JP4440282B2

JP4440282B2 - Ｏｆｄｍ受信装置

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Publication number: JP4440282B2
Application number: JP2007105681A
Authority: JP
Inventors: 靖雄松波
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2007-04-13
Filing date: 2007-04-13
Publication date: 2010-03-24
Anticipated expiration: 2027-04-13
Also published as: JP2008263484A

Description

本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex）受信において、受信性能を向上させるＯＦＤＭ復調技術を有するＯＦＤＭ受信装置に関するものである。

ＧＩ長以上の遅延広がりをもつ伝送路又はＧＩ長以上の時間差のあるＳＦＮ（Single Frequency Network）波環境で受信する場合、フーリエ変換結果には所望キャリア以外の妨害成分が混在し、ＣＮ比が悪くなるという問題がある。

従来のＯＦＤＭ復調技術は、アンテナ素子からの信号に対してダウンコンバータを行った後、ＡＤ変換を行う。例えば、クロック再生回路であるＢＴＲ（Bit Timing Recovery）によりＦＦＴ（Fast Fourier Transform）窓位置を制御し、ＦＦＴ結果に対してスキャッタードパイロット（以下、ＳＰ）による伝送路推定を行う。その後、伝送路結果とＦＦＴ結果より等化し、誤り訂正及び多値ＱＡＭなど各キャリアのディジタル復調を行うことでＯＦＤＭ復調を行っている。

ＯＦＤＭ受信装置として例えば特許文献１に開示された受信装置がある。この受信装置は、２種のＦＦＴ区間を使用した所望波のＧＩ区間の有効利用している。

特開２００３−３１８８５７号公報

従来のＯＦＤＭ受信装置において、ＧＩ長以上の遅延広がりをもつ伝送路又はＧＩ長以上の時間差のあるＳＦＮ波環境で受信する場合、所望波の最適ＦＦＴ区間を抽出しＦＦＴを行ったとしてもＦＦＴ結果はシンボル間干渉（以下、「ＩＳＩ」と略記する場合あり）及びキャリア間干渉を受け、その結果、受信信号の各キャリアのＣＮが劣化し受信劣化を伴う。また、ＧＩ長を超える遅延波のＤＵ比が０ｄＢ近く、またフェージング変動を起こしている場合は所望波としてＦＦＴを行う波をどちらにするか判定することが困難であるという問題点があった。

また、上記特許文献１で開示されたＯＦＤＭ受信装置においても、ＧＩ長を超える遅延波がある場合にはそれぞれのＩＳＩ成分による受信劣化は免れないという問題点があった。

この発明は上記問題点を解決するためになされたもので、ＧＩ長を超える遅延波混在時においても受信劣化が生じないＯＦＤＭ受信装置を得ることを目的とする。

この発明に係る請求項１記載のＯＦＤＭ受信装置は、ガードインターバルを持つＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ受信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号に対して複数のフーリエ変換区間を設定し、当該複数のフーリエ変換区間それぞれにおいて複数のフーリエ変換処理を行い複数のフーリエ変換処理結果を得るフーリエ変換処理部と、前記複数のフーリエ変換処理結果に対し、パイロットキャリアを使った伝送路推定による等化処理であるＳＰ等化処理及びダイバーシチ合成処理を行い、ＴＳデータを得るＴＳデータ生成部とを備え、前記フーリエ変換処理部は、複数のフーリエ変換処理結果それぞれにおいてシンボル間干渉（ＩＳＩ）成分を抑圧するＩＳＩ抑圧演算処理を行い、前記フーリエ変換処理部は、前記複数のフーリエ変換区間において設定された複数の窓関数を、前記複数のフーリエ変換区間における前記ＯＦＤＭ信号に対してそれぞれ乗算して複数の窓関数演算済み信号を得る窓関数演算処理を行う窓関数演算手段を含み、前記窓関数演算処理は、対応の前記複数のフーリエ変換区間それぞれにおける前記ＯＦＤＭ信号のＩＳＩ成分存在期間中は影響が小さくなる抑圧処理を含み、前記ＯＦＤＭ受信装置は、前記フーリエ変換部を制御し、前記複数のフーリエ変換区間を指示するともに、前記窓関数演算処理内容を制御する制御手段をさらに備え、前記ＩＳＩ抑圧演算処理は前記窓関数演算処理を含む。

この発明における請求項１記載のＯＦＤＭ受信装置のフーリエ変換処理部は、複数のフーリエ変換処理結果それぞれにおいてＩＳＩ成分を抑圧するＩＳＩ抑圧演算処理を行っている。

その結果、ＴＳデータ生成部よって上述した複数のフーリエ変換処理結果に基づき、ＴＳデータを得ることにより、ＧＩ長を超える遅延波がある場合にもＩＳＩ成分を抑圧することができるため、受信劣化が生じないＯＦＤＭ受信装置を得ることができる効果を奏する。

＜発明の原理＞
図８は一般的なＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。同図に示すように、一般的なＯＦＤＭ受信装置は、アンテナ部１０、時間ドメイン処理部１、ＦＦＴ区間抽出手段２、Ｓ−Ｐ変換手段３、ＦＦＴ手段４、ＳＰ等化手段５及びＦＥＣ（Forward Error Correction）部６の直列接続により構成される。

時間ドメイン処理部１はアンテナ部１０を介して得られる受信信号に対してＡＤ変換や帯域処理を行い、時間軸（シリアル）データ列を得る。

ＦＦＴ区間抽出手段２は例えば前述したＢＴＲ等により得られるＦＦＴ区間情報を指示するＦＦＴ区間イネーブル信号ＥＮに基づき、時間軸データ列からＦＦＴ対象となる区間を抽出する。

Ｓ−Ｐ変換手段３は抽出されたＦＦＴ区間の時間軸シリアルデータ列に対してＦＦＴを行うべくＦＦＴサンプル数のパラレルデータ列に変換してＳ−Ｐ変換結果を得る。ＦＦＴ手段４はＳ−Ｐ変換結果に対してＦＦＴを行いＦＦＴ結果を得る。ＳＰ等化手段５はＦＦＴ結果に対してスキャッタードパイロットキャリアなどから伝送路推定を行い、キャリア等化を行う。なお、本明細書中においてキャリア等化とは後述する等化補正結果Ｙ_imを求めることを意味する。

ＦＥＣ部６は等化補正結果Ｙ_imを、内部のＰ−Ｓ変換機能によりパラレルシリアル変化した後、デインタリーバ、誤り訂正などを行い、トランスポートパケット(Transport Packet)データ（以下、「ＴＳ」と略記する場合あり）を生成し出力する。

次に、ＦＦＴ区間イネーブル信号ＥＮが指示するＦＦＴ区間について説明する。ＦＦＴ区間は、理想的には有効シンボルの先頭データ位置から有効シンボル長のデータを抽出する区間を示す。ただし所望波のＧＩ区間内任意の位置より有効シンボル長のデータを抽出する区間であっても構わない。

次に、ＳＰ等化手段５について説明する。ＳＰ等化手段５は、ＦＦＴ手段５より得られたＦＦＴ結果に対してスキャッタードパイロットキャリアなどから伝送路推定を行い、キャリア等化を行う手段である。

ＳＰキャリアは既知のＰＲＢＳ(Pseudo Random Binary Sequence)信号をＤＢＰＳＫ（Differential Binary Phase ShiftKeying）変調していることより受信側でも既知信号となる。したがって、ＳＰキャリアに関してはＳＰキャリアＦＦＴデータとリファレンスとなるデータとの関係より伝送路推定を行う。以下に第ｉシンボルの第ｍキャリア番号の推定伝送路Ｈ_imを求める伝送路推定演算式である式(1)を示す。

上記式(1)において、キャリア位置Ｃ_imは該当する第ｉシンボル第ｍキャリア番号における既知のキャリア位置、ＦＦＴ結果ｒ_imは第ｉシンボル第ｍキャリア番号におけるＦＦＴ結果を表す。

ＳＰキャリアは例えばＩＳＤＢ−Ｔ(Integrated Services Digital Broadcasting - Terrestrial)では１シンボルで１２キャリアに１回、同じキャリアでも４シンボルに１回の割合で存在する。このため、ＳＰのないキャリアに対してはＳＰキャリアによって伝送路推定した結果をシンボル方向及びキャリア方向にフィルタ内挿することにより、式(1)で求めた推定伝送路Ｈ_imに基づき全キャリアの伝送路推定ＨＥ_imを求める。

上述した伝送路推定結果とＦＦＴ結果より等化補正を行う。推定伝送路ＨＥ_imとした場合に補正演算式を以下の式(2)で示す。

上記式(2)において、等化補正結果Ｙ_imは第ｉシンボル第ｍキャリア番号における等価結果、推定伝送路ＨＥ_imは第ｉシンボル第ｍキャリア番号における伝送路推定結果を表す。

上記等化結果よりＦＥＣ部６によりデインタリーバ、誤り訂正などを行い、ＴＳデータを生成し、供給する。ＴＳ（データ）以降の受信手段の説明に関しては、本願発明の特徴との関連性は低いため説明を省略する。

上述した一般的なＯＦＤＭ受信装置では、ＧＩ長を超える遅延波がある場合にはそれぞれのＩＳＩ成分による受信劣化は免れない。そこで、ＧＩ長を超える遅延波がある場合においてもＩＳＩ成分による受信劣化を効果的に抑制したのが本願発明である。

＜実施の形態１＞
図１は本願発明の実施の形態１であるＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。同図に示すように、時間ドメイン処理部１はアンテナ部１０を介して得た受信信号に対してＡＤ変換や帯域処理を行い時間軸データ列を得る。

ＦＦＴ区間抽出手段２ａ及び２ｂはそれぞれ第１ＦＦＴ区間イネーブル信号ＥＮ１及び第２ＦＦＴ区間イネーブル信号ＥＮ２に基づき、時間軸データ列からＦＦＴ第１区間（第１のフーリエ変換区間）又は第２区間（第２のフーリエ変換区間）で決められたＦＦＴサンプル区間の時間軸データ列を抽出する。

Ｓ−Ｐ変換手段３ａ及び３ｂはＦＦＴ区間抽出手段２ａ及び２ｂで抽出された第１及び第２ＦＦＴ区間の時間軸シリアルデータ列に対してＦＦＴを行うべくＦＦＴサンプル数のパラレルデータ列に変換する。

窓関数生成手段８１ａ及び８１ｂは、Ｓ−Ｐ変換手段３ａ及び３ｂより得たＦＦＴサンプル数分の係数を持つ任意の窓関数ｆｉｌ１及び窓関数ｆｉｌ２を生成する。

窓関数演算手段８ａはＦＦＴ第１区間におけるＳ−Ｐ変換結果と窓関数生成結果ｆｉｌ１を各サンプルで乗算して第１の乗算結果（第１の窓関数演算済みデータ列）を得る。

窓関数演算手段８ｂはＦＦＴ第２区間におけるＳ−Ｐ変換結果と窓関数生成結果ｆｉｌ２を各サンプルで乗算して第２の乗算結果（第２の窓関数演算済みデータ列）を得る。

ＦＦＴ手段４ａ及び４ｂは第１及び第２の乗算算結果に対してＦＦＴ（フーリエ変換処理）を行い第１及び第２のＦＦＴ結果（フーリエ変換処理結果）を得る。

ＳＰ等化手段５ａ及び５ｂは第１及び第２のＦＦＴ結果に対してスキャッタードパイロットキャリアなどから伝送路推定を行い、キャリア等化を行い第１及び第２のＳＰ等化処理結果を得る。

