JP4481857B2 - 電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、負荷に安定化した直流電力を供給する電源装置に関する。

負荷に安定化した直流電圧を供給し、設定電流を超えた負荷電流が流れた時に、電圧を垂下させて、過電流保護を行う各種の構成又は定電流供給を行う各種の電源装置が知られている。例えば、図６は、従来例の電源装置の説明図であり、（Ａ）はその電源装置のブロック図、（Ｂ）〜（Ｄ）は電圧変換部の構成の概要説明図、（Ｅ）は特性説明図を示すもので、６１は電圧変換部、６２は整流回路、６３は平滑回路、６４は制御回路、６５は出力電流検出回路、６６は出力電圧検出回路、６７は電流検出部、６８は負荷、Ｄ１，Ｄ２はダイオード、ＯＰＡ１，ＯＰＡ２は演算増幅器、Ｖｒ１，Ｖｒ２は基準電圧、Ｖｉｎは入力電圧、Ｖｏｕｔは出力電圧、Ｖａは制御回路６４に加える電圧、Ｖｂは演算増幅器ＯＰＡ１の出力電圧、Ｖｃは演算増幅器ＯＰＡ２の出力電圧を示し、演算増幅器ＯＰＡ１や基準電圧Ｖｒ１を含む構成により、負荷６８に印加する出力電圧Ｖｏｕｔを制御する為の出力電圧制御部を構成し、演算増幅器ＯＰＡ２や基準電圧Ｖｒ２を含む構成により、負荷６８に供給する出力電流を制御する為の出力電流制御部を構成している。

この電源装置は、図６の（Ｅ）に示すように、出力電流が設定値以下の場合に、出力電圧制御部による制御によって、出力電圧を設定した一定値となるように制御し、又出力電流が設定値を超える状態となると、電流制御部による制御によって、設定値を超えないように一定値に制御するものであり、電圧変換部６１は、例えば、（Ｂ）に示すように、トランスの一次側の電流をスイッチングトランジスタによりスイッチングし、二次側の誘起電圧を整流回路６２に加える絶縁型のスイッチングレギュレータ構成、又は（Ｃ）に示すように、スイッチングトランジスタを電源側と負荷側との間に直列的に接続した非絶縁型のスイッチングレギュレータ構成、又は（Ｄ）に示すように、電源側と負荷側との間に直列的に接続したトランジスタのベース電圧制御を行うシリーズレギュレータ構成等を適用することができるもので、制御回路６４は、電圧変換部６１の構成に対応した構成を有するものである。

又コンデンサ等を含む構成の平滑回路６３から負荷６８に印加する出力電圧Ｖｏｕｔを出力電圧検出回路６６により検出して、演算増幅器ＯＰＡ１により基準電圧Ｖｒ１と比較し、その差分の出力電圧Ｖｂを、ダイオードＤ１を介して制御回路６４に入力し、又抵抗やカレントトランス等による電流検出部６７により検出した電流値を出力電流検出回路６５に入力し、その出力電流検出回路６５の出力電圧と基準電圧Ｖｒ２と演算増幅器ＯＰＡ２により比較し、その差分の出力電圧Ｖｃを、ダイオードＤ２を介して制御回路６４に入力する。この場合、制御回路６４に入力する制御電圧Ｖａが低い程、出力電圧Ｖｏｕｔを低下させ、反対に制御電圧Ｖａが高い程、出力電圧Ｖｏｕｔを上昇させるように、電圧変換部６１のスイッチングのオン期間の制御又はシリーズレギュレータのトランジスタのベース電圧を制御する。

