JP4415439B2 - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP4415439B2 JP4415439B2 JP2000015301A JP2000015301A JP4415439B2 JP 4415439 B2 JP4415439 B2 JP 4415439B2 JP 2000015301 A JP2000015301 A JP 2000015301A JP 2000015301 A JP2000015301 A JP 2000015301A JP 4415439 B2 JP4415439 B2 JP 4415439B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- bridge inverter
- circuit
- inverter circuit
- switching elements
- diode
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、回転運動などを行い、家庭、工場、事務所などにおいて使用されるインバータ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の技術におけるこの種のインバータ装置の回路図を図７に示す。
【０００３】
図７においては、電動機１は、コイル２、３、４を三相として、可動自在に設けられた永久磁石５、６を有している。
【０００４】
直流電源７は、１００Ｖ６０Ｈｚの交流電源８、チョークコイル９、整流回路１０から成り立っており、整流回路１０は、４本のダイオード１１、１２、１３、１４をブリッジ接続した全波整流のものを使用している。
【０００５】
スイッチング素子１５は、ＩＧＢＴを使用しており、整流回路１０のプラス出力端子とマイナス出力端子間を短絡、開放する様接続がなされており、さらにダイオード１６を通して、３相６石のインバータ回路１７が接続され、インバータ回路１７の入力端子間には電解式のコンデンサ１８が接続されている。
【０００６】
インバータ回路１７は、３相に対応し、３つのハーフブリッジインバータ回路１９、２０、２１が設けられており、それぞれのハーフブリッジインバータ回路は、いずれも２個のスイッチング素子を直列に接続して構成している。
【０００７】
すなわち、ハーフブリッジインバータ回路１９は、スイッチング素子２２、２３の直列回路により構成し、ハーフブリッジインバータ回路２０は、スイッチング素子２４、２５の直列回路により構成し、ハーフブリッジインバータ回路２１は、スイッチング素子２６、２７の直列回路により構成している。
【０００８】
なお、スイッチング素子２３、２３、２４、２５、２６、２７は、いずれもＩＧＢＴおよび、これと逆並列に接続したダイオードにより構成しているものとなっている。
【０００９】
それらのダイオードは、すべてスイッチング素子２３、２３、２４、２５、２６、２７の切り換え直後に逆方向の電流を通過させるものとなっている。
【００１０】
電動機１のコイル２、３、４は、スター結線と呼ばれる接続となっており、各コイルの一端子は、入力端子２８、２９、３０となり、それぞれハーフブリッジインバータ回路１９、２０、２１の出力、すなわち直列に接続されたスイッチング素子同士の接続点に接続されている。
【００１１】
駆動回路３１は、スイッチング素子１５、２２、２３、２４、２５、２６、２７の各ゲート端子に接続されており、それぞれのスイッチング素子のオンオフを制御するものとなっている。
【００１２】
また、電動機１内に設けたホールＩＣ３２、３３、３４は、永久磁石５、６の回転により、対抗する磁極がＮ極かＳ極かを検知して、それによってハイとローの論理信号を駆動回路３１に出力するものである。
【００１３】
以上の構成において、動作の説明を行う。
【００１４】
図８は、図７に示した従来の技術のインバータ装置の各部の動作波形を示し、（ア）は交流電源８の電圧Ｖａｃ、（イ）は駆動回路３１からスイッチング素子１５がオンオフ制御される波形、（ウ）は交流電源１から装置に流れる電流Ｉａｃの波形を示している。
【００１５】
スイッチング素子１５は、チョークコイル９、ダイオード１６、コンデンサ１８と共にいわゆる昇圧チョッパ回路を構成しており、スイッチング素子１５がオンの期間には、チョークコイル９を通して、スイッチング素子１５のコレクタ電流が流れることにより、チョークコイル９内に磁気的なエネルギーが蓄えられ、次にスイッチング素子１５がオフされると、チョークコイル９に蓄えられていた磁気エネルギーがダイオード１６を通してコンデンサ１８に供給され、昇圧された電圧がコンデンサ１８の両端から負荷であるインバータ回路１７に供給されるものとなる。
【００１６】
スイッチング素子１５は、駆動回路３１から１５キロヘルツの周波数で、オンオフ制御され、かつそのオン時間の比率（導通比）は、交流電源８の電圧Ｖａｃの瞬時値に応じ、ゼロ付近の瞬時電圧が低い期間は導通比が大、また高電圧の期間は導通比が小となっている。
【００１７】
以上の動作により、コンデンサ１８の電圧値、すなわちインバータ回路１７の入力電圧の値を有る程度加減することができるものとなり、これによって電動機の速度を高速から低速までスムーズに制御することができるものとなる。
【００１８】
すなわち、永久磁石５、６を使用した電動機の場合、各コイルに発生する誘導起電力は、速度に比例したものとなり、高速で力行させるには、電動機１に供給する電圧を高めてやる必要があるが、この時にはスイッチング素子１５の導通比を大きくすることにより、インバータ回路１７に供給される電圧が高くなり、高速時にも電動機に電流が供給できるものである。
【００１９】
また、図８に示したように交流電源１の半サイクル内での導通比を変化させることにより、交流電源８からの供給電流Ｉａｃの高調波成分を抑え、高力率を実現することも可能となるものである。
【００２０】
なお、Ｉａｃの波形を検出し、それが正弦波に近くなるようにスイッチング素子１５の導通比を制御する方法もあったが、その場合にも結果的には導通比は、（イ）の様に交流電源８の半サイクル内で変化するものとなるものである。
【００２１】
インバータ回路１７の動作については動作波形図は示していないが、一般によく知られている１２０度通電と呼ばれるものであり、ホールＩＣ３２、３３、３４から信号が駆動回路３１に入力されると、スイッチング素子２２、２３、２４、２５、２６、２７が駆動回路３１からの信号により、順序よくオンオフし、コイル２、３、４に電流が供給され、その結果永久磁石５、６にフレミングの左手の法則による力（トルク）が作用し、電動機として動作するものとなるものである。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】
以上のような従来の技術においては、インバータ回路１７とは別に昇圧チョッパとして動作させるためのスイッチング素子１５を設け、駆動回路３１がスイッチング素子１５のオンオフ制御を行うという構成を用いていることから、部品点数が多く、またコストが高くなるという課題を有していた。
【００２３】
本発明は、このような課題を解決するためのものであって、特に昇圧チョッパ専用のスイッチング素子を設けることなく、同等の効果を得ることにより、部品点数が少なく低コストのインバータ装置を実現するものである。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
この課題を解決するために本発明は、二個以上の入力端子を有する電動機と、チョークコイルを有する直流電源と、ダイオードと、コンデンサと、駆動回路と、２個のスイッチング素子を直列接続して構成したハーフブリッジインバータ回路を複数個有し、第１のハーフブリッジインバータ回路は、両端を前記直流電源に接続し、第２のハーフブリッジインバータ回路は、両端に前記コンデンサを接続し、かつ前記直流電源の出力に前記ダイオードを通して接続し、各ハーフブリッジインバータ回路のスイッチング素子同士の接続点には、それぞれ前記電動機の入力端子を接続し、前記第１のハーフブリッジインバータ回路の２個のスイッチング素子は、前記駆動回路によって同時にオンとなる同時導通期間を有する構成とすることにより、簡単な構成でインバータ装置を実現し、昇圧チョッパ動作を行わせることで、広い速度範囲に対応し、また装置の入力の力率も高めることができるものである。
【００２５】
【発明の実施形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、二個以上の入力端子を有する電動機と、チョークコイルを有する直流電源と、ダイオードと、コンデンサと、駆動回路と、２個のスイッチング素子を直列接続して構成したハーフブリッジインバータ回路を複数個有し、第１のハーフブリッジインバータ回路は、両端を前記直流電源に接続し、第２のハーフブリッジインバータ回路は、両端に前記コンデンサを接続し、かつ前記直流電源の出力に前記ダイオードを通して接続し、各ハーフブリッジインバータ回路のスイッチング素子同士の接続点には、それぞれ前記電動機の入力端子を接続し、前記第１のハーフブリッジインバータ回路の２個のスイッチング素子は、前記駆動回路によって同時にオンとなる同時導通期間を有する構成とすることにより、前記同時導通期間中に前記チョークコイルに磁気的エネルギーを蓄えて、その後の前記ダイオードを通して前記コンデンサに電流を供給するという昇圧チョッパの動作を行わせることができ、部品点数が少なく低コストでありながら、電動機に供給する電圧を加減でき、よって広い速度範囲に対応した動作が可能なインバータ装置を提供するものである。
【００２６】
また請求項２に記載の発明は、請求項１記載のインバータ装置の第２のハーフブリッジインバータ回路を、高電位側と低電位側にそれぞれダイオードを接続した上で、直流電源に接続した構成とすることにより、やはりスイッチング素子の数としては、追加せずに同時導通期間を設けられる期間をさらに広くすることができ、よってさらに電動機にの供給する電圧の可変範囲を広くして広範囲の速度に対応した動作が可能となる、優れたインバータ装置が実現できるものとなる。
【００２７】
また請求項３に記載の発明は、請求項１あるいは２いずれか１項記載のインバータ装置の電動機を永久磁石を有し、ダイオードは同時導通期間に前記永久磁石によって発生する誘導起電力を逆阻止状態とする構成とすることにより、励磁に電流を必要とせず、かつ前記永久磁石が運動することによって発生する誘導起電力がオンしているスイッチング素子に流れてブレーキを生ずるといった悪影響が発生する様なことを防止しし、高効率のインバータ装置を実現するものである。
【００２８】
また請求項４に記載の発明は、請求項１〜３いずれか１項記載のインバータ装置の直流電源を、交流電源と整流回路で構成し、チョークコイルを前記整流回路の入力側または出力側に有し、同時導通期間を前記交流電源の零点付近の位相に設けた構成とすることにより、簡単かつ低コストの回路構成でありながら、前記交流電源から供給される電流波形のひずみを効果的に減少させ、前記交流電源から高力率で電力の供給を受けることのできるインバータ装置を実現するものである。
