JP4407461B2 - 光ディスク装置 - Google Patents

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Description

本発明は，記録媒体上に物理的性質が他の部分とは異なる記録マークを形成し，情報を記録する光ディスク装置に関する。
光ディスクはＣＤ，ＤＶＤが普及し，青色レーザを用いた次世代光ディスクの開発も進んでおり，さらなる大容量化が求められ続けている。また，１台の光ディスク装置でＣＤを再生するだけでなく，ＣＤとＤＶＤの再生，ＣＤ−Ｒ／ＲＷ，ＤＶＤ−ＲＡＭ，ＤＶＤ−Ｒ／ＲＷの記録機能をもったものが製品化されており，複数の規格の光ディスクに対して記録／再生を行う互換性能の向上も必要である。
ＰＲＭＬ(Partial Response Maximum Likelihood)法は，Ｓ／Ｎ比の改善効果が秀逸であるため磁気ディスクの大容量化手段として広く普及している。ＰＲＭＬ法は連続するＮ時刻の再生信号と目標信号を比較しながら，最も確からしいビット列に２値化するものである。ＭＬ法の１つであるビタビ復号法は回路規模が大幅に削減できるため，広く実用化されている。光ディスクの再生方法としては，古くからダイレクトスライス法が用いられて来たが，高速化，大容量化には限界が見えている。このため光ディスクの再生手段としてもＰＲＭＬ法が応用されつつある。
ＰＲＭＬ法では再生信号に最も近い時間遷移をもつ目標信号を選択し，目標信号を生成するビット列をデコード結果として出力する。ここで目標信号は指定したインパルス・レスポンス（PRクラス）とビット列の畳み込みによって算出される。従って，記録密度に応じて適切なPRクラスを選択する必要がある。
一方，最近の光ディスク装置への要求として，異なる密度やフォーマットの光ディスクに対して記録再生する機能を持つことが望まれている。
例えば，Blu-ray Discを例にすると，レコーダーとして記憶容量23.3GBのものが製品化されており，今後25GB/27GBに対応する光ディスク装置が製品化されると考えられている。これらは，線記録密度の向上によって実現されるものであり，将来的には30GBを超える容量も実現可能である。
Blu-ray Discの各容量に対応した，世代型の光ディスク装置について，より具体的に適正なPRクラスを示すと，例えば次のようになる。
（１）第1世代（23.3GB対応）：PR(1,2,1)
（２）第２世代（25GB対応）：PR(1,2,2,1)
（３）第３世代（27GB対応）：PR(1,2,2,2,1)
（４）第４世代（30GB対応）：PR(1,2,2,2,2,1)
（５）・・・
例えば，第３世代の光ディスク装置では，当然23.3GB,25GBの媒体にも記録再生することが望まれる。
このように，記録密度の異なる信号に対して，最適なPRクラスを用いて再生を実現する技術として，特開平１１−３２８８６０号公報（対応ＵＳＰ6,333,907）では，複数のビタビ復号器を搭載し，記録密度に応じて切り替えて用いる例が示されている。
また，特開平１０−１０６１６１号公報では，再生信号の符号間干渉の付与値からFIRフィルターのTap係数とビタビ復号器の目標点レベル（識別点レベル）をパラメータとして設定する技術が開示されている。
また、特開平１０−３３４６０５号公報には、ＰＬＬをロックさせる際の位相等を切替えるなどし、異なる種類のビタビ復号法を実現し、記録密度に応じて再生信号の特性によりよく適合する種類のビタビ復号方法を選択して用いることが記載されている。
さらに，特開平１１−２９６９８７号公報では、再生信号のレベルに合わせて適応的にビタビ復号器の目標信号レベルを追従させる技術が示されている。
こうした技術によって、記録密度の異なる媒体に対応して再生性能が最良になるようにビタビ復号器を物理的，あるいは実効的に切り替えることができるようになった。
記録密度の変化に応じて，クロック発生機構についても様々な技術が開示されている。
図２に一般的なＰＲＭＬ信号処理系の構成図を示す。ＰＲＭＬ信号処理系は、再生信号のクロックに同期したクロック信号を基準として動作するので再生信号の位相に信号処理系のクロックを同期させるためにＰＬＬ(phase-locked loop)を用いる。様々なＰＬＬの方式が存在するが、図２の様にADC(analog to digital converter)の後にＰＬＬを入れる場合には、位相比較器にデジタル方式を用いたデジタルＰＬＬが用いられるのが一般的である。このようなＰＬＬの構成及び動作に関しては、詳細な説明は省く。