ダイバーシチ合成手段９は第１及び第２のＳＰ等化処理結果よりダイバーシチ合成し、ダイバーシチ合成結果を得てＦＥＣ部６に出力する。

ＦＥＣ部６はダイバーシチ合成結果に対してＰ−Ｓ変換処理、デインタリーバ、誤り訂正などを行いＴＳデータを生成し出力する。

このように、ダイバーシチ合成手段９によって、各々がＩＳＩ成分が抑圧されたフーリエ変換処理後の第１及び第２のＳＰ等化処理結果に対してダイバーシチ合成を行うことにより、最終的に精度の良いＴＳデータを得ることができる効果を奏する。

制御手段７は遅延プロファイル情報ＤＰＩに基づきＦＦＴ第１区間及び第２区間を指示する第１ＦＦＴ区間イネーブル信号ＥＮ１及び第２ＦＦＴ区間イネーブル信号ＥＮ２を生成するとともに、窓関数ｆｉｌ１及びｆｉｌ２を生成する窓関数生成手段８１ａ及び８１−２を制御する。したがって、制御手段７は窓関数演算手段８ａ及び８ｂによる窓関数演算処理内容を制御することになる。

実施の形態１のＯＦＤＭ受信装置は、上述したＦＦＴ区間抽出手段２ａ，２ｂ、Ｓ−Ｐ変換手段３ａ，３ｂ、ＦＦＴ手段４ａ，４ｂ、窓関数演算手段８ａ，８ｂ、窓関数生成手段８１ａ，８１ｂ及び制御手段７によりフーリエ変換処理部を構成する。

また、ＳＰ等化手段５ａ，５ｂ、ダイバーシチ合成手段９及びＦＥＣ部６によりＴＳデータ生成部を構成する。

以下、実施の形態１のＯＦＤＭ受信装置の処理内容について詳述する。時間ドメイン処理部１により得られたデータをｒ（ｔ）とした場合、ＦＦＴ第１区間をｔ＝ｔ１を先頭にＮサンプルとする。

この場合、ＦＦＴ第１区間のＳ−Ｐ変換手段３ａで得られるデータ列は、Ｓ−Ｐ変換後のデータ列をｒ_S-P1（k）とすると以下の式(3)の通りとなる。

式(3)において、Ｔはサンプリング区間を意味する。

同様にＦＦＴ第２区間をｔ＝ｔ２を先頭にＮサンプルとする場合、ＦＦＴ第２区間のＳ−Ｐ変換後のデータ列をｒ_S-P2（ｋ）とすると以下の式(4)の通りとなる。

ＦＦＴ第１区間用の窓関数ｆｉｌ１（ｋ）とした場合の窓関数演算結果（乗算結果）ｒ_fil1out及びＦＦＴ第２区間用の窓関数ｆｉｌ２（ｋ）とした場合の窓関数演算結果（乗算結果）ｒ_fil2outは以下の式(5)の通りとなる。

次に窓関数生成手段８１ａ及び８１ｂで生成される窓関数ｆｉｌ１及び窓関数ｆｉｌ２ついて説明する。図２は時間差τで到来する２波の信号を受ける受信信号の状態を示す説明図である。

図２において、Ｓ１（ｔ）とは先行波を表し、Ｓ２（ｔ）は時間差τで到来する遅延波を示す。実際には２波が混在して到来する為、受信信号ｒ（ｔ）は以下の式(6)で示す通りとなる。なお、ここでは説明上、伝送路を切り分けて表現する。

式(6)において、Ｈ₁及びＨ₂はそれぞれ先行波Ｓ１及び遅延波Ｓ２が受信機で受信されるまでの伝送路を示す。なお、Ｎは信号と無相関な雑音成分である。

図３は受信信号と実施の形態１で示すＦＦＴ第１区間との関係を示す説明図である。同図において、ＦＦＴ第１区間を先行波Ｓ１の有効シンボル区間に合わせた場合を例に挙げて説明する。図３で示す例では、１ｂｉｔの信号である第１ＦＦＴ区間イネーブル信号ＥＮ１が“Ｈ”の時がＦＦＴを行う第１区間を意味する。なお、図３において、時間軸データサンプルにおいて、サンプリングタイミングを丸印で示し、ＦＦＴ第一段はＦＦＴ処理のデータ処理イメージを示している。

この場合、先行波（信号）Ｓ１（ｔ）をＦＦＴした結果は理想ＦＦＴ区間であるため、先行波Ｓ１（ｔ）に対してＦＦＴ結果のコンスタレーションはＦＦＴ区間と有効シンボル区間との時間差に依存する位相回転のないものが得られる。例えばＦＦＴ区間が先行波Ｓ１（ｔ）のＧＩ区間を含んだものであった場合は、送信信号からＦＦＴ区間と有効シンボル区間との時間差に依存する位相回転を起こすことは知られている。この時、含まれたＧＩ区間の時間軸データは有効シンボルで含まれなかった区間のデータと等価であるため、ＩＳＩは起こらない。

一方、遅延波Ｓ２（ｔ）の信号成分について考えた場合、このＦＦＴ区間では（ｎ−１）番目シンボルがＴ１サンプル分、含まれる。したがってこの区間でＦＦＴを行った際にはこのＴ１サンプルの（ｎ−１）番目シンボル信号がＦＦＴ演算時の干渉成分となり、ＦＦＴ結果に影響を与える。ただし残りの（Ｎ−Ｔ１）サンプルはこの干渉成分を含まないＦＦＴ演算成分に関しては時間Ｔ１に依存する位相回転を起こしているに過ぎない。以上より、遅延波Ｓ２（ｔ）に対しては、このＦＦＴ第１区間の時間軸データに対して主に０〜Ｔ１区間でゲイン抑圧する窓関数を用いることで、ＩＳＩを抑圧するＦＦＴ結果を生成することが可能である。

このように、窓関数演算手段８ａ及び８ｂによる窓関数演算処理は、ＦＦＴ第１区間及びＦＦＴ第２区間におけるＩＳＩ成分を抑圧したＩＳＩ抑圧演算処理を行うため、その結果、ＩＳＩを抑圧したＦＦＴ結果を生成することができる効果を奏する。

図４は実施の形態１におけるＦＦＴ第１及び第２区間と、窓関数ｆｉｌ１及びｆｉｌ２の関係例を示す説明図である。同図に示すように、お互いのＦＦＴ区間（ＦＦＴ第１区間ＦＦＴ１ｎ，ＦＦＴ第２区間ＦＦＴ２ｎ）でＩＳＩ成分となる区間の時間軸データが抑圧するような窓関数をかけることでそれぞれのＩＳＩ成分を抑圧したＦＦＴ結果を生成する。

図４において、(a) は先行波Ｓ１（ｔ）及び遅延波Ｓ２（ｔ）の時間変化を示し、(b) はＦＦＴ系１（ＦＦＴ区間抽出手段２ａ、Ｓ−Ｐ変換手段３ａ、窓関数演算手段８ａ、ＦＦＴ手段４ａ及びＳＰ等化手段５ａの処理系）の処理内容を示し、(c) はＦＦＴ系２（ＦＦＴ区間抽出手段２ｂ、Ｓ−Ｐ変換手段３ｂ、窓関数演算手段８ｂ、ＦＦＴ手段４ｂ及びＳＰ等化手段５ｂの処理系）の処理内容を示している。

上記のように、ＦＦＴ手段４ａ及び４ｂは各々ＩＳＩ成分を効果的に抑圧して第１及び第２のＦＦＴ結果を得る。図４の(b) に示すように、ＦＦＴ系１において、シンボルｎのＦＦＴ第１区間のＦＦＴ処理を行う際、遅延波Ｓ２（ｔ）によるＩＳＩ成分が存在する区間ＴＳ１において他の区間より値の小さい窓関数ｆｉｌ１を設定している。同様にして、図４の(c) に示すように、ＦＦＴ系２において、シンボルｎのＦＦＴ第２区間のＦＦＴ処理を行う際、先行波Ｓ１（ｔ）によるＩＳＩ成分が存在する区間ＴＳ２において他の区間より値の小さい窓関数ｆｉｌ２を設定している。

ＳＰ等化手段５ａ及び５ｂは第１及び第２のＦＦＴ結果に対しＳＰ等化を行い、第１及び第２のＳＰ等化を得る。

ダイバーシチ合成手段９は上述したように第１及び第２のＳＰ等化処理結果よりダイバーシチ合成を行い、合成結果をＦＥＣ部６に出力する。ＦＥＣ部６ダイバーシチ結果に対してデインタリーバ、誤り訂正などを行いＴＳデータを生成し出力する。

遅延プロファイル情報生成手段１５はＦＦＴ関連情報Ｓ３０を受け、ＦＦＴ関連情報Ｓ３０に基づき、ＦＦＴ第１区間及びＦＦＴ第２区間におけるＩＳＩ成分存在期間を指示する遅延プロファイル情報ＤＰＩを生成して制御手段７に出力する。

なお、ＦＦＴ関連情報Ｓ３０としては、例えば、ＦＦＴ手段４ａ及び４ｂによる第１及び第２のＦＦＴ結果、ＳＰ等化手段５ａ及びＳＰ等化手段５ｂによる第１及び第２のＳＰ等化処理結果等のフーリエ変換処理部における種々の処理結果が考えられる。これらの処理結果の少なくとも一つをＦＦＴ関連情報Ｓ３０として取り込み、逆ＦＦＴすることにより演算し、この演算結果に基づき遅延プロファイル情報ＤＰＩを生成することができる。また、第１及び第２のＦＦＴ結果（第１及び第２のＳＰ等化処理結果）のうち一方を使用しても構わない。またＳＰ等化手段５ａ及び５ｂ内でのＳＰシンボル内挿結果をＦＦＴ関連情報Ｓ３０として使っても構わない。

上述した遅延プロファイル情報生成手段１５より生成される遅延プロファイル情報ＤＰＩを制御手段７に供給することにより、制御手段７は精度の高い到来波到達時間情報を認識することが可能であり、また応答性能を向上することが可能である。なお、到来波到達時間とは、例えば、図２の場合、先行波Ｓ１（ｔ）と遅延波Ｓ２（ｔ）の時間差τを意味する。

このように、実施の形態１のＯＦＤＭ受信装置は、時間ドメイン処理部１を得られる１つの受信信号に対し、劣化要因となるＩＳＩ成分の抑圧を行ったＦＦＴ結果を使用したダイバーシチ合成が行えることにより、受信性能の向上が期待できる。またＤＵ比に差がある場合は第１及び第２のＦＦＴ結果のうち一方のＦＦＴ結果のＣＮ比が高く、ＤＵ比が逆転した場合もＦＦＴ区間を変動させることなく他方のＦＦＴ結果よりＣＮ比の高いＳＰ等化処理結果を得ることで安定した受信性能を確保することが期待できる。

また、上述したように、遅延プロファイル情報ＤＰＩを例えば（第１及び第２の）ＦＦＴ結果の（第１及び第２の）ＳＰ等化処理結果を使って逆ＦＦＴすることにより演算し、この演算結果を制御手段７に供給することでより精度の高い到来波到達時間情報を得ることが可能であり、また応答性能を向上することが可能である。この際、第１及び第２のＦＦＴ結果のうち一方を使用しても構わない。またＳＰ等化手段でのＳＰシンボル内挿結果を使っても構わない。

このように、制御手段７は、遅延プロファイル情報生成手段１５により得られる遅延プロファイル情報ＤＰＩに基づくことにより、正確な第１及び第２のＦＦＴ区間を指示する第１及び第２のＦＥＴ区間イネーブル信号ＥＮ１及びＥＮ２の出力と、窓関数生成手段８１ａ，８１ｂによる窓関数ｆｉｌ１，窓関数ｆｉｌ２の精度良い制御とを行うことができる。

その結果、ＦＦＴ手段４ａ及びＦＦＴ手段４ｂはそれぞれＩＳＩ成分を抑圧した第１及び第２のＦＦＴ結果を得ることができるため、ＧＩ長を超える遅延波が混在する場合にも受信劣化が生じないＯＦＤＭ受信装置を得ることができる効果を奏する。

なお、ＦＦＴ第１区間及びＦＦＴ第２区間の決め方は任意であり、例えば時間軸でのＧＩ相関を使って推定し、与えても構わないし、任意の種類の時間差で行った受信結果を元に最適値を推定しても構わない。

また、ＧＩ長を超える遅延波が存在しない場合でも例えばＦＦＴ第１区間を最先行波のＧＩ先頭付近、第２区間を最遅延波の有効シンボル先頭付近などとしても構わない。

窓関数生成手段９１ａ及び８１ｂをメモリに構成し、ＦＦＴサンプルに対応してデータを供給する構成にしても構わない。この場合メモリのリードアドレス順を逆転したものをｆｉｌ２として使用するとして窓関数用メモリを共有しても構わない。

窓関数ｆｉｌ１に関してはＦＦＴ第１区間に含むとされるＩＳＩ成分を、窓関数ｆｉｌ２に関してはＦＦＴ第２区間に含むとされるＩＳＩ成分を抑圧する係数を与えることが望ましい。具体的な特性については任意である。

ダイバーシチ合成手段９によるダイバーシチ合成方法に関して選択合成でも従来より受信性能は向上するが、等利得合成及び最大比合成、ＳＩＲ(Signal to Interference power Ratio)合成などの処理を行うことも考えられる。

図５は本願発明の実施の形態１であるＯＦＤＭ受信装置の他の構成を示すブロック図である。図５示す他の構成は、ダイバーシチ合成手段９をＳＰ等化手段５ａ及び５ｂの前段に配置し、ダイバーシチ結果を後段のＳＰ等化手段によってＳＰ等化する構成である。

以下、図１で示した構成と異なる点を中心に説明する。ダイバーシチ合成手段９は第１及び第２のＦＦＴ結果をダイバーシチ合成して、ダイバーシチ合成結果を得る。ダイバーシチ合成手段９は位相調整手段９１ａ，９１ｂ及び合成手段９２より構成される。

位相調整手段９１ａ及び９２ｂは第１及び第２のＦＦＴ結果に対し第１及び第２のＦＦＴ区間イネーブル信号ＥＮ１及びＥＮ２に基づく位相調整を行い第１及び第２の位相調整後ＦＦＴ結果を得る。その結果、第１及び第２の位相調整後ＦＦＴ結果の位相は一致する。

なお、位相回転量は第１及び第２のＦＦＴ結果に対し、第１及び第２のＦＦＴ区間とそれぞれの該当する所望波有効シンボル区間とのずれ量に依存するため、第１及び第２のＦＦＴ区間イネーブル信号ＥＮ１及びＥＮ２に基づくことにより位相調整手段９１ａ，９１ｂによる位相調整が行える。

合成手段９２は第１及び第２の位相調整後ＦＦＴ結果を合成してダイバーシチ合成結果をＳＰ等化手段５に出力する。

ＳＰ等化手段５はダイバーシチ合成結果に対してスキャッタードパイロットキャリアなどから伝送路推定を行い、キャリア等化を行いＳＰ等化処理結果を得る。

ＦＥＣ部６はＳＰ等化処理結果結果に対してＰ−Ｓ変換処理、デインタリーバ、誤り訂正などを行いＴＳデータを生成し出力する。なお、他の構成及び動作は図１で示した構成と同様であるため、説明は省略する。

図５で示した他の構成は図１で示した構成に比べ、単一のＳＰ等化手段５で構成することができ、複数のＳＰ等化手段５ａ，５ｂを有する必要がなくなる分、回路規模削減が期待できる。

また、ＳＰ等化処理に先がけてダイバーシチ合成手段９内の位相調整手段９１ａ，９１ｂによる位相調整が行われるため、ＳＰ等化処理のための位相路推定精度向上に伴うＳＰ等化処理内容の向上が期待できる。

このように、図５で示した実施の形態１のＯＦＤＭ受信装置の他の構成は、ダイバーシチ合成手段９よって、各々がＩＳＩ成分が抑圧された第１及び第２のＦＦＴ結果に対してダイバーシチ合成を行うことにより、最終的に精度の良いＴＳデータを得ることができる効果を奏する。また、単一構成のＳＰ等化手段５で実現できる分、回路構成の簡略化を図ることができる効果を奏する。なお、位相調整手段９１ａ，９１ｂの回路規模はＳＰ等化手段５に比べて十分小さいため、位相調整手段９１ａ，９１ｂを設けることによる回路構成の複雑化はほとんどない。

さらに、位相調整手段９１ａ，９１ｂによって互いの位相が一致した第１及び第２の位相調整後ＦＦＴ結果を得ることにより、精度の良いダイバーシチ合成結果を得ることができる。

なお、図１で示したＯＦＤＭ受信装置では、ダイバーシチ合成手段９の前段にＳＰ等化手段５ａ，５ｂが設けられている。したがって、ＳＰ等化手段５ａ，５ｂにより位相調整がされた第１及び第２のＳＰ等化処理結果が得られるため、ＳＰ等化手段５ａ，５ｂの後段のダイバーシチ合成手段９は位相調整手段９１ａ，９１ｂに相当する手段を内部に設けないのが一般的である。

次に、ＦＦＴ区間と有効シンボル区間との時間差に依存する位相回転量の補正方法について説明する。ＦＦＴ窓位置の時間差をとした場合の、同じベースバンド信号の各フーリエ変換の関係を表す式は以下の式(7)の通りとなり、フーリエ変換結果と時間差τの関係は位相回転したものと等しくなることは一般的に知られている。

ここでｒはベースバンド時間ドメイン信号、ｔは任意の時刻を意味する。

また、ＦＦＴ窓位置の時間差をＴ_OFSTとした場合の位相回転成分は以下の式(8)のように表せる。

式(8)において、ｆ０はＯＦＤＭの搬送波間隔、ｍはキャリア番号、ＴはＯＦＤＭ有効シンボル長、ＮはＤＦＴサンプル数、ｎはＦＦＴ窓区間と該当する所望波の有効シンボル区間とのサンプルずれ量を意味する。

式(8)より同じベースバンド信号のＦＦＴの窓位置による位相回転量は窓位置のサンプルずれ量ｎとＦＦＴサンプル数Ｎとキャリア番号ｍにより一意に決まることが明白である。

＜実施の形態２＞
実施の形態１ではＦＦＴ第１及び第２区間を元にＦＦＴ区間抽出していたが、本実施の形態はＦＦＴ第１及び第２区間の時間差分の時間軸データを遅延させる形態で行うＯＦＤＭ受信装置である。

図６は本願発明の実施の形態２であるＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。同図に示すように、実施の形態２のＯＦＤＭ受信装置は、時間ドメイン処理部１、ＦＦＴ区間抽出手段２、Ｓ−Ｐ変換手段３ａ及び３ｂ、ＦＦＴ手段４ａ及び４ｂ、ＳＰ等化手段５ａ及び５ｂ、ダイバーシチ合成手段９、ＦＥＣ部６、制御手段７、データ列多重手段１１ａ及び１１ｂ、乗算手段１３、データ列分割手段１２、遅延プロファイル情報生成手段１５、窓関数生成手段８２ａ及び８２ｂ並びに遅延調整手段８３から構成される。

以下、実施の形態１のＯＦＤＭ受信装置と違いのある構成及び動作を中心に実施の形態２のＯＦＤＭ受信装置について説明する。

実施の形態１では互いのＦＦＴ区間を生成し、それぞれで抽出及び窓関数演算を行ってきたが、本実施の形態では時間軸データ列そのものと、上記時間軸データをＦＦＴ第１区間とＦＦＴ第２区間との時間差であるＦＦＴ時間差ΔＦＦＴ分、時間遅らせた遅延時間軸データとをデータ列多重手段１１ａによってデータサンプリング間隔の倍で多重化して多重化時間軸シリアルデータ列を得る。以下、この点について詳述する。

遅延調整手段８３は制御手段７よりＦＦＴ時間差情報ＳＦＦＴを受け、時間ドメイン処理部１より得られる時間軸データ列に対し、ＦＦＴ時間差情報ＳＦＦＴによって指示されたＦＦＴ時間差ΔＦＦＴ分遅延させたデータ列を、遅延時間軸データ列としてデータ列多重手段１１ａに出力する。

その結果、時間軸データ列に対しＦＦＴ第２区間を設定し、遅延時間軸データ列に対しＦＦＴ第１区間を設定すると、両区間が時間的に一致する。すなわち、図４の例であげれば、図４の(b) に示すＦＦＴ第１区間ＦＦＴ１ｎと図４の(c) に示すＦＦＴ第２区間ＦＦＴ２ｎとが時間的に一致する。

データ列多重手段１１ａは時間ドメイン処理部１より直接受けた時間軸データ列と、遅延調整手段８３より受けた遅延時間軸データ列とをデータサンプリング間隔の倍で多重化して多重化時間軸シリアルデータ列を得る。

同様に窓関数生成手段８２ａ及び８２から出力される窓関数ｆｉｌ１（ｋ）及びｆｉｌ２（ｋ）のデータ列をデータ列多重手段１１ｂでデータサンプリング間隔の倍で多重化し多重化窓関数を得る。ここで「ｋ」は０から（Ｎ−１）までの値であり、「Ｎ」はＦＦＴサンプル数である。また時間軸データのｋ＝０から（Ｎ−１）の位置と同時刻に出力できるようにタイミングを制御する。

そして、乗算手段１３において、多重化時間軸シリアルデータ列と多重化窓関数との乗算処理を行って多重乗算結果を得る。多重乗算結果は、ＦＦＴ第１区間及びＦＦＴ第２区間でそれぞれの窓関数演算結果が含まれる。

ＦＦＴ区間抽出手段２は制御手段７より得られる多重ＦＦＴ区間イネーブル信号ＥＮ３に従い、多重ＦＦＴ区間（ＦＦＴ第１及び第２区間）における多重乗算結果（窓関数演算結果）を後段のデータ列分割手段１２に出力する。

データ列分割手段１２は、多重ＦＦＴ区間における多重乗算結果をデータサンプリング間隔に基づき、ＦＦＴ第１区間用の第１の乗算結果とＦＦＴ第２区間用の第２の乗算結果に分割する。そして、データ列分割手段１２は第１の乗算結果をＳ−Ｐ変換手段３ａに出力し、第２の乗算結果をＳ−Ｐ変換手段３ｂに出力する。

Ｓ−Ｐ変換手段３ａ及び３ｂは、データ列分割手段１２で分割された第１及び第２の乗算結果の時間軸シリアルデータ列に対してＦＦＴを行うべくＦＦＴサンプル数のパラレルデータ列に変換する。

なお、ＦＦＴ手段４ａ及び４ｂ、ＳＰ等化手段５ａ及び５ｂの処理については実施の形態１と同様であるため、説明を省略する。

このように、実施の形態２のＯＦＤＭ受信装置では、ＦＦＴ第１区間及び第２区間とが多重化されたデータ列で乗算処理（窓関数演算処理）を行うことにより、演算回路の回路削減が期待できる。

また、遅延調整手段１３は例えば時間軸データ列よりＧＩの相関関係を使用するクロック再生又はキャリア周波数再生などを行う手段がある場合はその為に使用する１シンボル遅延手段結果のメモリ又は遅延内容を共用することで遅延調整手段としてメモリ又はＤＦＦなどの遅延手段を持つ必要がなくなるため、回路規模削減が期待できる。

遅延プロファイル情報生成手段１５はＦＦＴ関連情報Ｓ３０に基づいて遅延プロファイル情報ＤＰＩを制御手段７に出力する。ＦＦＴ関連情報Ｓ３０として、例えば第１及び第２のＳＰ等化処理結果等が考えられ、第１及び第２のＳＰ等化処理結果を使って逆ＦＦＴすることで求めることから求め、制御手段７に遅延プロファイル情報ＤＰＩを供給する。その結果、制御手段７によるリアルタイム制御に伴う応答性能を向上することが可能である。この際、遅延プロファイル情報生成手段１５はＦＦＴ関連情報Ｓ３０として第１及び第２のＦＦＴ結果を使用しても構わない。ＦＦＴ関連情報Ｓ３０としてＳＰ等化手段５ａ，５ｂ内でのＳＰシンボル内挿結果を使っても構わない。

このように実施の形態２のＯＦＤＭ受信装置は、時間軸データ列と遅延時間軸データ列とを多重化して得られた多重化データ列と多重化窓関数列とを乗算手段１３で乗算することにより、窓関数演算結果データ列である多重乗算結果を得ている。この窓関数演算結果データ列は第１及び第２のＦＦＴ区間におけるＯＦＤＭ信号に窓関数ｆｉｌ１及び窓関数ｆｉｌ２をそれぞれ乗算したデータ列となる。

その結果、実施の形態２のＯＦＤＭ受信装置は、１度の乗算処理によって第１及び第２のＦＦＴ区間における窓関数演算処理を済ますことができ、回路規模を抑えながら受信性能向上が期待できるという効果を奏する。

図７は本願発明の実施の形態２であるＯＦＤＭ受信装置の他の構成を示すブロック図である。図７で示す他の構成は、ダイバーシチ合成手段９をＳＰ等化手段５ａ及び５ｂの前段に配置し、ダイバーシチ結果を後段のＳＰ等化手段によってＳＰ等化する構成である。

以下、図６で示した構成と異なる点を中心に説明する。ダイバーシチ合成手段９は第１及び第２のＦＦＴ結果をダイバーシチ合成して、ダイバーシチ合成結果を得る。ダイバーシチ合成手段９は位相調整手段９１ａ，９１ｂ及び合成手段９２より構成される。

位相調整手段９１ａ及び９１ｂは第１及び第２のＦＦＴ結果に対し第１及び第２のＦＦＴ区間イネーブル信号ＥＮ１及びＥＮ２に基づく位相調整を行い第１及び第２の位相調整後ＦＦＴ結果を得る。その結果、第１及び第２の位相調整後ＦＦＴ結果の位相は一致する。

ＦＥＣ部６はＳＰ等化処理結果結果に対してＰ−Ｓ変換処理、デインタリーバ、誤り訂正などを行いＴＳデータを生成し出力する。なお、他の構成及び動作は図６で示した構成と同様であるため、説明は省略する。

図７で示した他の構成は図６で示した構成に比べ、単一のＳＰ等化手段５で構成することができ、複数のＳＰ等化手段５ａ，５ｂを有する必要がなくなる分、回路規模削減が期待できる。

＜その他＞
実施の形態１及び実施の形態２では、第１及び第２のＦＦＴ区間により第１及び第２のＦＦＴ結果を得る構成を説明したが、この考え方を延長して複数のＦＦＴ区間により複数のＦＦＴ結果を得る構成も実現可能である。

本願発明の実施の形態１であるＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。所定の時間差で到来する２波の信号を受ける受信信号の状態を示す説明図である。受信信号と実施の形態１で示すＦＦＴ第１区間との関係を示す説明図である。実施の形態１におけるＦＦＴ第１及び第２区間と、窓関数ｆｉｌ１及びｆｉｌ２の関係例を示す説明図である。本願発明の実施の形態１であるＯＦＤＭ受信装置の他の構成を示すブロック図である。本願発明の実施の形態２であるＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。本願発明の実施の形態２であるＯＦＤＭ受信装置の他の構成を示すブロック図である。一般的なＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１時間ドメイン処理部、２ａ，２ｂＦＦＴ区間抽出手段、３ａ，３ｂＳ−Ｐ変換手段、４ａ，４ｂＦＦＴ手段、５ａ，５ｂＳＰ等化手段、６ＦＥＣ部、７制御手段、８ａ，８ｂ窓関数演算手段、９ダイバーシチ合成手段、１１ａ，１１ｂデータ列多重手段、１２データ列分割手段、１３乗算手段、８１ａ，８１ｂ，８２ａ，８２ｂ窓関数生成手段、８３遅延調整手段、９１ａ，９１ｂ位相調整手段、９２合成手段。

Claims

ガードインターバルを持つＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ受信装置であって、
前記ＯＦＤＭ信号に対して複数のフーリエ変換区間を設定し、当該複数のフーリエ変換区間それぞれにおいて複数のフーリエ変換処理を行い複数のフーリエ変換処理結果を得るフーリエ変換処理部と、
前記複数のフーリエ変換処理結果に対し、パイロットキャリアを使った伝送路推定による等化処理であるＳＰ等化処理及びダイバーシチ合成処理を行い、ＴＳデータを得るＴＳデータ生成部とを備え、
前記フーリエ変換処理部は、複数のフーリエ変換処理結果それぞれにおいてシンボル間干渉（ＩＳＩ）成分を抑圧するＩＳＩ抑圧演算処理を行い、
前記フーリエ変換処理部は、
前記複数のフーリエ変換区間において設定された複数の窓関数を、前記複数のフーリエ変換区間における前記ＯＦＤＭ信号に対してそれぞれ乗算して複数の窓関数演算済み信号を得る窓関数演算処理を行う窓関数演算手段を含み、前記窓関数演算処理は、対応の前記複数のフーリエ変換区間それぞれにおける前記ＯＦＤＭ信号のＩＳＩ成分存在期間中は影響が小さくなる抑圧処理を含み、
前記ＯＦＤＭ受信装置は、
前記フーリエ変換部を制御し、前記複数のフーリエ変換区間を指示するともに、前記窓関数演算処理内容を制御する制御手段をさらに備え、
前記ＩＳＩ抑圧演算処理は前記窓関数演算処理を含む、
ＯＦＤＭ受信装置。
請求項１記載のＯＦＤＭ受信装置であって、
前記フーリエ変換処理部の処理内容をフーリエ変換関連情報として受け、該フーリエ変換関連情報に基づき、複数のフーリエ変換区間におけるＩＳＩ成分抑圧区間を規定した遅延プロファイル情報を出力する遅延プロファイル情報生成手段をさらに備え、
前記制御手段は、前記遅延プロファイル情報に基づき、前記複数のフーリエ変換区間を指示するフーリエ変換区間制御信号を前記フーリエ変換部に出力するとともに、前記窓関数演算処理内容を制御する、
ＯＦＤＭ受信装置。
ガードインターバルを持つＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ受信装置であって、
前記ＯＦＤＭ信号に対して複数のフーリエ変換区間を設定し、当該複数のフーリエ変換区間それぞれにおいて複数のフーリエ変換処理を行い複数のフーリエ変換処理結果を得るフーリエ変換処理部と、
前記複数のフーリエ変換処理結果に対し、パイロットキャリアを使った伝送路推定による等化処理であるＳＰ等化処理及びダイバーシチ合成処理を行い、ＴＳデータを得るＴＳデータ生成部とを備え、
前記フーリエ変換処理部は、複数のフーリエ変換処理結果それぞれにおいてシンボル間干渉（ＩＳＩ）成分を抑圧するＩＳＩ抑圧演算処理を行い、
前記フーリエ変換処理部は、
前記ＯＦＤＭ信号による時間軸データ列を受け、該時間軸データ列を前記複数のフーリエ変換区間における時間差分遅延させて少なくとも一つの遅延時間軸データ列を生成する遅延調整手段と、
前記時間軸データ列と前記少なくとも一つの遅延時間軸データ列とを多重化して多重化データ列を得るデータ列多重手段とを備え、前記多重化データ列における前記時間軸データ列及び前記少なくとも一つの遅延時間軸データ列は複数のフーリエ変換区間として同一時間帯の共通フーリエ変換区間が設定可能であり、
前記複数のフーリエ変換区間において設定された複数の窓関数を供給する窓関数生成手段と、
前記複数の窓関数を多重化した多重化窓関数列を得る窓関数多重化手段と、を含み、
前記多重化データ列と前記多重化窓関数列とを乗算して窓関数演算結果データ列を得る窓関数演算処理を行う乗算手段と、
前記窓関数乗算結果データ列から前記共通フーリエ変換区間を抽出するフーリエ変換区間抽出手段と、
前記フーリエ変換区間により抽出された前記窓関数乗算結果データ列を複数のフーリエ変換用データ列に分割するデータ列分割手段と、
前記複数のフーリエ変換用データ列に対してフーリエ変換処理を行う複数のフーリエ変換処理結果を得る複数のフーリエ変換手段とを含み、
前記ＯＦＤＭ受信装置は、
前記遅延調整手段、前記窓関数生成手段及びフーリエ変換区間抽出手段を制御して、前記複数のフーリエ変換区間における時間差情報、前記共通フーリエ変換区間を指示する制御手段とを含み、
前記制御手段の制御下で行われる前記乗算手段による前記窓関数演算処理で得られた前記窓関数演算結果データ列は前記複数のフーリエ変換区間における前記ＯＦＤＭ信号に前記複数の窓関数を乗算したデータ列を含み、前記窓関数演算処理は、対応の前記複数のフーリエ変換区間それぞれにおける前記ＯＦＤＭ信号のＩＳＩ成分存在期間中は影響が小さくなる抑圧処理を含み、
前記ＩＳＩ抑圧演算処理は前記窓関数演算処理を含む、
ＯＦＤＭ受信装置。
請求項１ないし請求項３のうち、いずれか１項に記載のＯＦＤＭ受信装置であって、
ＴＳデータ生成部は、
複数のフーリエ変換処理結果に対して前記ＳＰ等化処理を行い複数のＳＰ等化処理結果を得る複数のＳＰ等化手段と、
前記複数のＳＰ等化処理結果に対して前記ダイバーシチ合成処理を行いダイバーシチ合成結果を得るダイバーシチ合成手段と、
前記ダイバーシチ合成結果に対して誤り訂正を行い前記ＴＳデータを得る誤り訂正部とを含む、
ＯＦＤＭ受信装置。
請求項１ないし請求項３のうち、いずれか１項に記載のＯＦＤＭ受信装置であって、
ＴＳデータ生成部は、
前記複数のフーリエ変換処理結果に対して前記ダイバーシチ合成処理を行いダイバーシチ合成結果を得るダイバーシチ合成手段と、
前記ダイバーシチ合成結果に対して前記ＳＰ等化処理を行いＳＰ等化処理結果を得るＳＰ等化手段と、
前記ＳＰ等化処理結果に対して誤り訂正を行い前記ＴＳデータを得る誤り訂正部とを含む、
ＯＦＤＭ受信装置。
請求項５記載のＯＦＤＭ受信装置であって、
前記ダイバーシチ合成手段は、
前記複数のフーリエ変換処理結果に対して前記複数のフーリエ変換区間における位相調整を行い複数の位相調整後フーリエ変換処理結果を得る位相調整手段と、
前記複数の位相調整後フーリエ変換処理結果を合成して前記ダイバーシチ合成結果を得る合成手段とを含む、
ＯＦＤＭ受信装置。