外部尤度情報LLRのLe(b)である。
【0041】
繰り返し復号処理の始まりにおいて、通常事前値Li(b)がないため、第1のデコーダに提供可能な入力は、実際の復号処理によって得られた軟チャネル出力のみである。第1のデコーダの出力は、次式によって与えられる推定硬判定系列のビット、
【0042】
【数5】
【0043】
及び次式によって与えられる軟信頼値系列である。
【0044】
【数6】
【0045】
両方の系列は二つのインターリーバ240−1と240−2によって、同じ入力/出力関係に基づき、それぞれ独自にインターリーブされる。その後、これらインターリーブされた硬判定ビットは、第1のリエンコーダ250に供給され、次式によって与えられるリエンコード系列WHreが出力される。
【0046】
【数7】
【0047】
なお、式(7)に示すWHreの各項は長さLWH=16である。結果としてのビット系列ストリームWHreはインターリーブされた軟信頼値と結合され、第1のデコーダの外部尤度情報Le(b)が生成される。具体的に、外部尤度情報Le(b)は、次式に従って演算できる。
【0048】
【数8】
【0049】
bに関するこの内部尤度情報Le(b)は、第2のデコーダ220−2において独立の事前情報として用いられる。第2のデコーダ232も事後尤度情報を与え、硬判定出力とともに外部尤度情報Le(b)を推定するのに用いられる。それは部分的に次回の繰り返し復号処理のとき、第1のデコーダ220−1における続きの復号処理において用いられる。最終的な決定は、無論、第2のデコーダ220−2から出力される事後尤度情報Lsfに基づくものである。なお、最初にLLRは統計的に独立であり、しかし、デコーダ220−1と220−2は、間接的に同じ尤度情報を用いるため、LLRが益々相関関係を持つようになるにつれて、繰り返し処理による改善には限界が生じる。
【0050】
以下、結合されたRSCとWHの複合符号(ここで、LWH=32)の特徴から派生された並列連接符号の平均的な性能の上限について定義が与えられ、評価される。
WHビット誤り率(BER)の性能が与えられる前に、表記法及び定義が与えられる。(n,k)組織的WH符号が与えられたとき、その入力冗長重み係数関数(IRWEF:Input Redundancy Weight Enumerating Function)は、次式によって与えられる。
【0051】
【数9】
【0052】
ここで、Ai,dpは、パリティチェックビットがハミング重みdpを持ち、ハミング重みiを持つ入力語によって生成された符号語数を示す整数である。即ち、すべてのハミング重みは、d=i+dpである。IRWEFは入力情報語及び符号語の両方に依存するため、すべてのエンコーダを特徴付ける。
【0053】
さらに、IRWEFは、正規化重み係数関数(WEF:Weight Enumerating Function )の各項において、尤度情報及びパリティチェックビットの分離した貢献度と符号語の全ハミング重みとの陰関数を与える。構成部分のエンコーダへの二つの入力において、2番目は1番目をインターリーブして得られ、同じハミング重みを共有するので、並列連接符号を扱うにはその重要性が証明され、そのため、二つのエンコーダによって生成された冗長ビットはIRWEFにおいて同じ入力重みを持つ項によって導出される。
【0054】
条件付きWEF(CWEF)、重みiの入力語に対応したWH符号によって生成されたパリティチェックビットAi(D)は、IRWEFによって、次式のように得られる。
【0055】
【数10】
【0056】
式(10)により、次式によって示された次の逆関係が得られる。
【0057】
【数11】
【0058】
IRWEFとAi(D)の両方が統一限界とともに最大尤度(ML)軟復号におけるビット誤り確率の上限の演算に用いられる。この軟復号は、AWGN導出の次式に示す不等式に従って、所定のチャネルの符号に対して行われる。
【0059】
【数12】
【0060】
ここで、
【0061】
【数13】
【0062】
次の形の仮定をする:
【0063】
【数14】
【0064】
式(14)の限られた数の項を用いることで、次式に示すように上限を近似式に変換する。
【0065】
【数15】
【0066】
ここで、RC は符号レートであり、かつ
【0067】
【数16】
【0068】
【数17】
【0069】
次に、ビット誤り確率(BEP:Bit Error Probability )について、すべての結果が式(15)と(16)を用いて計算される。LWH=16の系列の生成マトリックスが組織的な形として、次のように与えられる。
【0070】
【数18】
【0071】
すべての符号語重みに対する情報尤度と冗長ビットとの貢献が分けられたとき、構成部分のWH符号のIRWEFは次のように得られる。
【0072】
【数19】
【0073】
CWEFを計算し、式(16)を用いてDmの係数を演算することで、この符号の最小ハミング距離dmin は、dmin =8と求められる。
【0074】
SOTTDシステムの性能は、WH符号の距離特性に依存するではなく、組み合わせRSC&WH符号の距離特性に依存する。
状態図は符号の生成関数を決定するために有効なツールを提供する。図3は検討されているRSC&WH複合符号に対して、変更が加えられた状態図を示している。ある分岐におけるDの指数はその分岐に対応するエンコーダのハミング重みを示している。Iの指数は、対応する入力語のハミング重みを示している。
【0075】
基本経路(即ち、すべてが0である初期状態a0から始まり、最終状態a1に終着する経路)は、伝達関数T(L,I,D)を推定するために用いられる。ここで、Lは特定の経路の長さを表す。
【0076】
目視検査によって、長さL=4の最短距離を持つ経路は、a0−c−b−d−a1と確認される。
この経路は、すべてが0である経路からdfree=4・dmin =32の最短距離を持ち、すべてが0である経路に対して、2ビットの入力が異なる。なお、dfreeは、符号の持つ干渉に対抗する能力を表す一つ重要な指標を与えている。
【0077】
SOTTD−CDMAシステムの性能が、符号化無し、畳み込み符号、ターボ符号、符号分割送信ダイバーシティ(CDTD)CDMAシステムそれぞれの性能との比較が行われた。表1は、性能評価に対して重要な技術をまとめて示している。
【0078】
【表1】
【0079】