【００２９】
また請求項５に記載の発明は、請求項１〜４いずれか１項記載のインバータ装置の第１のハーフブリッジインバータ回路と第２のハーフブリッジインバータ回路を、いずれも２個のスイッチング素子の少なくとも一方の導通比を制御することにより、電動機の入力電圧を制御するとともに、前記導通比は第１のハーフブリッジインバータ回路と第２のハーフブリッジインバータ回路で異なる値とすることにより、前記第１のハーフブリッジインバータ回路と前記第２のハーフブリッジインバータ回路に入力される電圧の差を相殺し、電動機への供給電圧の差を抑えることにより、騒音や振動を防止しながら広い速度範囲での運転、あるいは入力の高力率化が実現できるインバータ装置を実現できるものである。
【００３０】
また請求項６に記載の発明は、請求項１〜５いずれか１項記載のインバータ装置の電動機を、三個の入力端子と三相の巻線を有し、前記三相の巻線の内の少なくとも１個は他の相の巻線と巻き数が異なる構成とすることにより、３つのハーフブリッジインバータ回路に入力される電圧の差があっても、三相の巻線の間のインピーダンスの差を生じさせることによって、結果として前記電動機の三相それぞれに供給される電力の差を抑え、騒音や振動を防止しながら広い速度範囲での運転、あるいは入力の高力率化が実現できるインバータ装置を実現できるものである。
【００３１】
【実施例】
次に、本発明の具体例を説明する。
（実施例１）
図１は本発明の請求項１、請求項３、請求項４を使用した実施例１におけるインバータ装置の回路図である。
【００３２】
図１においては、電動機３５は、３個の入力端子３６、３７、３８を有し、チョークコイル３９を有する直流電源４０、ダイオード４１、電解式のコンデンサ４２、駆動回路４３を設けている。
【００３３】
本実施例においては、合計３個のハーフブリッジインバータ回路を有している。
【００３４】
第１のハーフブリッジインバータ回路４４は、２個のスイッチング素子４５、４６を直列接続して構成し、その両端は直流電源４０に接続されている。
【００３５】
第２のハーフブリッジインバータ回路４７、４８についても、２つをそれぞれスイッチング素子４９、５０および５１、５２を２個ずつの直列接続を行って構成しており、かつ両端は２つ第２のハーフブリッジインバータ回路４７、４８については共通に接続した上で、コンデンサ４２が接続されているものとなっている。
【００３６】
かつ、第２のハーフブリッジインバータ回路４７、４８の共通に接続されたプラス側の端子については、直流電源４０のプラス側の出力から、ダイオード４１をアノード端子からカソード端子に向けて通した上で接続が行われていて、一方のマイナス側に関しては直接直流電源４０のマイナス端子に直接に接続がなされているものとなっている。
【００３７】
３個のハーフブリッジインバータ回路４４、４７、４８のスイッチング素子同士の接続点は出力端子として、それぞれ電動機３５の入力端子３６、３７、３８を接続している。
【００３８】
本実施例においては、詳細に後述を行うが、第１のハーフブリッジインバータ回路４４を構成する２個のスイッチング素子４５、４６は、駆動回路４３によって同時にオンとなる同時導通期間を有しているものとなっている。
【００３９】
本実施例においては、特に請求項３の構成を用いており、電動機３５は、永久磁石５３、５４を有し、永久磁石５３については外側をＮ極に、また永久磁石５４については外側をＳ極としている。
【００４０】
そして、ダイオード４１は前記同時導通期間には永久磁石５３、５４が回転運動することによって巻線５７、５８、５９に発生する誘導起電力を逆阻止状態とするものとなっている。
【００４１】
さらに本実施例は、特に請求項４の構成も用いており、直流電源４０を１００ボルト６０ヘルツの交流電源５５と整流回路５６で構成し、チョークコイル３９については整流回路５６の入力側に設けている。
【００４２】
そして、駆動回路４３は、交流電源５５の位相を感知し、前記同時導通期間が交流電源５５の零点付近、すなわち瞬時電圧値をゼロ付近の位相には存在するように制御しているものとなっている。
【００４３】
なお、本実施例では電動機３５内の巻線５７、５８、５９は三相とし、同一の巻数のもので構成している。
【００４４】
また、電動機３５内には、ホールＩＣ６０、６１、６２も設けており、いずれも駆動回路４３に接続していて、対抗する永久磁石５３、５４がＮ極であるかＳ極であるかを磁気的に検知してハイ、ローの信号を出力するものとなっている。
【００４５】
整流回路５６は、４本のダイオード６３、６４、６５、６６をブリッジに接続した全波整流の構成としている。
【００４６】
また、本実施例においては、スイッチング素子４５、４６、４９、５０、５１、５２はいずれも絶縁ゲート形バイポーラトランジスタＩＧＢＴと逆並列接続されたダイオードによって構成しているものを使用している。
【００４７】
以上の構成において、実施例１の動作を説明する。
【００４８】
図２は、実施例１の動作波形図を示したものであり、（ア）は交流電源５５の電圧Ｖａｃ、（イ）は交流電源５５からの入力電流Ｉａｃ、（ウ）はスイッチング素子４５のオンオフ波形、（エ）はスイッチング素子４６のオンオフ波形、（オ）はスイッチング素子４９のオンオフ波形、（カ）はスイッチング素子５０のオンオフ波形、（キ）はスイッチング素子５１のオンオフ波形、（ク）はスイッチング素子５２のオンオフ波形である。
【００４９】
（ウ）〜（ク）は駆動回路４３がホールＩＣ６０、６１、６２からの信号を受けることにより、各スイッチング素子を順次オンさせるものであるが、特に本実施例においては（エ）に示しているスイッチング素子４６のオン期間の内、ｔ１〜ｔ２、ｔ３〜ｔ４、ｔ１１〜ｔ１２については、当該期間内に（ウ）に示しているスイッチング素子４５についても、駆動回路４３からのゲート駆動信号によってオン状態とする期間が設けられており、よって第１のハーフブリッジインバータ回路４４を構成するスイッチング素子４５、４６が同時にオンとなる同時導通期間を設けたものとなっている。
【００５０】
なお、本実施例においては、ｔ５〜ｔ６、ｔ７〜ｔ８、ｔ９〜ｔ１０については、（ウ）に示しているように、スイッチング素子４５はオフとなっており、（エ）に示したスイッチング４６のオンがなされているものの、スイッチング素子４５、４６の２個が同時にオンである、すなわち同時導通期間とはしていないが、これは（ア）に示しているように交流電源５５の零点から時間が経て、出力電圧Ｖａｃの瞬時値が高くなっている状態において、同時導通期間を設けていないものであり、請求項４に対応した構成となっている。
【００５１】
加えて、本実施例ではｔ３〜ｔ４においては、（ウ）に示されているように、ｔ３〜ｔ４の期間、すなわちスイッチング素子４６のオン期間に比して、スイッチング素子４５についてはオンしている期間を小とし、よって同時導通期間ｔ３〜ｔ４期間よりも短くする制御が駆動回路４３からの出力信号によってなされているが、これはｔ３〜ｔ４のタイミングが交流電源５５の零点（零ボルト時刻）からやや経過して、Ｖａｃの瞬時値が高くなってきていることに対応するものであり、（イ）にみられるような入力電流Ｉａｃの波形を、なるべく正弦波に近づけるという効果を上げるために行っているものである。
【００５２】
このように、第１のハーフブリッジインバータ回路４４を構成している２個のスイッチング素子４５、４６が同時にオンとされる同時導通期間においては、交流電源５５の出力電圧は、ほぼすべてがチョークコイル３９の両端間に印加されるものとなり、磁気エネルギーとしてチョークコイル３９内にエネルギーが蓄えられて、同時導通期間が終了した時点で、同エネルギーはダイオード４１を経てコンデンサ４２および第二のハーフブリッジインバータ回路４７、４８に供給されるものとなり、すなわちいわゆる昇圧チョッパとして動作するものとなる。
【００５３】
したがって同時導通期間の長さをスイッチング素子４５をオンさせる時間を加減することによって変化させて、昇圧率を制御することもできる。
【００５４】
第２のハーフブリッジインバータ回路４７、４８については、昇圧後の電圧がコンデンサ４２から供給されるので、例えば高速での力行条件などでも電動機３５への電流が十分に供給可能となり、対応することができるものとなる。
【００５５】
なお、本実施例においては、電動機３５が永久磁石５３、５４を備えていることから回転によって巻線５８、５９に発生する誘導起電力は、スイッチング素子４９、５１内の逆導通ダイオードを通って、コンデンサ４２までは達するが、ダイオード４１が同時導通期間に逆阻止状態となり、これによって誘導起電力の短絡を防ぐことができており、それによるブレーキトルクが生ずることもなく、同時導通期間の存在による電動機３５の駆動への悪影響は全くないものとしている。
【００５６】
ただし、本実施例においては、昇圧チョッパの出力電圧が常に利用できるのは、第２のハーフブリッジインバータ回路４７、４８であり、第１のハーフブリッジインバータ回路に関しては、ダイオード４１を導通させた状態の時には昇圧出力が利用できるが、ダイオード４１が逆阻止状態とした期間は、昇圧前の低電圧、すなわち交流電源５５の瞬時値電圧をそのまま供給されて動作が行われるものとなり、従来の技術と比較すると、高速時の出力トルクの点では若干制限されるものとなる。
【００５７】
しかし、高速時に必要なトルクが比較的小さい応用例においては、十分な効果を得られるものとなり、スイッチング素子の数が従来の技術より１個少なくても実現させることができるというコストダウン効果、および形状と重量が低減できるという効果は大なるものとなる。
【００５８】
また、本実施例では１個のダイオード４１を直流電源４０のプラス側に接続していることから、スイッチング素子４６、５０、５２についてはエミッタ電位が共通となり、パワー用として一般的に使用されるＮチャンネルのＩＧＢＴを使用した場合に駆動回路４３が簡単に構成できるという効果も得られるものとなっているが、特にこのような構成に限定されるものでなく、例えば１個のダイオードを直流電源４０のマイナス出力と第２のハーフブリッジインバータ回路４７、４８のマイナス側端子を共通接続した部位との間にて接続しているもの、もしくは図１のダイオード４１に加えて１個のダイオードをマイナス側端子に設けて計２個のダイオードとしたものであってもよい。
【００５９】
また本実施例では、３相の電動機３５を使用しているが、２相のものや、より多くの相を有していてもよく、第１のハーフブリッジインバータ回路と第２のハーフブリッジインバータ回路の数についても、本実施例においては前者１個と後者２個としたが、特にこれに限定されものではなく、前者１個と後者３個、前者２個と後者１個などさまざまな組み合わせについて特性検討を行えば、設計の範囲で自由に構成することができるものとなる。
