JP4473722B2 - アレイアンテナ受信装置 - Google Patents

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Description

本発明は指向性を適応的に変化させることが可能なアレイアンテナ受信装置に関する。
希望波以外の電磁波つまり干渉波を除去して受信する受信装置として、干渉波の方向にアンテナ指向性のヌルを向けるアダプティブアレイアンテナ受信装置があり、携帯電話基地局や、ディジタルテレビ放送システムにおける中継局において適用されている。この受信装置では、互いに異なる方向から所望波と干渉波が到来したときに、所望波の方向に指向性を形成し、干渉波の方向にヌルを形成するようアンテナ指向性が制御されるため、受信信号の所望波対干渉波比を最良値に維持することができる。
図１４は従来の一般的なアダプティブアレイアンテナ受信装置１０１の構成を示す。それぞれのアンテナ５０で受信された信号は、受信部１０によって増幅されベースバンド信号に変換される。受信部１０から出力されたベースバンド信号は、アダプティブ処理部４０によって計算されたウェイト係数に基づいて、ウェイト係数乗算部１１において振幅と位相の調整を受け、合成部１２によって合成される。合成部１２はその合成された信号を合成受信信号として出力する。このように、アダプティブアレイアンテナ受信装置１０１では、当該装置が具備するアダプティブ処理部４０によって決定されるウェイト係数に従って、各アンテナ５０で受信された信号をその振幅と位相を調整しつつ合成するので、アダプティブ処理部４０の適応的な計算によって所望の指向性が形成される。
なお、一般に、ベースバンド信号は複数のチャネルから構成され、各アンテナ５０で受信される信号の振幅と位相を調整することは、ベースバンド信号を構成する複数のチャネル信号の振幅関係を調整することに帰着される。本願明細書では、信号の振幅と位相を調整するという表現を、当該信号を複数の信号から構成されるベースバンド信号に変換した際に、当該ベースバンド信号を構成する複数のチャネル信号の振幅関係を調整することをも含む広い意味で用いるものとする。また、図１４ではベースバンド信号を説明の便宜上１系統の信号線で表記している。
アダプティブアレイアンテナ受信装置１０１が受信する信号にはパイロット信号が挿入されている。ここでパイロット信号とは、アダプティブ処理部４０がアルゴリズムを実行するための信号であり、システムで予め定められたパターンを有するディジタル信号あるいはそれを変調した信号である。図１４のパイロット信号抽出部９０は、受信した信号からパイロット信号を抽出する。また、アダプティブアレイアンテナ受信装置１０１は、予め記憶されたパターンに基づいて参照パイロット信号を生成する参照パイロット信号生成部３０を備えている。そして、減算部３１においては、参照パイロット信号生成部３０が出力した参照パイロット信号からパイロット信号抽出部９０によって抽出されたパイロット信号を減算することで誤差信号が算出され、アダプティブ処理部４０に入力される。この減算部３１は、２つの信号のうちいずれか一方を符号反転した上で加算することで実現されるものであり、以下の減算部についても同様である。
一方、各受信部１０から出力される信号からは、別途、パイロット信号抽出部９１によってパイロット信号が抽出され、アダプティブ処理部４０に入力される。このパイロット信号を、先のパイロット信号と区別して、傍系パイロット信号とする。
アダプティブ処理部４０は、現時点のウェイト係数、誤差信号、および傍系パイロット信号に基づいて、ＬＭＳアルゴリズム、ＲＬＳアルゴリズム等の誤差信号を零に収束させるアルゴリズムを実行し、ウェイト係数を更新してウェイト係数乗算部１１に入力する。アルゴリズムの実行によって誤差信号が零に収束している状態は、アダプティブアレイアンテナ受信装置１０１が所望波の方向に指向性を形成し、干渉波の方向にヌルを形成するよう制御されている状態であるといえる。
図１５は、アダプティブアレイアンテナ受信装置が受信する信号の一般的な構成を時間軸上で示したものである。これはディジタル信号の構成をフレームを以て表現したものであり、実際にはこの構成を有するディジタル信号が、何らかの方式で変調されて伝送される。図１４の合成部１２の出力からは、図１５に示されるような構成の合成受信信号がアダプティブアレイアンテナ受信装置１０１の出力信号として出力される。また、各受信部１０から出力されパイロット信号抽出部９１に入力される信号もまた図１５のような構成を有している。
図１５に示すように、時間長ｔのデータ信号の前にはパイロット信号が挿入されており、パイロット信号抽出部９０は時間ｔを隔ててパイロット信号を順次抽出する。ここでデータ信号とは、携帯電話システムであれば音声や電子メールの内容等、ディジタルテレビ放送システムであれば放送内容等、システムにおいて使用者が伝送を希望する実質的な情報を表すデータを含む信号をいう。アダプティブアレイアンテナ受信装置１０１が、テレビ放送システムの中継局等に適用されるものであれば、合成受信信号は送信装置（図示せず）に入力され、下位局に向けて送信される。また、テレビ放送システムの下位局に適用されるものであれば、アダプティブアレイアンテナ受信装置１０１が出力する合成受信信号からはデータ信号が抽出され、後の信号処理に供される。すなわち、図１５で示される構成を有する信号を受信するアダプティブアレイアンテナ受信装置１０１は、パイロット信号を時間間隔ｔで抽出し、自らが生成する参照パイロット信号との差異に基づいてウェイト係数を決定してアンテナ指向性を決定しつつ、必要なデータ信号を取得するわけである。
ディジタルテレビ放送システムや、携帯電話システム等においては、システムを構築する無線通信局間で信号の送受信を行うための無線通信回線が多数存在する。そこで、各無線通信回線に互いに異なる周波数を割り当てることで無線通信回線間の干渉を回避する周波数分離がなされている。また、このような周波数分離がなされているという条件の下、パイロット信号のパターンは複数の無線通信局で同一のものが用いられ、システム設計の容易化が図られている。
周波数分離では、周波数有効利用の観点から、所定の距離以上を隔てたエリアで確立される無線通信回線には同一周波数が用いられる、いわゆる周波数再利用がなされている。無線通信回線設計においては、周波数再利用によって同一の周波数が割り当てられた無線通信回線が互いに干渉することがないよう考慮される。しかしながら、無線通信回線設計が行われた後に、放送局や中継局が増設されたり、都市開発によって建造物が建設されたりすると、無線通信回線設計時には予期できなかった電波伝搬環境の変化が生じ、周波数分離が十分になされない可能性が生じる。この場合、他の無線通信回線から送信されアダプティブアレイアンテナ受信装置に到来する信号は、干渉波として受信されてしまうおそれがある。
また、周波数分離が十分になされている場合であっても、電界強度の強い単色雑音がアダプティブアレイアンテナ受信装置の近傍で発せられ、これが受信されると、他の無線通信回線から受信された無線信号が変調積によって周波数シフトし、本来受信すべき信号と重なって干渉を惹き起こすおそれもある。
このように、受信すべき無線信号、すなわち所望波と同一周波数の干渉波が受信され、かつ、この干渉波が自らのシステムと同一のシステムを構成する無線通信局から送信された信号によるものである場合、干渉波に含まれるパイロット信号のパターンは、所望波に含まれるそれと一致してしまう。これは、上述のように、周波数分離を前提としたパイロット信号のパターンの同一化が図られているためである。その結果、アダプティブアレイアンテナ受信装置のアンテナ指向性が、所望波が到来する方向に形成されないという問題が生じる。
本発明は、このような課題に対してなされたものであり、所望波の周波数と同一周波数であり、所望波が含むパイロット信号と同一のパイロット信号を含む干渉波が到来した場合であっても、所望波の方向に指向性を形成し、干渉波の方向にヌルを形成するようアンテナ指向性が制御されるアダプティブアレイアンテナ受信装置を提供する。
本発明は、複数のアンテナと、前記複数のアンテナによって形成される指向性を決定する係数であるウェイト係数を計算するウェイト係数計算部と、前記複数のアンテナによって形成される指向性をウェイト係数計算部が計算したウェイト係数に基づいて決定するとともに、前記複数のアンテナから信号を受信する指向性決定受信部と、を含むアレイアンテナ受信装置であって、ウェイト係数計算部は、指向性決定受信部が受信して出力する受信信号から、信号の位相と振幅を表すシンボルを抽出してシンボルの真値を判定する硬判定手段と、前記受信信号からシンボルを抽出し、硬判定手段が判定したシンボルの真値に対する、前記受信信号から抽出されたシンボルの値の誤差を反映させた誤差信号を生成する誤差信号生成手段と、を含み、ウェイト係数計算部は、前記誤差信号に基づいてウェイト係数を計算し、誤差信号生成手段は、前記受信信号から抽出されたシンボルのうちシンボル配列の外縁に位置するシンボルについてのみ誤差信号を生成する構成とすることを特徴とする。
