JP4391768B2 - 多相電流供給回路及び駆動装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明はインバータ技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図８は従来のインバータ回路を例示する回路図である。単相の交流電源２１は、スイッチ２３を介してダイオードブリッジ１１に交流電圧Ｖ_Sを与える。但し電源系統に寄生するインダクタンスを交流電源２１と直列に接続されるインダクタ２２として示している。ダイオードブリッジ１１の出力は、フィルタ１２に与えられる。フィルタ１２は小容量、例えば数十μＦの平滑コンデンサＣのみで構成されている。平滑コンデンサＣは小容量故に、小型化することができる。
【０００３】
平滑コンデンサＣの両端において得られる整流電圧Ｖ_dcはインバータ１３に入力する。インバータ１３では、制御回路１４から得られるスイッチング指令ＣＮＴに基づき、そのスイッチング素子たるトランジスタのスイッチングが行われる。これにより、モータ２４には三相の電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wが供給される。制御回路１４は電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_w及びモータ２４の回転子の回転位置角θ_m、回転角速度（機械角）ω_m、並びに交流電圧Ｖ_S及びインバータ１３に入力する整流電圧Ｖ_dcに基づいてスイッチング指令ＣＮＴを求める。これらの諸量は周知の技術を用いて検出することができる。
【０００４】
平滑コンデンサＣの容量は小さいので、その整流電圧Ｖ_dcは非常に大きなリプルを有することになる。しかしながら、スイッチング指令ＣＮＴを適切に設定することにより、交流電源２１からダイオードブリッジ１１に与えられる電流の高調波を低減し、また電源側での力率を改善することも可能である。
【０００５】
このように平滑コンデンサの容量を著しく小さくしたインバータの制御技術を、ここでは単相コンデンサレスインバータ制御と称する。単相コンデンサレスインバータ制御では上述のように平滑コンデンサを小型化できる上に、力率改善用リアクトルを用いる必要もなく、インバータ回路全体としても小型化し、コストダウンを図ることができる。
【０００６】
かかる単相コンデンサレスインバータ制御については、特許文献１乃至３、非特許文献１がある。非特許文献１には、小さな容量の平滑コンデンサＣの両端電圧の最大値が最小値の２倍以上であれば、力率に鑑みて実用上問題ないことが示されている。
【０００７】
【特許文献１】
特開２００２−０５１５８９号公報
【特許文献２】
特開２００２−２２３５９９号公報
【特許文献３】
特開２００２−３５４８２６号公報
【非特許文献１】
高橋勲「高入力力率のダイオード整流回路を持つＰＭモータのインバータ制御法」、平成１２年電気学会全国大会４−１４９（平成１２年３月）、第１５９１頁
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
平滑コンデンサＣは、ダイオードブリッジ１１を構成するダイオードのいずれか二つを介して、電源系統に寄生するインダクタ２２と直列に接続される。よってスイッチ２３を投入した場合には、過渡的にＬＣ共振による突入電流が流れ、整流電圧Ｖ_dcが大きくなる。そして単相コンデンサレスインバータ制御では平滑コンデンサＣの容量が小さいので、この現象は顕著となる。
【０００９】
図９乃至図１１は、いずれも制御回路１４によるインバータ制御が開始する前において、スイッチ２３をオフの状態からオンの状態へと切り替えた場合の過渡現象を示すグラフである。いずれの図においても（ａ）に交流電圧Ｖ_Sの波形を、（ｂ）に整流電圧Ｖ_dcをそれぞれ示しており、横軸には（ａ），（ｂ）に共通して時間が採用されている。いずれの図においても交流電源２１は５０Ｈｚ、実効値２２０Ｖの交流電圧を発生している場合が示されている。但しインダクタ２２のインダクタンス及び平滑コンデンサＣの容量をそれぞれ５００μＨ及び２０μＦとしてシミュレーションを行ったグラフを示した。