ＰＬＬで入力信号と自己のＶＣＯ(voltage controlled oscillator)の信号との位相を比較するのが位相比較器である。図３は３時刻方式の位相比較器の動作原理を示したものである。ここで、ｎ時刻方式とは、現時刻を含めＴ間隔でｎ時刻の値を用いることを意味する。ここで、ＴはＡＤＣに於けるサンプリング間隔、すなわち、クロックの周波数の逆数である。今、非対称性、直流オフセットのいずれも０である再生信号を考え、その包絡線の中心値を信号レベルの基準、即ち０と定義する。そして、３時刻方式であれば、再生信号列{ｘ(n), x(n-1), x(n-2)}のうちx(n)とx(n-2)の符号が互いに異なる場合、この０レベルを横切っていることになり、これをエッジと呼ぶ。なお、ここでx(n)は時刻ｎに於いてサンプリングされた再生信号の値である。同様にして、２時刻方式であれば、x(n)とx(n−１)の符号が異なる場合がエッジである。ＰＬＬと入力信号の位相が完全に一致していた場合、ＡＤＣ前の入力信号は、図の位相差が無い場合に示したように時刻(n-1)Tで０をクロスするものとする。この場合、エッジ信号列の時刻nTと(n-2)Tの値は絶対値が同じで互いに異符号となる。ここでは、その値が{-1, 0, 1}であったとする。仮に、クロック信号の位相が進んだ、つまり、入力信号の位相がクロック信号に対して時間にしてΔＴ遅れていたとすると、ＡＤＣ前の入力信号は、図中の実線表示した軌跡を描く。これを各時刻に於いてＡＤＣでサンプリングすると時刻nTと(n-2)Tにおける値の絶対値は、図の例で言えば{-0.7, 0.3, 1.3}の様に互いに異なることになる。反対にエッジの各点の値を用いて再生信号とクロックの位相差を検出できる。これに、上昇エッジか下降エッジであるかの判断を付け加えれば、位相差に比例した値φを得ることができき、３時刻方式であれば、例えば、（数式１）で求めることが出来る。
Figure 0004407461
同様にして、２時刻方式では（数式２）で求めることが可能である。
Figure 0004407461
ただし、
Figure 0004407461
である。また、エッジの検出は、２時刻または３時刻間でのサンプル値の符号遷移を監視することによって行う。
このような方式で位相差を検出する場合、前述のように記録密度が高くなって，最短ラン長信号の振幅（分解能）が著しく低下した場合、クロック精度の低下や正しいエッジ判別を行えないなどの問題を生じる。
そこで、最短ラン長信号の振幅低下に起因するＰＬＬの不安定化を解決する技術として，例えば特許公開２００２−１７５６７３号公報（対応ＵＳ2002-071194）や特開平１０−１７２２５０号公報にあるようにＰＬＬの前段に符号の仮判別をする手段を挿入する方法が知られている。また、特許公開２０００−１８２３３５公報にあるように０レベル以外の他のターゲットレベルで位相検出を行うことも考えられる。
特開平１１−３２８８６０号公報
特開平１０−１０６１６１号公報 特開平１０−３３４６０５号公報 特開平１１−２９６９８７号公報 特許公開２００２−１７５６７３号公報 特開平１０−１７２２５０号公報 特許公開２０００−１８２３３５号公報
光ディスクは媒体交換が可能なストレージ・システムであるから、あるドライブで記録したディスクは別のドライブで必ず再生できなければならない。これを保証するため従来より、記録後に同じ箇所（セクタ−またはブロックと呼ばれる）を再生し，正常に再生が可能なことを確認すると共に，ＥＣＣ（Error Correction Code）のエラー訂正率をモニターして，最大エラー訂正能力に対して50%程度以上の訂正が発生していた場合には，記録エラーとしたり、記録し直すという処理が実施されてる。こうした処理はベリファイもしくはＲＡＷ（Read After Write）と呼ばれる。エラー訂正能力に余裕を取るのは，別ドライブでの再生互換のためである。ＣＤとＤＶＤではダイレクト・スライス法によって２値化が実施できたので、２値化器の能力差がないため、こうしたエラー訂正能力の余裕によって再生互換に問題が発生することはなかった。一方、Blu-ray Discでは事実上ＰＲＭＬ方式による２値化が必須である。従って、エラー訂正能力の余裕分よりも２値化器の能力差が大きい場合には、再生互換が保証できなくなる事態が発生する。こういう状況になると、最悪の場合市場での信頼性を失ってしまう。
従来の技術として、特開平１１−３２８８６０号公報のように複数のビタビデコーダを搭載する方法では世代が進むごとに回路規模が大きくなって実用的でない。また、特開平１０−１０６１６１号公報，特開平１０−３３４６０５号公報，特開平１１−２９６９８７号公報は当該ドライブ装置の再生能力を高めるための技術であって、例えばクラスビット数５の装置でクラスビット数３のPR(1,2,1)をエミュレートすることはできなかった。
一方，PLLに関しては，記録密度の変化に対応して安定なクロックを供給する技術が必要である。従来の技術として，特許公開２００２−１７５６７３号公報，特開平１０−１７２２５０号公報の方法では、複雑で高速動作が要求される回路の規模が大きくなる上にこの部分で生じる遅延によりＰＬＬの位相余裕を狭めるという新たな問題を生じる。特許公開２０００−１８２３３５号公報に記載の方法では、構成が複雑で高速動作が要求され，また回路の規模が大きくなる等の課題がある。