従って、ダイオードＤ１の両端に印加される電圧をＶＤ１とすると、Ｖａ−ＶＤ１＝Ｖｂの関係が維持されるように、電圧変換部６１が制御回路６４により制御され、図６の（Ｅ）の出力電圧Ｖｏｕｔが一定になるように制御される電圧制御領域となる。この時、基準電圧Ｖｒ１に対して出力電流検出回路５の検出値が小さいので、Ｖａ＜＜Ｖｃの関係となる。この電圧制御領域に於いて、出力電流が増加して、演算増幅器ＯＰＡ２の出力電圧Ｖｃが負極性で増加し、ダイオードＤ２の両端の電圧をＶＤ２として、Ｖａ−ＶＤ２＝Ｖｃとなると、Ｖａ＜＜Ｖｂの関係となり、出力電流が一定となるように、電圧変換部６１を制御する。この状態を、図６の（Ｅ）に於いて電流制御領域として示しており、定電流制御又は過電流保護を行うことができる。従って、この電流制御領域により負荷６８に定電流を供給する定電流電源装置を構成することもできる。

又前述の電圧変換部６１を、（Ｂ）に示すスイッチングレギュレータ構成とし、そのトランスに三次巻線を設け、その三次巻線の誘起電圧を、制御回路６４の動作電圧として供給し、負荷変動等に伴う電圧低下による制御の安定化を図る電源装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００４−３０４８８６号公報

従来例の出力電圧Ｖｏｕｔ検出による電圧制御領域の場合、図６の（Ｅ）に、Ｖａ＜＜Ｖｃとして示すように、出力電流制御部を構成する演算増幅器ＯＰＡ２は飽和状態となっている。又電流制御領域に於いては、Ｖａ＜＜Ｖｂとして示すように、出力電圧制御部を構成する演算増幅器ＯＰＡ１は飽和状態となっている。このように、出力電圧制御部及び出力電流制御部をそれぞれ構成する演算増幅器ＯＰＡ１，ＯＰＡ２は、飽和状態から定常状態に復帰する制御状態があり、その場合の状態遷移に或る程度の時間を必要とするものである。従って、従来例の電源装置は、図６の（Ｅ）に示す理想的な特性を得ることができないものである。即ち、図７の（Ａ）に示すように、Ａ点で出力電流の増加が開始され、出力電流の上限値を示す設定値を超えるＢ点に於いて、演算増幅器ＯＰＡ２は飽和状態から定常状態に移行することになり、従って、オーバーシュートとして示すように出力電流が一時的ではあるが、設定値を超えて増加し、演算増幅器ＯＰＡ２が定常状態となるＣ点から出力電流を制限する制御を行うことになる。このオーバーシュートとして示す出力電流の増加により、負荷６８に損傷を与える可能性が生じる問題がある。

又図７の（Ｂ）は出力電圧Ｖｏｕｔと電圧制御領域とについて示し、（Ｃ）は出力電流と電流制御領域とについて示し、（Ｄ）は演算増幅器ＯＰＡ１，ＯＰＡ２の出力電圧Ｖｂ，Ｖｃの変化を示す。図７の（Ｂ）に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔは、電圧制御領域に於いて一定となるように制御され、出力電流が設定値を超えると、出力電圧Ｖｏｕｔは低下するように制御される。又図７の（Ｃ）に示すように、出力電流がＡ点から増加して設定値を超えるＢ点に於いて演算増幅器ＯＰＡ２が飽和状態から定常状態に移行して、その後のＣ点から出力電流を制御する電流制御領域となる。この電流制御領域により定電流出力構成又は出力電流制限構成とすることができる。そして、オーバーシュートとなるＢ点は、図７の（Ｄ）に示すように、演算増幅器ＯＰＡ１，ＯＰＡ２の出力電圧Ｖｂ，Ｖｃが飽和状態から定常状態に移行する遅れ時間によるものであり、この遅れ時間は、電圧制御領域に於ける出力電圧Ｖｂ，Ｖｃの差が大きいことにより一層大きくなる。即ち、従来例に於いては、負荷の急変等による出力電流の上昇の抑制や定電流特性の安定化に問題があった。又電源装置の動作開始時点に於いても不安定な特性となる問題があった。