また、本発明に係るアレイアンテナ受信装置においては、誤差信号生成手段は、前記受信信号から複数のシンボルを抽出し、抽出された複数のシンボルの値の加算合計値と硬判定手段が判定した当該複数のシンボルの真値の加算合計値との差に基づいて、誤差信号を生成する構成とすることが好適である。
また、本発明に係るアレイアンテナ受信装置においては、誤差信号生成手段は、シンボル配列を定義するシンボル座標平面上における、前記受信信号から抽出されたシンボルの位置をシンボル座標平面の原点を通る直線上に回転移動させる第１の回転演算を行い、前記受信信号から抽出され第１の回転演算が施された複数のシンボルの値を加算合計して直線上シンボル加算合計値を算出し、硬判定手段によって判定されたシンボルの真値に対するシンボル座標平面上での位置であるシンボル真値位置をシンボル座標平面の原点を通る直線上に回転移動させる第２の回転演算を行い、第２の回転演算が施された複数のシンボル真値位置のそれぞれが呈する値を加算合計して直線上シンボル真値加算合計値を算出し、直線上シンボル加算合計値と直線上シンボル真値加算合計値との差に基づいて、誤差信号を生成する構成とすることが好適である。
また、本発明は、複数のアンテナと、前記複数のアンテナによって形成される指向性を決定する係数であるウェイト係数を計算するウェイト係数計算部と、前記複数のアンテナによって形成される指向性をウェイト係数計算部が計算したウェイト係数に基づいて決定するとともに、前記複数のアンテナから信号を受信する指向性決定受信部と、を含むアレイアンテナ受信装置であって、ウェイト係数計算部は、指向性決定受信部が受信して出力する受信信号から、信号の位相と振幅を表すシンボルを抽出してシンボルの真値を判定する硬判定手段と、前記受信信号からシンボルを抽出し、硬判定手段が判定したシンボルの真値に対する、前記受信信号から抽出されたシンボルの値の誤差を反映させた誤差信号を生成する誤差信号生成手段と、を含み、ウェイト係数計算部は、前記誤差信号に基づいてウェイト係数を計算し、誤差信号生成手段は、前記受信信号から複数のシンボルを抽出し、抽出された複数のシンボルの値の加算合計値と硬判定手段が判定した当該複数のシンボルの真値の加算合計値との差に基づいて、誤差信号を生成することを特徴とする。
また、本発明は、複数のアンテナと、前記複数のアンテナによって形成される指向性を決定する係数であるウェイト係数を計算するウェイト係数計算部と、前記複数のアンテナによって形成される指向性をウェイト係数計算部が計算したウェイト係数に基づいて決定するとともに、前記複数のアンテナから信号を受信する指向性決定受信部と、を含むアレイアンテナ受信装置であって、ウェイト係数計算部は、指向性決定受信部が受信して出力する受信信号から、信号の位相と振幅を表すシンボルを抽出してシンボルの真値を判定する硬判定手段と、前記受信信号からシンボルを抽出し、硬判定手段が判定したシンボルの真値に対する、前記受信信号から抽出されたシンボルの値の誤差を反映させた誤差信号を生成する誤差信号生成手段と、を含み、ウェイト係数計算部は、前記誤差信号に基づいてウェイト係数を計算し、誤差信号生成手段は、シンボル配列を定義するシンボル座標平面上における、前記受信信号から抽出されたシンボルの位置をシンボル座標平面の原点を通る直線上に回転移動させる第１の回転演算を行い、前記受信信号から抽出され第１の回転演算が施された複数のシンボルの値を加算合計して直線上シンボル加算合計値を算出し、硬判定手段によって判定されたシンボルの真値に対するシンボル座標平面上での位置であるシンボル真値位置をシンボル座標平面の原点を通る直線上に回転移動させる第２の回転演算を行い、第２の回転演算が施された複数のシンボル真値位置のそれぞれが呈する値を加算合計して直線上シンボル真値加算合計値を算出し、直線上シンボル加算合計値と直線上シンボル真値加算合計値との差に基づいて、誤差信号を生成することを特徴とする。
また、本発明に係るアレイアンテナ受信装置においては、誤差信号生成手段は、前記受信信号から抽出されたシンボルのうちシンボル配列の外縁に位置するシンボルについてのみ誤差信号を生成することが好適である。
本発明によれば、所望波の周波数と同一周波数であり、所望波が含むパイロット信号と同一のパイロット信号を含む干渉波が到来した場合であっても、所望波の方向に指向性を形成し、干渉波の方向にヌルを形成するようアンテナ指向性が制御されるアダプティブアレイ受信装置を実現することができる。
また、誤差信号生成手段が受信信号から複数のシンボルを抽出し、抽出された複数のシンボルの値の合成値と硬判定手段が判定した当該複数のシンボルの真値の合成値との差に基づいて誤差信号を生成するものとした場合には、マルチパス干渉に対する耐性を高めることができる。
１．第１の実施形態
図１は第１の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置１の構成を示す。このアダプティブアレイアンテナ受信装置１は、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、および６４ＱＡＭ等のシングルキャリア変調が施された信号を受信するものである。受信する信号は図１５のような構成を有し、パイロット信号とデータ信号は、さらに、シングルキャリア変調のシンボルが時系列に配列されたものとなっている。
ここで、シンボルとは変調信号を複素ベクトルで表した場合、複素ベクトルが複素平面上でとりうる位置をいう。この位置は変調方式において予め定められており、ディジタル信号の値が対応づけられている。また、変調信号が複数の成分、例えば同相成分（ｉｎ−ｐｈａｓｅ ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ：Ｉ）、および直交成分（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ：Ｑ）の２成分に分解された上で処理が施される場合には、同相成分を横軸、直交成分を縦軸としたシンボル座標平面上において変調信号の各成分によって定まる位置をいう。例えば、６４ＱＡＭ変調方式では図２のように同相成分、直交成分のそれぞれにおいて８種類の値をとることができ、合計６４種類、すなわち６ビットの情報を表現することができる。この位置は、変調信号を複素ベクトルで表した場合の当該複素ベクトルの複素平面上での位置と一致する。
図１のそれぞれのアンテナ５０で受信された信号は、受信部１０によって増幅されベースバンド信号に変換される。このベースバンド信号は、同相成分をＩチャネル信号、直交成分をＱチャネル信号とした２チャネル信号から構成される。受信部１０から出力された信号は、アダプティブ処理部４０が出力するウェイト係数に基づいて、ウェイト係数乗算部１１において振幅と位相の調整を受ける。これは、先述の信号の振幅と位相を調整することの意義から、Ｉチャネル信号とＱチャネル信号の振幅関係の調整を受けることと等価である。ウェイト係数乗算部１１において振幅と位相の調整を受けた信号は合成部１２によって合成される。合成部１２はその合成された信号を合成受信信号として出力する。
合成部１２から出力された合成受信信号からは、信号抽出部１３によってパイロット信号とデータ信号が抽出される。一方、参照パイロット信号成生部からは、予め記憶されたパターンに基づいた参照パイロット信号が出力されており、減算部３１において参照パイロット信号からパイロット信号を減算した信号である誤差信号が算出される。減算部３１において算出された誤差信号は、アダプティブ処理部４０に入力される。
また、信号抽出部１３によって抽出されたデータ信号は、硬判定部２０に入力され硬判定が行われる。硬判定とは、変調方式によって定義されていない位置にシンボルが存在する場合において、すなわち、シンボルが真値からずれた値を有する場合において、現シンボルの位置に基づいてそのシンボルが本来あるべき位置を判定する処理をいう。その判定は、１つの区画が、変調方式によって定義されているシンボルの位置を１つ含むようシンボル座標平面を区切り、１区画内に存在するシンボルは、その１区画内のいかなる位置に存在する場合であっても、１区画内で１つ定義されているシンボル位置に存在するものとみなすものである。例えば、図２のシンボルＡは、区画（３，−５）内の６４ＱＡＭ変調方式では定義されていない位置に存在する。そこで、硬判定においては区画（３，−５）内に位置するシンボルＡは、座標点（３，−５）に位置するものとみなして、シンボルの値を校正して出力する。以下の説明では、硬判定が行われた後のデータ信号を硬判定データ信号とする。なお、シンボルが真値から大きくずれて、そのシンボルが本来あるべき位置を含む区画の外に出たときは、そのシンボルが本来あるべき位置の判定を行うことが不可能となり、硬判定誤りを生ずることとなる。
減算部２１においては、信号抽出部１３によって抽出されたデータ信号を硬判定データ信号から減算した信号であるデータ誤差信号が算出され、アダプティブ処理部４０に入力される。
一方、各受信部１０から出力される信号は、ウェイト係数乗算部１１に入力される他、別途、傍系信号としてアダプティブ処理部４０に入力されている。
アダプティブ処理部４０は、パイロット信号が受信されている間は、現時点のウェイト係数、誤差信号、および傍系信号に基づいて、ＬＭＳアルゴリズム、ＲＬＳアルゴリズム等の誤差信号を零に収束させるアルゴリズムを実行し、ウェイト係数を更新してウェイト係数乗算部１１に入力する。また、データ信号が受信されている間は、現時点のウェイト係数、データ誤差信号、および傍系信号に基づいて、ＬＭＳアルゴリズム、ＲＬＳアルゴリズム等の誤差信号を零に収束させるアルゴリズムを実行し、ウェイト係数を更新してウェイト係数乗算部１１に入力する。このアルゴリズムは、図１５に示す信号の１シンボルを１ステップとして行われる。すなわち、アダプティブアレイアンテナ受信装置１が受信する信号において適用されているシングル変調方式のシンボル周波数に従って、ウェイト係数が更新されるわけである。
パイロット信号のパターンは、複数の無線通信局で同一のものが用いられているため、先述のように周波数分離が十分になされていない環境下では、パイロット信号のパターンの差異を小さくするようにアダプティブアレイアンテナ受信装置１のアンテナ指向性を制御しても、必ずしも所望波が到来する方向にアンテナ指向性を形成することができるとは限らない。一方、複数の無線通信局が送信するデータ信号はそれぞれ異なるため、干渉波は受信信号から抽出されるデータ信号が呈するシンボルを本来あるべき状態からずらしめるよう作用するはずである。したがって、干渉波によるシンボルのずれを小さくするようにアンテナ指向性を制御すれば、所望波が到来する方向にアンテナ指向性を形成することができるといえる。本実施形態においては、受信信号から抽出されたデータ信号が呈するシンボルの本来あるべき状態からのずれを反映したデータ誤差信号を算出し、これらを小さくするようアンテナ指向性を制御することで、所望波が到来する方向にアンテナ指向性を形成することを可能にしたものである。
２．第２の実施形態
一般に、ディジタルテレビ放送システムにおいてはＯＦＤＭ変調方式が用いられている。上位局から中継局に送信されるＯＦＤＭ変調信号は複数のサブキャリアから構成され、所定の数のサブキャリアを隔ててパイロット信号を変調したサブキャリアが挿入されている。そのためＯＦＤＭ変調信号は、他の変調方式の信号に比して占有帯域幅が広い。ここで説明する第２の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置３は、このようなＯＦＤＭ変調信号を受信するのに適した、図１６に示すパイロット信号加算合計型のアダプティブアレイアンテナ受信装置１０２に本発明を適用するものである。次の（１）では、まず、本発明を適用しない場合のパイロット信号加算合計型のアダプティブアレイアンテナ受信装置１０２の構成および動作等について説明し、（２）において当該アダプティブアレイアンテナ受信装置１０２に本発明を適用した実施形態について説明することとする。なお、出願人は、特願２００４−２２９４１２号において、パイロット信号加算合計型のアダプティブアレイアンテナ受信装置についての基本技術を提案している。
（１）パイロット信号加算合計型のアダプティブアレイアンテナ受信装置
図１６に示すパイロット信号加算合計型のアダプティブアレイアンテナ受信装置１０２の動作について説明する前に、パイロット信号加算合計型のアダプティブアレイアンテナ受信装置１０２が受信するＯＦＤＭ変調信号が如何にして生成されるものであるかについて説明する。
図１７は、ディジタルテレビ放送システムの上位局における送信装置の一般的な構成を示したものである。送信ディジタルデータには、変調が施される前にパイロット信号挿入器６０によってパイロット信号が挿入される。パイロット信号は単位サブキャリアデータ信号中にシンボルの既知のパターンを配列したものであり、システムで予め定められたサブキャリアデータ信号数を隔てて挿入される。地上波ディジタルテレビ放送システムにおけるパイロット信号に関する規格については、例えば、社団法人電波産業界発行の標準規格書ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３１に記載されている。ここで、サブキャリアデータ信号とは、ディジタル信号あるいはディジタル信号を変調した信号を、そのディジタル信号の複数ディジット長で区切ったものをいい、単位サブキャリアデータ信号はその複数ディジットのディジタル信号と同等の情報を有する。パイロット信号が挿入された送信ディジタルデータは、変調部７０に入力される。変調部７０は、入力された信号に１次変調としてＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、および６４ＱＡＭ等のシングルキャリア変調を施し、さらに２次変調としてＯＦＤＭ変調を施す。一般に、２次変調としてＯＦＤＭ変調が施される前の信号は周波数領域ＯＦＤＭ変調信号と、２次変調としてＯＦＤＭ変調が施された後の信号は時間領域ＯＦＤＭ変調信号と称され、以下、この定義の下でこれらの語を用いる。
変調部７０に入力された信号は、シングルキャリア変調器７２においてシングルキャリア変調が施された後、シリアル／パラレル変換器７４によってパラレルデータ信号に変換される。ここで生成されるパラレルデータはＮサブキャリアデータをパラレルに配列したものであり、Ｎサブキャリアデータをベクトル成分とするＮ次元ベクトルで表される。時間領域ＯＦＤＭ変調信号は、サブキャリアデータの有効シンボル長を時間換算でＴとしたとき、１／Ｔの周波数間隔でサブキャリアを配列するものであり、その複素包絡線振幅はサブキャリアデータを時系列で配列した信号の逆ＦＦＴで与えられる。したがって、時間間隔Ｔごとにシングルキャリア変調された送信信号を区切り、区切られた系列に逆ＦＦＴを施せば時間領域ＯＦＤＭ変調信号を生成することができる。ここでは、Ｎ次元ベクトルを成すパラレルデータにＮ点の逆ＦＦＴを施しパラレル／シリアル変換することで時間領域ＯＦＤＭ変調信号を得ている。なお、シリアル／パラレル変換器７４および逆ＦＦＴ演算器７６は、シングルキャリア変調信号が同相成分、および直交成分の２成分から構成されることから、同相成分、直交成分それぞれに対してシリアル／パラレル変換および逆ＦＦＴ演算処理を行う。また、パラレル／シリアル変換器７８は、Ｎ個のシングルキャリア変調信号を合成して出力する。
図１８は、送信装置２で生成された時間領域ＯＦＤＭ変調信号にＦＦＴを施した周波数領域ＯＦＤＭ変調信号を重ねて示したものである。この例では周波数領域ＯＦＤＭ変調信号はＮ個のサブキャリアから構成され、ｒサブキャリアごと、すなわちｒサブキャリアデータごとにパイロット信号が挿入されている。ここに、ｒは自然数である。ここで、Ｎ個のサブキャリアに含まれるサブキャリアデータから構成されるサブキャリアデータ群をＯＦＤＭシンボルと称する。また、単位ＯＦＤＭシンボルはＮ個のサブキャリアデータから構成される。
上位局における送信装置２は、このようにして生成された時間領域ＯＦＤＭ変調信号を送信部８０において無線周波数帯に周波数変換し、電力増幅を行ってアンテナ５０から送信する。
次に、図１６に示すアダプティブアレイアンテナ受信装置１０２が、送信装置２から送信された時間領域ＯＦＤＭ変調信号を受信する際の動作について説明する。複数のアンテナ５０から受信された信号は、それぞれの受信部１０において増幅され、適当な中間周波数への変換処理、Ａ／Ｄ変換処理を受けた後ベースバンド信号に変換される。このベースバンド信号は直交検波によって得られるものであり、同相成分、および直交成分の２成分に対応する２系統の信号から構成される。これら２系統の信号はシングルキャリア復調が施された後に１系統の信号となるため、実際に受信部１０の出力からアダプティブアレイアンテナ受信装置１０２の出力までの信号は、同相成分と直交成分の２成分については２系統の信号、すなわちＩチャネル信号およびＱチャネル信号で表されることとなるが、図１６では説明の便宜上１系統で表現している。
受信部１０が出力したベースバンド信号は、ＦＦＴ演算部１４に入力される。ＦＦＴ演算部１４によってＦＦＴが施されて出力される周波数領域ＯＦＤＭ変調信号は、ウェイト係数乗算部１１において振幅および位相の変化を受けた後、合成部１２によって合成され、アダプティブアレイ受信装置の出力信号となる。なお、ウェイト係数乗算部１１における振幅および位相の変化は、アダプティブ処理部４０が出力するウェイト係数Ｗ（ｗ１，ｗ２，・・・，ｗＬ）によって決定される。ここにＬはアレイアンテナの素子数であり、複素数ｗｉ（ｉ＝１，２，・・・，Ｌ）の絶対値は振幅の変化率を、複素角は位相の回転量を意味する。
ここで、信号を複素信号表現とした場合には、複素信号に複素数ｗｉを乗ずることによってウェイト係数に従った振幅および位相の変化を与えることができる。また、信号が、同相成分をＩチャネル信号、直交成分をＱチャネル信号とした２チャネル信号から構成される場合には、Ｉ・Ｒｅ（ｗｉ）−Ｑ・Ｉｍ（ｗｉ）を新たなＩチャネル信号とし、Ｉ・Ｉｍ（ｗｉ）＋Ｑ・Ｒｅ（ｗｉ）を新たなＱチャネル信号とする演算が、複素信号に複素数ｗｉを乗ずる演算に相当する。これは、上述のベースバンド信号を構成する２つのチャネル信号の振幅関係を調整する、としたことの具体的表現に他ならない。
時間領域ＯＦＤＭ変調信号は、送信されたサブキャリアデータ系列Ｚ（ｚ１，ｚ２，・・・）をなすサブキャリアデータｚｉ（ｉ＝１，２，・・・）の有効シンボル長を時間換算でＴとしたとき、１／Ｔの周波数間隔でサブキャリアを配列するものであり、その複素包絡線振幅は送信ディジタルデータの逆ＦＦＴで与えられる。したがって、時間間隔Ｔごとに１次変調された送信信号を区切り、区切られた系列に逆ＦＦＴを施すことで時間領域ＯＦＤＭ変調信号が生成される。本実施形態においては、先述の通り、Ｎ次元ベクトルを成すパラレルデータにＮ点の逆ＦＦＴを施すことで時間領域ＯＦＤＭ変調信号が得られているものとしている。また、サブキャリアデータ系列Ｚはシングルキャリア変調信号で表されるものとしている。シングルキャリア変調信号は、システム仕様で定められたシングルキャリアシンボル周期ごとにシングルキャリアシンボルが現れるよう２系統の信号からなるベースバンド信号を以て単位シンボルを表すものであり、上述の１つのサブキャリアデータｚｉには少なくとも１つのシンボルが配列されている。
合成部１２が出力した周波数領域ＯＦＤＭ変調信号、すなわちアダプティブアレイアンテナ受信装置１０２の出力信号からは、サブキャリアデータごとにシングルキャリア復調を施すことで受信ディジタルデータが得られる。
また、合成部１２が出力した周波数領域ＯＦＤＭ変調信号はパイロット信号抽出部９０に入力され、そこで抽出されたパイロット信号は加算合計部２２ｂに入力される。ここで加算合計部２２ｂに入力されるパイロット信号は、単位ＯＦＤＭシンボル中に含まれるパイロット信号が割り当てられた複数のサブキャリアデータをベクトル成分として有するベクトルで表現されるものである。以下、このベクトルをパイロット信号ベクトルと称する。以下、ベクトルというときは、単位ＯＦＤＭシンボルから抽出された複数のサブキャリアデータをベクトル成分として有するベクトルを意味するものとする。
加算合計部２２ｂにおいてはパイロット信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルが加算合計され、パイロット信号加算合計値としてアダプティブ処理部４０に入力される。ここで、パイロット信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルを加算合計するとは、パイロット信号ベクトルのベクトル成分をシンボルの配列とみなし、配列されているシンボルをベクトル加算合計することを意味する。すなわち、パイロット信号ベクトルのベクトル成分は、単位ＯＦＤＭシンボル中に含まれるサブキャリアデータと対応付けられており、１つのサブキャリアデータには、先述のように少なくとも１つのシンボルが配列されていることから、パイロット信号ベクトルのベクトル成分はシンボルの配列とみなすことができ、配列されているシンボルのベクトル加算合計が定義されるのである。
ここで、パイロット信号抽出部９０の動作について、時間領域ＯＦＤＭ変調信号のデータ構成を参照しつつ説明する。図１８は、送信装置２で生成された時間領域ＯＦＤＭ変調信号にＦＦＴを施した周波数領域ＯＦＤＭ変調信号を重ねて示したものであるが、これは受信された時間領域ＯＦＤＭ変調信号にＦＦＴを施した周波数領域ＯＦＤＭ変調信号を重ねて示したものと捉えることも可能である。パイロット信号抽出部９０は単位ＯＦＤＭシンボルにおいてｒサブキャリアデータごとに現れるパイロット信号を含むサブキャリアからパイロット信号を抽出し、これらをベクトル成分とするパイロット信号ベクトルを生成する。ここで、Ｎ＝５６１７、ｒ＝１２とすれば、単位ＯＦＤＭシンボル中には４６８個のパイロット信号が含まれるので、パイロット信号ベクトルは４６８個のパイロット信号を成分とするものとなる。
パイロット信号がいくつのサブキャリアデータごとに現れるかを表すｒの値は、システム設計において予め定められている。したがって、パイロット信号抽出部９０はパイロット信号が現れるタイミングをｒの値に基づいて検知して、ｒサブキャリアデータごとにパイロット信号を抽出すればよい。
また、参照パイロット信号生成部３０から出力される参照パイロット信号ベクトルは、加算合計部２２ａに入力され、参照パイロット信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルの加算合計値である参照パイロット信号加算合計値が算出される。
減算部３１においては、参照パイロット信号加算合計値からパイロット信号加算合計値を減ずることによりパイロット誤差ｄが算出される。
一方、各受信部１０が出力したベースバンド信号はＦＦＴが施されてウェイト係数乗算部１１に入力される他、別系統でパイロット信号抽出部９１にも入力される。パイロット信号抽出部９１はアレイアンテナの素子数と同じ数だけ設けられており、１組のウェイト係数Ｗの要素それぞれについて傍系パイロット信号ベクトルを抽出する。
パイロット信号抽出部９１が出力した傍系パイロット信号は、傍系パイロット信号ベクトルとして加算合計部４１に入力され、１組のウェイト係数Ｗの要素それぞれについて傍系パイロット信号加算合計値が算出される。
アダプティブ処理部４０は、パイロット誤差ｄと、１組のウェイト係数Ｗの要素それぞれについて算出された傍系パイロット信号加算合計値とに基づいてウェイト係数を算出し、ウェイト係数乗算部に入力する。
アダプティブ処理部４０が、パイロット誤差ｄおよび傍系パイロット信号加算合計値に基づいてウェイト係数を算出する処理は、ＬＭＳアルゴリズム、ＲＬＳアルゴリズム、ＳＭＩアルゴリズム等、周知のアルゴリズムによって行うことができる。これらのアルゴリズムは、単位ＯＦＤＭシンボルを１ステップとする漸化式で表され、アルゴリズムの１ステップごとにウェイト係数Ｗが更新されていくものである。
このように、パイロット信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルを加算合計した値に基づいてウェイト係数を算出するのは、時間領域ＯＦＤＭ変調信号の占有周波数帯域幅が広いことによって次のような問題が生ずるためである。
アダプティブアレイアンテナ受信装置１０２で受信される電磁波には、上位局のアンテナからアダプティブアレイアンテナ受信装置１０２へ直接到来するもののほか、山岳や建造物において反射して到来するものがある。これらの到来波は位相が揃っていないため、受信地点によっては振幅を強め合ったり弱め合ったりする。このような現象をマルチパス干渉という。図１９はマルチパス干渉を受けた受信信号の様子と復調後の受信信号データを、受信信号の周波数と対応させて重ねて示したものである。この図からわかるように、受信帯域内にマルチパス干渉による減衰点がある場合、減衰点の周波数とパイロット信号を含むサブキャリアの周波数が一致してしまうと、正確なパイロット信号を得ることができないため、このパイロット信号のみによって計算されたウェイト係数には大きな誤差が生じてしまう。
パイロット信号を用いて適応等化器などを動作させる場合には、各サブキャリアの周波数における伝搬特性を適応等化器の処理特性に忠実に反映させる必要がある。しかしながら、アダプティブアレイアンテナ受信装置の指向性を決定する場合にあっては、アダプティブアレイアンテナの指向性を時間領域ＯＦＤＭ変調信号の占有周波数帯域内で周波数に応じて大きく変化させる必要がある状況は稀であり、むしろマルチパス干渉が特定のサブキャリアに及ぼす影響は、時間領域ＯＦＤＭ変調信号の占有周波数帯域内での指向性決定に対して非支配的である方が好ましい。
したがって、特開２００３−１７４４２７号公報に開示されているような、パイロット信号が含まれる複数のサブキャリアに対して算出した複数のウェイト係数を補間することで、占有周波数帯域内のウェイト係数を算出する構成では、マルチパス干渉がパイロット信号を含むサブキャリアに及ぼす影響が指向性決定に支配的となるため好ましいとはいえない。
パイロット信号加算型のアダプティブアレイアンテナ受信装置１０２は、このような問題に対処するものである。すなわち、受信した時間領域ＯＦＤＭ変調信号の占有周波数帯域内にマルチパス干渉による減衰点があり、減衰点の周波数とパイロット信号を含むサブキャリアの周波数が一致したとしても、ウェイト係数は単位ＯＦＤＭシンボルに含まれるすべてのパイロット信号の寄与によって算出されるため、当該減衰点による影響は低減され、マルチパス干渉に対して十分な耐性を実現することができるのである。
（２）本発明を適用したパイロット信号加算合計型のアダプティブアレイアンテナ受信装置（本発明の第２の実施形態）
図３に第２の実施形態のアダプティブアレイアンテナ受信装置３の構成を示す。図１６に示すアダプティブアレイアンテナ受信装置１０２と同一の構成部については同一の符号を付し、その説明を省略する。
図１６のアダプティブアレイアンテナ受信装置１０２と同様、各アンテナ５０で受信された信号は、受信部１０、ＦＦＴ演算部１４、およびウェイト係数乗算部１１を経て合成部１２に入力され、合成部１２からは合成受信信号が出力される。
合成部１２から出力された合成受信信号からは、信号抽出部１３によってパイロット信号とデータ信号が抽出される。合成受信信号から抽出されたパイロット信号は、パイロット信号ベクトルとして加算合計部２２ｂに入力される。ここに、パイロット信号ベクトルのベクトルの語は、先に説明したように、単位ＯＦＤＭシンボルから抽出された複数のサブキャリアデータをベクトル成分として有するベクトルを意味し、以下、同様の定義でベクトルの語を用いる。加算合計部２２ｂはパイロット信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルを加算合計した結果であるパイロット信号加算合計値を算出して出力する。
また、参照パイロット信号生成部３０から出力される参照パイロット信号は、参照パイロット信号ベクトルとして加算合計部２２ａに入力され、加算合計部２２ａは参照パイロット信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルを加算合計した結果である参照パイロット信号加算合計値を算出して出力する。
減算部３１においては、参照パイロット信号加算合計値からパイロット信号加算合計値が減算され、パイロット誤差ｄが算出される。
一方、信号抽出部１３から抽出されたデータ信号は、硬判定部２０に入力され硬判定が行われる。硬判定部２０から出力される硬判定データ信号は、硬判定データ信号ベクトルとして加算合計部２２ｃに入力される。
加算合計部２２ｃは硬判定データ信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルを加算合計した結果である硬判定データ信号加算合計値を算出して出力する。また、同様にして、信号抽出部１３から抽出されたデータ信号は、データ信号ベクトルとして加算合計部２２ｄに入力される。加算合計部２２ｄはデータ信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルを加算合計した結果であるデータ信号加算合計値を算出して出力する。
減算部２１においては硬判定データ信号加算合計値からデータ信号加算合計値が減算され、さらに加算部２３においてはその減算結果にパイロット誤差ｄが加算されて、パイロット・硬判定誤差ｅが算出される。
図１６に示すアダプティブアレイアンテナ受信装置１０２と同様、各受信部１０が出力したベースバンド信号はＦＦＴが施されてウェイト係数乗算部１１に入力される他、別系統で加算合計部４１に入力されている。加算合計部４１においては、入力された信号に含まれるパイロット信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボル、および入力された信号に含まれるデータ信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルを加算合計し、傍系信号加算合計値として出力する。
なお、傍系信号加算合計値を算出する構成部は、アレイアンテナの素子数と同じ数だけ設けられており、１組のウェイト係数Ｗの要素それぞれについて傍系信号加算合計値が算出される。
アダプティブ処理部４０は、パイロット・硬判定誤差ｅと、１組のウェイト係数の要素それぞれについて算出された傍系信号加算合計値に基づいてウェイト係数を算出し、算出されたウェイト係数を出力する。
パイロット・硬判定誤差ｅは、受信信号から得られたパイロット信号のパターンと、自ら生成したパイロット信号のパターンの差異のみならず、受信信号から抽出されたシンボルの本来あるべき状態からのずれを、単位ＯＦＤＭシンボルごとに反映したものである。先述のように、パイロット信号のパターンは複数の無線通信局で同一のものが用いられているため、パイロット信号のパターンの差異を小さくするようにアダプティブアレイアンテナ受信装置３のアンテナ指向性を制御しても、必ずしも所望波が到来する方向にアンテナ指向性が形成されるとは限らない。一方、複数の無線通信局が送信するデータ信号は互いに異なるため、干渉波は受信信号から抽出されるシンボルを本来あるべき状態からずらしめるよう作用するはずである。そこで、シンボルの状態が本来あるべき状態からのずれを小さくするようにアンテナ指向性を制御すれば、所望波が到来する方向にアンテナ指向性を形成することができ、本実施形態はこの原理を適用している。さらに、パイロット・硬判定誤差ｅは、単位ＯＦＤＭシンボルごとにパイロット信号とデータ信号のそれぞれからベクトルを抽出し、抽出されたベクトルのベクトル成分をなすシンボルの加算合計値に基づいて算出される誤差であるため、マルチパス干渉に対する耐性を高めることができる。
３．第３の実施形態
第２の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置３では、パイロット・硬判定誤差ｅを算出するため、ＯＦＤＭシンボルに含まれるデータ信号が呈する全てのシンボルについて硬判定を行い、硬判定が行われたすべてのシンボルに基づいて硬判定データ信号加算合計値を算出する。また、これまでの説明では硬判定が誤りを生ずることなく行われることを前提としてきた。しかしながら、希望波対干渉波比あるいは希望波対雑音比が小さくなると、硬判定誤りを生ずる確率が高くなり、硬判定データ信号加算合計値が真値から大きくずれてしまい、アンテナ指向性を確実に制御することが不可能となる。
また、先述の例では、単位ＯＦＤＭシンボルは５６１７個のサブキャリアデータから構成され、そのうちの４６８個にパイロット信号が、５１４９個にデータ信号が割り当てられている。この例からもわかるように、データ信号はパイロット信号の１０倍もの情報を有し、データ信号が呈するすべてのシンボルの値を反映させてパイロット・硬判定誤差ｅを算出することは冗長度を増大せしめ、高速処理の観点から不利であるといえる。
そこで、データ信号が呈するシンボルうち硬判定誤りが生じている確率が低いシンボルのみを、パイロット・硬判定誤差ｅの算出に寄与させることとしたものが図４に示す第３の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置４である。アダプティブアレイアンテナ受信装置４では、硬判定部２０の後段に四隅検出部２４を設け、四隅検出部２４の制御によって動作する間引き部２５，４４を加算合計部２２,４１に前置した点が、第２の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置３と異なる。以下の説明においては、第２の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置３と同一の構成部については同一の符号を付し、説明を省略する。
本実施形態では、硬判定データ信号が呈するシンボルのうち、シンボル座標平面上において四隅に配置されるシンボルは、硬判定誤り確率が低いという性質を利用している。以下、シンボル座標平面上において四隅に配置されているシンボルを四隅シンボルとする。図５の６４ＱＡＭ変調方式の例では、座標点（７，７）、（−７，７）、（−７，−７）、（７，−７）に位置するシンボルが四隅シンボルということになる。例えば、希望波と干渉波が同時に受信されている結果、データ信号が呈するシンボルが真値から半径√２の円内に一様な頻度で生ずる場合について考える。このとき、硬判定によりシンボルが図５の座標点（３，１）に存在するものであると判定されたとしても、これが座標点（１，１）、（３，−１）、（５，１）、（３，３）のうちいずれかに存在するものであると判定すべきであったところの誤りである蓋然性がある。すなわち、データ信号が呈するシンボルが真値から半径√２の円内に一様な頻度で生ずるものとすれば、硬判定誤り確率は４／５＝０．８である。ただし、実際には円の中心に近い程、シンボル発生頻度が高くなるため、硬判定の誤り確率はこれより低い値となる。一方、同一条件下、硬判定によりシンボルが図５の座標点（７，７）に存在すると判定されたとしても、これが座標点（５，７）、（７，５）のうちいずれかに存在するものであると判定すべきであったところの誤りである蓋然性があり、硬判定誤り確率は２／３＝０．６７である。この例からもわかるように、シンボル座標平面上において四隅に配置されるシンボルは、それ以外の位置に配置されるものに比して硬判定誤り確率が低く、四隅シンボルのみをパイロット・硬判定誤差ｅの算出に寄与させることは、干渉波、雑音の存在下でアンテナ指向性を最適に決定するという観点から得策であるといえる。
間引き部２５ａは、硬判定部２０から入力された硬判定データ信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルを加算合計する際に、そして、間引き部２５ｂは、信号抽出部１３から入力されたデータ信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルを加算合計する際に、四隅シンボルのみを加算するように動作するものである。
四隅検出部２４は、硬判定データ信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルが、四隅シンボルであることを検出し間引き部２５を制御する。すなわち、四隅検出部２４は、四隅検出部２４に四隅シンボルが入力されたときのみ、加算合計部２２ｃ、２２ｄへシンボルを入力するよう間引き部２５ａ、２５ｂを制御するのである。これによって、硬判定データ信号加算合計値およびデータ信号加算合計値は四隅シンボルのみの加算によって算出されることになる。
第２の実施形態と同様、各受信部１０が出力したベースバンド信号はＦＦＴが施されてウェイト係数乗算部１１に入力される他、別系統で信号抽出部４３に入力される。信号抽出部４３から抽出されたパイロット信号は、パイロット信号ベクトルとして加算合計部４１に入力される。また、信号抽出部４３から抽出されたデータ信号は、データ信号ベクトルとして間引き部４４へ入力される。間引き部４４は四隅検出部２４の制御によって、四隅シンボルのみを加算合計部４１に入力する。加算合計部４１は、パイロット信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルと、データ信号ベクトルのベクトル成分の一部をなす四隅シンボルの加算合計値を算出し、傍系信号加算合計値としてアダプティブ処理部４０に入力する。
なお、傍系信号加算合計値を算出する構成部は、アレイアンテナの素子数と同じ数だけ設けられており、１組のウェイト係数の要素それぞれについて傍系信号加算合計値が算出される。
アダプティブ処理部４０が、パイロット・硬判定誤差ｅと傍系信号加算合計値に基づいてウェイト係数を算出し、算出されたウェイト係数を出力する動作については図３のアダプティブアレイアンテナ受信装置３と同様である。
４．第４の実施形態
上述の第３の実施形態では、受信部１０の出力にＦＦＴ演算部１４を設け周波数領域ＯＦＤＭ変調信号に対してウェイト係数乗算を施す構成としていた。しかしながら、ウェイト係数乗算は必ずしも周波数領域ＯＦＤＭ変調信号に対して施す必要はなく、時間領域ＯＦＤＭ変調信号に対して施すものとしてもよい。そこで、時間領域ＯＦＤＭ変調信号に対してウェイト係数乗算を施す構成としたものが、図６に示す第４の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置５である。ＦＦＴ演算部１４は信号抽出部１３，４３の直前に設けられ、パイロット信号およびデータ信号を抽出する直前において、時間領域ＯＦＤＭ変調信号が周波数領域ＯＦＤＭ変調信号に変換される。アダプティブアレイアンテナ受信装置５の出力信号は、合成部１２の後段に設けられるＦＦＴ演算部１４の入力部あるいは出力部から取り出せばよい。ただし、ＦＦＴ演算部１４の入力部から取り出す場合、出力信号は時間領域ＯＦＤＭ変調信号となり、ＦＦＴ演算部１４の出力部から取り出す場合、出力信号は周波数領域ＯＦＤＭ変調信号となる。
５．第５の実施形態
本発明の第３の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置４では、パイロット信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボル、あるいはデータ信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルを加算合計することによってパイロット・硬判定誤差ｅと傍系信号加算合計値を算出している。このようなシンボルが、シンボル座標平面上に均一かつ同一頻度で現れるものとすると、パイロット信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボル、あるいはデータ信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルの加算合計値は零に近い値となる。例えば、データ信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルのうち四隅シンボルのみを加算合計する場合について考えると、図７に示されるように、この加算合計はベクトル合成演算であるため零に近い値となる。
これによって、第３の実施形態においては、参照パイロット信号加算合計値、四隅シンボルのみによって算出されたデータ信号加算合計値、および四隅シンボルのみによって算出された硬判定データ信号加算合計値の値が著しく小さくなってしまう。これらの値にアダプティブアレイアンテナ受信装置４で受信された干渉信号や雑音が重畳されると、これらの値の有効桁が干渉信号や雑音に埋もれてしまい、アダプティブアルゴリズムの実行に支障をきたし、アンテナ指向性を制御することが不可能となる。
そこで、本実施形態においては、パイロット信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボル、あるいはデータ信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルを、シンボル座標平面の原点を通る直線上に回転移動し、その後加算合計することによってパイロット・硬判定誤差ｅと傍系信号加算合計値を算出することとした。回転移動先の直線は、シンボル座標平面の原点を通る直線であれば任意のものでよいが、座標軸をこれに選ぶことによって計算処理が簡便になる。
図８（ａ）はＢＰＳＫ変調されたパイロット信号が呈するシンボルの回転移動の例を示しており、同相成分軸（Ｉ軸）の正値側にシンボルを回転移動させる様子を示している。これを複素平面とみなせば、この回転演算は、複素信号表現のパイロット信号にｅ−ｊθｐを乗ずることを意味する。ここに、θｐはパイロット信号が呈するシンボルのＩ軸に対する偏角であり、図８（ａ）の点Ｐ０ではθｐ＝０、点Ｐ１ではθｐ＝πである。また、図８（ｂ）は６４ＱＡＭ変調されたデータ信号が呈する四隅シンボルの回転移動の例を示しており、同相成分軸（Ｉ軸）の正値側にシンボルを回転移動させる様子を示している。これを複素平面とみなせば、この回転演算は、複素信号表現のデータ信号にｅ−ｊθｄを乗ずることを意味する。ここに、θｄはデータ信号が呈するシンボルのＩ軸に対する偏角であり、図８（ｂ）の、点Ｄ０、点Ｄ１、点Ｄ２、点Ｄ３のそれぞれについて、θｐ＝π／４、３π／４、−π／４、−３π／４となる。
図９に本実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置６の構成を示す。加算合計部２２，４１に回転演算子を乗ずるための乗算部２７，４６を前置し、当該乗算部２７，４６に入力される回転演算子を生成する回転演算子生成部２６，４５を設けた点が、第３の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置４と異なる。以下の説明においては、第３の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置４と同一の構成部については同一の符号を付し、説明を省略する。
回転演算子生成部２６ａは、参照パイロット信号生成部３０から出力される参照パイロット信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルから、シンボル座標平面上での偏角θｐを算出し、回転演算子ｅ−ｊθｐを算出して乗算部２７ａおよび乗算部２７ｂに入力する。
参照パイロット信号生成部３０から出力された参照パイロット信号は、乗算部２７ａにおいて回転演算子ｅ−ｊθｐによる回転演算が施され、回転後参照パイロット信号ベクトルとして加算合計部２２ａに入力される。加算合計部２２ａは回転後参照パイロット信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルを加算し、その加算合計値である回転後参照パイロット信号加算合計値を算出して出力する。
図４のアダプティブアレイアンテナ受信装置４と同様、各アンテナ５０で受信された信号は、受信部１０、ＦＦＴ演算部１４、およびウェイト係数乗算部１１を経て合成部１２に入力され、合成部１２からは合成受信信号が出力される。合成部１２から出力された合成受信信号からは、信号抽出部１３によってパイロット信号が抽出される。合成受信信号から抽出されたパイロット信号は、乗算部２７ｂにおいて回転演算子ｅ−ｊθｐによる回転演算が施され、回転後パイロット信号ベクトルとして加算合計部２２ｂに入力される。加算合計部２２ｂは回転後パイロット信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルを加算合計した結果である回転後パイロット信号加算合計値を算出して出力する。
減算部３１においては、回転後参照パイロット信号加算合計値から回転後パイロット信号加算合計値が減算され、パイロット誤差ｄが算出される。
また、合成部１２から出力された合成受信信号からは、信号抽出部１３によってパイロット信号の他、データ信号が抽出され、硬判定部２０に入力される。硬判定部２０は、硬判定の結果を硬判定データ信号ベクトルとして出力する。
回転演算子生成部２６ｂは、硬判定データ信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルのシンボル座標平面上での偏角θｄを算出し、回転演算子ｅ−ｊθｄを算出して乗算部２７ｃおよび乗算部２７ｄに入力する。
また、硬判定部２０から出力された硬判定データ信号ベクトルは間引き部２５ａに入力され、間引き部２５ａによって、硬判定データ信号ベクトルのベクトル成分の一部をなす四隅シンボルのみが乗算部２７ｃに入力される。間引き部２５ａは、第２の実施形態において説明したように、硬判定データ信号ベクトルに対して四隅検出を行う四隅検出部２４の制御によって動作する。乗算部２７ｃに入力された硬判定データ信号ベクトルのベクトル成分の一部をなす四隅シンボルは、回転演算子ｅ−ｊθｄによる回転演算が施され、回転後硬判定データ信号ベクトルとして加算合計部２２ｃに入力される。加算合計部２２ｃは回転後硬判定データ信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルを加算合計した結果である回転後硬判定データ信号加算合計値を算出する。
他方、信号抽出部１３によって抽出されたデータ信号は、データ信号ベクトルとして硬判定部２０に入力される他、硬判定がなされずに別系統で間引き部２５ｂに入力される。間引き部２５ｂは、データ信号ベクトルをなすシンボルのうち四隅シンボルのみを乗算部２７ｄに入力する。乗算部２７ｄに入力されたデータ信号ベクトルのベクトル成分の一部をなす四隅シンボルは、回転演算子ｅ−ｊθｄによる回転演算が施され、回転後データ信号ベクトルとして加算合計部２２ｄに入力される。加算合計部２２ｄは回転後データ信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルを加算合計した結果である回転後データ信号加算合計値を算出する。
減算部２１においては、回転後硬判定データ信号加算合計値から回転後データ信号加算合計値が減算され、さらに加算部２３においてその減算結果にパイロット誤差ｄが加算されて、パイロット・硬判定誤差ｅが算出される。
第２の実施形態と同様、各受信部１０が出力したベースバンド信号はＦＦＴが施されてウェイト係数乗算部１１に入力される他、別系統で信号抽出部４３に入力される。信号抽出部４３から抽出されたパイロット信号ベクトルは乗算部４６ａにおいて回転演算子ｅ−ｊθｐによる回転演算が施され、回転後傍系パイロット信号ベクトルとして加算合計部４１に入力される。
また、信号抽出部４３から抽出されたデータ信号は、データ信号ベクトルとして間引き部４４に入力される。間引き部４４は、データ信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルのうち四隅シンボルのみを乗算部４６ｂに入力する。乗算部４６ｂに入力されたデータ信号ベクトルのベクトル成分の一部をなす四隅シンボルは、回転演算子ｅ−ｊθｄによる回転演算が施され、回転後傍系データ信号ベクトルとして加算合計部４１に入力される。
なお、回転演算に際して回転演算子生成部４５ａは、参照パイロット信号生成部３０から出力される参照パイロット信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルから、シンボル座標平面上での偏角θｐを算出し、回転演算子ｅ−ｊθｐを算出して乗算部４６ａに入力している。同様に、回転演算子生成部４５ｂは、硬判定データ信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルから、シンボル座標平面上での偏角θｄを算出し、回転演算子ｅ−ｊθｄを算出して乗算部４６ｂに入力している。
加算合計部４１においては、回転後傍系パイロット信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルと、回転後傍系データ信号ベクトル成分をなすシンボルの加算合計値が算出され、回転後傍系信号加算合計値としてアダプティブ処理部４０に入力される。
なお、回転後傍系信号加算合計値を算出する構成部は、アレイアンテナの素子数と同じ数だけ設けられており、１組のウェイト係数Ｗの要素それぞれについて回転後傍系信号加算合計値が算出される。
アダプティブ処理部４０が、パイロット・硬判定誤差ｅと回転後傍系信号加算合計値に基づいてウェイト係数を算出し、算出されたウェイト係数を出力する動作については図４のアダプティブアレイアンテナ受信装置４と同様である。
６．第６の実施形態
上述の第５の実施形態では、受信部１０の出力にＦＦＴ演算部１４を設け周波数領域ＯＦＤＭ変調信号に対してウェイト係数乗算を施す構成としていた。しかしながら、ウェイト係数乗算は必ずしも周波数領域ＯＦＤＭ変調信号に対して施す必要はなく、時間領域ＯＦＤＭ変調信号に対して施すものとしてもよい。そこで、時間領域ＯＦＤＭ変調信号に対してウェイト係数乗算を施す構成としたものが、図１０に示す第６の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置７である。ＦＦＴ演算部１４は信号抽出部１３，４３の直前に設けられ、パイロット信号およびデータ信号を抽出する直前において、時間領域ＯＦＤＭ変調信号が周波数領域ＯＦＤＭ変調信号に変換される。アダプティブアレイアンテナ受信装置７の出力信号は、合成部１２の後段に設けられるＦＦＴ演算部１４の入力部あるいは出力部から取り出せばよい。ただし、ＦＦＴ演算部１４の入力部から取り出す場合、出力信号は時間領域ＯＦＤＭ変調信号となり、ＦＦＴ演算部１４の出力部から取り出す場合、出力信号は周波数領域ＯＦＤＭ変調信号となる。
７．第７の実施形態
本発明の第５の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置６では、回転後傍系信号加算合計値を算出する構成部に、信号抽出部４３、回転演算子生成部４５、乗算部４６、間引き部４４、加算合計部４１が含まれ、構成が複雑であり演算量が膨大なものとなっている。また、当該構成部は、アンテナ素子数と同じ数だけ設けられるため、当該構成部を簡単な構成とすることは、装置全体の構成簡便化への寄与が大きいといえる。
そこで、図１１に示す本実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置８では、回転後傍系信号加算合計値を算出するための、信号抽出部４３、間引き部４４を特に設けない構成とした。以下、図９のアダプティブアレイアンテナ受信装置６と同一の構成部については同一の符号を付し、その説明を省略する。 各受信部１０が出力したベースバンド信号はＦＦＴが施されてウェイト係数乗算部１１に入力される他、回転後傍系信号加算合計値を算出するため、別系統で受信信号ベクトルＸとして乗算部４６に入力される。この乗算部４６で掛け合わされる演算量は、演算子配置ベクトルＨであり、演算子配置部２８によって算出される。
図１２（ａ）は、演算子配置部２８が算出する演算子配置ベクトルＨを示す。図１２に示されているｋは周波数領域ＯＦＤＭ変調信号のサブキャリアデータの数である。単位ＯＦＤＭシンボルのサブキャリアに対応して、回転演算子生成部２６ａが算出した回転演算子ｅ−ｊθｐおよび回転演算子生成部２６ｂが算出した回転演算子ｅ−ｊθｄが配置されている。また、四隅シンボル以外のシンボルについては、演算を作用させる必要がないため零が配置される。
演算子配置ベクトルＨは乗算部４６に入力され、回転後傍系信号加算合計値を算出するため、別系統で乗算部４６に入力された受信信号ベクトルＸに掛け合わされる。図１２（ｂ）は受信信号ベクトルＸの構成を示す。配置演算子ベクトルＨは、四隅シンボル以外のシンボルについては零が配置されており、この零の配置は第５の実施形態における間引き部４４と同様に作用する。また、θｉ＝ψｉの関係があるため、受信信号ベクトルＸのベクトル成分をなすシンボルは、同相成分軸に回転移動される。図１２（ｃ）はこのように回転移動された結果である受信信号ベクトルＹの構成を示す。乗算部４６において回転演算子ベクトルＨが掛け合わされて出力された受信信号ベクトルＹは、加算合計部４１に入力され、そのベクトル成分をなすシンボルが加算合計されて、回転後傍系信号加算合計値としてアダプティブ処理部４０に入力される。
なお、回転後傍系信号加算合計値を算出する構成部は、アレイアンテナの素子数と同じ数だけ設けられており、１組のウェイト係数Ｗの要素それぞれについて回転後傍系信号加算合計値が算出される。
アダプティブ処理部４０が、パイロット・硬判定誤差ｅと回転後傍系信号加算合計値に基づいてウェイト係数を算出し、算出されたウェイト係数を出力する動作については図９のアダプティブアレイアンテナ受信装置６と同様である。
また、ここでは、シンボルを同相成分軸上に回転移動させる実施形態となっているが、原点を通る任意の直線上に回転移動させる構成も可能であることはいうまでもない。
８．第８の実施形態
上述の第７の実施形態では、受信部１０の出力にＦＦＴ演算部１４を設け周波数領域ＯＦＤＭ変調信号に対してウェイト係数乗算を施す構成としていた。しかしながら、ウェイト係数乗算は必ずしも周波数領域ＯＦＤＭ変調信号に対して施す必要はなく、時間領域ＯＦＤＭ変調信号に対して施すものとしてもよい。そこで、時間領域ＯＦＤＭ変調信号に対してウェイト係数乗算を施す構成としたものが、図１３に示す第８の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置９である。ＦＦＴ演算部１４は信号抽出部１３，乗算部４６の直前に設けられ、パイロット信号およびデータ信号を抽出する直前において、時間領域ＯＦＤＭ変調信号が周波数領域ＯＦＤＭ変調信号に変換される。アダプティブアレイアンテナ受信装置９の出力信号は、合成部１２の後段に設けられるＦＦＴ演算部１４の入力部あるいは出力部から取り出せばよい。ただし、ＦＦＴ演算部１４の入力部から取り出す場合、出力信号は時間領域ＯＦＤＭ変調信号となり、ＦＦＴ演算部１４の出力部から取り出す場合、出力信号は周波数領域ＯＦＤＭ変調信号となる。
