JP4496673B2

JP4496673B2 - Ｏｆｄｍ方式の送受信機

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Publication number: JP4496673B2
Application number: JP2001173035A
Authority: JP
Inventors: 田中　　誠; 松ヶ谷　　和沖
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2001-06-07
Filing date: 2001-06-07
Publication date: 2010-07-07
Anticipated expiration: 2021-06-07
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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、データを周波数分割して並列伝送するＯＦＤＭ伝送方式を用いたＯＦＤＭ送受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、無線を利用した大容量通信に用いる変調方式として、ＯＦＤＭ（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙｄｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）が注目されている。このＯＦＤＭ方式とは、データを周波数分割して並列伝送することで、１つのデータを長い時間かけて送ることができるため、電送帯域内の特定周波数の信号が落ち込む、いわゆる周波数選択性フェージングの影響を軽減することができる。
【０００３】
また、周波数軸上にてキャリア間隔を密に配置することで周波数利用効率を高めている。さらにカードインターバルと呼ばれるシンボルのコピー信号をそのシンボルに対して付加することで、遅延波が到来した場合でも他のシンボルからの干渉を防ぐことができる。
【０００４】
通常、ＯＦＤＭ方式では、周波数選択性フェージングにより受信レベルが落ち込んだサブキャリアの信号を、残りのサブキャリア情報から誤り訂正を用いて復元する。従って、遅延分散の大きな環境においては、より訂正能力の高い訂正が必要となる。この訂正能力の高い訂正を行うためには、訂正を行うための符号を多く必要とするので、実質的な信号の伝送速度が低下してしまう。
【０００５】
これに対し、複数のアンテナ素子で受信した信号を合成（若しくは、選択）するダイバーシチ受信をＯＦＤＭ方式に適用した受信機が提案されており、サブキャリアごとに信号と雑音との比を最大にする、いわゆる最大比合成が最も性能がよいことが知られている。
【０００６】
この技術を用いることで、あるアンテナ素子で受信信号のレベルが低下していても、その受信信号のサブキャリア情報を、他のアンテナ素子で受信した同一サブキャリア情報で復元することが可能になり、遅延分散の大きな環境においても、誤り訂正能力を上げることなく品質の良い通信が可能になる。
【０００７】
以下、ＯＦＤＭ方式の受信機に最大比合成を適用した具体例につき図７を用いて説明する。
【０００８】
ＯＦＤＭ方式の受信機は、アンテナ素子１０〜１３、シリアル−パラレル変換部（Ｓ／Ｐ）２０〜２３、高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）３０〜３３、伝搬路推定部４０〜４３、ウエイト算出部（最大比合成ウエイト算出）５０、最大比合成部６０、復調部７０、及び、パラレル−シリアル変換部（Ｐ／Ｓ）８０から構成される。
【０００９】
ここで、ＯＦＤＭ信号のフォーマットの一例につき図８を用いて説明する。ＯＦＤＭ信号は、図７に示すように、時間軸上において、タイミング検出用既知信号Ｔ、及び、伝送路推定用既知信号ＣＳが、各有効シンボルＤ１〜ＤＮ（Ｎは整数）に先だって配置されている。
【００１０】
タイミング検出用既知信号Ｔは、時間軸上にて所定信号を繰り返すように構成されて、伝送路推定用既知信号ＣＳは、周波数軸上に既知のサブキャリア信号（以下、既知サブキャリア信号という）がそれぞれ配列されて成る。
【００１１】
有効シンボルＤ１〜ＤＮは、データシンボル｛Ｄａｔａ（１）〜Ｄａｔａ（ｎｓｙｍ）｝とこのデータシンボル毎にそのデータシンボルに先だつガードインターバルＧＩとからなる。ガードインターバルＧＩは、データシンボル毎にそのデータシンボルのうち、後側の所定期間部分を複写されたものである。このデータシンボルは、周波数軸上にサブキャリア信号（以下、データサブキャリア信号という）がそれぞれ配列されて成る。この有効シンボルのサブキャリア信号は、データが、ＢＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ等のデジタル変調されたものである。
【００１２】
図６において、アンテナ素子１０〜１３で受信されたＯＦＤＭ信号は、それぞれ、ＲＦ／ＩＦ回路（図示しない）を経て増幅、周波数変換されて、ベクトル復調部（図示しない）に入力された後、アナログＩ（実部）、Ｑ（虚部）信号に復調される。このアナログＩ、Ｑ信号を基に、同期、ＡＦＣ（ＡＵＴＯＦｒｅｑｕｅｎｃｙＣｏｔｒｏｌ）、ガードインターバル除去等のＯＦＤＭ復調に必要な処理が行われる。
【００１３】
このように、ガードインターバル除去等の処理が成されたそれぞれの信号は、シリアル−パラレル変換部２０〜２３でシリアル−パラレル変換されて、そのパラレル変換された信号（以下、パラレル信号という）は、アンテナ素子毎に、高速フーリエ変換部３０〜３３に入力される。高速フーリエ変換部３０〜３３は、アンテナ素子毎に、パラレル信号を高速フーリエ処理することで、ＯＦＤＭ信号をＯＦＤＭ復調する。
【００１４】
ここで、ＯＦＤＭ信号は、上述の如く、時間軸上にて、伝送路推定用既知信号ＣＳ、及び、各有効シンボルＤ１〜ＤＮを有するため、高速フーリエ変換部３０〜３３は、伝送路推定用既知信号ＣＳの各既知サブキャリア信号を求めるとともに、有効シンボル毎に各データサブキャリア信号を求める。
【００１５】
ここで、高速フーリエ変換部３０〜３３で求められた各データサブキャリア信号を、図９（ａ）に示す。
【００１６】
この図９（ａ）において、横軸は周波数を示し、符号ＤＳ１〜ＤＳ６は、高速フーリエ変換部で求められた各データサブキャリア信号を示す。ＯＦＤＭ信号のデータサブキャリア信号は、それぞれ、同一タイミングで受信されたものであっても、位相と振幅とが異なる。これは、ＯＦＤＭ信号は、その伝送路で歪みを受けているからである。
【００１７】
そこで、伝搬路推定部４０〜４３は、データサブキャリア信号を、例えば、伝送路推定用既知信号ＣＳを用いて補正する。伝搬路推定部４０〜４３は、アンテナ素子毎に設けられており、伝搬路推定部４０〜４３には、予め、伝送路推定用既知信号ＣＳの既知サブキャリア信号のレプリカ（図８（ｂ）中、Ｒ１〜Ｒ６）がそれぞれ保持されている。
【００１８】
伝搬路推定部４０〜４３は、高速フーリエ変換部３０〜３３で求められた各データサブキャリア信号を、既知サブキャリア信号のレプリカでそれぞれ複素除算することにより、伝送路の周波数特性を示す伝送路推定値を既知サブキャリア信号毎に求める。
【００１９】
換言すれば、伝搬路推定部４０〜４３は、受信された伝送路推定用既知信号ＣＳを伝送路推定用既知信号ＣＳのレプリカで既知サブキャリア毎に複素除算することで、既知サブキャリア毎の伝送路推定値を求める。
【００２０】
ウエイト算出部５０は、既知サブキャリア毎の伝送路推定値に基づいて最大比合成ウエイトＷを求める。ここで、ｉ番目のアンテナ素子、第ｌ番目の有効シンボル、第ｋ番目のデータサブキャリア信号に作動させる伝搬路推定値をｈ（ｌ、ｋ）とすると、最大比合成ウエイトＷは、数式１に示すように、（アンテナ素子の数）×（データサブキャリア信号の数）のマトリックスで与えられる。
【００２１】
【数１】

【００２２】
ここで、数式１に示すように、最大比合成ウエイトＷの各要素は、データサブキャリア信号毎に設けられており、各要素は、それぞれ、伝搬路推定値を伝搬路推定値の大きさ（二乗値）電力レベルで除算される｛ｈｉ（ｌ、ｋ）／｜ｈｉ（ｌ、ｋ）｜²｝。また、最大比合成部６０は、最大比合成ウエイトＷを用いてデータサブキャリア信号を最大比合成する。
【００２３】
ここで、ｉ番目のアンテナ素子、第ｌ番目の有効シンボル、第ｋ番目のデータサブキャリア信号を、ｘ（ｌ、ｋ）とすると、データサブキャリア信号の最大比合成は、数式１の処理で行われる。Ｍは、アンテナ素子番号、＊は、複素共役を示す。
【００２４】
【数２】

【００２５】
最大比合成において、アンテナ素子毎の同一データサブキャリア信号が、その歪みを、伝搬路推定値で補正されて、この補正されたアンテナ素子毎の同一データサブキャリア信号が合成される。このため、最大比合成部６０は、数式２に示すように、データサブキャリア信号毎に合成信号ｚ（ｌ、ｋ）を出力する。
【００２６】
復調部７０は、合成信号ｚ（ｌ、ｋ）を、ＢＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ等のデジタル復調し、この復調された合成信号ｚ（ｌ、ｋ）をパラレル−シリアル変換部８０でパラレル−シリアル変換されて復調データが求められる。
【００２７】
ここで、最大比合成とは、上述の如く、受信信号の信号レベルを上げ、受信信号の雑音レベルを下げるものである。このことを、アンテナ素子１０〜１３の動作で見た場合、信号レベルを上げることは、信号エネルギーの強い方向に受信のメインビームを向ける。雑音レベルを下げることは、受信のサイドローブレベルを下げることになる。この結果、受信のメインビームを、目的方向に向けることができる。
【００２８】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述したＯＦＤＭ方式の受信機では、最大比合成ウエイトＷを用いて、受信のメインビームを目的方向に受信のメインビームを向けている。すなわち、最大比合成ウエイトＷを用いて、アンテナ素子１０〜１３の受信ビームがフォーミングされる。
【００２９】
本発明者等の検討によれば、最大比合成ウエイトＷは、既知サブキャリア信号毎の伝搬路推定値を有する情報であるため、最大比合成ウエイトＷを用いて、受信のメインビームと同一の目的方向に送信のメインビームを向けることができると考えられる。これにより、最大比合成ウエイトＷを用いれば、簡素な処理で、送信ビームをフォーミングできると考えた。
【００３０】
本発明は、上記点に鑑み、最大比合成ウエイトを用いて送信ビームをフォーミングできるＯＦＤＭ方式の送受信機を提供することを目的とする。
【００３１】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記目的を達成するために、請求項１、４に記載の発明では、周波数軸上に各受信既知サブキャリア信号を配置されてなる受信既知信号を、それぞれ、受信するとともに、周波数軸上に各受信データサブキャリア信号を配置されてなる受信データ信号を、それぞれ、受信する各アンテナ素子（１０…１３）と、受信されたそれぞれの受信既知信号をアンテナ素子毎にフーリエ変換して各受信既知サブキャリア信号を抽出するとともに、受信されたそれぞれの各受信データ信号をアンテナ素子毎にフーリエ変換して受信データサブキャリア信号を抽出するフーリエ変換手段（３０〜３３）と、アンテナ素子毎に抽出された各受信既知サブキャリア信号に応じて、各受信データサブキャリア信号の伝搬路推定値を、受信既知サブキャリア信号毎に推定する推定手段（４０〜４３）と、受信既知サブキャリア信号毎の伝搬路推定値に応じて、アンテナ素子毎の受信データサブキャリア信号を最大比合成するための最大比合成ウエイトを求めるウエイト算出手段（５０）と、周波数軸上に各送信サブキャリア信号を配置して送信データ信号を生成する生成手段（１２０）と、アンテナ素子毎に設けられて、送信データに送信ウエイトを乗算して各アンテナ素子に出力する乗算手段（１６０〜１６３）と、最大比合成ウエイトに応じて、送信ウエイトを設定する設定手段（１４０）とを有することを特徴とする。
【００３２】
これにより、最大比合成ウエイトに応じて送信ウエイトを求め、この送信ウエイトを設定するため、簡素な処理で、送信ビームフォーミングできる。
【００３３】
具体的には、請求項１に記載の発明のように、ウエイト算出手段は、アンテナ素子と受信データサブキャリア信号とに対応する各ウエイトを、最大比合成ウエイトとして求め、設定手段は、伝搬路推定値の大きさを受信既知サブキャリア信号毎に加算して各加算値を求める加算手段と、各加算値のうち最大値を求めるとともに、最大比合成ウエイトのうち最大値に対応するウエイトを選択する選択手段と、選択されたウエイトを送信ウエイトとして乗算手段に出力する出力手段とを有するように構成できる。
【００３４】
ここで、請求項２に記載の発明のように、出力手段は、選択されたウエイトの位相情報を送信ウエイトとして出力してもよい。さらに、請求項３に記載の発明のように、出力手段は、選択されたウエイトの位相情報及び振幅情報を送信ウエイトとして出力してもよい。
【００３５】
請求項４に記載の発明では、設定手段は、最大比合成ウエイトのうち２つ以上のウエイトを平均して平均ウエイトを求める平均手段と、平均ウエイトを送信ウエイトとして乗算手段に出力する出力手段とを有することを特徴とする。これにより、精度の良い送信ウエイトが求まる。請求項５に記載の発明では、出力手段は、平均ウエイトの位相情報を送信ウエイトとして出力することを特徴とする。
【００３６】
請求項６に記載の発明では、出力手段は、平均ウエイトの位相情報及び振幅情報を送信ウエイトとして出力することを特徴とする。
【００３９】
因みに、上記各手段の括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示す一例である。
【００４０】
【発明の実施の形態】
（第１実施形態）
図１に本発明に係るＯＦＤＭ方式の送受信機の第１実施形態を示す。図１は、ＯＦＤＭ方式の送受信機の電気回路構成を示すブロック図である。
【００４１】
ＯＦＤＭ方式の送受信機は、図１に示すように、アンテナ素子１０〜１３、受信機１、送信機２、及びスイッチ９０〜９３から構成されている。受信機１は、シリアル−パラレル変換部（Ｓ／Ｐ）２０〜２３、高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）３０〜３３、伝搬路推定部４０〜４３、ウエイト算出部（最大比合成ウエイト算出）５０、最大比合成部６０、復調部７０、及び、パラレル−シリアル変換部（Ｐ／Ｓ）８０から構成される。
【００４２】
送信機２は、シリアル−パラレル変換部（Ｓ／Ｐ）１００、変調部１１０、逆フーリエ変換部（ｉＦＦＴ）１２０、パラレル−シリアル変換部（Ｐ／Ｓ）１３０、ウエイト選択部１４０、規格化部１５０、及び、乗算部１６０〜１６３から構成されている。但し、図１において、図７中の同一符号は、同一物、或いは、実質的同一物である。
【００４３】
送信機２において、シリアル−パラレル変換部１００は、変調データをシリアル−パラレル変換しパラレル信号を出力し、変調部１１０は、パラレル信号を例えば、１６ＱＡＭ（或いは、ＢＳＫ、ＱＰＳＫ）等のデジタル変調して変調データを出力する。逆フーリエ変換部１２０は、変調部１１０の変調データを逆フーリエ変換して送信データ信号を出力し、この送信データ信号は、周波数軸上に各送信サブキャリア信号が配置されて構成される。
【００４４】
パラレル−シリアル変換部１３０は、送信データ信号をパラレル−シリアル変換してシリアル信号を出力し、ウエイト選択部１４０は、後述する如く、最大比合成ウエイトＷにおいて送信ウエイトを選択する。規格化部１５０は、ウエイト選択部１４０で選択された送信ウエイトの振幅を、送信機のダイナミックレンジに合わせて規格化して規格化送信ウエイトを出力する。
【００４５】
乗算部１６０〜１６３は、アンテナ素子毎に設けられており、乗算部１６０〜１６３は、規格化送信ウエイトにシリアル信号を乗算し乗算信号をアンテナ素子１０〜１３に、それぞれ、出力する。また、スイッチ９０〜９３は、アンテナ素子毎に設けられており、スイッチ９０〜９３は、受信機１及び送信機２の一方とアンテナ素子１０〜１３とを接続するとともに、受信機１及び送信機２の他方とアンテナ素子１０〜１３とを開放する。
【００４６】
以下、本第１実施形態の作動につき述べる。先ず、スイッチ９０〜９３は、受信機１のシリアル−パラレル変換部２０〜２３とアンテナ素子１０〜１３とを接続するとともに、送信機２の乗算部１６０〜１６３とアンテナ素子１０〜１３とを開放する。
【００４７】
すると、アンテナ素子１０〜１３は、ＯＦＤＭ信号を受信しこのＯＦＤＭ信号は、スイッチ９０〜９３を通して受信機１に入力されて、上述と同様に、ウエイト算出部５０にて最大比合成ウエイトＷが求められて、この最大比合成ウエイトＷがウエイト選択部１４０に入力される。
【００４８】
次に、スイッチ９０〜９３は、受信機１のシリアル−パラレル変換部２０〜２３とアンテナ素子１０〜１３とを開放するとともに、送信機２の乗算部１６０〜１６３とアンテナ素子１０〜１３とを接続する。
【００４９】
ここで、シリアル−パラレル変換部９０は、変調データをシリアル−パラレル変換しパラレル信号を出力すると、変調部１００は、パラレル信号をデジタル変調して変調データを出力する。さらに、逆フーリエ変換部１２０は、変調部１００の変調データを逆フーリエ変換して送信データ信号を出力すると、パラレル−シリアル変換部１３０は、送信データ信号をパラレル−シリアル変換してシリアル信号を出力する。
【００５０】
次に、ウエイト選択部１４０は、以下に示す如く、最大比合成ウエイトＷにおいて送信ウエイトを求める。先ず、図２では、上記数式１示す最大比合成ウエイトＷは、上述の如く、（アンテナ素子の数）×（サブキャリア信号の数）のマトリックスで与えられる。
【００５１】
最大比合成ウエイトＷの各要素の分母は、伝搬路推定値の大きさ｛｜ｈ（ｌ、ｋ）｜²｝を示し、最大比合成ウエイトＷの各要素の分母を列ごとに足し合わせると、数式３に示すベクトルＰが求まる。ベクトルＰは、数式４に示す列毎の加算値ｐ（ｌ、ｋ）を要素として構成されている。
【００５２】
最大比合成ウエイトＷの要素の列は、同一受信既知サブキャリア信号に対応するため、加算値Ｐとして、伝搬路推定値の大きさを受信既知サブキャリア信号毎に加算した値が求まる。
【００５３】
【数３】
Ｐ＝［ｐ（ｌ、１）ｐ（ｌ、２）ｐ（ｌ、３） …ｐ（ｌ、ｋ）］
【００５４】
【数４】

【００５５】
ここで、最大比合成ウエイトＷの各要素の分母は、数式２にから分かるように、合成信号ｚ（ｌ、ｋ）のスケーリング（振幅）をデータサブキャリア信号ごとに揃える役割を果たす。
【００５６】
次に、数式３の加算値Ｐのうち最大値ｐｍａｘを求め、この最大値ｐｍａｘは、各受信既知サブキャリア信号のうち、最大の信号レベルのサブキャリア信号を示す。このため、最大比合成ウエイトＷのうち、最大値ｐｍａｘに対応する要素が、加算値Ｐのうち最も信頼性の高いウエイトになる。ベクトルＰのうち最大値ｐｍａｘの列番号を求め、最大比合成ウエイトＷのうち、最大値ｐｍａｘの列番号の各要素を、送信ウエイトＷｔｘとして選択する（選択手段）。
【００５７】
ここで、最大値ｐｍａｘの列番号として列番号ｎを選択するとき、最大比合成ウエイトＷは、極座標で表現すると、数式５で表すことができるため、数式６で表すウエイトＷｔが求められる。
【００５８】
【数５】

【００５９】
【数６】

【００６０】
次に、数式６に表すウエイトＷｔの各要素のうち、振幅を除く位相だけを数式７に示す送信ウエイトＷｔｘとして、規格化部１５０を通して乗算器１６０〜１６３に出力して設定する（出力手段）。
【００６１】
【数７】

【００６２】
以上により、ウエイト選択部１４０は、最大比合成ウエイトＷに応じて送信ウエイトＷｔｘを求め、この送信ウエイトＷｔｘを乗算器１６０〜１６３に設定するため、簡素な処理で、送信ビームをフォーミングできる。
【００６３】
なお、上記第１実施形態では、数式６で表すウエイトＷｔの各要素のうち、位相だけを送信ウエイトＷｔｘとして求める例につき説明したが、これに限らず、送信ウエイトＷｔｘに代えて、数式６で表すウエイトＷｔを乗算器１６０〜１６３に出力してもよい。これにより、ウエイトＷｔの位相だけでなく、振幅をも、乗算器１６０〜１６３に出力することになる。
（第２実施形態）
上記第１実施形態では、最大比合成ウエイトＷのうち、最大値ｐｍａｘの列番号の各要素を、送信ウエイトＷｔｘとして選択する例につき説明したが、これに限らず、最大比合成ウエイトＷのうち２つ以上の要素を加算平均してその結果を送信ウエイトＷｔｚとして出力するようにしてもよい。
【００６４】
具体的には、ウエイト選択部１４０は、次のように、送信ウエイトＷｔｚを求める。先ず、図４において、ベクトルＰの各要素ｐ（ｌ、ｋ）をその大きいものから順に並び替えて、大きいものからｎ個の要素を選ぶ。これにより、信頼性の高いものからｎ個の要素を選ぶことができる。
【００６５】
ここで、最大比合成ウエイトＷのうち、ｎ個の要素の列番号に対応するマトリックス（以下、ｎ列マトリックスＷＲという）を選ぶ。このｎ列マトリックスＷＲは、数式８に示すように、ｎ×（サブキャリア信号の数）のマトリックスで与えられる。
【００６６】
ここで、数式８に示すｎ列マトリックスＷＲでは、ｎ個のサブキャリア信号の番号ｋとして、１、１６、３２、３７が選択されている（ｋ＝１、１６、３２、３７）。
【００６７】
【数８】

【００６８】
次に、ｎ列マトリックスＷＲにおいて、各要素を行毎（サブキャリア毎）に加算することにより、数式９に示すウエイトＷｔｔを求める。このウエイトＷｔｔは、アンテナ毎の要素から構成されている。さらに、ウエイトＷｔｔの各要素のうち、振幅を除く位相だけを、数式１０に示す送信ウエイトＷｔａとして、規格化部１５０を通して乗算器１６０〜１６３に出力して設定する。
【００６９】
【数９】

【００７０】
【数１０】

【００７１】
なお、本発明の実施にあたり、送信ウエイトＷｔａを規格化部１５０を通して乗算器１６０〜１６３に出力するのに限らず、送信ウエイトＷｔａに代えて、ウエイトＷｔｔを乗算器１６０〜１６３に出力するようにしてもよい。これにより、ウエイトＷｔｔの各要素の位相及び振幅を乗算器１６０〜１６３に出力することになる。
【００７２】
（第３実施形態）
上記第１、第２実施形態では、送信ウエイトとして、アンテナ素子毎に設定した例につき説明したが、本第３実施形態では、アンテナ素子毎で、かつ、サブキャリア毎に送信ウエイトを設定する例につき説明する。この場合の構成を、図５に示す。
【００７３】
図５に示すように、本第３実施形態では、上記第１実施形態にて述べた送信機２に代えて、送信機２Ａが採用されている。この送信機２Ａは、シリアル−パラレル変換部（Ｓ／Ｐ）１００、変調部１１０Ａ、逆フーリエ変換部（ｉＦＦＴ）１７０〜１７３、パラレル−シリアル変換部（Ｐ／Ｓ）１８０〜１８３、ウエイト選択部１４０Ａ、規格化部１５０Ａ、及び、乗算部１６０Ａ〜１６３Ａから構成されている。
【００７４】
その他の構成は図１と同一で、図５において、図１中の同一符号は、同一物、或いは、実質的同一物である。
【００７５】
送信機２Ａにおいて、シリアル−パラレル変換部１００は、変調データをシリアル−パラレル変換しパラレル信号を出力し、変調部１１０は、パラレル信号をデジタル変調して変調データを出力する。乗算部１６０Ａ〜１６３Ａは、後述する送信ウエイトを変調データに乗算して乗算信号を出力する。
【００７６】
逆フーリエ変換部１２０は、乗算部１６０Ａ〜１６３Ａの乗算信号を逆フーリエ変換して送信データ信号を出力する。送信データ信号は、周波数軸上に送信サブキャリア信号が配置されて構成されており、本第３実施形態の送信サブキャリア信号としては、乗算信号が採用される。
【００７７】
パラレル−シリアル変換部１３０は、送信データ信号をパラレル−シリアル変換してシリアル信号をスイッチ９０〜９３を通してアンテナ１０〜１３に出力する。ウエイト選択部１４０Ａは、最大比合成ウエイトＷにおいて送信ウエイトを選択する。規格化部１５０Ａは、ウエイト選択部１４０Ａで選択された送信ウエイトの振幅を、送信機のダイナミックレンジに合わせて規格化して出力する。
【００７８】
以上のように構成された第３実施形態の送信機２Ａにおいて、ウエイト選択部１４０Ａは、数式１０に示すように、最大比合成ウエイトＷのうち位相だけを、数式１１に示す送信ウエイトＷｔｚとして、乗算部１６０〜１６３に出力する。これにより、送信ウエイトＷｔｚが送信サブキャリア信号毎に設定される。
【００７９】
【数１１】

【００８０】
従って、パラレル−シリアル変換部１３０は、送信データ信号をパラレル−シリアル変換してシリアル信号をスイッチ９０〜９３を通してアンテナ１０〜１３に出力する。これにより、アンテナ１０〜１３からの送信ビームをフォーミングできる。
【００８１】
なお、上記第３実施形態では、最大比合成ウエイトＷのうち位相だけを、送信ウエイトＷｔｚとして、乗算部１６０〜１６３に出力する例につき説明したが、これに限らず、次のように、送信ウエイトＷｔｚに代えて、送信ウエイトＷｔｙを求めるようにしてもよい。
【００８２】
すなわち、数式３に示すベクトルＰの各要素の各々の逆数を求め、これら逆数にスケーリングファクタαを掛けると、数式１２に示すベクトルＢを求める。
【００８３】
【数１２】

【００８４】
【数１３】

【００８５】
さらに、数式１３に示すように、数式１２に示すベクトルＢと数式１１に示す送信ウエイトＷｔｚとの行列積を求め、この行列積を、送信ウエイトＷｔｙとして、乗算部１６０〜１６３に出力する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るＯＦＤＭ送受信機の第１実施形態の電気回路構成を示すブロック図である。
【図２】上記第１実施形態の作動を説明する為の図である。
【図３】上記第１実施形態の作動を説明する為の図である。
【図４】本発明に係る第２実施形態の作動を説明する為の図である。
【図５】本発明に係るＯＦＤＭ送受信機の第３実施形態の電気回路構成を示すブロック図である。
【図６】上記第３実施形態の作動を説明する為の図である。
【図７】従来のＯＦＤＭ送受信機の電気回路構成を示すブロック図である。
【図８】ＯＦＤＭ信号のフォーマットの一例を示す図である。
【図９】図７に示す作動を説明する為の図である。
【符号の説明】
９０…シリアル−パラレル変換部、１００…変調部、
１２０…逆フーリエ変換部、１３０…パラレル−シリアル変換部、
１４０…ウエイト選択部、１６０〜１６３…乗算器。

Claims

周波数軸上に各受信既知サブキャリア信号を配置されてなる受信既知信号を、それぞれ、受信するとともに、前記周波数軸上に各受信データサブキャリア信号を配置されてなる受信データ信号を、それぞれ、受信する各アンテナ素子（１０…１３）と、
前記受信されたそれぞれの受信既知信号をアンテナ素子毎にフーリエ変換して前記各受信既知サブキャリア信号を抽出するとともに、前記受信されたそれぞれの前記各受信データ信号を前記アンテナ素子毎に前記フーリエ変換して前記受信データサブキャリア信号を抽出するフーリエ変換手段（３０〜３３）と、
前記アンテナ素子毎に抽出された各受信既知サブキャリア信号に応じて、前記各受信データサブキャリア信号の伝搬路推定値を、受信既知サブキャリア信号毎に推定する推定手段（４０〜４３）と、
前記受信既知サブキャリア信号毎の伝搬路推定値に応じて、前記アンテナ素子毎の前記受信データサブキャリア信号を最大比合成するための最大比合成ウエイトを求めるウエイト算出手段（５０）と、
前記周波数軸上に各送信サブキャリア信号を配置して送信データ信号を生成する生成手段（１２０）と、
前記アンテナ素子毎に設けられて、前記送信データに送信ウエイトを乗算して前記各アンテナ素子に出力する乗算手段（１６０〜１６３）と、
前記最大比合成ウエイトに応じて、前記送信ウエイトを設定する設定手段（１４０）と、を有し、
前記ウエイト算出手段は、前記アンテナ素子と前記受信データサブキャリア信号とに対応する各ウエイトを、前記最大比合成ウエイトとして求め、
前記設定手段は、
前記伝搬路推定値の大きさを前記受信既知サブキャリア信号毎に加算して各加算値を求める加算手段と、
前記各加算値のうち最大値を求めるとともに、前記最大比合成ウエイトのうち前記最大値に対応するウエイトを選択する選択手段と、
前記選択されたウエイトを前記送信ウエイトとして前記乗算手段に出力する出力手段と
を有することを特徴とするＯＦＤＭ方式の送受信機。
前記出力手段は、前記選択されたウエイトの位相情報を前記送信ウエイトとして出力することを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ方式の送受信機。
前記出力手段は、前記選択されたウエイトの位相情報及び振幅情報を前記送信ウエイトとして出力することを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ方式の送受信機。
周波数軸上に各受信既知サブキャリア信号を配置されてなる受信既知信号を、それぞれ、受信するとともに、前記周波数軸上に各受信データサブキャリア信号を配置されてなる受信データ信号を、それぞれ、受信する各アンテナ素子（１０…１３）と、
前記受信されたそれぞれの受信既知信号をアンテナ素子毎にフーリエ変換して前記各受信既知サブキャリア信号を抽出するとともに、前記受信されたそれぞれの前記各受信データ信号を前記アンテナ素子毎に前記フーリエ変換して前記受信データサブキャリア信号を抽出するフーリエ変換手段（３０〜３３）と、
前記アンテナ素子毎に抽出された各受信既知サブキャリア信号に応じて、前記各受信データサブキャリア信号の伝搬路推定値を、受信既知サブキャリア信号毎に推定する推定手段（４０〜４３）と、
前記受信既知サブキャリア信号毎の伝搬路推定値に応じて、前記アンテナ素子毎の前記受信データサブキャリア信号を最大比合成するための最大比合成ウエイトを求めるウエイト算出手段（５０）と、
前記周波数軸上に各送信サブキャリア信号を配置して送信データ信号を生成する生成手段（１２０）と、
前記アンテナ素子毎に設けられて、前記送信データに送信ウエイトを乗算して前記各アンテナ素子に出力する乗算手段（１６０〜１６３）と、
前記最大比合成ウエイトに応じて、前記送信ウエイトを設定する設定手段（１４０）と、を有し、
前記設定手段は、
前記最大比合成ウエイトのうち２つ以上のウエイトを平均して平均ウエイトを求める平均手段と、
前記平均ウエイトを前記送信ウエイトとして前記乗算手段に出力する出力手段と
を有することを特徴とするＯＦＤＭ方式の送受信機。
前記出力手段は、前記平均ウエイトの位相情報を前記送信ウエイトとして出力することを特徴とする請求項４に記載のＯＦＤＭ方式の送受信機。
前記出力手段は、前記平均ウエイトの位相情報及び振幅情報を前記送信ウエイトとして出力することを特徴とする請求項４に記載のＯＦＤＭ方式の送受信機。