以上のように、本発明の課題は以下の２つにまとめられる。
（課題１）高密度に対応した拘束長が長いPRクラスを搭載するビタビ復号器において、ベリファイ時に実効的に拘束長の短いビタビ復号を実現することによって再生互換を保証する。
（課題２）記録密度の変化に従って，最短ラン長信号の分解能が変化し，例えゼロになった場合にも安定なクロック供給を実現し、かつ小規模な回路構成のＰＬＬを提供する。
まず、以下のように、解析結果を説明する。PRクラスによる2値化能力の差を定量化するため，実験とシミュレーションを実施した。準備した光ディスクはトラックピッチ0.34μｍのランド・グルーブ構造の基板上に相変化膜を積層したものである。実験には，パルステック社製のDDU-1000型光ディスク評価装置を用いた。光源の波長は405nm，対物レンズのNAは0.85である。変調符号としてはRLL(1,7)を用い，検出窓幅Twは53nmから80nmまでの範囲で変化させた。
PRクラスによる2値化能力の違いを検討するため，前述のようにPR(1,2,1),PR(1,2,2,1),…というPR(1,2,…,2,1)系列に対して，再生ビットエラー率を測定した。
図４はPR(1,2,…,2,1)系列に対して，記録容量とビットエラー率の関係を示す測定結果である。この系列では，クラスビット数（拘束長）が５までの範囲で大きくなるとビットエラー率が低下するが，クラスビット数が６以上になると逆にビットエラー率が増大することが判った。クラスビット数が大き過ぎる場合には，独立な目標レベルの数が多くなり，２つのパスの間のユークリッド距離の差が実効的に小さくなって，例えば，アシンメトリや再生信号の振幅変動等に対する余裕が小さくなることが，再生能力の低下の要因と考えられる。この実験結果からでは，ビットエラー率が10-6よりも小さくさくなるため，例えば23.3GB容量におけるPR(1,2,1),PR(1,2,2,1),PR(1,2,2,2,1)の2値化能力の差が定量化できなかった。そこで，これらに着目してシミュレーションによってビットエラー率の差を評価した。
図５はPR(1,2,…,2,1)系列に対して，記録容量とビットエラー率の関係を示すシミュレーション結果である。図より，記録容量23.3GBのディスクのビットエラー率は，PR(1,2,1)の場合が3x10-5であるのに対して，PR(1,2,2,1)とPR(1,2,2,2,1)では共に10-７以下となり100倍以上の差が発生することがわかった。前述の例に従うとPR(1,2,2,2,1)を搭載する23.3-27GB容量に対応した光ディスク装置とPR(1,2,1)を搭載する23.3GB容量に対応した光ディスク装置の2値化能力の差が100倍以上あるということである。この差はECCのエラー訂正能力の余裕（約2倍）を遥かに超えるものであり，適正なベリファイを実施しないと，例えPR(1,2,2,2,1)を搭載する光ディスク装置で余裕をもってベリファイが正常終了しても，PR(1,2,1)を搭載する初期の世代の光ディスク装置で再生エラーが発生する可能性が高いことが判った。
また、Blu-ray Discで30GB以上の容量が実現した場合，分解能がゼロになり以下のような問題を生じることが分かった。光ディスクからの再生信号には各種の雑音が含まれるだけでなく、記録パターンによっては局所的に直流成分が変化している場合がある。このため、０レベル付近の再生信号が続いた場合、実際のマーク或いはスペースの端とは無関係に０レベルをクロスすること（偽エッジの発生）があり得る。図６に偽エッジの例を模式的に示す。入力信号は、２Ｔのマークとスペースの連続であるとして、その本来のエッジの位置を縦の実線で示す。また、サンプルされた入力信号を小さな円で現している。時刻3Ｔに於ける状況は、先に説明した単純な３時刻方式の位相比較器であればエッジとして判定してしまい、実際の位相差とは全く無相関な信号を出力してしまう。その結果、再生信号の位相との同期精度が低下若しくは同期を失い、結果的にエラー率が悪くなるという可能性がある。
同様な問題は、設計上、十分に２Ｔ信号を分解できるシステムに於いても状況により出現する。例えば、焦点や球面収差補正光学系が十分に調整されていない状況下では光学系の分解能は低下しているために上に述べたのと同様な状況となる。或いは、信号対雑音比が小さい場合にも起こり得る。
尚、本発明では、Blu-ray Discに用いられる最短ラン長が２Ｔのビタビ復号器を中心にして論旨を進めるので、特に断りのない限り最短ラン長は２Ｔである。また，主にＡＤ変換後の信号を対象としているので、以下に於いては、特に断らない限り単に入力信号などと表現した場合、ＡＤ変換後のデータを指すものとする。ただし、文脈上明らかな場合はこの限りでない。
続いて、（課題１）を解決する手段について説明する。
