JP4498298B2

JP4498298B2 - 無線受信装置

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Publication number: JP4498298B2
Application number: JP2006086034A
Authority: JP
Inventors: 康彦田邉; 裕樹庄木; 弘吉田
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2006-03-27
Filing date: 2006-03-27
Publication date: 2010-07-07
Anticipated expiration: 2026-03-27
Also published as: JP2007266736A

Description

本発明は、複数の送信アンテナ、複数の受信アンテナを用いて同時に信号を送受信する空間多重伝送の無線受信装置に関する。

無線通信を高速化する技術として、送信信号を複数の無線機に分配し、複数の送信アンテナから同一の周波数を用いて同時に信号を送信する手法が提案されている（例えば、非特許文献１参照）。この手法では、各アンテナから送信された信号がそれぞれ異なる伝搬路を経て受信されるため、受信端末が複数の受信アンテナを用いて受信を行い、受信した各信号を用いて同時に送信された各信号を分離することによって信号を復号することができる。この結果、通信に用いる周波数帯域幅を広げることなく、多重化した信号の数に応じて伝送速度を高速化することが可能となる。したがって、この方式によれば、周波数利用効率を高め、スループットを向上することができる。

一方、マルチパス伝搬路において、送受信間の伝搬遅延時間が異なる信号が到来する環境では、符号間干渉による波形歪みが通信品質を劣化させる大きな要因となる。このような環境において、直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：以下ＯＦＤＭと記述）方式は、伝搬遅延時間の異なる信号を受信しても符号間干渉に起因する波形歪みを補償することができる方式として知られている。

ＯＦＤＭ伝送方式では複数のサブキャリアと呼ばれる互いに直交する副搬送波を利用するため、前述の伝搬遅延時間が異なる信号が到来する環境ではサブキャリアごとに伝搬路応答が異なり、ＯＦＤＭ伝送方式に非特許文献１で提案されている手法を適用する場合には、サブキャリアごとに多重化された信号を分離する必要がある。よって、高速な伝送をリアルタイムで実現するには高速な処理が要求されるため、ソフトウェアでの実装は困難であり、ハードウェアでの実装が必要となる。
A. Paulraj, R. Nabar, and D. Gore, Introduction to Space-Time Wireless Communications, Cambridge University Press, UK, 2003, pp. 6-10.

しかし、ハードウェアで装置を構成してしまうと、機能の拡張性が著しく減少してしまう。例えば、２つの多重された信号を受信できるように２本の受信アンテナを用いて受信することができる端末を使用する場合、３つ以上の信号が多重されると信号の分離を行うことができず、情報の伝送が不可能になってしまう。よって、さらに高速な伝送が必要となり、多重化する信号の数が増えた場合は、この端末では信号を受信することが不可能なため、端末を完全に作り変えなければならない。
また、予め多重化される信号の増加を見越して装置を構成すると、多重化された信号が２つで十分な場合はオーバースペックになってしまい、装置のサイズが必要以上に大きくなり、消費電力が大きくなる問題点がある。
このように従来の無線受信装置においては、機能の拡張性に乏しいという問題があった。また、拡張性を持たせようとすると装置が肥大し、チップ面積の増加や消費電力の増加、配線が複雑になる問題があった。

この発明は、複数のＯＦＤＭ信号を多重して同時に伝送するシステムにおいて、上記問題点に鑑みて、不必要な装置の拡大を生じず、機能の拡張性を有する無線受信装置を提供することを目的とする。

上述の課題を解決するため、本発明の無線受信装置は、多重化された信号を受信する複数のアンテナと、前記複数のアンテナに１対１に接続する複数の無線部と、前記複数の無線部に１対１に接続して、アナログ信号をデジタル信号に変換する複数のアナログデジタル変換部と、各前記デジタル信号に基づいて各前記デジタル信号にフーリエ変換を適用するタイミングを計算するタイミング計算手段と、前記複数のアナログデジタル変換部に接続して、前記アナログデジタル変換部の出力である複数のデジタル信号に基づいて、受信したアナログ信号の送信機の周波数と前記無線部での周波数との誤差である周波数オフセット量を補正した、前記複数の無線部と同数のデジタル信号を生成する第１生成手段と、前記複数の無線部に１対１に対応して設置され、前記生成された複数のデジタル信号にフーリエ変換を適用する複数のフーリエ変換部と、前記フーリエ変換された複数のデジタル信号に基づいて伝搬路応答を推定する伝搬路推定手段と、前記フーリエ変換された複数のデジタル信号に基づいて、前記第１生成手段で補正されなかった誤差について補正し、前記複数の無線部と同数のデジタル信号を生成する第２生成手段と、前記伝搬路応答に基づいて、前記多重化された信号を分離するための複数のウエイトを計算するウエイト計算手段と、他のモジュールに接続する第１インターフェースと、前記伝搬路推定手段と前記ウエイト計算手段との間に設置され、前記伝搬路推定手段と前記ウエイト計算手段とを接続させる状態、または、前記伝搬路推定手段と第１インターフェースとを接続させる状態のいずれか一方に切り替える第１スイッチと、前記複数のウエイトに基づいて、前記第２生成手段から受け取る前記多重化された信号を分離し復調する分離復調手段と、他のモジュールに接続する第２インターフェースと、前記第２生成手段と前記分離復調手段との間に設置され、前記第２生成手段と前記分離復調手段とを接続させる状態、または、前記第２生成手段と第２インターフェースとを接続させる状態のいずれか一方に切り替える、前記複数の無線部と同数の第２スイッチと、各前記分離復調された信号を復号する復号手段と、各スイッチの切り替えを制御するスイッチ制御手段と、をそれぞれ具備する第１モジュールと第２モジュールとを備えていて、前記第１モジュールのスイッチ制御手段は、前記第１モジュールの伝搬路推定手段と前記第１モジュールのウエイト計算手段とを接続するように前記第１モジュールの第１スイッチを制御し、前記第１モジュールの第２生成手段と前記第１モジュールの分離復調手段とを接続するように前記第１モジュールの第２スイッチを制御し、前記第２モジュールのスイッチ制御手段は、前記第１モジュールのウエイト計算手段がさらに前記第２モジュールの第１インターフェースを介して前記第２モジュールの伝搬路推定手段からの伝搬路応答にも基づいて計算するように前記第２モジュールの第１スイッチを制御し、前記第１モジュールの分離復調手段がさらに前記第２モジュールの第２生成手段から受け取る多重化された信号をも受け取るように前記第２モジュールの第２スイッチを制御し、前記第１モジュールのウエイト計算手段は、第１モジュールおよび第２モジュールの前記複数のアンテナが受信した複数の信号に対応する数の複数のウエイトを計算し、前記第１モジュールの分離復調手段は、第１モジュールおよび第２モジュールの複数のアンテナが受信した各信号を合成して、多重化された信号を分離することを特徴とする。

本発明の無線受信装置によれば、複数のＯＦＤＭ信号を多重して同時に伝送するシステムにおいて、不必要な装置の拡大を生じず、機能の拡張性を有することができる。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態に係る無線受信装置について詳細に説明する。
（第１の実施形態）
本発明の第１の実施形態に係る無線受信装置について図１を参照して説明する。図１は第１の実施形態に係る受信装置の構成を示すものである。
本実施形態の無線受信装置は受信モジュール１１００と受信モジュール２１５０の２つで構成されている。各受信モジュールは、それぞれ、２つの受信アンテナ、無線部１０１，１０２，１５１，１５２、Ａ／Ｄ変換器１０３，１０４，１５３，１５４、タイミング同期部１０５，１５５、自動周波数制御器１０６，１５６、ＦＦＴ１０７，１０８，１５７，１５８、伝搬路推定部１０９，１５９、位相補正器１１０，１６０、ＭＩＭＯ受信ウエイト計算部１１１，１６１、ＭＩＭＯ復調器１１２，１６２、復号器１１３，１６３、制御部１１４，１６４、スイッチ１１６，１１７，１１８，１１９，１６６，１６７，１６８，１６９、スイッチ制御部１１５，１６５を備えている。
また、各受信モジュールは、伝搬路推定部１０９，１５９により推定した伝搬路応答と、位相補正器１１０，１６０によって位相補正がなされた後の信号と、受信したヘッダ信号から生成される制御信号と、を外部に出力するインターフェースを有する。さらに、各受信モジュールは、外部の受信モジュールで推定した伝搬路応答と、外部の受信モジュールで位相補正された信号と、制御信号と、をそれぞれ入力するインターフェースを有する。以下、既に説明した装置部分と同様なものは同一の番号を付してその説明を省略する。

無線部１０１，１０２，１５１，１５２はアンテナで受け取った受信信号をベースバンド信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器１０３，１０４，１５３，１５４はアナログ信号のベースバンド信号をデジタル信号に変換する。タイミング同期部１０５，１５５はＡ／Ｄ変換器から出力される信号にＦＦＴ変換を適用させるタイミング（同期位置）を求める。自動周波数制御器１０６，１５６は受信機と送信機のローカル周波数の誤差を修正する。ＦＦＴ１０７，１０８，１５７，１５８は時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。伝搬路推定部１０９，１５９は、周波数領域の信号に基づいて、伝搬路による波形の歪みを補正するために必要な伝搬路応答を推定する。なお、タイミング同期部１０５，１５５、自動周波数制御器１０６，１５６、ＦＦＴ１０７，１０８，１５７，１５８の詳細については後に図２を参照して説明する。また、伝搬路推定部１０９，１５９の詳細については後に図３を参照して説明する。

位相補正器１１０，１６０はＦＦＴ１０７，１０８，１５７，１５８から出力された信号の位相の誤差を補正する。ＭＩＭＯ受信ウエイト計算部１１１，１６１は、伝搬路応答に基づいて、多重化された信号を分離する際に必要なウエイトを計算する。ＭＩＭＯ復調器１１２，１６２は多重化された信号を分離し復調を行う。復号器１１３，１６３はＭＩＭＯ復調器１１２，１６２で復調された信号を復号する。制御部１１４，１６４は受信したヘッダ信号から受信動作を決定するための制御信号を生成する。制御部１１４，１６４は、各モジュール内の各部の動作を停止させるか否かを制御する。スイッチ１１６，１１７，１１８，１１９，１６６，１６７，１６８，１６９は接続先を切換え、信号の流れを変更する。スイッチ制御部１１５，１６５はスイッチ１１６，１１７，１１８，１１９，１６６，１６７，１６８，１６９を切換えるための制御信号を生成し、各スイッチ１１６，１１７，１１８，１１９，１６６，１６７，１６８，１６９に出力する。

以上のように構成される各受信モジュールは、それぞれ接続せずに個別に用いることによって、２つの信号が多重化されて送信された信号を受信することが可能である。これら２つの受信モジュールを図１のように接続し、４つの多重化された信号を受信することが可能になる。以下に無線受信装置の動作について詳細に説明する。

まず、多重化されて送信された信号を受信モジュール１および受信モジュール２の各アンテナを用いて受信する。ここで、アンテナは、所望の周波数帯域の信号を受信することが可能であれば、指向性アンテナだろうと無指向性アンテナだろうと、いかなるアンテナを用いても構わないので、アンテナの詳細については省略する。
次に、各受信モジュールのそれぞれのアンテナで受信したＲＦ（Radio Frequency）信号を各アンテナに接続された無線部１０１，１０２，１５１，１５２でそれぞれベースバンド信号に変換する。ここで、本発明の実施形態における無線部は、周波数変換器やフィルタ、可変利得増幅器などからなる一般的な無線部であり、実施形態における無線部の構成を制限するものではなく、実施形態の本質的な装置部分ではないので、詳細については省略する。そして、Ａ／Ｄ変換器１０３，１０４，１５３，１５４はベースバンド信号に変換された信号をデジタル信号に変換する。

次に、タイミング同期部１０５，１５５が、デジタル信号に変換された信号を用いてＦＦＴウィンドウを適用するタイミングを各受信モジュールで求める。一般に、無線通信ではフレーム先頭部を使用して、タイミングや周波数の同期をとり伝搬路によって歪んだ信号を等化するための既知信号を伝送する。タイミング同期部１０５，１５５は、このような既知信号を用いることによって同期タイミングを求めることができる。

このフレーム先頭部を有するフレームフォーマットの一例について図２を参照して説明する。図２に示したフレームフォーマットは無線ＬＡＮの規格であるＩＥＥＥ８０２．１１ａにおけるものである。図２に示すように、フレーム先頭部に１０回繰り返し伝送されているｓｐは、ショートプリアンブル（short preamble）と呼ばれ、タイミング同期と、周波数同期と、ＡＧＣ（auto gain control）用の利得とを求めるために伝送されている。

タイミング同期部１０５，１５５は、送信される既知信号と同一系列の信号を参照信号として用意し、受信信号と参照信号との相互相関値を求める。既知信号が到来するタイミングと相互相関を求める参照信号との同期がとれると相互相関値は高いピークを示し、逆に、同期がとれていないと相互相関値は低い値を示す。よって、相互相関値のピーク位置を検出することによって信号が到来するタイミングを求めることができる。

また、図２に示したＩＥＥＥ８０２．１１ａのように既知信号として同一の信号を繰り返し送信している場合、参照信号を用いずに受信信号の自己相関値からも同期のタイミングを求めることができる。受信信号をｓｐの信号長だけシフトさせ、複素共役をとった信号に元の信号を乗算し、ｓｐの信号長分の移動平均を求めると、ｓｐが繰り返し送信されている時間はシフトさせた信号と元の信号が同一の信号になるため、高い自己相関値を示す。一方、ｓｐの受信が終わり、ＬＰが受信される時刻になると周期性がなくなり、自己相関値は小さくなる。よって、自己相関値が高い値を保っている時間はｓｐが繰り返し送信されていることになり、自己相関値が低くなった時間を求めることにより、ＬＰが到来したタイミングを推定することができる。

以上、同期のタイミングを推定する手法として既知信号を送信し、参照信号と受信信号の相互相関や受信信号の自己相関を用いる手法について説明した。しかし、本発明における同期タイミングの推定法は上記２つの手法に制限されるものではない。同期のタイミングさえ推定できるのであればその他いかなる手法を用いても構わない。
一方、自動周波数制御器１０６，１５６は、前述のＡ／Ｄ変換器でデジタル信号に変換された信号を用いて、送信機と受信機との間の周波数誤差を補正する。一般に、無線部で発生するローカル周波数を希望の周波数に厳密に合わせることは困難であり、若干の誤差が含まれる。この結果、送信機と受信機が発生するローカル周波数の間に生じた周波数オフセットは伝送品質を劣化させる原因となる。このような劣化が生じると本発明の実施形態で想定しているＯＦＤＭ信号の場合、各サブキャリア間の直交性がなくなり、各サブキャリアの信号が相互に干渉してしまう。また、時間の経過とともに周波数オフセットに起因する位相回転が生じるため、所望信号の位相が回転してしまう問題点もある。

このような問題を解消するため、自動周波数制御器１０６，１５６は、送信機と受信機の間に生じた周波数オフセット量を推定し、周波数の補正を行う。周波数オフセット量を推定する手法として、例えば、以下の（１）ｓｐを用いる手法、（２）ＬＰを用いる手法、（３）ＧＩを用いる手法が挙げられる。
（１）図２に示したようなフレームフォーマットで信号が送信される場合、周波数オフセット量を推定する具体的な例として、ｓｐを用いる手法が挙げられる。図２のようにｓｐは１０シンボル連続して同一の信号が送信されるため、雑音成分が無視できるとすると、周波数オフセットが発生していない場合、同一の信号を連続して受信することになる。一方、周波数オフセットが生じている場合、１シンボル後の信号はｓｐの長さに応じた位相回転が生じた信号が受信されることになる。よって、１シンボル後の信号の位相差を求めることにより周波数オフセット量を推定することができる。

しかし、受信信号には周波数オフセットの他に雑音も含まれるため、雑音の影響を取り除く必要がある。図２のように１０シンボルが送信される場合、１０シンボルのうちの任意のサンプル数を用いて平均を計算することによって、雑音の影響を取り除くことができる。すなわち、受信信号ｒ（ｎ）を用いて次式のように周波数オフセットを推定することができる。

ただし、Ｔは１シンボルのｓｐのサンプル数であり、＊は複素共役、ｎは１以上の整数、ａｒｇ（・）は・の偏角をあらわす。また、式（１）ではｓｐの区間のａサンプル目からｂ個のサンプルを用いて平均を求めることを表しており、ｓｐの１０シンボル分のサンプル数から任意に設定して平均を求めることができる。また、ｍは、１以上の整数であり、ｍシンボル後の受信信号との位相差を測定することを表しており、ｓｐのシンボル数、平均を求めるサンプル数を考慮して任意に設定される。一般に、平均を求めるサンプル数を増やせば増やすほど雑音の影響は小さくなり、推定精度を向上させることができるが、サンプル数を増やすとそれだけ処理遅延が生じることになる。よって、推定精度と処理遅延を考慮して平均を行うサンプル数を決めることになる。
また、各受信モジュールは２つのアンテナで信号を受信しているため、各アンテナで受信した信号を用いて平均を求めることによってより精度の高い推定を行うことができる。

（２）以上説明した周波数オフセットの推定は周期信号であればｓｐ以外の信号にも適用することができる。図２に示したフォーマットではＬＰが２シンボル連続して送信されていることがわかる。前述したタイミング同期の結果からＬＰを受信するタイミングは推定できるので、１シンボル目と２シンボル目の位相差をＬＰの任意のサンプル数の平均で求めることによって周波数オフセット量を推定することができる。ＬＰを用いた推定もｓｐを用いた推定と同様にサンプル数を増やすことによって推定精度を向上させることができ、各受信アンテナで受信した信号を平均化することによってさらに精度を向上させることができる。その反面、平均化を行うサンプル数を増やすと処理遅延が増加してしまう問題もｓｐを用いる場合と同様に生じる。

（３）これらの既知信号を用いる推定の他に、ＯＦＤＭ信号に付加されるＧＩ（Guard Interval）を用いて推定を行うこともできる。ＧＩはＯＦＤＭシンボルの末尾の数サンプルが先頭にコピーされたものなので、ＧＩとシンボルの末尾での位相差を求めることによってｓｐやＬＰを用いる場合と同様に周波数オフセット量を推定することができる。

以上、図２のフォーマットを例にｓｐ、ＬＰ、ＧＩを用いて周波数オフセット量を推定する手法について述べたが、本発明の実施形態における周波数オフセット推定方式は上記３つの手法に制限されるものではない。周波数オフセット量が推定できるのであればその他の手法を用いて推定を行っても構わない。
このようにして推定された周波数オフセット量ｆ_ｏｆｆを用いて、以下のように、オフセット量の逆特性を受信信号ｒ（ｎ）に乗算する。

ただし、Ｔ_Ｓは信号のサンプリング間隔を表し、ｊ^２＝−１、πは円周率である。このようにオフセット量の逆特性を乗算することによって周波数オフセットを補償することができる。

ＦＦＴ１０７，１０８，１５７，１５８は、以上のように周波数オフセット量が補償された後の信号に対し、前述のタイミング同期によって求められた同期位置を参照し、離散フーリエ変換を行い、周波数領域の信号に変換する。このとき、離散フーリエ変換は、ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）を用いてもＦＦＴ（Fast Fourier Transform）を用いても構わない。時間領域の信号を周波数領域に変換することが出来ればいずれの手法を用いても構わない。

ＦＦＴが出力する周波数領域の信号に対して信号を復調するためには送信信号が電波伝搬によってどのような歪みを受けたか知る必要があり、伝搬路推定部１０９，１５９が歪みを推定する。この歪みを推定するため、一般にデータを伝送する前に、伝搬路応答推定用の既知信号が送信される。図２に示したＩＥＥＥ８０２．１１ａのフォーマットの場合、ＬＰがその信号に相当する。なお、伝搬路推定部１０９，１５９は、複数の信号が同時に送信される場合は多重信号ごとに伝搬路応答を推定する必要がある。
既知信号を用いた伝搬路応答の推定法は様々な方式が存在する。代表的な手法として、周波数領域で受信信号に対して既知信号から生成される一般化逆行列を乗算する手法や、時間領域でインパルス応答を推定し、周波数領域に変換する手法などが上げられる。なお、本発明の実施形態における伝搬路応答推定部はいずれの手法を用いても構わない。また、上記２つの手法以外のいかなる手法を用いても構わない。多重化する信号ごとの伝搬路応答を推定することができさえすれば、いかなる手法を用いても構わない。

次に、位相補正器１１０，１６０が、自動周波数制御器１０６，１５６において推定誤差により残留した周波数オフセット、および位相雑音を補償する。一般にＯＦＤＭ方式ではこのような歪みを補正するため、一部のサブキャリアではデータを伝送せず、既知のパイロット信号を送信する。この信号を用いて図１における各受信モジュールの位相補正器で位相の補正を行う。

推定誤差により残留した周波数オフセット、および位相雑音による、位相の変化量を推定する手法として、パイロット信号の受信信号と１シンボル前のパイロット信号の受信信号とを比較して求めた位相変化量から求める位相変化量を推定する手法が挙げられる。また、パイロット信号の受信信号は（パイロットサブキャリア数）×（受信アンテナ数）だけ存在するため、次式のようにそれらの平均を求めることによって、求める位相変化量を推定することができる。

ここで、ｘは受信アンテナに割り振られた番号を示し、ｐはパイロット信号に割り振られた番号を示し、ｆは受信信号の周波数を示している。また、ｒ_ｘ ^（ｆｐ）（ｎ）は、ｘ番目の受信アンテナで受信されるｎ番目のＯＦＤＭシンボルのｆｐ番目のサブキャリアの信号を示す。

以上の結果得られた位相変化量（位相誤差）は１シンボル分の位相誤差なので、位相補正器１１０，１６０は、データ先頭部からの累積の位相差を計算し、得られた位相差の逆特性を受信信号に乗算することによって位相補正を行うことができる。

その他の位相誤差の推定方式として、前述した伝搬路応答値とパイロット信号を用いて受信信号のレプリカを生成し、式（３）における１シンボル前の受信信号の代わりに生成されたレプリカを用いて位相差を推定する方式が挙げられる。この方式では前述の１シンボル前の受信信号を用いる方式と異なり、累積した位相差が求められるため、式（３）で得られた位相差の逆特性を受信信号に乗算することによって位相誤差を補償することができる。

以上、位相補正器１１０，１６０において位相誤差を推定する手法として前のシンボルの受信信号を用いる方式とレプリカ信号を用いる方式の２つの方式について説明を行ったが、本発明の実施形態における位相補正器での位相誤差推定法はこれらの方式に制限されるものではない。位相誤差を推定することができればいかなる手法を用いても構わない。

次に、ＭＩＭＯ復調器１１２，１６２で行われる、空間多重された信号の分離について説明する。本発明の実施形態における無線受信装置は、複数のアンテナから同時に送信された信号を受信するための装置であり、複数の信号が無線で混信した状態で受信される。ここで、ｉ番目の受信アンテナで受信されるｎ番目のＯＦＤＭシンボルのｋ番目のサブキャリアの信号をｒ_ｉ ^（ｋ）（ｎ）、ｊ番目の送信アンテナから送信されるｎ番目のＯＦＤＭシンボルのｋ番目のサブキャリアの信号をｓ_ｊ ^（ｋ）（ｎ）、ｋ番目のサブキャリアにおけるｊ番目の送信アンテナとｉ番目の受信アンテナ間の伝搬路応答をｈ_ｉ，ｊ ^（ｋ）とおくと、次式の関係を満たす。

ただし、ｎ_ｉ ^（ｋ）（ｎ）はｉ番目の受信アンテナにおけるｎ番目のＯＦＤＭシンボルにおけるｋ番目のサブキャリアに付加される雑音を表す。さらに、全受信アンテナで受信される信号を全送信アンテナから送信される信号を用いてベクトル表記すると以下のように表すことができる。

以上のように、各受信アンテナで受信される信号は全ての送信アンテナから送信された信号が混信しており、各アンテナから送信された信号を復調および復号するためには混信した受信信号から各送信信号を分離する必要がある。

以上の分離はＯＦＤＭのサブキャリアごとに行われ、前述の伝搬路応答推定値をもとに各アンテナで受信した信号を加重合成することによって、多重された信号の分離を行う。

ただし、ｒ_ｋ（ｎ）は各受信アンテナで受信されるｎ番目のＯＦＤＭシンボルのｋ番目のサブキャリアの信号を要素とする受信ベクトルであり、Ｗ_ｋは各受信アンテナを加重合成するためのウエイト行列であり、多重化される信号数４、受信アンテナ数４本の場合４×４次の行列となる。また、Ｔは転置を表している。ウエイトは、ＭＩＭＯ受信ウエイト計算部１１１，１６１で計算される。

以上のように各信号を分離するウエイトを伝搬路推定値から求める代表的な手法として、Zero-Forcing基準やＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）基準でウエイトを最適化する手法が挙げられる。Zero-Forcing基準のウエイトは伝搬路応答行列Ｈ_ｋを用いて次式のように表される。

ＭＭＳＥ基準のウエイトは伝搬路応答行列を用いて次式のように表される。

ただし、その他にもいくつかのウエイト決定法が考えられ、本発明の実施形態におけるウエイト決定法はこれら２つの方式に制限されるものではない。多重された信号を分離することが可能な方式であればいかなる手法を用いても構わない。

以上説明した多重信号分離のための加重合成用ウエイトは、ウエイト決定法によらず各多重信号の全受信アンテナにおける伝搬路応答推定値を用いて計算されることがわかる。よって、本発明の実施形態のように複数の受信モジュールで受信した信号を用いて復調を行う構成の場合、全受信モジュールで推定された伝搬路応答値を用いて、前述のウエイトを求める必要がある。

図３に本発明における各受信モジュールにおける伝搬路推定部１０９，１５９が推定する伝搬路応答行列の概念図を示す。先に述べたように、４つの多重化する信号を受信する場合、図３における１６個の伝搬路応答全てを推定する必要がある。なお、本発明の実施形態における各受信モジュールは単体では２つの受信アンテナを用いて２つの多重化して送信される信号を復調することが可能なモジュールであり、本来、図３において囲み部分３０１のみを推定すれば十分である。しかし、この箇所のみを推定するように伝搬路推定部を構成してしまうと、２つの受信モジュールを組み合わせても全ての伝搬路応答を推定することはできない。よって、本発明の実施形態における各受信モジュールの伝搬路応答推定部は図３において実線の囲み部分３０２および破線の囲み部分３０３のように２行４列の８つの成分を推定できるように構成する。

このようにして推定された伝搬路応答を、図１に示すように２つの受信モジュールを結合して利用する場合は受信モジュール２１５０で推定された伝搬路応答推定値を受信モジュール１１００のＭＩＭＯ受信ウエイト計算部１１１に伝送する。また、伝搬路推定部１０９は受信モジュール１のＭＩＭＯ受信ウエイト計算部１１１に接続されており、伝搬路応答推定値はＭＩＭＯ受信ウエイト計算部１１１に伝送される。

この結果、受信モジュール１および受信モジュール２の全ての受信アンテナで受信される信号の伝搬路応答値がＭＩＭＯ受信ウエイト計算部１１１に集められ、図３に示した全伝搬路応答の推定結果が得られ、前述の多重信号分離用のウエイトを計算することが可能になる。

また、後に説明するように受信モジュール２では多重された信号の分離を行わないので、本発明の実施形態のように２つの受信モジュールを結合して適用する場合は受信モジュール２のＭＩＭＯ受信ウエイト計算部１６１には制御部１１４によりクロック供給を停止し、動作を止めることによって消費電力を低減することができる。

以上のようにして求められたウエイトを前述の位相補正器により位相補正がなされた信号に式（６）のように適用することにより、各信号の分離を行うことができる。

本発明の実施形態における無線受信装置では、複数の受信モジュールで受信した信号を用いて復調を行うため、受信モジュール２で受信した信号を受信モジュール１へ伝送する必要がある。よって、受信モジュール２は受信モジュール１と結合せずに単体で用いる場合は受信モジュール２のＭＩＭＯ復調器１６２に接続されるが、受信モジュール１と結合して適用する場合は、図１に示すようにスイッチ制御部１６５が生成するスイッチ制御信号によりスイッチ１６７を切り替え、受信モジュール２の位相補正器１６０で位相補正された信号を受信モジュール１に接続し、受信モジュール１のＭＩＭＯ復調器１１２に伝送する。以上のスイッチ制御信号は図１の例では受信モジュール２におけるスイッチ制御部１６５で生成されるが、各受信モジュールにスイッチ制御部１１５，１６５を含めず、外部からスイッチ制御信号を入力するやり方でも構わない。

受信モジュール１の位相補正器１１０で位相補正された信号はそのまま受信モジュール１のＭＩＭＯ復調器１１２に接続され、この結果、受信モジュール１のＭＩＭＯ復調器１１２に受信モジュール１、受信モジュール２で受信された信号が集められる。
この時、前述の受信モジュール２のＭＩＭＯ受信ウエイト計算部１６１と同様に受信モジュール２のＭＩＭＯ復調器１１２もクロック供給を停止して動作を止めることによって電力の消費を防ぐことができる。

以上のようにして得られた多重信号分離用のウエイトと複数の受信モジュールで得られた受信信号とを用いて、受信モジュール１のＭＩＭＯ復調器１１２において多重された信号を分離し、復調を行う。

この時、ＭＩＭＯ復調器の出力はＭＩＭＯ復調器が接続される復号器の復号方式によって異なる値を出力する。復号器が硬判定復号器の場合、ＭＩＭＯ復調器は多重化された信号を分離し、分離後の信号から送信されたビットの判定を行い、０または１の硬判定結果を出力する。一方、復号器が軟判定復号器の場合、ＭＩＭＯ復調器は信号を分離した後の信号と信号の変調点から送信されたビットの尤度を求め、軟出力を出力する。

受信モジュール１のＭＩＭＯ復調器１６２が出力した信号は、受信モジュール１の復号器１１３に接続される。受信モジュール１の復号器は入力された信号を用いて復号を行い、送信された信号の復号結果を出力する。ここで、復号器は送信端末でインターリーブやパンクチャが施されている場合は、デインタリーブやデパンクチャ処理も行う。

また、復号方式はＶｉｔｅｒｂｉ復号やＭａｘ−Ｌｏｇ−ＭＡＰ復号、ＢＣＪＲ復号などさまざまな復号方式が挙げられるが、本発明の実施形態における復号方式はいずれの方式を用いても構わない。上記以外のいずれの手法を用いても構わないし、硬判定復号を用いても軟判定復号を用いても構わない。送信時に適用された符号化方式を復号できる方式であればいかなる方式を用いても構わない。
また、前述のＭＩＭＯ受信ウエイト計算部やＭＩＭＯ復調器と同様に、受信モジュール２の復号器１６３もクロック供給を停止し、電力の消費を防ぐことができる。

その他、通信システムがさまざまな変調方式、符号化率、データサイズ、信号多重数に対応しており、伝搬路の状況などに応じて適応的にこれらの方式が切り替えられるシステムにおいては図２に示したＩＥＥＥ８０２．１１ａのフォーマットにおけるＳＩＧＮＡＬのように予め上記情報が伝達される。本発明の実施形態においては図１に示した受信モジュール１の制御部１１４が受信した上記情報をもとに制御信号を生成して位相補正器、伝搬路推定部、ＭＩＭＯ復調器、ＭＩＭＯ受信ウエイト計算部、伝搬路推定部の動作を切り替える。この時、受信モジュール２についても同様の制御を行う必要があるため、受信モジュール１から受信モジュール２に対して同様の制御信号を伝送し、受信モジュール２では自身の制御部１６４からの制御信号ではなく外部から入力される制御信号を用いるようにスイッチを切り替え、制御信号を受信モジュール２の各ブロックに入力する。

なお、図１の例では生成された制御信号を受信モジュール１から受信モジュール２に伝送したが、図４に示すように、復号器１１３がＳＩＧＮＡＬなどの情報を復号した結果を、スイッチ４０２を介して受信モジュール２に伝送し、受信モジュール１と受信モジュール２でそれぞれ制御部４０１，４５１が制御信号を生成しても同一の制御信号が受信モジュール２で生成される。したがって、図１、図４に示すどちらの構成を用いても構わない。

以上、本実施形態によれば、複数の個別に動作する受信モジュールを結合し、機能を拡張して動作させることが可能になるため、分離可能な信号の数を増加させることが可能になる。また、多重化される信号の数が各受信モジュールを個別に動作させる場合と同一の際は、受信アンテナ数が増加することからダイバーシチ利得が増加し、受信の復号の精度を高めることができる。さらに、受信モジュールを結合することによって利用する必要がなくなった受信モジュール２のＭＩＭＯ受信ウエイト計算部、ＭＩＭＯ復調器、復号器は機能を停止することによって消費電力の浪費を防ぐことができる。なお、本発明の実施形態における各受信モジュールは個別にも動作するモジュールであるため、利用者の要求に応じて複数の受信モジュールを拡張せずに単体で利用することもでき、モジュールの拡張が簡易になる。

（第２の実施形態）
本発明の第２の実施形態に係る無線受信装置について図５を参照して説明する。
本実施形態においても２つの受信モジュール５００，５５０を用いており、伝搬路推定部により推定した伝搬路応答と位相補正器によって位相補正がなされた後の信号を外部に出力するインターフェースを有し、外部の受信モジュールで推定した伝搬路応答推定値と外部の受信モジュールで位相補正された信号をＭＩＭＯ受信ウエイト計算部とＭＩＭＯ復調器にそれぞれ入力するインターフェースを有する点は第１の実施形態と同様である。本実施形態が第１の実施形態と異なる点は、各受信モジュールがタイミング同期部で推定した同期タイミングを外部の受信モジュールに出力するインターフェースと外部の受信モジュールから同期タイミングを設定するインターフェースを有している点である。図５に示すように、スイッチ５０１，５５１とこれらのスイッチに伴ったインターフェースが新たに追加されている。

第１の実施形態で説明したように、無線通信では信号が到来したタイミングを推定する必要がある。第１の実施形態では各受信モジュールが個別に同期タイミングを求めていたが、各受信モジュール間で信号が到来するタイミングの差はそれほど大きくないため、２つの受信モジュールでそれぞれ同期タイミングを推定する必要はなく、片方の受信モジュールで推定すれば十分である場合が多い。

そこで、本実施形態では図５で示すように受信モジュール２のタイミング同期部１５５で同期タイミングを推定し、得られた同期タイミングを受信モジュール２だけでなく、両者をつなぐインターフェースを介して受信モジュール１の同期タイミングとしても設定する。この時、受信モジュール１のタイミング同期部１０５には制御部１１４によりクロック供給を停止することにより、動作を停止させる。これによって、不必要な電力の消費を防ぐことができる。その他の処理は第１の実施形態と同様であり、第１の実施形態と同様に複数の受信モジュールを用いて無線受信装置の機能を拡張することができる。

また、図５では受信モジュール２のタイミング同期部１５５で推定した同期タイミングを用いたが、受信モジュール１のタイミング同期部１０５で推定した同期タイミングを各受信モジュールに設定することもでき、その場合、受信モジュール２のタイミング同期部１５５には制御部１６４がクロックの供給を停止することにより動作を止めることができる。

以上、本実施形態によれば、第１の実施形態の効果に加え、受信モジュール２で同期タイミングを推定し、得られた同期タイミングを受信モジュール２だけでなく、受信モジュール１の同期タイミングとしても設定することにより、不必要な電力の消費を防ぐことができる。

（第３の実施形態）
本発明の第３の実施形態に係る無線受信装置について図６を参照して説明する。
本実施形態で第１の実施形態と同様な点は、２つの受信モジュールを用いており、タイミング同期部で推定した同期タイミングと、伝搬路推定部により推定した伝搬路応答と、位相補正器によって位相補正がなされた後の信号と、を外部に出力するインターフェースを有する点、外部の受信モジュールで推定した同期タイミングによって同期タイミングを設定するインターフェースを有する点、伝搬路応答推定値と外部の受信モジュールで位相補正された信号とをＭＩＭＯ受信ウエイト計算部とＭＩＭＯ復調器とにそれぞれ入力するインターフェースを有する点である。

本実施形態が第１の実施形態と異なる点は、各受信モジュールがＡ／Ｄ変換後の信号を外部の受信モジュールに出力するインターフェースとＡ／Ｄ変換後の信号を外部の受信モジュールから入力するインターフェースを有し、複数の受信モジュールで受信された信号を用いて同期タイミングを推定する点である。したがって、タイミング同期部６０１，６５１に入力する信号数が第１の実施形態とは異なる。

第１の実施形態および第２の実施形態で説明したように、無線通信では信号が到来したタイミングを推定する必要がある。第１の実施形態および第２の実施形態では各受信モジュールが個別に受信した信号を用いて同期タイミングを求めていた。しかし、第２の実施形態で説明したように、各受信モジュール間で信号が到来するタイミングの差はそれほど大きくない。また、第１の実施形態で説明したような相関を用いる方式は雑音の影響で正確に相関値を求めることができなくなる場合もあり、この場合には雑音の影響で同期タイミングの精度が劣化してしまう。また、前述した推定方式以外の方式を用いても、一般的に雑音の影響で推定精度は劣化してしまう場合がある。

そこで、本実施形態では図６で示すように受信モジュール２のＡ／Ｄ変換後の信号を受信モジュール１に伝送し、受信モジュール１のタイミング同期部６０１が複数の受信モジュールで受信した信号を用いて同期タイミングを推定する。各受信モジュールの受信信号に付加される雑音は無相関であると考えられるため、各受信モジュールで得られる相関値を電力加算することによって、雑音の影響を削減することができる。この結果、得られた同期タイミングを受信モジュール１だけでなく、両者をつなぐインターフェースを介して受信モジュール２の同期タイミングとしても設定する。この時、制御部１６４が、受信モジュール２のタイミング同期部６５１へのクロック供給を停止することにより、タイミング同期部６５１の動作を停止させる。これによって、不必要な電力の消費を防ぐことができる。
その他の処理は第１の実施形態と同様であり、第１の実施形態と同様に複数の受信モジュールを用いて無線受信装置の機能を拡張することができる。

また、図６では受信モジュール１のタイミング同期部６０１で推定した同期タイミングを用いたが、受信モジュール２のタイミング同期部６５１で推定した同期タイミングを各受信モジュールに設定することもでき、その場合、受信モジュール１のタイミング同期部６０１はクロックの供給を停止することにより動作を止めることができる。

以上、本実施形態によれば、第１の実施形態の効果に加え、全ての受信モジュールで受信した信号を用いてタイミング同期部を動作させるため、同期タイミングの推定精度を向上させることができる。さらに、受信モジュールを結合することによって利用する必要がなくなった受信モジュール２のＭＩＭＯ受信ウエイト計算部、ＭＩＭＯ復調器、復号器は機能を停止し、さらにひとつの受信モジュールでのみタイミング同期部を動作させ、他の受信モジュールのタイミング同期部を停止することによって消費電力の浪費を防ぐことができる。

（第４の実施形態）
本発明の第４の実施形態に係る無線受信装置について図７を参照して説明する。
本実施形態で第１の実施形態と同様な点は、２つの受信モジュールを用いており、タイミング同期部で推定した同期タイミングと、伝搬路推定部により推定した伝搬路応答と、位相補正器によって位相補正がなされた後の信号と、を外部に出力するインターフェースを有する点、外部の受信モジュールで推定した同期タイミングによって同期タイミングを設定するインターフェースを有する点、伝搬路応答推定値と外部の受信モジュールで位相補正された信号とをＭＩＭＯ受信ウエイト計算部とＭＩＭＯ復調器とにそれぞれ入力するインターフェースを有する点である。

本実施形態が第１の実施形態と異なる点は、各受信モジュールが自動周波数制御器で推定した周波数オフセット量を外部の受信モジュールに出力するインターフェースを有する点、外部の受信モジュールから周波数オフセット量を入力し、自動周波数制御器７０１，７５１で周波数オフセットを補償する機能を有していて、各受信モジュールに同一の周波数オフセット量の逆特性が乗算される点である。

第１の実施形態で説明したように、無線通信では送信機と受信機との間にローカル周波数の誤差が発生するため、周波数のオフセットを補償する必要がある。この時、受信モジュール１７００と受信モジュール２７５０に共通の発信器（図示せず）でクロックを供給している場合は受信モジュール１７００と受信モジュール２７５０で発生されるローカル周波数は同一の周波数となるため、自動周波数制御器７０１，７５１で乗算する周波数オフセットの逆特性も同一の信号が乗算されることが望ましい。

一方、第１の実施形態で示したような方式で周波数オフセット量を推定すると雑音の影響で推定誤差が生じ、厳密に周波数オフセット量を推定することができなくなってしまう。よって、第１乃至第３の実施形態のように各受信モジュールで個別に周波数オフセット量を推定している場合は、各受信モジュールで推定する周波数オフセット量が異なってしまい、各受信モジュールで異なる周波数オフセットが残留してしまう。その結果、ＭＩＭＯ復調器において多重化された信号を分離するのが困難になり、特性が劣化してしまう問題がある。

そこで、本実施形態ではどちらか一方の受信モジュールの自動周波数制御器７０１，７５１を用いて周波数オフセット量を推定し、他の受信モジュールに推定した周波数オフセット量を伝送し、このオフセット量を用いて周波数オフセット補償する。
この結果、自動周波数制御器で周波数オフセットを補償した後に残留する周波数オフセット量が各受信モジュールで同一になり、ＭＩＭＯ復調器で信号分離を行えるようになる。

以上、本実施形態によれば、第１の実施形態の効果に加え、各受信モジュールで残留する周波数オフセット量が同一になるため、ＭＩＭＯ復調器の信号分離における劣化を防ぐことができる。

（第５の実施形態）
本発明の第５の実施形態に係る無線受信装置について図８を参照して説明する。
本実施形態で第１の実施形態と同様な点は、２つの受信モジュールを用いており、伝搬路推定部により推定した伝搬路応答と、位相補正器によって位相補正がなされた後の信号と、を外部に出力するインターフェースを有する点、外部の受信モジュールで推定した伝搬路応答推定値と外部の受信モジュールで位相補正された信号とをＭＩＭＯ受信ウエイト計算部とＭＩＭＯ復調器とにそれぞれ入力するインターフェースを有する点である。

本実施形態が第１の実施形態と異なる点は、各受信モジュールがＡ／Ｄ変換後の信号を外部の受信モジュールに出力するインターフェースとＡ／Ｄ変換後の信号を外部の受信モジュールから入力するインターフェースを有し、複数の受信モジュールで受信された信号を用いて自動周波数制御器８０１，８５１で周波数オフセット量を推定する点である。したがって、自動周波数制御器８０１，８５１に入力する信号数が第１の実施形態とは異なる。

第１の実施形態および第４の実施形態で説明したように、無線通信では送信機と受信機との間にローカル周波数の誤差が発生するため、周波数のオフセットを補償する必要がある。また、先に述べたように、雑音の影響で周波数オフセット量を厳密に推定することができなくなる可能性もある。

そこで、本実施形態では、自動周波数制御器８０１，８５１が雑音への耐性を高めるために複数の受信モジュールで受信した信号を用いて周波数オフセット量を推定する。この結果、平均化を行うサンプル数が増加するため雑音への耐性が増し、より正確に周波数オフセット量を推定できるようになる。この結果、自動周波数制御器８０１，８５１で得られたオフセット量を用いて周波数オフセットを補償することによって、自動周波数制御器で周波数オフセットを補償した後に残留する周波数オフセット量を小さくすることができる。
その他の処理は第１の実施形態と同様であり、第１の実施形態と同様に複数の受信モジュールを用いて無線受信装置の機能を拡張することができる。

以上、本実施形態によれば、第１の実施形態の効果に加え、複数の受信モジュールで受信した信号を用いて周波数オフセット量を推定するため、周波数オフセット量の推定精度が高くなり、より精度の高い周波数オフセットの補償を実現できる。

（第６の実施形態）
本発明の第６の実施形態に係る無線受信装置について図９を参照して説明する。
本実施形態においても２つの受信モジュールを用いており、本実施形態で第４の実施形態と同様な点は、伝搬路推定部により推定した伝搬路応答と、位相補正器によって位相補正がなされた後の信号と、を外部に出力するインターフェースを有する点、外部の受信モジュールで推定した伝搬路応答推定値と外部の受信モジュールで位相補正された信号とをＭＩＭＯ受信ウエイト計算部とＭＩＭＯ復調器とにそれぞれ入力するインターフェースを有する点、さらに、各受信モジュールが自動周波数制御器で推定した周波数オフセット推定量を外部の受信モジュールに出力するインターフェースと、外部から周波数オフセット量を設定するインターフェースとを有する点、設定された値に基づき周波数オフセットを補正する機能を有する点である。

本実施形態が第４の実施形態と異なる点は、各受信モジュールが位相補正器で推定した位相誤差量を外部の受信モジュールに出力するインターフェースと、外部の受信モジュールから位相誤差量と、を入力し、各受信モジュールの位相補正器で位相誤差を補償する機能を有しており、各受信モジュールに同一の位相誤差量の逆特性が乗算される点である。

第１および第４の実施形態で説明したように、無線通信では送信機と受信機の間にローカル周波数の誤差が発生し、自動周波数制御器で厳密に周波数のオフセット量を推定することができない場合があるため、自動周波数制御器の出力にも周波数オフセットが残留している。また、周波数オフセットの他に帯域を有し、時間変動を行う位相雑音による位相誤差を補償する必要があり、本実施形態の位相補正器ではパイロット信号の位相変動を観測することによって位相誤差を推定し、逆特性を受信信号に乗じることによって位相誤差の補正を行う。

そこで、本実施形態ではどちらか一方の受信モジュールの位相補正器９０１または９５１を用いて位相誤差を推定し、他の受信モジュールへ推定した位相誤差量を伝送し、各受信モジュールにおける位相補正器はこの位相誤差量を用いて位相誤差を補償する。この結果、位相補正器で位相誤差の補償を行った後に残留する位相誤差量が各受信モジュールで同一になり、ＭＩＭＯ復調器で信号分離を行えるようになる。

以上、本実施形態によれば、第１の実施形態の効果に加え、各受信モジュールで残留する位相誤差量が同一になるため、ＭＩＭＯ復調器の信号分離における劣化を防ぐことができる。

（第７の実施形態）
本発明の第７の実施形態に係る無線受信装置について図１０を参照して説明する。
本実施形態においても２つの受信モジュールを用いており、本実施形態で第６の実施形態と同様な点は、伝搬路推定部により推定した伝搬路応答と、位相補正器によって位相補正がなされた後の信号と、を外部に出力するインターフェースを有する点、外部の受信モジュールで推定した伝搬路応答推定値と外部の受信モジュールで位相補正された信号とをＭＩＭＯ受信ウエイト計算部とＭＩＭＯ復調器とにそれぞれ入力するインターフェースを有する点、さらに、各受信モジュールが自動周波数制御器で推定した周波数オフセット推定量を外部の受信モジュールに出力するインターフェースと、外部から周波数オフセット量を設定するインターフェースと、を有する点、設定された値に基づき周波数オフセットを補正する機能を有する点、各受信モジュールが位相補正器で推定した位相誤差量を外部の受信モジュールに出力するインターフェースと、外部の受信モジュールから位相誤差量と、を入力し、各受信モジュールの位相補正器で位相誤差を補償する機能を有しており、各受信モジュールに同一の位相誤差量の逆特性が乗算される点である。

本実施形態が第６の実施形態と異なる点は、各受信モジュールがＦＦＴ後の信号を外部の受信モジュールに出力するインターフェースと、ＦＦＴ変換後の信号を外部の受信モジュールから入力するインターフェースと、を有し、複数の受信モジュールで受信された信号を用いて位相補正器で位相誤差を推定する点である。

第６の実施形態で説明したように、各受信モジュールに共通のクロックを供給し、同一の周波数オフセット量推定を用いて自動周波数制御器で周波数オフセット量を補正している場合、受信信号に付加される位相誤差は各受信モジュールで同一になる。よって、いずれか一方の受信モジュールにおける位相補正器で位相誤差を推定し、各受信モジュールがこの推定値をもとに位相誤差を補償すれば全受信モジュールにおける位相補正後の残留位相誤差が一定となり、ＭＩＭＯ復調器で信号分離を行う際に信号分離が困難になるような歪みを防ぐことができる。

しかし、位相誤差が大きいとＭＩＭＯ復調器における信号分離に悪影響は生じないが、分離後の信号点が位相誤差に応じて回転してしまうため、位相誤差は高い精度で推定する必要がある。
そこで、本実施形態では複数の受信モジュールで受信した信号を用いて位相誤差を推定する。そのため、受信モジュール１１０００のＦＦＴ後の信号を受信モジュール２１０５０の位相補正器１０５１に入力し、受信モジュール２のＦＦＴ後の信号を受信モジュール１の位相補正器１００１に入力する。この結果、各受信モジュールの位相補正器には全ての受信モジュールで受信した信号が入力されることになり、位相補正器では式（３）の自己相関または相互相関を全受信モジュールで受信した信号を用いて加算することによって、雑音の影響を軽減させることができる。

この結果、位相補正器で位相誤差の補償を行った後に残留する位相誤差量が各受信モジュールで同一になり、ＭＩＭＯ復調器で信号分離を行えるようになる。また、全受信モジュールの受信信号を用いて位相誤差の推定を行っているため、位相誤差の補償精度を高めることができる。

以上、本実施形態によれば、第１の実施形態の効果に加え、複数の受信モジュールで受信した信号を用いて位相誤差の補償を行うため位相誤差の補償精度が高くなり、かつ各受信モジュールで残留する位相誤差量が同一になるため、ＭＩＭＯ復調器の信号分離における劣化を防ぐことができる。

（第８の実施形態）
本発明の第８の実施形態に係る無線受信装置について図１１を参照して説明する。
本実施形態においても２つの受信モジュールを用いており、本実施形態で第１の実施形態と同様な点は、伝搬路推定部により推定した伝搬路応答と、位相補正器によって位相補正がなされた後の信号と、を外部に出力するインターフェースを有する点、外部の受信モジュールで推定した伝搬路応答推定値と外部の受信モジュールで位相補正された信号とをＭＩＭＯ受信ウエイト計算部とＭＩＭＯ復調器とにそれぞれ入力するインターフェースを有する点である。

本実施形態が第１の実施形態と異なる点は、例えば、受信モジュール１１１００におけるＭＩＭＯ復調器１１０１が第１の信号と第２の信号を出力し、第１の出力は受信モジュール１１１００の復号器１１３に接続され、第２の出力は受信モジュール２１１５０の復号器１６３に伝送され、受信モジュール１と受信モジュール２それぞれに含まれる復号器１１３，１６３を用いて信号を復号し、各復号器で復号した信号を受信モジュール１の信号結合器１１０２に入力し、直列信号に変換した信号を復号結果として出力する点である。

第１乃至第７の実施形態においては、無線送信装置が図１２に示すように情報信号を一つの符号器１２０１で符号化し、直並列変換部１２０２が符号化後の信号を直並列変換することによって空間多重する信号を生成することを想定して説明をした。
しかし、図１２に示す構成では多重化する信号数が増加すると復号処理も多重化する信号数に応じて高速化する必要があり、実装が困難になる可能性がある。一方、図１３に示すように情報信号を直並列変換し、複数の符号器１３０１，１３０２を用いて符号化を行う送信方式も考えられる。この送信方式の場合、符号器の数に応じて復号器を並列処理することが可能になり、それぞれの復号器については単一の符号器を用いて送信信号を生成する場合と比べ、低速に動作させることができる。

本実施形態では、図１３のように２つの符号器１３０１，１３０２を用いて送信信号が生成される場合の無線受信装置について説明する。以下、図１１、図１３を参照しながら詳細について説明する。

本実施形態において、第１の実施形態と同様である点は、受信モジュール２で伝搬路推定を行った結果を受信モジュール１に伝送し、受信モジュール１で推定した伝搬路推定の結果を含めて受信モジュール１におけるＭＩＭＯ受信ウエイト計算部１１１で受信ウエイトを計算する点、受信モジュール２で位相補正を適用した後の信号を受信モジュール１に伝送し、この信号と受信モジュール１で位相補正をかけた信号を用いて受信モジュール１におけるＭＩＭＯ復調器１１０１で多重化された信号の分離を行い、復調を行う点であり、詳細な説明は第１の実施形態での説明と同様であるので省略する。

ただし、本実施形態におけるＭＩＭＯ復調器１１０１は、図１３の信号分配部１３０３における信号の分配作業と逆の操作（選別）を行い、符号器１３０１から入力された信号については第１の信号として出力し、符号器１３０２から入力された信号については第２の信号として２つの並列信号を出力する。

その後、第１の信号は受信モジュール１の復号器１１３に入力し、第２の信号は受信モジュール２の復号器１６３にインターフェースを介して伝送される。この時、受信モジュール１の復号器１１３は受信モジュール１のＭＩＭＯ復調器１１０１の信号を入力するようにスイッチ１１０３を切り替え、受信モジュール２の復号器１６３は外部からの信号を入力するようにスイッチ１１５３を切り替える。このように制御を行うことによって、受信モジュール１の復号器１１３には図１３の符号器１３０１で符号化された信号の情報が入力され、受信モジュール２の復号器１６３には図１３の符号器１３０２で符号化された信号が入力され、それぞれ並列に復号処理を施すことができる。ここで、第１の実施形態で説明したのと同様に、本実施形態における復号器１１３，１６３も軟判定復号器を用いても硬判定復号器を用いても構わない。

以上のようにして２つの復号器１１３，１６３で復号された出力のうち、受信モジュール２の復号器１６３で復号した信号はインターフェースを介して受信モジュール１の信号結合器１１０２に入力される。また、受信モジュール１の復号器１１３で復号された信号も受信モジュール１の信号結合器１１０２に入力される。ここで、受信モジュール１の信号結合器１１０２は、図１３に示した無線送信装置の直並列変換部１２０２と逆の規則で、入力された並列信号を直列信号に変換する。以上の信号を送信された情報信号に対する受信結果として出力する。

この時、受信モジュール２におけるＭＩＭＯ受信ウエイト計算部１６１やＭＩＭＯ復調器１１５１、信号結合器１１５２はなんら出力を要求されないので、制御部１１４はクロックの供給を停止してもよい。このように必要ない回路部へのクロックの供給を停止することによって、消費電力の低減を実現することもできる。

なお、本実施形態における詳細を第１の実施形態からの派生として説明してきたが、本実施形態における拡張は第２乃至第７の実施形態のそれぞれに適用することができる。

以上、本実施形態によれば、第１の実施形態の効果に加え、復号の際に各受信モジュールに含まれる復号器を並列に動作させることによって、多重化される信号の数が増加しても復号器を結合前と同一の速度で稼動させることができる。その他、周波数オフセット量の補正において同一の補正量で補正をかけることによってＭＩＭＯ復調器の信号分離における劣化を防ぐことができ、全ての受信モジュールで受信した信号を用いて周波数オフセット量を推定することによってオフセット量の推定精度を高めることができる。また、位相誤差の補正において各受信モジュールで共通の補正量で補正をかけることによりＭＩＭＯ復調器における信号分離の劣化を防ぐことができ、全受信モジュールで受信した信号を用いて位相誤差を推定することによって位相誤差の推定精度を高めることができる。さらに、受信モジュール２における不必要なブロックを停止させることにより、消費電力の浪費を防ぐことができる。

なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

本発明の第１の実施形態に係る無線受信装置のブロック図。図１の無線受信装置が受信する信号のフレームフォーマットを示す図。図１の伝搬路推定部が推定する伝搬路応答行列を示す図。図１の無線受信装置の別例を示すブロック図。本発明の第２の実施形態に係る無線受信装置のブロック図。本発明の第３の実施形態に係る無線受信装置のブロック図。本発明の第４の実施形態に係る無線受信装置のブロック図。本発明の第５の実施形態に係る無線受信装置のブロック図。本発明の第６の実施形態に係る無線受信装置のブロック図。本発明の第７の実施形態に係る無線受信装置のブロック図。本発明の第８の実施形態に係る無線受信装置のブロック図。本発明の第１から第７の実施形態に係る無線受信装置が受信する信号を送信する無線送信装置のブロック図。本発明の第８の実施形態に係る無線受信装置が受信する信号を送信する無線送信装置のブロック図。

符号の説明

１００，１５０，４００，４５０，５００，５５０，６００，６５０，７００，７５０，８００，８５０，９００，９５０，１０００，１０５０，１１００，１１５０…受信モジュール、１０１，１０２，１５１，１５２…無線部、１０３，１０４，１５３，１５４…Ａ／Ｄ変換器、１０５，１５５，６０１，６５１…タイミング同期部、１０６，１５６，７０１，７５１，８０１，８５１…自動周波数制御器、１０９，１５９…伝搬路推定部、１１０，１６０，９０１，９５１，１００１，１０５１…位相補正器、１１１，１６１…ＭＩＭＯ受信ウエイト計算部、１１２，１６２，１１０１，１１５１…ＭＩＭＯ復調器、１１３，１６３…復号器、１１４，１６４，４０１，４５１…制御部、１１５，１６５…スイッチ制御部、１１６，１１７，１１８，１１９，１６６，１６７，１６８，１６９，４０２，４５２，５０１，５５１，１１０３，１１５３…スイッチ、１１０２，１１５２…信号結合器、１２０１，１３０１，１３０２…符号器、１２０２…直並列変換部、１３０３…信号分配部。

Claims

多重化された信号を受信する複数のアンテナと、
前記複数のアンテナに１対１に接続する複数の無線部と、
前記複数の無線部に１対１に接続して、アナログ信号をデジタル信号に変換する複数のアナログデジタル変換部と、
各前記デジタル信号に基づいて各前記デジタル信号にフーリエ変換を適用するタイミングを計算するタイミング計算手段と、
前記複数のアナログデジタル変換部に接続して、前記アナログデジタル変換部の出力である複数のデジタル信号に基づいて、受信したアナログ信号の送信機の周波数と各前記無線部での周波数との誤差である周波数オフセット量を補正した、前記複数の無線部と同数のデジタル信号を生成する第１生成手段と、
前記複数の無線部に１対１に対応して設置され、前記生成された複数のデジタル信号にフーリエ変換を適用する複数のフーリエ変換部と、
前記フーリエ変換された複数のデジタル信号に基づいて伝搬路応答を推定する伝搬路推定手段と、
前記フーリエ変換された複数のデジタル信号に基づいて、前記第１生成手段で補正されなかった誤差について補正し、前記複数の無線部と同数のデジタル信号を生成する第２生成手段と、
前記伝搬路応答に基づいて、前記多重化された信号を分離するための複数のウエイトを計算するウエイト計算手段と、
他のモジュールに接続する第１インターフェースと、
前記伝搬路推定手段と前記ウエイト計算手段との間に設置され、前記伝搬路推定手段と前記ウエイト計算手段とを接続させる状態、または、前記伝搬路推定手段と第１インターフェースとを接続させる状態のいずれか一方に切り替える第１スイッチと、
前記複数のウエイトに基づいて、前記第２生成手段から受け取る前記多重化された信号を分離し復調する分離復調手段と、
他のモジュールに接続する第２インターフェースと、
前記第２生成手段と前記分離復調手段との間に設置され、前記第２生成手段と前記分離復調手段とを接続させる状態、または、前記第２生成手段と第２インターフェースとを接続させる状態のいずれか一方に切り替える、前記複数の無線部と同数の第２スイッチと、
各前記分離復調された信号を復号する復号手段と、
各スイッチの切り替えを制御するスイッチ制御手段と、をそれぞれ具備する第１モジュールと第２モジュールとを備えていて、
前記第１モジュールのスイッチ制御手段は、前記第１モジュールの伝搬路推定手段と前記第１モジュールのウエイト計算手段とを接続するように前記第１モジュールの第１スイッチを制御し、前記第１モジュールの第２生成手段と前記第１モジュールの分離復調手段とを接続するように前記第１モジュールの第２スイッチを制御し、
前記第２モジュールのスイッチ制御手段は、前記第１モジュールのウエイト計算手段がさらに前記第２モジュールの第１インターフェースを介して前記第２モジュールの伝搬路推定手段からの伝搬路応答にも基づいて計算するように前記第２モジュールの第１スイッチを制御し、前記第１モジュールの分離復調手段がさらに前記第２モジュールの第２生成手段から受け取る多重化された信号をも受け取るように前記第２モジュールの第２スイッチを制御し、
前記第１モジュールのウエイト計算手段は、第１モジュールおよび第２モジュールの前記複数のアンテナが受信した複数の信号に対応する数の複数のウエイトを計算し、
前記第１モジュールの分離復調手段は、第１モジュールおよび第２モジュールの複数のアンテナが受信した各信号を合成して、多重化された信号を分離することを特徴とする無線受信装置。
前記第１モジュールのウエイト計算手段は、第１モジュールおよび第２モジュールの前記複数のアンテナが受信した複数の信号が多重化した信号を復調するためのウエイトを計算し、
前記第１モジュールの分離復調手段は、第１モジュールおよび第２モジュールの前記複数のアンテナが受信した多重化された信号を復調することを特徴とする請求項１に記載の無線受信装置。
他のモジュールに接続する第３インターフェースと、
前記タイミング計算手段と前記複数のフーリエ変換部との間に設置され、前記タイミング計算手段と前記複数のフーリエ変換部とを接続させる状態、または、前記複数のフーリエ変換部と第３インターフェースとを接続させる状態のいずれか一方に切り替える第３スイッチと、
前記タイミング計算手段の動作を停止させるか否かを制御するタイミング動作制御手段と、をさらに具備し、
前記第１モジュールのスイッチ制御手段が前記第１モジュールの第３スイッチを制御し前記第１モジュールの複数のフーリエ変換部と前記第１モジュールの第３インターフェースとを接続させ、前記停止制御手段が前記第１モジュールのタイミング計算手段の動作を停止させ、前記第２モジュールのスイッチ制御手段が前記第２モジュールの第３スイッチを制御し、前記第１モジュールの第３インターフェースを介して、前記第１モジュールの複数のフーリエ変換部と前記第２モジュールのタイミング計算手段とを接続させる、
または、前記第１モジュールのスイッチ制御手段が前記第１モジュールの第３スイッチを制御し前記第１モジュールの複数のフーリエ変換部と前記第１モジュールのタイミング計算手段とを接続させ、前記停止制御手段が前記第２モジュールのタイミング計算手段の動作を停止することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の無線受信装置。
前記タイミング計算手段と他のモジュールとを接続する第４インターフェースをさらに具備し、
前記第１モジュールのタイミング計算手段は、前記第４インターフェースを介して前記第２モジュールの複数のアナログデジタル変換部に接続し、これら複数のアナログデジタル変換部からの複数のデジタル信号にも基づいて、前記タイミングを計算することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１つに記載の無線受信装置。
前記第１生成手段と他のモジュールとを接続する第５インターフェースをさらに具備し、
前記第１モジュールの第１生成手段は、前記第５インターフェースを介して前記第２モジュールの第１生成手段に接続し、前記第２モジュールの第１生成手段での周波数オフセット量を受け取り、該周波数オフセット量にも基づいて前記デジタル信号を生成することを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか１つに記載の無線受信装置。
前記第１生成手段と他のモジュールとを接続する第５インターフェースをさらに具備し、
前記第１モジュールの第１生成手段は、前記第５インターフェースを介して前記第２モジュールの複数のアナログデジタル変換部に接続し、これら複数のアナログデジタル変換部からのからの複数のデジタル信号にも基づいて、前記デジタル信号を生成することを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか１つに記載の無線受信装置。
前記第２生成手段と他のモジュールとを接続する第６インターフェースをさらに具備し、
前記第１モジュールの第２生成手段は、前記第６インターフェースを介して前記第２モジュールの第２生成手段に接続し、前記第２モジュールの第２生成手段での補正された誤差を受け取り、該誤差にも基づいて前記デジタル信号を生成することを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか１つに記載の無線受信装置。
前記第２生成手段と他のモジュールとを接続する第７インターフェースをさらに具備し、
前記第１モジュールの第２生成手段は、前記第７インターフェースを介して前記第２モジュールの複数のフーリエ変換部に接続し、これら複数のフーリエ変換部からの複数のデジタル信号にも基づいて、前記デジタル信号を生成することを特徴とする請求項１から請求項７のいずれか１つに記載の無線受信装置。
前記第２モジュールのウエイト計算手段、前記第２モジュールの分離復調手段、および、前記第２モジュールの復号手段の動作を停止する停止制御手段をさらに具備することを特徴とする請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の無線受信装置。
前記複数のアンテナが２つの符号器で符号化された信号を受信する場合に、前記分離復調手段は、復調した複数の信号を前記２つの符号器に対応して第１復調信号と第２復調信号に選別し、
他のモジュールに接続する第８インターフェースと、
前記分離復調手段と前記復号手段との間に設置され、前記分離復調手段から前記第１復調信号を前記復号手段に出力させる状態、または、前記第８インターフェースと前記復号手段とを接続させる状態のいずれか一方に切り替える第４スイッチと、
前記第１モジュールの復号手段と前記第２モジュールの復号手段とから出力される前記復号された信号を直列信号に変換する直列変換手段と、をさらに具備し、
前記第１モジュールのスイッチ制御手段は、前記第１モジュールの分離復調手段から前記第１復調信号を前記第１モジュールの復号手段に出力するように前記第１モジュールの第４スイッチを制御し、前記第２モジュールのスイッチ制御手段は、前記第２モジュールの第８インターフェースと前記第２モジュールの復号手段とを接続して、前記第１モジュールの分離復調手段から前記第２復調信号を前記第２モジュールの復号手段に出力するように第２モジュールの第４スイッチを制御することを特徴とする請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の無線受信装置。
前記第２モジュールのウエイト計算手段、前記第２モジュールの分離復調手段、および、前記第２モジュールの直列変換手段の動作を停止する停止制御手段をさらに具備することを特徴とする請求項１０に記載の無線受信装置。