以上、本発明の実施形態について説明した。本発明はこれらの実施形態になんら限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲内において様々な実施形態が可能であることはいうまでもない。
第１の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置の構成を示す図である。 ６４ＱＡＭ変調方式のシンボルの配置を示す図である。 第２の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置の構成を示す図である。 第３の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置の構成を示す図である。 四隅シンボルの方がその他のシンボルに比して硬判定誤りが小さいことを説明する図である。 第４の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置の構成を示す図である。 四隅シンボルの加算合計値が零に近い値となることを説明する図である。 シンボルの回転移動の例を示す図である。 第５の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置の構成を示す図である。 第６の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置の構成を示す図である。 第７の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置の構成を示す図である。 演算子配置ベクトルＨ、受信信号ベクトルＸ、および受信信号ベクトルＹの構成を示す図である。 第８の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置の構成を示す図である。 従来の一般的なアダプティブアレイアンテナ受信装置の構成を示す図である。 アダプティブアレイアンテナ受信装置が受信する信号の一般的な構成を示す図である。 パイロット信号加算合計型のアダプティブアレイアンテナ受信装置の構成を示す図である。 送信装置の構成を示す図である。 ＯＦＤＭ変調信号とディジタルデータの構成を示す図である。 マルチパス干渉を受けた受信信号の様子と復調後の受信信号データを重ねて示した図である。
符号の説明
１，３，４，５，６，７，８，９，１０１，１０２ アダプティブアレイアンテナ受信装置、２ 送信装置、１０ 受信部、１１ ウェイト係数乗算部、１２ 合成部、１３，４３ 信号抽出部、１４ ＦＦＴ演算部、２０ 硬判定部、２１，３１ 減算部、２２ａ〜２２ｄ，４１ 加算合計部、２３ 加算部、２４ 四隅検出部、２５ａ，２５ｂ，４４ 間引き部、２６ａ〜２６ｄ，４５ａ，４５ｂ 回転演算子生成部、２７ａ〜２７ｄ，４６，４６ａ，４６ｂ 乗算部、２８ 演算子配置部、３０ 参照パイロット信号生成部、４０ アダプティブ処理部、５０ アンテナ、６０ パイロット信号挿入器、７０ 変調部、７２ シングルキャリア変調器、７４ シリアル／パラレル変換器、７６ 逆ＦＦＴ演算器、７８ パラレル／シリアル変換器、８０ 送信部、９０，９１ パイロット信号抽出部。

Claims (6)

  1. 複数のアンテナと、
    前記複数のアンテナによって形成される指向性を決定する係数であるウェイト係数を計算するウェイト係数計算部と、
    前記複数のアンテナによって形成される指向性をウェイト係数計算部が計算したウェイト係数に基づいて決定するとともに、前記複数のアンテナから信号を受信する指向性決定受信部と、
    を含むアレイアンテナ受信装置であって、
    ウェイト係数計算部は、指向性決定受信部が受信して出力する受信信号から、信号の位相と振幅を表すシンボルを抽出してシンボルの真値を判定する硬判定手段と、
    前記受信信号からシンボルを抽出し、硬判定手段が判定したシンボルの真値に対する、前記受信信号から抽出されたシンボルの値の誤差を反映させた誤差信号を生成する誤差信号生成手段と、
    を含み、
    ウェイト係数計算部は、前記誤差信号に基づいてウェイト係数を計算し、
    誤差信号生成手段は、前記受信信号から抽出されたシンボルのうちシンボル配列の外縁に位置するシンボルについてのみ誤差信号を生成することを特徴とするアレイアンテナ受信装置。
  2. 請求項１に記載のアレイアンテナ受信装置であって、
    誤差信号生成手段は、前記受信信号から複数のシンボルを抽出し、抽出された複数のシンボルの値の加算合計値と硬判定手段が判定した当該複数のシンボルの真値の加算合計値との差に基づいて、誤差信号を生成することを特徴とするアレイアンテナ受信装置。
  3. 請求項１に記載のアレイアンテナ受信装置であって、
    誤差信号生成手段は、
    シンボル配列を定義するシンボル座標平面上における、前記受信信号から抽出されたシンボルの位置をシンボル座標平面の原点を通る直線上に回転移動させる第１の回転演算を行い、
    前記受信信号から抽出され第１の回転演算が施された複数のシンボルの値を加算合計して直線上シンボル加算合計値を算出し、
    硬判定手段によって判定されたシンボルの真値に対するシンボル座標平面上での位置であるシンボル真値位置をシンボル座標平面の原点を通る直線上に回転移動させる第２の回転演算を行い、
    第２の回転演算が施された複数のシンボル真値位置のそれぞれが呈する値を加算合計して直線上シンボル真値加算合計値を算出し、
    直線上シンボル加算合計値と直線上シンボル真値加算合計値との差に基づいて、誤差信号を生成することを特徴とするアレイアンテナ受信装置。
  4. 複数のアンテナと、
    前記複数のアンテナによって形成される指向性を決定する係数であるウェイト係数を計算するウェイト係数計算部と、
    前記複数のアンテナによって形成される指向性をウェイト係数計算部が計算したウェイト係数に基づいて決定するとともに、前記複数のアンテナから信号を受信する指向性決定受信部と、
    を含むアレイアンテナ受信装置であって、
    ウェイト係数計算部は、指向性決定受信部が受信して出力する受信信号から、信号の位相と振幅を表すシンボルを抽出してシンボルの真値を判定する硬判定手段と、
    前記受信信号からシンボルを抽出し、硬判定手段が判定したシンボルの真値に対する、前記受信信号から抽出されたシンボルの値の誤差を反映させた誤差信号を生成する誤差信号生成手段と、
    を含み、
    ウェイト係数計算部は、前記誤差信号に基づいてウェイト係数を計算し、
    誤差信号生成手段は、前記受信信号から複数のシンボルを抽出し、抽出された複数のシンボルの値の加算合計値と硬判定手段が判定した当該複数のシンボルの真値の加算合計値との差に基づいて、誤差信号を生成することを特徴とするアレイアンテナ受信装置。
  5. 複数のアンテナと、
    前記複数のアンテナによって形成される指向性を決定する係数であるウェイト係数を計算するウェイト係数計算部と、
    前記複数のアンテナによって形成される指向性をウェイト係数計算部が計算したウェイト係数に基づいて決定するとともに、前記複数のアンテナから信号を受信する指向性決定受信部と、
    を含むアレイアンテナ受信装置であって、
    ウェイト係数計算部は、指向性決定受信部が受信して出力する受信信号から、信号の位相と振幅を表すシンボルを抽出してシンボルの真値を判定する硬判定手段と、
    前記受信信号からシンボルを抽出し、硬判定手段が判定したシンボルの真値に対する、前記受信信号から抽出されたシンボルの値の誤差を反映させた誤差信号を生成する誤差信号生成手段と、
    を含み、
    ウェイト係数計算部は、前記誤差信号に基づいてウェイト係数を計算し、
    誤差信号生成手段は、
    シンボル配列を定義するシンボル座標平面上における、前記受信信号から抽出されたシンボルの位置をシンボル座標平面の原点を通る直線上に回転移動させる第１の回転演算を行い、
    前記受信信号から抽出され第１の回転演算が施された複数のシンボルの値を加算合計して直線上シンボル加算合計値を算出し、
    硬判定手段によって判定されたシンボルの真値に対するシンボル座標平面上での位置であるシンボル真値位置をシンボル座標平面の原点を通る直線上に回転移動させる第２の回転演算を行い、
    第２の回転演算が施された複数のシンボル真値位置のそれぞれが呈する値を加算合計して直線上シンボル真値加算合計値を算出し、
    直線上シンボル加算合計値と直線上シンボル真値加算合計値との差に基づいて、誤差信号を生成することを特徴とするアレイアンテナ受信装置。
  6. 請求項４または請求項５に記載のアレイアンテナ受信装置であって、
    誤差信号生成手段は、前記受信信号から抽出されたシンボルのうちシンボル配列の外縁に位置するシンボルについてのみ誤差信号を生成することを特徴とするアレイアンテナ受信装置。
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