JP4411899B2 - 誘導電動機の制御方法 - Google Patents

Description

この発明は、可変電圧可変周波数の交流電力を発生する電力変換装置により駆動される誘導電動機の制御方法に関する。

図２は、この種の誘導電動機の制御方法の従来例を示す電動機制御装置の回路構成図であり、１は後述の制御装置１０からの三相の電圧指令ｖ_U ^*，ｖ_V ^*，ｖ_W ^*（交流量）それぞれをＰＷＭ演算して内蔵するインバータ主回路を形成するそれぞれの半導体スイッチへのオン・オフ駆動信号に変換し、これらのオン・オフ駆動信号に基づき前記インバータ主回路から三相の交流電圧を発生する電力変換装置、２は電力変換装置１により給電される誘導電動機、３は電力変換装置１から誘導電動機２への電流、すなわち、誘導電動機２の一次電流ｉ₁ を検出する電流検出器、１０は指令値発生手段１１と積分器１２とベクトル回転器１３とベクトル回転器１４と定数測定手段１５とから形成され、電力変換装置１を介して駆動される誘導電動機２を可変速制御する制御装置である。

この制御装置１０において、指令値発生手段１１では指令される誘導電動機２の一次角周波数設定値ω₁ と、この一次角周波数設定値ω₁ を積分器１２による時間積分演算で得られる位相角設定値θ₁ に基づき電流検出器３で検出された誘導電動機２の一次電流ｉ₁ をベクトル回転器１４による三相−二相変換およびｄ−ｑ変換したｉ_1d，ｉ_1qと、後述の定数測定手段１５により得られる誘導電動機２の電動機定数の測定値（一次抵抗測定値Ｒ₁ ^#，励磁インダクタンス測定値Ｌｍ^# ，二次抵抗測定値Ｒ₂ ^#，漏れインダクタンス測定値Ｌσ^# ）とから、周知の技術により、ｄ軸電圧指令値ｖ_1d ^* ，ｑ軸電圧指令値ｖ_1q ^* を演算し、これらの指令値をベクトル回転器１３へ出力している。このベクトル回転器１３では前記位相角設定値θ₁ に基づき前記ｄ軸電圧指令値ｖ_1d ^* ，ｑ軸電圧指令値ｖ_1q ^* をα−β変換および二相−三相変換した前記電圧指令ｖ_U ^*，ｖ_V ^*，ｖ_W ^*を生成している。

図２に示した定数測定手段１５での誘導電動機２の電気定数の測定値を導出するための動作について、上述のｖ_1d ^* ，ｖ_1q ^* ，ｉ_1d，ｉ_1q，θ₁ と図３，図４に示した誘導電動機の等価回路図とを参照しつつ、以下に説明する。

先ず、静止状態の誘導電動機２に電力変換装置１から直流電圧Ｖ₁ を印加し、このときに電力変換装置１から流れる直流電流Ｉ₁ を測定することにより、誘導電動機２の一次抵抗測定値Ｒ₁ ^#は、Ｒ₁ ^#＝Ｖ₁ ／Ｉ₁ として導出することができる。

次に、電力変換装置２を介して誘導電動機２を無負荷で回転させた状態にし、このときの一次角周波数設定値をω₁ とすると、誘導電動機２のｄ軸成分電流ｉ_1dは、下記（１）式で表される。

ここで、一次角周波数設定値ω₁ が十分大きいときには、下記（２）式に示す近似式が成り立つ。
ｉ_1d≒｜ｖ₁｜／｛ω₁（Ｌσ＋Ｌｍ）｝ （２）
上記（２）式において、Ｌσ＜＜Ｌｍであることを考慮し、さらに近似することにより、誘導電動機２の励磁インダクタンスＬｍは、下記（３）式で表すことができる。
Ｌｍ≒｜ｖ₁｜／（ω₁・ｉ_1d） （３）
すなわち、誘導電動機２の励磁インダクタンス測定値Ｌｍ^# はｄ軸電圧指令値ｖ_1d ^* とｑ軸電圧指令値ｖ_1q ^* とに基づく誘導電動機２の一次電圧ベクトルの大きさ｜ｖ₁｜と、一次角周波数設定値ω₁ と、誘導電動機２のｄ軸成分電流ｉ_1dとから、上記（３）式に従って導出することができる。

