JP4420158B2

JP4420158B2 - Motor speed control device

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Publication number: JP4420158B2
Application number: JP2000225522A
Authority: JP
Inventors: 英俊池田; 健児宇都宮; 博司荒木; 哲哉西尾
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2000-07-26
Filing date: 2000-07-26
Publication date: 2010-02-24
Anticipated expiration: 2020-07-26
Also published as: JP2002044976A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明はエレベータや産業用機械などに用いる電動機の速度制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図５は例えば「サーボモータの適応制御」、計測と制御、Vol.32，No.12，pp.1010〜pp.1013に記載の従来のこの種の電動機の速度制御装置の構成を示す図である。前記の文献においては位置制御装置で記載しているが、内部に速度制御装置を含んでいるため、図５には速度制御の部分のみ抽出して記載している。図において１は電動機のトルク制御器と電動機および負荷の機械系と速度検出器(共に図示せず)を含む制御対象、２はモデル演算部、２４は比例制御器、２５は積分制御器である。
【０００３】
次に動作を説明する。まず、制御対象１はトルク指令ｑｒを入力し、制御対象１は内部においてトルク制御器によってトルク指令ｑｒに一致するように電動機のトルクを制御することにより電動機および負荷となる機械系を駆動し、また速度検出器により電動機の速度である実速度ｖｍを検出するものである。またトルク指令ｑｒから実速度ｖｍまでの伝達特性をＧ(ｓ)と記述する。
【０００４】
次にモデル演算部２の動作について説明する。モデル演算部２は外部から速度指令ｖｒを入力する。また制御対象１のモデルを予め想定しておき、モデルの速度であるモデル速度ｖａとモデルのトルクであるモデルトルクｑａを、モデル速度ｖａが速度指令ｖｒに追従するように演算する。
【０００５】
例えばモデル演算部２において想定する制御対象１のモデルをイナーシャがＪａの剛体機械と想定すると、モデルトルクｑａはモデル速度ｖａの微分、すなわちモデルの加速度にモデルイナーシャＪａを乗じることにより演算されるため、モデル演算部２では例えば次の式(１)および式(２)によりモデル速度ｖａおよびモデルトルクｑａを演算する。ただし以降ではｓはラプラス演算子を表す。
【０００６】
ｖａ＝Ｆ(ｓ)・ｖｒ・・・・(１)
ｑａ＝Ｊａ・ｓ・Ｆ(ｓ)・ｖｒ・・・・(２)
【０００７】
ただし上式においてＦ(ｓ)は速度指令ｖｒに対してモデル速度ｖａを追従させる所望の伝達特性であり、例えばローパス特性の伝達特性として設定するものである。
【０００８】
次に、トルク指令ｑｒの演算方法について説明する。比例制御器２４はモデル速度ｖａと実速度ｖｍの偏差に予め設定した比例ゲインＫｐを乗じた信号を出力し、また積分制御器２５はモデル速度ｖａと実速度ｖｍの偏差に予め設定した積分ゲインＫｉを乗じて積分した信号を出力し、比例制御器２４の出力と積分制御器２５の出力の和を誤差補償トルクｑｃとする。すなわちＰＩ(比例積分)演算を行う。更にモデル演算部２で演算したモデルトルクｑａと誤差補償トルクｑｃの和をトルク指令ｑｒとして出力し、トルク指令ｑｒを制御対象１に入力することにより制御対象１の機械系を駆動する。
【０００９】
この従来技術は上記のように構成することにより、制御対象１の伝達特性Ｇ(ｓ)がモデル演算部２で想定したモデルの特性と一致した場合、すなわち制御対象１の特性がイナーシャがＪａの剛体と一致する場合には、速度指令ｖｒの入力に対してトルク指令ｑｒはモデルトルクｑａと一致し、また実速度ｖｍはモデル速度ｖａに完全に一致するように制御される。
【００１０】
また、実際には制御対象１の伝達特性Ｇ(ｓ)はモデル演算部２の特性とは誤差を生じ、また制御対象１には外乱トルクが加わるため、実速度ｖｍはモデル速度ｖａと完全には一致せず、その誤差が比例制御器２４および積分制御器２５を介してフィードバックされ、誤差補償トルクｑｃとしてモデルトルクｑａに加算されてトルク指令ｑｒとなり、実速度ｖｍのモデル速度ｖｒに対する誤差が小さくなるように制御を行う。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように従来のこの種の装置では、ＰＩ演算により外乱に対して誤差の補償をする制御を行うが、制御対象が機械共振を持つような場合、特に電動機に対して負荷機械のイナーシャが大きい場合には、電動機が大きく振動を起こすため、比例ゲインＫｐや積分ゲインＫｉを十分に大きくすることができないという問題が生じ、その結果、外乱に対して電動機の実速度ｖｍを精度良く制御することができないという問題が有った。
【００１２】
この発明は上記の課題を解決するためになされたものであり、特に、機械系の剛性が低くかつ電動機に比べて大きなイナーシャの機械負荷を駆動するような場合にも、簡単な調整で安定に外乱に対する制御精度を向上させるような制御を実現する電動機速度制御装置を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記の目的に鑑み、この発明は、電動機の回転速度である実速度を和の要素に含む信号を入力して低周波数成分をろ過した信号を出力する第１のローパスフィルタと、少なくとも前記第１のローパスフィルタの出力を比例倍した信号と電動機速度制御のための速度指令に基づく信号との和または差に基づき低域トルク指令を演算する第１の制御演算部と、前記低域トルク指令と実速度を入力し、少なくとも前記実速度の比例倍に基づく信号と前記低域トルク指令との和または差に基づき前記トルク指令を演算する第２の制御演算部を備えることを特徴とする電動機速度制御装置にある。
【００１４】
また、前記第２の制御演算部は、前記実速度を和の要素に含む信号の低周波数成分をろ過した信号を出力する第２のローパスフィルタを備え、少なくとも前記低域トルク指令と前記第２のローパスフィルタの出力を比例倍した信号との和または差に基づき前記トルク指令を演算することを特徴とする請求項１に記載の電動機速度制御装置にある。
【００１５】
また、前記速度指令を入力し、想定した制御対象のモデルの速度であるモデル速度と前記モデルのトルクであるモデルトルクを前記モデル速度が前記速度指令に追従するように演算して出力するモデル演算部をさらに備え、前記第１のローパスフィルタが、前記モデル速度と前記実速度の差信号を入力して低周波数成分をろ波した信号を出力し、前記第１の制御演算部が、前記第１のローパスフィルタの出力を比例倍した信号とモデルトルクの和に基づき低域トルク指令を演算し、前記第２の制御演算部が、前記低域トルク指令と前記モデル速度と前記実速度を入力し、前記モデル速度と前記実速度の差信号の比例倍に基づく信号と前記低域トルク指令との和により前記トルク指令を演算する、ことを特徴とする請求項１に記載の電動機速度制御装置にある。
【００１６】
また、前記第２の制御演算部は、前記モデル速度と前記実速度の差信号の低周波数成分をろ過した信号を出力する第２のローパスフィルタを含み、少なくとも前記低域トルク指令と前記第２のローパスフィルタの出力を比例倍した信号との和に基づき前記トルク指令を演算することを特徴とする請求項３に記載の電動機速度制御装置にある。
【００１７】
また、前記第２の制御演算部は前記第１の制御演算部よりも高速のサンプル周期で演算を行うことを特徴とする請求項１ないし４のいずれかに記載の電動機速度制御装置にある。
【００１８】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による電動機速度制御装置の構成を示す図である。図において１は電動機のトルク制御器と電動機および負荷の機械系と速度検出器(共に図示せず)を含む制御対象である。２はモデル演算部である。３は第１のローパスフィルタ、４は第１の比例制御器、５は積分制御器、６は第２のローパスフィルタ、７は第２の比例制御器である。８は低速演算部、９は高速演算部である。なお、第１の比例制御器４および積分制御器５が第１の制御演算部を構成し、第２のローパスフィルタ６および第２の比例制御器７が第２の制御演算部を構成する。
【００１９】
次に動作を説明する。まず、制御対象１はトルク指令ｑｒを入力し、制御対象１は内部においてトルク制御器によってトルク指令ｑｒに一致するように電動機のトルクを制御することにより電動機および負荷となる機械系を駆動し、また速度検出器により電動機の速度である実速度ｖｍを検出するものである。またトルク指令ｑｒから実速度ｖｍまでの伝達特性をＧ(ｓ)と記述する。
【００２０】
次に低速演算部８の動作について説明する。低速演算部８は外部から入力した速度指令ｖｒと制御対象１で検出した実速度ｖｍを入力する。また低速演算部８はモデル演算部２、第１のローパスフィルタ３、第１の比例制御器４および積分制御器５から構成され、以下で説明する動作を行う。
【００２１】
次に低速演算部８におけるモデル演算部２の動作について説明する。モデル演算部２は外部から速度指令ｖｒを入力する。また制御対象１のモデルを予め想定しておき、モデルの速度であるモデル速度ｖａとモデルのトルクであるモデルトルクｑａを、モデル速度ｖａが速度指令ｖｒに追従するように演算する。例えばモデル演算部２において想定する制御対象１のモデルをイナーシャがＪａの剛体機械だとすると、モデルトルクｑａはモデル速度ｖａの微分、すなわちモデルの加速度にモデルイナーシャＪａを乗じるとモデルトルクｑａとなるため、モデル演算部２では例えば次の式(１)および式(２)によりモデル速度ｖａおよびモデルトルクｑａを演算する。ただし以降ではｓはラプラス演算子を表す。
【００２２】
ｖａ＝Ｆ(ｓ)・ｖｒ・・・・(１)
ｑａ＝Ｊａ・ｓ・Ｆ(ｓ)・ｖｒ・・・・(２)
【００２３】
ただし上式においてＦ(ｓ)は速度指令ｖｒに対してモデル速度ｖａを追従させる所望の伝達特性であり、例えばローパス特性の伝達特性として設定するものである。
【００２４】
次に、第１のローパスフィルタ３はモデル速度ｖａと実速度ｖｍの差信号を入力し、予め設定したローパス特性(低周波数成分を抽出する)の伝達関数演算を行った信号を出力する。ここで、第１のローパスフィルタ３の遮断周波数をωｆ１と記述する。
【００２５】
次に第１の比例制御器４は第１のローパスフィルタ３の出力を入力し、予め設定した第１の比例ゲインＫｐ１を乗じた信号を出力し、積分制御器５は第１のローパスフィルタ３の出力を入力して予め設定した積分ゲインＫｉを乗じて積分した信号を出力し、低速演算部８は前記の第１の比例制御器４の出力と積分制御器５の出力の和信号を第１の誤差補償トルクｑｃ１として演算する。すなわちＰＩ(比例積分)演算により第１の誤差補償トルクｑｃ１の演算を行う。また低速演算部８はモデル演算部２で演算したモデルトルクｑａおよびモデル速度ｖａと第１の誤差補償トルクｑｃ１の和信号を低域トルク指令ｑｒｌとして出力する。
【００２６】
次に高速演算部９の動作について説明する。高速演算部９は低域トルク指令ｑｒｌとモデル速度ｖａと制御対象１で検出した実速度ｖｍを入力する。また高速演算部９の内部において、第２のローパスフィルタ６はモデル速度ｖａと実速度ｖｍの差信号を入力し、予め設定した遮断周波数ωｆ２のローパス特性の伝達関数演算を行った信号を出力する。ここで、第２のローパスフィルタの遮断周波数ωｆ２は第１のローパスフィルタの遮断周波数ωｆ１よりも大きく(高く)設定するものとする。
【００２７】
次に第２の比例制御器７は第２のローパスフィルタ６の出力に予め設定した第２の比例ゲインＫｐ２を乗じた信号を第２の誤差補償トルクｑｃ２として出力し、高速演算部９は低域トルク指令ｑｒｌと第２の誤差補償トルクｑｃ２の和信号をトルク指令ｑｒとして出力し、トルク指令ｑｒを制御対象１に入力することにより制御対象１の機械系を駆動する。
【００２８】
ここで、高速演算部９は低速演算部８に比べて高速のサンプル周期で演算を行う。すなわち、実速度ｖｍおよびトルク指令ｑｒの値の更新周期は、モデル演算部２の出力であるモデル速度ｖａ、モデルトルクｑａの更新周期より高速の周期で更新されるように演算を行う。
【００２９】
この実施の形態１は以上のように構成することにより、モデル速度ｖａと実速度ｖｍの誤差を第１の誤差補償トルクｑｃ１と第２の誤差補償トルクｑｃ２により補償することにより誤差が小さくなるように制御を行う。
【００３０】
次に、この発明によって得られる効果の原理について図２に基づいて説明する。図２において(ａ)は従来技術を用いた後述の一巡伝達関数の周波数応答を示す。(ｂ)はこの発明の電動機速度制御装置の後述するフィードバック部の伝達特性の周波数応答を示す。(ｃ)はこの発明の電動機速度制御装置の一巡伝達関数の周波数応答を示す。なお、これらの周波数応答は全てゲインを折れ線近似した図で示す。
【００３１】
制御対象１の機械系の剛性が低い場合は機械共振が生じ、制御対象１の伝達特性Ｇ(ｓ)は***振と共振を持つ特性となる。また、説明の簡単化のため電動機と機械負荷の２つの慣性が低剛性のバネで結合されているような２慣性系で考えると、電動機の慣性に対する機械負荷の慣性の比が大きい程、***振周波数と共振周波数が離れるという特性を持つ。ここで、制御対象１に対して従来技術のようなＰＩ演算によるフィードバックのみを行い、制御ゲインをある値に設定した場合を考える。
【００３２】
すなわち、この実施の形態１の構成において、第２の比例制御器７の第２の比例ゲインＫｐ２を０にし、第１のローパスフィルタ３の遮断周波数ωｆ１を無限大に大きくした場合を考えると、この場合の一巡伝達関数のゲインの周波数応答を折れ線近似で表すと図２の(ａ)となる。ただし、一巡伝達関数とは制御対象１の伝達特性Ｇ(ｓ)と、制御装置のフィードバック部の伝達特性(制御装置の演算における実速度ｖｍからトルク指令ｑｒまでの伝達特性)を直列に接続した特性である。また図２における表示では、説明の簡単化のため積分制御器５の積分ゲインＫｉは小さく設定しているとして、無視して表示する。
【００３３】
図２の(ａ)に示したように、電動機の慣性に対する機械負荷の慣性の比が大きい場合には***振周波数と共振周波数が離れるため、一巡伝達関数のゲインは高周波数で大きくなる特性を持つ。また、制御器のゲイン設定を適切に行った場合、図２の(ａ)に示したように、一巡伝達関数のゲインが０［ｄＢ］と交差する交差周波数が複数表れる。
【００３４】
この複数の交差周波数のうち、***振周波数より低周波数側の交差周波数を第１の交差周波数ωｃ１、共振周波数より高周波数側の交差周波数を第２の交差周波数ωｃ２と表すと、第１の交差周波数ωｃ１は制御対象１に加わる外乱に対して実速度ｖｍが収束する応答の速さ(外乱応答速度)を表し、制御器のゲインをなるべく大きくして、この第１の交差周波数ωｃ１を大きくすることにより、外乱抑制効果を大きくすることができる。一方で、制御系が振動を起こして発散しないように制御するためには、第２の交差周波数ωｃ２において、一巡伝達関数の位相遅れが小さい必要がある。
【００３５】
しかしながら、制御器にはサンプル周期に起因した位相遅れが生じるため第２の交差周波数ωｃ２をあまり大きくすることはできず、その結果、図２の(ａ)に示したような単純なＰＩ制御を用いると、第１の交差周波数ωｃ１も小さく設定しなければならなくなる。