【００１０】
図９、図１０、図１１は、それぞれ交流電圧Ｖ_Sの位相が０°、４５°、９０°のときにスイッチ２３をオフの状態からオンの状態へと切り替えた場合を示している。スイッチ２３をオンする時点での交流電圧Ｖ_Sの絶対値が大きいほど整流電圧Ｖ_dcは高くなり、最大では６２０Ｖ程度にまで上昇する（交流電圧Ｖ_Sの位相が９０°のとき）。
【００１１】
スイッチ２３をオンしたのち、制御回路１４によるインバータ制御が行われて定常状態に達すれば、整流電圧Ｖ_dcの波形は大まかには交流電圧Ｖ_Sを全波整流した波形とほぼ同じ波形となる。よって整流電圧Ｖ_dcの最大値は３１０Ｖ程度までしか上昇しない。
【００１２】
もちろん、旧来から採用されている、大きな平滑コンデンサを用いた整流回路にもこのような現象は生じる。しかしながら、例えば平滑コンデンサの容量として２０００μＦを採用した場合には、交流電圧Ｖ_Sの位相が９０°のときにスイッチ２３をオンしても、整流電圧Ｖ_dcは５５０Ｖにも達しない。
【００１３】
単相コンデンサレスインバータ制御では平滑コンデンサＣの容量が小さいので、制御回路１４によるインバータ制御が行われる前の整流電圧Ｖ_dcは著しく大きくなる。そしてこれはダイオードブリッジ１１として実装されるモジュール（以下「ダイオードモジュール」と称する）やインバータ１３として実装されるモジュール（以下「インバータモジュール」と称する）の選定にも影響を与える。
【００１４】
一般に量産され、流通するダイオードモジュール及びインバータモジュールは、その耐圧が６００Ｖのものと１２００Ｖのものがある。上述のように大きな平滑コンデンサを用いた場合には整流電圧Ｖ_dcは５５０Ｖにも達しないので、ダイオードモジュール及びインバータモジュールとしてその耐圧が６００Ｖのものを採用することができる。しかしながら、単相コンデンサレスインバータ制御を採用する場合には、ダイオードモジュール及びインバータモジュールとしてその耐圧が１２００Ｖのものを採用することになり、コストが大きく押し上げられる。このように大きな耐圧が必要となることによってコストが大きくなる問題は、平滑コンデンサＣとして採用されるコンデンサにも当てはまる。
【００１５】
図１２は突入電流を防止するための突入電流防止回路を例示する回路図である。抵抗ＲｉとリレーのスイッチＳｒが並列に接続され、この並列接続体が、スイッチ２３とダイオードブリッジ１１との間に直列に接続される。リレーのスイッチＳｒはリレーのコイルＬｒに電流が流れている間だけオフし、それ以外はオンして抵抗Ｒｉに対するバイパスとして機能する。制御回路３１は、スイッチＳＷがオンしてから一定時間以内、リレーのコイルＬｒに電流を流す。スイッチＳＷはスイッチ２３と連動してオンするので、スイッチ２３がオンしてから一定時間は抵抗Ｒｉを介して、その後はオンしているスイッチＳｒを介して、いずれもスイッチ２３からダイオードブリッジ１１に電流が供給される。スイッチ２３をオンしてから一定時間は抵抗Ｒｉの機能により、ダイオードブリッジ１１に大きな過渡電流が供給されることを防止する。しかし、このような突入電流防止回路もコストを大きく押し上げる。
【００１６】
本発明は上記の問題に鑑みてなされたものであり、単相コンデンサレスインバータにおいて制御コストの上昇を小さく抑えつつ、平滑コンデンサの両端において得られる電圧を小さくすることを第１の目的とする。また単相コンデンサレスインバータにおいて別途に電源を用意することなく、インバータのスイッチング指令を生成することを第２の目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
この発明にかかる請求項１記載の多相電流供給回路は、第１電源線（Ｌ１）と、前記第１電源線よりも高くない電位が与えられる第２電源線（Ｌ２）と、単相交流の電源電圧（Ｖ_S）を全波整流し、前記第１電源線と第２電源線との間に与えるダイオード群（１１）と、前記第１電源線と第２電源線との間に接続される平滑回路（１５）と、前記第１電源線と第２電源線との間の電位差を入力し、多相の交流電流（ｉ_u，ｉ_v，ｉ_w）を出力するインバータ（１３）とを備える。前記平滑回路は、前記第１電源線と前記第２電源線の間に接続された第１の容量性素子（Ｃ）と、前記第１の電源線と前記第２の電源線の間に直列に接続されたダイオード（Ｄ_S）、抵抗性素子（Ｒ_S）及び第２の容量性素子（Ｃ_S）とを有する。前記ダイオードのアノードからカソードに向かう方向が、前記第１電源線側から前記第２電源線側に向かう方向に接続される。但し、定常状態では前記第１電源線と前記第２電源線との間の電位差が、前記電源電圧の周波数の２倍の周波数で脈動し、その最大値が最小値の２倍以上である。
【００１８】
この発明にかかる請求項２記載の多相電流供給回路は、請求項１記載の多相電流供給回路であって、前記第２の容量性素子（Ｃ_S）の両端電圧に基づいて動作し、前記インバータ（１３）に対するスイッチング指令を生成する制御回路（１４）を更に備える。
【００１９】
この発明にかかる請求項３記載の駆動装置は、請求項１又は請求項２記載の多相電流供給回路と、前記多相の交流電流（ｉ_u，ｉ_v，ｉ_w）が供給されるモータ（２４）とを備える。
【００２０】
【発明の実施の形態】
第１の実施の形態．
図１は本発明の第１の実施の形態にかかる駆動装置を示す回路図である。当該駆動装置は駆動部たるモータ２４と、これに多相電流を供給する多相電流供給回路を備えている。
【００２１】
多相電流供給回路はダイオードブリッジ１１、平滑回路１５、インバータ１３、制御回路１４を備えており、これらはいずれも電源線Ｌ１，Ｌ２の間に接続されている。具体的には、ダイオードブリッジ１１にはスイッチ２３を介して単相交流の電源が接続され、ダイオードブリッジ１１は交流電圧Ｖ_Sを全波整流し、電源線Ｌ１，Ｌ２の間に与える。但し電源線Ｌ１，Ｌ２はそれぞれ電圧の極性の正負に対応しており、電源線Ｌ２には電源線Ｌ１よりも高くない電位が与えられる。電源線Ｌ２は接地してもよい。
【００２２】
スイッチ２３がオフの際には交流電圧Ｖ_Sは零である。交流電圧Ｖ_Sは交流電源２１によって供給される。但し上述のように電源系統に寄生するインダクタンスが存在し、図１ではこれを交流電源２１に直列に接続されたインダクタ２２として示している。
【００２３】
平滑回路１５は、電源線Ｌ１，Ｌ２の間に接続された平滑コンデンサＣを有している。また電源線Ｌ１，Ｌ２の間に直列に接続されたダイオードＤ_S、抵抗Ｒ_S及びコンデンサＣ_Sも有している。ダイオードＤ_Sのアノードからカソードに向かう方向を電源線Ｌ１から電源線Ｌ２に向かう方向に接続されており、図１ではダイオードＤ_Sのアノードが電源線Ｌ１に、ダイオードＤ_Sのカソードが抵抗Ｒ_Sの一端に、抵抗Ｒ_Sの他端がコンデンサＣ_Sの一端に、コンデンサＣ_Sの他端が電源線Ｌ２に、それぞれ接続されている場合が例示されている。なお、直列回路を構成するダイオードＤ_S、抵抗Ｒ_S、コンデンサＣ_Sの順序は入れ替えてもよい。
【００２４】
インバータ１３は電源線Ｌ１，Ｌ２の間の電位差を入力し、三相の電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wをモータ２４に供給する。インバータ１３は、いずれも電源線Ｌ１に接続されるコレクタを有する３個のトランジスタ（アッパーアーム側トランジスタ）と、いずれも電源線Ｌ２に接続されるエミッタを有する３個のトランジスタ（ローワーアーム側トランジスタ）とを備えている。アッパーアーム側トランジスタのそれぞれは、ローワーアーム側トランジスタのそれぞれと相毎に対をなす。対を形成するアッパーアーム側トランジスタのエミッタと、ローワーアーム側トランジスタのコレクタとは共通に接続され、その接続点から電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wが出力される。アッパーアーム側トランジスタ及びローワーアーム側トランジスタのそれぞれは、制御回路１４からのスイッチング指令ＣＮＴに基づいてオン／オフが制御される。
【００２５】
なお、モータ２４からの回生電流を流すため、アッパーアーム側トランジスタ及びローワーアーム側トランジスタのそれぞれに対して、エミッタに接続されたアノードと、コレクタに接続されたカソードとを有するフリーホイールダイオードが設けられている。
【００２６】
制御回路１４は電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_w及びモータ２４の回転子の回転位置角θ_m、回転角速度ω_m、並びに交流電圧Ｖ_S及びインバータ１３に入力する整流電圧Ｖ_dcに基づいてスイッチング指令ＣＮＴを求める。これらの諸量は周知の技術を用いて検出することができる。
【００２７】
さて、スイッチ２３がオフの状態ではコンデンサＣ_Sは放電しており、電源線Ｌ１，Ｌ２はほぼ同電位にある。よってこの状態からスイッチ２３をオンの状態へと切り替えた直後はダイオードＤ_Sは導通し、抵抗Ｒ_Sを介してコンデンサＣ_Sに電流が流れ、コンデンサＣ_Sを充電する。図２はこのようなダイオードＤ_Sの導通状態にある場合のコンデンサＣ_Sと電源線Ｌ１，Ｌ２との接続関係を示す等価回路図である。
【００２８】
一旦コンデンサＣ_Sが充電されれば、ダイオードＤ_Sは導通しなくなる。図３はこのようなダイオードＤ_Sの非導通状態にある場合のコンデンサＣ_Sと電源線Ｌ１，Ｌ２との接続関係を示す等価回路図である。コンデンサＣ_Sの一端は電源線Ｌ１と絶縁された状態として表されている。
【００２９】
突入電流が流れる際に、平滑コンデンサＣの他、抵抗Ｒ_Sを介してコンデンサＣ_Sも充電されるので、見かけ上平滑コンデンサＣの容量が増大する。しかも抵抗Ｒ_Sが存在するので、電流の急激な増大も抑制される。従って平滑コンデンサＣの両端において得られる整流電圧Ｖ_dcの大きさを、ダイオードＤ_S、抵抗Ｒ_S及びコンデンサＣ_Sの直列接続が無い場合よりも小さくすることができる。
【００３０】
図４乃至図６は、いずれも制御回路１４によるインバータ制御が開始する前において、スイッチ２３をオフの状態からオンの状態へと切り替えた場合の過渡現象を示すグラフである。いずれの図においても（ａ）に交流電圧Ｖ_Sの波形を、（ｂ）に整流電圧Ｖ_dcをそれぞれ示しており、横軸には（ａ），（ｂ）に共通して時間が採用されている。いずれの図においても交流電源２１は５０Ｈｚ、実効値２２０Ｖの交流電圧を発生している場合が示されている。但しインダクタ２２のインダクタンス、平滑コンデンサＣの容量、コンデンサＣ_Sの容量、抵抗Ｒ_Sの抵抗値をそれぞれ５００μＨ、２０μＦ、２０μＦ、２５Ωとしてシミュレーションを行ったグラフを示した。
【００３１】
図４、図５、図６は、それぞれ交流電圧Ｖ_Sの位相が０°、４５°、９０°のときにスイッチ２３をオフの状態からオンの状態へと切り替えた場合を示している。スイッチ２３をオンする時点での交流電圧Ｖ_Sの絶対値が大きいほど整流電圧Ｖ_dcは高くなるが、最大でも５８０Ｖであって（交流電圧Ｖ_Sの位相が９０°のとき）、６００Ｖを越えない。
【００３２】
従って、一般に量産され、流通するダイオードモジュール及びインバータモジュールを採用する場合に、その耐圧が１２００Ｖではなく、耐圧が６００Ｖのものを採用することができる。
【００３３】
上述のように、制御回路１４によるインバータ制御が開始する前において、スイッチ２３をオンして生じた過渡現象で得られる整流電圧Ｖ_dcの最大値を、インバータ制御が開始した後の整流電圧Ｖ_dcが越えることはない。よってコンデンサＣ_Sが充電されて一旦ダイオードＤ_Sが非導通になった後は、後述する回生電流が発生したり、実施の形態２で例示するようにコンデンサＣ_Sの両端から電荷を引き出さない限り、コンデンサＣ_S、ダイオードＤ_S、抵抗Ｒ_Sの影響を受けずに単相コンデンサレスインバータ制御を行うことができる。
【００３４】
従って、本実施の形態によれば、平滑コンデンサＣの容量値を小さくして単相コンデンサレスインバータ制御を行うことができ、かつ電源電圧の絶対値が大きいときにこれがダイオードブリッジ１１に入力しても、電源線Ｌ１，Ｌ２の間の電位差が著しく高まることを防止できる。
【００３５】
例えば単相コンデンサレスインバータ制御では、その定常状態において、電源線Ｌ１，Ｌ２間の電位差が交流電圧Ｖ_Sの２倍の周波数で大きく脈動し、その最大値は最小値の２倍以上に選定される。
【００３６】
なお、単相コンデンサレスインバータ制御を行っている期間、整流電圧Ｖ_dcを交流電圧Ｖ_S周波数の２倍の周波数で大きく脈動させるため、平滑コンデンサＣの容量を小さく設定し、しかもこの平滑コンデンサＣで吸収するインバータのスイッチングリプル電流が大きいため、この平滑コンデンサＣには単位容量当たりのリプル電流耐量が大きな、例えばフィルムコンデンサを使用することが望ましい。しかしながら、コンデンサＣ_Sは、スイッチ２３をオンした後の一定期間においてこれに対して突入電流が与えられた後には大きな電圧変動は生じることはなく、しかも抵抗Ｒ_SによりコンデンサＣ_Sに流れるリプル電流は抑制されるので、これには単位容量当たりの価格が安価な電解コンデンサを採用することができる。
【００３７】
インバータ１３の過電流保護のため、アッパーアーム側トランジスタ及びローワーアーム側トランジスタの全てをオフする場合がある。この場合、モータ２４から回生されるエネルギーに起因して電源線Ｌ２から電源線Ｌ１に向かって電流が流れることもある。しかし本実施の形態によれば、かかる回生電流が発生しても再びダイオードＤ_Sが導通してコンデンサＣ_Sの充電が行われる。よって見かけ上は平滑コンデンサＣの容量が増大したことになり、平滑コンデンサＣの両端電圧の上昇も防止される。
【００３８】
第２の実施の形態．
図７は本発明の第２の実施の形態にかかる駆動装置を示す回路図である。当該駆動装置では、第１の実施の形態のそれに比べ、スイッチング指令ＣＮＴを生成する制御回路１４の電源をコンデンサＣ_Sの両端電圧に依拠している点で特徴的に異なっている。
【００３９】
具体的には制御回路１４用のスイッチング電源１６にコンデンサＣ_Sの両端の電圧を供給する。例えばコンデンサＣ_Sの一端に電源線Ｌ３を接続し、電源線Ｌ２，Ｌ３をスイッチング電源１６に接続する。スイッチング電源１６は電源線Ｌ２，Ｌ３から供給される電力に基づいて、制御回路１４に電圧Ｅを供給する。スイッチング電源１６の出力は１０Ｗ程度と小さいので、コンデンサＣ_Sとして２０μＦ程度の値を採用しても、スイッチング電源１６が要求する程度の平滑機能は得られる。
【００４０】
電源線Ｌ２，Ｌ３を介してコンデンサＣ_Sの両端から電荷を引き出すので、その両端の電圧が減少する。よって制御回路１４によるインバータ制御が開始される前にコンデンサＣ_Sが充電されて一旦ダイオードＤ_Sが非導通になった後でも、制御回路１４の電力消費に応じて、適当な導通幅でダイオードＤ_Sが導通する。このダイオードＤ_Sの導通によって抵抗Ｒ_Sに電流が流れるが、その実効値は数十ｍＡ程度で小さく、損失は５０ｍＷ程度であるので、数百Ｗ以上（モータ電流１Ａ以上）のモータを駆動するコンデンサレスインバータ制御において、特に電流制御や効率面で問題となることはない。また、ダイオードＤ_Sの導通時にコンデンサＣ_Sに流れるインバータのスイッチングリプル電流は抵抗Ｒ_Sにより抑制されるため小さい。
【００４１】
従来の単相コンデンサレスインバータ制御では、整流電圧Ｖ_dcの脈動が大きいため、これに基づいて制御回路１４に供給する直流電力を得ることは困難であった。よって従来の単相コンデンサレスインバータ制御において採用される制御回路のスイッチング電源を構成するためには別途に整流回路を必要としていた。しかし本実施の形態によれば実施の形態１の効果を得つつも、制御回路１４を動作させるための直流定電圧電源を別途に得る必要がない。
【００４２】
【発明の効果】
この発明のうち請求項１にかかる多相電流供給回路によれば、第１の容量性素子（Ｃ）の容量値を小さくして単相コンデンサレスインバータ制御を行うことができ、かつ電源電圧の絶対値が大きいときにこれがダイオード群（１１）に入力しても、第１電源線と第２電源線との間の電位差が著しく高まることを防止できる。
【００４３】
この発明のうち請求項２にかかる多相電流供給回路によれば、第１の容量性素子（Ｃ）の容量値を小さくして単相コンデンサレスインバータ制御を行うことができ、かつスイッチング指令を生成する制御回路を動作させるための直流定電圧電源を別途に得る必要がない。
【００４４】
この発明のうち請求項３にかかる駆動装置によれば、第１の容量性素子（Ｃ）の容量値を小さくして単相コンデンサレスインバータ制御を行うことができ、かつモータ（２４）から回生されるエネルギーに起因する第１の容量素子（Ｃ）の両端電圧の上昇を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態にかかる駆動装置を示す回路図である。
【図２】コンデンサＣ_Sと電源線Ｌ１，Ｌ２との接続関係を示す等価回路図である。
【図３】コンデンサＣ_Sと電源線Ｌ１，Ｌ２との接続関係を示す等価回路図である。
【図４】本発明の第１の実施の形態の動作を示すグラフである。
【図５】本発明の第１の実施の形態の動作を示すグラフである。
【図６】本発明の第１の実施の形態の動作を示すグラフである。
【図７】本発明の第２の実施の形態にかかる駆動装置を示す回路図である。
【図８】従来のインバータ回路を例示する回路図である。
【図９】従来のインバータ回路の動作を示すグラフである。
【図１０】従来のインバータ回路の動作を示すグラフである。
【図１１】従来のインバータ回路の動作を示すグラフである。
【図１２】従来の突入電流防止回路を例示する回路図である。
【符号の説明】
１１ ダイオードブリッジ
１３ インバータ
１４ 制御回路
Ｃ 平滑コンデンサ
ＣＮＴ スイッチング指令
Ｃ_S コンデンサ
Ｄ_S ダイオード
ｉ_u，ｉ_v，ｉ_w 電流
Ｌ１，Ｌ２ 電源線
Ｒ_S 抵抗
Ｖ_S 交流電圧

Claims (3)

1. 第１電源線（Ｌ１）と、
   前記第１電源線よりも高くない電位が与えられる第２電源線（Ｌ２）と、
   単相交流の電源電圧（Ｖ_S）を全波整流し、前記第１電源線と第２電源線との間に与えるダイオード群（１１）と、
   前記第１電源線と第２電源線との間に接続される平滑回路（１５）と、
   前記第１電源線と第２電源線との間の電位差を入力し、多相の交流電流（ｉ_u，ｉ_v，ｉ_w）を出力するインバータ（１３）と
   を備え、
   前記平滑回路は、
   前記第１電源線と前記第２電源線の間に接続された第１の容量性素子（Ｃ）と、
   前記第１の電源線と前記第２の電源線の間に直列に接続されたダイオード（Ｄ_S）、抵抗性素子（Ｒ_S）及び第２の容量性素子（Ｃ_S）と
   を有し、
   前記ダイオードのアノードからカソードに向かう方向が、前記第１電源線側から前記第２電源線側に向かう方向に接続され、
   定常状態では前記第１電源線と前記第２電源線との間の電位差が前記電源電圧の周波数の２倍の周波数で脈動し、その最大値が最小値の２倍以上である、多相電流供給回路。
2. 前記第２の容量性素子（Ｃ_S）の両端電圧に基づいて動作し、前記インバータ（１３）に対するスイッチング指令を生成する制御回路（１４）
   を更に備える、請求項１記載の多相電流供給回路。
3. 請求項１又は請求項２記載の多相電流供給回路と、
   前記多相の交流電流（ｉ_u，ｉ_v，ｉ_w）が供給されるモータ（２４）と
   を備える駆動装置。

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