また、誘導電動機２の漏れインダクタンスＬσの測定値Ｌσ^# の導出方法としては、下記特許文献１に記載されているものが知られている。

すなわち、誘導電動機２に電力変換装置１を介して角周波数ω_h の交流電流Δｉ₁ を流す状態にし、このときに必要な電圧をΔｖ₁ とすると、図３に示した誘導電動機の静止状態（すなわち、すべりｓ＝１）でのＴ−１型等価回路図における二次側を直列インピーダンス回路（Ｒ_E ，Ｌ_E ）に変換した図４に示す等価回路図に基づくと、下記（４）式に示す関係がある。
Δｉ₁＝Δｖ₁／｛Ｒ₁＋Ｒ_E＋ｊω_h（Ｌσ＋Ｌ_E）｝ （４）
上記（４）式から、誘導電動機２の漏れインダクタンスＬσは下記（５）式となる。

さらに角周波数ω_h が十分高いとして、上記（４）式におけるＬ_E ≒０（図４参照）とし、（４）式の右辺分母をｊω_h Ｌσと近似することにより、従来の誘導電動機２の漏れインダクタンス測定値Ｌσ^# の導出方法として、下記（６）式により求めている。
Ｌσ^#＝（１／ω_h）・｛｜（Δｖ₁／Δｉ₁）｜｝ （６）
また、誘導電動機２の二次抵抗Ｒ₂ の測定値Ｒ₂ ^#の導出方法としては、下記特許文献２に記載されているものが知られている。

すなわち、誘導電動機２に電力変換装置１を介して所定の交流電流が流れる状態にし、誘導電動機２のｄ軸成分の誘起電圧演算値ｅ_2d ^# を、下記（７）式に示すように求める。
ｅ_2d ^#＝ｖ_1d ^*−Ｒ₁ ^#・ｉ_1d−ｐＬσ^#・ｉ_1d （７）
ここで、Ｒ₁ ^#は上述の一次抵抗測定値、Ｌσ^#は上述の漏れインダクタンス測定値、また、ｐは微分演算子である。

さらに、上記（７）式で得られる誘起電圧演算値ｅ_2d ^# と前記ｄ軸成分電流ｉ_1dとを入力とする調節演算回路により、誘導電動機２の二次抵抗測定値Ｒ₂ ^#を同定している。
特許第３０６７６８１号公報 （第６頁、図１など） 特許第３１１１８９８号公報 （第６，９頁、図５，１６など）

上述の（４）式と（６）式とから、誘導電動機２の漏れインダクタンス測定値Ｌσ^# と実際値Ｌσとの間には、下記（８）式の関係がある。

上記（８）式からも明らかなように、前記（６）式により導出される誘導電動機２の漏れインダクタンス測定値Ｌσ^# は誘導電動機２の他の電気定数（一次抵抗Ｒ₁ ，励磁インダクタのンスＬｍ，二次抵抗測定値Ｒ₂ ）の影響で実際値Ｌσに対して誤差が生じている。

すなわち、前記角周波数ω_h が十分大きければ、前記Ｌσ^# ≒Ｌσと見做せるが、電力変換装置１と制御装置１０とを、所謂、汎用インバータで具現するときには、上述のようにして誘導電動機２の漏れインダクタンス測定値Ｌσ^# を導出する際の交流電流Δｉ₁ の角周波数ω_h は１００Ｈｚ相当が実用上限値であり、その結果、前記測定値Ｌσ^# は実際値Ｌσの約２倍の値になることもあり、このときには、誘導電動機２のトルク制御誤差が約１０％、速度制御誤差が約１％生ずることとなる。

この発明の目的は、上記問題点を解決するために、誘導電動機の漏れインダクタンス以外の電気定数の影響で生ずる漏れインダクタンス測定値の誤差を補正できる誘導電動機の制御方法を提供することにある。

この発明は、可変電圧可変周波数の交流電力を発生する電力変換装置により駆動される誘導電動機において、前記電力変換装置への電圧指令値とこの電圧指令値に基づいて前記誘導電動機に流れる一次電流とから、該誘導電動機の一次抵抗測定値と励磁インダクタンス測定値と漏れインダクタンス測定値と二次抵抗測定値とを導出し、これらの測定値から前記漏れインダクタンス測定値を次の（９）式により補正した前記誘導電動機の漏れインダクタンス演算値を演算し、この漏れインダクタンス演算値に基づき前記誘導電動機を可変速制御することを特徴とする。

ここで、Ｒ _E ^# とＬ _E ^# は次の（１０）式と（１１）式とで表される値である。

この発明の誘導電動機の制御方法によれば、所謂、汎用インバータの演算機能を用いても誘導電動機の電気定数としての漏れインダクタンスをより正確に導出することが可能なので、安価な汎用インバータで駆動される誘導電動機においてもそのトルク特性、トルク制御精度、速度制御精度、トルク・速度の安定性の向上を計ることができる。

図１は、この発明の誘導電動機の制御方法の実施の形態を示す電動機制御装置の回路構成図であり、図２に示した従来例構成と同一機能を有するものには同一符号を付して、ここではその説明を省略する。

すなわち、図１に示した制御装置２０には指令値発生手段１１、積分器１２、ベクトル回転器１３、ベクトル回転器１４、定数測定手段１５の他に、新たに補正手段２１が追加されている。

この制御装置２０において、指令値発生手段１１では指令される誘導電動機２の一次角周波数設定値ω₁ と、電流検出器３で検出された誘導電動機２の一次電流ｉ₁ のｄ軸成分電流ｉ_1dおよびｑ軸成分電流ｉ_1qと、定数測定手段１５により得られる誘導電動機２の一次抵抗測定値Ｒ₁ ^#，励磁インダクタンス測定値Ｌｍ^# ，二次抵抗測定値Ｒ₂ ^#と、後述の補正手段２１により得られる誘導電動機２の漏れインダクタンス演算値Ｌσ^##とから、周知の技術により、ｄ軸電圧指令値ｖ_1d ^* ，ｑ軸電圧指令値ｖ_1q ^* を演算し、これらの指令値をベクトル回転器１３へ出力している。

図１に示した補正手段２１では、定数測定手段１５により得られる誘導電動機２の一次抵抗測定値Ｒ₁ ^#，励磁インダクタンス測定値Ｌｍ^# ，漏れインダクタンス測定値Ｌσ^# ，二次抵抗測定値Ｒ₂ ^#と、前記漏れインダクタンス測定値Ｌσ^# を導出する際の交流電流の角周波数ω_h とから、下記（９）式の演算を行うことにより前記漏れインダクタンス測定値Ｌσ^# の精度を補正した誘導電動機２の漏れインダンタンス演算値Ｌσ^##を得ている。

ここで、Ｒ_E ^# とＬ_E ^# は下記（１０）式と（１１）式とで表される値である。

すなわち、前記Ｒ_E ^# とＬ_E ^# は図４に示した誘導電動機の等価回路図における直列インピーダンスＲ_E ，Ｌ_E に、上述の誘導電動機２の励磁インダクタンス測定値Ｌｍ^# ，二次抵抗測定値Ｒ₂ ^#を当てはめたものである。

その結果、図１に示した制御装置２０によれば、誘導電動機２の電気定数としての漏れインダクタンスをより正確に導出でき、従って、電力変換装置１で駆動される誘導電動機２のトルク特性、トルク制御精度、速度制御精度、トルク・速度の安定性などを改善することができる。

この発明の実施の形態を示す電動機制御装置の回路構成図 従来例を示す電動機制御装置の回路構成図 図２の動作を説明する誘導電動機の等価回路図 図２の動作を説明する誘導電動機の等価回路図

１…電力変換装置、２…誘導電動機、３…電流検出貴、１０…制御装置、１１…指令値発生手段、１２…積分器、１３…ベクトル回転器、１４…ベクトル回転器、１５…定数測定手段、２０…制御装置、２１…補正手段。

Claims (1)

1. 可変電圧可変周波数の交流電力を発生する電力変換装置により駆動される誘導電動機において、
   前記電力変換装置への電圧指令値とこの電圧指令値に基づいて前記誘導電動機に流れる一次電流とから、該誘導電動機の一次抵抗測定値と励磁インダクタンス測定値と漏れインダクタンス測定値と二次抵抗測定値とを導出し、これらの測定値から前記漏れインダクタンス測定値を次の（９）式により補正した前記誘導電動機の漏れインダクタンス演算値を演算し、この漏れインダクタンス演算値に基づき前記誘導電動機を可変速制御することを特徴とする誘導電動機の制御方法。
   

   

   ここで、Ｒ _E ^# とＬ _E ^# は次の（１０）式と（１１）式とで表される値である。
   

   

   

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