JP3723384B2 - 適応アンテナ装置 - Google Patents
適応アンテナ装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3723384B2 JP3723384B2 JP21905699A JP21905699A JP3723384B2 JP 3723384 B2 JP3723384 B2 JP 3723384B2 JP 21905699 A JP21905699 A JP 21905699A JP 21905699 A JP21905699 A JP 21905699A JP 3723384 B2 JP3723384 B2 JP 3723384B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- frequency
- converter
- frequency converter
- transversal filter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Radio Transmission System (AREA)
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は適応アンテナ装置に関し、特に、無線通信システム用アンテナの指向性制御と波形等化に関する。
【０００２】
【従来の技術】
適応アンテナ装置は、希望する信号と相関の高い到来波を合成し、相関の低い到来波を抑圧するように指向性制御を行うアンテナ装置である。
【０００３】
図２５に従来の適応アンテナ装置を示す（たとえばR.A.Monzingo and T.W.Miller, Introduction to Adaptive Arrays, John Wiley & Sons, Inc. 1980）。
【０００４】
この適応アンテナ装置は、複数のＮアンテナ素子１３０１１〜１３０１Ｎと、該アンテナ素子１３０１１〜１３０１Ｎの出力に複素重みを付ける重み付け手段１３０２１〜１３０２Ｎと、該重み付け手段１３０２１〜１３０２Ｎの重みを制御する重み制御装置１３０３と、基準信号発生装置１３０４と、前記複数のアンテナ素子１３０１１〜１３０１Ｎの出力に設けられ、複素重み付けをされた信号を合成するための合成器１３０５から構成される。
【０００５】
適応アンテナ装置の複数のアンテナ素子１３０１１〜１３０１Ｎで受信された信号をｘ1 〜ｘN とし、重み付け手段１３０２１〜１３０２Ｎに設定される重みの値をｗ1 〜ｗN とし、希望信号成分をｄと表すと、希望する信号との誤差の２乗が最小になるように指向性を形成する重みの値は
【０００６】
【数３】
【０００７】
である。
【０００８】
適応アンテナ装置では、出力信号と希望する信号との誤差が最小になるように指向性を変化させる。したがって、同期特性が安定していない状態では、ｒxdに大きな誤差が生じ、適応アンテナ装置が正常に動作しなくなる。
【０００９】
図２６に従来のトランスバーサルフィルタを用いた適応アンテナ装置を示す（Philip Balaban, and Jack Salz, “Dual Diversity and Equalization in Digital Cellular Mobile Radio ”, Transaction on VEHICULAR TECHNOLOGY, VOL.40, NO.2, MAY 1991.）。この図において、参照符号１４０１１〜１４０１Ｎはアンテナ素子、１４０２はビーム形成回路、１４０３１〜１４０３Ｎは第一の重み付け手段、１４０４は第一の合成器、１４０５はトランスバーサルフィルタ、１４０６１〜１４０６Ｍは遅延素子、１４０７０〜１４０７Ｍは第二の重み付け手段、１４０８は第二の合成器、１４１２は自動周波数変換器制御装置、１４１３はタイミング再生回路、１４１４１〜１４１４ＮはＡ／Ｄ変換器である。
【００１０】
また、図２７は第一の重み付け手段１４０３１〜１４０３Ｎ及び第二の重み付け手段１４０７０〜１４０７Ｍの構成を示す図であり、１４０９１〜１４０９４は実数乗算器、１４１０は実数減算器、１４１１は実数加算器である。
【００１１】
各アンテナ素子で受信した信号は、タイミング再生回路１４１３によって受信している信号のクロックと同じクロックが再生され、再生されたクロックを用いてＡ／Ｄ変換器１４１４１〜１４１４Ｎを用いてＡ／Ｄ変換され、ビーム形成回路１４０２に入力される。
【００１２】
ビーム形成回路１４０２の出力信号をｙb (t) とすると、第二の重み付け手段１０４７０〜１０４７Ｍの重みの値ｃ0 〜ｃM は
【００１３】
【数４】
【００１４】
である。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
上記した適応アンテナ装置では、実際には各アンテナでの信号情報が必要となるため、各アンテナにおける受信信号をＡ／Ｄ変換器によりディジタル信号に変換する必要がある。その際にサンプリングレートが、信号レートと異なるタイミングであった場合には、タイミングの補償がされていないデータで、ビーム形成回路を制御することになるため、２乗誤差最小のアルゴリズムを適用できない。
【００１６】
また、トランスバーサルフィルタ部とビーム形成回路の両方で波形等化を行うため、安定に動作しない。さらに、第二の重み付け手段が複素数であるため、ハードウェア規模が増大する。
【００１７】
すなわち、ディジタル無線伝送での１シンボル長をこえる遅延波による伝送品質の劣化や、干渉波により伝送品質が著しく劣化し、タイミング同期特性が劣化する。従来の適応アンテナ装置ではタイミング同期特性が劣化すると、２乗誤差最小のアルゴリズムを適用できず、適応アンテナ装置が動作しないという問題があった。
【００１８】
本発明はこのような課題に着目してなされたものであり、その目的とするところは、ハードウェア規模を縮小するとともに、サンプリングクロックへのフィードバックを排除し、伝送品質が著しく劣化した環境においても、安定に動作可能な適応アンテナ装置を提供することにある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、第１の発明に係る適応アンテナ装置は、複数のアンテナ素子と、該複数のアンテナ素子の各々に接続され、該各アンテナ素子からの入力信号を第一の重み付け手段により重み付けして合成するアナログビーム形成回路と、該アナログビーム形成回路の出力信号を入力信号とし、ディジタル信号に変換して出力する第一のＡ／Ｄ変換器と、該第一のＡ／Ｄ変換器によってディジタル信号に変換された入力信号をベースバンド信号に変換する第一の周波数変換器と、該第一の周波数変換器の出力に分数シンボル長の遅延時間を待つ複数の遅延素子が直列に接続され、各遅延素子の出力を第二の重み付け手段により重み付けし、合成する分数シンボル長間隔の第一のトランスバーサルフィルタと、上記各アンテナ素子での受信信号のみ、あるいは上記各アンテナ素子での受信信号と上記第一のトランスバーサルフィルタの出力信号の両方を入力信号とし、上記各アンテナ素子からの入力信号を第二のＡ／Ｄ変換器によりＡ／Ｄ変換した後、第一のディジタル信号処理装置により、上記第一の重み付け手段で用いる重みの値を演算する第一の重み制御回路と、上記第一の周波数変換器の出力信号を入力信号とし、上記第二の重み付け手段で用いる重みの値を演算する第二の重み制御回路と、上記第一のトランスバーサルフィルタの出力信号を入力信号とし、上記第一の周波数変換器における周波数変換誤差を減少させるように、上記第一の周波数変換器を制御する周波数変換器自動制御装置と、上記第一のＡ／Ｄ変換器での第一のサンプリングクロックを発生させる第一のサンプリングクロック発生器と、上記第二のＡ／Ｄ変換器での第二のサンプリングクロックを発生させる第二のサンプリングクロック発生器と、を具備し、上記第一のトランスバーサルフィルタにおける上記第二の重み付け手段で用いる重みを実数とし、上記第一のサンプリングクロック発生器は、伝送レートの２倍以上の周波数で、伝送レートとは同期せず、上記第一のトランスバーサルフィルタの遅延素子とほぼ同一の間隔でサンプリングするように発振し、上記第二のサンプリングクロックは上記第一のサンプリングクロックとは同期しないようにする。
【００２０】
また、第２の発明に係る適応アンテナ装置は、第１の発明において、前記第一の重み制御装置の内部には第二の周波数変換器が設けられ、この第二の周波数変換器により前記各アンテナ素子からの入力信号を中間周波信号に変換する。
【００２１】
また、第３の発明に係る適応アンテナ装置は、第１の発明において、前記各アンテナ素子に接続されて、前記各アンテナ素子からの入力信号を中間周波信号に変換する第二の周波数変換器を具備し、該第二の周波数変換器によって変換された後の中間周波信号が前記第一の重み制御装置に入力される。
【００２２】
また、第４の発明に係る適応アンテナ装置は、複数のアンテナ素子と、該複数のアンテナ素子の各々に接続され、該各アンテナ素子からの入力信号を第一の重み付け手段により重み付けして合成するアナログビーム形成回路と、該アナログビーム形成回路の出力信号を入力信号としてベースバンド信号に周波数変換する第一の周波数変換器と、該第一の周波数変換器からのベースバンド信号をディジタル信号に変換して出力する第一のＡ／Ｄ変換器と、該第一のＡ／Ｄ変換器の出力に分数シンボル長の遅延時間を持つ複数の遅延素子が直列に接続され、各遅延素子の出力を第二の重み付け手段により重み付けし、合成する分数シンボル長間隔の第一のトランスバーサルフィルタと、上記各アンテナ素子での受信信号のみ、あるいは上記各アンテナ素子での受信信号と上記第一のトランスバーサルフィルタの出力信号の両方を入力信号とし、上記各アンテナ素子からの入力信号を第二のＡ／Ｄ変換器によりＡ／Ｄ変換した後、第一のディジタル信号処理装置により、上記第一の重み付け手段で用いる重みの値を演算する第一の重み制御回路と、上記第一の周波数変換器の出力信号を入力信号とし、上記第二の重み付け手段で用いる重みの値を演算する第二の重み制御回路と、上記第一のトランスバーサルフィルタの出力信号を入力信号とし、上記第一の周波数変換器における周波数変換誤差を減少させるように、上記第一の周波数変換器を制御する周波数変換器自動制御装置と、上記第一のＡ／Ｄ変換器での第一のサンプリングクロックを発生させる第一のサンプリングクロック発生器と、上記第二のＡ／Ｄ変換器での第二のサンプリングクロックを発生させる第二のサンプリングクロック発生器と、を具備し、上記第一のトランスバーサルフィルタにおける上記第二の重み付け手段で用いる重みを実数とし、上記第一のサンプリングクロック発生器は、伝送レートの２倍以上の周波数で、伝送レートとは同期せず、上記第一のトランスバーサルフィルタの遅延素子の遅延時間とほぼ同一の間隔でサンプリングするように発振し、上記第二のサンプリングクロックは上記第一のサンプリングクロックとは同期しないようにする。
【００２３】
また、第５の発明に係る適応アンテナ装置は、複数のアンテナ素子と、該複数のアンテナ素子の各々に接続され、該各アンテナ素子からの入力信号に変換する第一のＡ／Ｄ変換器と、該第一のＡ／Ｄ変換器によってディジタル信号に変換された信号を第一の重み付け手段により重み付けして合成するディジタルビーム形成回路と、該ディジタルビーム形成回路の出力信号を入力信号とし、該入力信号をベースバンド信号に変換する第一の周波数変換器と、該第一の周波数変換器の出力に分数シンボル長の遅延時間を持つ複数の遅延素子が直列に接続され、各遅延素子の出力を第二の重み付け手段により重み付けし、合成する分数シンボル長間隔の第一のトランスバーサルフィルタと、上記各第一のＡ／Ｄ変換器でＡ／Ｄ変換されたディジタル信号のみ、あるいは上記各第一のＡ／Ｄ変換器でＡ／Ｄ変換されたディジタル信号と上記第一のトランスバーサルフィルタの出力信号の両方、を入力信号として、第一のディジタル信号処理装置により、上記第一の重み付け手段で用いる重みの値を演算する第一の重み制御回路と、上記第一の周波数変換器の出力信号を入力信号とし、第一のディジタル信号処理装置により、上記第二の重み付け手段で用いる重みの値を演算する第二の重み制御回路と、上記第一のトランスバーサルフィルタの出力信号を入力信号とし、上記第一の周波数変換器における周波数変換誤差を減少させるように制御する周波数変換器自動制御装置と、上記第一のＡ／Ｄ変換器での第一のサンプリングクロックを発生させる第一のサンプリングクロック発生器と、を具備し、上記第一のトランスバーサルフィルタにおける上記第二の重み付け手段で用いる重みを実数とし、上記第一のサンプリングクロックは、伝送レートの２倍以上の周波数で、伝送レートとは同期せず、前記第一のトランスバーサルフィルタの遅延素子の遅延時間とほぼ同一の間隔でサンプリングするように発振する。
【００２４】
また、第６の発明に係る適応アンテナ装置は、第５の発明において、前記各アンテナ素子に接続され、入力された信号を中間周波信号に変換する第二の周波数変換器を具備し、該第二の周波数変換器によって変換された後の中間周波信号が前記第一のＡ／Ｄ変換器に入力される。
【００２５】
また、第７の発明に係る適応アンテナ装置は、複数のアンテナ素子と、該複数のアンテナ素子の各々に接続され、該アンテナ素子からの入力信号をベースバンド信号に周波数変換する第一の周波数変換器と、該第一の周波数変換器からのベースバンド信号をディジタル信号に変換する第一のＡ／Ｄ変換器と、該第一のＡ／Ｄ変換器によってディジタル信号に変換された信号を第一の重み付け手段により重み付けして合成するディジタルビーム形成回路と、該ディジタルビーム形成回路の出力に分数シンボル長の遅延時間を持つ複数の遅延素子が直列に接続され、各遅延素子の出力を第二の重み付け手段により重み付けし、合成する分数シンボル長間隔の第一のトランスバーサルフィルタと、上記各第一のＡ／Ｄ変換器でＡ／Ｄ変換されたディジタル信号のみ、あるいは上記各第一のＡ／Ｄ変換器でＡ／Ｄ変換されたディジタル信号と上記第一のトランスバーサルフィルタの出力信号の両方、を入力信号として、第一のディジタル信号処理装置により、上記第一の重み付け手段で用いる重みの値を演算する第一の重み制御回路と、上記ディジタルビーム形成回路の出力信号を入力信号とし、第一のディジタル信号処理装置により、上記第二の重み付け手段で用いる重みの値を演算する第二の重み制御回路と、上記第一のトランスバーサルフィルタの出力信号を入力信号とし、上記第一の周波数変換器における周波数変換誤差を減少させるように制御する周波数変換器自動制御装置と、上記第一のＡ／Ｄ変換器での第一のサンプリングクロックを発生させる第一のサンプリングクロック発生器と、を具備し、上記第一のトランスバーサルフィルタにおける上記第二の重み付け手段で用いる重みを実数とし、上記第一のサンプリングクロックは、伝送レートの２倍以上の周波数で、伝送レートとは同期せず、前記第一のトランスバーサルフィルタの遅延素子の遅延時間とほぼ同一の間隔でサンプリングするように発振する。
【００２６】
また、第８の発明に係る適応アンテナ装置は、第１〜第７のいずれか１つの発明において、前記第二の重み制御回路の内部に周波数選択性フェージングの環境であるかを判定する伝搬環境診断装置を具備し、前記第一のトランスバーサルフィルタ部での前記第二の重み付け手段による重み付けを周波数選択性フェージング時は上記第二の重み付け手段の重みを実数とし、周波数選択フェージング時ではないときは上記第二の重み付け手段の重みを複素数に切り替える。