ベリファイ用に拘束長を実効的に変更するには、目標レベルが設定可能なビタビ復号器を用いる。図７は目標レベルが設定可能なビタビ復号器の構成を示す。デコードユニット10はアナログ等化器11，A/D変換器12，FIRフィルター13，ブランチ・メトリック演算ユニット14，ACS（Add Compare Select）ユニット15，パスメモリ16，及び目標レベルテーブル17から構成される。再生信号50はアナログ等化器11により等化処理とローパスフィルター処理がなされ， Ａ／Ｄ変換器12によりディジタル値に変換される。これはＦＩＲフィルター13よってデジタル的に等化処理されたのち，ブランチ・メトリック計算ユニット14内でビット列ごとに目標レベルとの２乗誤差値（ブランチ・メトリック値）が算出される。このとき目標レベルは目標レベル・テーブル17より指示される。ACSユニット15では，１時刻前のステート及び各ステートにおけるステート・メトリック値（ステートの遷移にともないブランチ・メトリック値を逐次加算して，かつ発散しないように処理したもの）に各ビット列に対応したブランチ・メトリック値を加える。このとき，現在の時刻のステートに至る遷移過程（通常は２つ，ランレングス制限により１つの場合もある）の中から，ステート・メトリック値の小さい方を選択する処理を行う。ステートとは１時刻の遷移に対して保存するビット列のことで，例えば拘束長が４のPRクラスの場合には，ビット列が4ビット，ステートが3ビットで表される。パス・メモリ16にはビット列ごとに複合された2値化結果が十分長い時刻分だけ保存されている。ACSユニット15は遷移過程の選択処理の時に，パス・メモリに蓄えられた情報をステート・メトリック値の選択結果に応じて再配列する。こうした処理を繰り返すことによって，パス・メモリ内の情報は次第に統合されて，十分長い時間後には，ビット列に依らず同じ値になる，所謂パス・マージが完結する。2値化結果51は時刻ごとにパス・メモリの終端から取り出された2値化情報である。目標レベル・テーブル17は，図示していないＣＰＵからのプリセット値設定指令53を受けて，予め設定されたビット列ごとの目標レベル値が設定される。
こうした構成において，目標レベル・テーブルに設定する目標レベル値を変更することによって，実効的に拘束長が可変のビタビ復号器を実現することができる。
以下，拘束長５のPR(1,2,2,2,1)クラスを搭載し目標レベルが可変なビタビデコーダを具体例として，実効的にPR(1,2,1)とPR(1,2,2,1)を実現する方法について説明する。
図８はPR(1,2,1)クラスの各ビット列に対する目標レベルをまとめたものであり，図９はPR(1,2,2,,2,1)クラスの各ビット列に対する目標レベルをまとめたものである。拘束長５のビタビデコーダでPR(1,2,1)を実効的に実現するために，新たにPR(0,0,1,2,1)クラスを定義することを考える。
図１０はPR(0,0,1,2,1)クラスの各ビット列に対する目標レベルをまとめたものである。図にみられるように，ビット列のうち左の2ビットを無視すると，残りの3ビットから定まる目標信号レベルは図８に示したPR(1,2,1)と同じにすることができる。一方，ビット列の数は図９に示したPR(1,2,2,2,1)と同じである。従って，PR(0,0,1,2,1)は拘束長が５のPR(1,2,1)として動作する。
図１１はPR(0,0,1,2,1)とPR(1,2,1)に対して記録容量とビットエラー率の関係を比較したシミュレーション結果である。図に見られるように，ビットエラー率が10-4以下の領域（エラー訂正が可能な範囲）において，両者の差は十分に小さく拘束長による差は実用上無視できる。従って，本発明の目的である再生互換を保証するためのベリファイ処理用として，PR(0,0,1,2,1)を使うことができる。
図１２はPR(1,2,1)とPR(0,0,1,2,1)の違いをまとめたものである。
実効的にPR(1,2,2,1)を実現する場合には，上と同様にPR(0,1,2,2,1)を用いればよい。図１３はPR(1,2,2,1)クラスの各ビット列に対する目標レベルをまとめたものであり，図１４はPR(0,1,2,2,1)クラスの各ビット列に対する目標レベルをまとめたものである。図１５はPR(1,2,2,1)とPR(0,1,2,2,1)の違いをまとめたものである。ここで，注意すべき点がある。拘束長が奇数のクラスでは，データエッジに対して，サンプリング点（クロックエッジ）がクロック周期の１／２だけずれたものでなければならない。一方，拘束長が偶数のクラスでは，データエッジとサンプリング点は同期しなければならない。拘束長が５のPR(0,1,2,2,1)では，拘束長が偶数のPR(1,2,2,1)と同じ目標信号レベルとなるので，データエッジに同期したデータが必要である。これを解決するためには，PLLクロックの極性を反転する他に，FIRフィルターによって，クロック周期の１／２だけ位相シフトした等化をすることができる。前者の場合には少量でも回路の増加を招くが，後者の場合にはＦＩＲフィルターのTap係数を設定するだけでよい。ＦＩＲフィルターによって，波形をクロック周期の略１／２だけ位相シフトさせるには，実効的なTap数が偶数になるようにし，Tap係数を左右対称な値にすればよい。簡単な例として，Tap数が３のＦＩＲフィルターの場合係数列を(0.5,0.5,0)にすることによって実現できる。この場合，左右どちらかの端の係数をゼロにする必要があるため，実効的にＦＩＲフィルターのTap数が１つ減るが，もとより高密度に対応したＦＩＲフィルターを備えた光ディスク装置において，低密度のデータを記録しベリファイするときだけに使うのであるから，Tap数が１つ少なくなった影響は十分に小さいはずである。
このように、目標レベルが設定可能なビタビ復号器に対して，PR(0,0,1,2,1)等の目標信号レベルを用い，拘束長はそのままで，目標信号レベルが下位機種と同じにすることにより、前記（課題１）を解決できた。
以上，本発明の（課題１）を解決する手段を説明した。
次に（課題２）を解決するための手段について述べる。
最小ラン長信号の分解能が低下した場合，上に述べたように偽エッジの影響でPLLの動作が不安定になる。これを解決するには，最小ラン長信号の信号振幅を再生信号から読み取って，これ以下の振幅となる信号のエッジから位相誤差量を検出しない方式にすればよい。同時に，記録密度が低く最小ラン長信号の分解能が十分に大きな場合には，最小ラン長信号のエッジからも位相誤差量を検出した方が，PLLの動作が安定する。これに対応するためには，上の最小ラン長信号からの位相誤差量を検出する機能をON／OFF可能なものとして，高密度時にはOFF，低密度時にはONにするようにすればよい。このように、位相比較器のエッジ判別を行う機能と、ビタビ復号器の実効的な拘束長を切り替えることは、記録密度、再生またはベリファイ動作に応じて，行うことができる。
これにより（課題２）を解決することができた。
以上述べたように，本発明により，上記２つの課題を解決し， PRMLを搭載する光ディスク装置であって，記録密度が異なる複数のディスク媒体に記録再生が可能で，かつECCのエラー訂正能力だけに頼らずにドライブ間を再生互換を保証する光ディスク装置を提供することが可能になった。
本発明の光ディスク装置を用いることによって上記２つの課題を解決し、記録密度が異なる複数のディスク媒体に記録再生が可能で、かつ再生互換を保証する光ディスク装置を提供することが可能になった。
以下本発明の詳細を実施例を用いて説明する。
本実施例では、PLL回路の具体的構成を示す。図１６は本発明のPLL回路に内蔵する２時刻方式の位相比較器の構成を示す実施例である。構成上の特徴としては、通常の位相比較器では２時刻の入力信号の符号のみからエッジの判別を行っているのに対し、本発明では、エッジの検出に際して、各時刻に於ける入力信号の大きさも考慮して判定していることにある。即ち、課題の項で説明したように誤ったエッジを検出するのを回避するために、２時刻に於ける入力信号x(n), x(n-1)それぞれの絶対値を予め設定してある閾値VTと比較し、両者とも閾値よりも大きいものだけをエッジとして判定する。即ち、エッジの条件は、|x(n)|>VTかつ|x(n-1)|>VTであることが条件として付け加わる。
図１６の位相比較器の動作を説明する。この例に於いては、２時刻の入力信号の符号と大きさを並列的に判定している。まず、入力信号の大きさに関わる判定は、閾値判定器３によって（数式４）で表現される演算を行い、その結果は、信号L(n)として出力される。
Figure 0004407461
L(n)は、遅延器１に入力される。遅延器は、１クロック毎に前に入力された値を出力し、当該クロックで入力された値を１クロックの期間だけ保持する働きをする。即ち、１Ｔ分の時刻の遅延を生じさせる。ここで、遅延器の出力、即ち、L(n-1)とL(n)を乗算器５で乗算すると、乗算器の出力は、x(n), x(n-1)ともにその絶対値が閾値よりも大きい場合のみ１となり、それ以外は０となる。
また、符号判定器３は、（数式５）に従い、x(n)に対してS(n)を出力する。
Figure 0004407461
S(n)もやはり遅延器に入力される。S(n)から減算器４で遅延器の出力、即ちS(n-1)を減算器６で減算すると、マイナス側からプラス側にゼロクロスする上昇エッジの場合+２、反対にプラス側からマイナス側にゼロクロスする下降エッジの場合-２、ゼロクロスをしない場合０をそれぞれ出力する。これを閾値判定系の乗算器出力と乗算すると、振幅条件も含めたエッジの判定結果を得られる。これに、x(n)+x(n-1)を乗じると、十分な振幅を伴ったエッジが出現した場合にのみ位相差に比例した有限値のP(n)が出力される。
図中，モード切替指令９よりスイッチ８の動作が制御され，閾値に対する検出の有効・無効を切り替えることができる。モード切替え指令は，図示していいないCPUからの指示である。
図１７は、本発明を３時刻方式の位相比較器に実施した場合の構成の一例である。この場合は、エッジ判定には、x(n)とx(n-2)を用いるので図１６の構成の符号判定系、閾値判定系のそれぞれに必要な数の遅延器を追加した形になっている。同様に、位相差の算出にはx(n), x(n-1), x(n-2)を用いるので必要な遅延器の追加と位相差算出の定義に応じて加算器が追加されているものの、その動作自体は、２時刻方式の場合と類似しているので詳細は省略する。
尚、エッジ候補の信号列からその大きさを用いてエッジを判別する方式は、図１６及び図１７に示した以外にも複数の方式があり得る。例えば、符号判定に先にS(n)とS(n-1)の積を求め、その符号を用いるなどの変形が考えられる。また、図１６及び図１７の例では、単一の閾値を用いているが、プラス側とマイナス側で異なる閾値を用いてエッジ判定を行う方式も考えられる。これは、特に光ディスクの再生信号でしばしば観測される非対称性が存在する場合により的確なエッジ判定を行うのに有効である。
図１８は、本実施例に示した位相比較器を用いたＰＬＬを含むＰＲＭＬ復号システムと通常の位相比較器を用いたＰＬＬを含むＰＲＭＬ復号システムとの性能をシミュレーションで求めたビットエラー率で比較したものである。ビットエラー率は、光学シミュレーションによって求められたステップ応答を元に発生させた擬似波形を信号処理することにより行った。表１に、シミュレーションに用いた各種条件をまとめる。
Figure 0004407461
この条件下では、２Ｔ長マーク及びスペース信号の分解能は、１％程度（８Ｔ長信号基準）であるので、雑音の影響で誤ってエッジを判定する率が高くなる。ステップ応答を重畳して擬似波形を生成する際に、本来のチャネルクロックよりも１％遅いクロックに相当する間隔で重畳することによりＰＬＬに対するストレスを導入した。また、同時にアンプ雑音に相当する白色雑音を加算している。白色雑音の実効値振幅を変えることにより信号対雑音振幅比を調整し、その条件下に於けるエラー率を求めてプロットしたのが本図である。
雑音振幅が十分に小さい場合には、いずれの位相比較器を用いた場合でもほぼ同一のエラー率が得られることがわかる。しかし、従来方式の位相比較器を用いた復号系では、加算雑音の信号対雑音比が17ｄＢ以下になるとエラー率が一挙に増大する。このようなエラー率の増大の原因は、ＰＬＬが同期を保つことが出来なくなったため起こる。一方、本発明に基づく位相比較器を用いた復号系では、このようなエラー率の増大は、雑音を更に２ｄＢ増加させても起きず、本方式の有効性が明らかである。
以上述べた各方式に於いては、エッジ判定に必要な閾値VTを予め決定しておいて与える必要がある。これは、入力される信号の詳細が事前に解っていて、かつ、経時変化が小さい場合には有効である。このような状況は、特に、光ディスク装置では極めて例外的である。しかし、ＰＲＭＬ復号機との組み合わせに於いては、信号の状況に応じて閾値を自動的に変更することが可能である。その例を図１９に示す。図２に示した一般的な構成のＰＲＭＬ信号処理系に、本発明に基づく位相比較器を用いたＰＬＬとビタビデコーダの復号結果と入力信号レベルを参照して閾値を決定する閾値算出器２１を備えていることが特徴である。閾値の算出方法は、使用するＰＲ（partial response）クラス及対象とする信号列の変調コードにより異なる。ただし、基本的な考え方としては、エッジの対象とすべきでないターゲットレベルを指定し、それに対応する入力信号レベルをビタビデコーダの結果と比較することにより閾値を求めるものである。
そこで、PR(1,2,2,1)の場合について説明する。符号の変調方式は、1-7 run length limitedとする。表２は、この場合のビットパターンとターゲット値の対応表である。
Figure 0004407461
この組み合わせでは、下降エッジのターゲットレベル列は、マーク及びスペース長に依存して{2,0,-2}, {2,0,-1}, {1,0,-1}の３種類存在する。これを表３にまとめる。
Figure 0004407461
この表は、スペースが先行するものとして見る。上昇エッジでは、マークが先行し、表の各項は符号が反転する。ここで、エッジ検出に不向きなほど小さくなるのは2Tマーク或いはスペースからの信号であるから、２Ｔマーク及びスペース関連のエッジをなるべく排除できるよう閾値を設定すればよい。表２から解るように、そのようなエッジは、ターゲットレベル１または-１を含むので、これらのレベルとしてビタビデコーダが判定したy(n)の値を用いて閾値を決定する。このようなy(n)の値は、当然、図２０に示すようなある分布を持っているので、閾値の決定方式には任意性がある。ここでは、レベル１及び-１として判定された信号レベルの平均値の絶対値の相加平均を閾値と定義している。この方式の利点は、比較的少ないデータ点数でも閾値を決定でき、小規模な回路で実現可能なことである。また、プラス側とマイナス側で異なる閾値を設定する場合は、当然、それぞれの平均値を用いればよい。これら以外にも、例えば、レベル１及び-１の分布のピーク位置の信号レベルの絶対値の相加平均を用いる方法、レベル１及び-1のそれぞれの分布の最大及び最小値の相加平均を用いる方法などが考えられる。
図１９に記載の装置の動作を説明する。入力信号の等化は、アナログイコライザとＦＩＲ(finite impulse response)イコライザを用いる。アナログイコライザを通過した入力信号は、ＡＤＣにより時間離散的なデジタル信号列x(n)に変換される。x(n)は、ＰＬＬに供給され入力信号に同期したクロック信号を発生させる。また、x(n)は、ＦＩＲイコライザを通過した後、信号列y(n)としてビタビデコーダに入力される。ビタビデコーダは、y(n)からビットストリームに復号すると同時に、各y(n)がどのターゲットレベルとして判定されたかをp(n)として出力する。閾値算出器は、p(n)が指定された各ターゲットレベル（今の場合、１及び-１）に一致した場合に、それぞれに対応した入力信号の平均値を求める。この際、m時刻遅延器１０６を用いて入力信号列をＦＩＲイコライザ及びビタビデコーダで生じる遅延（mT）と同じだけ遅延させている。
閾値は、動作開始時に初期値を有している。初期値は、任意に与えることが可能である。閾値の更新方法は、閾値算出に用いるデータの個数を指定し、時間経過により指定個数を超えた場合には古いデータを捨て新しく得られたものを計算に繰り入れることにより自動的に更新していく。当然、閾値の更新動作は、任意に停止し、或いは、最初期化することが可能である。また、何らかの理由により閾値の絶対値が大きくなりすぎるのを防止するために閾値がとり得る値の範囲を制限することが可能である。
２時刻方式の位相比較器の場合、ＡＤＣによるサンプリングのタイミングがクロックの中間点になる。図２１に、PR(1,2,2,1)の場合について３時刻方式の場合と比較した様子を示す。縦の実線は、再生信号のクロック位置を示し、円で表された点が３時刻方式の場合で、正方形で表された点が２時刻方式の場合である。図から解るように、ターゲットレベルを用いて３時刻方式で{-2, 0, 2}と表現されるエッジは、{-1, 1}、同様に{-2, 0, 1}を敢えてターゲットレベルで表現すると、{-1, 0.5}、{-1, 0, 1}は、{-0.5, 0.5}となる。そこで、最も単純には、３時刻方式と同じ方法で求めた閾値の１/２の値を採用すれば良いことがわかる。
図２２は本発明のＰＬＬを用いビタビ復号器の構成を示す実施例である。これも再生信号の状況に応じて閾値を自動的に変更することが可能なものであり，図１９との違いは位相誤差の検出が３時刻になっている点にある。
本実施例は、デコーダ回路について説明する実施例である。図１は本発明の光ディスク装置に搭載するデコーダ回路の構成を表す実施例である。本構成には，前述の拘束長が実効的に可変になるビタビ復号器，及び最小ラン長信号からの位相誤差の検出をON/OFF可能なＰＬＬが含まれている。再生信号処理回路40はデコードユニット10とＰＬＬ30から構成される。ビタビデコーダユニット10の動作については図７で説明したとおりである。ＰＬＬ30の内部構造と動作については図１６及び図１７で説明したとおりである。光ディスク装置の動作を制御するＣＰＵ140はベリファイ動作の場合等，必要に応じてプリセット値設定指令53を目標レベル・テーブル17に指示し，実効的に拘束長を変えて復号動作をさせる。また，ＣＰＵ140は記録密度に応じて，最小ラン長信号からの位相誤差の検出のON/OFFをモード切替指令９により指示して、ＰＬＬ30の動作の安定化を図る。
図２３は本発明の光ディスク装置に搭載するデコーダ回路の構成を表す実施例である。本構成の特徴はＰＬＬ回路に供給する閾値設定値VTを再生信号から自動的に生成するように閾値算出器21を搭載した点にある。閾値算出器21を含むビタビ復号器の構成と動作については図１９及び図２１に説明したとおりである。その他の動作については図１と同様である。
本実施例は、光ディスク装置について説明する実施例である。
図２４は本発明の光ディスク装置の構成を示す実施例である。光ディスク媒体100はモータ160により回転される。再生時にはCPU140によって指令された光強度になるようにレーザパワー／パルス制御器120が光ヘッド110内の半導体レーザ112に流す電流を制御してレーザ光114を発生させる。レーザ光114は対物レンズ111によって集光され光スポット101を光ディスク媒体100上に形成する。この光スポット101からの反射光115は対物レンズ111を介して，光検出器113で検出される。光検出器は複数に分割された光検出素子から構成されている。再生信号処理回路130は，光ヘッド110で検出された信号を用いて，光ディスク媒体100上に記録された情報を再生する。記録時には，レーザパワー／パルス制御器120は，所定の記録データを所定の記録パルス電流に変換して，パルス光が半導体レーザ112から出射されるように制御する。図１及び図２３に示した本発明のデコーダ回路は再生信号処理回路130に内蔵される。こうした構成によって，異なる記録密度の光ディスクに対して，記録再生が可能で，かつ再生互換を保証する光ディスク装置を実現することができる。
本発明は，大容量光ディスク装置に用いられる。
本発明の光ディスク装置のデコード回路の構成を示すブロック図。 一般的なＰＲＭＬ信号処理系の構成図。 ３時刻方式の位相比較器の動作原理を示した図。 PR(1,2,…,2,1)系列に対して，記録容量とビットエラー率の関係を示す測定結果。 PR(1,2,…,2,1)系列に対して，記録容量とビットエラー率の関係を示すシミュレーション結果。 偽エッジの例を模式的に表す図 目標レベルが設定可能なビタビ復号器の構成を示す図。 PR(1,2,1)クラスの各ビット列に対する目標レベルをまとめた図。 PR(1,2,2,,2,1)クラスの各ビット列に対する目標レベルをまとめた図。 PR(0,0,1,2,1)クラスの各ビット列に対する目標レベルをまとめた図。 PR(0,0,1,2,1)とPR(1,2,1)に対して記録容量とビットエラー率の関係を比較したシミュレーション結果。 PR(1,2,1)とPR(0,0,1,2,1)の違いをまとめた図。 PR(1,2,2,1)クラスの各ビット列に対する目標レベルをまとめた図。 PR(0,1,2,2,1)クラスの各ビット列に対する目標レベルをまとめた図。 PR(1,2,2,1)とPR(0,1,2,2,1)の違いをまとめた図。 本発明のPLL回路に内蔵する２時刻方式の位相比較器の構成を示す実施例。 本発明のPLL回路に内蔵する３時刻方式の位相比較器の構成を示す実施例。 本発明のPLL回路を用いたＰＲＭＬ復号システムと通常のＰＲＭＬ復号システムとのビットエラー率を比較したシミュレーション結果。 本発明のＰＬＬ回路において，閾値を自動的に変更することが可能なビタビデコーダの構成を表す実施例。 ビタビデコーダが判定したy(n)の値の分布を表す摸式図。 本発明のＰＬＬに内蔵する位相比較器の２時刻方式と３時刻方式の違いを示す実施例。 本発明のＰＬＬを用いビタビ復号器の構成を示す実施例。 本発明の光ディスク装置に搭載するデコーダ回路の構成を表す実施例。 本発明の光ディスク装置の構成を示す実施例。
符号の説明
１ 遅延器
２ 閾値判定器
３ 符号判定器
４ 加算器
５ 乗算器
６ 減算器
７ 閾値設定値
８ 制御スイッチ
９ モード切替指令
１０ ビタビコーダユニット
１１ アナログ等化器
１２ Ａ／Ｄ変換器
１３ ＦＩＲフィルター
１４ ＰＲＭＬデコーダ
３０ ＰＬＬ
４０ デコーダ回路
５０ 再生信号
５１ 2値化データ列
５２ クロック
１００ 光ディスク
１０１ 光スポット
１１０ 光ヘッド
１１１ 対物レンズ
１１２ 半導体レーザ
１１３ 光検出器
１２０ レーザパワー／パルス制御器
１３０ 再生信号処理回路
１４０ ＣＰＵ
１５０ サーボ制御器
１６０ スピンドルモータ
１７０ インターフェース
１８０ ホストコンピュータ。

Claims (6)

  1. 第１の記録密度の光ディスク媒体を第１の拘束長のPRクラスで復号し、前記第１の記録密度よりも高い第２の記録密度の光ディスク媒体に、前記第１の拘束長よりも長い第２の拘束長のPRクラスで復号するビタビ復号器を備えた光ディスク装置であって、
    前記第２の記録密度の光記録媒体のベリファイを行う際に、前記ビタビ復号器が、前記第２の拘束長のPRクラスの所定のビットを０とすることにより、実効的に、拘束長を可変にし、前記第１の拘束長のビタビ復号を実現する機能を有することを特徴とする光ディスク装置。
  2. 前記ビタビ復号器は、予め設定されたビット列毎の目標レベル値を設定する目標レベルテーブルを有し、前記拘束長の可変は、前記目標レベルテーブルに設定する目標レベル値を変更することによって行われることを特徴とする請求項１記載の光ディスク装置。
  3. 更に、ＰＬＬ回路を有し、
    前記拘束長が奇数のクラスと偶数のクラスとで、前記ＰＬＬ回路からのＰＬＬクロックの極性は反転することを特徴とする請求項１記載の光ディスク装置。
  4. 前記ビタビ復号器は、ＦＩＲフィルタを有し、
    前記拘束長が奇数のクラスと偶数のクラスとで、前記ＦＩＲフィルタで、クロック周期の略１／２だけ位相シフトした等化を行うことを特徴とする請求項１記載の光ディスク装置。
  5. 更に、ＰＬＬ回路を有し、
    前記ＰＬＬに内蔵された位相比較器とを備え、
    前記位相比較器が、入力信号列の各値を指定された閾値と比較することによりエッジ判別を行う手段を有することを特徴とする請求項１記載の光ディスク装置。
  6. 前記エッジ判別は、複数の時刻における入力信号の大きさを用いて行われることを特徴とする請求項５記載の光ディスク装置。
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