（実施例２）
図３は、本発明の請求項２と請求項３を使用した実施例２におけるインバータ装置の回路図を示している。
【００６０】
図３においては、単相の電動機６７は、２個の入力端子６８、６９を有し、チョークコイル７０と電池７１の直列接続で構成した直流電源７２を備えている。
【００６１】
実施例２においては、２個のハーフブリッジインバータ回路を有している。
【００６２】
第１のハーフブリッジインバータ回路７３は、２個のスイッチング素子７４、７５を直列接続して構成し、その両端は直流電源７２に接続されている。
【００６３】
第２のハーフブリッジインバータ回路７６は、２個のスイッチング素子７７、７８を直列接続して構成し、そのプラス側の端子は直流電源７２のプラス側の出力端子からダイオード７９を通して接続されており、マイナス側の端子はダイオード８０を通して直流電源７２のマイナス側の出力端子へと接続されているものとなっている。
【００６４】
電解形のコンデンサ８１は、第２のハーフブリッジインバータ回路７６の両端に接続されている。
【００６５】
スイッチング素子７４、７５、７７、７８は、いずれもゲート端子が駆動回路８２に接続されており、オンオフを制御され、特に第１のハーフブリッジインバータ回路７３を構成しているスイッチング素子７４と７５については、その双方が同時に導通状態となる同時導通期間が生じるように駆動回路８２を働かせている。
【００６６】
電動機６７内には、永久磁石８３、８４が回転自在に設けられ、ホールＩＣ８５は、対抗する永久磁石８３、８４がＮ極かＳ極かを検知して、ハイ、ローの論理信号を駆動回路８２に出力するものとなっている。
【００６７】
そして、ダイオード７９、８０は前記同時導通期間に永久磁石８３、８４によって発生する誘導起電力に対し、それを逆阻止状態とする作用を行わせている。
【００６８】
以上の構成において、動作の説明を行う。
【００６９】
図４は、実施例２のインバータ装置の動作波形図を示している。
【００７０】
図４において、（ア）はホールＩＣ８５の出力信号Ｓ１、（イ）はスイッチング素子７４のオンオフ波形、（ウ）はスイッチング素子７５のオンオフ波形、（エ）はスイッチング素子７７のオンオフ波形、（オ）はスイッチング素子７８のオンオフ波形を示している。
【００７１】
ｔ１においてＳ１がハイとなると、駆動回路８２は即（イ）と（オ）に示されるようにスイッチング素子７４、７８をオフし、その後Ｔｄ時間後に（ウ）と（エ）に示されるようにスイッチング素子７５、７７がオンされるものとなる。
【００７２】
ここでＴｄ時間は、いわゆるデッドタイムであり、上下に接続された２個のスイッチング素子が同時導通することを防ぐ目的があり、特に第２のハーフブリッジインバータ回路７６については、もしも同時導通が起こるとコンデンサ８１から大電流がスイッチング素子７７、７８に流れて破壊に至ることもあり、このようなことを防ぐために各スイッチング素子のターンオフ遅れ時間よりも長い時間に相当するＴｄが設けられているものである。
【００７３】
時刻ｔ２においては、電動機６７の回転により、Ｓ１がローに変化しているが、駆動回路８２はここで、スイッチング素子７７、７８を即オフとし、Ｔｄ時間後にスイッチング素子７４、７８をオンさせるものとしており、ここでもＴｄはデッドタイムとして機能している。
【００７４】
以降ｔ３〜ｔ４、ｔ５〜ｔ６、ｔ７〜ｔ８については、ｔ１〜ｔ２の期間と同等に、またｔ４〜ｔ５、ｔ６〜ｔ７については、ｔ２〜ｔ３の期間と同等に駆動回路８２からの信号が各スイッチング素子に加えられ、動作がなされ、これによって電動機６７の入力端子６８、６９に交流電流が供給されて回転駆動動作がなされるものとなる。
【００７５】
ここで、本実施例においては、（ア）に見られるようにｔ１〜ｔ２の期間にはスイッチング素子７４は、３０％の通電比率（デューティ）にてオンオフ動作を行っており、また（イ）に見られるようにｔ２〜ｔ３の期間にはスイッチング素子７５が、３０％の通電比率でオンオフ動作されるため、これらの期間は第１のハーフブリッジインバータ回路７３の両端が短絡された同時導通期間となる。この同時導通期間には、電池７１の電圧がほぼすべてチョークコイル７０の両端子間に印加された形となって、チョークコイル７０に磁気的にエネルギーが蓄えられるものとなる。
【００７６】
なお、この状態にあるとき、本実施例ではダイオード７９、８０が逆阻止状態となり、電動機６７内の永久磁石８３、８４が回転することによって入力端子６８、６９間に発生する発生する誘導起電力を、同時導通によって短絡することは防ぐことができるものとなっており、したがってそれによって引き起こされるブレーキトルクなどが生ずることもない。
【００７７】
同時導通期間が終了すると、チョークコイル７０に蓄えられた磁気的エネルギーは、ダイオード７９、８０を経て、コンデンサ８１および第２のハーフブリッジインバータ回路７６に供給されるものとなるので、昇圧チョッパとして動作することができるものとなる。
【００７８】
本実施例では、昇圧された出力電圧はコンデンサ８１に蓄えられるが、同時導通期間にチョークコイル７０に蓄えられた磁気的エネルギーが大きい状態では、同時導通期間以外の期間にダイオード７９、８０が共にオン状態となり、結果としてコンデンサ８１に蓄えられた昇圧チョッパの出力電圧を有効に利用することができるものとなる。
【００７９】
なお、請求項１においては、特に２個のダイオード７９、８０を使用することは限定されるものではないことから、コンデンサ８１の電圧をより有効に利用する目的で、設計に応じて例えばダイオード７９のみにするか、ダイオード８０のみにするというようにしても良い。
（実施例３）
請求項５を用いた実施例３におけるインバータ装置については、回路図の面では実施例１と図１と全くの同等である。
【００８０】
図５は、実施例３のインバータ装置を２０００ｒｐｍで運転している状態における各部の動作波形図であり、（ア）はホールＩＣ６０の出力電圧Ｓ１の波形、（イ）はホールＩＣ６１の出力電圧Ｓ２の波形、（ウ）はホールＩＣ６２の出力電圧Ｓ３の波形、（エ）はスイッチング素子４５のオンオフ波形、（オ）はスイッチング素子４６のオンオフ波形、（カ）はスイッチング素子４９のオンオフ波形、（キ）はスイッチング素子５０のオンオフ波形、（ク）はスイッチング素子５１のオンオフ波形、（ケ）はスイッチング素子５２のオンオフ波形を示しているものである。
【００８１】
図５においては、２極着磁構成で２０００ｒｐｍであることから、電気角６０度は５ｍｓに相当し、各ホールＩＣの出力信号（ア）〜（ウ）は、いずれもハイの期間とローの期間が共に電気角１８０度であり、時間は１５ｍｓの波形となる。
【００８２】
（エ）〜（ケ）に見られるように、各スイッチング素子はホールＩＣ６０、６１、６２の信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３に応じて駆動回路４３からオンオフがなされるものであるが、同時導通期間であるｔ４〜ｔ６については、（エ）にみられるようにスイッチング素子４５は４３％のデューティ（通電比率）でＰＷＭ制御されている。
【００８３】
また特に本実施例においては、ｔ１〜ｔ３およびｔ７〜ｔ９の期間においては、駆動回路４３からのスイッチング素子４５のデューティは６８％の通電比率でオンオフ制御がなされており、一方ｔ３〜ｔ５においてのスイッチング素子４９の通電比率と、ｔ５〜ｔ７においてのスイッチング素子５１の通電比率は、いずれも２６％という値となっている。
【００８４】
これは、第２のハーフブリッジインバータ回路４７、４８に供給される電圧が、昇圧された出力であって、第１のハーフブリッジインバータ回路４４に供給される電圧よりも高いものであることから、その電圧の差を通電比率でカバーすることにより、ほぼ同等の電圧が３相の各巻線に供給されるものとしている。
【００８５】
しかし、高速回転での力行のためには、昇圧された出力電圧をそのまま使用することが必要となるため、例えば４０００ｒｐｍといったような高速での動作では、本実施例においても、（カ）と（ク）のオン期間のデューティがほぼ１００％とした条件で、運転を行わせるもので、その場合には、３相のアンバランスが発生するものとなるが、特に高速での必要トルクが比較的小であるという応用例には十分な性能を確保できるものとなり、結果として広範囲の速度条件での駆動に対応したインバータ装置が、スイッチング素子の数を増やすことなく、比較的簡単な回路構成で実現できるという効果をあげることができるものとなる。
【００８６】
なお、本実施例では各ハーフブリッジインバータ回路の上側のスイッチング素子４５、４９、５１について、駆動回路４３はＰＷＭ（パルス幅制御）で通電比率を加減して、等価的な電動機３５に印加される電圧を制御していることにより、例えばブートストラップと呼ばれるような方法で、上側のスイッチング素子の駆動を行う構成を駆動回路４３内に設けて低コストとすることも可能であるが、特に上側のスイッチング素子のみでのＰＷＭが行われなければならないというものではなく、逆に下側のスイッチング素子４６、５０、５２を駆動回路４３によってＰＷＭ制御したり、もしくは上下のスイッチング素子を電気角６０度毎に切り換えてＰＷＭ制御してもよく、その場合に各スイッチング素子の導通期間の前半の６０度をＰＷＭ制御として後半の６０度は定常的なオン状態が維持されるものとして動作させると、電気角６０度毎に行われるスイッチング素子の切換時において、電動機３５に供給する電流の時間的変化率（ｄｉ／ｄｔ）が小となる傾向があることから、装置から発せられる騒音は効果的に低減させることができるものとなる。
（実施例４）
図６は、請求項６を用いた実施例４におけるインバータ装置の電動機８６の構成を示している。
【００８７】
図６においては、（ア）で示されているように、固定子８７と回転子８８により構成し、固定し８７は鉄心９０のティース（歯）と呼ばれる部分に設けたティース巻線８９ａ、８９ｂ、８９ｃ、８９ｄ、８９ｅ、８９ｆ、８９ｇ、８９ｈ、８９ｉ、８９ｊ、８９ｋ、８９ｌが設けられ、一方回転子８８においては、鉄心９２の表面に張り付けられた永久磁石９１ａ、９１ｂ、９１ｃ、９１ｄ、９１ｅ、９１ｆ、９１ｇ、９１ｈを、９１ａ、９１ｃ、９１ｅ、９１ｇについては外側にＮ極が着磁し、９１ｂ、９１ｄ、９１ｆ、９１ｈでは逆極性、すなわち外側がＳ極が表れた状態に着磁を行っており、軸９３を中心に回転自在となるように、例えばベアリング等の軸受けにて支持したものとなっている。
【００８８】
ここで、（イ）で示されているように、ティース巻線８９ａ、８９ｂ、８９ｃ、８９ｄ、８９ｅ、８９ｆ、８９ｇ、８９ｈ、８９ｉ、８９ｊ、８９ｋ、８９ｌは、４個ずつの直列回路により、巻線９４、９５、９６を構成して、３個の巻線９４、９５、９６のそれぞれ一方の端子はＮ点で示しているように、１つにまとめられた中性点とされ、他の端子はいずれも入力端子９７、９８、９９が設けられ、三相の構成をとっている。
【００８９】