【００３６】
また、一巡伝達関数の高周波数領域のゲインを低減させるために従来技術で説明したＰＩ演算によるフィードバックにローパスフィルタを付加することを考えた場合、すなわち、この実施の形態１において第２の比例制御器の第２の比例ゲインＫｐ２を０にし、第１のローパスフィルタ３の遮断周波数ωｆ１を、一巡伝達関数の高周波数領域のゲインを低減するために図２の(ａ)における第１の交差周波数ωｃ１より高周波数領域を遮断するように設定したとすると、第１のローパスフィルタの遮断周波数ωｆ１より高周波数領域ではゲインを低減するものの、位相も遅れてしまう。
【００３７】
その結果、共振周波数における一巡伝達関数のゲインのピークが０［ｄＢ］を超えれば共振周波数で制御系が振動的に発散して不安定になる現象が生じる。したがって、やはり一巡伝達関数のゲインのピークが０［ｄＢ］を超えないように一巡伝達関数のゲインを小さく設定する必要が生じ、第１の交差周波数ωｃ１を小さくせざるを得なくなる。
【００３８】
したがって、安定な制御系で第１の交差周波数ωｃ１をなるべく大きく設定するためには、共振周波数における一巡伝達関数の位相遅れを大きくせずに、第１の交差周波数ωｃ１より高周波数領域の一巡伝達関数のゲインを小さくすることが必要とされる。
【００３９】
一方、このような制御対象１に対して、この発明の電動機速度制御装置でゲインを適切に設定した場合の、フィードバック部の伝達特性(実速度ｖｍからトルク指令ｑｒまでの伝達特性)の周波数応答(ゲイン折れ線図)を図２の(ｂ)に示す。また、この場合の一巡伝達関数の周波数応答(ゲイン折れ線図)を図２の(ｃ)に示す。なお、積分ゲインＫｉは小さいとして無視して示している。図２の(ｂ)に示すように、フィードバック部の伝達特性は全体的に高周波数側が小さくなるようにするとともに、単なるローパス特性でなく、共振周波数付近ではゲインがフラットに近くなるように設定することによって、共振周波数付近の位相の遅れを小さくすることが可能になり、一巡伝達関数の共振周波数付近でゲインが０［ｄＢ］より大きくなっても、安定に制御することが可能になる。
【００４０】
また、第１の交差周波数ωｃ１と第２の交差周波数ωｃ２の差を小さくすることができ、サンプル周期による位相遅れが原因となって第２の交差周波数ωｃ２をあまり大きくできなくても、第１の交差周波数ωｃ１を大きくし、外乱に対する応答を速くすることが可能になる。
【００４１】
更に、実際の機械系には図２に示した主要な共振周波数より更に高い周波数領域にも共振モードが存在する場合があるため、第２の交差周波数ωｃ２より高い周波数領域のゲインは、第２のローパスフィルタ６によって高周波数成分を低減することにより、このような高い機械共振に対する安定性を向上させることが可能である。なお、主要な機械共振より高い周波数領域に機械共振が存在しない場合には、第２のローパスフィルタ６を用いずにモデル速度ｖａと実速度ｖｍとの差信号をそのまま第２の比例制御器７に入力しても良い。
【００４２】
また、制御系の調整の手順としては、まず最初に第２のローパスフィルタの遮断周波数を共振周波数より高く設定した後、第２の比例ゲインＫｐ２を制御系が安定な範囲でなるべく大きくした後、外乱に対する応答が十分に速くなければ、すなわち第１の交差周波数ωｃ１が小さければ、目標とする第１の交差周波数ωｃ１より少し大きな値に第１のローパスフィルタの遮断周波数ωｆ１を設定し、第１の比例ゲインＫｐ１を大きくしていくという簡単な手順で、良好な制御系の調整を実現できる。なお、積分ゲインＫｉは適宜設定すればよい。
【００４３】
さらに、上記で説明したようにフィードバック部の伝達特性の位相遅れは小さくする必要があるため、制御装置のサンプル周期に起因する位相遅れを小さくした方が、より広い周波数範囲の機械共振に対応することが可能になるが、上記で説明した制御系の演算を全て単一のサンプル周期で演算すると演算量が多いためサンプル周期を短くすることが難しくなる。
【００４４】
しかしながら、図２の(ｂ)に示したゲイン折れ線図における零点周波数ωｚより高周波数領域のフィードバック部の伝達特性は、第２のローパスフィルタおよび第２の比例制御器によって演算する特性が支配的になるため、第２のローパスフィルタおよび第２の比例制御器を含む高速演算部９の演算のみ高速のサンプル周期で演算することによって、高周波数領域におけるサンプル周期に起因した位相遅れを小さくすることが可能になる。
【００４５】
この発明の実施の形態１は上記のように構成し、第１のローパスフィルタ３と第１の比例制御器４とから構成する低速演算部８と第２のローパスフィルタ６と第２の比例制御器７とから構成する高速演算部９とから構成され、上述したように一巡伝達関数のゲインを高周波数領域を低減しながら、共振周波数で位相をなるべく遅らさないようにするため、簡単な調整で、安定性を損なうことなく外乱の抑制効果を向上させることが可能である。また、主要な機械共振より高い周波数領域に機械共振が存在する場合にも安定に制御することが可能である。
【００４６】
更に第２のローパスフィルタ６と第２の比例制御器７とから構成する高速演算部９の演算を低速演算部８よりも高速のサンプル周期で演算することにより、より広い範囲の機械共振に対して安定に外乱抑制効果を向上させることが可能である。
【００４７】
更にモデル演算部２を備え、モデル演算部で演算したモデル速度ｖａとモデルトルクｑａとを演算し、モデル速度ｖａと実速度ｖｍとの差信号に基づいて演算した第１の誤差補償トルクｑｃ１とモデルトルクｑａとの和信号を低域トルク指令ｑｒｌとし、モデル速度ｖａと実速度ｖｍとの差信号に基づいて演算した第２の誤差補償トルクｑｃ２と低域トルク指令ｑｒｌとの和信号をトルク指令ｑｒとする構成としているので、制御対象１が剛体に近似されるような低周波数領域では速度指令ｖｒに対してモデル速度ｖａと実速度ｖｍとの誤差を小さく制御することが可能である。
【００４８】
実施の形態２．
図３にこの発明の実施の形態２による電動機速度制御装置の構成を示す。図において、１３は第１のローパスフィルタ、１４は第１の比例制御器、１５は積分制御器、１６は第２のローパスフィルタ、１７は第２の比例制御器、１８は低速演算部、１９は高速演算部である。なお、第１の比例制御器１４および積分制御器１５が第１の制御演算部を構成し、第２のローパスフィルタ１６および第２の比例制御器１７が第２の制御演算部を構成する。
【００４９】
次に動作を説明する。まず、第１のローパスフィルタ１３、第１の比例制御器１４、積分制御器１５からなる低速演算部１８の動作について説明する。低速演算部１８は速度指令ｖｒと実速度ｖｍを入力する。次に低速演算部１８の内部において第１のローパスフィルタ１３は実速度ｖｍを入力し、予め設定したローパス特性の伝達関数演算を行った信号を出力する。
【００５０】
次に第１の比例制御器１４は第１のローパスフィルタ１３の出力を入力し、予め設定した第１の比例ゲインＫｐ１を乗じた信号を出力する。次に積分制御器１５は速度指令ｖｒと第１のローパスフィルタ１３の出力との差信号を入力して予め設定した積分ゲインＫｉを乗じて積分した信号を出力し、低速演算部１８は第１の比例制御器１４の出力と積分制御器１５の出力との差信号を低域トルク指令ｑｒｌとして出力する。
【００５１】
ここで、低速演算部１８は実速度ｖｍに第１のローパスフィルタ１３を介した信号を用い、Ｉ−Ｐ制御と一般的に呼ばれる制御を行っていることになる。
【００５２】
次に高速演算部１９は実速度ｖｍと低域トルク指令ｑｒｌを入力し、高速演算部１９の内部において第２のローパスフィルタ１６は実速度ｖｍを入力してローパス特性の伝達関数演算を行った信号を出力し、第２の比例制御器１７は第２のローパスフィルタ１６の出力に予め設定した第２の比例ゲインＫｐ２を乗じた信号を出力し、高速演算部１９は第２の比例制御器１７の出力と低域トルク指令ｑｒｌとの差信号をトルク指令ｑｒとして出力する。そして高速演算部１９はトルク令ｑｒを制御対象１に入力することにより、制御対象１の機械系を駆動する。
【００５３】
また、高速演算部１９の演算のサンプル周期は低速演算部１８の演算のサンプル周期よりも高速に演算を行う。
【００５４】
なお、速度指令ｖｒを積分制御器１５の入力側に加える代わりに図４に示すように、第１のローパスフィルタ１３の入力を速度指令ｖｒと実速度ｖｍの差信号としてもよい。これは低速演算部１８においてローパスフィルタを付加したＰＩ制御を行うことに相当する。この場合には、低速演算部１８では第１の比例制御器１４の出力と積分制御器１５の出力との和信号が求められ、これを低域トルク指令ｑｒｌとして出力し、高速演算部１９では第２の比例制御器１７の出力と低域トルク指令ｑｒｌとの和信号をトルク指令ｑｒとして出力する。
【００５５】
この実施の形態２は以上のように構成しているため、実施の形態１におけるモデル演算部２を備えておらず、Ｉ−Ｐ制御に基づいた簡単な構成としているため、速度指令ｖｒに対する実速度ｖｍの応答をあまり速く設定することはできない。しかしながらフィードバック部の伝達特性(制御装置の演算における実速度ｖｍからトルク指令ｑｒまでの伝達特性)は実施の形態１と全く同様であるため、実施の形態１と全く同様に外乱抑制効果を向上させる効果がある。
【００５６】
【発明の効果】
以上のようにこの発明の第１の発明によれば、電動機の回転速度である実速度を和の要素に含む信号を入力して低周波数成分をろ過した信号を出力する第１のローパスフィルタと、少なくとも前記第１のローパスフィルタの出力を比例倍した信号と電動機速度制御のための速度指令に基づく信号との和または差に基づき低域トルク指令を演算する第１の制御演算部と、前記低域トルク指令と実速度を入力し、少なくとも前記実速度の比例倍に基づく信号と前記低域トルク指令との和または差に基づき前記トルク指令を演算する第２の制御演算部を備えることを特徴とする電動機速度制御装置としたので、一巡伝達関数の周波数応答を制御対象の共振周波数付近の位相遅れが小さいまま高周波数のゲインを低減でき、簡単な調整で、外乱に対する応答を速く設定して外乱抑制効果を向上させることが可能である。
【００５７】
また第２の発明によれば第１の発明において、前記第２の制御演算部は、前記実速度を和の要素に含む信号の低周波数成分をろ過した信号を出力する第２のローパスフィルタを備え、少なくとも前記低域トルク指令と前記第２のローパスフィルタの出力を比例倍した信号との和または差に基づき前記トルク指令を演算することを特徴とする電動機速度制御装置としたので、主な機械共振より高い周波数領域に機械共振が存在しても安定に外乱抑制効果を向上させることが可能である。
【００５８】
また第３の発明によれば第１の発明において、前記速度指令を入力し、想定した制御対象のモデルの速度であるモデル速度と前記モデルのトルクであるモデルトルクを前記モデル速度が前記速度指令に追従するように演算して出力するモデル演算部をさらに備え、前記第１のローパスフィルタが、前記モデル速度と前記実速度の差信号を入力して低周波数成分をろ波した信号を出力し、前記第１の制御演算部が、前記第１のローパスフィルタの出力を比例倍した信号とモデルトルクの和に基づき低域トルク指令を演算し、前記第２の制御演算部が、前記低域トルク指令と前記モデル速度と前記実速度を入力し、前記モデル速度と前記実速度の差信号の比例倍に基づく信号と前記低域トルク指令との和により前記トルク指令を演算する、ことを特徴とする電動機速度制御装置としたので、一巡伝達関数の周波数応答を制御対象の共振周波数付近の位相遅れが小さいまま高周波数のゲインを低減でき、外乱に対する応答を速く設定して外乱抑制効果を向上させることが可能であるとともに、速度指令に対する実速度の応答を速く、高精度に制御することが可能である。
【００５９】
また第４の発明によれば第３の発明において、前記第２の制御演算部は、前記モデル速度と前記実速度の差信号の低周波数成分をろ過した信号を出力する第２のローパスフィルタを含み、少なくとも前記低域トルク指令と前記第２のローパスフィルタの出力を比例倍した信号との和に基づき前記トルク指令を演算することを特徴とする電動機速度制御装置としたので、主な機械共振より高い周波数領域に機械共振が存在しても安定に外乱抑制効果を向上させることが可能であるとともに、速度指令に対する実速度の応答を速く、高精度に制御することが可能である。
【００６０】
また第５の発明によれば第１ないし４のいずれかの発明において、前記第２の制御演算部は前記第１の制御演算部よりも高速のサンプル周期で演算を行うことを特徴とする電動機速度制御装置としたので、高周波数領域においてサンプル周期に起因した位相遅れを小さくすることができ、より広い周波数範囲の機械共振に対して安定に外乱抑制効果を向上させることが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１による電動機速度制御装置の構成を示す図である。
【図２】本発明および従来技術の制御系の周波数応答を説明するための図である。
【図３】この発明の実施の形態２による電動機速度制御装置の構成を示す図である。
【図４】この発明の実施の形態２による他の電動機速度制御装置の構成を示す図である。
【図５】従来の電動機速度制御装置の構成を示す図である。
【符号の説明】
１制御対象、２モデル演算部、３第１のローパスフィルタ、４第１の比例制御器、５積分制御器、６第２のローパスフィルタ、７第２の比例制御器、８低速演算部、９高速演算部、１３第１のローパスフィルタ、１４第１の比例制御器、１５積分制御器、１６第２のローパスフィルタ、１７第２の比例制御器、１８低速演算部、１９高速演算部。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a speed control device for an electric motor used for an elevator, an industrial machine, or the like.
[0002]
[Prior art]
FIG. 5 is a diagram showing the configuration of a conventional speed control device for this type of motor described in, for example, “Adaptive Control of Servo Motor”, Measurement and Control, Vol. 32, No. 12, pp. 1010 to pp. 1013. is there. In the above document, the position control device is described, but since the speed control device is included therein, only the speed control portion is extracted and described in FIG. In the figure, reference numeral 1 denotes an object to be controlled including a motor torque controller, a motor and load mechanical system, and a speed detector (both not shown), 2 a model calculation unit, 24 a proportional controller, and 25 an integral controller. .
[0003]
Next, the operation will be described. First, the control target 1 inputs a torque command qr, and the control target 1 drives the motor and the mechanical system serving as a load by controlling the torque of the motor so as to match the torque command qr by the torque controller. Further, the actual speed vm, which is the speed of the electric motor, is detected by the speed detector. A transfer characteristic from the torque command qr to the actual speed vm is described as G (s).
[0004]
Next, the operation of the model calculation unit 2 will be described. The model calculation unit 2 inputs a speed command vr from the outside. A model of the control target 1 is assumed in advance, and a model speed va that is a model speed and a model torque qa that is a model torque are calculated so that the model speed va follows the speed command vr.
[0005]
For example, assuming that the model of the controlled object 1 assumed in the model calculation unit 2 is a rigid machine with an inertia of Ja, the model torque qa is calculated by multiplying the model inertia va by the differentiation of the model speed va, that is, the acceleration of the model. The model calculation unit 2 calculates the model speed va and the model torque qa using, for example, the following expressions (1) and (2). However, s represents a Laplace operator hereinafter.
[0006]
va = F (s) · vr (1)
qa = Ja · s · F (s) · vr (2)
[0007]
However, in the above equation, F (s) is a desired transfer characteristic for causing the model speed va to follow the speed command vr, and is set as a low-pass characteristic transfer characteristic, for example.
[0008]
Next, a method for calculating the torque command qr will be described. The proportional controller 24 outputs a signal obtained by multiplying the deviation between the model speed va and the actual speed vm by a preset proportional gain Kp, and the integral controller 25 is an integral gain set in advance for the deviation between the model speed va and the actual speed vm. A signal multiplied by Ki and integrated is output, and the sum of the output of the proportional controller 24 and the output of the integral controller 25 is defined as an error compensation torque qc. That is, PI (proportional integration) calculation is performed. Further, the sum of the model torque qa calculated by the model calculation unit 2 and the error compensation torque qc is output as a torque command qr, and the torque command qr is input to the control target 1 to drive the mechanical system of the control target 1.
[0009]
By configuring the conventional technique as described above, when the transfer characteristic G (s) of the controlled object 1 coincides with the characteristics of the model assumed by the model calculation unit 2, that is, the controlled object 1 has a characteristic whose inertia is Ja. In the case of matching with the rigid body, the torque command qr is controlled to match the model torque qa with respect to the input of the speed command vr, and the actual speed vm is controlled to completely match the model speed va.
[0010]
In practice, the transfer characteristic G (s) of the controlled object 1 causes an error from the characteristic of the model calculation unit 2, and disturbance torque is applied to the controlled object 1. Therefore, the actual speed vm is completely equal to the model speed va. And the error is fed back via the proportional controller 24 and the integral controller 25, and is added to the model torque qa as the error compensation torque qc to become the torque command qr. The error of the actual speed vm with respect to the model speed vr is Control is performed to make it smaller.
[0011]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, in this type of conventional device, control is performed to compensate for an error with respect to disturbance by PI calculation. However, when the controlled object has mechanical resonance, the inertia of the load machine is particularly affected by the motor. If it is large, the motor vibrates greatly, and thus there is a problem that the proportional gain Kp and the integral gain Ki cannot be sufficiently increased. As a result, the actual speed vm of the motor is accurately controlled against disturbance. There was a problem that I couldn't.
[0012]
The present invention has been made in order to solve the above-described problems. In particular, even when the mechanical system has a low rigidity and drives a mechanical load of a large inertia as compared with an electric motor, the invention is stable by simple adjustment. It is an object of the present invention to provide an electric motor speed control device that realizes control that improves control accuracy against disturbance.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
In view of the above object, the present invention provides a first low-pass filter that outputs a signal obtained by filtering a low-frequency component by inputting a signal including an actual speed, which is the rotational speed of the electric motor, as a sum element, and at least the first low-pass filter. A first control calculation unit that calculates a low-frequency torque command based on a sum or difference between a signal obtained by proportionally multiplying the output of the low-pass filter and a signal based on a speed command for motor speed control; and the low-frequency torque command; A motor speed, comprising: a second control calculation unit that inputs an actual speed and calculates the torque command based on at least a sum or difference between a signal based on a proportional multiple of the actual speed and the low-frequency torque command. In the control unit.
[0014]
The second control calculation unit includes a second low-pass filter that outputs a signal obtained by filtering a low-frequency component of a signal including the actual speed as a sum element, and at least the low-frequency torque command and the second low-frequency filter. The motor speed control device according to claim 1, wherein the torque command is calculated based on a sum or difference with a signal obtained by proportionally multiplying the output of the low-pass filter.
[0015]
Also, a model calculation that inputs the speed command and calculates and outputs a model speed that is the speed of the model to be controlled and a model torque that is the torque of the model so that the model speed follows the speed command. And a first low-pass filter that inputs a difference signal between the model speed and the actual speed and outputs a signal obtained by filtering a low-frequency component. A low-frequency torque command is calculated based on a signal obtained by proportionally multiplying the output of the low-pass filter of 1 and the model torque, and the second control calculation unit inputs the low-frequency torque command, the model speed, and the actual speed. 2. The motor speed according to claim 1, wherein the torque command is calculated by a sum of a signal based on a proportional multiple of a difference signal between the model speed and the actual speed and the low-frequency torque command. In the control device.
[0016]
The second control calculation unit includes a second low-pass filter that outputs a signal obtained by filtering a low frequency component of the difference signal between the model speed and the actual speed, and includes at least the low-frequency torque command and the second low-frequency filter. 4. The motor speed control device according to claim 3, wherein the torque command is calculated based on a sum of a signal obtained by proportionally multiplying the output of the low-pass filter.
[0017]
5. The motor speed control device according to claim 1, wherein the second control operation unit performs an operation at a faster sampling period than the first control operation unit.
[0018]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiment 1 FIG.
1 is a diagram showing the configuration of an electric motor speed control apparatus according to Embodiment 1 of the present invention. In the figure, reference numeral 1 denotes a control object including a motor torque controller, a motor and load mechanical system, and a speed detector (both not shown). Reference numeral 2 denotes a model calculation unit. 3 is a first low-pass filter, 4 is a first proportional controller, 5 is an integral controller, 6 is a second low-pass filter, and 7 is a second proportional controller. Reference numeral 8 denotes a low-speed calculation unit, and 9 denotes a high-speed calculation unit. The first proportional controller 4 and the integral controller 5 constitute a first control arithmetic unit, and the second low-pass filter 6 and the second proportional controller 7 constitute a second control arithmetic unit.
[0019]
Next, the operation will be described. First, the control target 1 inputs a torque command qr, and the control target 1 drives the motor and the mechanical system serving as a load by controlling the torque of the motor so as to match the torque command qr by the torque controller. Further, the actual speed vm, which is the speed of the electric motor, is detected by the speed detector. A transfer characteristic from the torque command qr to the actual speed vm is described as G (s).
[0020]
Next, the operation of the low speed calculation unit 8 will be described. The low speed calculation unit 8 inputs a speed command vr input from the outside and an actual speed vm detected by the control target 1. The low-speed calculation unit 8 includes a model calculation unit 2, a first low-pass filter 3, a first proportional controller 4, and an integration controller 5, and performs operations described below.
[0021]
Next, the operation of the model calculation unit 2 in the low speed calculation unit 8 will be described. The model calculation unit 2 inputs a speed command vr from the outside. A model of the control target 1 is assumed in advance, and a model speed va that is a model speed and a model torque qa that is a model torque are calculated so that the model speed va follows the speed command vr. For example, if the model of the control target 1 assumed in the model calculation unit 2 is a rigid machine with an inertia of Ja, the model torque qa becomes the model torque qa by multiplying the model acceleration va, that is, the model acceleration Ja by the model inertia Ja. For example, the model calculation unit 2 calculates the model speed va and the model torque qa by the following equations (1) and (2). However, s represents a Laplace operator hereinafter.
[0022]
va = F (s) · vr (1)
qa = Ja · s · F (s) · vr (2)
[0023]
However, in the above equation, F (s) is a desired transfer characteristic for causing the model speed va to follow the speed command vr, and is set as a low-pass characteristic transfer characteristic, for example.
[0024]
Next, the first low-pass filter 3 receives a difference signal between the model speed va and the actual speed vm, and outputs a signal obtained by performing a transfer function calculation of a preset low-pass characteristic (extracting a low frequency component). Here, the cutoff frequency of the first low-pass filter 3 is described as ωf1.
[0025]
Next, the first proportional controller 4 receives the output of the first low-pass filter 3 and outputs a signal multiplied by a preset first proportional gain Kp1, and the integration controller 5 outputs the first low-pass filter 3. The low-speed calculation unit 8 multiplies a predetermined integral gain Ki and outputs an integrated signal, and the low speed calculation unit 8 outputs the sum signal of the output of the first proportional controller 4 and the output of the integral controller 5 as the first signal. 1 as an error compensation torque qc1. That is, the first error compensation torque qc1 is calculated by PI (proportional integration) calculation. The low speed calculation unit 8 outputs the model torque qa calculated by the model calculation unit 2 and the sum signal of the model speed va and the first error compensation torque qc1 as a low-frequency torque command qrl.
[0026]
Next, the operation of the high speed calculation unit 9 will be described. The high speed calculation unit 9 inputs the low frequency torque command qrl, the model speed va, and the actual speed vm detected by the control target 1. Further, in the high-speed calculation unit 9, the second low-pass filter 6 inputs a difference signal between the model speed va and the actual speed vm, and outputs a signal obtained by performing a transfer function calculation of a low-pass characteristic of a preset cutoff frequency ωf2. . Here, the cutoff frequency ωf2 of the second low-pass filter is set to be higher (higher) than the cutoff frequency ωf1 of the first low-pass filter.
[0027]
Next, the second proportional controller 7 outputs a signal obtained by multiplying the output of the second low-pass filter 6 by the second proportional gain Kp2 set in advance as the second error compensation torque qc2, and the high-speed calculation unit 9 is low. The sum signal of the region torque command qrl and the second error compensation torque qc2 is output as the torque command qr, and the torque command qr is input to the controlled object 1 to drive the mechanical system of the controlled object 1.
[0028]
Here, the high speed calculation unit 9 performs the calculation at a higher sampling period than the low speed calculation unit 8. That is, the calculation is performed so that the update cycle of the values of the actual speed vm and the torque command qr is updated at a cycle higher than the update cycle of the model speed va and the model torque qa that are the outputs of the model calculation unit 2.
[0029]
By configuring the first embodiment as described above, the error is reduced by compensating the error between the model speed va and the actual speed vm with the first error compensation torque qc1 and the second error compensation torque qc2. To control.
[0030]
Next, the principle of the effect obtained by the present invention will be described with reference to FIG. In FIG. 2, (a) shows the frequency response of a circuit transfer function described later using the conventional technique. (b) shows the frequency response of the transfer characteristic of the feedback section described later of the motor speed control device of the present invention. (c) shows the frequency response of the circular transfer function of the motor speed control device of the present invention. Note that these frequency responses are all shown in a diagram in which gains are approximated by broken lines.
[0031]
When the rigidity of the mechanical system of the controlled object 1 is low, mechanical resonance occurs, and the transfer characteristic G (s) of the controlled object 1 is a characteristic having anti-resonance and resonance. In addition, when considering a two-inertia system in which two inertias of an electric motor and a mechanical load are coupled by a low-rigidity spring for simplicity of explanation, the larger the ratio of the inertia of the mechanical load to the inertia of the electric motor, the more The resonance frequency and the resonance frequency are separated. Here, let us consider a case where only feedback by PI calculation as in the prior art is performed on the controlled object 1 and the control gain is set to a certain value.
[0032]
That is, in the configuration of the first embodiment, when the second proportional gain Kp2 of the second proportional controller 7 is set to 0 and the cutoff frequency ωf1 of the first low-pass filter 3 is increased to infinity, In this case, the frequency response of the gain of the loop transfer function is represented by a polygonal approximation as shown in FIG. However, the transfer function G of the controlled object 1 and the transfer characteristic of the feedback unit of the control device (transfer characteristic from the actual speed vm to the torque command qr in the calculation of the control device) are connected in series with the round transfer function. It is a characteristic. Further, in the display in FIG. 2, the integral gain Ki of the integral controller 5 is set to a small value for the sake of simplicity of explanation, and is ignored.
[0033]
As shown in FIG. 2A, when the ratio of the inertia of the mechanical load to the inertia of the motor is large, the anti-resonance frequency and the resonance frequency are separated from each other. Therefore, the gain of the loop transfer function increases at a high frequency. Have. Further, when the controller gain setting is appropriately performed, as shown in FIG. 2A, a plurality of crossing frequencies at which the gain of the loop transfer function crosses 0 [dB] appears.
[0034]
Of these plural crossover frequencies, the crossover frequency lower than the antiresonance frequency is represented as a first crossover frequency ωc1, and the crossover frequency higher than the resonance frequency is represented as a second crossover frequency ωc2. The frequency ωc1 represents the response speed (disturbance response speed) at which the actual speed vm converges with respect to the disturbance applied to the controlled object 1. The controller gain is increased as much as possible to increase the first crossing frequency ωc1. Thus, the disturbance suppressing effect can be increased. On the other hand, in order to control the control system so that it does not diverge due to vibrations, it is necessary that the phase transfer function has a small phase delay at the second crossing frequency ωc2.
[0035]
However, since the controller causes a phase delay due to the sampling period, the second crossing frequency ωc2 cannot be increased so much that, as a result, simple PI control as shown in FIG. If used, the first crossing frequency ωc1 must also be set small.
[0036]
Further, when considering adding a low-pass filter to the feedback based on the PI calculation described in the prior art in order to reduce the gain in the high frequency region of the loop transfer function, that is, in the first embodiment, the second proportional control is performed. The second proportional gain Kp2 of the filter is set to 0, the cutoff frequency ωf1 of the first low-pass filter 3 is set to the first crossover frequency in FIG. If it is set to cut off the higher frequency region than ωc1, the gain is reduced in the higher frequency region than the cutoff frequency ωf1 of the first low-pass filter, but the phase is also delayed.
[0037]
As a result, if the peak of the gain of the loop transfer function at the resonance frequency exceeds 0 [dB], a phenomenon occurs in which the control system oscillates and becomes unstable at the resonance frequency. Accordingly, it is necessary to set the gain of the round transfer function small so that the peak of the round transfer function gain does not exceed 0 [dB], and the first crossing frequency ωc1 must be reduced.
[0038]
Therefore, in order to set the first crossover frequency ωc1 as large as possible in a stable control system, the round trip transfer function at the resonance frequency does not increase the phase delay, and the round trip transmission in the higher frequency region than the first cross frequency ωc1 occurs. It is necessary to reduce the gain of the function.
[0039]
On the other hand, the frequency response of the transfer characteristic of the feedback unit (transfer characteristic from the actual speed vm to the torque command qr) when the gain is appropriately set for the controlled object 1 by the motor speed control device of the present invention. (Gain line diagram) is shown in FIG. In addition, the frequency response (gain line diagram) of the circular transfer function in this case is shown in FIG. Note that the integral gain Ki is neglected as being small. As shown in FIG. 2 (b), the transfer characteristic of the feedback unit is set to be small on the high frequency side as a whole, and not to be a simple low-pass characteristic, but to be set so that the gain is nearly flat near the resonance frequency. As a result, it is possible to reduce the phase delay near the resonance frequency, and it is possible to stably control the gain even when the gain is greater than 0 [dB] near the resonance frequency of the loop transfer function.
[0040]
In addition, the difference between the first crossing frequency ωc1 and the second crossing frequency ωc2 can be reduced, and even if the second crossing frequency ωc2 cannot be increased too much due to the phase delay due to the sampling period, It is possible to increase the crossover frequency ωc1 of the signal to increase the response to disturbance.
[0041]
Furthermore, in an actual mechanical system, there may be a resonance mode in a frequency region higher than the main resonance frequency shown in FIG. 2, so that the gain in the frequency region higher than the second crossing frequency ωc2 is By reducing the high frequency component by the low-pass filter 6, it is possible to improve the stability against such high mechanical resonance. If there is no mechanical resonance in a frequency region higher than the main mechanical resonance, the second proportional controller 7 uses the difference signal between the model speed va and the actual speed vm without using the second low-pass filter 6. May be entered.
[0042]
As a procedure for adjusting the control system, first, the cutoff frequency of the second low-pass filter is set higher than the resonance frequency, and then the second proportional gain Kp2 is increased as much as possible within a stable range of the control system. If the response to the disturbance is not fast enough, that is, if the first crossing frequency ωc1 is small, the cut-off frequency ωf1 of the first low-pass filter is set to a value slightly larger than the target first crossing frequency ωc1. A good control system adjustment can be realized by a simple procedure of increasing the proportional gain Kp1. The integral gain Ki may be set as appropriate.
[0043]
Furthermore, as described above, the phase lag of the transfer characteristic of the feedback unit needs to be reduced, so reducing the phase lag caused by the sample period of the control device corresponds to mechanical resonance in a wider frequency range. However, if all the calculations of the control system described above are performed with a single sample period, it is difficult to shorten the sample period because of the large amount of calculation.
[0044]
However, the transfer characteristic of the feedback section in the frequency region higher than the zero point frequency ωz in the gain line diagram shown in FIG. 2B is predominantly the characteristic calculated by the second low-pass filter and the second proportional controller. Therefore, only the calculation of the high-speed calculation unit 9 including the second low-pass filter and the second proportional controller is calculated with a high-speed sample period, thereby reducing the phase delay due to the sample period in the high-frequency region. It becomes possible.
[0045]
The first embodiment of the present invention is configured as described above, and includes a first low-pass filter 3 and a first proportional controller 4, a low-speed calculation unit 8, a second low-pass filter 6, and a second proportional control. In order to avoid delaying the phase at the resonance frequency as much as possible while reducing the gain of the loop transfer function in the high frequency region as described above, By adjusting, it is possible to improve the disturbance suppressing effect without impairing the stability. Also, stable control is possible even when mechanical resonance exists in a frequency region higher than the main mechanical resonance.
[0046]
Furthermore, by calculating the calculation of the high-speed calculation unit 9 composed of the second low-pass filter 6 and the second proportional controller 7 with a sampling cycle faster than that of the low-speed calculation unit 8, it is possible to deal with a wider range of mechanical resonances. Thus, it is possible to improve the disturbance suppressing effect stably.
[0047]
Furthermore, a model calculation unit 2 is provided, which calculates a model speed va and a model torque qa calculated by the model calculation unit, and calculates a first error compensation torque qc1 calculated based on a difference signal between the model speed va and the actual speed vm. The sum signal of the model torque qa is defined as a low-range torque command qrl, and the sum signal of the second error compensation torque qc2 calculated based on the difference signal between the model speed va and the actual speed vm and the low-range torque command qrl is used as the torque. Since the command qr is used, the error between the model speed va and the actual speed vm can be controlled to be small with respect to the speed command vr in a low frequency region where the controlled object 1 is approximated to a rigid body.
[0048]
Embodiment 2. FIG.
FIG. 3 shows the configuration of an electric motor speed control apparatus according to Embodiment 2 of the present invention. In the figure, 13 is a first low-pass filter, 14 is a first proportional controller, 15 is an integral controller, 16 is a second low-pass filter, 17 is a second proportional controller, 18 is a low-speed calculation unit, 19 Is a high-speed computing unit. The first proportional controller 14 and the integral controller 15 constitute a first control arithmetic unit, and the second low-pass filter 16 and the second proportional controller 17 constitute a second control arithmetic unit.
[0049]
Next, the operation will be described. First, the operation of the low speed calculation unit 18 including the first low-pass filter 13, the first proportional controller 14, and the integral controller 15 will be described. The low speed calculation unit 18 inputs a speed command vr and an actual speed vm. Next, in the low speed calculation unit 18, the first low pass filter 13 receives the actual speed vm and outputs a signal obtained by performing a transfer function calculation of a preset low pass characteristic.
[0050]
Next, the first proportional controller 14 receives the output of the first low-pass filter 13 and outputs a signal multiplied by a preset first proportional gain Kp1. Next, the integration controller 15 inputs a difference signal between the speed command vr and the output of the first low-pass filter 13 and outputs a signal integrated by multiplying by a preset integration gain Ki. The difference signal between the output of the proportional controller 14 and the output of the integral controller 15 is output as the low-frequency torque command qrl.
[0051]
Here, the low speed calculation unit 18 uses the signal that has passed through the first low-pass filter 13 for the actual speed vm, and performs control generally referred to as IP control.
[0052]
Next, the high speed calculation unit 19 inputs the actual speed vm and the low-frequency torque command qrl, and the second low-pass filter 16 inputs the actual speed vm inside the high speed calculation unit 19 and performs the transfer function calculation of the low pass characteristic. The second proportional controller 17 outputs a signal obtained by multiplying the output of the second low-pass filter 16 by a second proportional gain Kp2 set in advance, and the high-speed computing unit 19 outputs the second proportional controller. A difference signal between the output of No. 17 and the low-range torque command qrl is output as the torque command qr. Then, the high speed calculation unit 19 inputs the torque command qr to the control target 1 to drive the mechanical system of the control target 1.
[0053]
Also, the calculation sample period of the high-speed calculation unit 19 is calculated faster than the sample period of the calculation of the low-speed calculation unit 18.
[0054]
Instead of adding the speed command vr to the input side of the integration controller 15, as shown in FIG. 4, the input of the first low-pass filter 13 may be a difference signal between the speed command vr and the actual speed vm. This corresponds to performing PI control with a low-pass filter added in the low-speed calculation unit 18. In this case, the low speed calculation unit 18 obtains the sum signal of the output of the first proportional controller 14 and the output of the integration controller 15 and outputs this as a low-frequency torque command qrl. The high speed calculation unit 19 The sum signal of the output of the second proportional controller 17 and the low frequency torque command qrl is output as the torque command qr.
[0055]
Since the second embodiment is configured as described above, the model calculation unit 2 in the first embodiment is not provided, and a simple configuration based on the IP control is used. The response of the speed vm cannot be set so fast. However, since the transfer characteristic of the feedback unit (transfer characteristic from the actual speed vm to the torque command qr in the calculation of the control device) is exactly the same as in the first embodiment, the disturbance suppression effect is improved in exactly the same way as in the first embodiment. effective.
[0056]
【The invention's effect】
As described above, according to the first aspect of the present invention, the first low-pass filter for inputting the signal including the actual speed, which is the rotational speed of the electric motor, in the sum element and outputting the signal obtained by filtering the low-frequency component; A first control calculation unit that calculates a low-frequency torque command based on a sum or difference between at least a signal proportionally multiplied by the output of the first low-pass filter and a signal based on a speed command for motor speed control; A second control calculation unit that inputs a low-frequency torque command and an actual speed, and calculates the torque command based on at least a sum or difference between a signal based on a proportional multiple of the actual speed and the low-frequency torque command; Since the motor speed control device is a feature, the frequency response of the loop transfer function can be reduced to a high frequency gain with a small phase delay near the resonance frequency to be controlled. Set fast response is possible to improve the disturbance suppression effect.
[0057]
According to a second invention, in the first invention, the second control calculation unit includes a second low-pass filter that outputs a signal obtained by filtering a low-frequency component of a signal including the actual speed as a sum element. The motor speed control device is characterized in that the torque command is calculated based on the sum or difference of at least the low-frequency torque command and a signal obtained by proportionally multiplying the output of the second low-pass filter. Even if the mechanical resonance exists in a frequency region higher than the mechanical resonance, it is possible to stably improve the disturbance suppressing effect.
[0058]
According to a third aspect, in the first aspect, the speed command is input, and the model speed, which is the assumed model speed of the control target model, and the model torque, which is the model torque, are converted into the speed command. A model computation unit that computes and outputs the signal so as to follow the output, and the first low-pass filter inputs a difference signal between the model speed and the actual speed and outputs a signal obtained by filtering a low-frequency component. The first control calculation unit calculates a low-frequency torque command based on a sum of a signal obtained by proportionally multiplying the output of the first low-pass filter and the model torque, and the second control calculation unit is configured to output the low-frequency filter. Inputting a torque command, the model speed, and the actual speed, and calculating the torque command by a sum of a signal based on a proportional multiple of a difference signal between the model speed and the actual speed and the low-frequency torque command. Therefore, the frequency response of the loop transfer function can be reduced with a small phase lag near the resonance frequency to be controlled, and the high frequency gain can be reduced. In addition to being able to improve, the response of the actual speed to the speed command can be controlled quickly and with high accuracy.
[0059]
According to a fourth invention, in the third invention, the second control calculation unit includes a second low-pass filter that outputs a signal obtained by filtering a low frequency component of a difference signal between the model speed and the actual speed. And the motor speed control device that calculates the torque command based on a sum of at least the low-frequency torque command and a signal obtained by proportionally multiplying the output of the second low-pass filter. Even if mechanical resonance exists in a higher frequency region, the disturbance suppression effect can be stably improved, and the response of the actual speed to the speed command can be controlled quickly and with high accuracy.
[0060]
According to a fifth aspect of the present invention, in any one of the first to fourth aspects, the second control operation unit performs an operation at a faster sampling period than the first control operation unit. Since the speed control device is used, the phase delay due to the sample period in the high frequency region can be reduced, and the disturbance suppressing effect can be stably improved with respect to the mechanical resonance in a wider frequency range.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of an electric motor speed control apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 2 is a diagram for explaining the frequency response of the control system of the present invention and the prior art.
FIG. 3 is a diagram showing a configuration of an electric motor speed control apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
FIG. 4 is a diagram showing a configuration of another motor speed control device according to Embodiment 2 of the present invention.
FIG. 5 is a diagram showing a configuration of a conventional motor speed control device.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Control object, 2 Model calculating part, 3 1st low pass filter, 4 1st proportional controller, 5 Integral controller, 6 2nd low pass filter, 7 2nd proportional controller, 8 Low speed calculating part, 9 High-speed calculation unit, 13 First low-pass filter, 14 First proportional controller, 15 Integration controller, 16 Second low-pass filter, 17 Second proportional controller, 18 Low-speed calculation unit, 19 High-speed calculation unit

Claims

電動機の回転速度である実速度を和の要素に含む信号を入力して低周波数成分をろ過した信号を出力する第１のローパスフィルタと、
少なくとも前記第１のローパスフィルタの出力を比例倍した信号と電動機速度制御のための速度指令に基づく信号との和または差に基づき低域トルク指令を演算する第１の制御演算部と、
前記低域トルク指令と実速度を入力し、少なくとも前記実速度の比例倍に基づく信号と前記低域トルク指令との和または差に基づき前記トルク指令を演算する第２の制御演算部を備えることを特徴とする電動機速度制御装置。A first low-pass filter that inputs a signal including the actual speed, which is the rotational speed of the electric motor, as a sum element and outputs a signal obtained by filtering a low-frequency component;
A first control calculation unit for calculating a low-frequency torque command based on a sum or difference between at least a signal proportionally multiplied by the output of the first low-pass filter and a signal based on a speed command for motor speed control;
A second control calculation unit that inputs the low-frequency torque command and the actual speed and calculates the torque command based on at least a sum or difference between a signal based on a proportional multiple of the actual speed and the low-frequency torque command; An electric motor speed control device.

前記第２の制御演算部は、前記実速度を和の要素に含む信号の低周波数成分をろ過した信号を出力する第２のローパスフィルタを備え、少なくとも前記低域トルク指令と前記第２のローパスフィルタの出力を比例倍した信号との和または差に基づき前記トルク指令を演算することを特徴とする請求項１に記載の電動機速度制御装置。The second control calculation unit includes a second low-pass filter that outputs a signal obtained by filtering a low-frequency component of a signal including the actual speed as a sum element, and at least the low-frequency torque command and the second low-pass filter 2. The motor speed control device according to claim 1, wherein the torque command is calculated based on a sum or difference with a signal obtained by proportionally multiplying the output of the filter.

前記速度指令を入力し、想定した制御対象のモデルの速度であるモデル速度と前記モデルのトルクであるモデルトルクを前記モデル速度が前記速度指令に追従するように演算して出力するモデル演算部をさらに備え、
前記第１のローパスフィルタが、前記モデル速度と前記実速度の差信号を入力して低周波数成分をろ波した信号を出力し、
前記第１の制御演算部が、前記第１のローパスフィルタの出力を比例倍した信号とモデルトルクの和に基づき低域トルク指令を演算し、
前記第２の制御演算部が、前記低域トルク指令と前記モデル速度と前記実速度を入力し、前記モデル速度と前記実速度の差信号の比例倍に基づく信号と前記低域トルク指令との和により前記トルク指令を演算する、
ことを特徴とする請求項１に記載の電動機速度制御装置。A model calculation unit that inputs the speed command, calculates a model speed that is a speed of the model to be controlled and a model torque that is a torque of the model so that the model speed follows the speed command and outputs the model speed; In addition,
The first low-pass filter inputs a difference signal between the model speed and the actual speed and outputs a signal obtained by filtering a low frequency component,
The first control calculation unit calculates a low-frequency torque command based on a sum of a signal obtained by proportionally multiplying the output of the first low-pass filter and a model torque,
The second control calculation unit inputs the low-frequency torque command, the model speed, and the actual speed, and generates a signal based on a proportional multiple of the difference signal between the model speed and the actual speed and the low-frequency torque command. The torque command is calculated by the sum.
The motor speed control device according to claim 1.

前記第２の制御演算部は、前記モデル速度と前記実速度の差信号の低周波数成分をろ過した信号を出力する第２のローパスフィルタを含み、少なくとも前記低域トルク指令と前記第２のローパスフィルタの出力を比例倍した信号との和に基づき前記トルク指令を演算することを特徴とする請求項３に記載の電動機速度制御装置。The second control calculation unit includes a second low-pass filter that outputs a signal obtained by filtering a low-frequency component of the difference signal between the model speed and the actual speed, and at least the low-frequency torque command and the second low-pass filter 4. The motor speed control device according to claim 3, wherein the torque command is calculated based on a sum with a signal obtained by multiplying a filter output by a proportional multiplication.

前記第２の制御演算部は前記第１の制御演算部よりも高速のサンプル周期で演算を行うことを特徴とする請求項１ないし４のいずれかに記載の電動機速度制御装置。5. The motor speed control device according to claim 1, wherein the second control operation unit performs an operation at a faster sampling period than the first control operation unit.