符号化CDTD及びSOTTDシステムにおけるBEPを計算するために、出力SNRのうち、送信ダイバーシティの干渉項が含むべきである。移動通信システムが無指向性アンテナを利用すると仮定し、合計出力SNRは、次式によって決まる。
【0080】
【数20】
【0081】
表2に示すシステムパラメータを用いることで、それぞれ異なる技術を利用した移動通信CDMAシステムのBEP性能が定量的に決められる。その結果が図5に示されている。なお、図5において、MT は送信アンテナの数を示し、即ち、MT =pである。
【0082】
【表2】
【0083】
図5に示されているのは、一つ及び三つのブランチを持つ送信ダイバーシティの性能である。図の曲線によって、全容量範囲においてSOTTDを用いたターボ符号CDTDに予想された優れた性能が達成できたことが明らかである。さらに重要なのは、ターボ符号に固有の誤りフロアに起因する低システム負荷におけるターボ符号CDTDの性能の低下が、SOTCシステムによって緩和された事実である。これは、ターボ符号システムの構成エンコーダの1/2の伝送レートに対して、伝送レート1/16の構成エンコーダにはより大きな最小自由距離が得られることによって説明される。
【0084】
【発明の効果】
本発明によれば、CDMA通信に適用される新しいSOTTDの方式が開示された。本発明は、ターボ符号CDTDに対し強力的、かつ実用的な拡張を提供し、CDMAの全容量範囲において優れた性能を提供する。また、本発明によれば、データ伝送の劣化を招くことなく、送信装置に簡略化したインターリーバを使用することができる。受信装置において、復号処理における繰り返し回数を増加するのみで、データ復元の性能を容易に改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明に係る送信装置の一実施形態を示す構成図である。
【図2】送信装置に用いられたエンコーダを示す図である。
【図3】本発明の受信装置を示す構成図である。
【図4】RSC及びWH符号化を行うエンコーダの状態を示す状態図である。
【図5】異なる送信システムにおける負荷の関数となるビット誤り確率を示すグラフである。
【符号の説明】
100−1,100−2,…,100−k…RSC&WHエンコーダ、
102:再帰的組織畳み込みエンコーダ、
104:直交変調器(WH変調器)、
110−1,110−2,…,110−k…パンクチャ回路、
120−1,…,100−(k−1)…インターリーバ、
130…送信ダイバーシティマルチプレクサ、
140−1,…,140−p…送信ユニット、
200…受信ユニット、
210−1,210−2…挿入回路、
220−1,220−2…デコーダ、
230,232…MAPデコーダ、
240−1、240−2…インターリーバ、
242−1、242−2…デインターリーバ、
250,252…RSCリエンコーダ、
260,262…結合回路。
Claims (6)
- 入力データ系列を送信する通信システムであって、
再帰的組織畳み込み符号器を用いて上記入力データ系列を符号化し、符号系列を出力し、当該符号系列を直交変調器により直交変換によって上記符号器から出力される上記符号系列を変調する複数の符号化手段と、
上記入力データ系列のシンボルの順序を変更し、変更されたデータ系列を上記符号化手段の一つに供給する少なくとも一つのインターリーバと、
上記符号化手段から出力されるデータ系列を多重化するマルチプレクサと有する送信装置と、
上記送信装置の送信ユニットによって送信された信号を受信し、受信信号に応じて受信系列を生成する受信ユニットと、
繰り返し復号を行う第1と第2の復号ユニットとを有する受信装置を有し、
上記第1の復号ユニットは、第1の復号器により第1の推定情報と所定の復号アルゴリズムに応じて上記受信系列を復号し、第1の復号データ系列と第1の推定データ系列を出力し、該第1の推定データ系列を第1のリエンコーダにより再帰的組織畳み込み再符号化に従って復号して第1の復号データを出力し、該第1の復号データと上記第1の復号データ系列を組み合わせて第2の推定情報を出力し、
上記第2の復号ユニットは、第2の復号器により上記第2の推定情報と所定のアルゴリズムに応じて上記受信系列を復号し、第2の復号データ系列と第2の推定データ系列を出力し、該第2の推定データ系列を第2のリエンコーダにより再帰的組織畳み込み再符号化に従って復号して第2の復号データを出力し、該第2の復号データと上記第2の復号データ系列を組み合わせて上記第1の推定情報を出力する
通信システム。 - 上記第1の復号ユニットは、上記第1の推定情報と所定のアルゴリズムとに応じて上記受信系列を復号し、復号データ系列と推定データ系列とに対応する少なくとも二つのデータ系列を出力する上記第1の復号器と、
上記推定データ系列をインターリーブする第1のインターリーバと、
上記復号データ系列をインターリーブする第2のインターリーバと、
上記第2のインターリーバから出力されるデータ系列を、再帰的組織畳み込み再符号化に従って復号する上記第1のリエンコーダと、
上記第1のインターリーバから出力されるデータ系列と上記第1のリエンコーダから出力される上記復号データ系列とを結合し、上記第2の推定情報を生成する第1の結合手段と
を含み、
上記第2の復号ユニットは、
上記第2の推定情報と所定のアルゴリズムとに応じて上記受信系列を復号し、復号データ系列と推定データ系列とに対応する少なくとも二つのデータ系列を出力する上記第2の復号器と、
上記推定データ系列をデインターリーブする第1のデインターリーバと、
上記復号データ系列をデインターリーブする第2のデインターリーバと、
上記第2のデインターリーバから出力されたデータ系列を、再帰的組織畳み込み再符号化に従って復号する上記第2のリエンコーダと、
上記第1のデインターリーバから出力されるデータ系列と上記第2のリエンコーダから出力される復号データ系列とを結合し、上記第1の推定情報を生成する第2の結合手段と
を含む請求項1記載の通信システム。 - 上記第1と第2の復号器は、軟出力ビタビ復号法(SOVA:Soft-OutputViterbi Algorithm )、または最大事後確率復号法(MAP:Maximum a posterior probability decoding)を用いる
請求項1記載の通信システム。 - 再帰的組織畳み込み符号器を用いて上記入力データ系列を符号化し、符号系列を出力し、当該符号系列を直交変調器により直交変換によって上記符号器から出力される上記符号系列を変調する第1のステップと、
インターリーバを用いて上記入力データ系列のシンボルの順序を変更し、変更されたデータ系列を上記符号器の一つに供給する第2のステップと、
上記符号器から出力されるデータ系列をマルチプレクサで多重化する第3のステップと、
送信ユニットによって多重化された信号を送信する第3のステップと、
受信ユニットによって上記送信された信号を受信し、当該受信信号を復調して受信系列を生成する第4のステップと、
第1の復号ユニットにおいて、第1の復号器により第1の推定情報と所定の復号アルゴリズムに応じて上記受信系列を復号し、第1の復号データ系列と第1の推定データ系列を出力し、該第1の推定データ系列を第1のリエンコーダで再帰的組織畳み込み再符号化に従って復号して第1の復号データを出力し、該第1の復号データと上記第1の復号データ系列を組み合わせて第2の推定情報を出力する第5のステップと、
第2の復号ユニットにおいて、第2の復号器により上記第2の推定情報と所定の復号アルゴリズムに応じて上記受信系列を復号し、第2の復号データ系列と第2の推定データ系列を出力し、該第2の推定データ系列を第2のリエンコーダで再帰的組織畳み込み再符号化に従って復号して第2の復号データを出力し、該第2の復号データと上記第2の復号データ系列を組み合わせて上記第1の推定情報を出力する第6のステップと、
を有する通信方法。 - 上記第1のステップの直交変調器では、上記符号系列をウォルシュ−アダマール変換(Walsh-Hadamard Transform)で変調する
請求項4記載の通信方法。 - 上記第5及び第6の所定アルゴリズムは、軟出力ビタビ復号法(SOVA:Soft-OutputViterbi Algorithm )、または最大事後確率復号法(MAP:Maximum a posterior probability decoding)を用いる
請求項4記載の通信方法。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2000057731A JP4543479B2 (ja) | 2000-03-02 | 2000-03-02 | 通信システム及びその方法 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2000057731A JP4543479B2 (ja) | 2000-03-02 | 2000-03-02 | 通信システム及びその方法 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2001251199A JP2001251199A (ja) | 2001-09-14 |
JP4543479B2 true JP4543479B2 (ja) | 2010-09-15 |
Family
ID=18578456
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2000057731A Expired - Fee Related JP4543479B2 (ja) | 2000-03-02 | 2000-03-02 | 通信システム及びその方法 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP4543479B2 (ja) |
Families Citing this family (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP4618977B2 (ja) * | 2000-11-22 | 2011-01-26 | ノーテル・ネットワークス・リミテッド | 時空間トレリス符号化方法およびその装置 |
JP3629241B2 (ja) * | 2002-01-30 | 2005-03-16 | 松下電器産業株式会社 | レートマッチング装置及びレートマッチング方法 |
US7209714B2 (en) * | 2003-08-29 | 2007-04-24 | Nokia Corporation | Apparatus, and associated method, for communicating data at selected levels of diversity in a radio communication system |
US8189627B2 (en) | 2006-06-28 | 2012-05-29 | Samsung & Electronics Co., Ltd. | System and method for digital communications using multiple parallel encoders |
US8107552B2 (en) | 2006-06-28 | 2012-01-31 | Samsung Electronics Co., Ltd. | System and method of wireless communication of uncompressed video having a fast fourier transform-based channel interleaver |
US8194750B2 (en) | 2006-10-16 | 2012-06-05 | Samsung Electronics Co., Ltd. | System and method for digital communication having a circulant bit interleaver for equal error protection (EEP) and unequal error protection (UEP) |
US8111670B2 (en) | 2007-03-12 | 2012-02-07 | Samsung Electronics Co., Ltd. | System and method for processing wireless high definition video data using remainder bytes |
CN112436844B (zh) * | 2019-08-26 | 2024-01-26 | 瑞昱半导体股份有限公司 | 迭代解码电路及解码方法 |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO1997025793A1 (en) * | 1996-01-12 | 1997-07-17 | Nokia Mobile Phones Limited | Data transmission method and equipment for encoding a signal |
-
2000
- 2000-03-02 JP JP2000057731A patent/JP4543479B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO1997025793A1 (en) * | 1996-01-12 | 1997-07-17 | Nokia Mobile Phones Limited | Data transmission method and equipment for encoding a signal |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2001251199A (ja) | 2001-09-14 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP3662766B2 (ja) | 反復デマッピング | |
KR100763378B1 (ko) | 다수의 안테나를 이용한 신호 송수신 방법 및 이를 위한시스템 | |
JP5614896B2 (ja) | ターボ符号化方法及びターボ符号化方法を具現するための装置 | |
KR20040091752A (ko) | 통신 장치 및 통신 방법 | |
WO2005025104A1 (ja) | 無線多重伝送システムにおける信号伝送方法及び送信機 | |
US6944206B1 (en) | Rate one coding and decoding methods and systems | |
US20050152408A1 (en) | Apparatus and method for transmitting and receiving coded data by encoder having unequal error probability in mobile communication system | |
GB2366167A (en) | W-CDMA transmission rate estimation | |
EP1119109A1 (en) | Bandwidth-efficient concatenated trellis-coded modulation decoder and decoding method thereof | |
US20030126545A1 (en) | Non-linear code-division multiple access technology with improved detection algorithms and error correction coding | |
CN101299746B (zh) | 星座映射解映射及线性变换星座图映射解映射方法和装置 | |
US8413021B2 (en) | Efficient soft value generation for coded bits in a turbo decoder | |
JP4543479B2 (ja) | 通信システム及びその方法 | |
EP1158681A1 (en) | Communication device and communication method | |
JP4675312B2 (ja) | 符号化装置、復号装置、送信機及び受信機 | |
WO2001091307A1 (fr) | Appareil et procede de communication | |
JP5721316B2 (ja) | 送信装置、受信装置および通信システム | |
US8196003B2 (en) | Apparatus and method for network-coding | |
JP4342674B2 (ja) | 通信装置 | |
JP3576653B2 (ja) | 符号化変調装置 | |
KR20020027331A (ko) | 통신 장치 및 통신 방법 | |
JP2001257602A (ja) | データ誤り訂正方法及び装置 | |
WO2002041550A1 (en) | Non-linear code-division multiple access technology with improved detection algorithms and error correction coding | |
CN1471780A (zh) | 基于增信删余卷积码与qam调制相结合的信道译码方法和*** | |
JP2001326577A (ja) | 直接連接畳込み符号器、及び、直接連接畳込み符号化方法 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20070213 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20090803 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20090811 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20091005 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20100608 |
|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20100621 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130709 Year of fee payment: 3 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130709 Year of fee payment: 3 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |