JP4506534B2 - In-vehicle motor controller - Google Patents
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Description
本発明は、車両に搭載されたモータの可変速制御を行うための車載用モータ制御装置に関する。 The present invention relates to an in-vehicle motor control device for performing variable speed control of a motor mounted on a vehicle.
モータの可変速制御を行う場合には、インバータ回路を含んで成るモータ制御装置を利用することが一般的である。この種のモータ制御装置としては、図5に一例を示すように、目標回転数を指令するための目標電圧信号VSとキャリア信号である三角波信号VTとを比較してPWM信号を生成し、このPWM信号によりインバータ回路のスイッチング制御を行う構成のものが知られている(例えば特許文献1参照)。 When performing variable speed control of a motor, it is common to use a motor control device including an inverter circuit. As an example of this type of motor control device, a PWM signal is generated by comparing a target voltage signal VS for commanding a target rotational speed with a triangular wave signal VT as a carrier signal, as shown in FIG. The thing of the structure which performs switching control of an inverter circuit with a PWM signal is known (for example, refer patent document 1).
また、従来のモータ制御装置にあっては、モータ回転数をフィードバック制御することも一般的になっている。具体的には、モータの実回転数を検出するセンサ(例えばホールIC)と、そのセンサ出力に基づいてモータの実回転数に応じたレベルの帰還用電圧信号を発生する信号変換手段と、帰還用電圧信号及び前記目標電圧信号VSの偏差を所定の利得で増幅した差電圧信号を発生するゲイン制御アンプとを設け、その差電圧信号を前記三角波信号VTとの比較に供する構成とすることが行われている。この構成によれば、モータの目標回転数と実回転数とに差が発生した場合に、その差を縮める方向にPWM信号のパルスデューティ比が変化され、これによりモータトルクが調整されて実回転数が目標回転数となるようにフィードバック制御される。
上記のようなフィードバック手段を備えた従来のモータ制御装置においては、目標回転数が徐々に変化する状況下では、当該目標回転数とモータの実回転数との間の制御誤差の拡大を抑制した状態で安定したフィードバック制御を行うことができる。これに対して、目標回転数が急激に下がった場合には、帰還用電圧信号と目標回転数に対応した目標電圧信号VSとの偏差が過渡的に拡大した状態になるため、モータの実回転数がある程度の値以下に低下するまでの期間は、ゲイン制御アンプから出力される差電圧信号のレベルが、比較対象の三角波信号VTのレベルより小さくなってPWM信号のパルスデューティ比が0%になってしまう。つまり、このような期間にはモータトルクが発生しないため、モータが惰性回転されるようになって、その実回転数が目標回転数に到達するまでに時間がいたずらに長引くことになり、結果的にモータ回転数のフィードバック制御に係る精度が悪化するという問題点が発生する。 In the conventional motor control device provided with the feedback means as described above, the expansion of the control error between the target rotational speed and the actual rotational speed of the motor is suppressed under a situation where the target rotational speed gradually changes. It is possible to perform stable feedback control in a state. On the other hand, when the target rotational speed falls rapidly, the deviation between the feedback voltage signal and the target voltage signal VS corresponding to the target rotational speed becomes a transiently expanded state, so that the actual rotation of the motor During the period until the number drops below a certain value, the level of the differential voltage signal output from the gain control amplifier becomes smaller than the level of the triangular wave signal VT to be compared, and the pulse duty ratio of the PWM signal becomes 0%. turn into. In other words, since no motor torque is generated during such a period, the motor is rotated by inertia, and the time until the actual rotational speed reaches the target rotational speed is unnecessarily prolonged. There arises a problem that accuracy related to feedback control of the motor rotation speed is deteriorated.
このような事情に対処するためには、モータ制御装置中に、モータの回転数制御を行うためのマイコンを組み込むことが考えられる。しかしながら、このように高価にならざるを得ないマイコンを組み込む構成では、そのコストの上昇が避けられないという新たな問題点が発生する。また、マイコン自体はその動作環境温度に制限があるため、車載用モータ制御装置のように、過酷な温度環境下に設置される構成であった場合には、周囲温度の上昇に起因した動作信頼性の低下を招くという問題点も発生する。 In order to deal with such a situation, it is conceivable to incorporate a microcomputer for controlling the rotational speed of the motor in the motor control device. However, in such a configuration in which a microcomputer that is inevitably expensive is incorporated, a new problem arises in that an increase in cost is unavoidable. In addition, since the operating environment temperature of the microcomputer itself is limited, if it is configured to be installed in a harsh temperature environment, such as an in-vehicle motor control device, the operation reliability due to an increase in the ambient temperature. The problem of incurring a decrease in performance also occurs.
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、モータ回転数の制御精度並びに動作信頼性の向上をコストの上昇を抑制した構成にて実現できるようになる車載用モータ制御装置を提供することにある。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide an on-vehicle motor control device that can realize improvement in control accuracy and operation reliability of motor rotation speed with a configuration that suppresses an increase in cost. Is to provide.
本発明による手段によれば、増幅回路から、モータの実回転数に応じた電圧レベルの回転数信号とモータの目標回転数を指令するための目標電圧信号との偏差を増幅した差電圧信号が出力される。従って、この差電圧信号の電圧レベルは、モータの実回転数と目標回転数との差が大きい場合ほど大きくなる。比較回路は、上記差電圧信号と所定周波数のキャリア信号との比較によりPWM信号を生成して制御回路に与えるようになり、当該制御回路は、与えられたPWM信号をインバータ回路に対して所定のタイミングで供給することによりモータを所定方向へ回転させる。 According to the means of the present invention, the difference voltage signal obtained by amplifying the deviation between the rotational speed signal of the voltage level corresponding to the actual rotational speed of the motor and the target voltage signal for instructing the target rotational speed of the motor is obtained from the amplifier circuit. Is output. Therefore, the voltage level of the differential voltage signal increases as the difference between the actual rotational speed of the motor and the target rotational speed increases. The comparison circuit generates a PWM signal by comparing the difference voltage signal with a carrier signal having a predetermined frequency and supplies the PWM signal to the control circuit. The control circuit supplies the given PWM signal to the inverter circuit with a predetermined value. By supplying at the timing, the motor is rotated in a predetermined direction.
このような状態から、目標回転数が急激に下げられた場合には、当該目標回転数とモータの実回転数との差が過渡的に拡大して増幅回路から出力される差電圧信号の電圧レベルが一時的に低下することになる。これにより、当該差電圧信号の電圧レベルがキャリア信号の下限電圧未満となったときには、前記比較回路から出力されるPWM信号のパルスデューティ比が零%になる。また、このときには、電圧検知回路が切替指令信号を出力するようになると共に、信号発生回路が前記キャリア信号の下限電圧より高いレベルの補正電圧差信号を発生するようになる。このため、第2の比較回路にあっては、上記補正電圧差信号とキャリア信号との比較により有効パルス幅を有した第2PWM信号を生成するようになる。 When the target rotational speed is suddenly reduced from such a state, the difference between the target rotational speed and the actual rotational speed of the motor transiently expands, and the voltage of the differential voltage signal output from the amplifier circuit The level will drop temporarily. Thereby, when the voltage level of the difference voltage signal becomes less than the lower limit voltage of the carrier signal, the pulse duty ratio of the PWM signal output from the comparison circuit becomes 0%. At this time, the voltage detection circuit outputs a switching command signal, and the signal generation circuit generates a correction voltage difference signal having a level higher than the lower limit voltage of the carrier signal. Therefore, in the second comparison circuit, a second PWM signal having an effective pulse width is generated by comparing the correction voltage difference signal and the carrier signal.
上記のように電圧検知回路から切替指令信号が出力された期間には、切替回路が、前記比較回路からのPWM信号に代えて前記第2の比較回路からの第2PWM信号を前記制御回路に与える状態に切り替わるようになり、これに応じて、制御回路は、第2PWM信号によりインバータ回路を駆動する際にモータに逆転トルクが発生するように制御する。このような制御が行われる結果、モータに制動がかけられて、その実回転数が急激に低下するようになるため、モータの実回転数が早期に目標回転数まで低下するようになる。 During the period when the switching command signal is output from the voltage detection circuit as described above, the switching circuit gives the second PWM signal from the second comparison circuit to the control circuit instead of the PWM signal from the comparison circuit. In response to this, the control circuit controls the motor to generate reverse torque when the inverter circuit is driven by the second PWM signal. As a result of such control, braking is applied to the motor and its actual rotational speed rapidly decreases, so that the actual rotational speed of the motor quickly decreases to the target rotational speed.
尚、目標回転数とモータの実回転数との差が所定値以上に縮小したときには、増幅回路から出力される差電圧信号の電圧レベルがキャリア信号の下限電圧以上に復帰するようになる。このため、電圧検知回路が切替指令信号の出力を停止するようになり、これに応じて、切替回路が、比較回路からの有効パルス幅を有したPWM信号を制御回路に与える状態に戻るから、そのPWM信号に基づいてモータの回転数制御が行われる定常状態に復帰するようになる。 When the difference between the target rotational speed and the actual rotational speed of the motor is reduced to a predetermined value or more, the voltage level of the differential voltage signal output from the amplifier circuit returns to the carrier voltage lower than the lower limit voltage. For this reason, the voltage detection circuit stops outputting the switching command signal, and accordingly, the switching circuit returns to the state in which the PWM signal having the effective pulse width from the comparison circuit is supplied to the control circuit. Based on the PWM signal, the motor returns to a steady state where the rotational speed control of the motor is performed.
以上のような制御が行われる結果、モータ回転数の制御精度が向上することになり、しかも、従来構成のように、モータの回転数制御を行うためにマイコンを組み込む必要がなくなるから、過酷な温度環境下での動作信頼性の向上を実現できると共に、コストの上昇を抑制できるようになる。 As a result of the control described above, the control accuracy of the motor rotation speed is improved, and it is not necessary to incorporate a microcomputer to control the motor rotation speed as in the conventional configuration. It is possible to improve the operational reliability in a temperature environment and to suppress an increase in cost.
以下、本発明の一実施例について図1〜図4を参照しながら説明する。
図1には、本実施例による車載モータ制御装置の基本的構成が示されている。この図1において、制御対象のモータ1は、三相のブラシレスDCモータ(永久磁石同期モータ)により構成されたもので、例えば車両エンジン用バルブカムの開閉タイミングを制御するための電動制御装置の駆動源として設けられる。
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
FIG. 1 shows a basic configuration of an in-vehicle motor control device according to this embodiment. In FIG. 1, a
このモータ1を可変速駆動するために設けられたPWM制御型のインバータ回路2は、電源端子+Vとグランド端子との間に、6個のNチャネル型のパワーMOSFETQ1〜Q6を三相ブリッジ接続して構成されており、モータ1のU、V、W各相用コイルに120°通電矩形波駆動方式により給電するようになっている。尚、各MOSFETQ1〜Q6には、それぞれ図示極性の還流ダイオード(符号なし)が接続若しくは一体的に設けられている。また、電源端子+V及びグランド端子間には、π型のLCフィルタ回路3が接続されている。
A PWM control
モータ1の回転位置(ロータの位置)を検出するために設けられた3個のホールIC1u、1v、1wは、互いに位相が120°ずつ異なった状態の位置検出信号Su、Sv、Swを出力する構成となっており、それら位置検出信号Su、Sv、Swを、本発明でいう回転数検出回路の機能も備えた制御回路4に与える。
The three
制御回路4は、入力された位置検出信号Su、Sv、Swに基づいてモータ1の回転方向を認識すると共に、モータの実回転数に比例した電圧レベルの回転数信号VNを出力する構成となっている。また、制御回路4は、モータ1の回転方向の認識結果及び各位置検出信号Su、Sv、Swの入力タイミングに基づいて、インバータ回路2の上アームを構成するMOSFETQ1、Q3、Q5の通電タイミングを決めるU、V、W各相用のゲート制御信号群、並びに下アームを構成するMOSFETQ2、Q4、Q6の通電タイミングを決めるU、V、W各相用のゲート制御信号群を、所定パターン(モータ1を正回転させるためのパターンまたは逆回転させるためのパターン)で出力する構成となっている。この場合、図1では、簡略化して示しているが、上アームのMOSFETQ1、Q3、Q5のゲート端子には、それらのための各ゲート制御信号が直接的に与えられ、下アームのMOSFETQ2、Q4、Q6のゲート端子には、それらのための各ゲート制御信号が、制御回路4の一部を構成するAND回路5(実際には各相用に3個設けられる)を介して与えられるようになっている。
The
また、制御回路4は、回転方向切替端子Tを備えており、その回転方向切替端子Tにローレベル信号が入力された状態で、U、V、W各相用のゲート制御信号の出力パターンをモータ1の正回転用パターン(U相用→V相用→W相用の順)に設定し、回転方向切替端子Tにハイレベル信号(本発明でいう切替指令信号に相当)が入力された状態で、U、V、W各相用のゲート制御信号の出力パターンをモータ1の逆回転用パターン(W相用→V相用→U相用の順)に設定する構成となっている。
Further, the
ゲイン制御アンプ6(増幅回路に相当)は、モータ1の目標回転数を指令するための目標電圧信号VSと前記制御回路4からの回転数信号VNとの偏差を所定の利得で増幅した差電圧信号Voを発生する。つまり、ゲイン制御アンプ6の利得をGとした場合、Vo=VS+G(VS−VN)である。尚、上記目標電圧信号VSは、例えば外部に設けられた車両用ECU(図示せず)から与えられるもので、モータ1の目標回転数に比例した電圧レベルの信号である。
A gain control amplifier 6 (corresponding to an amplifier circuit) is a differential voltage obtained by amplifying a deviation between a target voltage signal VS for instructing a target rotational speed of the
第1コンパレータ7(比較回路に相当)は、非反転入力端子(+)にゲイン制御アンプ6からの差電圧信号Voを受けると共に、反転入力端子(−)に図示しない発振回路から出力される三角波信号VTを受けるように接続されており、その比較に基づいて生成したPWM信号を信号切替スイッチ8(切替回路に相当)に与える構成となっている。尚、三角波信号VTは、図2に示すように、その上限電圧VTU(上ピーク値)が例えば4V、下限電圧VTL(下ピーク値)が例えば2.5V)に設定された信号である。 The first comparator 7 (corresponding to the comparison circuit) receives the differential voltage signal Vo from the gain control amplifier 6 at the non-inverting input terminal (+) and is a triangular wave output from an oscillation circuit (not shown) at the inverting input terminal (−). It is connected so as to receive the signal VT, and is configured to give a PWM signal generated based on the comparison to the signal selector switch 8 (corresponding to a switching circuit). As shown in FIG. 2, the triangular wave signal VT is a signal whose upper limit voltage VTU (upper peak value) is set to 4 V, for example, and lower limit voltage VTL (lower peak value) is set to 2.5 V, for example.
上記信号切替スイッチ8は、実際には半導体素子を利用して構成されるもので、第1コンパレータ7からのPWM信号を前記AND回路5の一方の入力端子(他方の入力端子には前記制御回路4からのゲート制御信号が入力される)に与える正転モード位置と、後述する第2コンパレータ9(第2の比較回路に相当)からの第2PWM信号を当該AND回路5の一方の入力端子に与える逆転モード位置との何れかに切り替え可能な構成となっている。
The signal changeover switch 8 is actually configured using a semiconductor element, and the PWM signal from the first comparator 7 is supplied to one input terminal of the AND circuit 5 (the other input terminal is connected to the control circuit). 4 is inputted to one of the input terminals of the AND
具体的には、信号切替スイッチ8は、第3コンパレータ10(電圧検知回路に相当)からローレベル信号が出力された状態で正転モード位置に切り替わり、当該第3コンパレータ10からハイレベル信号(切替指令信号)が出力された状態で逆転モード位置に切り替わる構成となっている。 Specifically, the signal changeover switch 8 switches to the normal rotation mode position in a state where a low level signal is output from the third comparator 10 (corresponding to a voltage detection circuit), and the high level signal (switching) from the third comparator 10. It is configured to switch to the reverse rotation mode position when the command signal is output.
この第3コンパレータ10は、反転入力端子(−)にゲイン制御アンプ6からの差電圧信号Voを受けると共に、非反転入力端子(+)に前記三角波信号VTの下限電圧VTL(=2.5V)を図示しない電圧信号発生回路(例えばピークホールド回路)から受けるように接続されている。この場合、第3コンパレータ10には、ヒステリシスが付けられるものであり、その付与手段としては、例えば、2レベルのしきい値を設定し、コンパレータ出力のH/L状態に基づいたアナログスイッチの切り替え動作に応じてヒステリシスを付与する方法、或いは、周知の帰還抵抗を接続する方法などが考えられる。 The third comparator 10 receives the difference voltage signal Vo from the gain control amplifier 6 at the inverting input terminal (−), and has a lower limit voltage VTL (= 2.5 V) of the triangular wave signal VT at the non-inverting input terminal (+). Is connected to a voltage signal generation circuit (for example, a peak hold circuit) (not shown). In this case, the third comparator 10 is provided with hysteresis, and as the providing means, for example, a two-level threshold is set, and the analog switch is switched based on the H / L state of the comparator output. A method of applying hysteresis according to the operation or a method of connecting a known feedback resistor is conceivable.
従って、Vo≧VTLの状態にあるとき(つまり、差電圧信号Voが2.5V以上あるとき)には、第3コンパレータ10からローレベル信号が出力されて信号切替スイッチ8が正転モード位置に切り替わり、Vo<VTLの状態にあるとき(つまり、差電圧信号Voが2.5Vより低いとき)には、第3コンパレータ10からハイレベル信号が出力されて信号切替スイッチ8が逆転モード位置に切り替わることになる。但し、実際には、上記のような第3コンパレータ10の出力反転動作において所定のヒステリシス電圧が関与することになる。また、この第3コンパレータ10からの出力信号は前記制御回路4の回転方向切替端子Tにも与えられるようになっている。
Therefore, when Vo ≧ VTL (that is, when the differential voltage signal Vo is 2.5 V or more), a low level signal is output from the third comparator 10 and the signal selector switch 8 is set to the normal rotation mode position. When the voltage is switched and Vo <VTL (that is, when the differential voltage signal Vo is lower than 2.5V), a high level signal is output from the third comparator 10 and the signal selector switch 8 is switched to the reverse rotation mode position. It will be. However, in practice, a predetermined hysteresis voltage is involved in the output inversion operation of the third comparator 10 as described above. The output signal from the third comparator 10 is also supplied to the rotation direction switching terminal T of the
増幅率が「1」に設定された折り返しアンプ11(信号発生回路に相当)は、ゲイン制御アンプ6からの差電圧信号Voを三角波信号VTの下限電圧VTL基準で折り返すために設けられたものであり、これから出力される補正差電圧信号Vo2は、Vo2=5−Voで得られることになる。 The loopback amplifier 11 (corresponding to the signal generation circuit) with the amplification factor set to “1” is provided to loop back the differential voltage signal Vo from the gain control amplifier 6 with reference to the lower limit voltage VTL of the triangular wave signal VT. Yes, the corrected differential voltage signal Vo2 output from now on is obtained by Vo2 = 5-Vo.
第2コンパレータ9は、非反転入力端子(+)に前記折り返しアンプ11からの補正差電圧信号Vo2を受けると共に、反転入力端子(−)に三角波信号VTを受けるように接続されており、その比較に基づいて生成した第2PWM信号を信号切替スイッチ8に与える構成となっている。 The second comparator 9 is connected so that the non-inverting input terminal (+) receives the correction difference voltage signal Vo2 from the folding amplifier 11 and the inverting input terminal (−) so as to receive the triangular wave signal VT. The second PWM signal generated based on the above is provided to the signal changeover switch 8.
次に、上記回路構成の作用について図2〜図4も参照しながら説明する。
即ち、ゲイン制御アンプ6からは、目標電圧信号VSとモータ1に係る回転数信号VNとの偏差に応じた差電圧信号Voが出力され、当該差電圧信号Voが2.5V(三角波信号VTの下限電圧VTL)以上ある状態時には、信号切替スイッチ8は、第3コンパレータ10から出力されるローレベル信号によって正転モード位置に切り替えられ、第1コンパレータ7の出力をAND回路5に与える状態とされる。また、この状態では、図3(a)に示すように、折り返しアンプ11からの補正差電圧信号Vo2が2.5V未満になるため、第1コンパレータ7では、有効パルス幅を有したPWM信号が生成されることになるが、第2コンパレータ9では、パルスデューティ比が零%の第2PWM信号が生成されることになる。さらに、この場合には、第3コンパレータ10から出力されているローレベル信号が制御回路4の回転方向切替端子Tに与えられるため、当該制御回路4は、U、V、W各相用のゲート制御信号の出力パターンをモータ1の正回転用パターンに設定するようになる。
Next, the operation of the circuit configuration will be described with reference to FIGS.
That is, the gain control amplifier 6 outputs a difference voltage signal Vo corresponding to a deviation between the target voltage signal VS and the rotation speed signal VN related to the
従って、インバータ回路2の上アームを構成するMOSFETQ1、Q3、Q5が制御回路4から出力される正回転パターンのゲート制御信号によりオンオフされると共に、インバータ回路2の下アームを構成するMOSFETQ2、Q4、Q6が、制御回路4から出力される正回転パターンのゲート制御信号及び第1コンパレータ7からのPWM信号の論理積信号によりオンオフされるようになり、これに応じて、モータ1が目標電圧信号VSに応じた回転数となるようにフィードバック制御された状態で正回転される。
Accordingly, the MOSFETs Q1, Q3, Q5 constituting the upper arm of the
このような制御状態から、図4(a)に示すように、目標回転数が急激に下げられた場合には、目標電圧信号VSの急減に伴い回転数信号VNとの間の偏差が過渡的に拡大した状態となり、ゲイン制御アンプ6が出力する差電圧信号Voの電圧レベルが、図4(b)に示すように2.5V未満に一時的に低下することになる。 When the target rotational speed is suddenly decreased from such a control state as shown in FIG. 4A, the deviation from the rotational speed signal VN is transient as the target voltage signal VS decreases rapidly. The voltage level of the differential voltage signal Vo output from the gain control amplifier 6 temporarily decreases to less than 2.5 V as shown in FIG. 4B.
すると、その低下期間には、第3コンパレータ10からハイレベル信号が出力されるようになるため、信号切替スイッチ8が逆転モード位置に切り替えられ、第2コンパレータ9からの第2PWM信号をAND回路5に与える状態になる。このように差電圧信号Voが2.5V未満になった状態では、図3(b)に示すように、折り返しアンプ11からの補正差電圧信号Vo2が2.5V以上になるため、第1コンパレータ7では、パルスデューティ比が零%のPWM信号が生成されることになるが、第2コンパレータ9では、有効パルス幅を有した第2PWM信号が生成されることになる。さらに、この場合には、第3コンパレータ10からハイレベル信号が制御回路4の回転方向切替端子Tに与えられるため、当該制御回路4は、U、V、W各相用のゲート制御信号の出力パターンをモータ1の逆回転用パターンに設定するようになる。
Then, since the high level signal is output from the third comparator 10 during the decrease period, the signal selector switch 8 is switched to the reverse rotation mode position, and the second PWM signal from the second comparator 9 is converted to the AND
従って、インバータ回路2の上アームを構成するMOSFETQ1、Q3、Q5が制御回路4から出力される逆回転パターンのゲート制御信号によりオンオフされると共に、インバータ回路2の下アームを構成するMOSFETQ2、Q4、Q6が、制御回路4から出力される逆回転パターンのゲート制御信号及び第2コンパレータ9からの第2PWM信号の論理積信号によりオンオフされるようになり、これに応じて、モータ1に逆転トルク(制動トルク)が生成されるようになって、その実回転数が急激に低下することになる。
Accordingly, the MOSFETs Q1, Q3, Q5 constituting the upper arm of the
この後において、目標回転数とモータ1の実回転数との差が所定値以上に縮小したときには、ゲイン制御アンプ6から出力される差電圧信号Voの電圧レベルが三角波信号VTの下限電圧VTL以上に復帰するようになる。このため、第3コンパレータ10の出力がローレベル信号に反転するようになり、これに応じて、信号切替スイッチ8が、第1コンパレータ7からの有効パルス幅を有したPWM信号をAND回路5に与える状態に戻るから、そのPWM信号に基づいてモータ1の回転数制御が行われる定常状態に復帰するようになる。
Thereafter, when the difference between the target rotational speed and the actual rotational speed of the
つまり、目標回転数が急激に下げられるのに伴い、ゲイン制御アンプ6からの差電圧信号Voが2.5V未満に一時的に低下した場合には、当該差電圧信号Vo、第1コンパレータ7からのPWM信号のパルスデューティ比、折り返しアンプ11からの補正差電圧信号Vo2、第2コンパレータ9からの第2PWM信号のパルスデューティ比、インバータ回路2内のMOSFETQ1〜Q6の駆動デューティ比(オンオフ比)が、それぞれ図4(b)、(c)、(d)、(e)、(f)に示すような過渡応答特性を呈して変化するものであり、これに応じて同図(a)に示すように、モータ1の実回転数が急激に低下した後に目標回転数で安定した状態になるものである。
尚、本実施例の構成によれば、図2に示すように、モータ1の回転数と目標電圧信号VS及び回転数信号VNとの関係は、モータ1の逆回転領域まで広がった状態とされることになる。
That is, if the difference voltage signal Vo from the gain control amplifier 6 temporarily decreases to less than 2.5 V as the target rotational speed is suddenly lowered, the difference voltage signal Vo, from the first comparator 7 The PWM signal pulse duty ratio, the correction differential voltage signal Vo2 from the loopback amplifier 11, the second PWM signal pulse duty ratio from the second comparator 9, and the drive duty ratio (on / off ratio) of the MOSFETs Q1 to Q6 in the
According to the configuration of the present embodiment, as shown in FIG. 2, the relationship between the rotational speed of the
要するに、本実施例の構成によれば、以上のような制御が行われる結果、モータ1の回転数の制御精度が向上することになり、しかも、従来構成のように、モータ1の回転数制御を行うためにマイコンを組み込む必要がなくなるから、過酷な温度環境下での動作信頼性の向上を実現できると共に、コストの上昇を抑制できるようになる。
In short, according to the configuration of the present embodiment, as a result of performing the control as described above, the control accuracy of the rotational speed of the
その他、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、例えば以下のような変形または拡張が可能である。
制御回路4、ゲイン制御アンプ6、第1コンパレータ7、信号切替スイッチ8、第2コンパレータ9、第3コンパレータ10、折り返しアンプ11などは、モノリシック構造のIC回路として構成することができる。
In addition, the present invention is not limited to the above-described embodiments, and for example, the following modifications or expansions are possible.
The
1はモータ、2はインバータ回路、4は制御回路(回転数検出回路)、6はゲイン制御アンプ(増幅回路)、7は第1コンパレータ(比較回路)、8は信号切替スイッチ(切替回路)、9は第2コンパレータ(第2の比較回路)、10は第3コンパレータ(電圧検知回路)、11は折り返しアンプ(信号発生回路)を示す。 1 is a motor, 2 is an inverter circuit, 4 is a control circuit (rotation speed detection circuit), 6 is a gain control amplifier (amplification circuit), 7 is a first comparator (comparison circuit), 8 is a signal selector switch (switching circuit), Reference numeral 9 denotes a second comparator (second comparison circuit), 10 denotes a third comparator (voltage detection circuit), and 11 denotes a folding amplifier (signal generation circuit).
Claims (4)
前記モータの実回転数に応じた電圧レベルの回転数信号を発生する回転数検出回路と、前記回転数信号と前記モータの目標回転数を指令するための目標電圧信号との偏差を増幅した差電圧信号を出力する増幅回路と、
前記差電圧信号と所定周波数のキャリア信号との比較によりPWM信号を生成して前記制御回路に与える比較回路とを備えた車載用モータ制御装置において、
前記差電圧信号の電圧レベルが前記キャリア信号の下限電圧未満となったときに切替指令信号を出力する電圧検知回路と、
前記差電圧信号の電圧レベルが前記キャリア信号の下限電圧未満となった状態で当該キャリア信号の下限電圧より高い電圧レベルの補正差電圧信号を発生する信号発生回路と、
前記補正差電圧信号と前記キャリア信号との比較により第2PWM信号を生成する第2の比較回路と、
前記切替指令信号が出力されたときに前記比較回路からのPWM信号に代えて前記第2の比較回路からの第2PWM信号を前記制御回路に与える状態に切り替わる切替回路とを備え、
前記制御回路は、前記切替指令信号が出力された期間には、前記第2PWM信号により前記インバータ回路を駆動する際に前記モータに逆転トルクが発生するように制御することを特徴とする車載用モータ制御装置。 A PWM control type inverter circuit for driving a motor serving as a power source for a vehicle load, and a control circuit for determining a supply timing of a PWM signal to the inverter circuit;
A rotational speed detection circuit for generating a rotational speed signal at a voltage level corresponding to the actual rotational speed of the motor, and a difference obtained by amplifying a deviation between the rotational speed signal and a target voltage signal for commanding the target rotational speed of the motor An amplifier circuit for outputting a voltage signal;
In a vehicle-mounted motor control device comprising a comparison circuit that generates a PWM signal by comparing the difference voltage signal with a carrier signal having a predetermined frequency and supplies the PWM signal to the control circuit.
A voltage detection circuit that outputs a switching command signal when the voltage level of the difference voltage signal is less than the lower limit voltage of the carrier signal;
A signal generation circuit for generating a corrected difference voltage signal having a voltage level higher than the lower limit voltage of the carrier signal in a state where the voltage level of the difference voltage signal is less than the lower limit voltage of the carrier signal;
A second comparison circuit for generating a second PWM signal by comparing the corrected difference voltage signal and the carrier signal;
A switching circuit that switches to a state in which the control circuit is supplied with the second PWM signal from the second comparison circuit instead of the PWM signal from the comparison circuit when the switching command signal is output;
The control circuit controls the motor to generate reverse torque when the inverter circuit is driven by the second PWM signal during the period when the switching command signal is output. Control device.
前記制御回路は、前記PWM信号を出力している際には正回転用パターンで前記PWM信号を出力し、前記第2PWM信号を出力している際には逆回転用パターンで前記第2PWM信号を出力することを特徴とする請求項1に記載の車載用モータ制御装置。The control circuit outputs the PWM signal in a normal rotation pattern when outputting the PWM signal, and outputs the second PWM signal in a reverse rotation pattern when outputting the second PWM signal. The in-vehicle motor control device according to claim 1, wherein the motor control device is output.
前記逆回転用パターンは、W相→V相→U相の順番で前記第2PWM信号を出力するパターンであることを特徴とする請求項2に記載の車載用モータ制御装置。The in-vehicle motor control device according to claim 2, wherein the reverse rotation pattern is a pattern for outputting the second PWM signal in the order of W phase → V phase → U phase.
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