【００２７】
また、第９の発明に係る適応アンテナ装置は、第１〜第８のいずれか１つに記載の発明において、符号の判定を行う識別タイミングにおける振幅が離散値となる変調方式を用い、前記第二の重み制御装置は、前記第一のＡ／Ｄ変換器で入力信号がサンプルされるタイミングと復号を行うための最適なタイミングとのずれに対応した、最適な第二の重み付け手段の重みの組が保存された記憶装置と、この記憶装置に保存された各第二の重み付け手段の重みについて、前記第一のトランスバーサルフィルタの出力での振幅の該離散値からのずれを推定する伝送品質推定装置とを具備し、上記記憶装置に保存された第二の重み付け手段の重みの組のうち、上記伝送品質推定装置によって推定された出力信号の振幅の該離散値からのずれが最小となった組を、前記第二の重み付け手段の重みの値とする。
【００２８】
また、第１０の発明は、第１、２、５、６、８、９のいずれか１つの発明において、前記第一のディジタル信号処理装置は、基準信号ｄを発生する基準信号発生部と、前記各アンテナ素子からの入力信号を前記第一の周波数変換器と同じ特性で周波数変換するための第四の周波数変換器と、該第四の周波数変換器の出力信号を前記第一のトランスバーサルフィルタと同じ特性で変換するための第二のトランスバーサルフィルタを具備し、上記第四の周波数変換器と上記第二のトランスバーサルフィルタによって変換された信号ｘ′i（ｉ＝１，…，Ｎ Ｎ：素子数）に対し、前記第一の重み付け手段の重みの値ｗopti（ｉ＝１，…，Ｎ）を以下の式により決定する。
【００２９】
【数５】
【００３０】
また、第１１の発明は、第３、４、７、９のいずれか１つの発明において、前記第一のディジタル信号処理装置は、基準信号ｄを発生する基準信号発生部と、前記各アンテナ素子からの入力信号を前記第三の周波数変換器と同じ特性で周波数変換するための第四の周波数変換器と、該第四の周波数変換器の出力信号を前記第一のトランスバーサルフィルタと同じ特性で変換するための第二のトランスバーサルフィルタを具備し、上記第四の周波数変換部と上記第二のトランスバーサルフィルタによって変換された信号ｘ′i（ｉ＝１，…，Ｎ Ｎ：素子数）に対し、第一の重み付け手段の重みの値ｗopti（ｉ＝１，…，Ｎ）を以下の式により決定する。
【００３１】
【数６】
【００３２】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。
【００３３】
まず、第１の実施形態について説明する。第１実施形態では、Ｎ素子のアレーアンテナを用い、第一のＡ／Ｄ変換器及び第二のＡ／Ｄ変換器でのサンプリングを任意のタイミングで行い、第一のトランスバーサルフィルタの第二の重み付け手段の重みを実数とした形態を採用する。
【００３４】
図１は、本発明第１の実施形態の構成を示す図である。図１において、参照符号１０１１〜１０１Ｎはアンテナ素子、１０２はアナログビーム形成回路、１０３１〜１０３Ｎは第一の重み付け手段、１０４は第一の合成器、１０５は第一のＡ／Ｄ変換器、１０６は第一の周波数変換器、１０７は第一のトランスバーサルフィルタ、１０８１〜１０８Ｍは遅延素子、１０９０〜１０９Ｍは第二の重み付け手段、１１０は第二の合成器、１１１は第一の重み制御回路、１１４は第二の重み制御回路、１１５は第一のサンプリングクロック発生器、１１７は周波数変換器自動制御装置である。
【００３５】
また、図２は、上記した第一の重み付け手段１０３１〜１０３Ｎの構成を示す図であり、１１９は可変増幅器、１２０は可変移相器である。
【００３６】
また、図３は、上記した第一の重み制御回路１１１の構成を示す図であり、１１２１〜１１２Ｎは第二のＡ／Ｄ変換器、１１３は第一のディジタル信号処理装置、１１６は第二のサンプリングクロック発生器である。
【００３７】
また、図４は、第二の重み付け手段１０９０〜１０９Ｍの構成を示す図であり、１１８１、１１８２は実数乗算器である、
上記した構成において、各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎで受信した信号ｘ1 〜ｘN は、アナログビーム形成回路１０２と第一の重み制御回路１１１に入力される。ただし受信レベルが低い場合は、各アンテナで受信した信号は、低雑音増幅器により増幅された後、アナログビーム形成回路１０２と第一の重み制御回路１１１に入力される。アナログビーム形成回路１０２では、各アンテナからの入力信号に対し、振幅、位相を変化させる第一の重み付け手段１０３１〜１０３Ｎにより、各々ｗ1 〜ｗN の重み付けを行い、重み付け後の信号ｗ1ｘ1 ，ｗ2ｘ2 ，…，ｗNｘN を得る。振幅、位相の変化は、例えば可変増幅器１１９と可変移相器１２０を縦列に接続し、各々を制御することで実現される。各重み付けされた信号は、第一の合成器１０４で合成され、出力信号ｙを得る。ここで、ｙは
ｙ＝ｗ1ｘ1 ＋ｗ2ｘ2 ＋・・・＋ｗNｘN
と表される。
【００３８】
合成された信号ｙは第一のＡ／Ｄ変換器１０５に入力され、ディジタル信号に変換される。ディジタル信号に変換された信号ｙは、第一の周波数変換器１０６により、ベースバンド信号の実部と虚部に分離される（実現方法は例えば、篠永他“ディジタルＩ／Ｑ検波技術について”TECHNICAL REPORT OF IEICE SANE94-59(1994-11）pp.9-15)。
【００３９】
第一の周波数変換器１０６の出力は第一のトランスバーサルフィルタ１０７と第二の重み制御回路１１４に入力され、遅延時間Ｔs ／ａ（Ｔs はディジタル信号のシンボル長、ａは２以上の実数）の遅延素子１０８１〜１０８Ｍが直列にＭ個接続された遅延部に入力され、入力信号に対しｍ×Ｔs ／ａ（ｍ＝０，…，Ｍ）遅延したＭ＋１個の遅延信号を発生させる。
【００４０】
各遅延信号は第二の重み付け手段１０９０〜１０９Ｍで、各々実数の重みＣ0 〜ＣM が乗算され、各乗算結果は第二の合成器１１０により全加算され、第一のトランスバーサルフィルタ１０７から出力される。実数の重みでの乗算は、実数乗算器１１８１、１１８２により再現される。複素重み付け回路では、実数乗算器１１８１、１１８２を用いて、以下の演算を行う。
【００４１】
（実数重み付け後の出力の実部）＝（重み）＊（重み付けされる信号の実部）
（実数重み付け後の出力の虚部）＝（重み）＊（重み付けされる信号の虚部）
第一のトランスバーサルフィルタ１０７の出力信号（実部と虚部の両方）が、本発明の適応アンテナ装置の出力となる。
【００４２】
アナログビーム形成回路１０２で形成される指向性パタンを決定する第一の重み付け手段１０３１〜１０３Ｎの重みの値は、第一の重み制御回路１１１において、各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎでの受信信号ｘ1 〜ｘN のみにより、あるいは、各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎでの受信信号ｘ1 〜ｘN と第一のトランスバーサルフィルタ１０７の出力信号を用いて決定される。
【００４３】
第一の重み制御回路１１１では、各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎで受信した信号が第二のサンプリングクロック発生器１１６のクロックを用いて、第二のＡ／Ｄ変換器１１２１〜１１２Ｎによりディジタル信号に変換される。このとき、第二のサンプリングクロック発生器１１６の第二サンプリングクロックは、第一のサンプリングクロックと同一であっても、或いは同一でなくてもよい。
【００４４】
例えばｘ1 〜ｘN のみを用いる方法としては、
ｗn ＝ｅｘｐ（ｊｎθ）
として、
ｙ′＝ｗ1ｘ1 ＋ｗ2ｘ2 ＋・・・＋ｗNｘN
を求め、ｙ′が最大となるｗn に決定する。
【００４５】
その他、例えば、以下の文献で示されている、ＣＭＡアルゴリズム、ＭＭＳＥアルゴリズム、ＤＣＭＰアルゴリズム、パワーインバージョンアルゴリズムなど、のアルゴリズムを用いて、第一の重み付け手段の重みの値を決定する。
【００４６】
（１）菊間著“アレーアンテナによる適応信号処理”科学技術出版、1998.9.20
（２）R.A.Monzingo and T.W.Miller, ‘Introduction to Adaptive Arrays,’John Wiley & Sons, Inc. 1980
ただし、各アンテナでの受信信号ｘ1 〜ｘN をベースバンド信号へ変換する必要のあるアルゴリズムを用いる場合には、第一のディジタル信号処理装置１１３において、第一の周波数変換器１０６と同じ周波数変換を行い、ベースバンド信号の実部と虚部を決め、その値に対してアルゴリズムを動作させる。
【００４７】
また、第一のトランスバーサルフィルタ１０７での第二の重み付け手段１０９０〜１０９Ｍの重みの値は例えば以下の文献に示されるアルゴリズムを適用すれば、決定することができる。
【００４８】
（１）R.W.Luck, “Automatic equalization for digital communication”, Bell Syst. Tech. J., 44, 4, p.547（1965）.
（２）R.W.Luck and H.R.Rudin, “An automatic equalizer for general-purpose communication channels”, Bell Syst. Tech. J., 46, 9, p.2179（1967）.
従来のトランスバーサルフィルタを用いた適応アンテナ装置では、第二の重みＣ0 〜ＣM は複素数とし、波形等化を目的としていた。ただし、タイミング同期がとれない環境で適応アンテナ装置を動作させるためには、従来の構成では動作が安定しない。そこで本発明においては、第一のトランスバーサルフィルタ１０７では第二の重みＣ0 〜ＣM を実数とし、タイミング同期の補償を行う。以下に、第一のトランスバーサルフィルタ１０７の第二の重みＣ0 〜ＣM を実数とした場合に、タイミング同期が補償される原理を示す。
【００４９】
ＱＡＭ変調方式を用いた場合、ｋ番目の信号の同相成分の信号をＩk 、直交成分の信号をＱk と表すとすると、搬送波周波数をｆ、帯域制限フィルタのインパルス応答をｈ(t) と表すと、ベースバンド信号ｓ(t) は
【００５０】
【数７】
【００５１】
と表される。一般にディジタル通信では、帯域制限フィルタは符号間干渉を生じさせないようにするため、帯域制限フィルタのインパルス応答ｈ(t) に対し、ナイキスト条件
ｈ(ｋＴs )＝０ （ｋ＝・・・−２，−１，１，２，・・・）
（ここでｈ(0) ≠０）
をみたすように設計する。ここで、ｔ＝ｋＴs を識別タイミングと呼ぶ。識別タイミングからΔτずれたタイミングでサンプリングすると、
ｈ(ｋＴs ＋Δτ) ≠０
であるため、符号間干渉が生じ伝送特性が劣化する。
【００５２】
たとえば、ｔ＝３Ｔs の時、（式１１）のｓ(t) は級数和が外れ、Ｉ３ ＋ｊＱ３ となり、ｔ＝３Ｔs の信号を取り出すことが出来る。ただし、ｔ＝３Ｔs ＋Δτでは、級数和を外すことができないため、Ｉ２ ＋ｊＱ２ やＩ４ ＋ｊＱ４ など、他の時刻の信号が干渉し、符号間干渉となる。
【００５３】
ビーム形成回路の出力における遅延素子の数をＭとし、第二の重み付け手段の重みの値をｃ0 〜ｃM とすると、第一のトランスバーサルフィルタの出力信号ｙ(t) は
【００５４】
【数８】
【００５５】
となる。第一のトランスバーサルフィルタ１０７の出力で、ベースバンド信号が復元されるためには、（式１１）と（式１２）から以下の式をみたせばよい。
【００５６】
【数９】
【００５７】
周波数変換器自動制御装置１１７により第一の周波数変換器１０６での周波数変換誤差が小さくなるように制御されるため、収束状態ではΔｆ＝０となって、（式１３）は
【００５８】
【数１０】
【００５９】
となる。（式１４）から明らかに帯域制限フィルタのインパルス応答が実数であれば、ｃ0 〜ｃm は実数で十分となる。
【００６０】
図２４に本適応アンテナ装置の場合と、第一のトランスバーサルフィルタ部の第二の重み付け手段の重みを複素数とし、係数を受信信号に対して２乗誤差が最小となるように制御した場合の伝送速度と出力ＳＩＮＲの特性を比較した結果を示す。
【００６１】
環境は２０ｍ×２０ｍの室内伝搬環境とした。出力ＳＩＮＲは１００００シンボルを伝送し、その平均値とした。シミュレーションにおいて本構成における第一のトランスバーサルフィルタ１０７の遅延素子の遅延時間は０．５、遅延素子の数は３とした。また、第一のＡ／Ｄ変換器１０５でのサンプリング周波数はボーレートの２倍から１０００ｐｐｍずれた周波数とした。
【００６２】
素子数を４とした場合について比較すると、図よりわかるように本適応アンテナ装置では第一のトランスバーサルフィルタ１０７の第二の重み付け手段の重みを実数で構成しているのにも関わらず、複素数とした場合と伝送速度に対する出力ＳＩＮＲ特性はほぼ一致している。
【００６３】
本構成を用いることで、第一のトランスバーサルフィルタ１０７ではタイミングの補償のみを行うことが可能になる。従って、アナログビーム形成回路１０２では伝送品質の改善のみを行い、第一のトランスバーサルフィルタ１０７ではタイミング補償のみを行うことになり、伝送品質が著しく劣化した環境においても、安定した動作が実現される。
【００６４】
また、第二の重み付け手段が実数となるため、第一のトランスバーサルフィルタ１０７のハードウェア構成は約半分に削減される。
【００６５】
次に本発明第２の実施形態について説明する。第２の実施形態では、Ｎ素子のアレーアンテナを用い、第一のＡ／Ｄ変換器及び第二のＡ／Ｄ変換器でのサンプリングを任意のタイミングとし、第一のトランスバーサルフィルタの第二の重み付け手段の重みを実数とする適応アンテナ装置において、第一の重み制御装置で、各アンテナで受信した信号を第二の周波数変換器によりＩＦ（中間周波）信号に周波数変換した後、Ａ／Ｄ変換する形態を採用する。
【００６６】
次に、本発明の第２実施形態について説明する。図５は、本発明の第２の実施形態の構成を示す図である。ここでは、上記図１で説明した構成要素と同一の構成要素については、同一符号を付してその説明を省略する。この図５において参照符号２０１１〜２０１Ｎは第二の周波数変換器、２０２は発振器である。また、図６は第二の周波数変換器２０１１〜２０１Ｎの構成を示す図であり、参照符号２０３はミキサであり、２０４は低域通過フィルタである。
【００６７】
本構成においては、各アンテナ１０１１〜１０１Ｎで受信した信号は、第一の重み制御回路１１１に入力され、第二の周波数変換器２０１１〜２０１Ｎによって、ＩＦ信号に周波数変換された後、第二のＡ／Ｄ変換器１１２１〜１１２ＮでＡ／Ｄ変換される。各第二の周波数変換器２０１１〜２０１Ｎでは、各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎからの入力信号と発振器２０２からの信号がミキサ２０３に入力され、ミキサの出力は低域通過フィルタ２０４に入力され、高調波成分を抑圧した後、出力される。
【００６８】
本構成を用いることで、各アンテナ素子で受信した信号を中心周波数が完全に等しいＩＦ信号に変換すること、及びＡ／Ｄ変換器への入力周波数を低くすることができるため、無線区間でのＲＦ周波数の周波数帯を高くすること、及びＡ／Ｄ変換器の低消費電力化が可能になる。