本実施例では電動機８６以外の部分については、図１で示している実施例１に同等のものであって、図１の入力端子３６、３７、３８それぞれに対して、入力端子９７、９８、９９が、代わりとして接続しているものである。
【００９０】
（イ）において、各ティース巻線の片方には黒丸が付されているが、これは各ティース巻線の極性を示しているものであり、各ティース巻線は、黒丸が付されている側の端子から電流が供給された場合においては、内側にＮ極が発生するものである。
【００９１】
特に本実施例においては、巻線９４を構成しているティース巻線８９ａ、８９ｄ、８９ｇ、８９ｊについては、直径０．６ミリメートルのエナメル線を３００ターン巻きとし、その他のティース巻線については、すべて直径０．５ミリメートルのエナメル線を４２０ターン巻いて構成している。
【００９２】
これにより、昇圧出力が供給される第２のハーフブリッジインバータ回路４７、４８から、それぞれ供給される巻線９５、９６に関しては、ターン数が巻線９４に比して大であることから、１ターン当たりの電圧値の差が抑えられ、従って各ティース部分の磁束の絶対値の差が抑えられたものとなり、騒音が抑えられるという効果が有る。
【００９３】
しかし、高速回転での力行のためには、昇圧された出力電圧をそのまま使用することが必要となるため、例えば４０００ｒｐｍといったような高速での動作では、本実施例においても、ティース間の磁束に関して３相のアンバランスが発生するものとなるが、特に高速での必要トルクが比較的小であるという応用例には十分な性能を確保できるものとなり、結果として広範囲の速度条件での駆動に対応したインバータ装置が、スイッチング素子の数を増やすことなく、比較的簡単な回路構成で実現できるという効果をあげることができるものとなる。
【００９４】
さらに高速域までの力行が必要な場合においては、巻線９５、９６を構成している各ティース巻線を、巻線９４を構成する巻線８９ａ、８９ｄ、８９ｇ、８９ｊよりも、逆に他のティース巻線よりも巻数小として、速度に対する巻線９５、９６の誘導起電力の発生をより抑えた形とし、もっと高速域での電流の供給を可能としてもよい。
【００９５】
【発明の効果】
以上のように請求項１は、特に二個以上の入力端子を有する電動機と、チョークコイルを有する直流電源と、ダイオードと、コンデンサと、駆動回路と、２個のスイッチング素子を直列接続して構成したハーフブリッジインバータ回路を複数個有し、第１のハーフブリッジインバータ回路は、両端を前記直流電源に接続し、第２のハーフブリッジインバータ回路は、両端に前記コンデンサを接続し、かつ前記直流電源の出力に前記ダイオードを通して接続し、各ハーフブリッジインバータ回路のスイッチング素子同士の接続点には、それぞれ前記電動機の入力端子を接続し、前記第１のハーフブリッジインバータ回路の２個のスイッチング素子は、前記駆動回路によって同時にオンとなる同時導通期間を有する構成とすることにより、部品点数が少なく低コストでありながら、電動機に供給する電圧を加減でき、よって広い速度範囲に対応した動作が可能なインバータ装置を提供するものである。
【００９６】
また請求項２に記載の発明は、特に請求項１記載のインバータ装置の第２のハーフブリッジインバータ回路を、高電位側と低電位側にそれぞれダイオードを接続した上で、直流電源に接続した構成とすることにより、やはりスイッチング素子の数としては、追加せずに同時導通期間を設けられる期間をさらに広くすることができ、よってさらに電動機にの供給する電圧の可変範囲を広くして広範囲の速度に対応した動作が可能となる、優れたインバータ装置が実現できるものとなる。
【００９７】
また請求項３に記載の発明は、特に請求項１あるいは２いずれか１項記載のインバータ装置の電動機を永久磁石を有し、ダイオードは同時導通期間に前記永久磁石によって発生する誘導起電力を逆阻止状態とする構成とすることにより、高効率のインバータ装置を実現するものである。
【００９８】
また請求項４に記載の発明は、請求項１〜３いずれか１項記載のインバータ装置の直流電源を、交流電源と整流回路で構成し、チョークコイルを前記整流回路の入力側または出力側に有し、同時導通期間を前記交流電源の零点付近の位相に設けた構成とすることにより、簡単かつ低コストの回路構成でありながら、前記交流電源から高力率で電力の供給を受けることのできるインバータ装置を実現するものである。
【００９９】
また請求項５に記載の発明は、請求項１〜４いずれか１項記載のインバータ装置の第１のハーフブリッジインバータ回路と第２のハーフブリッジインバータ回路を、いずれも２個のスイッチング素子の少なくとも一方の導通比を制御することにより、電動機の入力電圧を制御するとともに、前記導通比は第１のハーフブリッジインバータ回路と第２のハーフブリッジインバータ回路で異なる値とすることにより、騒音や振動を防止しながら広い速度範囲での運転、あるいは入力の高力率化が実現できるインバータ装置を実現できるものである。
【０１００】
また請求項６に記載の発明は、請求項１〜５いずれか１項記載のインバータ装置の電動機を、三個の入力端子と三相の巻線を有し、前記三相の巻線の内の少なくとも１個は他の相の巻線と巻き数が異なる構成とすることにより、騒音や振動を防止しながら広い速度範囲での運転、あるいは入力の高力率化が実現できるインバータ装置を実現できるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例１におけるインバータ装置を示す回路図
【図２】同、インバータ装置の動作波形図
【図３】実施例２におけるインバータ装置を示す回路図
【図４】同、インバータ装置の動作波形図
【図５】実施例３におけるインバータ装置の動作波形図
【図６】実施例４における電動機の構造図
【図７】従来の技術におけるインバータ装置の回路図
【図８】同、インバータ装置の動作波形図
【符号の説明】
３６、３７、３８、６８、６９ 入力端子
３５、６７ 電動機
３９、７０ チョークコイル
４０、７２ 直流電源
４１、７９、８０ ダイオード
４２、８１ コンデンサ
４３、８２ 駆動回路
４５、４６、４９、５０、５１、５２、７４、７５、７７、７８ スイッチング素子
４４、７３ 第１のハーフブリッジインバータ回路
４７、４８、７６第２のハーフブリッジインバータ回路
５３、５４、８３、８４、９１ａ、９１ｂ、９１ｃ、９１ｄ、９１ｅ、９１ｆ、９１ｇ、９１ｈ 永久磁石
５５ 交流電源
５６ 整流回路
５７、５８、５９ 巻線
【発明の属する技術分野】
本発明は、回転運動などを行い、家庭、工場、事務所などにおいて使用されるインバータ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の技術におけるこの種のインバータ装置の回路図を図７に示す。
【０００３】
図７においては、電動機１は、コイル２、３、４を三相として、可動自在に設けられた永久磁石５、６を有している。
【０００４】
直流電源７は、１００Ｖ６０Ｈｚの交流電源８、チョークコイル９、整流回路１０から成り立っており、整流回路１０は、４本のダイオード１１、１２、１３、１４をブリッジ接続した全波整流のものを使用している。
【０００５】
スイッチング素子１５は、ＩＧＢＴを使用しており、整流回路１０のプラス出力端子とマイナス出力端子間を短絡、開放する様接続がなされており、さらにダイオード１６を通して、３相６石のインバータ回路１７が接続され、インバータ回路１７の入力端子間には電解式のコンデンサ１８が接続されている。
【０００６】
インバータ回路１７は、３相に対応し、３つのハーフブリッジインバータ回路１９、２０、２１が設けられており、それぞれのハーフブリッジインバータ回路は、いずれも２個のスイッチング素子を直列に接続して構成している。
【０００７】
すなわち、ハーフブリッジインバータ回路１９は、スイッチング素子２２、２３の直列回路により構成し、ハーフブリッジインバータ回路２０は、スイッチング素子２４、２５の直列回路により構成し、ハーフブリッジインバータ回路２１は、スイッチング素子２６、２７の直列回路により構成している。
【０００８】
なお、スイッチング素子２３、２３、２４、２５、２６、２７は、いずれもＩＧＢＴおよび、これと逆並列に接続したダイオードにより構成しているものとなっている。
【０００９】
それらのダイオードは、すべてスイッチング素子２３、２３、２４、２５、２６、２７の切り換え直後に逆方向の電流を通過させるものとなっている。
【００１０】
電動機１のコイル２、３、４は、スター結線と呼ばれる接続となっており、各コイルの一端子は、入力端子２８、２９、３０となり、それぞれハーフブリッジインバータ回路１９、２０、２１の出力、すなわち直列に接続されたスイッチング素子同士の接続点に接続されている。
【００１１】
駆動回路３１は、スイッチング素子１５、２２、２３、２４、２５、２６、２７の各ゲート端子に接続されており、それぞれのスイッチング素子のオンオフを制御するものとなっている。
【００１２】
また、電動機１内に設けたホールＩＣ３２、３３、３４は、永久磁石５、６の回転により、対抗する磁極がＮ極かＳ極かを検知して、それによってハイとローの論理信号を駆動回路３１に出力するものである。
【００１３】
以上の構成において、動作の説明を行う。
【００１４】
図８は、図７に示した従来の技術のインバータ装置の各部の動作波形を示し、（ア）は交流電源８の電圧Ｖａｃ、（イ）は駆動回路３１からスイッチング素子１５がオンオフ制御される波形、（ウ）は交流電源１から装置に流れる電流Ｉａｃの波形を示している。
【００１５】
スイッチング素子１５は、チョークコイル９、ダイオード１６、コンデンサ１８と共にいわゆる昇圧チョッパ回路を構成しており、スイッチング素子１５がオンの期間には、チョークコイル９を通して、スイッチング素子１５のコレクタ電流が流れることにより、チョークコイル９内に磁気的なエネルギーが蓄えられ、次にスイッチング素子１５がオフされると、チョークコイル９に蓄えられていた磁気エネルギーがダイオード１６を通してコンデンサ１８に供給され、昇圧された電圧がコンデンサ１８の両端から負荷であるインバータ回路１７に供給されるものとなる。
【００１６】
スイッチング素子１５は、駆動回路３１から１５キロヘルツの周波数で、オンオフ制御され、かつそのオン時間の比率（導通比）は、交流電源８の電圧Ｖａｃの瞬時値に応じ、ゼロ付近の瞬時電圧が低い期間は導通比が大、また高電圧の期間は導通比が小となっている。
【００１７】
以上の動作により、コンデンサ１８の電圧値、すなわちインバータ回路１７の入力電圧の値を有る程度加減することができるものとなり、これによって電動機の速度を高速から低速までスムーズに制御することができるものとなる。
【００１８】
すなわち、永久磁石５、６を使用した電動機の場合、各コイルに発生する誘導起電力は、速度に比例したものとなり、高速で力行させるには、電動機１に供給する電圧を高めてやる必要があるが、この時にはスイッチング素子１５の導通比を大きくすることにより、インバータ回路１７に供給される電圧が高くなり、高速時にも電動機に電流が供給できるものである。
【００１９】
また、図８に示したように交流電源１の半サイクル内での導通比を変化させることにより、交流電源８からの供給電流Ｉａｃの高調波成分を抑え、高力率を実現することも可能となるものである。
【００２０】
なお、Ｉａｃの波形を検出し、それが正弦波に近くなるようにスイッチング素子１５の導通比を制御する方法もあったが、その場合にも結果的には導通比は、（イ）の様に交流電源８の半サイクル内で変化するものとなるものである。
【００２１】
インバータ回路１７の動作については動作波形図は示していないが、一般によく知られている１２０度通電と呼ばれるものであり、ホールＩＣ３２、３３、３４から信号が駆動回路３１に入力されると、スイッチング素子２２、２３、２４、２５、２６、２７が駆動回路３１からの信号により、順序よくオンオフし、コイル２、３、４に電流が供給され、その結果永久磁石５、６にフレミングの左手の法則による力（トルク）が作用し、電動機として動作するものとなるものである。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】
以上のような従来の技術においては、インバータ回路１７とは別に昇圧チョッパとして動作させるためのスイッチング素子１５を設け、駆動回路３１がスイッチング素子１５のオンオフ制御を行うという構成を用いていることから、部品点数が多く、またコストが高くなるという課題を有していた。
【００２３】
本発明は、このような課題を解決するためのものであって、特に昇圧チョッパ専用のスイッチング素子を設けることなく、同等の効果を得ることにより、部品点数が少なく低コストのインバータ装置を実現するものである。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
この課題を解決するために本発明は、二個以上の入力端子を有する電動機と、チョークコイルを有する直流電源と、ダイオードと、コンデンサと、駆動回路と、２個のスイッチング素子を直列接続して構成したハーフブリッジインバータ回路を複数個有し、第１のハーフブリッジインバータ回路は、両端を前記直流電源に接続し、第２のハーフブリッジインバータ回路は、両端に前記コンデンサを接続し、かつ前記直流電源の出力に前記ダイオードを通して接続し、各ハーフブリッジインバータ回路のスイッチング素子同士の接続点には、それぞれ前記電動機の入力端子を接続し、前記第１のハーフブリッジインバータ回路の２個のスイッチング素子は、前記駆動回路によって同時にオンとなる同時導通期間を有する構成とすることにより、簡単な構成でインバータ装置を実現し、昇圧チョッパ動作を行わせることで、広い速度範囲に対応し、また装置の入力の力率も高めることができるものである。
【００２５】
【発明の実施形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、二個以上の入力端子を有する電動機と、チョークコイルを有する直流電源と、ダイオードと、コンデンサと、駆動回路と、２個のスイッチング素子を直列接続して構成したハーフブリッジインバータ回路を複数個有し、第１のハーフブリッジインバータ回路は、両端を前記直流電源に接続し、第２のハーフブリッジインバータ回路は、両端に前記コンデンサを接続し、かつ前記直流電源の出力に前記ダイオードを通して接続し、各ハーフブリッジインバータ回路のスイッチング素子同士の接続点には、それぞれ前記電動機の入力端子を接続し、前記第１のハーフブリッジインバータ回路の２個のスイッチング素子は、前記駆動回路によって同時にオンとなる同時導通期間を有する構成とすることにより、前記同時導通期間中に前記チョークコイルに磁気的エネルギーを蓄えて、その後の前記ダイオードを通して前記コンデンサに電流を供給するという昇圧チョッパの動作を行わせることができ、部品点数が少なく低コストでありながら、電動機に供給する電圧を加減でき、よって広い速度範囲に対応した動作が可能なインバータ装置を提供するものである。
【００２６】
また請求項２に記載の発明は、請求項１記載のインバータ装置の第２のハーフブリッジインバータ回路を、高電位側と低電位側にそれぞれダイオードを接続した上で、直流電源に接続した構成とすることにより、やはりスイッチング素子の数としては、追加せずに同時導通期間を設けられる期間をさらに広くすることができ、よってさらに電動機にの供給する電圧の可変範囲を広くして広範囲の速度に対応した動作が可能となる、優れたインバータ装置が実現できるものとなる。
【００２７】
また請求項３に記載の発明は、請求項１あるいは２いずれか１項記載のインバータ装置の電動機を永久磁石を有し、ダイオードは同時導通期間に前記永久磁石によって発生する誘導起電力を逆阻止状態とする構成とすることにより、励磁に電流を必要とせず、かつ前記永久磁石が運動することによって発生する誘導起電力がオンしているスイッチング素子に流れてブレーキを生ずるといった悪影響が発生する様なことを防止しし、高効率のインバータ装置を実現するものである。
【００２８】
また請求項４に記載の発明は、請求項１〜３いずれか１項記載のインバータ装置の直流電源を、交流電源と整流回路で構成し、チョークコイルを前記整流回路の入力側または出力側に有し、同時導通期間を前記交流電源の零点付近の位相に設けた構成とすることにより、簡単かつ低コストの回路構成でありながら、前記交流電源から供給される電流波形のひずみを効果的に減少させ、前記交流電源から高力率で電力の供給を受けることのできるインバータ装置を実現するものである。
【００２９】
また請求項５に記載の発明は、請求項１〜４いずれか１項記載のインバータ装置の第１のハーフブリッジインバータ回路と第２のハーフブリッジインバータ回路を、いずれも２個のスイッチング素子の少なくとも一方の導通比を制御することにより、電動機の入力電圧を制御するとともに、前記導通比は第１のハーフブリッジインバータ回路と第２のハーフブリッジインバータ回路で異なる値とすることにより、前記第１のハーフブリッジインバータ回路と前記第２のハーフブリッジインバータ回路に入力される電圧の差を相殺し、電動機への供給電圧の差を抑えることにより、騒音や振動を防止しながら広い速度範囲での運転、あるいは入力の高力率化が実現できるインバータ装置を実現できるものである。
【００３０】
また請求項６に記載の発明は、請求項１〜５いずれか１項記載のインバータ装置の電動機を、三個の入力端子と三相の巻線を有し、前記三相の巻線の内の少なくとも１個は他の相の巻線と巻き数が異なる構成とすることにより、３つのハーフブリッジインバータ回路に入力される電圧の差があっても、三相の巻線の間のインピーダンスの差を生じさせることによって、結果として前記電動機の三相それぞれに供給される電力の差を抑え、騒音や振動を防止しながら広い速度範囲での運転、あるいは入力の高力率化が実現できるインバータ装置を実現できるものである。
【００３１】
【実施例】
次に、本発明の具体例を説明する。
（実施例１）
図１は本発明の請求項１、請求項３、請求項４を使用した実施例１におけるインバータ装置の回路図である。
【００３２】
図１においては、電動機３５は、３個の入力端子３６、３７、３８を有し、チョークコイル３９を有する直流電源４０、ダイオード４１、電解式のコンデンサ４２、駆動回路４３を設けている。
【００３３】
本実施例においては、合計３個のハーフブリッジインバータ回路を有している。
【００３４】
第１のハーフブリッジインバータ回路４４は、２個のスイッチング素子４５、４６を直列接続して構成し、その両端は直流電源４０に接続されている。
【００３５】
第２のハーフブリッジインバータ回路４７、４８についても、２つをそれぞれスイッチング素子４９、５０および５１、５２を２個ずつの直列接続を行って構成しており、かつ両端は２つ第２のハーフブリッジインバータ回路４７、４８については共通に接続した上で、コンデンサ４２が接続されているものとなっている。
【００３６】
かつ、第２のハーフブリッジインバータ回路４７、４８の共通に接続されたプラス側の端子については、直流電源４０のプラス側の出力から、ダイオード４１をアノード端子からカソード端子に向けて通した上で接続が行われていて、一方のマイナス側に関しては直接直流電源４０のマイナス端子に直接に接続がなされているものとなっている。
【００３７】
３個のハーフブリッジインバータ回路４４、４７、４８のスイッチング素子同士の接続点は出力端子として、それぞれ電動機３５の入力端子３６、３７、３８を接続している。
【００３８】
本実施例においては、詳細に後述を行うが、第１のハーフブリッジインバータ回路４４を構成する２個のスイッチング素子４５、４６は、駆動回路４３によって同時にオンとなる同時導通期間を有しているものとなっている。
【００３９】
本実施例においては、特に請求項３の構成を用いており、電動機３５は、永久磁石５３、５４を有し、永久磁石５３については外側をＮ極に、また永久磁石５４については外側をＳ極としている。
【００４０】
そして、ダイオード４１は前記同時導通期間には永久磁石５３、５４が回転運動することによって巻線５７、５８、５９に発生する誘導起電力を逆阻止状態とするものとなっている。
【００４１】
さらに本実施例は、特に請求項４の構成も用いており、直流電源４０を１００ボルト６０ヘルツの交流電源５５と整流回路５６で構成し、チョークコイル３９については整流回路５６の入力側に設けている。
【００４２】
そして、駆動回路４３は、交流電源５５の位相を感知し、前記同時導通期間が交流電源５５の零点付近、すなわち瞬時電圧値をゼロ付近の位相には存在するように制御しているものとなっている。
【００４３】
なお、本実施例では電動機３５内の巻線５７、５８、５９は三相とし、同一の巻数のもので構成している。
【００４４】
また、電動機３５内には、ホールＩＣ６０、６１、６２も設けており、いずれも駆動回路４３に接続していて、対抗する永久磁石５３、５４がＮ極であるかＳ極であるかを磁気的に検知してハイ、ローの信号を出力するものとなっている。
【００４５】
整流回路５６は、４本のダイオード６３、６４、６５、６６をブリッジに接続した全波整流の構成としている。
【００４６】
また、本実施例においては、スイッチング素子４５、４６、４９、５０、５１、５２はいずれも絶縁ゲート形バイポーラトランジスタＩＧＢＴと逆並列接続されたダイオードによって構成しているものを使用している。
【００４７】
以上の構成において、実施例１の動作を説明する。
【００４８】
図２は、実施例１の動作波形図を示したものであり、（ア）は交流電源５５の電圧Ｖａｃ、（イ）は交流電源５５からの入力電流Ｉａｃ、（ウ）はスイッチング素子４５のオンオフ波形、（エ）はスイッチング素子４６のオンオフ波形、（オ）はスイッチング素子４９のオンオフ波形、（カ）はスイッチング素子５０のオンオフ波形、（キ）はスイッチング素子５１のオンオフ波形、（ク）はスイッチング素子５２のオンオフ波形である。
【００４９】
（ウ）〜（ク）は駆動回路４３がホールＩＣ６０、６１、６２からの信号を受けることにより、各スイッチング素子を順次オンさせるものであるが、特に本実施例においては（エ）に示しているスイッチング素子４６のオン期間の内、ｔ１〜ｔ２、ｔ３〜ｔ４、ｔ１１〜ｔ１２については、当該期間内に（ウ）に示しているスイッチング素子４５についても、駆動回路４３からのゲート駆動信号によってオン状態とする期間が設けられており、よって第１のハーフブリッジインバータ回路４４を構成するスイッチング素子４５、４６が同時にオンとなる同時導通期間を設けたものとなっている。
【００５０】
なお、本実施例においては、ｔ５〜ｔ６、ｔ７〜ｔ８、ｔ９〜ｔ１０については、（ウ）に示しているように、スイッチング素子４５はオフとなっており、（エ）に示したスイッチング４６のオンがなされているものの、スイッチング素子４５、４６の２個が同時にオンである、すなわち同時導通期間とはしていないが、これは（ア）に示しているように交流電源５５の零点から時間が経て、出力電圧Ｖａｃの瞬時値が高くなっている状態において、同時導通期間を設けていないものであり、請求項４に対応した構成となっている。
【００５１】
加えて、本実施例ではｔ３〜ｔ４においては、（ウ）に示されているように、ｔ３〜ｔ４の期間、すなわちスイッチング素子４６のオン期間に比して、スイッチング素子４５についてはオンしている期間を小とし、よって同時導通期間ｔ３〜ｔ４期間よりも短くする制御が駆動回路４３からの出力信号によってなされているが、これはｔ３〜ｔ４のタイミングが交流電源５５の零点（零ボルト時刻）からやや経過して、Ｖａｃの瞬時値が高くなってきていることに対応するものであり、（イ）にみられるような入力電流Ｉａｃの波形を、なるべく正弦波に近づけるという効果を上げるために行っているものである。
【００５２】
このように、第１のハーフブリッジインバータ回路４４を構成している２個のスイッチング素子４５、４６が同時にオンとされる同時導通期間においては、交流電源５５の出力電圧は、ほぼすべてがチョークコイル３９の両端間に印加されるものとなり、磁気エネルギーとしてチョークコイル３９内にエネルギーが蓄えられて、同時導通期間が終了した時点で、同エネルギーはダイオード４１を経てコンデンサ４２および第二のハーフブリッジインバータ回路４７、４８に供給されるものとなり、すなわちいわゆる昇圧チョッパとして動作するものとなる。
【００５３】
したがって同時導通期間の長さをスイッチング素子４５をオンさせる時間を加減することによって変化させて、昇圧率を制御することもできる。
【００５４】
第２のハーフブリッジインバータ回路４７、４８については、昇圧後の電圧がコンデンサ４２から供給されるので、例えば高速での力行条件などでも電動機３５への電流が十分に供給可能となり、対応することができるものとなる。
【００５５】
なお、本実施例においては、電動機３５が永久磁石５３、５４を備えていることから回転によって巻線５８、５９に発生する誘導起電力は、スイッチング素子４９、５１内の逆導通ダイオードを通って、コンデンサ４２までは達するが、ダイオード４１が同時導通期間に逆阻止状態となり、これによって誘導起電力の短絡を防ぐことができており、それによるブレーキトルクが生ずることもなく、同時導通期間の存在による電動機３５の駆動への悪影響は全くないものとしている。
【００５６】
ただし、本実施例においては、昇圧チョッパの出力電圧が常に利用できるのは、第２のハーフブリッジインバータ回路４７、４８であり、第１のハーフブリッジインバータ回路に関しては、ダイオード４１を導通させた状態の時には昇圧出力が利用できるが、ダイオード４１が逆阻止状態とした期間は、昇圧前の低電圧、すなわち交流電源５５の瞬時値電圧をそのまま供給されて動作が行われるものとなり、従来の技術と比較すると、高速時の出力トルクの点では若干制限されるものとなる。
【００５７】
しかし、高速時に必要なトルクが比較的小さい応用例においては、十分な効果を得られるものとなり、スイッチング素子の数が従来の技術より１個少なくても実現させることができるというコストダウン効果、および形状と重量が低減できるという効果は大なるものとなる。
【００５８】
また、本実施例では１個のダイオード４１を直流電源４０のプラス側に接続していることから、スイッチング素子４６、５０、５２についてはエミッタ電位が共通となり、パワー用として一般的に使用されるＮチャンネルのＩＧＢＴを使用した場合に駆動回路４３が簡単に構成できるという効果も得られるものとなっているが、特にこのような構成に限定されるものでなく、例えば１個のダイオードを直流電源４０のマイナス出力と第２のハーフブリッジインバータ回路４７、４８のマイナス側端子を共通接続した部位との間にて接続しているもの、もしくは図１のダイオード４１に加えて１個のダイオードをマイナス側端子に設けて計２個のダイオードとしたものであってもよい。
【００５９】
また本実施例では、３相の電動機３５を使用しているが、２相のものや、より多くの相を有していてもよく、第１のハーフブリッジインバータ回路と第２のハーフブリッジインバータ回路の数についても、本実施例においては前者１個と後者２個としたが、特にこれに限定されものではなく、前者１個と後者３個、前者２個と後者１個などさまざまな組み合わせについて特性検討を行えば、設計の範囲で自由に構成することができるものとなる。
（実施例２）
図３は、本発明の請求項２と請求項３を使用した実施例２におけるインバータ装置の回路図を示している。
【００６０】
図３においては、単相の電動機６７は、２個の入力端子６８、６９を有し、チョークコイル７０と電池７１の直列接続で構成した直流電源７２を備えている。
【００６１】
実施例２においては、２個のハーフブリッジインバータ回路を有している。
【００６２】
第１のハーフブリッジインバータ回路７３は、２個のスイッチング素子７４、７５を直列接続して構成し、その両端は直流電源７２に接続されている。
【００６３】
第２のハーフブリッジインバータ回路７６は、２個のスイッチング素子７７、７８を直列接続して構成し、そのプラス側の端子は直流電源７２のプラス側の出力端子からダイオード７９を通して接続されており、マイナス側の端子はダイオード８０を通して直流電源７２のマイナス側の出力端子へと接続されているものとなっている。
【００６４】
電解形のコンデンサ８１は、第２のハーフブリッジインバータ回路７６の両端に接続されている。
【００６５】
スイッチング素子７４、７５、７７、７８は、いずれもゲート端子が駆動回路８２に接続されており、オンオフを制御され、特に第１のハーフブリッジインバータ回路７３を構成しているスイッチング素子７４と７５については、その双方が同時に導通状態となる同時導通期間が生じるように駆動回路８２を働かせている。
【００６６】
電動機６７内には、永久磁石８３、８４が回転自在に設けられ、ホールＩＣ８５は、対抗する永久磁石８３、８４がＮ極かＳ極かを検知して、ハイ、ローの論理信号を駆動回路８２に出力するものとなっている。
【００６７】
そして、ダイオード７９、８０は前記同時導通期間に永久磁石８３、８４によって発生する誘導起電力に対し、それを逆阻止状態とする作用を行わせている。
【００６８】
以上の構成において、動作の説明を行う。
【００６９】
図４は、実施例２のインバータ装置の動作波形図を示している。
【００７０】
図４において、（ア）はホールＩＣ８５の出力信号Ｓ１、（イ）はスイッチング素子７４のオンオフ波形、（ウ）はスイッチング素子７５のオンオフ波形、（エ）はスイッチング素子７７のオンオフ波形、（オ）はスイッチング素子７８のオンオフ波形を示している。
【００７１】
ｔ１においてＳ１がハイとなると、駆動回路８２は即（イ）と（オ）に示されるようにスイッチング素子７４、７８をオフし、その後Ｔｄ時間後に（ウ）と（エ）に示されるようにスイッチング素子７５、７７がオンされるものとなる。
【００７２】
ここでＴｄ時間は、いわゆるデッドタイムであり、上下に接続された２個のスイッチング素子が同時導通することを防ぐ目的があり、特に第２のハーフブリッジインバータ回路７６については、もしも同時導通が起こるとコンデンサ８１から大電流がスイッチング素子７７、７８に流れて破壊に至ることもあり、このようなことを防ぐために各スイッチング素子のターンオフ遅れ時間よりも長い時間に相当するＴｄが設けられているものである。
【００７３】
時刻ｔ２においては、電動機６７の回転により、Ｓ１がローに変化しているが、駆動回路８２はここで、スイッチング素子７７、７８を即オフとし、Ｔｄ時間後にスイッチング素子７４、７８をオンさせるものとしており、ここでもＴｄはデッドタイムとして機能している。
【００７４】
以降ｔ３〜ｔ４、ｔ５〜ｔ６、ｔ７〜ｔ８については、ｔ１〜ｔ２の期間と同等に、またｔ４〜ｔ５、ｔ６〜ｔ７については、ｔ２〜ｔ３の期間と同等に駆動回路８２からの信号が各スイッチング素子に加えられ、動作がなされ、これによって電動機６７の入力端子６８、６９に交流電流が供給されて回転駆動動作がなされるものとなる。
【００７５】
ここで、本実施例においては、（ア）に見られるようにｔ１〜ｔ２の期間にはスイッチング素子７４は、３０％の通電比率（デューティ）にてオンオフ動作を行っており、また（イ）に見られるようにｔ２〜ｔ３の期間にはスイッチング素子７５が、３０％の通電比率でオンオフ動作されるため、これらの期間は第１のハーフブリッジインバータ回路７３の両端が短絡された同時導通期間となる。この同時導通期間には、電池７１の電圧がほぼすべてチョークコイル７０の両端子間に印加された形となって、チョークコイル７０に磁気的にエネルギーが蓄えられるものとなる。
【００７６】
なお、この状態にあるとき、本実施例ではダイオード７９、８０が逆阻止状態となり、電動機６７内の永久磁石８３、８４が回転することによって入力端子６８、６９間に発生する発生する誘導起電力を、同時導通によって短絡することは防ぐことができるものとなっており、したがってそれによって引き起こされるブレーキトルクなどが生ずることもない。
【００７７】
同時導通期間が終了すると、チョークコイル７０に蓄えられた磁気的エネルギーは、ダイオード７９、８０を経て、コンデンサ８１および第２のハーフブリッジインバータ回路７６に供給されるものとなるので、昇圧チョッパとして動作することができるものとなる。
【００７８】
本実施例では、昇圧された出力電圧はコンデンサ８１に蓄えられるが、同時導通期間にチョークコイル７０に蓄えられた磁気的エネルギーが大きい状態では、同時導通期間以外の期間にダイオード７９、８０が共にオン状態となり、結果としてコンデンサ８１に蓄えられた昇圧チョッパの出力電圧を有効に利用することができるものとなる。
【００７９】
なお、請求項１においては、特に２個のダイオード７９、８０を使用することは限定されるものではないことから、コンデンサ８１の電圧をより有効に利用する目的で、設計に応じて例えばダイオード７９のみにするか、ダイオード８０のみにするというようにしても良い。
（実施例３）
請求項５を用いた実施例３におけるインバータ装置については、回路図の面では実施例１と図１と全くの同等である。
【００８０】
図５は、実施例３のインバータ装置を２０００ｒｐｍで運転している状態における各部の動作波形図であり、（ア）はホールＩＣ６０の出力電圧Ｓ１の波形、（イ）はホールＩＣ６１の出力電圧Ｓ２の波形、（ウ）はホールＩＣ６２の出力電圧Ｓ３の波形、（エ）はスイッチング素子４５のオンオフ波形、（オ）はスイッチング素子４６のオンオフ波形、（カ）はスイッチング素子４９のオンオフ波形、（キ）はスイッチング素子５０のオンオフ波形、（ク）はスイッチング素子５１のオンオフ波形、（ケ）はスイッチング素子５２のオンオフ波形を示しているものである。
【００８１】
図５においては、２極着磁構成で２０００ｒｐｍであることから、電気角６０度は５ｍｓに相当し、各ホールＩＣの出力信号（ア）〜（ウ）は、いずれもハイの期間とローの期間が共に電気角１８０度であり、時間は１５ｍｓの波形となる。
【００８２】
（エ）〜（ケ）に見られるように、各スイッチング素子はホールＩＣ６０、６１、６２の信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３に応じて駆動回路４３からオンオフがなされるものであるが、同時導通期間であるｔ４〜ｔ６については、（エ）にみられるようにスイッチング素子４５は４３％のデューティ（通電比率）でＰＷＭ制御されている。
【００８３】
また特に本実施例においては、ｔ１〜ｔ３およびｔ７〜ｔ９の期間においては、駆動回路４３からのスイッチング素子４５のデューティは６８％の通電比率でオンオフ制御がなされており、一方ｔ３〜ｔ５においてのスイッチング素子４９の通電比率と、ｔ５〜ｔ７においてのスイッチング素子５１の通電比率は、いずれも２６％という値となっている。
【００８４】
これは、第２のハーフブリッジインバータ回路４７、４８に供給される電圧が、昇圧された出力であって、第１のハーフブリッジインバータ回路４４に供給される電圧よりも高いものであることから、その電圧の差を通電比率でカバーすることにより、ほぼ同等の電圧が３相の各巻線に供給されるものとしている。
【００８５】
しかし、高速回転での力行のためには、昇圧された出力電圧をそのまま使用することが必要となるため、例えば４０００ｒｐｍといったような高速での動作では、本実施例においても、（カ）と（ク）のオン期間のデューティがほぼ１００％とした条件で、運転を行わせるもので、その場合には、３相のアンバランスが発生するものとなるが、特に高速での必要トルクが比較的小であるという応用例には十分な性能を確保できるものとなり、結果として広範囲の速度条件での駆動に対応したインバータ装置が、スイッチング素子の数を増やすことなく、比較的簡単な回路構成で実現できるという効果をあげることができるものとなる。
【００８６】
なお、本実施例では各ハーフブリッジインバータ回路の上側のスイッチング素子４５、４９、５１について、駆動回路４３はＰＷＭ（パルス幅制御）で通電比率を加減して、等価的な電動機３５に印加される電圧を制御していることにより、例えばブートストラップと呼ばれるような方法で、上側のスイッチング素子の駆動を行う構成を駆動回路４３内に設けて低コストとすることも可能であるが、特に上側のスイッチング素子のみでのＰＷＭが行われなければならないというものではなく、逆に下側のスイッチング素子４６、５０、５２を駆動回路４３によってＰＷＭ制御したり、もしくは上下のスイッチング素子を電気角６０度毎に切り換えてＰＷＭ制御してもよく、その場合に各スイッチング素子の導通期間の前半の６０度をＰＷＭ制御として後半の６０度は定常的なオン状態が維持されるものとして動作させると、電気角６０度毎に行われるスイッチング素子の切換時において、電動機３５に供給する電流の時間的変化率（ｄｉ／ｄｔ）が小となる傾向があることから、装置から発せられる騒音は効果的に低減させることができるものとなる。
（実施例４）
図６は、請求項６を用いた実施例４におけるインバータ装置の電動機８６の構成を示している。
【００８７】
図６においては、（ア）で示されているように、固定子８７と回転子８８により構成し、固定し８７は鉄心９０のティース（歯）と呼ばれる部分に設けたティース巻線８９ａ、８９ｂ、８９ｃ、８９ｄ、８９ｅ、８９ｆ、８９ｇ、８９ｈ、８９ｉ、８９ｊ、８９ｋ、８９ｌが設けられ、一方回転子８８においては、鉄心９２の表面に張り付けられた永久磁石９１ａ、９１ｂ、９１ｃ、９１ｄ、９１ｅ、９１ｆ、９１ｇ、９１ｈを、９１ａ、９１ｃ、９１ｅ、９１ｇについては外側にＮ極が着磁し、９１ｂ、９１ｄ、９１ｆ、９１ｈでは逆極性、すなわち外側がＳ極が表れた状態に着磁を行っており、軸９３を中心に回転自在となるように、例えばベアリング等の軸受けにて支持したものとなっている。
【００８８】
ここで、（イ）で示されているように、ティース巻線８９ａ、８９ｂ、８９ｃ、８９ｄ、８９ｅ、８９ｆ、８９ｇ、８９ｈ、８９ｉ、８９ｊ、８９ｋ、８９ｌは、４個ずつの直列回路により、巻線９４、９５、９６を構成して、３個の巻線９４、９５、９６のそれぞれ一方の端子はＮ点で示しているように、１つにまとめられた中性点とされ、他の端子はいずれも入力端子９７、９８、９９が設けられ、三相の構成をとっている。
【００８９】
本実施例では電動機８６以外の部分については、図１で示している実施例１に同等のものであって、図１の入力端子３６、３７、３８それぞれに対して、入力端子９７、９８、９９が、代わりとして接続しているものである。
【００９０】
（イ）において、各ティース巻線の片方には黒丸が付されているが、これは各ティース巻線の極性を示しているものであり、各ティース巻線は、黒丸が付されている側の端子から電流が供給された場合においては、内側にＮ極が発生するものである。
【００９１】
特に本実施例においては、巻線９４を構成しているティース巻線８９ａ、８９ｄ、８９ｇ、８９ｊについては、直径０．６ミリメートルのエナメル線を３００ターン巻きとし、その他のティース巻線については、すべて直径０．５ミリメートルのエナメル線を４２０ターン巻いて構成している。
【００９２】
これにより、昇圧出力が供給される第２のハーフブリッジインバータ回路４７、４８から、それぞれ供給される巻線９５、９６に関しては、ターン数が巻線９４に比して大であることから、１ターン当たりの電圧値の差が抑えられ、従って各ティース部分の磁束の絶対値の差が抑えられたものとなり、騒音が抑えられるという効果が有る。
【００９３】
しかし、高速回転での力行のためには、昇圧された出力電圧をそのまま使用することが必要となるため、例えば４０００ｒｐｍといったような高速での動作では、本実施例においても、ティース間の磁束に関して３相のアンバランスが発生するものとなるが、特に高速での必要トルクが比較的小であるという応用例には十分な性能を確保できるものとなり、結果として広範囲の速度条件での駆動に対応したインバータ装置が、スイッチング素子の数を増やすことなく、比較的簡単な回路構成で実現できるという効果をあげることができるものとなる。
【００９４】
さらに高速域までの力行が必要な場合においては、巻線９５、９６を構成している各ティース巻線を、巻線９４を構成する巻線８９ａ、８９ｄ、８９ｇ、８９ｊよりも、逆に他のティース巻線よりも巻数小として、速度に対する巻線９５、９６の誘導起電力の発生をより抑えた形とし、もっと高速域での電流の供給を可能としてもよい。
【００９５】
【発明の効果】
以上のように請求項１は、特に二個以上の入力端子を有する電動機と、チョークコイルを有する直流電源と、ダイオードと、コンデンサと、駆動回路と、２個のスイッチング素子を直列接続して構成したハーフブリッジインバータ回路を複数個有し、第１のハーフブリッジインバータ回路は、両端を前記直流電源に接続し、第２のハーフブリッジインバータ回路は、両端に前記コンデンサを接続し、かつ前記直流電源の出力に前記ダイオードを通して接続し、各ハーフブリッジインバータ回路のスイッチング素子同士の接続点には、それぞれ前記電動機の入力端子を接続し、前記第１のハーフブリッジインバータ回路の２個のスイッチング素子は、前記駆動回路によって同時にオンとなる同時導通期間を有する構成とすることにより、部品点数が少なく低コストでありながら、電動機に供給する電圧を加減でき、よって広い速度範囲に対応した動作が可能なインバータ装置を提供するものである。
【００９６】
また請求項２に記載の発明は、特に請求項１記載のインバータ装置の第２のハーフブリッジインバータ回路を、高電位側と低電位側にそれぞれダイオードを接続した上で、直流電源に接続した構成とすることにより、やはりスイッチング素子の数としては、追加せずに同時導通期間を設けられる期間をさらに広くすることができ、よってさらに電動機にの供給する電圧の可変範囲を広くして広範囲の速度に対応した動作が可能となる、優れたインバータ装置が実現できるものとなる。
【００９７】
また請求項３に記載の発明は、特に請求項１あるいは２いずれか１項記載のインバータ装置の電動機を永久磁石を有し、ダイオードは同時導通期間に前記永久磁石によって発生する誘導起電力を逆阻止状態とする構成とすることにより、高効率のインバータ装置を実現するものである。
【００９８】
また請求項４に記載の発明は、請求項１〜３いずれか１項記載のインバータ装置の直流電源を、交流電源と整流回路で構成し、チョークコイルを前記整流回路の入力側または出力側に有し、同時導通期間を前記交流電源の零点付近の位相に設けた構成とすることにより、簡単かつ低コストの回路構成でありながら、前記交流電源から高力率で電力の供給を受けることのできるインバータ装置を実現するものである。
【００９９】
また請求項５に記載の発明は、請求項１〜４いずれか１項記載のインバータ装置の第１のハーフブリッジインバータ回路と第２のハーフブリッジインバータ回路を、いずれも２個のスイッチング素子の少なくとも一方の導通比を制御することにより、電動機の入力電圧を制御するとともに、前記導通比は第１のハーフブリッジインバータ回路と第２のハーフブリッジインバータ回路で異なる値とすることにより、騒音や振動を防止しながら広い速度範囲での運転、あるいは入力の高力率化が実現できるインバータ装置を実現できるものである。
【０１００】
また請求項６に記載の発明は、請求項１〜５いずれか１項記載のインバータ装置の電動機を、三個の入力端子と三相の巻線を有し、前記三相の巻線の内の少なくとも１個は他の相の巻線と巻き数が異なる構成とすることにより、騒音や振動を防止しながら広い速度範囲での運転、あるいは入力の高力率化が実現できるインバータ装置を実現できるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例１におけるインバータ装置を示す回路図
【図２】同、インバータ装置の動作波形図
【図３】実施例２におけるインバータ装置を示す回路図
【図４】同、インバータ装置の動作波形図
【図５】実施例３におけるインバータ装置の動作波形図
【図６】実施例４における電動機の構造図
【図７】従来の技術におけるインバータ装置の回路図
【図８】同、インバータ装置の動作波形図
【符号の説明】
３６、３７、３８、６８、６９ 入力端子
３５、６７ 電動機
３９、７０ チョークコイル
４０、７２ 直流電源
４１、７９、８０ ダイオード
４２、８１ コンデンサ
４３、８２ 駆動回路
４５、４６、４９、５０、５１、５２、７４、７５、７７、７８ スイッチング素子
４４、７３ 第１のハーフブリッジインバータ回路
４７、４８、７６第２のハーフブリッジインバータ回路
５３、５４、８３、８４、９１ａ、９１ｂ、９１ｃ、９１ｄ、９１ｅ、９１ｆ、９１ｇ、９１ｈ 永久磁石
５５ 交流電源
５６ 整流回路
５７、５８、５９ 巻線
Claims (6)
- 二個以上の入力端子を有する電動機と、チョークコイルを有する直流電源と、ダイオードと、コンデンサと、駆動回路と、２個のスイッチング素子を直列接続して構成したハーフブリッジインバータ回路を複数個有し、第１のハーフブリッジインバータ回路は、両端を前記直流電源に接続し、第２のハーフブリッジインバータ回路は、両端に前記コンデンサを接続し、かつ前記直流電源の出力に前記ダイオードを通して接続し、各ハーフブリッジインバータ回路のスイッチング素子同士の接続点には、それぞれ前記電動機の入力端子を接続し、前記第１のハーフブリッジインバータ回路の２個のスイッチング素子は、前記駆動回路によって同時にオンとなる同時導通期間を有するインバータ装置。
- 第２のハーフブリッジインバータ回路は、高電位側と低電位側にそれぞれダイオードを接続した上で、直流電源に接続した請求項１に記載のインバータ装置。
- 電動機は永久磁石を有し、ダイオードは同時導通期間に前記永久磁石によって発生する誘導起電力を逆阻止状態とする請求項１または２に記載のインバータ装置。
- 直流電源は、交流電源と整流回路で構成し、チョークコイルは前記整流回路の入力側または出力側に有し、同時導通期間を前記交流電源の零点付近の位相に設けた請求項１〜３のいずれか１項に記載のインバータ装置。
- 第１のハーフブリッジインバータ回路と第２のハーフブリッジインバータ回路は、いずれも２個のスイッチング素子の少なくとも一方の導通比を制御することにより、電動機の入力電圧を制御するとともに、前記導通比は第１のハーフブリッジインバータ回路と第２のハーフブリッジインバータ回路で異なる値とした請求項１〜４のいずれか１項に記載のインバータ装置。
- 電動機は三個の入力端子と三相の巻線を有し、前記三相の巻線の内の少なくとも１個は他の相の巻線と巻き数が異なる請求項１〜５のいずれか１項に記載のインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000015301A JP4415439B2 (ja) | 2000-01-25 | 2000-01-25 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000015301A JP4415439B2 (ja) | 2000-01-25 | 2000-01-25 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001211665A JP2001211665A (ja) | 2001-08-03 |
| JP4415439B2 true JP4415439B2 (ja) | 2010-02-17 |
Family
ID=18542622
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000015301A Expired - Fee Related JP4415439B2 (ja) | 2000-01-25 | 2000-01-25 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4415439B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE102017125548A1 (de) * | 2017-11-01 | 2019-05-02 | Sma Solar Technology Ag | Schaltungsanordnung und leistungselektronische wandlerschaltung |
| CN108512482B (zh) * | 2018-05-25 | 2023-09-29 | 陕西科技大学 | 一种双桥臂交直交变频电路及其控制方法 |
-
2000
- 2000-01-25 JP JP2000015301A patent/JP4415439B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2001211665A (ja) | 2001-08-03 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6850019B2 (en) | Single coil, direct current permanent magnet brushless motor with voltage boost | |
| US20120206076A1 (en) | Motor-driving apparatus for variable-speed motor | |
| JP5928946B2 (ja) | 整流回路及び、それを用いたモータ駆動装置 | |
| JPH10155299A (ja) | 動力発生装置とこれを使用する掃除機 | |
| Singh et al. | A PFC based BLDC motor drive using a Bridgeless Zeta converter | |
| JP2014042445A (ja) | ２相スイッチドリラクタンスモータのスイッチング装置及びその制御方法 | |
| EP3453109B1 (en) | Switched reluctance machine and power converter | |
| Kumar et al. | PMBLDC motor based ceiling fan using an isolated PFC zeta converter | |
| Karthika et al. | Review on torque ripple reduction techniques of BLDC motor | |
| JP2010154715A (ja) | 電力変換装置およびそれを用いた電気掃除機 | |
| JP4608741B2 (ja) | インバータ装置およびこのインバータ装置を用いた電気洗濯機又は電気掃除機 | |
| Kommula et al. | PFC based SEPIC converter fed BLDC motor with torque ripple minimization approach | |
| JP4415439B2 (ja) | インバータ装置 | |
| Shahbazi et al. | A new converter based On DITC for improving Torque ripple and power factor in SRM drives | |
| US8427090B2 (en) | Magnetic-drive-pulsation motor | |
| Dhawale et al. | Position control of four switch three phase BLDC motor using PWM control | |
| Kumar et al. | Bridgeless Landsman Converter Based PM-BLDC Motor Drive for Exhaust Fan | |
| Singh et al. | PFC bridge converter for voltage-controlled adjustable-speed PMBLDCM drive | |
| Singh et al. | Power factor correction in permanent magnet brushless DC motor drive using single-phase Cuk converter | |
| JP4174948B2 (ja) | エネルギー貯蔵装置 | |
| Mahalingam et al. | A comparative analysis of torque ripple reduction techniques for sensor BLDC drive | |
| Singh et al. | Single-phase SEPIC based PFC converter for PMBLDCM drive in air-conditioning system | |
| Dodke et al. | Comparison of cuk and buck converter fed electronically commuted motor drive | |
| Pavithra et al. | Zeta converter fed BLDC motor for Power Factor Correction and speed control | |
| JP4140105B2 (ja) | インバータ装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20061211 |
|
| RD01 | Notification of change of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7421 Effective date: 20070112 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20091023 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20091104 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20091117 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121204 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121204 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131204 Year of fee payment: 4 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |