JP4463096B2 - Discharge load power supply - Google Patents

Description

本発明は、トリガ電圧の印加によって放電状態に至る放電負荷に、定常電圧よりも高いトリガ電圧とその後に定常放電電力を供給する放電用電源装置に関する。   The present invention relates to a discharge power supply apparatus that supplies a trigger voltage higher than a steady voltage and a steady discharge power thereafter to a discharge load that reaches a discharge state by applying a trigger voltage.

放電エネルギーを利用する放電負荷として、各種のレーザ、放電灯、ストロボ装置、放電加工装置、光ファイバの融着接続装置、薄膜を形成するスパッタ装置などがあり、非常に広い分野において放電負荷が使用されている。その放電は、不活性ガスのような特定のガス中、あるいは大気中などで発生されるが、放電の発生時には高い電圧をトリガ電圧（以下ではトリガ電圧という。）として放電負荷の放電電極間に印加する必要がある。このとき、トリガ電力は放電電力に比べてかなり小さいが、トリガ電力を供給する能力が不足すると、トリガ時の漏れ電流によって放電電極間の電圧が上昇せず、放電状態に至らないことがある。しかし一旦、放電電極間に放電が発生すると、放電の発生時のトリガ電圧に比べて低い電圧で放電が維持されるので、必要な大きさの放電電流を流すことができる電力を供給すればよい。   There are various lasers, discharge lamps, strobe devices, electrical discharge machining devices, optical fiber fusion splicing devices, sputter devices for forming thin films, etc., which are used in a very wide range of fields. Has been. The discharge is generated in a specific gas such as an inert gas, or in the atmosphere. When discharge occurs, a high voltage is used as a trigger voltage (hereinafter referred to as trigger voltage) between the discharge electrodes of the discharge load. It is necessary to apply. At this time, the trigger power is considerably smaller than the discharge power, but if the ability to supply the trigger power is insufficient, the voltage between the discharge electrodes may not increase due to the leakage current at the time of the trigger, and the discharge state may not be reached. However, once a discharge is generated between the discharge electrodes, the discharge is maintained at a voltage lower than the trigger voltage at the time of occurrence of the discharge. Therefore, it is only necessary to supply electric power that allows a discharge current of a necessary magnitude to flow. .

このような放電用電源装置の従来例の１例について、図６によって説明する。図６において、入力側整流回路５１は３相交流電圧を整流して直流電力に変換し、インバータ回路５２はその直流電圧を数ｋＨｚ〜数１０ｋＨｚの高周波交流電圧に変換する。インバータ回路５２は周知のものであり、通常、パルス幅制御（オン時間比率制御）される。トランス５３は、インバータ回路５２から１次巻線５３ａに印加された高周波交流電圧を所定の変圧比で昇圧された交流電圧を２次巻線５３ｂに現出する。２次巻線５３ｂの交流電圧は、出力側の全波整流回路５４によって直流電圧に変換され、コンデンサ５５で平滑化されて、放電負荷５６に印加される。放電負荷５６は、通常、一方の端子は接地され、負の電圧が印加される。   An example of a conventional example of such a discharge power supply apparatus will be described with reference to FIG. In FIG. 6, an input side rectifier circuit 51 rectifies a three-phase AC voltage and converts it into DC power, and an inverter circuit 52 converts the DC voltage into a high frequency AC voltage of several kHz to several tens kHz. The inverter circuit 52 is a well-known one, and is normally subjected to pulse width control (on-time ratio control). The transformer 53 presents an AC voltage obtained by boosting the high-frequency AC voltage applied from the inverter circuit 52 to the primary winding 53a at a predetermined transformation ratio to the secondary winding 53b. The AC voltage of the secondary winding 53 b is converted into a DC voltage by the output-side full-wave rectifier circuit 54, smoothed by the capacitor 55, and applied to the discharge load 56. In the discharge load 56, one terminal is normally grounded and a negative voltage is applied.

このような構成の従来の放電用電源装置において、商用交流入力電圧をＡＣ２００Ｖとすれば、入力側整流回路５１の整流電圧はほぼ２６０Ｖとなる。定常放電電圧を５００Ｖとすれば、トランス５３の２次巻線５３ｂと１次巻線５３ａとの巻数比、つまり昇圧比ｎは約２でよいが、必要なトリガ電圧を１０００Ｖとすると、この１０００Ｖのトリガ電圧を発生するためには、前記昇圧比ｎは４程度必要である。   In the conventional discharge power supply apparatus having such a configuration, when the commercial AC input voltage is 200 V AC, the rectified voltage of the input side rectifier circuit 51 is approximately 260 V. If the steady discharge voltage is 500 V, the turn ratio between the secondary winding 53 b and the primary winding 53 a of the transformer 53, that is, the step-up ratio n may be about 2, but if the necessary trigger voltage is 1000 V, this 1000 V In order to generate the trigger voltage, the step-up ratio n needs to be about 4.

この従来の放電用電源装置の動作説明を行うと、放電開始時にはインバータ回路５２が最大のパルス幅で制御され、１０００Ｖのトリガ電圧を発生する。放電負荷５６がこの１０００Ｖのトリガ電圧でトリガされて、定常の放電状態に移行したとすれば、放電負荷５６の不図示の放電電極間電圧である定常放電電圧は５００Ｖ程度に低下する。したがって、インバータ回路５２のオン時間比率（パルス幅）を小さくしなければならない。しかし、インバータ回路５２のオン時間比率を小さくすると、インバータ回路５２の出力電流のピーク値が増加し、実効値が増加するから、インバータ回路５２のスイッチング素子であるＩＧＢＴ又はＦＥＴの電力損失が大きくなり、その発熱やトランス５３の巻線損失が増加するという問題が生じる。   Describing the operation of this conventional discharge power supply device, the inverter circuit 52 is controlled with the maximum pulse width at the start of discharge and generates a trigger voltage of 1000V. If the discharge load 56 is triggered by the 1000V trigger voltage and shifts to a steady discharge state, the steady discharge voltage, which is a voltage between the discharge electrodes (not shown) of the discharge load 56, is reduced to about 500V. Therefore, the on-time ratio (pulse width) of the inverter circuit 52 must be reduced. However, if the on-time ratio of the inverter circuit 52 is reduced, the peak value of the output current of the inverter circuit 52 increases and the effective value increases, so that the power loss of the IGBT or FET that is the switching element of the inverter circuit 52 increases. As a result, the heat generation and the winding loss of the transformer 53 increase.

図６の従来の放電用電源装置の欠点を除去するために、図７に示す装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。図６で用いた記号と同一の記号は、同じ名称の部材を示すものとする。この従来装置は２次巻線５３ｂとは別に、５００Ｖ程度のトリガ電圧供給用の第２の２次巻線５３ｃをトランス３に設け、その第２の２次巻線５３ｃの電圧をトリガ用整流器５７で整流し、抵抗５８を通してバイパスダイオード５９の両端にほぼ５００Ｖの電圧を印加する。バイパスダイオード５９の両端の５００Ｖの電圧は、全波整流回路５４の整流電圧５００Ｖに重畳され、放電負荷５６にほぼ１０００Ｖの電圧を供給する。   In order to eliminate the drawbacks of the conventional discharge power supply device of FIG. 6, the device shown in FIG. 7 has been proposed (see, for example, Patent Document 1). The same symbols as those used in FIG. 6 indicate members having the same names. In this conventional apparatus, a second secondary winding 53c for supplying a trigger voltage of about 500 V is provided in the transformer 3 separately from the secondary winding 53b, and the voltage of the second secondary winding 53c is set as a trigger rectifier. The voltage is rectified by 57 and a voltage of approximately 500 V is applied across the bypass diode 59 through the resistor 58. The voltage of 500 V across the bypass diode 59 is superimposed on the rectified voltage 500 V of the full-wave rectifier circuit 54 and supplies a voltage of approximately 1000 V to the discharge load 56.

このような電源装置では、トリガ電圧の印加によって放電が開始し、定常放電に移行するときにバイパスダイオード５９が導通し、第２の２次巻線５３ｃが短絡されるので、短絡電流を制限するための抵抗５８が必要になる。この抵抗５８は、定常放電時には無駄な電力を消費することになり、効率の低下と、発熱を招くことになる。   In such a power supply device, the discharge is started by the application of the trigger voltage, and the bypass diode 59 is turned on when shifting to the steady discharge, and the second secondary winding 53c is short-circuited, so that the short-circuit current is limited. Therefore, a resistor 58 is required. The resistor 58 consumes wasted power during steady discharge, resulting in a decrease in efficiency and heat generation.

以上の説明から分かるように、従来の放電用電源装置では、その構成及び制御が複雑になり、電力損失の増加、コストアップになるなど種々の欠点がある。
米国特許第５７１７２９３ As can be seen from the above description, the conventional discharge power supply device has various drawbacks such as complicated configuration and control, increased power loss, and increased cost.
US Pat. No. 5,717,293

本発明は、簡単な回路構成で、しかもインバータ回路の簡便な通常の制御方法で、放電開始時には放電を発生させるのに必要な値のトリガ電圧を供給し、しかもアーク放電に移行し難い程度のトリガエネルギーを供給することができ、放電が発生して放電状態に至ったときには、定常放電状態を維持するのに必要な直流電力を供給することを課題とする。   The present invention supplies a trigger voltage of a value necessary for generating discharge at the start of discharge with a simple circuit configuration and a simple normal control method of an inverter circuit, and is not easily shifted to arc discharge. It is an object to supply DC power necessary to maintain a steady discharge state when a trigger energy can be supplied and a discharge occurs to reach a discharge state.

第１の発明は、前記課題を解決するために、複数個の整流素子をフルブリッジ構成に接続してなり、交流源からの交流電力を直流電力に変換するブリッジ整流回路と、そのブリッジ整流回路の正極側直流端子と負極側直流端子との間に接続されたフィルタ用コンデンサとから構成される全波整流回路を備えて、放電負荷の放電開始時に定常放電電圧よりも高いトリガ電圧を前記放電負荷に印加する放電負荷用電源装置において、前記全波整流回路の正極側直流端子は、第１の逆流防止用素子を介して一方の出力側端子に接続され、前記全波整流回路の負極側直流端子は、第２の逆流防止用素子を介して他方の出力側端子に接続され、前記全波整流回路の一方の交流入力端子と双方の前記出力側端子との間に、前記フィルタ用コンデンサのキャパシタンスＣｆよりも小さなキャパシタンスＣｔを有する第１、第２のトリガ用コンデンサがそれぞれ接続され、前記放電負荷の放電開始時には、前記第１と第２のトリガ用コンデンサとの電圧を重畳してなるトリガ電圧を前記放電負荷に供給することを特徴とする放電負荷用電源装置を提供するものである。   In order to solve the above problems, a first invention is a bridge rectifier circuit in which a plurality of rectifier elements are connected in a full bridge configuration, and converts AC power from an AC source into DC power, and the bridge rectifier circuit. A full-wave rectifier circuit comprising a filter capacitor connected between a positive-side DC terminal and a negative-side DC terminal, and a trigger voltage higher than a steady-state discharge voltage at the start of discharge of the discharge load. In the discharge load power supply device to be applied to the load, the positive side DC terminal of the full wave rectifier circuit is connected to one output side terminal via the first backflow prevention element, and the negative side of the full wave rectifier circuit A DC terminal is connected to the other output side terminal via a second backflow prevention element, and the filter capacitor is connected between one AC input terminal of the full-wave rectifier circuit and both the output side terminals. No cat First and second trigger capacitors each having a capacitance Ct smaller than the capacitance Cf are connected to each other, and at the start of discharge of the discharge load, a trigger is formed by superimposing voltages of the first and second trigger capacitors. The present invention provides a discharge load power supply device that supplies a voltage to the discharge load.

第２発明は、前記課題を解決するために、複数個の整流素子をフルブリッジ構成に接続してなり、交流源からの交流電力を直流電力に変換するブリッジ整流回路と、そのブリッジ整流回路の正極側直流端子と負極側直流端子との間に接続されたフィルタ用コンデンサとから構成される全波整流回路を備えて、放電負荷の放電開始時に定常放電電圧よりも高いトリガ電圧を前記放電負荷に印加する放電負荷用電源装置において、前記全波整流回路の正極側直流端子は、逆流防止用素子を介して一方の出力側端子に接続され、前記全波整流回路の一方の交流入力端子と前記一方の出力側端子との間に、前記フィルタ用コンデンサのキャパシタンスＣｆよりも小さなキャパシタンスＣｔを有するブースト用コンデンサが接続され、前記一方の出力側端子と他方の出力側端子との間に、前記フィルタ用コンデンサのキャパシタンスＣｆよりも小さなキャパシタンスを有するトリガ用コンデンサが接続され、前記トリガ用コンデンサは、前記全波整流回路の交流入力端子間の電圧の２倍程度の電圧に充電され、前記放電負荷の放電開始時には、前記トリガ用コンデンサの電圧をトリガ電圧として前記放電負荷に供給することを特徴とする放電負荷用電源装置を提供するものである。   In order to solve the above-described problem, the second invention is a bridge rectifier circuit in which a plurality of rectifier elements are connected in a full bridge configuration, and converts AC power from an AC source into DC power, and the bridge rectifier circuit. A full-wave rectifier circuit comprising a positive electrode side DC terminal and a filter capacitor connected between the negative electrode side DC terminal and a trigger voltage higher than a steady discharge voltage at the start of discharge of the discharge load; In the discharge load power supply device applied to the positive-side DC terminal of the full-wave rectifier circuit, the positive-side DC terminal of the full-wave rectifier circuit is connected to one output-side terminal via a backflow prevention element, A boost capacitor having a capacitance Ct smaller than the capacitance Cf of the filter capacitor is connected between the one output side terminal and the one output side terminal. A trigger capacitor having a capacitance smaller than the capacitance Cf of the filter capacitor is connected between the child and the other output side terminal, and the trigger capacitor is a voltage between the AC input terminals of the full-wave rectifier circuit. The discharge load power supply apparatus is characterized in that the voltage of the trigger capacitor is supplied to the discharge load as a trigger voltage at the start of discharge of the discharge load. .

第３の発明は、複数個の整流素子をフルブリッジ構成に接続してなり、交流源からの交流電力を直流電力に変換するブリッジ整流回路と、そのブリッジ整流回路の正極側直流端子と負極側直流端子との間に接続されたフィルタ用コンデンサとから構成される全波整流回路を備えて、放電負荷の放電開始時に定常放電電圧よりも高い電圧を前記放電負荷に印加する放電負荷用電源装置において、前記全波整流回路の正極側直流端子又は負極側直流端子の一方は、互いに直列接続された第１、第２の逆流防止用素子を介して一方の出力側端子に接続され、前記第１の逆流防止用素子と第２の逆流防止用素子との接続点と、前記全波整流回路の一方の交流入力端子との間に、前記フィルタ用コンデンサのキャパシタンスＣｆよりも小さなキャパシタンスＣｔを有するブースト用コンデンサを備え、前記一方の出力側端子と他方の出力側端子との間に、前記フィルタ用コンデンサのキャパシタンスＣｆよりも小さなキャパシタンスを有するトリガ用コンデンサが接続され、前記トリガ用コンデンサは、前記全波整流回路の交流入力端子間の電圧の２倍程度の電圧に充電され、前記放電負荷の放電開始時には、前記トリガ用コンデンサの電圧をトリガ電圧として前記放電負荷に供給することを特徴とする放電負荷用電源装置を提供する。   A third invention is a bridge rectifier circuit in which a plurality of rectifier elements are connected in a full bridge configuration, and converts AC power from an AC source into DC power, and a positive DC terminal and a negative electrode side of the bridge rectifier circuit. A discharge load power supply device that includes a full-wave rectifier circuit including a filter capacitor connected between a DC terminal and applies a voltage higher than a steady discharge voltage to the discharge load at the start of discharge of the discharge load One of the positive side DC terminal and the negative side DC terminal of the full-wave rectifier circuit is connected to one output side terminal via first and second backflow prevention elements connected in series with each other, and A capacitor smaller than the capacitance Cf of the filter capacitor between the connection point between the first backflow prevention element and the second backflow prevention element and one AC input terminal of the full-wave rectifier circuit A trigger capacitor having a capacitance smaller than a capacitance Cf of the filter capacitor is connected between the one output side terminal and the other output side terminal. The capacitor is charged to a voltage about twice the voltage between the AC input terminals of the full-wave rectifier circuit, and when the discharge of the discharge load is started, the voltage of the trigger capacitor is supplied to the discharge load as a trigger voltage. A power supply device for a discharge load is provided.

第４の発明は、前記第３の発明において、前記互いに直列になるように接続された２個の逆流防止用素子に跨って並列にバイパス用素子を接続したことを特徴とする放電負荷用電源装置を提供する。   A fourth invention is the discharge load power source according to the third invention, wherein a bypass element is connected in parallel across the two backflow prevention elements connected in series with each other. Providing the device.

第５の発明は、前記第１の発明ないし前記第４の発明のいずれかにおいて、前記ブリッジ整流回路は、単相又は多相のブリッジ回路構成であることを特徴とする放電負荷用電源装置を提供する。   According to a fifth aspect of the present invention, there is provided the discharge load power supply device according to any one of the first to fourth aspects, wherein the bridge rectifier circuit has a single-phase or multi-phase bridge circuit configuration. provide.

第６の発明は、前記第１の発明ないし前記第５の発明のいずれかにおいて、前記交流源を構成するインバータ回路とその制御回路と、前記フィルタ用コンデンサの電圧を検出する電圧検出器と、前記電圧検出器による検出電圧と基準電圧とを比較してその差に対応する誤差増幅信号を出力する誤差増幅器と、前記誤差増幅器の出力を前記制御回路の入力とし、前記フィルタ用コンデンサの電圧の最大設定電圧を越えないように、前記制御回路が前記インバータ回路を制御することを特徴とする放電負荷用電源装置を提供する。   According to a sixth invention, in any one of the first invention to the fifth invention, an inverter circuit that constitutes the AC source, a control circuit thereof, a voltage detector that detects a voltage of the filter capacitor, An error amplifier that compares a detection voltage by the voltage detector and a reference voltage and outputs an error amplification signal corresponding to the difference; and an output of the error amplifier as an input of the control circuit, and a voltage of the filter capacitor A discharge load power supply device is provided, wherein the control circuit controls the inverter circuit so as not to exceed a maximum set voltage.

第７の発明は、前記第１の発明ないし前記第５の発明のいずれかにおいて、前記交流源を構成するインバータ回路とその制御回路と、前記放電負荷の電圧を検出する第１の電圧検出器と、前記フィルタ用コンデンサの電圧を検出する第２の電圧検出器と、前記第１の電圧検出器による第１の検出電圧と第１の基準電圧とを比較してその差に対応する第１の誤差増幅信号を出力する第１の誤差増幅器と、前記第２の電圧検出器による第２の検出電圧と前記第１の基準電圧よりも低い第２の基準電圧とを比較してその差に対応する第２の誤差増幅信号を出力する第２の誤差増幅器と、前記第１の誤差増幅器と前記第２の誤差増幅器との出力のＯＲ論理を行うＯＲ回路とを備え、前記ＯＲ回路の出力を前記制御回路の入力とし、前記放電負荷の電圧と前記フィルタ用コンデンサの電圧の両方とも最大設定電圧を越えないように、前記制御回路が前記インバータ回路を制御することを特徴とする放電負荷用電源装置を提供する。   According to a seventh invention, in any one of the first invention to the fifth invention, an inverter circuit constituting the AC source, its control circuit, and a first voltage detector for detecting a voltage of the discharge load. A first voltage detector that detects a voltage of the filter capacitor, a first detection voltage by the first voltage detector and a first reference voltage, and corresponding to a difference between the first detection voltage and the first reference voltage. The difference between the first error amplifier that outputs the error amplification signal, the second detection voltage by the second voltage detector, and the second reference voltage lower than the first reference voltage. A second error amplifier that outputs a corresponding second error amplification signal; and an OR circuit that performs an OR logic on the outputs of the first error amplifier and the second error amplifier, the output of the OR circuit Is the input of the control circuit, and the voltage of the discharge load So as not to exceed the maximum set voltage, both voltages of the capacitor for the filter, to provide a discharge load electric power unit and the control circuit and controlling the inverter circuit.

第８の発明は、前記第１の発明ないし前記第７の発明のいずれかにおいて、放電開始前の前記放電負荷の漏れ電流をＩｔとし、前記交流入力端子ＡとＢとの間の交流電圧の値をＥ、その１周期をＴとするとき、前記トリガ用コンデンサのキャパシタンスＣｔは、Ｃｔ＞Ｉｔ×Ｔ／Ｅを満足する値を有することを特徴とする放電負荷用電源装置を提供するものである。   According to an eighth invention, in any one of the first to seventh inventions, the leakage current of the discharge load before the start of discharge is It, and the AC voltage between the AC input terminals A and B is Provided is a discharge load power supply device characterized in that when the value is E and one period is T, the capacitance Ct of the trigger capacitor has a value satisfying Ct> It × T / E. is there.

本発明によれば、簡単な回路構成で、しかもインバータ回路の簡便な通常の制御方法で、確実に放電負荷を放電させることができると共に、アーク放電に移行し難いトリガ電圧を供給することができる。
前記第１の発明によれば、非常に簡単な回路構成で電源電圧の２倍程度の電圧をトリガ電圧として放電負荷に印加して、確実に放電させることができる。フィルタ用コンデンサに比べてキャパシタンスが大幅に小さいトリガ用コンデンサからトリガ電圧を与えるので、アーク放電に移行し難い。また、整流素子や逆流防止用素子には交流入力端子間の電圧が印加される程度なので、耐圧の低いダイオードを用いることができる。 According to the present invention, a discharge load can be reliably discharged with a simple circuit configuration and a simple normal control method of an inverter circuit, and a trigger voltage that is difficult to shift to arc discharge can be supplied. .
According to the first aspect, with a very simple circuit configuration, a voltage about twice the power supply voltage can be applied to the discharge load as a trigger voltage, and can be discharged reliably. Since the trigger voltage is applied from the trigger capacitor whose capacitance is significantly smaller than that of the filter capacitor, it is difficult to shift to arc discharge. Further, since the voltage between the AC input terminals is applied to the rectifying element and the backflow preventing element, a diode having a low withstand voltage can be used.

前記第２の発明によれば、非常に簡単な回路構成で電源電圧の２倍程度の電圧をトリガ電圧として放電負荷に印加して、確実に放電させることができる。フィルタ用コンデンサに比べてキャパシタンスが大幅に小さいトリガ用コンデンサからトリガ電圧を与えるので、アーク放電に移行し難い。また、整流素子や逆流防止用素子には交流入力電圧が印加される程度なので、耐圧の低いダイオードを用いることができる。   According to the second aspect of the present invention, it is possible to reliably discharge by applying a voltage about twice the power supply voltage as a trigger voltage to the discharge load with a very simple circuit configuration. Since the trigger voltage is applied from the trigger capacitor whose capacitance is significantly smaller than that of the filter capacitor, it is difficult to shift to arc discharge. Further, since an AC input voltage is applied to the rectifying element and the backflow preventing element, a diode having a low withstand voltage can be used.

前記第３の発明の放電用電源装置によれば、前記第１の発明で得られる効果の他に、逆流防止用素子による電力損失を半減することができる。   According to the discharge power supply device of the third aspect of the invention, in addition to the effects obtained by the first aspect of the invention, the power loss due to the backflow prevention element can be halved.

前記第４の発明の放電用電源装置によれば、前記第１〜第３の発明で得られる効果の他に、ダイオードでもってトリガ用コンデンサの充電電圧を確実に保持できるので、放電負荷を確実にトリガさせることができる。   According to the discharge power supply device of the fourth aspect of the invention, in addition to the effects obtained in the first to third aspects of the invention, the charging voltage of the trigger capacitor can be reliably held by the diode, so that the discharge load can be ensured. Can be triggered.

前記第５の発明の放電用電源装置によれば、前記第１〜第４の発明で得られる効果の他に、単相又は多相に対応することができる。   According to the discharge power supply device of the fifth aspect of the invention, in addition to the effects obtained in the first to fourth aspects of the invention, it can correspond to a single phase or a multiphase.

前記第６の発明の放電用電源装置によれば、前記第１〜第５の発明で得られる効果の他に、放電負荷に洩れ電流が大きい現象が発生した場合にも、簡単な回路構成でもってインバータ回路の出力電圧を制限することができるので、全波整流回路を構成するダイオードが破壊されることがない。   According to the discharge power supply device of the sixth invention, in addition to the effects obtained in the first to fifth inventions, a simple circuit configuration can be used even when a phenomenon in which a leakage current is large occurs in the discharge load. Thus, the output voltage of the inverter circuit can be limited, so that the diode constituting the full-wave rectifier circuit is not destroyed.

前記第７の発明の放電用電源装置によれば、前記第１〜第５の発明で得られる効果の他に、放電負荷に洩れ電流が大きい現象が発生した場合にも、インバータ回路の出力電圧を制限することができるので、全波整流回路を構成するダイオードが破壊されることがない。   According to the discharge power supply device of the seventh invention, in addition to the effects obtained in the first to fifth inventions, the output voltage of the inverter circuit can be used even when a phenomenon in which a leakage current is large occurs in the discharge load. Therefore, the diode constituting the full-wave rectifier circuit is not destroyed.

前記第８の発明の放電用電源装置によれば、前記第１〜第７の発明で得られる効果の他に、トリガ用コンデンサのキャパシタンスを適切な値に設定できるので、放電負荷をより確実にトリガすることができる。   According to the discharge power supply device of the eighth invention, in addition to the effects obtained in the first to seventh inventions, the capacitance of the trigger capacitor can be set to an appropriate value, so that the discharge load can be more reliably established. Can be triggered.

[実施形態１]
先ず、本発明を実施するための最良の実施形態１について説明する。図１は、本発明の第１の実施形態である放電用電源装置１００を示す。図1によって放電用電源装置１００を説明すると、入力側整流回路１は３相交流電圧を整流して直流電力に変換する一般的な３相フルブリッジ構成のものである。インバータ回路２はその直流電圧を数ｋＨｚ〜数１０ｋＨｚの高周波交流電圧に変換する。インバータ回路２は、ＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴのようなスイッチング半導体素子を周知のフルブリッジ構成、又はハーフブリッジ構成にしたものなどであり、パルス幅制御（オン時間比率制御）されて、直流電力を単相の高周波電力に変換する。トランス３は、インバータ回路２から１次巻線３ａに印加された高周波交流電圧を所定の変圧比で昇圧された交流電圧を２次巻線３ｂに現出する。２次巻線３ｂの交流電圧は、４個の整流素子４Ａ〜４Ｄをブリッジに接続してなるブリッジ整流回路４によって全波整流され、フィルタ用コンデンサ５で平滑化される。ここで、ブリッジ整流回路４とフィルタ用コンデンサ５とは一般的な回路構成の全波整流回路６を構成する。 [Embodiment 1]
First, the best embodiment 1 for carrying out the present invention will be described. FIG. 1 shows a discharge power supply device 100 according to the first embodiment of the present invention. The discharge power supply device 100 will be described with reference to FIG. 1. The input-side rectifier circuit 1 has a general three-phase full bridge configuration that rectifies a three-phase AC voltage and converts it into DC power. The inverter circuit 2 converts the DC voltage into a high-frequency AC voltage of several kHz to several tens of kHz. The inverter circuit 2 is a switching semiconductor element such as a MOSFET or IGBT having a well-known full-bridge configuration or a half-bridge configuration. The inverter circuit 2 is subjected to pulse width control (on-time ratio control), and direct current power is supplied to a single phase. Convert to high frequency power. The transformer 3 presents an AC voltage obtained by boosting a high-frequency AC voltage applied from the inverter circuit 2 to the primary winding 3a at a predetermined transformation ratio to the secondary winding 3b. The AC voltage of the secondary winding 3 b is full-wave rectified by a bridge rectifier circuit 4 formed by connecting four rectifier elements 4 </ b> A to 4 </ b> D to a bridge, and smoothed by a filter capacitor 5. Here, the bridge rectifier circuit 4 and the filter capacitor 5 constitute a full-wave rectifier circuit 6 having a general circuit configuration.

全波整流回路６は、トランス３の２次巻線３ｂの両端子に対応する交流入力端子ＡとＢとを有すると共に、正極側直流端子ａと負極側直流端子ｂとを有する。そして、正極側直流端子ａと出力側端子Ｔ１との間に逆流防止用素子７、負極側直流端子ｂと出力側端子Ｔ２との間に逆流防止用素子８がそれぞれ全波整流回路６の極性と同方向になる向きに直列接続される。ここで、ブリッジ整流回路４の整流素子４Ａ〜４Ｄ、逆流防止用素子７と８は、耐圧及び電流容量などの関係からそれぞれ単一のダイオードから構成されてもよいし、複数のダイオードを直列接続又は並列接続、あるいは直並列接続されたものからなってもよい。以下に述べる別の実施形態においても同様である。   The full-wave rectifier circuit 6 has AC input terminals A and B corresponding to both terminals of the secondary winding 3 b of the transformer 3, and has a positive side DC terminal a and a negative side DC terminal b. The polarity of the full-wave rectifier circuit 6 includes a backflow prevention element 7 between the positive side DC terminal a and the output side terminal T1, and a backflow prevention element 8 between the negative side DC terminal b and the output side terminal T2. Are connected in series in the same direction. Here, the rectifier elements 4A to 4D and the backflow prevention elements 7 and 8 of the bridge rectifier circuit 4 may be configured by a single diode from the relationship of withstand voltage and current capacity, or a plurality of diodes may be connected in series. Alternatively, it may be a parallel connection or a series-parallel connection. The same applies to other embodiments described below.

交流入力端子Ａと出力側端子Ｔ１との間、つまり、全波整流回路６の整流素子４Ａと逆流防止用素子７とに跨ってトリガ用コンデンサ９が接続される。同様に、トリガ用コンデンサ１０が交流入力端子Ａと出力側端子Ｔ２との間、つまり、全波整流回路６の整流素子４Ｂと逆流防止用素子８とに跨って接続される。トリガ用コンデンサ９と１０のキャパシタンスＣｔは、全波整流回路６のフィルタ用コンデンサ５のキャパシタンスＣｆに比べて十分に小さい値に選定される。好ましくは、キャパシタンスＣｔはキャパシタンスＣｆの数十分の１から数百分の１の範囲内で選定されるのがよい。この理由については後述する動作説明から明らかになる。ここで、逆流防止用素子７と８、トリガ用コンデンサ９と１０は実施形態１の大切な構成要素である。   A trigger capacitor 9 is connected between the AC input terminal A and the output side terminal T1, that is, across the rectifying element 4A and the backflow preventing element 7 of the full-wave rectifying circuit 6. Similarly, the trigger capacitor 10 is connected between the AC input terminal A and the output side terminal T2, that is, across the rectifying element 4B and the backflow preventing element 8 of the full-wave rectifying circuit 6. The capacitances Ct of the trigger capacitors 9 and 10 are selected to be sufficiently smaller than the capacitance Cf of the filter capacitor 5 of the full-wave rectifier circuit 6. Preferably, the capacitance Ct is selected within the range of several tenths to one hundredths of the capacitance Cf. The reason for this will become clear from the explanation of the operation described later. Here, the backflow prevention elements 7 and 8 and the trigger capacitors 9 and 10 are important components of the first embodiment.

出力側端子Ｔ１とＴ２との間には電圧検出器１１が接続され、出力側端子Ｔ１とＴ２間の電圧を検出してその検出電圧を制御回路１２に与える。また、出力側端子Ｔ１と放電負荷１３との間には負荷電流を検出する電流検出器１４が接続されている。制御回路１２は、放電負荷１３に印加される電力、電圧、電流などが設定電力、設定電圧、又は電流が設定電流に維持、あるいは制限されるように、インバータ回路２をパルス幅制御する通常のパルス幅制御回路である。ここで、放電負荷１３は各種のレーザ装置、放電灯、ストロボ装置、放電加工装置、光ファイバの融着接続装置、薄膜を形成するスパッタ装置などがあげられ、通常、定電力制御、または定電流制御される。放電負荷１３と電流検出器１４との接続点が接地されている。   A voltage detector 11 is connected between the output side terminals T1 and T2, and a voltage between the output side terminals T1 and T2 is detected and the detected voltage is given to the control circuit 12. A current detector 14 for detecting a load current is connected between the output side terminal T1 and the discharge load 13. The control circuit 12 performs normal pulse width control of the inverter circuit 2 so that the power, voltage, current, etc. applied to the discharge load 13 are maintained or limited to the set power, the set voltage, or the current at the set current. It is a pulse width control circuit. Here, the discharge load 13 includes various laser devices, discharge lamps, strobe devices, electric discharge machining devices, optical fiber fusion splicing devices, sputtering devices for forming a thin film, etc. Usually, constant power control or constant current Be controlled. A connection point between the discharge load 13 and the current detector 14 is grounded.

次にこの放電負荷用電源装置１００の動作について説明する。なお、以下の説明では整流素子などの電圧降下を無視する。先ず、トランス３の２次巻線３ｂに交流入力端子ＡがＢに対して正の極性の電圧Ｅが発生しているものとすれば、交流入力端子Ａからブリッジ整流回路４の整流素子４Ａ、フィルタ用コンデンサ５、整流素子４Ｄを通して電流が流れると同時に、トリガ用コンデンサ１０、逆流防止用素子８、整流素子４Ｄを通して交流入力端子Ｂへ電流が流れる。この電流によって、キャパシタンスＣｔの小さいトリガ用コンデンサ１０は図示極性で電圧Ｅに充電される。このとき、フィルタ用コンデンサ５も図示極性で電圧Ｅに充電される。   Next, the operation of the discharge load power supply device 100 will be described. In the following description, the voltage drop of the rectifying element is ignored. First, assuming that the voltage E having a positive polarity with respect to B is generated in the secondary winding 3b of the transformer 3, the rectifying element 4A of the bridge rectifier circuit 4 from the AC input terminal A, At the same time as the current flows through the filter capacitor 5 and the rectifying element 4D, the current flows to the AC input terminal B through the trigger capacitor 10, the backflow preventing element 8, and the rectifying element 4D. By this current, the trigger capacitor 10 having a small capacitance Ct is charged to the voltage E with the illustrated polarity. At this time, the filter capacitor 5 is also charged to the voltage E with the illustrated polarity.

次に、トランス３の２次巻線３ｂに交流入力端子ＢがＡに対して正の極性の電圧Ｅが発生しているものとすれば、交流入力端子Ｂからブリッジ整流回路４の整流素子４Ｃ、フィルタ用コンデンサ５、整流素子４Ｂを通して電流が流れると同時に、整流素子４Ｃ、逆流防止用素子７、トリガ用コンデンサ９を通して交流入力端子Ａに電流が流れる。この電流によって、キャパシタンスＣｔの小さいトリガ用コンデンサ９は図示極性で電圧Ｅに充電される。したがって、出力側端子Ｔ１とＴ２間にはトリガ用コンデンサ９、１０の電圧Ｅを加算した電圧２Ｅが印加される。しかし、この半サイクルにおいても、逆流防止用素子７の逆流防止作用によって、トリガ用コンデンサ９の電荷がフィルタ用コンデンサ５に放電されることはなく、フィルタ用コンデンサ５は電圧Ｅに保持される。   Next, assuming that the voltage E having a positive polarity with respect to A is generated in the secondary winding 3b of the transformer 3 with respect to A, the rectifying element 4C of the bridge rectifier circuit 4 from the AC input terminal B is used. At the same time, a current flows through the filter capacitor 5 and the rectifying element 4B, and at the same time, a current flows to the AC input terminal A through the rectifying element 4C, the backflow preventing element 7, and the trigger capacitor 9. By this current, the trigger capacitor 9 having a small capacitance Ct is charged to the voltage E with the illustrated polarity. Therefore, a voltage 2E obtained by adding the voltage E of the trigger capacitors 9, 10 is applied between the output side terminals T1 and T2. However, even in this half cycle, the charge of the trigger capacitor 9 is not discharged to the filter capacitor 5 by the backflow prevention action of the backflow prevention element 7, and the filter capacitor 5 is held at the voltage E.

この直列加算された電圧２Ｅが放電負荷１３に印加され、トリガ、つまりストライクされて放電負荷１３に初期放電が発生すると、発生したプラズマにより放電負荷１３のインピーダンスが低下するために、キャパシタンスの小さなトリガ用コンデンサ９、１０は短時間で放電される。したがって、トリガ用コンデンサ９、１０はその短時間後には継続して電流を供給できず、代わって逆流防止用素子７と８とが導通して、フィルタ用コンデンサ５から電力を供給して放電負荷１３の放電を継続させる。   When this series-added voltage 2E is applied to the discharge load 13 and triggered, that is, when an initial discharge is generated in the discharge load 13, the impedance of the discharge load 13 is reduced by the generated plasma. The capacitors 9, 10 are discharged in a short time. Therefore, the trigger capacitors 9 and 10 cannot continue to supply current after a short time, and instead, the backflow prevention elements 7 and 8 are turned on to supply power from the filter capacitor 5 and discharge load. 13 discharges are continued.

図１では、トリガ用コンデンサ９と１０の一方の端子を交流入力端子Ａに接続したが、それら一方の端子を交流入力端子Ｂに接続しても勿論よい。この場合には、交流入力端子Ａが交流入力端子Ｂに対して正極性であるとき、電流は交流入力端子Ａから整流素子４Ａ、逆流防止用素子７、トリガ用コンデンサ９を通して交流入力端子Ｂに流れ、また、交流入力端子Ｂが交流入力端子Ａに対して正極性であるとき、電流は交流入力端子Ｂからトリガ用コンデンサ１０、逆流防止用素子８、整流素子４Ｂを通して交流入力端子Ａに流れる。したがって、図１の場合と全く同様に、トリガ用コンデンサ９と１０は双方共、交流入力端子ＡとＢとの交流電圧Ｅに充電され、放電負荷１３には２Ｅに等しいトリガ電圧が印加される。   In FIG. 1, one terminal of the trigger capacitors 9 and 10 is connected to the AC input terminal A, but it goes without saying that one of these terminals may be connected to the AC input terminal B. In this case, when the AC input terminal A is positive with respect to the AC input terminal B, the current flows from the AC input terminal A to the AC input terminal B through the rectifying element 4A, the backflow prevention element 7, and the trigger capacitor 9. When the AC input terminal B is positive with respect to the AC input terminal A, the current flows from the AC input terminal B to the AC input terminal A through the trigger capacitor 10, the backflow prevention element 8, and the rectifying element 4B. . Accordingly, exactly as in the case of FIG. 1, the trigger capacitors 9 and 10 are both charged to the AC voltage E between the AC input terminals A and B, and the trigger voltage equal to 2E is applied to the discharge load 13. .

ここで、実際の放電負荷では漏れ電流Ｉｔが流れるので、トリガ用コンデンサ９、１０は各サイクルで交流電圧Ｅに達することはできず、各サイクルで前述のような動作を繰り返すことによって、トリガ用コンデンサ９、１０は２次巻線３ｂの交流電圧Ｅまで徐々に充電される。トリガ用コンデンサ９、１０が電圧Ｅまで充電されると、トリガ用コンデンサ９と１０の電圧が重畳された電圧２Ｅが放電負荷１３に印加され、放電負荷１３はトリガされる。そして、全波整流器６が全波整流動作を行って放電電力を供給する。なお、トリガ用コンデンサ９、１０の電荷は、逆流防止用素子７、８によってフィルタ用コンデンサ５には放電されない。この場合、出力側端子Ｔ１とＴ２との間の電圧が２Ｅに達しない前にトリガされて、定常放電状態に移行することもある。   Here, since the leakage current It flows in the actual discharge load, the trigger capacitors 9 and 10 cannot reach the AC voltage E in each cycle, and by repeating the operation as described above in each cycle, The capacitors 9 and 10 are gradually charged up to the AC voltage E of the secondary winding 3b. When the trigger capacitors 9 and 10 are charged to the voltage E, the voltage 2E on which the voltages of the trigger capacitors 9 and 10 are superimposed is applied to the discharge load 13, and the discharge load 13 is triggered. Then, the full wave rectifier 6 performs a full wave rectification operation to supply discharge power. The charges of the trigger capacitors 9 and 10 are not discharged to the filter capacitor 5 by the backflow preventing elements 7 and 8. In this case, the voltage between the output side terminals T1 and T2 may be triggered before the voltage reaches 2E and may shift to a steady discharge state.

トリガ用コンデンサ９、１０が電圧Ｅまで充電される時間は、トリガ用コンデンサ９、１０のキャパシタンスの大きさに左右され、トリガ用コンデンサ９、１０のキャパシタンスが小さいほど充電時間は短くて済む。電圧２Ｅは、放電負荷１３の不図示の放電電極間に放電を起させる十分な電圧値とエネルギーをもつものであり、放電電極間を確実にトリガして放電状態に至らせることができなければならない。その放電の開始によって放電電極間の気体はプラズマ化する。放電電極間に存在するプラズマによって、放電電極間のインピーダンスは低下し、その放電電圧も当然に小さくなる。したがって、定常の放電状態になると、放電負荷１３の電圧はＥになる。   The time for which the trigger capacitors 9 and 10 are charged to the voltage E depends on the capacitance of the trigger capacitors 9 and 10. The smaller the capacitance of the trigger capacitors 9 and 10, the shorter the charging time is. The voltage 2E has a voltage value and energy sufficient to cause a discharge between discharge electrodes (not shown) of the discharge load 13, and unless the discharge electrode can be reliably triggered to reach a discharge state. Don't be. The gas between the discharge electrodes is turned into plasma by the start of the discharge. Due to the plasma existing between the discharge electrodes, the impedance between the discharge electrodes is lowered, and the discharge voltage is naturally reduced. Therefore, the voltage of the discharge load 13 becomes E when a steady discharge state occurs.

ここで、トリガ用コンデンサ９、１０のキャパシタンスＣｔが小さ過ぎると、放電負荷１３を流れる漏れ電流Ｉｔによって、トリガ用コンデンサ９、１０を電圧Ｅまで充電することができないので、放電負荷１３の不図示の放電電極間に放電を開始させることができない。次に、トリガ用コンデンサ９、１０の最低限必要なキャパシタンスＣｔを求める。放電開始前の放電負荷１３の漏れ電流をＩｔとし、トランス３の２次巻線３ｂの高周波交流電圧の１周期をＴとすると、その１周期Ｔにおける漏れ電流Ｉｔによる漏れ電荷量Ｑは、Ｑ＝Ｉｔ×Ｔとなる。この電荷量Ｑが漏れ電流Ｉｔとしてすべて放電されるとき、トリガ用コンデンサ９、１０の充電電圧の低下する電圧値ΔＶが電圧Ｅよりも小さくなければ、トリガ用コンデンサ９、１０のそれぞれの充電電圧を電圧Ｅに向けて上昇させることができない。したがって、ΔＶ＝Ｑ／Ｃｔ＜Ｅの式が成り立ち、この式はＣｔ＞Ｑ／Ｅ＝Ｉｔ×Ｔ／Ｅとなる。   Here, if the capacitance Ct of the trigger capacitors 9 and 10 is too small, the trigger capacitors 9 and 10 cannot be charged up to the voltage E by the leakage current It flowing through the discharge load 13, so that the discharge load 13 is not shown. Discharge cannot be started between the discharge electrodes. Next, the minimum necessary capacitance Ct of the trigger capacitors 9 and 10 is obtained. Assuming that the leakage current of the discharge load 13 before the start of discharge is It and that one period of the high-frequency AC voltage of the secondary winding 3b of the transformer 3 is T, the leakage charge amount Q due to the leakage current It in the one period T is Q = It × T. When the charge amount Q is completely discharged as the leakage current It, if the voltage value ΔV at which the charging voltage of the trigger capacitors 9 and 10 decreases is not smaller than the voltage E, the respective charging voltages of the trigger capacitors 9 and 10 Cannot be raised toward voltage E. Therefore, the equation ΔV = Q / Ct <E holds, and this equation becomes Ct> Q / E = It × T / E.

前記式から、トリガ用コンデンサ９、１０のキャパシタンスＣｔがＩｔ×Ｔ／Ｅよりも小さいと、漏れ電流Ｉｔの影響で、トリガ用コンデンサ９、１０が電圧Ｅまで達しないので、トリガ電圧が２Ｅまで上昇できず、放電負荷１３を放電状態に至らせることが難しくなる場合もある。したがって、トリガ用コンデンサ９、１０のキャパシタンスＣｔは、Ｃｔ＞Ｉｔ×Ｔ／Ｅの式を満足する値でなければならない。しかし、実際上では電力損失やトリガに要する時間を考慮しなければならないので、確実に、しかも短い時間で放電負荷１３を放電状態に至らせるには、トリガ用コンデンサ９、１０のキャパシタンスＣｔは、Ｉｔ×Ｔ／Ｅの１．５倍以上であることが好ましい。トリガ用コンデンサ９、１０のキャパシタンスＣｔをＩｔ×Ｔ／Ｅの１．５倍以上の値に選ぶことによって、高周波交流電圧の各サイクルでトリガ用コンデンサ９、１０の充電電圧は確実に上昇し、短い所要時間で放電負荷１３はトリガされる。放電負荷１３がトリガされ、放電負荷１３に放電が発生すると、放電負荷１３の電圧は低下し、全波整流回路６が全波整流動作を行って放電負荷１３に電力を供給する。   From the above equation, if the capacitance Ct of the trigger capacitors 9 and 10 is smaller than It × T / E, the trigger capacitors 9 and 10 do not reach the voltage E due to the influence of the leakage current It, so that the trigger voltage reaches 2E. In some cases, the discharge load 13 cannot reach the discharge state. Therefore, the capacitance Ct of the trigger capacitors 9 and 10 must be a value that satisfies the formula Ct> It × T / E. However, since the power loss and the time required for triggering must be taken into consideration in practice, the capacitance Ct of the trigger capacitors 9 and 10 is required to reliably bring the discharge load 13 into the discharge state in a short time. It is preferably 1.5 times or more of It × T / E. By selecting the capacitance Ct of the trigger capacitors 9 and 10 to a value that is 1.5 times or more of It × T / E, the charging voltage of the trigger capacitors 9 and 10 is reliably increased in each cycle of the high-frequency AC voltage, The discharge load 13 is triggered in a short time. When the discharge load 13 is triggered and discharge occurs in the discharge load 13, the voltage of the discharge load 13 decreases, and the full-wave rectification circuit 6 performs a full-wave rectification operation to supply power to the discharge load 13.

また、他方ではトリガ用コンデンサ９、１０のキャパシタンスＣｔが大き過ぎると、放電負荷１３が定常放電状態に至ったときに、トリガ用コンデンサ９又は１０を通して放電負荷１３に供給される時間が長くなり、つまり全波整流回路６が半波倍電圧整流動作を行う期間が長くなる。全波整流回路６が半波倍電圧整流動作を行うと、全波整流動作よりも高い出力電圧（２Ｅ）となるので、インバータ回路２がパルス幅を絞って狭いパルス幅で動作することになる。その狭いパルス幅で必要な放電電流を流すので、電流のピーク値は急激に大きくなり、インバータ回路２において電流容量の大きなスイッチング半導体素子が必要となるばかりでなく、電力損失が大きくなる。したがって、トリガ用コンデンサ９、１０のキャパシタンスＣｔは、前記キャパシタンスを目安に必要最小限の値を上限値にすることが好ましい。このように、トリガ用コンデンサ９、１０のキャパシタンスＣｔがＩｔ×Ｔ／Ｅよりも大きく、好ましくはＩｔ×Ｔ／Ｅの１．５倍よりも大きければ、確実に放電負荷１３をトリガできる。   On the other hand, if the capacitance Ct of the trigger capacitors 9 and 10 is too large, when the discharge load 13 reaches a steady discharge state, the time that is supplied to the discharge load 13 through the trigger capacitor 9 or 10 becomes long. That is, the period during which the full-wave rectifier circuit 6 performs the half-wave voltage doubler rectification operation becomes longer. When the full-wave rectification circuit 6 performs the half-wave voltage doubler rectification operation, the output voltage (2E) is higher than that of the full-wave rectification operation, so that the inverter circuit 2 operates with a narrow pulse width by narrowing the pulse width. . Since the necessary discharge current flows with the narrow pulse width, the peak value of the current increases rapidly, and not only a switching semiconductor element having a large current capacity is required in the inverter circuit 2, but also the power loss increases. Therefore, the capacitance Ct of the trigger capacitors 9 and 10 is preferably set to the upper limit with a minimum necessary value with the capacitance as a guide. Thus, if the capacitance Ct of the trigger capacitors 9 and 10 is larger than It × T / E, and preferably larger than 1.5 times It × T / E, the discharge load 13 can be reliably triggered.

以上から明らかなように、この実施形態１の放電負荷用電源装置１００の大きな特徴は、キャパシタンスの小さなトリガ用コンデンサ９、１０の直列加算電圧２Ｅによってトリガされて初期放電が発生すること、つまり直列接続されたトリガ用コンデンサ９、１０のキャパシタンスはそれぞれのキャパシタンスＣｔの１／２となるから、そのＣｔ／２のキャパシタンスから放電される電気エネルギーは小さく、アーク放電に移行し難いことにある。好ましくは、トリガ用コンデンサ９、１０のキャパシタンスＣｔは、前述したようにフィルタ用コンデンサ５のキャパシタンスＣｆの数十分の１から数百分の１と小さいから、トリガ電力は十分に小さく、アーク放電に移行し難い。   As is apparent from the above, the major feature of the discharge load power supply device 100 according to the first embodiment is that initial discharge is generated by being triggered by the series addition voltage 2E of the trigger capacitors 9 and 10 having a small capacitance, that is, in series. Since the capacitances of the connected trigger capacitors 9 and 10 are ½ of the respective capacitances Ct, the electric energy discharged from the Ct / 2 capacitance is small and it is difficult to shift to arc discharge. Preferably, since the capacitance Ct of the trigger capacitors 9 and 10 is as small as one-hundredth to one-hundredth of the capacitance Cf of the filter capacitor 5 as described above, the trigger power is sufficiently small, and arc discharge It is difficult to move to.

他方、放電電力の供給はフィルタ用コンデンサ５から供給され、そのキャパシタンスＣｆを必要十分に大きくできるので、リプル電圧を小さくでき、品質の高い成膜などの加工作業が行える。更にまた、トリガ用コンデンサ９、１０の直列加算電圧２Ｅを逆流防止用素子７と８、及びブリッジ整流回路４の整流素子４Ａと４Ｂ又は４Ｃと４Ｄで分担するだけであるので、ほぼＥ程度の逆耐圧を最低限持てばよく、したがって、順方向電圧降下の小さいダイオードを用いることができ、電力損失を小さくできると共に、経済的でもある。   On the other hand, the discharge power is supplied from the filter capacitor 5 and its capacitance Cf can be increased sufficiently and sufficiently, so that the ripple voltage can be reduced and processing operations such as high-quality film formation can be performed. Furthermore, since the series addition voltage 2E of the trigger capacitors 9, 10 is only shared by the backflow prevention elements 7 and 8 and the rectifier elements 4A and 4B or 4C and 4D of the bridge rectifier circuit 4, it is almost equal to E. It is only necessary to have a reverse breakdown voltage as a minimum. Therefore, a diode with a small forward voltage drop can be used, and power loss can be reduced, and it is economical.

[実施形態２]
次に、図２によって第２の実施形態である放電負荷用電源装置２００について説明する。図２において、図１で用いた記号と同じ記号は同一の名称の部材を示すものとする。放電負荷用電源装置２００では、出力側端子Ｔ１とＴ２との間にトリガ用コンデンサ１５が接続されている。図1のコンデンサ９は、この回路では倍電圧用、すなわち昇圧するためのブースト用コンデンサ９’として機能する。ブースト用コンデンサ９’及びトリガ用コンデンサ１５のキャパシタンスＣｔは、フィルタ用コンデンサ５のキャパシタンスＣｆに比べて十分に小さい値、好ましくはキャパシタンスＣｆの数十分の１から数百分の１の範囲内で選定される。また、前述式から、キャパシタンスＣｔはＩｔ×Ｔ／Ｅよりも大きくなければならない。 [Embodiment 2]
Next, a discharge load power supply apparatus 200 according to the second embodiment will be described with reference to FIG. In FIG. 2, the same symbols as those used in FIG. 1 indicate members having the same names. In the discharge load power supply device 200, the trigger capacitor 15 is connected between the output side terminals T1 and T2. In this circuit, the capacitor 9 in FIG. 1 functions as a boost capacitor 9 ′ for boosting voltage, that is, for boosting. The capacitance Ct of the boost capacitor 9 ′ and the trigger capacitor 15 is sufficiently smaller than the capacitance Cf of the filter capacitor 5, preferably within a range of 1 to several hundredths of a few tenths of the capacitance Cf. Selected. Also, from the above equation, the capacitance Ct must be greater than It × T / E.

次にこの放電負荷用電源装置２００の動作について説明する。なお、以下の説明では整流素子などの電圧降下を無視する。先ず、トランス３の２次巻線３ｂに交流入力端子ＢがＡに対して正の極性の電圧Ｅが発生しているものとすれば、交流入力端子Ｂからブリッジ整流回路４の整流素子４Ｃ、フィルタ用コンデンサ５、整流素子４Ｂを通して電流が流れてフィルタ用コンデンサ５は図示極性で電圧Ｅに充電される。同時に、整流素子４Ｃ、逆流防止用素子７、ブースト用コンデンサ９’を通して交流入力端子Ａに電流が流れる。この電流によって、キャパシタンスＣｔの小さいブースト用コンデンサ９’は図示極性で電圧Ｅに充電される。   Next, the operation of the discharge load power supply device 200 will be described. In the following description, the voltage drop of the rectifying element is ignored. First, assuming that a voltage E having a positive polarity with respect to A is generated in the secondary winding 3b of the transformer 3, the rectifying element 4C of the bridge rectifier circuit 4 from the AC input terminal B, A current flows through the filter capacitor 5 and the rectifying element 4B, and the filter capacitor 5 is charged to the voltage E with the illustrated polarity. At the same time, a current flows to the AC input terminal A through the rectifying element 4C, the backflow preventing element 7 and the boost capacitor 9 '. By this current, the boost capacitor 9 'having a small capacitance Ct is charged to the voltage E with the polarity shown.

次に、トランス３の２次巻線３ｂに交流入力端子ＡがＢに対して正の極性の電圧Ｅが発生しているものとすれば、交流入力端子Ａからブリッジ整流回路４の整流素子４Ａ、フィルタ用コンデンサ５、整流素子４Ｄを通して電流が流れてフィルタ用コンデンサ５は図示極性で電圧Ｅに充電される。同時に、ブースト用コンデン９’、トリガ用コンデンサ１５、整流素子４Ｄを通して交流入力端子Ｂへ電流が流れる。この電流によって、キャパシタンスＣｔの小さいトリガ用コンデンサ１５は、トランス３の２次巻線３ｂの電圧Ｅとブースト用コンデン９’の電圧Ｅが加算され、図示極性で電圧２Ｅに充電される。しかし、この半サイクルにおいても、逆流防止用素子７の逆流防止作用によって、ブースト用コンデンサ９’の電荷がフィルタ用コンデンサ５に放電されることはなく、フィルタ用コンデンサ５は電圧Ｅに保持される。   Next, assuming that the voltage E having a positive polarity with respect to B is generated in the secondary winding 3b of the transformer 3, the rectifying element 4A of the bridge rectifier circuit 4 from the AC input terminal A is assumed. Then, a current flows through the filter capacitor 5 and the rectifying element 4D, and the filter capacitor 5 is charged to the voltage E with the illustrated polarity. At the same time, a current flows to the AC input terminal B through the boost condenser 9 ', the trigger capacitor 15, and the rectifying element 4D. Due to this current, the trigger capacitor 15 having a small capacitance Ct is added to the voltage E of the secondary winding 3b of the transformer 3 and the voltage E of the boost condenser 9 'and charged to the voltage 2E with the illustrated polarity. However, even in this half cycle, the charge of the boost capacitor 9 ′ is not discharged to the filter capacitor 5 by the backflow prevention action of the backflow prevention element 7, and the filter capacitor 5 is held at the voltage E. .

このトリガ用コンデンサ１５の電圧２Ｅが放電負荷１３に印加され、トリガ、つまりストライクされて放電負荷１３に初期放電が発生すると、発生したプラズマにより放電負荷１３のインピーダンスが低下するために、キャパシタンスの小さなトリガ用コンデンサ１５は短時間で放電される。したがって、トリガ用コンデンサ１５はその短時間後には継続して電流を供給できず、代わって逆流防止用素子７が導通して、フィルタ用コンデンサ５から電力を供給して放電負荷１３の放電を継続させる。
この放電負荷用電源装置２００にあっても、トリガ時での最初のトリガエネルギーがキャパシタンスの小さなブースト用コンデンサ９’、トリガ用コンデンサ１５から供給されるので、トリガエネルギーを小さくでき、アーク放電に移行し難いにもかかわらず、フィルタ用コンデンサ５のキャパシタンスを必要十分な大きさにでき、かつ電圧Ｅに保持できるので、リプル電圧を抑制することができる。また、この放電負荷用電源装置２００では、ブリッジ整流回路４の整流素子４Ａ〜４Ｄは勿論のこと、逆流防止用素子７にも交流入力端子Ａ−Ｂ間の電圧Ｅが印加されるだけであるので、特別に高耐圧のダイオードを用いる必要はなく、その順方向電圧降下の比較的小さいものを使用することができ、電力損失の軽減が可能である。また、この実施形態では逆流防止用素子の必要個数を最小限にできる。 When the voltage 2E of the trigger capacitor 15 is applied to the discharge load 13, and triggers, that is, strikes and an initial discharge is generated in the discharge load 13, the impedance of the discharge load 13 is reduced by the generated plasma, so that the capacitance is small. The trigger capacitor 15 is discharged in a short time. Therefore, the trigger capacitor 15 cannot continuously supply current after a short time, and instead, the backflow prevention element 7 is turned on, and power is supplied from the filter capacitor 5 to continue discharging the discharge load 13. Let
Even in the discharge load power supply device 200, the first trigger energy at the time of triggering is supplied from the boost capacitor 9 ′ and the trigger capacitor 15 having a small capacitance, so that the trigger energy can be reduced and the process proceeds to arc discharge. Despite this difficulty, the capacitance of the filter capacitor 5 can be increased to a necessary and sufficient level and can be held at the voltage E, so that the ripple voltage can be suppressed. In this discharge load power supply device 200, the voltage E between the AC input terminals A and B is applied not only to the rectifier elements 4A to 4D of the bridge rectifier circuit 4, but also to the backflow prevention element 7. Therefore, it is not necessary to use a diode having a particularly high breakdown voltage, and a diode having a relatively low forward voltage drop can be used, and power loss can be reduced. In this embodiment, the required number of backflow prevention elements can be minimized.

[実施形態３]
次に、図３によって第３の実施形態である放電負荷用電源装置３００について説明する。図３において、図１、図２で用いた記号と同じ記号は同一の名称の部材を示すものとする。放電負荷用電源装置３００では、４個の整流素子４Ａ〜４Ｄをブリッジに接続してなるブリッジ整流回路４とフィルタ用コンデンサ５とからなる全波整流回路６の正極側直流端子ａと出力側端子Ｔ１との間に、互いに直列接続された逆流防止用素子７と８’とが接続されると共に、逆流防止用素子７と８’との接続点と交流入力端子Ａとの間にブースト用コンデンサ９’が接続され、出力側端子Ｔ１とＴ２との間にはトリガ用コンデンサ１５が接続されている。ブースト用コンデンサ９’及びトリガ用コンデンサ１５のキャパシタンスＣｔは、フィルタ用コンデンサ５のキャパシタンスＣｆに比べて十分に小さい値、好ましくはキャパシタンスＣｆの数十分の１から数百分の１の範囲内で選定される。また、前述式から、キャパシタンスＣｔはＩｔ×Ｔ／Ｅよりも大きくなければならない。そして、逆流防止用素子７と８’とに跨ってバイパス用素子１６が接続されている。 [Embodiment 3]
Next, a discharge load power supply apparatus 300 according to the third embodiment will be described with reference to FIG. In FIG. 3, the same symbols as those used in FIGS. 1 and 2 indicate members having the same names. In the discharge load power supply device 300, the positive side DC terminal a and the output side terminal of the full-wave rectifier circuit 6 including the bridge rectifier circuit 4 and the filter capacitor 5 formed by connecting the four rectifier elements 4A to 4D to the bridge. A backflow prevention element 7 and 8 'connected in series with each other is connected between T1 and a boost capacitor between a connection point between the backflow prevention elements 7 and 8' and the AC input terminal A. 9 'is connected, and a trigger capacitor 15 is connected between the output side terminals T1 and T2. The capacitance Ct of the boost capacitor 9 'and the trigger capacitor 15 is sufficiently smaller than the capacitance Cf of the filter capacitor 5, preferably within a range of 1 to several hundredths of a few tenths of the capacitance Cf. Selected. Also, from the above equation, the capacitance Ct must be greater than It × T / E. A bypass element 16 is connected across the backflow preventing elements 7 and 8 '.

次に、放電負荷用電源装置３００の動作説明を行う。先ず、交流入力端子ＢがＡに対して正の極性となる電圧Ｅが発生しているものとすれば、交流入力端子Ｂからブリッジ整流回路４の整流素子４Ｃ、フィルタ用コンデンサ５、整流素子４Ｂを通して電流が流れると同時に、整流素子４Ｃ、逆流防止用素子７、ブースト用コンデンサ９’を通して交流入力端子Ａへ電流が流れる。この電流によって、フィルタ用コンデンサ５、ブースト用コンデンサ９’は図示極性で電圧Ｅにそれぞれ充電される。また、同時に整流素子４Ｃ、バイパス用素子１６、トリガ用コンデンサ１５、整流素子４Ｂを通して交流入力端子Ａへ電流が流れ、トリガ用コンデンサ１５の電圧は電圧Ｅに保持される。   Next, the operation of the discharge load power supply device 300 will be described. First, assuming that a voltage E having a positive polarity with respect to A is generated at the AC input terminal B, a rectifier element 4C of the bridge rectifier circuit 4, a filter capacitor 5, and a rectifier element 4B from the AC input terminal B. At the same time, the current flows through the rectifying element 4C, the backflow preventing element 7, and the boost capacitor 9 'to the AC input terminal A. By this current, the filter capacitor 5 and the boost capacitor 9 'are charged to the voltage E with the polarity shown in the figure. At the same time, a current flows to the AC input terminal A through the rectifier element 4C, the bypass element 16, the trigger capacitor 15, and the rectifier element 4B, and the voltage of the trigger capacitor 15 is held at the voltage E.

次に、交流入力端子ＡがＢに対して正の極性となる電圧Ｅが発生しているものとすれば、交流入力端子Ａからブリッジ整流回路４の整流素子４Ａ、フィルタ用コンデンサ５、整流素子４Ｄを通して交流入力端子Ｂへ電流が流れてフィルタ用コンデンサ５を図示極性に電圧Ｅまで充電すると同時に、交流入力端子Ａからブースト用コンデンサ９’、逆流防止用素子８’、トリガ用コンデンサ１５、整流素子４Ｄを通して交流入力端子Ｂに電流が流れる。これによって、トリガ用コンデンサ１５は、交流入力端子Ａ−Ｂ間の電圧Ｅにブースト用コンデンサ９’の電圧Ｅを重畳した電圧２Ｅまで充電される。トリガ用コンデンサ１５の電圧２Ｅは、逆流防止用素子８’の働きによってブースト用コンデンサ９’に放電されることはなく、また、バイパス用素子１６の一方向性によってフィルタ用コンデンサ５に放電されることも無い。   Next, assuming that the voltage E having a positive polarity with respect to B is generated at the AC input terminal A, the rectifying element 4A of the bridge rectifier circuit 4, the filter capacitor 5, and the rectifying element are generated from the AC input terminal A. A current flows to the AC input terminal B through 4D to charge the filter capacitor 5 to the voltage E with the polarity shown in the figure, and at the same time, the boost capacitor 9 ′, the backflow prevention element 8 ′, the trigger capacitor 15, and the rectifier A current flows to the AC input terminal B through the element 4D. As a result, the trigger capacitor 15 is charged to a voltage 2E obtained by superimposing the voltage E of the boost capacitor 9 'on the voltage E between the AC input terminals A and B. The voltage 2E of the trigger capacitor 15 is not discharged to the boost capacitor 9 ′ by the action of the backflow preventing element 8 ′, and is discharged to the filter capacitor 5 by the unidirectionality of the bypass element 16. There is nothing.

この電圧２Ｅが放電負荷１３に印加され、放電負荷１３をトリガ、つまりストライクして放電負荷１３に初期放電が発生すると、発生したプラズマにより放電負荷１３のインピーダンスが低下するために、キャパシタンスの小さなブースト用コンデンサ９’、トリガ用コンデンサ１５は短時間で放電される。したがって、ブースト用コンデンサ９’、トリガ用コンデンサ１５はその短時間後には継続して電流を供給できず、代わってバイパス用素子１６が導通して、フィルタ用コンデンサ５から電力を供給して放電負荷１３の放電を継続させる。この放電負荷用電源装置３００にあっても、トリガ時での最初のトリガエネルギーがキャパシタンスの小さなブースト用コンデンサ９’、トリガ用コンデンサ１５から供給されるので、アーク放電に移行し難いにもかかわらず、フィルタ用コンデンサ５のキャパシタンスを必要十分な大きさにできるので、リプル電圧を抑制することができる。   When this voltage 2E is applied to the discharge load 13 and the discharge load 13 is triggered, that is, strikes and an initial discharge is generated in the discharge load 13, the impedance of the discharge load 13 is reduced by the generated plasma, and therefore a boost with a small capacitance. Capacitor 9 'and trigger capacitor 15 are discharged in a short time. Therefore, the boost capacitor 9 ′ and the trigger capacitor 15 cannot continuously supply current after a short time, and instead, the bypass element 16 is turned on to supply power from the filter capacitor 5 and discharge load. 13 discharges are continued. Even in this discharge load power supply device 300, the first trigger energy at the time of triggering is supplied from the boost capacitor 9 'and the trigger capacitor 15 having a small capacitance, so that it is difficult to shift to arc discharge. Since the capacitance of the filter capacitor 5 can be increased to a necessary and sufficient level, the ripple voltage can be suppressed.

また、この放電負荷用電源装置３００では、ブリッジ整流回路４の整流素子４Ａ〜４Ｄは勿論のこと、逆流防止用素子７と８’にも交流入力端子Ａ−Ｂ間の電圧Ｅが印加されるだけであるので、耐圧はほぼ電圧Ｅ以上であればよく、特別に高耐圧のダイオードを用いる必要はない。さらに、この放電負荷用電源装置３００では、逆流防止用素子７と８’とに並列にバイパス用素子１６を接続しているので、電力損失を軽減できる。例えば、逆流防止用素子７、８’が２個のダイオードであって、それらの順方向電圧降下が約１．４Ｖとし、主放電電流が１００Ａとすると、１４０Ｗの電力損失が発生するが、バイパス用素子１６を備えているために、１個のダイオードの順方向電圧降下は約０．７Ｖであるから、主放電電流が１００Ａとすると、７０Ｗの電力損失が発生するだけであるので、電力損失を１／２にすることができる。   Further, in the discharge load power supply device 300, the voltage E between the AC input terminals A and B is applied not only to the rectifying elements 4A to 4D of the bridge rectifying circuit 4 but also to the backflow preventing elements 7 and 8 ′. Therefore, the withstand voltage only needs to be approximately equal to or higher than the voltage E, and it is not necessary to use a diode with a particularly high withstand voltage. Further, in this discharge load power supply device 300, the bypass element 16 is connected in parallel with the backflow preventing elements 7 and 8 ', so that power loss can be reduced. For example, if the backflow prevention elements 7 and 8 ′ are two diodes, their forward voltage drop is about 1.4 V, and the main discharge current is 100 A, a power loss of 140 W occurs. Since the forward voltage drop of one diode is about 0.7 V because the device element 16 is provided, if the main discharge current is 100 A, only a power loss of 70 W occurs. Can be halved.

[実施形態４]
次に、図４によって第４の実施形態である放電負荷用電源装置４００について説明する。図４において、図１〜図３で用いた記号と同じ記号は同一の名称の部材を示すものとする。放電負荷用電源装置４００では、インバータ回路２は直流電力を高周波の３相交流電力に変換する３相のインバータ回路であり、ＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴのようなスイッチング素子を３相ブリッジ構成に接続してなる一般的なものである。インバータ回路２の交流電力は、３相の変圧器３によって所望の電圧に変換される。変圧器３は一般的な構成のものであり、例えば、１次巻線と２次巻線とがスター結線（Ｙ−Ｙ結線）されたものである。ブリッジ整流回路４は、６個の整流素子４Ａ〜４Ｆをブリッジに接続してなる通常の回路構成のものである。ブリッジ整流回路４とフィルタ用コンデンサ５とは３相の全波整流回路６を構成する。全波整流回路６は３相の交流入力端子Ａ、Ｂ、Ｃを備えると共に、正極側直流端子ａと負極側直流端子ｂとを有する。 [Embodiment 4]
Next, a discharge load power supply apparatus 400 according to the fourth embodiment will be described with reference to FIG. In FIG. 4, the same symbols as those used in FIGS. 1 to 3 indicate members having the same names. In the discharge load power supply 400, the inverter circuit 2 is a three-phase inverter circuit that converts DC power into high-frequency three-phase AC power, and is formed by connecting switching elements such as MOSFETs or IGBTs in a three-phase bridge configuration. It is general. The AC power of the inverter circuit 2 is converted into a desired voltage by the three-phase transformer 3. The transformer 3 has a general configuration. For example, a primary winding and a secondary winding are star-connected (YY connection). The bridge rectifier circuit 4 has a normal circuit configuration in which six rectifier elements 4A to 4F are connected to a bridge. The bridge rectifier circuit 4 and the filter capacitor 5 constitute a three-phase full-wave rectifier circuit 6. The full-wave rectifier circuit 6 includes three-phase AC input terminals A, B, and C, and includes a positive side DC terminal a and a negative side DC terminal b.

全波整流回路６の正極側直流端子ａと出力側端子Ｔ１との間に逆流防止用素子７と８’とが互いに直列に、全波整流回路６の向きと同方向に接続されている。逆流防止用素子７と８’との接続点と、交流入力端子Ａとの間にブースト用コンデンサ９’が接続されており、逆流防止用素子７と８’とをバイパスするバイパス用素子１６が逆流防止用素子７と８’とに跨って並列に接続されている。トリガ用コンデンサ１５は、図２、図３に示したコンデンサ１５と同様な働きを行うものである。この放電負荷用電源装置４００における逆流防止用素子７と８’及びブースト用コンデンサ９’などの動作は、放電負荷用電源装置３００の動作と基本的に同じであるので詳しく説明しないが、交流入力端子Ｂが交流入力端子Ａに対して正極で電圧Ｅを発生しているものとすると、交流入力端子Ｂから整流素子４Ｃ、逆流防止用素子７、ブースト用コンデンサ９’を通して交流入力端子Ａに電流が流れ、図示極性でブースト用コンデンサ９’が電圧Ｅまで充電される。   Between the positive side DC terminal a of the full wave rectifier circuit 6 and the output side terminal T1, backflow prevention elements 7 and 8 'are connected in series with each other in the same direction as the direction of the full wave rectifier circuit 6. A boost capacitor 9 'is connected between the connection point between the backflow prevention elements 7 and 8' and the AC input terminal A, and a bypass element 16 that bypasses the backflow prevention elements 7 and 8 'is provided. The backflow preventing elements 7 and 8 'are connected in parallel. The trigger capacitor 15 performs the same function as the capacitor 15 shown in FIGS. The operations of the reverse flow preventing elements 7 and 8 'and the boost capacitor 9' in the discharge load power supply device 400 are basically the same as those of the discharge load power supply device 300, and will not be described in detail. Assuming that the terminal B generates a voltage E with a positive polarity with respect to the AC input terminal A, a current flows from the AC input terminal B to the AC input terminal A through the rectifying element 4C, the backflow prevention element 7, and the boost capacitor 9 ′. The boost capacitor 9 'is charged to the voltage E with the indicated polarity.

また、交流入力端子Ｃが交流入力端子Ａに対して正極で電圧Ｅを発生しているものとすると、交流入力端子Ｃから整流素子４Ｅ、逆流防止用素子７、ブースト用コンデンサ９’を通して交流入力端子Ａに電流が流れ、図示極性でブースト用コンデンサ９’が電圧Ｅまで充電される。なお、逆流防止用素子７と８’との接続点と交流入力端子Ｂとの間、逆流防止用素子７と８’との接続点と交流入力端子Ｃとの間に、ブースト用コンデンサ９’と同様なトリガ用コンデンサをそれぞれ接続しても勿論よい。したがって、この実施形態でも、交流入力端子Ａの電圧がＥになるときには、その電圧Ｅにブースト用コンデンサ９’の電圧Ｅが重畳された電圧２Ｅが放電負荷１３に印加される。この実施形態でも、ブースト用コンデンサ９’及びトリガ用コンデンサ１５のキャパシタンスＣｔは、フィルタ用コンデンサ５のキャパシタンスＣｆに比べて十分に小さい値、好ましくはキャパシタンスＣｆの数十分の１から数百分の１の範囲内で選定される。また、前述式から、キャパシタンスＣｔはＩｔ×Ｔ／Ｅよりも大きくなければならない。   Further, assuming that the AC input terminal C generates a voltage E with a positive polarity with respect to the AC input terminal A, an AC input from the AC input terminal C through the rectifying element 4E, the backflow prevention element 7, and the boost capacitor 9 ′. A current flows through the terminal A, and the boost capacitor 9 ′ is charged to the voltage E with the polarity shown. The boost capacitor 9 ′ is connected between the connection point between the backflow prevention elements 7 and 8 ′ and the AC input terminal B, and between the connection point between the backflow prevention elements 7 and 8 ′ and the AC input terminal C. Of course, the same trigger capacitors may be connected. Therefore, also in this embodiment, when the voltage of the AC input terminal A becomes E, the voltage 2E in which the voltage E of the boost capacitor 9 'is superimposed on the voltage E is applied to the discharge load 13. Also in this embodiment, the capacitance Ct of the boost capacitor 9 'and the trigger capacitor 15 is sufficiently smaller than the capacitance Cf of the filter capacitor 5, preferably 1 to several hundreds of tens of minutes of the capacitance Cf. 1 is selected. Also, from the above equation, the capacitance Ct must be greater than It × T / E.

[実施形態５]
次に、図５によって第５の実施形態である放電負荷用電源装置５００について説明する。図５において、図１〜図３で用いた記号と同じ記号は同一の名称の部材を示すものとする。放電負荷用電源装置５００では、図３、図４同様な単相のブリッジ整流回路４の負極側直流端子ｂと出力側端子Ｔ２との間に、逆流防止用素子８とトリガ用コンデンサ１５とが接続されている。また、出力側端子Ｔ１と交流入力端子Ｂとの間にブースト用コンデンサ１０’が接続されている。したがって、トリガ用コンデンサ１５はフィルタ用コンデンサ５と直列に接続されている。更に、フィルタ用コンデンサ５の電圧を検出する第２の電圧検出器１７が接続されている。出力側端子Ｔ１−Ｔ２間の電圧を検出する第１の電圧検出器１１は、互いに直列接続された抵抗Ｒ１とＲ２とからなり、第２の電圧検出器１７は互いに直列接続された抵抗Ｒ３とＲ４とからなる。この実施形態でも、ブースト用コンデンサ１０’及びトリガ用コンデンサ１５のキャパシタンスＣｔは、フィルタ用コンデンサ５のキャパシタンスＣｆに比べて十分に小さい値、好ましくはキャパシタンスＣｆの数十分の１から数百分の１の範囲内で選定される。また、前述式から、キャパシタンスＣｔはＩｔ×Ｔ／Ｅよりも大きくなければならない。 [Embodiment 5]
Next, a discharge load power supply apparatus 500 according to the fifth embodiment will be described with reference to FIG. In FIG. 5, the same symbols as those used in FIGS. 1 to 3 indicate members having the same names. In the discharge load power supply device 500, the backflow prevention element 8 and the trigger capacitor 15 are provided between the negative side DC terminal b and the output side terminal T2 of the single-phase bridge rectifier circuit 4 similar to FIGS. It is connected. Further, a boost capacitor 10 ′ is connected between the output side terminal T 1 and the AC input terminal B. Therefore, the trigger capacitor 15 is connected in series with the filter capacitor 5. Further, a second voltage detector 17 for detecting the voltage of the filter capacitor 5 is connected. The first voltage detector 11 for detecting the voltage between the output side terminals T1 and T2 includes resistors R1 and R2 connected in series with each other, and the second voltage detector 17 includes a resistor R3 connected in series with each other. R4. Also in this embodiment, the capacitance Ct of the boost capacitor 10 ′ and the trigger capacitor 15 is sufficiently smaller than the capacitance Cf of the filter capacitor 5, preferably 1 to several hundreds of tens of minutes of the capacitance Cf. 1 is selected. Also, from the above equation, the capacitance Ct must be greater than It × T / E.

この実施形態では、放電電圧が負極性なので、電圧の極性を反転する極性反転回路が使用される。第１の電圧検出器１１の抵抗Ｒ１とＲ２との接続点には、第１の電圧検出信号を極性反転する第１の極性反転回路１８、第２の電圧検出器１７の抵抗Ｒ３とＲ４との接続点には、第２の電圧検出信号を極性反転する第２の極性反転回路１９が接続されている。それぞれの極性反転回路１８、１９によって反転された正極性の電圧検出信号をそれぞれの基準電圧と比較する第１、第２の誤差増幅回路２０、２１を備える。第１の誤差増幅回路２０は、第１の基準電圧源２２における電圧２Ｅ（例えば、１０００Ｖ）に対応する基準電圧と前記第１の電圧検出信号とを比較して、それら差分の電圧に比例する電圧を出力する。第２の誤差増幅回路２１は、第２の基準電圧源２３における電圧Ｅ（例えば、５００Ｖ）に対応する基準電圧と前記第２の電圧検出信号とを比較して、それら差分の電圧に比例する電圧を出力する。ここで、第２の基準電圧は第１の基準電圧よりも低い値、好ましくは第１の基準電圧のほぼ１／２に設定される。それらの出力信号はダイオード構成のＯＲ回路２４を通して制御回路１２に入力される。また、制御回路１２の入力側はプルアップ抵抗２５を通して制御電源２６に接続されている。   In this embodiment, since the discharge voltage is negative, a polarity inversion circuit that inverts the polarity of the voltage is used. A connection point between the resistors R1 and R2 of the first voltage detector 11 has a first polarity inversion circuit 18 for inverting the polarity of the first voltage detection signal, and resistors R3 and R4 of the second voltage detector 17. Is connected to a second polarity inversion circuit 19 for inverting the polarity of the second voltage detection signal. First and second error amplifying circuits 20 and 21 for comparing positive voltage detection signals inverted by the respective polarity inverting circuits 18 and 19 with respective reference voltages are provided. The first error amplifier circuit 20 compares a reference voltage corresponding to a voltage 2E (for example, 1000 V) in the first reference voltage source 22 and the first voltage detection signal, and is proportional to the difference voltage. Output voltage. The second error amplification circuit 21 compares a reference voltage corresponding to a voltage E (for example, 500 V) in the second reference voltage source 23 with the second voltage detection signal, and is proportional to the difference voltage. Output voltage. Here, the second reference voltage is set to a value lower than the first reference voltage, preferably approximately ½ of the first reference voltage. Those output signals are input to the control circuit 12 through the OR circuit 24 having a diode configuration. The input side of the control circuit 12 is connected to a control power source 26 through a pull-up resistor 25.

次に放電負荷用電源装置５００の動作について説明する。通常の動作状態において、ダイオードＯＲ回路２４は、第１、第２の誤差増幅回路２０、２１が出力する誤差増幅信号をＯＲ論理して、低レベルのものを優先する。もし、第２の電圧検出器１７、第２の誤差増幅回路２１など第２の回路系が存在しないとし、トリガ前の洩れ電流が大きい現象が発生したとすれば、ブースト用コンデンサ１０’、トリガ用コンデンサ１５の電圧は上昇するのに時間がかかり、第１の電圧検出信号と第１の基準電圧との差分は大きくなる。したがって、第１の誤差増幅回路２０は出力電圧を第１の基準電圧に対応する電圧まで上昇させるような信号を制御回路１２に入力する。これによって、インバータ回路２は出力電圧を上昇させるようパルス幅制御されるが、トリガ時における電力供給能力はブースト用コンデンサ１０’のキャパシタンスで決まるために、そのパルス幅を広げても出力側端子Ｔ１−Ｔ２間の電圧は２Ｅにならない。このような動作を続けていると、ブリッジ整流回路４には電圧制限要素が無いので、ブリッジ整流回路４が電圧不足分を補うように電圧上昇し、フィルタ用コンデンサ５及び整流素子４Ａ〜４Ｄの定格電圧を越えて、これらを破壊させることがある。   Next, the operation of the discharge load power supply device 500 will be described. In a normal operation state, the diode OR circuit 24 ORs the error amplification signals output from the first and second error amplification circuits 20 and 21 and gives priority to the low level one. If the second circuit system such as the second voltage detector 17 and the second error amplifier circuit 21 does not exist and a phenomenon in which a leakage current before the trigger occurs is large, the boost capacitor 10 ′, the trigger It takes time for the voltage of the capacitor 15 to rise, and the difference between the first voltage detection signal and the first reference voltage increases. Therefore, the first error amplification circuit 20 inputs a signal that increases the output voltage to a voltage corresponding to the first reference voltage, to the control circuit 12. As a result, the inverter circuit 2 is controlled in pulse width so as to increase the output voltage. However, since the power supply capability at the time of triggering is determined by the capacitance of the boost capacitor 10 ′, the output side terminal T1 even if the pulse width is widened. The voltage between -T2 does not become 2E. If such an operation is continued, the bridge rectifier circuit 4 has no voltage limiting element, so the voltage rises so that the bridge rectifier circuit 4 compensates for the voltage shortage, and the filter capacitor 5 and the rectifier elements 4A to 4D. They may be destroyed by exceeding the rated voltage.

したがって、放電負荷用電源装置５００では、このような問題を解決するために、第２の電圧検出器１７がフィルタ用コンデンサ５の電圧を検出し、その検出電圧と基準電圧とを第２の誤差増幅回路２１とを比較している。前述のように、トリガ前の洩れ電流が大きくなれば、インバータ回路２は出力電圧を上昇させるようパルス幅制御されるので、フィルタ用コンデンサ５は基準電圧に達し、第２の誤差増幅回路２１の出力信号は低レベルとなる。この結果、ＯＲ回路２４が導通するので、制御回路１２の入力はプルアップ抵抗２５の電圧降下によって低レベルとなる。これに伴い、インバータ回路２はその出力のパルス幅を絞って狭くし、フィルタ用コンデンサ５の電圧をその第２の基準電圧に対応する電圧（例えば、５００Ｖ）に維持する。したがって、必要以上に電圧上昇が起こらず、フィルタ用コンデンサ５及び整流素子４Ａ〜４Ｄの定格電圧を越えることは勿論無くなる。ただしこの場合には、トリガ電圧は２Ｅよりも低い値になる。また、実施形態１〜４と同様に、この放電負荷用電源装置５００においても電流検出回路１４によって放電負荷１３を流れる電流を検出して、過電流保護などを行っている。   Therefore, in the discharge load power supply device 500, in order to solve such a problem, the second voltage detector 17 detects the voltage of the filter capacitor 5, and uses the detected voltage and the reference voltage as the second error. The amplifier circuit 21 is compared. As described above, when the leakage current before the trigger is increased, the inverter circuit 2 is controlled in pulse width so as to increase the output voltage. Therefore, the filter capacitor 5 reaches the reference voltage, and the second error amplification circuit 21 The output signal is at a low level. As a result, since the OR circuit 24 becomes conductive, the input of the control circuit 12 becomes low level due to the voltage drop of the pull-up resistor 25. Along with this, the inverter circuit 2 narrows the pulse width of its output, and maintains the voltage of the filter capacitor 5 at a voltage (for example, 500 V) corresponding to the second reference voltage. Therefore, the voltage rise does not occur more than necessary, and of course, the rated voltage of the filter capacitor 5 and the rectifying elements 4A to 4D is not exceeded. In this case, however, the trigger voltage is lower than 2E. Similarly to the first to fourth embodiments, in the discharge load power supply device 500, the current detection circuit 14 detects the current flowing through the discharge load 13 and performs overcurrent protection or the like.

また、簡単な方法としてフィルタ用コンデンサ５の電圧を検出する第２の電圧検出器１７、第２の誤差増幅回路２１の回路のみでもよい。第１の電圧検出器１１、第１の極性反転回路１８、第１の誤差増幅回路２０、ＯＲ回路２４が不要となる。この場合、フィルタ用コンデンサ５のみの電圧を制限するか、又は制御する。トリガ用コンデンサの電圧は、フィルタ用コンデンサ５の電圧のほぼ２倍程度に自動的になる。トリガ用コンデンサの電圧は直接制御されないので、レギュレーション（電流による電圧降下）があるが、トリガ電圧は精度が重要でないので、十分に実用的である。   As a simple method, only the second voltage detector 17 for detecting the voltage of the filter capacitor 5 and the second error amplifier circuit 21 may be used. The first voltage detector 11, the first polarity inversion circuit 18, the first error amplification circuit 20, and the OR circuit 24 are not necessary. In this case, only the voltage of the filter capacitor 5 is limited or controlled. The voltage of the trigger capacitor automatically becomes about twice the voltage of the filter capacitor 5. Since the voltage of the trigger capacitor is not directly controlled, there is regulation (voltage drop due to current), but the trigger voltage is sufficiently practical because accuracy is not important.

以上述べたように、本発明によれば、定常の放電状態、例えばプラズマ状態のときの電圧よりも高い電圧、特に２倍程度の電圧を簡単な回路構成で発生させることができる。そして、トリガ時の電気エネルギーはフィルタ用コンデンサに比べて大幅に小さなキャパシタンスを有するトリガ用コンデンサから供給されるから、アーク放電に移行する危険性を極めて小さくできる。さらに、トリガ電圧が入力電圧Ｅの２倍の電圧２Ｅであっても、整流素子、逆流防止用素子、バイパス用素子として用いられるダイオードには電圧Ｅ程度の逆電圧がかかるだけであり、部品選定の上で有利であり、順方向電圧降下の比較的小さなダイオードを使用できるので、それらの電力損失を低減できる。
As described above, according to the present invention, it is possible to generate a voltage higher than a voltage in a steady discharge state, for example, a plasma state, particularly a voltage about twice as high as a simple circuit configuration. And since the electrical energy at the time of a trigger is supplied from the trigger capacitor | condenser which has a capacitance much smaller compared with the capacitor | condenser for a filter, the danger which transfers to arc discharge can be made very small. Furthermore, even if the trigger voltage is 2E, which is twice the input voltage E, the diode used as the rectifying element, the backflow prevention element, and the bypass element is only applied with a reverse voltage of about voltage E. Since diodes with a relatively low forward voltage drop can be used, their power loss can be reduced.

本発明の１実施形態である放電用電源装置１００を示す図である。It is a figure which shows the power supply device 100 for discharge which is one Embodiment of this invention. 本発明の他の１実施形態である放電用電源装置２００を示す図である。It is a figure which shows the power supply device 200 for discharge which is other one Embodiment of this invention. 本発明の他の１実施形態である放電用電源装置３００を示す図である。It is a figure which shows the power supply device 300 for discharge which is other one Embodiment of this invention. 本発明の他の１実施形態である放電用電源装置４００を示す図である。It is a figure which shows the power supply device 400 for discharge which is other one Embodiment of this invention. 本発明の他の１実施形態である放電用電源装置５００を示す図である。It is a figure which shows the power supply device 500 for discharge which is other one Embodiment of this invention. 従来の放電用電源装置の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the conventional power supply device for discharge. 従来の放電用電源装置の他の一例を示す図である。It is a figure which shows another example of the conventional discharge power supply device.

符号の説明Explanation of symbols

１・・・入力側整流回路
２・・・インバータ回路
３・・・トランス
４・・・ブリッジ整流回路
５・・・フィルタ用コンデンサ
６・・・全波整流回路
７、８、８’・・・逆流防止用素子
９、１０・・・トリガ用コンデンサ
９’、１０’・・・ブースト用コンデンサ
１１・・・電圧検出回路
１２・・・インバータ回路２の制御回路
１３・・・放電負荷
１４・・・電流検出回路
１５・・・トリガ用コンデンサ
１６・・・バイパス用素子
１７・・・第２の電圧検出回路
１８、１９・・・第１、第２の極性反転回路
２０、２１・・・第１、第２の誤差増幅回路
２２、２３・・・第１、第２の基準回路
２４・・・ＯＲ回路
２５・・・抵抗
２６・・・制御電源
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Input side rectifier circuit 2 ... Inverter circuit 3 ... Transformer 4 ... Bridge rectifier circuit 5 ... Filter capacitor 6 ... Full wave rectifier circuit 7, 8, 8 '... Backflow prevention element 9, 10 ... Trigger capacitor 9 ', 10' ... Boost capacitor 11 ... Voltage detection circuit 12 ... Control circuit for inverter circuit 2 13 ... Discharge load 14 ... Current detection circuit 15 ... Trigger capacitor 16 ... Bypass element 17 ... Second voltage detection circuit 18,19 ... First and second polarity inversion circuits 20,21 ... First DESCRIPTION OF SYMBOLS 1, 2nd error amplification circuit 22, 23 ... 1st, 2nd reference circuit 24 ... OR circuit 25 ... Resistance 26 ... Control power supply

Claims (8)

複数個の整流素子をフルブリッジ構成に接続してなり、交流源からの交流電力を直流電力に変換するブリッジ整流回路と、該ブリッジ整流回路の正極側直流端子と負極側直流端子との間に接続されたフィルタ用コンデンサとから構成される全波整流回路を備えて、放電負荷の放電開始時に定常放電電圧よりも高いトリガ電圧を前記放電負荷に印加する放電負荷用電源装置において、
前記全波整流回路の正極側直流端子は、第１の逆流防止用素子を介して一方の出力側端子に接続され、
前記全波整流回路の負極側直流端子は、第２の逆流防止用素子を介して他方の出力側端子に接続され、
前記全波整流回路の一方の交流入力端子と双方の前記出力側端子との間に、前記フィルタ用コンデンサのキャパシタンスＣｆよりも小さなキャパシタンスＣｔを有する第１、第２のトリガ用コンデンサがそれぞれ接続され、
前記放電負荷の放電開始時には、前記第１と第２のトリガ用コンデンサとの電圧を重畳してなるトリガ電圧を前記放電負荷に供給することを特徴とする放電負荷用電源装置。 A plurality of rectifier elements are connected in a full bridge configuration, and a bridge rectifier circuit that converts AC power from an AC source into DC power, and a positive DC terminal and a negative DC terminal between the bridge rectifier circuit In a discharge load power supply device comprising a full-wave rectifier circuit composed of a connected filter capacitor and applying a trigger voltage higher than a steady discharge voltage to the discharge load at the start of discharge of the discharge load,
The positive side DC terminal of the full wave rectifier circuit is connected to one output side terminal via the first backflow prevention element,
The negative side DC terminal of the full-wave rectifier circuit is connected to the other output side terminal via the second backflow prevention element,
First and second trigger capacitors having a capacitance Ct smaller than the capacitance Cf of the filter capacitor are connected between one AC input terminal of the full-wave rectifier circuit and both the output side terminals. ,
A discharge load power supply apparatus, wherein a trigger voltage formed by superimposing voltages of the first and second trigger capacitors is supplied to the discharge load at the start of discharge of the discharge load. 複数個の整流素子をフルブリッジ構成に接続してなり、交流源からの交流電力を直流電力に変換するブリッジ整流回路と、該ブリッジ整流回路の正極側直流端子と負極側直流端子との間に接続されたフィルタ用コンデンサとから構成される全波整流回路を備えて、放電負荷の放電開始時に定常放電電圧よりも高いトリガ電圧を前記放電負荷に印加する放電負荷用電源装置において、
前記全波整流回路の正極側直流端子は、逆流防止用素子を介して一方の出力側端子に接続され、
前記全波整流回路の一方の交流入力端子と前記一方の出力側端子との間に、前記フィルタ用コンデンサのキャパシタンスＣｆよりも小さなキャパシタンスＣｔを有するブースト用コンデンサが接続され、
前記一方の出力側端子と他方の出力側端子との間に、前記フィルタ用コンデンサのキャパシタンスＣｆよりも小さなキャパシタンスを有するトリガ用コンデンサが接続され、
前記トリガ用コンデンサは、前記全波整流回路の交流入力端子間の電圧の２倍程度の電圧に充電され、前記放電負荷の放電開始時には、前記トリガ用コンデンサの電圧をトリガ電圧として前記放電負荷に供給することを特徴とする放電負荷用電源装置。 A plurality of rectifier elements are connected in a full bridge configuration, and a bridge rectifier circuit that converts AC power from an AC source into DC power, and a positive DC terminal and a negative DC terminal between the bridge rectifier circuit In a discharge load power supply device comprising a full-wave rectifier circuit composed of a connected filter capacitor and applying a trigger voltage higher than a steady discharge voltage to the discharge load at the start of discharge of the discharge load,
The positive side DC terminal of the full-wave rectifier circuit is connected to one output side terminal via a backflow prevention element,
A boost capacitor having a capacitance Ct smaller than the capacitance Cf of the filter capacitor is connected between one AC input terminal and one output side terminal of the full-wave rectifier circuit,
A trigger capacitor having a capacitance smaller than the capacitance Cf of the filter capacitor is connected between the one output side terminal and the other output side terminal,
The trigger capacitor is charged to a voltage about twice the voltage between the AC input terminals of the full-wave rectifier circuit, and when the discharge of the discharge load is started, the voltage of the trigger capacitor is used as a trigger voltage to the discharge load. A power supply device for a discharge load, characterized by being supplied. 複数個の整流素子をフルブリッジ構成に接続してなり、交流源からの交流電力を直流電力に変換するブリッジ整流回路と、該ブリッジ整流回路の正極側直流端子と負極側直流端子との間に接続されたフィルタ用コンデンサとから構成される全波整流回路を備えて、放電負荷の放電開始時に定常放電電圧よりも高い電圧を前記放電負荷に印加する放電負荷用電源装置において、
前記全波整流回路の正極側直流端子又は負極側直流端子の一方は、互いに直列接続された第１、第２の逆流防止用素子を介して一方の出力側端子に接続され、
前記第１の逆流防止用素子と第２の逆流防止用素子との接続点と、前記全波整流回路の一方の交流入力端子との間に、前記フィルタ用コンデンサのキャパシタンスＣｆよりも小さなキャパシタンスＣｔを有するブースト用コンデンサを備え、
前記一方の出力側端子と他方の出力側端子との間に、前記フィルタ用コンデンサのキャパシタンスＣｆよりも小さなキャパシタンスを有するトリガ用コンデンサが接続され、
前記トリガ用コンデンサは、前記全波整流回路の交流入力端子間の電圧の２倍程度の電圧に充電され、前記放電負荷の放電開始時には、前記トリガ用コンデンサの電圧をトリガ電圧として前記放電負荷に供給することを特徴とする放電負荷用電源装置。 A plurality of rectifier elements are connected in a full bridge configuration, and a bridge rectifier circuit that converts AC power from an AC source into DC power, and a positive DC terminal and a negative DC terminal between the bridge rectifier circuit In a discharge load power supply device comprising a full-wave rectifier circuit composed of a connected filter capacitor and applying a voltage higher than a steady discharge voltage to the discharge load at the start of discharge of the discharge load,
One of the positive side DC terminal or the negative side DC terminal of the full-wave rectifier circuit is connected to one output side terminal via the first and second backflow prevention elements connected in series with each other,
A capacitance Ct smaller than the capacitance Cf of the filter capacitor between a connection point between the first backflow prevention element and the second backflow prevention element and one AC input terminal of the full-wave rectifier circuit. A boost capacitor having
A trigger capacitor having a capacitance smaller than the capacitance Cf of the filter capacitor is connected between the one output side terminal and the other output side terminal,
The trigger capacitor is charged to a voltage about twice the voltage between the AC input terminals of the full-wave rectifier circuit, and when the discharge of the discharge load is started, the voltage of the trigger capacitor is used as a trigger voltage to the discharge load. A power supply device for a discharge load, characterized by being supplied. 請求項３において、
前記互いに直列になるように接続された２個の逆流防止用素子に跨って並列にバイパス用素子を接続したことを特徴とする放電負荷用電源装置。 In claim 3,
A power supply device for a discharge load, characterized in that a bypass element is connected in parallel across the two backflow prevention elements connected in series with each other. 請求項１ないし請求項４のいずれかにおいて、
前記ブリッジ整流回路は、単相又は多相のブリッジ回路構成であることを特徴とする放電負荷用電源装置。 In any one of Claim 1 thru | or 4,
The bridge rectifier circuit has a single-phase or multi-phase bridge circuit configuration. 請求項１ないし請求項５のいずれかにおいて、
前記交流源を構成するインバータ回路とその制御回路と、
前記フィルタ用コンデンサの電圧を検出する電圧検出器と、
前記電圧検出器による検出電圧と基準電圧とを比較してその差に対応する誤差増幅信号を出力する誤差増幅器と、
前記誤差増幅器の出力を前記制御回路の入力とし、前記フィルタ用コンデンサの電圧の最大設定電圧を越えないように、前記制御回路が前記インバータ回路を制御することを特徴とする放電負荷用電源装置。 In any one of Claims 1 thru | or 5,
An inverter circuit constituting the AC source and its control circuit;
A voltage detector for detecting the voltage of the filter capacitor;
An error amplifier that compares a detection voltage by the voltage detector with a reference voltage and outputs an error amplification signal corresponding to the difference;
An output of the error amplifier is used as an input of the control circuit, and the control circuit controls the inverter circuit so as not to exceed a maximum setting voltage of the filter capacitor. 請求項１ないし請求項５のいずれかにおいて、
前記交流源を構成するインバータ回路とその制御回路と、
前記放電負荷の電圧を検出する第１の電圧検出器と、
前記フィルタ用コンデンサの電圧を検出する第２の電圧検出器と、
前記第１の電圧検出器による第１の検出電圧と第１の基準電圧とを比較してその差に対応する第１の誤差増幅信号を出力する第１の誤差増幅器と、
前記第２の電圧検出器による第２の検出電圧と前記第１の基準電圧よりも低い第２の基準電圧とを比較してその差に対応する第２の誤差増幅信号を出力する第２の誤差増幅器と、
前記第１の誤差増幅器と前記第２の誤差増幅器との出力のＯＲ論理を行うＯＲ回路とを備え、
前記ＯＲ回路の出力を前記制御回路の入力とし、前記放電負荷の電圧と前記フィルタ用コンデンサの電圧の両方とも最大設定電圧を越えないように、前記制御回路が前記インバータ回路を制御することを特徴とする放電負荷用電源装置。 In any one of Claims 1 thru | or 5,
An inverter circuit constituting the AC source and its control circuit;
A first voltage detector for detecting a voltage of the discharge load;
A second voltage detector for detecting the voltage of the filter capacitor;
A first error amplifier that compares a first detection voltage by the first voltage detector with a first reference voltage and outputs a first error amplification signal corresponding to the difference;
The second detection voltage by the second voltage detector is compared with the second reference voltage lower than the first reference voltage, and a second error amplification signal corresponding to the difference is output. An error amplifier;
An OR circuit that performs an OR logic of outputs of the first error amplifier and the second error amplifier;
The output of the OR circuit is used as the input of the control circuit, and the control circuit controls the inverter circuit so that both the voltage of the discharge load and the voltage of the filter capacitor do not exceed the maximum set voltage. A power supply device for a discharge load. 請求項１ないし請求項７のいずれかにおいて、
放電開始前の前記放電負荷の漏れ電流をＩｔとし、前記交流入力端子ＡとＢとの間の交流電圧の値をＥ、その１周期をＴとするとき、前記トリガ用コンデンサのキャパシタンスＣｔは、Ｃｔ＞Ｉｔ×Ｔ／Ｅを満足する値を有することを特徴とする放電負荷用電源装置。
In any one of Claims 1 thru | or 7,
When the leakage current of the discharge load before the start of discharge is It, the value of the AC voltage between the AC input terminals A and B is E, and its one period is T, the capacitance Ct of the trigger capacitor is A discharge load power supply device having a value satisfying Ct> It × T / E.

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