【００６９】
次に本発明第３の実施形態について説明する。第３実施形態では、各アンテナ素子で受信した信号を第二の周波数変換器によりＩＦ信号に変換した後、変換したＩＦ信号をアナログビーム形成回路と第一の重み制御装置に入力する形態を採用する。
【００７０】
図７は、本発明の第３の実施形態の構成を示す図である。ここでは、上記図１〜図６で説明した構成要素と同一の構成要素については、同一符号を付してその説明を省略する。
【００７１】
本構成においては、各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎで受信した信号は、第二の周波数変換器２０１１〜２０１Ｎによって、ＩＦ信号に周波数変換された後、アナログビーム形成回路１０２と第一の重み制御回路１１１に入力される。
【００７２】
本構成を用いることで、各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎで受信した信号を中心周波数が完全に等しいＩＦ信号に変換することができるため、アナログビーム形成回路１０２をＩＦ帯で構成することが可能となる。従って無線区間でのＲＦ周波数の周波数帯を高くすること、Ａ／Ｄ変換器の低消費電力化、及びアナログビーム形成回路１０２の低周波数化が可能になる。
【００７３】
次に本発明第４の実施形態について説明する。第４実施形態では、アナログビーム形成後、アナログの周波数変換器によって、受信した信号を周波数変換した後、Ａ／Ｄ変換を行う形態を採用する。
【００７４】
図８は、本発明の第４の実施形態の構成を示す図である。ここでは、上記図１〜図６で説明した構成要素と同一の構成要素については、同一符号を付してその説明を省略する。図８において、参照符号４０１は第三の周波数変換器であり、図９に示すような構成を有する。図９において、参照符号４０２１、４０２２はミキサ、４０３はπ／２位相器、４０４１、４０４２は低域通過フィルタ、４０５は発振器である。
【００７５】
アナログビーム形成回路１０２の出力は、第三の周波数変換器４０１に入力される。第三の周波数変換器４０１では、アナログビーム形成回路１０２の出力が２つに分岐され、別のミキサ４０２１，４０２２に入力される。すなわち、ミキサ４０２１には、アナログビーム形成回路１０２の出力信号と発振器４０５からの正弦波が入力され、ミキサ４０２１の出力は低域通過フィルタ４０４１に入力され、高調波が抑圧される。
【００７６】
一方ミキサ４０２２には、アナログビーム形成回路１０２の出力信号と発振器４０５からの正弦波をπ／２位相器４０３を通した信号が入力される。すなわち、発振器４０５からの正弦波は、ミキサ４０２１に入力される正弦波に対して、π／２位相器４０３によって、π／２位相が遅れた正弦波が入力される。従って、低域通過フィルタ４０４１と４０４２では、ベースバンド信号の同相成分（実部）と直交成分（虚部）が出力される（例えば斉藤、“ディジタル無線通信の変復調”、電子情報通信学会編、平成８年８月２０日発行）。
【００７７】
第三の周波数変換器４０１の実部、虚部の出力は各々第一のＡ／Ｄ変換器１０５でＡ／Ｄ変換される。また、発振器４０５の発振周波数は、周波数変換器自動制御装置１１７によって、第一のトランスバーサルフィルタ１０７の出力での中心周波数が０となるように、制御される。
【００７８】
本構成を用いると、ベースバンド信号でのＡ／Ｄ変換を行えばよいため、Ａ／Ｄ変換器の低消費電力化が可能になる。
【００７９】
次に、本発明第５の実施形態について説明する。図１１は、第５の実施形態の構成を示す図であり、ビーム形成回路をディジタルで構成する形態を示している。ここでは、上記図１〜図１０で説明した構成要素と同一の構成要素については、同一符号を付してその説明を省略する。
【００８０】
図１１において、参照符号５０１１〜５０１Ｎは第一のＡ／Ｄ変換器、５０２は第一のＡ／Ｄ変換器５０１１〜５０１Ｎで用いられるサンプリングタイミングを与えるサンプリングクロック発生器、５０３はディジタルビーム形成回路である。また、図１０は、第一の重み付け手段１０３１〜１０３Ｎの構成を示しており、参照符号５０４１〜５０４４は乗算器、５０５は実数減算器、５０６は実数加算器である。
【００８１】
各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎで受信した信号は第一のＡ／Ｄ変換器５０１１〜５０１Ｎによってディジタル信号に変換され、受信信号を実部と虚部に分離する。実部と虚部の分離する方法の例を以下に示す。
【００８２】
（１）各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎでの受信信号を中心周波数の２倍以上のサンプリング周波数で、Ａ／Ｄ変換し、ヒルベルト変換を行うことで実現される。（例えば、Oppenheim and Shafer（伊達 玄訳）“ディジタル信号処理”，コロナ社，下巻、pp.26-30,1978.）
（２）各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎでの受信信号を中心周波数の４倍でサンプリングし、偶数番目にサンプルされた信号を実部とし、奇数番目にサンプルされた信号を虚部とすることで実部と虚部の分離をする。
【００８３】
（３）受信信号を２つに分離し、一方の信号を他方の信号に対し、中心周波数でπ／２の位相遅れが生じるようにし、各々別のＡ／Ｄ変換器５０１１〜５０１Ｎに入力する。各Ａ／Ｄ変換器５０１１〜５０１Ｎでは、中心周波数の２倍以上でサンプリングし、出力を得る。各出力はそれぞれ実部、虚部となる。
【００８４】
Ａ／Ｄ変換された信号はディジタルビーム形成回路５０３に入力され、第一の重み付け手段１０３１〜１０３Ｎで複素数重み付けを行った後、第一の合成器１０４で合成された後、出力される。ここで、第一の重み付け手段１０３１〜１０３Ｎによる複素数重み付けは、以下のように実現する。
【００８５】
上述したように、各第一のＡ／Ｄ変換器５０１１〜５０１Ｎでの出力では、実部と虚部が分かれて出力されている。また、重み付けを行う重みの値も複素数であるから、実部と虚部に分離することが出来る。重み付け手段では、
（複素数重み付け後の出力の実部）＝（複素重みの実部）＊（重み付けされる信号の実部）−（複素重みの虚部）＊（重み付けされる信号の虚部）
（複素数重み付け後の出力の虚部）＝（複素重みの実部）＊（重み付けされる信号の虚部）＋（複素重みの虚部）＊（重み付けされる信号の実部）
の演算が行われ、複素数の重み付けが実現される。
【００８６】
本構成を用いることで、ディジタル信号処理によるビーム形成が実現できるため、温度に依存せず、安定したビーム形成が実現できるため、高精度のビーム制御が可能になる。
【００８７】
次に本発明第６の実施形態について説明する。第６実施形態では、各アンテナ素子で受信した信号をＩＦ信号に変換した後、変換したＩＦ信号をディジタルビーム形成回路と第一の重み制御装置に入力する形態を採用する。
【００８８】
図１２は本発明第６の実施形態の構成を示す図である。ここでは、上記図１〜図１１で説明した構成要素と同一の構成要素については、同一符号を付してその説明を省略する。
【００８９】
図１２に示すように、本構成においては、各アンテナ１０１１〜１０１Ｎで受信した信号は、第二の周波数変換器２０１１〜２０１Ｎによって、ＩＦ信号に周波数変換された後、Ａ／Ｄ変換され、ディジタルビーム形成回路５０３に入力される。
【００９０】
本構成を用いることで、各アンテナ素子で受信した信号を中心周波数が完全に等しいＩＦ信号に変換することができるため、無線区間でのＲＦ周波数の周波数帯を高くすること、Ａ／Ｄ変換器の低消費電力化が可能になる。
【００９１】
次に本発明第７の実施形態について説明する。第７実施形態では、各アンテナ素子で受信した信号を検波し、ベースバンド信号に周波数変換した後、Ａ／Ｄ変換を行い、ディジタルビーム形成回路に入力する形態を採用する。
【００９２】
図１３は、本発明第７の実施形態の構成を示す図である。ここでは、上記図１〜図１２で説明した構成要素と同一の構成要素については、同一符号を付してその説明を省略する。
【００９３】
図１３において、参照符号７０１１〜７０１Ｎは第三の周波数変換器であり、その構成は図９で説明した通りである。また、参照符号７０２は発振器である。
【００９４】
各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎで受信した受信信号は第二の周波数変換器２０１１〜２０１ＮによってＩＦ信号に変換された後、第三の周波数変換器７０１１〜７０１Ｎに入力される。ここで、第三の周波数変換器７０１１〜７０１Ｎの入力信号をＩＦ帯の信号としたが、第二の周波数変換器を省いてＲＦ信号としてもよい。第三の周波数変換器７０１１〜７０１Ｎでは、第四の実施形態において説明したように、ベースバンド信号の実部、虚部が出力される。
【００９５】
第三の周波数変換器７０１１〜７０１Ｎの実部、虚部の出力は各々第一のＡ／Ｄ変換器５０１１〜５０１ＮでＡ／Ｄ変換される。また、発振器７０２の発振周波数は、第一のトランスバーサルフィルタ１０７の出力での中心周波数が０となるように、周波数変換器自動制御装置１１７によって制御される。
【００９６】
本構成を用いると、ベースバンド信号でのＡ／Ｄ変換を行えばよいため、Ａ／Ｄ変換器の低消費電力化が可能になる。
【００９７】
次に本発明第８の実施形態について説明する。第８の実施形態では、周波数選択性フェージングの環境であるかを判定する伝搬環境診断装置を持ち、伝搬環境に応じて第二の重み付け手段の乗算器の構成を変更する形態を採用する。
【００９８】
図１４は本発明第８の実施形態の構成を示す図である。ここでは、上記図１〜図１３で説明した構成要素と同一の構成要素については、同一符号を付してその説明を省略する。この図において、参照符号８０１は伝搬環境診断装置である。また、本実施形態で用いられる複素係数乗算回路８０２の構成は図１５に示す通りであり、実数係数乗算回路８０３の構成は図１６に示す通りである。
【００９９】
図１７は伝搬環境診断装置８０１における信号処理フローを示しており、ＦＦＴ演算（ステップＳ１００）、ノッチの有無の判定（ステップＳ１０１）、回路選択（ステップＳ１０２）の工程からなる。
【０１００】
伝搬環境診断装置８０１には第一の周波数変換器１０６の出力信号が入力され、フーリエ変換を行うことで第一の周波数変換器１０６の出力での周波数特性が得られる。周波数特性が伝送帯域内にノッチを持つ環境であった場合には、周波数選択性フェージングと判断し、第一のトランスバーサルフィルタ１０７での波形等化が有効に動作しないため、第一のトランスバーサルフィルタ１０７ではタイミング補償のみを行うように第二の重み付け手段１０９０〜１０９Ｍは実数とする。
【０１０１】
また、伝送帯域内にノッチが存在しない場合は、周波数選択性フェージングではないと判断し、１シンボル長以上遅延した長遅延波が存在しない環境となっているため、第一のトランスバーサルフィルタ１０７での波形等化が可能となるため、第一のトランスバーサルフィルタ１０７でタイミング補償と波形等化の両方の機能を持つように第二の重み付け手段１０９０〜１０９Ｍは複素数とする。
【０１０２】
第一のトランスバーサルフィルタ１０７での第二の重み付け手段１０９０〜１０９Ｍの重みの値を複素数とする場合には、伝搬環境診断装置８０１から複素乗算回路８０２を構成するためのプログラムがディジタル信号処理部に入力され、第一のトランスバーサルフィルタ１０７における第二の重み付け手段１０９０〜１０９Ｍによる重み付け複素乗算となる。
【０１０３】
また、第二の重み付け手段１０９０〜１０９Ｍの重みの値を実数とする場合には、伝搬環境診断装置８０１から実数乗算回路８０３を構成するためのプログラムがディジタル信号処理部に入力され、第一のトランスバーサルフィルタ１０７における第二の重み付け手段１０９０〜１０９Ｍによる重み付けは実数となる。
【０１０４】
本構成を用いることで、伝送レートが可変のシステムに適用した場合には、高速伝送時は第二の重み付け手段が実数となることで、第一のトランスバーサルフィルタの安定動作と低消費電力化を実現し、低速伝送では空間、時間の両方の波形等化により、高品質な伝送品質が得られる。
【０１０５】
次に、本発明第９の実施形態について説明する。第９の実施形態では、識別タイミングのずれに対応した最適な第二の重み付け手段の重みの組のうち、出力信号の振幅変動誤差が最小となる組を第二の重み付け手段の重みの値とする形態を採用する。
【０１０６】
図１８は本発明第９の実施形態の構成を示す図である。ここでは、上記図１〜図１７で説明した構成要素と同一の構成要素については、同一符号を付してその説明を省略する。図１９は図１８に示す第二の重み制御回路１１４の構成を示しており、参照符号９０１は第二の重み付け手段の重みの組を決定した時の第一のトランスバーサルフィルタ１０７の出力信号の振幅の所望離散値からのずれを推定する伝送品質推定装置、９０２は第一のＡ／Ｄ変換器１０３１〜１０３Ｎでサンプリングしたタイミングと最適な識別タイミングとのずれΔτに対応した、最適な第二の重み付け手段１０９０〜１０９Ｍの重みの組が保存された記憶装置である。
【０１０７】
伝送品質推定装置９０１では、第一のトランスバーサルフィルタ１０７の入力信号に対し、記憶装置９０２に予め保存された、第一のＡ／Ｄ変換器１０３１〜１０３Ｎでサンプリングしたタイミングと最適な識別タイミングとのずれΔτに対応した最適な第二の重み付け手段の重みの組について、各組を用いた場合の適応アンテナ装置の出力信号の出力レベルの所望離散値からのずれを表す以下の式
Ｑ＝Ｅ［｜（ｙ−ｄ1 ）（ｙ−ｄ2 ）（ｙ−ｄ3 ）・・・｜］ （式１５）
に基づいて推定し、ずれを示す値Ｑが最も小さくなった組を第二の重み付け手段の重みとして決定する。上式において、ｄn （ｎ＝１，２，…，Ｌ）は所望の離散値を表す。
【０１０８】
本構成を用いることで、周波数誤差及び位相のずれが第一のトランスバーサルフィルタ１０７への入力信号に存在する場合でも、安定に最適な重みを決定することが可能である。
【０１０９】
次に、本発明第１０の実施形態について説明する。第１０の実施形態では、ビーム形成回路への入力信号がＲＦ信号またはＩＦ信号で、ビーム形成回路の出力信号を復調する際に用いる周波数変換器及び、第一のトランスバーサルフィルタの特性を用い、各アンテナごとに復調をした信号を用いてビーム形成回路を制御する形態を採用する。
【０１１０】
図２１は、本発明第１０の実施形態の構成を示す図である。図２２は図２１に示す第一の重み制御回路１１１の構成を示しており、参照符号１００１１〜１００１Ｎは第四の周波数変換器であり、その構成は上記した図６に示すとおりである。参照符号１００２１〜１００２Ｎは第二のトランスバーサルフィルタであり、その構成は図２０に示すとおりである。また、参照符号１００３は基準信号発生装置、１００４は重み制御回路である。
【０１１１】
各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎで受信した信号ｘ1 〜ｘN はＲＦ信号のまま或いはＩＦ信号に変換された後、第一の重み制御回路１１１に入力される。第一の重み制御回路１１１の内部では、各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎからの入力信号ｘ1 〜ｘN は、第四の周波数変換器１００１１〜１００１Ｎ、第二のトランスバーサルフィルタ１００２１〜１００２Ｎにより、第一のトランスバーサルフィルタ１０７により決定された第二の重み付け手段１０９０〜１０９Ｍの重みの値を用いて、以下の式のように変換される。ここで、ｘn′はトランスバーサルフィルタ演算部の出力信号を、Ｍはタップの数、ｃm はタップ係数、Ｔs ／ａはタップ間隔を表す。