本発明は、簡単な構成を付加することにより、前述の従来例の問題点を解決することを目的とするものである。

本発明の電源装置は、入力電圧を制御して負荷に供給する為の出力電圧に変換する電圧変換部と、この電圧変換部を制御する制御回路と、前記出力電圧の検出値と基準電圧とを演算増幅器により比較して前記制御回路を介して前記電圧変換部を制御する出力電圧制御部と、出力電流の検出値と基準電圧とを演算増幅器により比較して前記制御回路を介して前記電圧変換部を制御する出力電流制御部とを含む電源装置であって、前記出力電圧制御部と前記出力電流制御部との何れか一方又は両方の前記演算増幅器を非飽和状態で動作させる為の飽和防止回路を設けた構成を有するものである。

又飽和防止回路は、前記出力電圧制御部又は前記出力電流制御部の前記演算増幅器の出力電圧を前記制御回路に入力する為のダイオードの両端の電圧を検出して、前記演算増幅器にフィードバックする構成を含むものである。

又出力電圧制御部は、起動スイッチをオンとして充電開始するコンデンサの端子電圧を、前記負荷に供給する為の出力電圧と前記演算増幅器により比較する為の基準電圧とした構成を有するものである。

又制御回路に前記出力電圧制御部の出力電圧を、この出力電圧制御部のダイオードを介して入力し、前記制御回路に前記出力電流制御部の出力電圧を、この出力電流制御部のダイオードを介して入力し、起動スイッチをオンとして定電流源から充電するコンデンサの端子電圧を、前記制御回路の制御電圧として入力する投入時制御部を設けた構成を有するものである。

出力電圧制御部と出力電流制御部との何れか一方又は両方に飽和防止回路を設けたことにより、迅速に制御状態に移行することが可能となるから、電圧制御領域と電流制御領域との間の制御状態遷移を迅速に行うことが可能となり、例えば、負荷に対して供給する出力電流のオーバーシュートの発生を防止し、負荷に対する直流電力供給の安定化を図ることができる。

本発明の電源装置は、図１を参照して説明すると、入力電圧Ｖｉｎを制御して負荷８に供給する為の出力電圧に変換する電圧変換部１と、この電圧変換部１を制御する制御回路４と、前記出力電圧の検出値と基準電圧とを演算増幅器ＯＰＡ１により比較して前記制御回路４を介して前記電圧変換部１を制御する出力電圧制御部と、出力電流の検出値と基準電圧とを演算増幅器ＯＰＡ２により比較して前記制御回路４を介して前記電圧変換部１を制御する出力電流制御部とを含む電源装置であって、前記出力電圧制御部と前記出力電流制御部との何れか一方又は両方の前記演算増幅器（ＯＰＡ１，ＯＰＡ２）を非飽和状態で動作させる為の飽和防止回路を設けた構成を有する

図１は、本発明の実施例１の説明図であり、１は電圧変換部、２は整流回路、３は平滑回路、４は制御回路、５は出力電流検出回路、６は出力電圧検出回路、７は電流検出部、８は負荷、Ｄ１〜Ｄ４はダイオード、ＯＰＡ１〜ＯＰＡ４は演算増幅器、Ｖｒ１，Ｖｒ２は基準電圧、Ｖｉｎは入力電圧、Ｖｏｕｔは出力電圧、Ｖａは制御回路４に加える電圧、Ｖｂは演算増幅器ＯＰＡ１の出力電圧、Ｖｃは演算増幅器ＯＰＡ２の出力電圧を示す。電圧変換部１は、前述のように、絶縁型のスイッチングレギュレータ構成、非絶縁型のスイッチングレギュレータ構成、シリーズレギュレータ構成等を適用することができる。制御回路４は、電圧変換部１の構成に対応した制御構成とするものである。

又出力電圧制御部は、第１の演算増幅器ＯＰＡ１と第３の演算増幅器ＯＰＡ３及び第１のダイオードＤ１と第３のダイオードＤ３を含む構成を有し、第１の演算増幅器ＯＰＡ１の出力電圧Ｖｂを＋端子に、又制御回路４に入力する制御電圧Ｖａを−端子に、それぞれ入力する第３の演算増幅器ＯＰＡ３の出力電圧を、第３のダイオードＤ３を介して第１の演算増幅器ＯＰＡ１の−端子にフィードバックする。この第３の演算増幅器ＯＰＡ３と第３のダイオードＤ３とを含む構成により、第１の演算増幅器ＯＰＡ１に対する飽和防止回路を構成している。

又出力電流制御部は、第２の演算増幅器ＯＰＡ２と第４の演算増幅器ＯＰＡ４及び第２のダイオードＤ２と第４のダイオードＤ４を含む構成を有し、第２の演算増幅器ＯＰＡ２に対しても、電圧制御部と同様に、第４の演算増幅器ＯＰＡ４と第４のダイオードＤ４とを接続し、この第２のダイオードＤ２の両端の電圧を、第４の演算増幅器ＯＰＡ４に入力し、その出力電圧を、第４のダイオードＤ４を介して第２の演算増幅器ＯＰＡ２の−端子にフィードバックする。この第４の演算増幅器ＯＰＡ４と第４のダイオードＤ４とを含む構成により、第２の演算増幅器ＯＰＡ２の飽和防止回路を構成している。

又少なくともコンデンサを含む平滑回路３から負荷８に印加する出力電圧Ｖｏｕｔを、出力電圧検出回路６により検出して、第１の演算増幅器ＯＰＡ１の−端子に入力し、基準電圧Ｖｒ１と比較して、その差分の出力電圧Ｖｂを、第１のダイオードＤ１を介して制御回路４に入力し、又抵抗やカレントトランス等による電流検出部７により検出した電流値を出力電流検出回路５に入力し、その出力電流検出回路５の出力電圧を第２の演算増幅器ＯＰＡ２の−端子に入力し、基準電圧Ｖｒ２と比較して、その差分の出力電圧Ｖｃを、第２のダイオードＤ２を介して制御回路４に入力する。この場合、制御回路４に入力する制御電圧Ｖａが低い程、出力電圧Ｖｏｕｔを低下させ、反対に制御電圧Ｖａが高い程、出力電圧Ｖｏｕｔを上昇させるように、電圧変換部１のスイッチングのオン期間の制御又はシリーズレギュレータのトランジスタのベース電圧を制御する。

又出力電圧制御部の飽和防止回路を構成する第３の演算増幅器ＯＰＡ３は、第１のダイオードＤ１の両端の電圧ＶＤ１を、第３のダイオードＤ３を介して第１の演算増幅器ＯＰＡ１の−端子にフィードバックすることにより、この第１の演算増幅器ＯＰＡ１が飽和状態とならないように制御できるものであり、この場合、Ｖａ≒Ｖｂの関係となる。又出力電流制御部の飽和防止回路を構成する第４の演算増幅器ＯＰＡ４は、第２のダイオードＤ２の両端の電圧ＶＤ２を、第４のダイオードＤ４を介して第２の演算増幅器ＯＰＡ２の−端子にフィードバックすることにより、この第２の演算増幅器ＯＰＡ２が飽和状態とならないように制御できるものである。この場合、Ｖａ≒Ｖｃの関係となる。従って、従来例に於けるように、電圧制御領域に於けるＶａ＜＜Ｖｃとなる第２の演算増幅器ＯＰＡ２の飽和状態、又は、電流制御領域に於けるＶａ＜＜Ｖｂとなる第１の演算増幅器ＯＰＡ１の飽和状態となることがないように制御することができる。

従って、出力電圧Ｖｏｕｔを一定化する電圧制御領域に於いては、第１のダイオードＤ１の電圧を前述のようにＶＤ１として、Ｖａ−ＶＤ１＝Ｖｂの関係となり、且つＶａ≒Ｖｃの関係となる。即ち、第２の演算増幅器ＯＰＡ２の出力電圧Ｖｃは、制御回路４に入力する制御電圧Ｖａに追従した状態となり、非飽和状態を維持していることになる。又出力電流を一定に制限する状態の電流制御領域に於いては、第２のダイオードＤ２の電圧を前述のようにＶＤ２として、Ｖａ−ＶＤ２＝Ｖｃの関係で、且つＶａ≒Ｖｂの関係となる。この場合も、第１の演算増幅器ＯＰＡ１の出力電圧Ｖｂは、制御電圧Ｖａに追従した状態となり、非飽和状態を維持していることになる。そして、電圧制御領域に於いては、演算増幅器ＯＰＡ１の出力電圧Ｖｂと演算増幅器ＯＰＡ２の出力電圧Ｖｃは、Ｖｂ＞Ｖｃの関係となるが、その差は僅かなものとなる。

従って、負荷急変等による出力電流の上昇時の電圧制御領域から電流制御領域への移行は、Ｖａ≒Ｖｃの状態の非飽和状態の第２の演算増幅器ＯＰＡ２による制御に移行することになり、その場合の移行を迅速化することができる。それにより、制御状態の移行過程に於けるオーバーシュートの発生を回避することができる。同様に、電流制御領域から電圧制御領域の制御状態の遷移についても、出力電圧制御部の第１の演算増幅器ＯＰＡ１が非飽和状態を維持しているから、迅速且つ安定に、制御状態の移行が可能となる。なお、飽和防止回路は、出力電圧制御部と出力電流制御部との両方に設けた場合を示すが、何れか一方に設けた構成とすることも可能である。即ち、負荷８に対する出力特性として、出力電圧と出力電流との制御領域の移行時の安定化を、両方の移行について安定化するか、何れか一方について安定化するかによって決定することができる。

図２は、動作説明図であり、（Ａ）〜（Ｄ）は、従来例の図７の（Ａ）〜（Ｄ）に対応したものであり、（Ａ）は出力電圧と出力電流との制御特性を示し、（Ｂ）は電圧制御領域、（Ｃ）は電流制御領域、（Ｄ）は第１及び第２の演算増幅器ＯＰＡ１，ＯＰＡ２の出力電圧Ｖｂ，Ｖｃを示し、（Ａ）に於いて、出力電流がＡ点から増加して、出力電流を制限する電流制御開始のＣ点になると、第２の演算増幅器ＯＰＡ２は、飽和状態から定常状態に遷移するものではなく、定常状態に於ける制御動作を行うものであるから、直ちに追従して制御動作を行うことができる。それにより、従来例のようなオーバーシュートは発生しないものとなる。即ち、（Ｄ）に示すように、第１及び第２の演算増幅器ＯＰＡ１，ＯＰＡ２の出力電圧Ｖｂ，Ｖｃは、電圧制御領域に於ける差は僅かであり、（Ｃ）に示すように、電流増加のＡ点から電流制御領域に移行する過程に於いて、第２の演算増幅器ＯＰＡ２は、非飽和状態から電流制御領域に移行するから、その遅れ時間は僅かなものとなる。従って、従来例のようなオーバーシュートは発生しないものとなる。

図３は、本発明の実施例２の説明図であり、図１と同一符号は同一部分を示す。この実施例に於いては、負荷８と並列に負荷コンデンサＣ１を接続し、又出力電流制御部の第２の演算増幅器ＯＰＡ２は、第４の演算増幅器ＯＰＡ４を含む飽和防止回路を接続し、出力電圧制御の為の第１の演算増幅器ＯＰＡ１には、飽和防止回路を省略し、又起動回路として、起動スイッチ９と、コンデンサＣ２とを含む構成を接続している。起動スイッチ９をオンとすると、電圧ＶｄをコンデンサＣ２に抵抗を介して印加し、そのコンデンサＣ２の充電電圧を基準電圧Ｖｒ１として、第１の演算増幅器ＯＰＡ１の＋端子に入力する。

従って、起動スイッチ９をオンとすることにより、電圧Ｖｄにより抵抗を介して充電されるコンデンサＣ２の端子電圧は、抵抗とコンデンサＣ２とによる充電時定数に従って上昇する。このコンデンサＣ２の端子電圧を、第１の演算増幅器ＯＰＡ１の基準電圧Ｖｒ１とするものであり、この基準電圧Ｖｒ１の上昇に従って出力電圧Ｖｏｕｔが上昇するように、制御回路４により電圧変換部１が制御される。又第２の演算増幅器ＯＰＡ２は、第４の演算増幅器ＯＰＡ４を含む飽和防止回路により、非飽和状態を維持している。

図４は、動作説明図であり、（Ａ）は出力電圧特性、（Ｂ）は出力電流特性を示し、負荷コンデンサＣ１の容量が小さい場合、或いは、負荷コンデンサＣ１が接続されていない場合、出力電圧Ｖｏｕｔの立ち上がりの特性は、（Ａ）の曲線ｂのように、コンデンサＣ２の充電特性に対応した特性となる。又負荷コンデンサＣ１の容量が大きい場合は、その負荷コンデンサＣ１に対する突入電流を、非飽和状態の第２の演算増幅器ＯＰＡ２により抑制する制御を行うことにより、出力電圧Ｖｏｕｔの立ち上がり特性は、（Ａ）の曲線ａのように直線状に上昇する。この第２の演算増幅器ＯＰＡ２に、第４の演算増幅器ＯＰＡ４を含む飽和防止回路を接続していない従来例の構成に於いては、負荷コンデンサＣ１に対する突入電流により、（Ｂ）の曲線ｄのようにオーバーシュート状態の電流が流れるが、この実施例２に於いては、第２の演算増幅器ＯＰＡ２を非飽和状態で動作させることにより、出力電流のオーバーシュートを抑圧して、（Ｂ）の曲線ｃに示す特性の制御を行うことができる。

図５は、本発明の実施例３の説明図で、（Ａ）は構成の説明図、（Ｂ）は特性説明図であり、図１及び図３と同一符号は同一部分を示す。又電圧変換部１を、スイッチングレギュレータ構成とし、それに対応して、制御回路４は、鋸歯状波発生部１１と比較器１２とを含む構成とし、又出力電圧制御部の第１の演算増幅器ＯＰＡ１には、第３の演算増幅器ＯＰＡ３と第３のダイオードＤ３とを含む飽和防止回路を接続し、同様に、出力電流制御部の第２の演算増幅器ＯＰＡ２には、第４の演算増幅器ＯＰＡ４と第４のダイオードＤ４とを含む飽和防止回路を接続する。又投入時制御部を構成する起動スイッチ１４とコンデンサＣ３と定電流源１３と有し、起動スイッチ１４をオンとすることにより、電圧Ｖｄを印加した定電流源１３からコンデンサＣ３を定電流充電する。従って、コンデンサＣ３の端子電圧は、略直線状に電圧Ｖｄ近傍まで上昇する。このコンデンサＣ３の端子電圧を、起動過程に於ける制御電圧Ｖａとして制御回路４に入力する。

制御回路４は、制御電圧Ｖａと鋸歯状波発生部１１からの鋸歯状波信号とを比較器１２により比較し、制御電圧Ｖａが高い時は、パルス幅を広くしたスイッチング制御信号を電圧変換部１に入力してオン期間を長くする。それにより、出力電圧Ｖｏｕｔを上昇させる。又、反対に制御電圧Ｖａが低い時は、パルス幅を狭くしたスイッチング制御信号を電圧変換部１に入力してオン期間を短くする。それにより、出力電圧Ｖｏｕｔを低下させる。このような制御を出力電圧制御領域に於いて繰り返すことにより、出力電圧Ｖｏｕｔを一定化する。

又起動立ち上げ時は、コンデンサＣ３の端子電圧が略直線状に上昇するから、それに対応して、出力電圧Ｖｏｕｔは直線状に上昇する。即ち、図５の（Ｂ）の投入時制御領域として示すように、出力電圧Ｖｏｕｔは直線状に上昇する。そして、出力電圧検出回路６による検出電圧と基準電圧Ｖｒ１とを、第１の演算増幅器ＯＰＡ１により比較し、検出電圧が基準電圧Ｖｒ１を超えると、第１の演算増幅器ＯＰＡ１の出力電圧Ｖｂは負極性となり、制御電圧Ｖａの上昇は停止し、出力電圧制御領域に移行することになる。

その場合に、飽和防止回路を設けていない従来例に於いては、点線（ｂ）として示すように、第１の演算増幅器ＯＰＡ１の飽和状態から定常状態への移行に時間を要することによってオーバーシュートが発生する。しかし、この実施例によれば、第１の演算増幅器ＯＰＡ１は非飽和状態を継続しているから、投入時制御領域から電圧制御領域への移行を、実線（ａ）として示すように、オーバーシュートを発生させないように迅速に行うことができる。又電圧制御領域から電流制御領域に移行する場合も、前述の各実施例と同様に、出力電流制御部の第２の演算増幅器ＯＰＡ２を非飽和状態に維持させているから、図２の（Ａ）に示す場合と同様の特性が得られる。

本発明の実施例１の説明図である。 本発明の実施例１の動作説明図である。 本発明の実施例２の説明図である。 本発明の実施例２の動作説明図である。 本発明の実施例３の説明図である。 従来例の説明図である。 従来例の動作説明図である。

符号の説明

１ 電圧変換部
２ 整流回路
３ 平滑回路
４ 制御回路
５ 出力電圧検出回路
６ 出力電流検出回路
７ 電流検出部
８ 負荷
ＯＰＡ１〜ＯＰＡ４ 第１〜第４の演算増幅器
Ｄ１〜Ｄ４ 第１〜第４のダイオード
Ｖｉｎ 入力電圧
Ｖｏｕｔ 出力電圧

Claims (3)

1. 入力電圧を制御して負荷に供給する為の出力電圧に変換する電圧変換部と、該電圧変換部を制御する制御回路と、前記出力電圧の検出値と基準電圧とを演算増幅器により比較して前記制御回路を介して前記電圧変換部を制御する出力電圧制御部と、出力電流の検出値と基準電圧とを演算増幅器により比較して前記制御回路を介して前記電圧変換部を制御する出力電流制御部とを含む電源装置に於いて、
   前記出力電圧制御部と前記出力電流制御部との何れか一方又は両方の前記演算増幅器の出力電圧を前記制御回路に入力する為のダイオードの両端の電圧を検出して、前記演算増幅器にフィードバックし、該演算増幅器を非飽和状態で動作させる為の飽和防止回路を設けた
   ことを特徴とする電源装置。
2. 前記出力電圧制御部は、起動スイッチをオンとして充電開始するコンデンサの端子電圧を、前記負荷に供給する為の出力電圧と前記演算増幅器により比較する為の基準電圧とした構成を有することを特徴とする請求項１記載の電源装置。
3. 前記制御回路に前記出力電圧制御部の出力電圧を該出力電圧制御部のダイオードを介して入力し、前記制御回路に前記出力電流制御部の出力電圧を該出力電流制御部のダイオードを介して入力し、起動スイッチをオンとして定電流源から充電するコンデンサの端子電圧を、前記制御回路の制御電圧として入力する投入時制御部を設けた構成を有することを特徴とする請求項１記載の電源装置。

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