【０１１２】
【数１１】
【０１１３】
第一の重み付け手段１０３１〜１０３Ｎに設定される重みの値をｗ1 〜ｗN とし、基準信号発生器から入力される基準信号をｄと表すと、誤差の２乗が最小になるように指向性を形成する重みの値は（式１）で与えられる。このように動作させることで、任意のタイミングで取得したデータを用いた場合にも２乗誤差最小のアルゴリズムを用いて適応アンテナ装置を動作させることが可能となる。
【０１１４】
次に、本発明第１１の実施形態について説明する。第１１の実施形態では、Ａ／Ｄ変換前にベースバンド信号に変換し、第一のトランスバーサルフィルタの特性を用い、各アンテナごとに復調をした信号を用いてビーム形成回路を制御する形態を採用する。
【０１１５】
図２３は本発明第１１の実施形態の構成を示す図である。ここでは、上記図１〜図２２で説明した構成要素と同一の構成要素については、同一符号を付してその説明を省略する。
【０１１６】
各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎで受信した信号ｘ1 〜ｘN は、第二の周波数変換器２０１１〜２０１ＮでＩＦ信号に変換され、第三の周波数変換器７０１１〜７０１Ｎにより、ベースバンド信号の同相成分、直交成分に分離され、各々第一のＡ／Ｄ変換器５０１１〜５０１Ｎ及び第一の重み制御回路１１１に入力される。なお、第三の周波数変換器７０１１〜７０１Ｎの構成は図９に示すとおりである。
【０１１７】
第一の重み制御回路１１１の内部では、各アンテナからの入力信号ｘ1 〜ｘN は、第二の周波数変換器２０１１〜２０１Ｎ、第二のトランスバーサルフィルタ演算部により、第一のトランスバーサルフィルタ１０７により決定された第二の重み付け手段の重みの値を用いて、（式１６）のように変換される。第一の重み付け手段に設定される重みの値をｗ1 〜ｗN とし、基準信号発生器から入力される基準信号をｄと表すと、誤差の２乗が最小になるように指向性を形成する重みの値は（式１）で与えられる。このように動作させることで、任意のタイミングで取得したデータを用いた場合にも２乗誤差最小のアルゴリズムを用いて適応アンテナ装置を動作させることが可能となる。
【０１１８】
【発明の効果】
本発明によれば、本発明の適応アンテナ装置ではディジタル信号に変換する際のサンプリングクロックを任意の周波数とし、タイミングの補償を実数の重み付けによるトランスバーサルフィルタで行うようにしたので、ハードウェア規模を縮小することができるとともに、サンプリングクロックへのフィードバックを排除して、伝送品質が著しく劣化した環境においても、安定に適応アンテナ装置を動作させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明第１の実施形態の構成を示す図である。
【図２】図１に示す第一の重み付け手段１０３１〜１０３Ｎの構成を示す図である。
【図３】図１に示す第一の重み制御回路１１１の構成を示す図である。
【図４】図１に示す第二の重み付け手段１０９０〜１０９Ｍの構成を示す図である。
【図５】本発明第２実施形態における第一の重み制御回路１１１の構成を示す図である。
【図６】図７に示す第二の周波数変換器２０１１〜２０１Ｎの構成を示す図である。
【図７】本発明第３の実施形態の構成を示す図である。
【図８】本発明第４の実施形態の構成を示す図である。
【図９】図８に示す第三の周波数変換器４０１の構成を示す図である。
【図１０】図１１に示す第一の重み付け手段１０３１〜１０３Ｎの構成を示す図である。
【図１１】本発明第５の実施形態の構成を示す図である。
【図１２】本発明第６の実施形態の構成を示す図である。
【図１３】本発明第７の実施形態の構成を示す図である。
【図１４】本発明第８の実施形態の構成を示す図である。
【図１５】第８の実施形態で用いられる複素係数乗算回路８０２の構成を示す図である。
【図１６】第８の実施形態で用いられる実数係数乗算回路８０３の構成を示す図である。
【図１７】伝搬環境診断装置８０１における信号処理フローを示す図である。
【図１８】本発明第９の実施形態の構成を示す図である。
【図１９】図１８に示す第二の重み制御回路１１４の構成を示す図である。
【図２０】図２２に示す第二のトランスバーサルフィルタ１００２１〜１００２Ｎの構成を示す図である。
【図２１】本発明第１０の実施形態の構成を示す図である。
【図２２】図２１に示す第一の重み制御回路１１１の構成を示す図である。
【図２３】本発明第１１の実施形態の構成を示す図である。
【図２４】伝送速度と出力ＳＩＮＲの特性を比較した結果を示す図である。
【図２５】従来の適応アンテナ装置の構成を示す図である。
【図２６】従来のトランスバーサルフィルタを用いた適応アンテナ装置の構成を示す図である。
【図２７】図２６に示す第一の重み付け手段１４０３１〜１４０３Ｎ及び第二の重み付け手段１４０７０〜１４０７Ｍの構成を示す図である。
【符号の説明】
１０１１〜１０１Ｎ アンテナ素子
１０２ アナログビーム形成回路
１０３１〜１０３Ｎ 第一の重み付け手段
１０４ 第一の合成器
１０５ 第一のＡ／Ｄ変換器
１０６ 第一の周波数変換器
１０７ 第一のトランスバーサルフィルタ
１０８１〜１０８Ｍ 遅延素子
１０９０〜１０９Ｍ 第二の重み付け手段
１１０ 第二の合成器
１１１ 第一の重み制御回路
１１２１〜１１２Ｎ 第二のＡ／Ｄ変換器
１１３ 第一のディジタル信号処理装置
１１４ 第二の重み制御回路
１１５ 第一のサンプリングクロック発生器
１１６ 第二のサンプリングクロック発生器
１１７ 周波数変換器自動制御装置
１１８１〜１１８２ 実数乗算器
１１９ 可変増幅器
１２０ 可変移相器
２０１１〜２０１Ｎ 第二の周波数変換器
２０２ 発振器
２０３ ミキサ
２０４ 低域通過
４０１ 第三の周波数変換器
４０２１〜４０２２ ミキサ
４０３ π／２位相器
４０４１〜４０４２ 低域通過フィルタ
５０１１〜５０１Ｎ 第一のＡ／Ｄ変換器
５０２ サンプリングクロック発生器
５０３ ディジタルビーム形成回路
５０４１〜５０４Ｎ 乗算器
５０５ 実数減算器
５０６ 実数加算器
７０１１〜７０１Ｎ 第三の周波数変換器
７０２ 発振器
８０１ 伝搬環境診断装置
８０２ 複素係数乗算回路
８０３ 実数係数乗算回路
９０１ 伝送品質推定装置
９０２ 記憶装置
１００１１〜１００１Ｎ 第四の周波数変換器
１００２１〜１００２Ｎ 第二のトランスバーサルフィルタ
１００３ 基準信号発生装置
１００４ 重み制御回路
１３０１１〜１３０１Ｎ アンテナ素子
１３０２１〜１３０２Ｎ 重み付け手段
１３０３ 重み制御装置
１３０４ 基準信号発生装置
１３０５ 合成器
１４０１１〜１４０１Ｎ アンテナ素子
１４０２ ビーム形成回路
１４０３１〜１４０３Ｎ 第一の重み付け手段
１４０４ 第一の合成器
１４０５ トランスバーサルフィルタ
１４０６１〜１４０６Ｍ 遅延素子
１４０７０〜１４０７Ｍ 第二の重み付け手段
１４０８ 第二の合成器
１４０９１〜１４０９４ 実数乗算器
１４１０ 実数減算器
１４１１ 実数加算器
１４１２ 自動周波数変換器制御装置
１４１３ タイミング再生回路
１４１４１〜１４１４Ｎ Ａ／Ｄ変換器
【発明の属する技術分野】
本発明は適応アンテナ装置に関し、特に、無線通信システム用アンテナの指向性制御と波形等化に関する。
【０００２】
【従来の技術】
適応アンテナ装置は、希望する信号と相関の高い到来波を合成し、相関の低い到来波を抑圧するように指向性制御を行うアンテナ装置である。
【０００３】
図２５に従来の適応アンテナ装置を示す（たとえばR.A.Monzingo and T.W.Miller, Introduction to Adaptive Arrays, John Wiley & Sons, Inc. 1980）。
【０００４】
この適応アンテナ装置は、複数のＮアンテナ素子１３０１１〜１３０１Ｎと、該アンテナ素子１３０１１〜１３０１Ｎの出力に複素重みを付ける重み付け手段１３０２１〜１３０２Ｎと、該重み付け手段１３０２１〜１３０２Ｎの重みを制御する重み制御装置１３０３と、基準信号発生装置１３０４と、前記複数のアンテナ素子１３０１１〜１３０１Ｎの出力に設けられ、複素重み付けをされた信号を合成するための合成器１３０５から構成される。
【０００５】
適応アンテナ装置の複数のアンテナ素子１３０１１〜１３０１Ｎで受信された信号をｘ1 〜ｘN とし、重み付け手段１３０２１〜１３０２Ｎに設定される重みの値をｗ1 〜ｗN とし、希望信号成分をｄと表すと、希望する信号との誤差の２乗が最小になるように指向性を形成する重みの値は
【０００６】
【数３】
である。
【０００８】
適応アンテナ装置では、出力信号と希望する信号との誤差が最小になるように指向性を変化させる。したがって、同期特性が安定していない状態では、ｒxdに大きな誤差が生じ、適応アンテナ装置が正常に動作しなくなる。
【０００９】
図２６に従来のトランスバーサルフィルタを用いた適応アンテナ装置を示す（Philip Balaban, and Jack Salz, “Dual Diversity and Equalization in Digital Cellular Mobile Radio ”, Transaction on VEHICULAR TECHNOLOGY, VOL.40, NO.2, MAY 1991.）。この図において、参照符号１４０１１〜１４０１Ｎはアンテナ素子、１４０２はビーム形成回路、１４０３１〜１４０３Ｎは第一の重み付け手段、１４０４は第一の合成器、１４０５はトランスバーサルフィルタ、１４０６１〜１４０６Ｍは遅延素子、１４０７０〜１４０７Ｍは第二の重み付け手段、１４０８は第二の合成器、１４１２は自動周波数変換器制御装置、１４１３はタイミング再生回路、１４１４１〜１４１４ＮはＡ／Ｄ変換器である。
【００１０】
また、図２７は第一の重み付け手段１４０３１〜１４０３Ｎ及び第二の重み付け手段１４０７０〜１４０７Ｍの構成を示す図であり、１４０９１〜１４０９４は実数乗算器、１４１０は実数減算器、１４１１は実数加算器である。
【００１１】
各アンテナ素子で受信した信号は、タイミング再生回路１４１３によって受信している信号のクロックと同じクロックが再生され、再生されたクロックを用いてＡ／Ｄ変換器１４１４１〜１４１４Ｎを用いてＡ／Ｄ変換され、ビーム形成回路１４０２に入力される。
【００１２】
ビーム形成回路１４０２の出力信号をｙb (t) とすると、第二の重み付け手段１０４７０〜１０４７Ｍの重みの値ｃ0 〜ｃM は
【００１３】
【数４】
である。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
上記した適応アンテナ装置では、実際には各アンテナでの信号情報が必要となるため、各アンテナにおける受信信号をＡ／Ｄ変換器によりディジタル信号に変換する必要がある。その際にサンプリングレートが、信号レートと異なるタイミングであった場合には、タイミングの補償がされていないデータで、ビーム形成回路を制御することになるため、２乗誤差最小のアルゴリズムを適用できない。
【００１６】
また、トランスバーサルフィルタ部とビーム形成回路の両方で波形等化を行うため、安定に動作しない。さらに、第二の重み付け手段が複素数であるため、ハードウェア規模が増大する。
【００１７】
すなわち、ディジタル無線伝送での１シンボル長をこえる遅延波による伝送品質の劣化や、干渉波により伝送品質が著しく劣化し、タイミング同期特性が劣化する。従来の適応アンテナ装置ではタイミング同期特性が劣化すると、２乗誤差最小のアルゴリズムを適用できず、適応アンテナ装置が動作しないという問題があった。
【００１８】
本発明はこのような課題に着目してなされたものであり、その目的とするところは、ハードウェア規模を縮小するとともに、サンプリングクロックへのフィードバックを排除し、伝送品質が著しく劣化した環境においても、安定に動作可能な適応アンテナ装置を提供することにある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、第１の発明に係る適応アンテナ装置は、複数のアンテナ素子と、該複数のアンテナ素子の各々に接続され、該各アンテナ素子からの入力信号を第一の重み付け手段により重み付けして合成するアナログビーム形成回路と、該アナログビーム形成回路の出力信号を入力信号とし、ディジタル信号に変換して出力する第一のＡ／Ｄ変換器と、該第一のＡ／Ｄ変換器によってディジタル信号に変換された入力信号をベースバンド信号に変換する第一の周波数変換器と、該第一の周波数変換器の出力に分数シンボル長の遅延時間を待つ複数の遅延素子が直列に接続され、各遅延素子の出力を第二の重み付け手段により重み付けし、合成する分数シンボル長間隔の第一のトランスバーサルフィルタと、上記各アンテナ素子での受信信号のみ、あるいは上記各アンテナ素子での受信信号と上記第一のトランスバーサルフィルタの出力信号の両方を入力信号とし、上記各アンテナ素子からの入力信号を第二のＡ／Ｄ変換器によりＡ／Ｄ変換した後、第一のディジタル信号処理装置により、上記第一の重み付け手段で用いる重みの値を演算する第一の重み制御回路と、上記第一の周波数変換器の出力信号を入力信号とし、上記第二の重み付け手段で用いる重みの値を演算する第二の重み制御回路と、上記第一のトランスバーサルフィルタの出力信号を入力信号とし、上記第一の周波数変換器における周波数変換誤差を減少させるように、上記第一の周波数変換器を制御する周波数変換器自動制御装置と、上記第一のＡ／Ｄ変換器での第一のサンプリングクロックを発生させる第一のサンプリングクロック発生器と、上記第二のＡ／Ｄ変換器での第二のサンプリングクロックを発生させる第二のサンプリングクロック発生器と、を具備し、上記第一のトランスバーサルフィルタにおける上記第二の重み付け手段で用いる重みを実数とし、上記第一のサンプリングクロック発生器は、伝送レートの２倍以上の周波数で、伝送レートとは同期せず、上記第一のトランスバーサルフィルタの遅延素子とほぼ同一の間隔でサンプリングするように発振し、上記第二のサンプリングクロックは上記第一のサンプリングクロックとは同期しないようにする。
【００２０】
また、第２の発明に係る適応アンテナ装置は、第１の発明において、前記第一の重み制御装置の内部には第二の周波数変換器が設けられ、この第二の周波数変換器により前記各アンテナ素子からの入力信号を中間周波信号に変換する。
【００２１】
また、第３の発明に係る適応アンテナ装置は、第１の発明において、前記各アンテナ素子に接続されて、前記各アンテナ素子からの入力信号を中間周波信号に変換する第二の周波数変換器を具備し、該第二の周波数変換器によって変換された後の中間周波信号が前記第一の重み制御装置に入力される。
【００２２】
また、第４の発明に係る適応アンテナ装置は、複数のアンテナ素子と、該複数のアンテナ素子の各々に接続され、該各アンテナ素子からの入力信号を第一の重み付け手段により重み付けして合成するアナログビーム形成回路と、該アナログビーム形成回路の出力信号を入力信号としてベースバンド信号に周波数変換する第一の周波数変換器と、該第一の周波数変換器からのベースバンド信号をディジタル信号に変換して出力する第一のＡ／Ｄ変換器と、該第一のＡ／Ｄ変換器の出力に分数シンボル長の遅延時間を持つ複数の遅延素子が直列に接続され、各遅延素子の出力を第二の重み付け手段により重み付けし、合成する分数シンボル長間隔の第一のトランスバーサルフィルタと、上記各アンテナ素子での受信信号のみ、あるいは上記各アンテナ素子での受信信号と上記第一のトランスバーサルフィルタの出力信号の両方を入力信号とし、上記各アンテナ素子からの入力信号を第二のＡ／Ｄ変換器によりＡ／Ｄ変換した後、第一のディジタル信号処理装置により、上記第一の重み付け手段で用いる重みの値を演算する第一の重み制御回路と、上記第一の周波数変換器の出力信号を入力信号とし、上記第二の重み付け手段で用いる重みの値を演算する第二の重み制御回路と、上記第一のトランスバーサルフィルタの出力信号を入力信号とし、上記第一の周波数変換器における周波数変換誤差を減少させるように、上記第一の周波数変換器を制御する周波数変換器自動制御装置と、上記第一のＡ／Ｄ変換器での第一のサンプリングクロックを発生させる第一のサンプリングクロック発生器と、上記第二のＡ／Ｄ変換器での第二のサンプリングクロックを発生させる第二のサンプリングクロック発生器と、を具備し、上記第一のトランスバーサルフィルタにおける上記第二の重み付け手段で用いる重みを実数とし、上記第一のサンプリングクロック発生器は、伝送レートの２倍以上の周波数で、伝送レートとは同期せず、上記第一のトランスバーサルフィルタの遅延素子の遅延時間とほぼ同一の間隔でサンプリングするように発振し、上記第二のサンプリングクロックは上記第一のサンプリングクロックとは同期しないようにする。
【００２３】
また、第５の発明に係る適応アンテナ装置は、複数のアンテナ素子と、該複数のアンテナ素子の各々に接続され、該各アンテナ素子からの入力信号に変換する第一のＡ／Ｄ変換器と、該第一のＡ／Ｄ変換器によってディジタル信号に変換された信号を第一の重み付け手段により重み付けして合成するディジタルビーム形成回路と、該ディジタルビーム形成回路の出力信号を入力信号とし、該入力信号をベースバンド信号に変換する第一の周波数変換器と、該第一の周波数変換器の出力に分数シンボル長の遅延時間を持つ複数の遅延素子が直列に接続され、各遅延素子の出力を第二の重み付け手段により重み付けし、合成する分数シンボル長間隔の第一のトランスバーサルフィルタと、上記各第一のＡ／Ｄ変換器でＡ／Ｄ変換されたディジタル信号のみ、あるいは上記各第一のＡ／Ｄ変換器でＡ／Ｄ変換されたディジタル信号と上記第一のトランスバーサルフィルタの出力信号の両方、を入力信号として、第一のディジタル信号処理装置により、上記第一の重み付け手段で用いる重みの値を演算する第一の重み制御回路と、上記第一の周波数変換器の出力信号を入力信号とし、第一のディジタル信号処理装置により、上記第二の重み付け手段で用いる重みの値を演算する第二の重み制御回路と、上記第一のトランスバーサルフィルタの出力信号を入力信号とし、上記第一の周波数変換器における周波数変換誤差を減少させるように制御する周波数変換器自動制御装置と、上記第一のＡ／Ｄ変換器での第一のサンプリングクロックを発生させる第一のサンプリングクロック発生器と、を具備し、上記第一のトランスバーサルフィルタにおける上記第二の重み付け手段で用いる重みを実数とし、上記第一のサンプリングクロックは、伝送レートの２倍以上の周波数で、伝送レートとは同期せず、前記第一のトランスバーサルフィルタの遅延素子の遅延時間とほぼ同一の間隔でサンプリングするように発振する。
【００２４】
また、第６の発明に係る適応アンテナ装置は、第５の発明において、前記各アンテナ素子に接続され、入力された信号を中間周波信号に変換する第二の周波数変換器を具備し、該第二の周波数変換器によって変換された後の中間周波信号が前記第一のＡ／Ｄ変換器に入力される。
【００２５】
また、第７の発明に係る適応アンテナ装置は、複数のアンテナ素子と、該複数のアンテナ素子の各々に接続され、該アンテナ素子からの入力信号をベースバンド信号に周波数変換する第一の周波数変換器と、該第一の周波数変換器からのベースバンド信号をディジタル信号に変換する第一のＡ／Ｄ変換器と、該第一のＡ／Ｄ変換器によってディジタル信号に変換された信号を第一の重み付け手段により重み付けして合成するディジタルビーム形成回路と、該ディジタルビーム形成回路の出力に分数シンボル長の遅延時間を持つ複数の遅延素子が直列に接続され、各遅延素子の出力を第二の重み付け手段により重み付けし、合成する分数シンボル長間隔の第一のトランスバーサルフィルタと、上記各第一のＡ／Ｄ変換器でＡ／Ｄ変換されたディジタル信号のみ、あるいは上記各第一のＡ／Ｄ変換器でＡ／Ｄ変換されたディジタル信号と上記第一のトランスバーサルフィルタの出力信号の両方、を入力信号として、第一のディジタル信号処理装置により、上記第一の重み付け手段で用いる重みの値を演算する第一の重み制御回路と、上記ディジタルビーム形成回路の出力信号を入力信号とし、第一のディジタル信号処理装置により、上記第二の重み付け手段で用いる重みの値を演算する第二の重み制御回路と、上記第一のトランスバーサルフィルタの出力信号を入力信号とし、上記第一の周波数変換器における周波数変換誤差を減少させるように制御する周波数変換器自動制御装置と、上記第一のＡ／Ｄ変換器での第一のサンプリングクロックを発生させる第一のサンプリングクロック発生器と、を具備し、上記第一のトランスバーサルフィルタにおける上記第二の重み付け手段で用いる重みを実数とし、上記第一のサンプリングクロックは、伝送レートの２倍以上の周波数で、伝送レートとは同期せず、前記第一のトランスバーサルフィルタの遅延素子の遅延時間とほぼ同一の間隔でサンプリングするように発振する。
【００２６】
また、第８の発明に係る適応アンテナ装置は、第１〜第７のいずれか１つの発明において、前記第二の重み制御回路の内部に周波数選択性フェージングの環境であるかを判定する伝搬環境診断装置を具備し、前記第一のトランスバーサルフィルタ部での前記第二の重み付け手段による重み付けを周波数選択性フェージング時は上記第二の重み付け手段の重みを実数とし、周波数選択フェージング時ではないときは上記第二の重み付け手段の重みを複素数に切り替える。
【００２７】
また、第９の発明に係る適応アンテナ装置は、第１〜第８のいずれか１つに記載の発明において、符号の判定を行う識別タイミングにおける振幅が離散値となる変調方式を用い、前記第二の重み制御装置は、前記第一のＡ／Ｄ変換器で入力信号がサンプルされるタイミングと復号を行うための最適なタイミングとのずれに対応した、最適な第二の重み付け手段の重みの組が保存された記憶装置と、この記憶装置に保存された各第二の重み付け手段の重みについて、前記第一のトランスバーサルフィルタの出力での振幅の該離散値からのずれを推定する伝送品質推定装置とを具備し、上記記憶装置に保存された第二の重み付け手段の重みの組のうち、上記伝送品質推定装置によって推定された出力信号の振幅の該離散値からのずれが最小となった組を、前記第二の重み付け手段の重みの値とする。
【００２８】
また、第１０の発明は、第１、２、５、６、８、９のいずれか１つの発明において、前記第一のディジタル信号処理装置は、基準信号ｄを発生する基準信号発生部と、前記各アンテナ素子からの入力信号を前記第一の周波数変換器と同じ特性で周波数変換するための第四の周波数変換器と、該第四の周波数変換器の出力信号を前記第一のトランスバーサルフィルタと同じ特性で変換するための第二のトランスバーサルフィルタを具備し、上記第四の周波数変換器と上記第二のトランスバーサルフィルタによって変換された信号ｘ′i（ｉ＝１，…，Ｎ Ｎ：素子数）に対し、前記第一の重み付け手段の重みの値ｗopti（ｉ＝１，…，Ｎ）を以下の式により決定する。
【００２９】
【数５】
また、第１１の発明は、第３、４、７、９のいずれか１つの発明において、前記第一のディジタル信号処理装置は、基準信号ｄを発生する基準信号発生部と、前記各アンテナ素子からの入力信号を前記第三の周波数変換器と同じ特性で周波数変換するための第四の周波数変換器と、該第四の周波数変換器の出力信号を前記第一のトランスバーサルフィルタと同じ特性で変換するための第二のトランスバーサルフィルタを具備し、上記第四の周波数変換部と上記第二のトランスバーサルフィルタによって変換された信号ｘ′i（ｉ＝１，…，Ｎ Ｎ：素子数）に対し、第一の重み付け手段の重みの値ｗopti（ｉ＝１，…，Ｎ）を以下の式により決定する。
【００３１】
【数６】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。
【００３３】
まず、第１の実施形態について説明する。第１実施形態では、Ｎ素子のアレーアンテナを用い、第一のＡ／Ｄ変換器及び第二のＡ／Ｄ変換器でのサンプリングを任意のタイミングで行い、第一のトランスバーサルフィルタの第二の重み付け手段の重みを実数とした形態を採用する。
【００３４】
図１は、本発明第１の実施形態の構成を示す図である。図１において、参照符号１０１１〜１０１Ｎはアンテナ素子、１０２はアナログビーム形成回路、１０３１〜１０３Ｎは第一の重み付け手段、１０４は第一の合成器、１０５は第一のＡ／Ｄ変換器、１０６は第一の周波数変換器、１０７は第一のトランスバーサルフィルタ、１０８１〜１０８Ｍは遅延素子、１０９０〜１０９Ｍは第二の重み付け手段、１１０は第二の合成器、１１１は第一の重み制御回路、１１４は第二の重み制御回路、１１５は第一のサンプリングクロック発生器、１１７は周波数変換器自動制御装置である。
【００３５】
また、図２は、上記した第一の重み付け手段１０３１〜１０３Ｎの構成を示す図であり、１１９は可変増幅器、１２０は可変移相器である。
【００３６】
また、図３は、上記した第一の重み制御回路１１１の構成を示す図であり、１１２１〜１１２Ｎは第二のＡ／Ｄ変換器、１１３は第一のディジタル信号処理装置、１１６は第二のサンプリングクロック発生器である。
【００３７】
また、図４は、第二の重み付け手段１０９０〜１０９Ｍの構成を示す図であり、１１８１、１１８２は実数乗算器である、
上記した構成において、各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎで受信した信号ｘ1 〜ｘN は、アナログビーム形成回路１０２と第一の重み制御回路１１１に入力される。ただし受信レベルが低い場合は、各アンテナで受信した信号は、低雑音増幅器により増幅された後、アナログビーム形成回路１０２と第一の重み制御回路１１１に入力される。アナログビーム形成回路１０２では、各アンテナからの入力信号に対し、振幅、位相を変化させる第一の重み付け手段１０３１〜１０３Ｎにより、各々ｗ1 〜ｗN の重み付けを行い、重み付け後の信号ｗ1ｘ1 ，ｗ2ｘ2 ，…，ｗNｘN を得る。振幅、位相の変化は、例えば可変増幅器１１９と可変移相器１２０を縦列に接続し、各々を制御することで実現される。各重み付けされた信号は、第一の合成器１０４で合成され、出力信号ｙを得る。ここで、ｙは
ｙ＝ｗ1ｘ1 ＋ｗ2ｘ2 ＋・・・＋ｗNｘN
と表される。
【００３８】
合成された信号ｙは第一のＡ／Ｄ変換器１０５に入力され、ディジタル信号に変換される。ディジタル信号に変換された信号ｙは、第一の周波数変換器１０６により、ベースバンド信号の実部と虚部に分離される（実現方法は例えば、篠永他“ディジタルＩ／Ｑ検波技術について”TECHNICAL REPORT OF IEICE SANE94-59(1994-11）pp.9-15)。
【００３９】
第一の周波数変換器１０６の出力は第一のトランスバーサルフィルタ１０７と第二の重み制御回路１１４に入力され、遅延時間Ｔs ／ａ（Ｔs はディジタル信号のシンボル長、ａは２以上の実数）の遅延素子１０８１〜１０８Ｍが直列にＭ個接続された遅延部に入力され、入力信号に対しｍ×Ｔs ／ａ（ｍ＝０，…，Ｍ）遅延したＭ＋１個の遅延信号を発生させる。
【００４０】
各遅延信号は第二の重み付け手段１０９０〜１０９Ｍで、各々実数の重みＣ0 〜ＣM が乗算され、各乗算結果は第二の合成器１１０により全加算され、第一のトランスバーサルフィルタ１０７から出力される。実数の重みでの乗算は、実数乗算器１１８１、１１８２により再現される。複素重み付け回路では、実数乗算器１１８１、１１８２を用いて、以下の演算を行う。
【００４１】
（実数重み付け後の出力の実部）＝（重み）＊（重み付けされる信号の実部）
（実数重み付け後の出力の虚部）＝（重み）＊（重み付けされる信号の虚部）
第一のトランスバーサルフィルタ１０７の出力信号（実部と虚部の両方）が、本発明の適応アンテナ装置の出力となる。
【００４２】
アナログビーム形成回路１０２で形成される指向性パタンを決定する第一の重み付け手段１０３１〜１０３Ｎの重みの値は、第一の重み制御回路１１１において、各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎでの受信信号ｘ1 〜ｘN のみにより、あるいは、各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎでの受信信号ｘ1 〜ｘN と第一のトランスバーサルフィルタ１０７の出力信号を用いて決定される。
【００４３】
第一の重み制御回路１１１では、各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎで受信した信号が第二のサンプリングクロック発生器１１６のクロックを用いて、第二のＡ／Ｄ変換器１１２１〜１１２Ｎによりディジタル信号に変換される。このとき、第二のサンプリングクロック発生器１１６の第二サンプリングクロックは、第一のサンプリングクロックと同一であっても、或いは同一でなくてもよい。
【００４４】
例えばｘ1 〜ｘN のみを用いる方法としては、
ｗn ＝ｅｘｐ（ｊｎθ）
として、
ｙ′＝ｗ1ｘ1 ＋ｗ2ｘ2 ＋・・・＋ｗNｘN
を求め、ｙ′が最大となるｗn に決定する。
【００４５】
その他、例えば、以下の文献で示されている、ＣＭＡアルゴリズム、ＭＭＳＥアルゴリズム、ＤＣＭＰアルゴリズム、パワーインバージョンアルゴリズムなど、のアルゴリズムを用いて、第一の重み付け手段の重みの値を決定する。
【００４６】
（１）菊間著“アレーアンテナによる適応信号処理”科学技術出版、1998.9.20
（２）R.A.Monzingo and T.W.Miller, ‘Introduction to Adaptive Arrays,’John Wiley & Sons, Inc. 1980
ただし、各アンテナでの受信信号ｘ1 〜ｘN をベースバンド信号へ変換する必要のあるアルゴリズムを用いる場合には、第一のディジタル信号処理装置１１３において、第一の周波数変換器１０６と同じ周波数変換を行い、ベースバンド信号の実部と虚部を決め、その値に対してアルゴリズムを動作させる。
【００４７】
また、第一のトランスバーサルフィルタ１０７での第二の重み付け手段１０９０〜１０９Ｍの重みの値は例えば以下の文献に示されるアルゴリズムを適用すれば、決定することができる。
【００４８】
（１）R.W.Luck, “Automatic equalization for digital communication”, Bell Syst. Tech. J., 44, 4, p.547（1965）.
（２）R.W.Luck and H.R.Rudin, “An automatic equalizer for general-purpose communication channels”, Bell Syst. Tech. J., 46, 9, p.2179（1967）.
従来のトランスバーサルフィルタを用いた適応アンテナ装置では、第二の重みＣ0 〜ＣM は複素数とし、波形等化を目的としていた。ただし、タイミング同期がとれない環境で適応アンテナ装置を動作させるためには、従来の構成では動作が安定しない。そこで本発明においては、第一のトランスバーサルフィルタ１０７では第二の重みＣ0 〜ＣM を実数とし、タイミング同期の補償を行う。以下に、第一のトランスバーサルフィルタ１０７の第二の重みＣ0 〜ＣM を実数とした場合に、タイミング同期が補償される原理を示す。
【００４９】
ＱＡＭ変調方式を用いた場合、ｋ番目の信号の同相成分の信号をＩk 、直交成分の信号をＱk と表すとすると、搬送波周波数をｆ、帯域制限フィルタのインパルス応答をｈ(t) と表すと、ベースバンド信号ｓ(t) は
【００５０】
【数７】
と表される。一般にディジタル通信では、帯域制限フィルタは符号間干渉を生じさせないようにするため、帯域制限フィルタのインパルス応答ｈ(t) に対し、ナイキスト条件
ｈ(ｋＴs )＝０ （ｋ＝・・・−２，−１，１，２，・・・）
（ここでｈ(0) ≠０）
をみたすように設計する。ここで、ｔ＝ｋＴs を識別タイミングと呼ぶ。識別タイミングからΔτずれたタイミングでサンプリングすると、
ｈ(ｋＴs ＋Δτ) ≠０
であるため、符号間干渉が生じ伝送特性が劣化する。
【００５２】
たとえば、ｔ＝３Ｔs の時、（式１１）のｓ(t) は級数和が外れ、Ｉ３ ＋ｊＱ３ となり、ｔ＝３Ｔs の信号を取り出すことが出来る。ただし、ｔ＝３Ｔs ＋Δτでは、級数和を外すことができないため、Ｉ２ ＋ｊＱ２ やＩ４ ＋ｊＱ４ など、他の時刻の信号が干渉し、符号間干渉となる。
【００５３】
ビーム形成回路の出力における遅延素子の数をＭとし、第二の重み付け手段の重みの値をｃ0 〜ｃM とすると、第一のトランスバーサルフィルタの出力信号ｙ(t) は
【００５４】
【数８】
となる。第一のトランスバーサルフィルタ１０７の出力で、ベースバンド信号が復元されるためには、（式１１）と（式１２）から以下の式をみたせばよい。
【００５６】
【数９】
周波数変換器自動制御装置１１７により第一の周波数変換器１０６での周波数変換誤差が小さくなるように制御されるため、収束状態ではΔｆ＝０となって、（式１３）は
【００５８】
【数１０】
となる。（式１４）から明らかに帯域制限フィルタのインパルス応答が実数であれば、ｃ0 〜ｃm は実数で十分となる。
【００６０】
図２４に本適応アンテナ装置の場合と、第一のトランスバーサルフィルタ部の第二の重み付け手段の重みを複素数とし、係数を受信信号に対して２乗誤差が最小となるように制御した場合の伝送速度と出力ＳＩＮＲの特性を比較した結果を示す。
【００６１】
環境は２０ｍ×２０ｍの室内伝搬環境とした。出力ＳＩＮＲは１００００シンボルを伝送し、その平均値とした。シミュレーションにおいて本構成における第一のトランスバーサルフィルタ１０７の遅延素子の遅延時間は０．５、遅延素子の数は３とした。また、第一のＡ／Ｄ変換器１０５でのサンプリング周波数はボーレートの２倍から１０００ｐｐｍずれた周波数とした。
【００６２】
素子数を４とした場合について比較すると、図よりわかるように本適応アンテナ装置では第一のトランスバーサルフィルタ１０７の第二の重み付け手段の重みを実数で構成しているのにも関わらず、複素数とした場合と伝送速度に対する出力ＳＩＮＲ特性はほぼ一致している。
【００６３】
本構成を用いることで、第一のトランスバーサルフィルタ１０７ではタイミングの補償のみを行うことが可能になる。従って、アナログビーム形成回路１０２では伝送品質の改善のみを行い、第一のトランスバーサルフィルタ１０７ではタイミング補償のみを行うことになり、伝送品質が著しく劣化した環境においても、安定した動作が実現される。
【００６４】
また、第二の重み付け手段が実数となるため、第一のトランスバーサルフィルタ１０７のハードウェア構成は約半分に削減される。
【００６５】
次に本発明第２の実施形態について説明する。第２の実施形態では、Ｎ素子のアレーアンテナを用い、第一のＡ／Ｄ変換器及び第二のＡ／Ｄ変換器でのサンプリングを任意のタイミングとし、第一のトランスバーサルフィルタの第二の重み付け手段の重みを実数とする適応アンテナ装置において、第一の重み制御装置で、各アンテナで受信した信号を第二の周波数変換器によりＩＦ（中間周波）信号に周波数変換した後、Ａ／Ｄ変換する形態を採用する。
【００６６】
次に、本発明の第２実施形態について説明する。図５は、本発明の第２の実施形態の構成を示す図である。ここでは、上記図１で説明した構成要素と同一の構成要素については、同一符号を付してその説明を省略する。この図５において参照符号２０１１〜２０１Ｎは第二の周波数変換器、２０２は発振器である。また、図６は第二の周波数変換器２０１１〜２０１Ｎの構成を示す図であり、参照符号２０３はミキサであり、２０４は低域通過フィルタである。
【００６７】
本構成においては、各アンテナ１０１１〜１０１Ｎで受信した信号は、第一の重み制御回路１１１に入力され、第二の周波数変換器２０１１〜２０１Ｎによって、ＩＦ信号に周波数変換された後、第二のＡ／Ｄ変換器１１２１〜１１２ＮでＡ／Ｄ変換される。各第二の周波数変換器２０１１〜２０１Ｎでは、各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎからの入力信号と発振器２０２からの信号がミキサ２０３に入力され、ミキサの出力は低域通過フィルタ２０４に入力され、高調波成分を抑圧した後、出力される。
【００６８】
本構成を用いることで、各アンテナ素子で受信した信号を中心周波数が完全に等しいＩＦ信号に変換すること、及びＡ／Ｄ変換器への入力周波数を低くすることができるため、無線区間でのＲＦ周波数の周波数帯を高くすること、及びＡ／Ｄ変換器の低消費電力化が可能になる。
【００６９】
次に本発明第３の実施形態について説明する。第３実施形態では、各アンテナ素子で受信した信号を第二の周波数変換器によりＩＦ信号に変換した後、変換したＩＦ信号をアナログビーム形成回路と第一の重み制御装置に入力する形態を採用する。
【００７０】
図７は、本発明の第３の実施形態の構成を示す図である。ここでは、上記図１〜図６で説明した構成要素と同一の構成要素については、同一符号を付してその説明を省略する。
【００７１】
本構成においては、各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎで受信した信号は、第二の周波数変換器２０１１〜２０１Ｎによって、ＩＦ信号に周波数変換された後、アナログビーム形成回路１０２と第一の重み制御回路１１１に入力される。
【００７２】
本構成を用いることで、各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎで受信した信号を中心周波数が完全に等しいＩＦ信号に変換することができるため、アナログビーム形成回路１０２をＩＦ帯で構成することが可能となる。従って無線区間でのＲＦ周波数の周波数帯を高くすること、Ａ／Ｄ変換器の低消費電力化、及びアナログビーム形成回路１０２の低周波数化が可能になる。
【００７３】
次に本発明第４の実施形態について説明する。第４実施形態では、アナログビーム形成後、アナログの周波数変換器によって、受信した信号を周波数変換した後、Ａ／Ｄ変換を行う形態を採用する。
【００７４】
図８は、本発明の第４の実施形態の構成を示す図である。ここでは、上記図１〜図６で説明した構成要素と同一の構成要素については、同一符号を付してその説明を省略する。図８において、参照符号４０１は第三の周波数変換器であり、図９に示すような構成を有する。図９において、参照符号４０２１、４０２２はミキサ、４０３はπ／２位相器、４０４１、４０４２は低域通過フィルタ、４０５は発振器である。
【００７５】
アナログビーム形成回路１０２の出力は、第三の周波数変換器４０１に入力される。第三の周波数変換器４０１では、アナログビーム形成回路１０２の出力が２つに分岐され、別のミキサ４０２１，４０２２に入力される。すなわち、ミキサ４０２１には、アナログビーム形成回路１０２の出力信号と発振器４０５からの正弦波が入力され、ミキサ４０２１の出力は低域通過フィルタ４０４１に入力され、高調波が抑圧される。
【００７６】
一方ミキサ４０２２には、アナログビーム形成回路１０２の出力信号と発振器４０５からの正弦波をπ／２位相器４０３を通した信号が入力される。すなわち、発振器４０５からの正弦波は、ミキサ４０２１に入力される正弦波に対して、π／２位相器４０３によって、π／２位相が遅れた正弦波が入力される。従って、低域通過フィルタ４０４１と４０４２では、ベースバンド信号の同相成分（実部）と直交成分（虚部）が出力される（例えば斉藤、“ディジタル無線通信の変復調”、電子情報通信学会編、平成８年８月２０日発行）。
【００７７】
第三の周波数変換器４０１の実部、虚部の出力は各々第一のＡ／Ｄ変換器１０５でＡ／Ｄ変換される。また、発振器４０５の発振周波数は、周波数変換器自動制御装置１１７によって、第一のトランスバーサルフィルタ１０７の出力での中心周波数が０となるように、制御される。
【００７８】
本構成を用いると、ベースバンド信号でのＡ／Ｄ変換を行えばよいため、Ａ／Ｄ変換器の低消費電力化が可能になる。
【００７９】
次に、本発明第５の実施形態について説明する。図１１は、第５の実施形態の構成を示す図であり、ビーム形成回路をディジタルで構成する形態を示している。ここでは、上記図１〜図１０で説明した構成要素と同一の構成要素については、同一符号を付してその説明を省略する。
【００８０】
図１１において、参照符号５０１１〜５０１Ｎは第一のＡ／Ｄ変換器、５０２は第一のＡ／Ｄ変換器５０１１〜５０１Ｎで用いられるサンプリングタイミングを与えるサンプリングクロック発生器、５０３はディジタルビーム形成回路である。また、図１０は、第一の重み付け手段１０３１〜１０３Ｎの構成を示しており、参照符号５０４１〜５０４４は乗算器、５０５は実数減算器、５０６は実数加算器である。
【００８１】
各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎで受信した信号は第一のＡ／Ｄ変換器５０１１〜５０１Ｎによってディジタル信号に変換され、受信信号を実部と虚部に分離する。実部と虚部の分離する方法の例を以下に示す。
【００８２】
（１）各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎでの受信信号を中心周波数の２倍以上のサンプリング周波数で、Ａ／Ｄ変換し、ヒルベルト変換を行うことで実現される。（例えば、Oppenheim and Shafer（伊達 玄訳）“ディジタル信号処理”，コロナ社，下巻、pp.26-30,1978.）
（２）各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎでの受信信号を中心周波数の４倍でサンプリングし、偶数番目にサンプルされた信号を実部とし、奇数番目にサンプルされた信号を虚部とすることで実部と虚部の分離をする。
【００８３】
（３）受信信号を２つに分離し、一方の信号を他方の信号に対し、中心周波数でπ／２の位相遅れが生じるようにし、各々別のＡ／Ｄ変換器５０１１〜５０１Ｎに入力する。各Ａ／Ｄ変換器５０１１〜５０１Ｎでは、中心周波数の２倍以上でサンプリングし、出力を得る。各出力はそれぞれ実部、虚部となる。
【００８４】
Ａ／Ｄ変換された信号はディジタルビーム形成回路５０３に入力され、第一の重み付け手段１０３１〜１０３Ｎで複素数重み付けを行った後、第一の合成器１０４で合成された後、出力される。ここで、第一の重み付け手段１０３１〜１０３Ｎによる複素数重み付けは、以下のように実現する。
【００８５】
上述したように、各第一のＡ／Ｄ変換器５０１１〜５０１Ｎでの出力では、実部と虚部が分かれて出力されている。また、重み付けを行う重みの値も複素数であるから、実部と虚部に分離することが出来る。重み付け手段では、
（複素数重み付け後の出力の実部）＝（複素重みの実部）＊（重み付けされる信号の実部）−（複素重みの虚部）＊（重み付けされる信号の虚部）
（複素数重み付け後の出力の虚部）＝（複素重みの実部）＊（重み付けされる信号の虚部）＋（複素重みの虚部）＊（重み付けされる信号の実部）
の演算が行われ、複素数の重み付けが実現される。
【００８６】
本構成を用いることで、ディジタル信号処理によるビーム形成が実現できるため、温度に依存せず、安定したビーム形成が実現できるため、高精度のビーム制御が可能になる。
【００８７】
次に本発明第６の実施形態について説明する。第６実施形態では、各アンテナ素子で受信した信号をＩＦ信号に変換した後、変換したＩＦ信号をディジタルビーム形成回路と第一の重み制御装置に入力する形態を採用する。
【００８８】
図１２は本発明第６の実施形態の構成を示す図である。ここでは、上記図１〜図１１で説明した構成要素と同一の構成要素については、同一符号を付してその説明を省略する。
【００８９】
図１２に示すように、本構成においては、各アンテナ１０１１〜１０１Ｎで受信した信号は、第二の周波数変換器２０１１〜２０１Ｎによって、ＩＦ信号に周波数変換された後、Ａ／Ｄ変換され、ディジタルビーム形成回路５０３に入力される。
【００９０】
本構成を用いることで、各アンテナ素子で受信した信号を中心周波数が完全に等しいＩＦ信号に変換することができるため、無線区間でのＲＦ周波数の周波数帯を高くすること、Ａ／Ｄ変換器の低消費電力化が可能になる。
【００９１】
次に本発明第７の実施形態について説明する。第７実施形態では、各アンテナ素子で受信した信号を検波し、ベースバンド信号に周波数変換した後、Ａ／Ｄ変換を行い、ディジタルビーム形成回路に入力する形態を採用する。
【００９２】
図１３は、本発明第７の実施形態の構成を示す図である。ここでは、上記図１〜図１２で説明した構成要素と同一の構成要素については、同一符号を付してその説明を省略する。
【００９３】
図１３において、参照符号７０１１〜７０１Ｎは第三の周波数変換器であり、その構成は図９で説明した通りである。また、参照符号７０２は発振器である。
【００９４】
各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎで受信した受信信号は第二の周波数変換器２０１１〜２０１ＮによってＩＦ信号に変換された後、第三の周波数変換器７０１１〜７０１Ｎに入力される。ここで、第三の周波数変換器７０１１〜７０１Ｎの入力信号をＩＦ帯の信号としたが、第二の周波数変換器を省いてＲＦ信号としてもよい。第三の周波数変換器７０１１〜７０１Ｎでは、第四の実施形態において説明したように、ベースバンド信号の実部、虚部が出力される。
【００９５】
第三の周波数変換器７０１１〜７０１Ｎの実部、虚部の出力は各々第一のＡ／Ｄ変換器５０１１〜５０１ＮでＡ／Ｄ変換される。また、発振器７０２の発振周波数は、第一のトランスバーサルフィルタ１０７の出力での中心周波数が０となるように、周波数変換器自動制御装置１１７によって制御される。
【００９６】
本構成を用いると、ベースバンド信号でのＡ／Ｄ変換を行えばよいため、Ａ／Ｄ変換器の低消費電力化が可能になる。
【００９７】
次に本発明第８の実施形態について説明する。第８の実施形態では、周波数選択性フェージングの環境であるかを判定する伝搬環境診断装置を持ち、伝搬環境に応じて第二の重み付け手段の乗算器の構成を変更する形態を採用する。
【００９８】
図１４は本発明第８の実施形態の構成を示す図である。ここでは、上記図１〜図１３で説明した構成要素と同一の構成要素については、同一符号を付してその説明を省略する。この図において、参照符号８０１は伝搬環境診断装置である。また、本実施形態で用いられる複素係数乗算回路８０２の構成は図１５に示す通りであり、実数係数乗算回路８０３の構成は図１６に示す通りである。
【００９９】
図１７は伝搬環境診断装置８０１における信号処理フローを示しており、ＦＦＴ演算（ステップＳ１００）、ノッチの有無の判定（ステップＳ１０１）、回路選択（ステップＳ１０２）の工程からなる。
【０１００】
伝搬環境診断装置８０１には第一の周波数変換器１０６の出力信号が入力され、フーリエ変換を行うことで第一の周波数変換器１０６の出力での周波数特性が得られる。周波数特性が伝送帯域内にノッチを持つ環境であった場合には、周波数選択性フェージングと判断し、第一のトランスバーサルフィルタ１０７での波形等化が有効に動作しないため、第一のトランスバーサルフィルタ１０７ではタイミング補償のみを行うように第二の重み付け手段１０９０〜１０９Ｍは実数とする。
【０１０１】
また、伝送帯域内にノッチが存在しない場合は、周波数選択性フェージングではないと判断し、１シンボル長以上遅延した長遅延波が存在しない環境となっているため、第一のトランスバーサルフィルタ１０７での波形等化が可能となるため、第一のトランスバーサルフィルタ１０７でタイミング補償と波形等化の両方の機能を持つように第二の重み付け手段１０９０〜１０９Ｍは複素数とする。
【０１０２】
第一のトランスバーサルフィルタ１０７での第二の重み付け手段１０９０〜１０９Ｍの重みの値を複素数とする場合には、伝搬環境診断装置８０１から複素乗算回路８０２を構成するためのプログラムがディジタル信号処理部に入力され、第一のトランスバーサルフィルタ１０７における第二の重み付け手段１０９０〜１０９Ｍによる重み付け複素乗算となる。
【０１０３】
また、第二の重み付け手段１０９０〜１０９Ｍの重みの値を実数とする場合には、伝搬環境診断装置８０１から実数乗算回路８０３を構成するためのプログラムがディジタル信号処理部に入力され、第一のトランスバーサルフィルタ１０７における第二の重み付け手段１０９０〜１０９Ｍによる重み付けは実数となる。
【０１０４】
本構成を用いることで、伝送レートが可変のシステムに適用した場合には、高速伝送時は第二の重み付け手段が実数となることで、第一のトランスバーサルフィルタの安定動作と低消費電力化を実現し、低速伝送では空間、時間の両方の波形等化により、高品質な伝送品質が得られる。
【０１０５】
次に、本発明第９の実施形態について説明する。第９の実施形態では、識別タイミングのずれに対応した最適な第二の重み付け手段の重みの組のうち、出力信号の振幅変動誤差が最小となる組を第二の重み付け手段の重みの値とする形態を採用する。
【０１０６】
図１８は本発明第９の実施形態の構成を示す図である。ここでは、上記図１〜図１７で説明した構成要素と同一の構成要素については、同一符号を付してその説明を省略する。図１９は図１８に示す第二の重み制御回路１１４の構成を示しており、参照符号９０１は第二の重み付け手段の重みの組を決定した時の第一のトランスバーサルフィルタ１０７の出力信号の振幅の所望離散値からのずれを推定する伝送品質推定装置、９０２は第一のＡ／Ｄ変換器１０３１〜１０３Ｎでサンプリングしたタイミングと最適な識別タイミングとのずれΔτに対応した、最適な第二の重み付け手段１０９０〜１０９Ｍの重みの組が保存された記憶装置である。
【０１０７】
伝送品質推定装置９０１では、第一のトランスバーサルフィルタ１０７の入力信号に対し、記憶装置９０２に予め保存された、第一のＡ／Ｄ変換器１０３１〜１０３Ｎでサンプリングしたタイミングと最適な識別タイミングとのずれΔτに対応した最適な第二の重み付け手段の重みの組について、各組を用いた場合の適応アンテナ装置の出力信号の出力レベルの所望離散値からのずれを表す以下の式
Ｑ＝Ｅ［｜（ｙ−ｄ1 ）（ｙ−ｄ2 ）（ｙ−ｄ3 ）・・・｜］ （式１５）
に基づいて推定し、ずれを示す値Ｑが最も小さくなった組を第二の重み付け手段の重みとして決定する。上式において、ｄn （ｎ＝１，２，…，Ｌ）は所望の離散値を表す。
【０１０８】
本構成を用いることで、周波数誤差及び位相のずれが第一のトランスバーサルフィルタ１０７への入力信号に存在する場合でも、安定に最適な重みを決定することが可能である。
【０１０９】
次に、本発明第１０の実施形態について説明する。第１０の実施形態では、ビーム形成回路への入力信号がＲＦ信号またはＩＦ信号で、ビーム形成回路の出力信号を復調する際に用いる周波数変換器及び、第一のトランスバーサルフィルタの特性を用い、各アンテナごとに復調をした信号を用いてビーム形成回路を制御する形態を採用する。
【０１１０】
図２１は、本発明第１０の実施形態の構成を示す図である。図２２は図２１に示す第一の重み制御回路１１１の構成を示しており、参照符号１００１１〜１００１Ｎは第四の周波数変換器であり、その構成は上記した図６に示すとおりである。参照符号１００２１〜１００２Ｎは第二のトランスバーサルフィルタであり、その構成は図２０に示すとおりである。また、参照符号１００３は基準信号発生装置、１００４は重み制御回路である。
【０１１１】
各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎで受信した信号ｘ1 〜ｘN はＲＦ信号のまま或いはＩＦ信号に変換された後、第一の重み制御回路１１１に入力される。第一の重み制御回路１１１の内部では、各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎからの入力信号ｘ1 〜ｘN は、第四の周波数変換器１００１１〜１００１Ｎ、第二のトランスバーサルフィルタ１００２１〜１００２Ｎにより、第一のトランスバーサルフィルタ１０７により決定された第二の重み付け手段１０９０〜１０９Ｍの重みの値を用いて、以下の式のように変換される。ここで、ｘn′はトランスバーサルフィルタ演算部の出力信号を、Ｍはタップの数、ｃm はタップ係数、Ｔs ／ａはタップ間隔を表す。
【０１１２】
【数１１】
第一の重み付け手段１０３１〜１０３Ｎに設定される重みの値をｗ1 〜ｗN とし、基準信号発生器から入力される基準信号をｄと表すと、誤差の２乗が最小になるように指向性を形成する重みの値は（式１）で与えられる。このように動作させることで、任意のタイミングで取得したデータを用いた場合にも２乗誤差最小のアルゴリズムを用いて適応アンテナ装置を動作させることが可能となる。
【０１１４】
次に、本発明第１１の実施形態について説明する。第１１の実施形態では、Ａ／Ｄ変換前にベースバンド信号に変換し、第一のトランスバーサルフィルタの特性を用い、各アンテナごとに復調をした信号を用いてビーム形成回路を制御する形態を採用する。
【０１１５】
図２３は本発明第１１の実施形態の構成を示す図である。ここでは、上記図１〜図２２で説明した構成要素と同一の構成要素については、同一符号を付してその説明を省略する。
【０１１６】
各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎで受信した信号ｘ1 〜ｘN は、第二の周波数変換器２０１１〜２０１ＮでＩＦ信号に変換され、第三の周波数変換器７０１１〜７０１Ｎにより、ベースバンド信号の同相成分、直交成分に分離され、各々第一のＡ／Ｄ変換器５０１１〜５０１Ｎ及び第一の重み制御回路１１１に入力される。なお、第三の周波数変換器７０１１〜７０１Ｎの構成は図９に示すとおりである。
【０１１７】
第一の重み制御回路１１１の内部では、各アンテナからの入力信号ｘ1 〜ｘN は、第二の周波数変換器２０１１〜２０１Ｎ、第二のトランスバーサルフィルタ演算部により、第一のトランスバーサルフィルタ１０７により決定された第二の重み付け手段の重みの値を用いて、（式１６）のように変換される。第一の重み付け手段に設定される重みの値をｗ1 〜ｗN とし、基準信号発生器から入力される基準信号をｄと表すと、誤差の２乗が最小になるように指向性を形成する重みの値は（式１）で与えられる。このように動作させることで、任意のタイミングで取得したデータを用いた場合にも２乗誤差最小のアルゴリズムを用いて適応アンテナ装置を動作させることが可能となる。
【０１１８】
【発明の効果】
本発明によれば、本発明の適応アンテナ装置ではディジタル信号に変換する際のサンプリングクロックを任意の周波数とし、タイミングの補償を実数の重み付けによるトランスバーサルフィルタで行うようにしたので、ハードウェア規模を縮小することができるとともに、サンプリングクロックへのフィードバックを排除して、伝送品質が著しく劣化した環境においても、安定に適応アンテナ装置を動作させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明第１の実施形態の構成を示す図である。
【図２】図１に示す第一の重み付け手段１０３１〜１０３Ｎの構成を示す図である。
【図３】図１に示す第一の重み制御回路１１１の構成を示す図である。
【図４】図１に示す第二の重み付け手段１０９０〜１０９Ｍの構成を示す図である。
【図５】本発明第２実施形態における第一の重み制御回路１１１の構成を示す図である。
【図６】図７に示す第二の周波数変換器２０１１〜２０１Ｎの構成を示す図である。
【図７】本発明第３の実施形態の構成を示す図である。
【図８】本発明第４の実施形態の構成を示す図である。
【図９】図８に示す第三の周波数変換器４０１の構成を示す図である。
【図１０】図１１に示す第一の重み付け手段１０３１〜１０３Ｎの構成を示す図である。
【図１１】本発明第５の実施形態の構成を示す図である。
【図１２】本発明第６の実施形態の構成を示す図である。
【図１３】本発明第７の実施形態の構成を示す図である。
【図１４】本発明第８の実施形態の構成を示す図である。
【図１５】第８の実施形態で用いられる複素係数乗算回路８０２の構成を示す図である。
【図１６】第８の実施形態で用いられる実数係数乗算回路８０３の構成を示す図である。
【図１７】伝搬環境診断装置８０１における信号処理フローを示す図である。
【図１８】本発明第９の実施形態の構成を示す図である。
【図１９】図１８に示す第二の重み制御回路１１４の構成を示す図である。
【図２０】図２２に示す第二のトランスバーサルフィルタ１００２１〜１００２Ｎの構成を示す図である。
【図２１】本発明第１０の実施形態の構成を示す図である。
【図２２】図２１に示す第一の重み制御回路１１１の構成を示す図である。
【図２３】本発明第１１の実施形態の構成を示す図である。
【図２４】伝送速度と出力ＳＩＮＲの特性を比較した結果を示す図である。
【図２５】従来の適応アンテナ装置の構成を示す図である。
【図２６】従来のトランスバーサルフィルタを用いた適応アンテナ装置の構成を示す図である。
【図２７】図２６に示す第一の重み付け手段１４０３１〜１４０３Ｎ及び第二の重み付け手段１４０７０〜１４０７Ｍの構成を示す図である。
【符号の説明】
１０１１〜１０１Ｎ アンテナ素子
１０２ アナログビーム形成回路
１０３１〜１０３Ｎ 第一の重み付け手段
１０４ 第一の合成器
１０５ 第一のＡ／Ｄ変換器
１０６ 第一の周波数変換器
１０７ 第一のトランスバーサルフィルタ
１０８１〜１０８Ｍ 遅延素子
１０９０〜１０９Ｍ 第二の重み付け手段
１１０ 第二の合成器
１１１ 第一の重み制御回路
１１２１〜１１２Ｎ 第二のＡ／Ｄ変換器
１１３ 第一のディジタル信号処理装置
１１４ 第二の重み制御回路
１１５ 第一のサンプリングクロック発生器
１１６ 第二のサンプリングクロック発生器
１１７ 周波数変換器自動制御装置
１１８１〜１１８２ 実数乗算器
１１９ 可変増幅器
１２０ 可変移相器
２０１１〜２０１Ｎ 第二の周波数変換器
２０２ 発振器
２０３ ミキサ
２０４ 低域通過
４０１ 第三の周波数変換器
４０２１〜４０２２ ミキサ
４０３ π／２位相器
４０４１〜４０４２ 低域通過フィルタ
５０１１〜５０１Ｎ 第一のＡ／Ｄ変換器
５０２ サンプリングクロック発生器
５０３ ディジタルビーム形成回路
５０４１〜５０４Ｎ 乗算器
５０５ 実数減算器
５０６ 実数加算器
７０１１〜７０１Ｎ 第三の周波数変換器
７０２ 発振器
８０１ 伝搬環境診断装置
８０２ 複素係数乗算回路
８０３ 実数係数乗算回路
９０１ 伝送品質推定装置
９０２ 記憶装置
１００１１〜１００１Ｎ 第四の周波数変換器
１００２１〜１００２Ｎ 第二のトランスバーサルフィルタ
１００３ 基準信号発生装置
１００４ 重み制御回路
１３０１１〜１３０１Ｎ アンテナ素子
１３０２１〜１３０２Ｎ 重み付け手段
１３０３ 重み制御装置
１３０４ 基準信号発生装置
１３０５ 合成器
１４０１１〜１４０１Ｎ アンテナ素子
１４０２ ビーム形成回路
１４０３１〜１４０３Ｎ 第一の重み付け手段
１４０４ 第一の合成器
１４０５ トランスバーサルフィルタ
１４０６１〜１４０６Ｍ 遅延素子
１４０７０〜１４０７Ｍ 第二の重み付け手段
１４０８ 第二の合成器
１４０９１〜１４０９４ 実数乗算器
１４１０ 実数減算器
１４１１ 実数加算器
１４１２ 自動周波数変換器制御装置
１４１３ タイミング再生回路
１４１４１〜１４１４Ｎ Ａ／Ｄ変換器
Claims (11)
- 複数のアンテナ素子と、
該複数のアンテナ素子の各々に接続され、該各アンテナ素子からの入力信号を第一の重み付け手段により重み付けして合成するアナログビーム形成回路と、
該アナログビーム形成回路の出力信号を入力信号とし、ディジタル信号に変換して出力する第一のＡ／Ｄ変換器と、
該第一のＡ／Ｄ変換器によってディジタル信号に変換された入力信号をベースバンド信号に変換する第一の周波数変換器と、
該第一の周波数変換器の出力に分数シンボル長の遅延時間を待つ複数の遅延素子が直列に接続され、各遅延素子の出力を第二の重み付け手段により重み付けし、合成する分数シンボル長間隔の第一のトランスバーサルフィルタと、
上記各アンテナ素子での受信信号のみ、あるいは上記各アンテナ素子での受信信号と上記第一のトランスバーサルフィルタの出力信号の両方を入力信号とし、上記各アンテナ素子からの入力信号を第二のＡ／Ｄ変換器によりＡ／Ｄ変換した後、第一のディジタル信号処理装置により、上記第一の重み付け手段で用いる重みの値を演算する第一の重み制御回路と、
上記第一の周波数変換器の出力信号を入力信号とし、上記第二の重み付け手段で用いる重みの値を演算する第二の重み制御回路と、
上記第一のトランスバーサルフィルタの出力信号を入力信号とし、上記第一の周波数変換器における周波数変換誤差を減少させるように、上記第一の周波数変換器を制御する周波数変換器自動制御装置と、
上記第一のＡ／Ｄ変換器での第一のサンプリングクロックを発生させる第一のサンプリングクロック発生器と、
上記第二のＡ／Ｄ変換器での第二のサンプリングクロックを発生させる第二のサンプリングクロック発生器と、を具備し、
上記第一のトランスバーサルフィルタにおける上記第二の重み付け手段で用いる重みを実数とし、
上記第一のサンプリングクロック発生器は、伝送レートの２倍以上の周波数で、伝送レートとは同期せず、上記第一のトランスバーサルフィルタの遅延素子とほぼ同一の間隔でサンプリングするように発振し、上記第二のサンプリングクロックは上記第一のサンプリングクロックとは同期しないことを特徴とする適応アンテナ装置。 - 前記第一の重み制御装置の内部には第二の周波数変換器が設けられ、この第二の周波数変換器により前記各アンテナ素子からの入力信号を中間周波信号に変換することを特徴とする請求項１記載の適応アンテナ装置。
- 前記各アンテナ素子に接続されて、前記各アンテナ素子からの入力信号を中間周波信号に変換する第二の周波数変換器を具備し、該第二の周波数変換器によって変換された後の中間周波信号が前記第一の重み制御装置に入力されることを特徴とする請求項１記載の適応アンテナ装置。
- 複数のアンテナ素子と、
該複数のアンテナ素子の各々に接続され、該各アンテナ素子からの入力信号を第一の重み付け手段により重み付けして合成するアナログビーム形成回路と、
該アナログビーム形成回路の出力信号を入力信号としてベースバンド信号に周波数変換する第一の周波数変換器と、
該第一の周波数変換器からのベースバンド信号をディジタル信号に変換して出力する第一のＡ／Ｄ変換器と、
該第一のＡ／Ｄ変換器の出力に分数シンボル長の遅延時間を持つ複数の遅延素子が直列に接続され、各遅延素子の出力を第二の重み付け手段により重み付けし、合成する分数シンボル長間隔の第一のトランスバーサルフィルタと、
上記各アンテナ素子での受信信号のみ、あるいは上記各アンテナ素子での受信信号と上記第一のトランスバーサルフィルタの出力信号の両方を入力信号とし、上記各アンテナ素子からの入力信号を第二のＡ／Ｄ変換器によりＡ／Ｄ変換した後、第一のディジタル信号処理装置により、上記第一の重み付け手段で用いる重みの値を演算する第一の重み制御回路と、
上記第一の周波数変換器の出力信号を入力信号とし、上記第二の重み付け手段で用いる重みの値を演算する第二の重み制御回路と、
上記第一のトランスバーサルフィルタの出力信号を入力信号とし、上記第一の周波数変換器における周波数変換誤差を減少させるように、上記第一の周波数変換器を制御する周波数変換器自動制御装置と、
上記第一のＡ／Ｄ変換器での第一のサンプリングクロックを発生させる第一のサンプリングクロック発生器と、
上記第二のＡ／Ｄ変換器での第二のサンプリングクロックを発生させる第二のサンプリングクロック発生器と、を具備し、
上記第一のトランスバーサルフィルタにおける上記第二の重み付け手段で用いる重みを実数とし、
上記第一のサンプリングクロック発生器は、伝送レートの２倍以上の周波数で、伝送レートとは同期せず、上記第一のトランスバーサルフィルタの遅延素子の遅延時間とほぼ同一の間隔でサンプリングするように発振し、上記第二のサンプリングクロックは上記第一のサンプリングクロックとは同期しないことを特徴とする適応アンテナ装置。 - 複数のアンテナ素子と、
該複数のアンテナ素子の各々に接続され、該各アンテナ素子からの入力信号に変換する第一のＡ／Ｄ変換器と、
該第一のＡ／Ｄ変換器によってディジタル信号に変換された信号を第一の重み付け手段により重み付けして合成するディジタルビーム形成回路と、
該ディジタルビーム形成回路の出力信号を入力信号とし、該入力信号をベースバンド信号に変換する第一の周波数変換器と、
該第一の周波数変換器の出力に分数シンボル長の遅延時間を持つ複数の遅延素子が直列に接続され、各遅延素子の出力を第二の重み付け手段により重み付けし、合成する分数シンボル長間隔の第一のトランスバーサルフィルタと、
上記各第一のＡ／Ｄ変換器でＡ／Ｄ変換されたディジタル信号のみ、あるいは上記各第一のＡ／Ｄ変換器でＡ／Ｄ変換されたディジタル信号と上記第一のトランスバーサルフィルタの出力信号の両方、を入力信号として、第一のディジタル信号処理装置により、上記第一の重み付け手段で用いる重みの値を演算する第一の重み制御回路と、
上記第一の周波数変換器の出力信号を入力信号とし、第一のディジタル信号処理装置により、上記第二の重み付け手段で用いる重みの値を演算する第二の重み制御回路と、
上記第一のトランスバーサルフィルタの出力信号を入力信号とし、上記第一の周波数変換器における周波数変換誤差を減少させるように制御する周波数変換器自動制御装置と、
上記第一のＡ／Ｄ変換器での第一のサンプリングクロックを発生させる第一のサンプリングクロック発生器と、を具備し、
上記第一のトランスバーサルフィルタにおける上記第二の重み付け手段で用いる重みを実数とし、
上記第一のサンプリングクロックは、伝送レートの２倍以上の周波数で、伝送レートとは同期せず、前記第一のトランスバーサルフィルタの遅延素子の遅延時間とほぼ同一の間隔でサンプリングするように発振することを特徴とする適応アンテナ装置。 - 前記各アンテナ素子に接続され、入力された信号を中間周波信号に変換する第二の周波数変換器を具備し、該第二の周波数変換器によって変換された後の中間周波信号が前記第一のＡ／Ｄ変換器に入力されることを特徴とする請求項５記載の適応アンテナ装置。
- 複数のアンテナ素子と、
該複数のアンテナ素子の各々に接続され、該アンテナ素子からの入力信号をベースバンド信号に周波数変換する第一の周波数変換器と、
該第一の周波数変換器からのベースバンド信号をディジタル信号に変換する第一のＡ／Ｄ変換器と、
該第一のＡ／Ｄ変換器によってディジタル信号に変換された信号を第一の重み付け手段により重み付けして合成するディジタルビーム形成回路と、
該ディジタルビーム形成回路の出力に分数シンボル長の遅延時間を持つ複数の遅延素子が直列に接続され、各遅延素子の出力を第二の重み付け手段により重み付けし、合成する分数シンボル長間隔の第一のトランスバーサルフィルタと、
上記各第一のＡ／Ｄ変換器でＡ／Ｄ変換されたディジタル信号のみ、あるいは上記各第一のＡ／Ｄ変換器でＡ／Ｄ変換されたディジタル信号と上記第一のトランスバーサルフィルタの出力信号の両方、を入力信号として、第一のディジタル信号処理装置により、上記第一の重み付け手段で用いる重みの値を演算する第一の重み制御回路と、
上記ディジタルビーム形成回路の出力信号を入力信号とし、第一のディジタル信号処理装置により、上記第二の重み付け手段で用いる重みの値を演算する第二の重み制御回路と、
上記第一のトランスバーサルフィルタの出力信号を入力信号とし、上記第一の周波数変換器における周波数変換誤差を減少させるように制御する周波数変換器自動制御装置と、
上記第一のＡ／Ｄ変換器での第一のサンプリングクロックを発生させる第一のサンプリングクロック発生器と、を具備し、
上記第一のトランスバーサルフィルタにおける上記第二の重み付け手段で用いる重みを実数とし、
上記第一のサンプリングクロックは、伝送レートの２倍以上の周波数で、伝送レートとは同期せず、前記第一のトランスバーサルフィルタの遅延素子の遅延時間とほぼ同一の間隔でサンプリングするように発振することを特徴とする適応アンテナ装置。 - 前記第二の重み制御回路の内部に周波数選択性フェージングの環境であるかを判定する伝搬環境診断装置を具備し、前記第一のトランスバーサルフィルタ部での前記第二の重み付け手段による重み付けを周波数選択性フェージング時は上記第二の重み付け手段の重みを実数とし、周波数選択フェージング時ではないときは上記第二の重み付け手段の重みを複素数に切り替えることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１つに記載の適応アンテナ装置。
- 符号の判定を行う識別タイミングにおける振幅が離散値となる変調方式を用い、前記第二の重み制御装置は、
前記第一のＡ／Ｄ変換器で入力信号がサンプルされるタイミングと復号を行うための最適なタイミングとのずれに対応した、最適な第二の重み付け手段の重みの組が保存された記憶装置と、
この記憶装置に保存された各第二の重み付け手段の重みについて、前記第一のトランスバーサルフィルタの出力での振幅の該離散値からのずれを推定する伝送品質推定装置とを具備し、
上記記憶装置に保存された第二の重み付け手段の重みの組のうち、上記伝送品質推定装置によって推定された出力信号の振幅の該離散値からのずれが最小となった組を、前記第二の重み付け手段の重みの値とすることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１つに記載の適応アンテナ装置。 - 前記第一のディジタル信号処理装置は、
基準信号ｄを発生する基準信号発生部と、
前記各アンテナ素子からの入力信号を前記第一の周波数変換器と同じ特性で周波数変換するための第四の周波数変換器と、
該第四の周波数変換器の出力信号を前記第一のトランスバーサルフィルタと同じ特性で変換するための第二のトランスバーサルフィルタを具備し、
上記第四の周波数変換器と上記第二のトランスバーサルフィルタによって変換された信号ｘ′i（ｉ＝１，…，Ｎ Ｎ：素子数）に対し、前記第一の重み付け手段の重みの値ｗopti（ｉ＝１，…，Ｎ）を以下の式により決定することを特徴とする請求項１、２、５、６、８、９のいずれか１つに記載の適応アンテナ装置。
- 前記第一のディジタル信号処理装置は、
基準信号ｄを発生する基準信号発生部と、
前記各アンテナ素子からの入力信号を前記第三の周波数変換器と同じ特性で周波数変換するための第四の周波数変換器と、
該第四の周波数変換器の出力信号を前記第一のトランスバーサルフィルタと同じ特性で変換するための第二のトランスバーサルフィルタを具備し、
上記第四の周波数変換部と上記第二のトランスバーサルフィルタによって変換された信号ｘ′i（ｉ＝１，…，Ｎ Ｎ：素子数）に対し、第一の重み付け手段の重みの値ｗopti（ｉ＝１，…，Ｎ）を以下の式により決定することを特徴とする請求項３、４、７、９のいずれか１つに記載の適応アンテナ装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21905699A JP3723384B2 (ja) | 1999-08-02 | 1999-08-02 | 適応アンテナ装置 |
| DE60022569T DE60022569T2 (de) | 1999-04-05 | 2000-04-03 | Adaptives Gruppenantennensystem |
| EP00302799A EP1043801B1 (en) | 1999-04-05 | 2000-04-03 | Adaptive array antenna system |
| US09/542,877 US6292135B1 (en) | 1999-04-05 | 2000-04-04 | Adaptive array antenna system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21905699A JP3723384B2 (ja) | 1999-08-02 | 1999-08-02 | 適応アンテナ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001044903A JP2001044903A (ja) | 2001-02-16 |
| JP3723384B2 true JP3723384B2 (ja) | 2005-12-07 |
Family
ID=16729586
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21905699A Expired - Fee Related JP3723384B2 (ja) | 1999-04-05 | 1999-08-02 | 適応アンテナ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3723384B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4633600B2 (ja) * | 2005-10-28 | 2011-02-16 | 京セラ株式会社 | 無線通信装置及びその信号処理方法 |
| JP2007228496A (ja) | 2006-02-27 | 2007-09-06 | Kyocera Corp | アレーアンテナ装置及び信号処理方法 |
-
1999
- 1999-08-02 JP JP21905699A patent/JP3723384B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2001044903A (ja) | 2001-02-16 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3375139B2 (ja) | アダプティブアレイ送受信機 | |
| US6292135B1 (en) | Adaptive array antenna system | |
| US5335251A (en) | Diversity receiver | |
| JP2000509575A (ja) | 異なるビーム、偏波、位相関係によって干渉リジェクションを行う方法および装置 | |
| US8179948B2 (en) | Radio signal demodulating device | |
| JP3235774B2 (ja) | アダプティブ・アレー受信機 | |
| JP3422309B2 (ja) | 適応アレイアンテナ装置 | |
| JP3723384B2 (ja) | 適応アンテナ装置 | |
| JPH10126138A (ja) | アダプティブ・アレー受信機 | |
| JP2003087039A (ja) | アダプティブアレイアンテナ装置 | |
| JP4426398B2 (ja) | アレイアンテナ受信装置 | |
| JP3385996B2 (ja) | ダイバーシティ受信機 | |
| JP3668419B2 (ja) | アレーアンテナの制御装置及び制御方法 | |
| JP3582343B2 (ja) | 受信信号処理装置 | |
| JP3554226B2 (ja) | 受信装置 | |
| JP3423659B2 (ja) | 無線受信装置 | |
| JP5881453B2 (ja) | 等化装置、受信装置及び等化方法 | |
| JP3416865B2 (ja) | 適応アンテナ装置 | |
| JP4183613B2 (ja) | 受信方法および装置 | |
| JP2600970B2 (ja) | ダイバーシティ受信装置 | |
| JP2916387B2 (ja) | アレーアンテナ用受信信号処理装置 | |
| JP2000013128A (ja) | アダプティブアレイ送受信機 | |
| JP2610779B2 (ja) | アレーアンテナ用受信信号処理装置 | |
| JPWO2005104400A1 (ja) | ダイバーシチ受信機およびダイバーシチ受信方法 | |
| JP2001160772A (ja) | 受信装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20041029 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20041214 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050214 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050913 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050915 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080922 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090922 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090922 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100922 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100922 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110922 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120922 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130922 Year of fee payment: 8 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |