JP7191951B2 - 電気自動車のパワーシステム - Google Patents

Description

本発明は、電気トラクションモータを有する車両として定義される電気自動車のパワーシステムに関する。

特許文献１は、２つの星形３相コイル及び２つの３相インバータからなる車載充電器を形成することを提案する。単相グリッド電圧が２つの３相コイルの中性点に印加される。しかし、この車載充電器は、各中性点を開放するための複雑なスイッチ機構を必要とする。特許文献1は更に、３つの星形３相コイル及び３つの３相インバータからなる車載充電器を提案する。３相グリッド電圧が３つの中性点間に印加される。しかし、同相電流が各星形３相コイルの３つの相コイルを流れる。したがって、３つの相コイルにより励磁される各相磁界は互いにキャンセルされる。その結果、各星形３相コイルはそれぞれ、低いインダクタンスをもつ。

特許文献２は、ダブルエンデッド３相コイルに接続される２つの３相インバータからなるデュアルインバータの１つの駆動方式を提案する。２つの３相インバータを相補的にPWM駆動するこの駆動方式はダブルPWM方式と呼ばれる。このデュアルインバータはダブルPWMモードに加えてパルスモードをもつ。２つの３相インバータは、ダブルPWMモードにおいて互いに反対波形の３相正弦波電圧を出力する。２つの３相インバータは、パルスモードにおいて互いに反対波形の矩形波電圧を出力する。デュアルインバータは本質的に３つのHブリッジからなる。各Hブリッジの２つのレグはそれぞれ、ダブルPWMモードにおいてPWMレグとなり、パルスモードにおいて固定電位レグとなる。PWMレグはPWM制御されるレグを意味し、固定電位レグは直流電圧を出力するレグを意味する。

特許文献３は、リアクトル付きスイッチドバッテリからなる電圧切替式直流電源を提案する。この直流電源は、並列モード及び直列モードに加えて昇圧モードをもつ。しかし、このリアクトル付きスイッチドバッテリは、常に電力損失を発生する２つのリアクトルを必要とする。

特開２０１３-２４３８６８号公報 特開２００６-１４９１４５号公報 特許５４９２０４０号公報

本発明の目的は、性能に比べて相対的に低コストをもつ電気自動車用パワーシステムを提供することである。

本発明の第１の様相によれば、車載充電器の少なくとも一部は、モータのダブルエンデッド３相コイルを直流電源に接続するデュアルインバータからなる。デュアルインバータの２つの３相インバータのどちらかに印加されるグリッド電圧は、２つの３相インバータのどちらかにより整流される。

１つの態様において、グリッド電圧が２つの３相インバータの一方に印加され、他方の３相インバータはグリッド電圧を昇圧する昇圧チョッパを形成する。

もう１つの態様において、直流電源はバッテリ電圧を昇圧する双方向DCDCコンバータをもつ。２つの３相インバータの一方により整流されたグリッド電圧は双方向DCDCコンバータにより降圧される。

もう１つの態様において、電圧切替式直流電源が直流電源として採用される。直流電源の電源電圧は、デュアルインバータへ印加されるグリッド電圧の振幅に応じて切り替えられる。

もう１つの態様において、デュアルインバータは、シングルPWM法により駆動される。これにより、インバータ損失が低減される。好適には、デュアルインバータは、上アーム導通式シングルPWM法により駆動される。これにより、インバータ損失及びリンギングサージ電圧が低減される。

本発明の第２の様相によれば、パワーシステムは、リアクトル付きスイッチドバッテリ装置からなる電圧切替式の直流電源を採用する。このリアクトル付きスイッチドバッテリ装置は２つのバッテリの接続を切り替える接続切替回路をもつ。接続切替回路は、直列トランジスタ、２つの並列トランジスタ、リアクトル、出力トランジスタ、及び放電ダイオードを有する双方向DCDCコンバータからなる。リアクトルは、２つの並列トランジスタの一方と直列トランジスタとを接続する。リアクトルと直列トランジスタとを接続する接続点に接続される放電ダイオードは、直列トランジスタがオフされる時、リアクトルを放電する。これにより、バッテリ損失及びインバータ損失が低減される。好適には、この電圧切替式の直流電源は、並列モード、直列モード、昇圧モード、及び降圧モードをもつ。さらに好適には、この電圧切替式の直流電源は、過渡モードをもつ。

１つの態様において、コントローラは、より低い電圧をもつバッテリを選択的に充電する電圧均等化モードをもつ。もう１つの態様において、コントローラは、より高い電圧をもつバッテリを選択的に放電する電圧均等化モードをもつ。電圧均等化モードは、２つのバッテリを並列接続する前に実行される。この電圧均等化モードは、従来の電圧切替式直流電源により採用されることができる。もう１つの態様において、直流電源の２つのバッテリの一方が不良である時、正常なバッテリだけを使用する並列モードが実行される。これにより、直流電源の信頼性が改善される。

もう１つの態様において、直流電源は、サブDCDCコンバータを通じて低電圧バッテリを充電する。直流電源の２つのバッテリは、降圧変圧器の２つの一次コイルに別々に一次電流を供給する。これにより、直流電源の電圧変更にかかわらず、低電圧バッテリは安定に充電される。このサブDCDCコンバータは、従来の電圧切替式直流電源により採用されることができる。

本発明の第３の様相によれば、ダブルエンデッド３相コイルに接続されるデュアルインバータはシングルPWM方式により駆動される。デュアルインバータの３つのHブリッジはそれぞれ、PWMレグ及び固定電位レグからなる。PWMレグ及び固定電位レグを所定期間毎に交代される。これにより、インバータ損失が低減され、デュアルインバータの各素子間の温度差が低減される。

１つの態様において、固定電位レグの上アームスイッチは常にオンされ、PWMレグの下アームスイッチがPWM制御される。この方式は、上アーム導通式シングルPWMと呼ばれる。これにより、リンギングサージ電圧が低減される。その結果、インバータのスイッチング損失が低減される。

もう１つの態様において、３つのHブリッジは空間ベクトルPWM（SVPWM）法により制御される。３つのHブリッジの電流供給期間は、できるだけオーバーラップしないように共通のPWMサイクル期間内に配置される。これにより、バッテリ損失が低減される。

もう１つの態様において、３つの相の電流供給期間は連続的に配置される。これにより、平滑キャパシタの損失が低減される。

もう１つの態様において、デュアルインバータは、３つのHブリッジの１つを順番に休止するダブルHブリッジモードにより駆動される。これにより、インバータ損失が低減される。

もう１つの態様において、デュアルインバータは、バッテリ温度が低い時、新規なバッテリ加熱法を実行する。デュアルインバータは、ダブルエンデッド３相コイルの１つ又は２つの相コイルに単相AC電流を供給する。この単相AC電流はモータ内に回転磁界を形成しない。ダブルエンデッド３相コイルに接続されたデュアルインバータの代わりに、星形３相コイルに接続された１つの３相インバータを採用することも可能である。言い換えれば、このバッテリ加熱法は、従来の３相モータ駆動装置により採用されることができる。

図１は第１実施例の車載３相充電器を示す配線図である。 図２は第１実施例の車載単相充電器を示す配線図である。 図３は電圧切替式車載充電器を示す配線図である。 図４は電圧切替式直流電源の電圧切替動作を示す図である。 図５は図４に示される直流電源の昇圧モードを示す模式配線図である。 図６は図４に示される直流電源の昇圧モードを示す模式配線図である。 図７は図４に示される直流電源の過渡モードを示す模式配線図である。 図８は図４に示される直流電源の過渡モードを示す模式配線図である。 図９は図４に示される直流電源の降圧モードを示す模式配線図である。 図１０は図４に示される直流電源の降圧モードを示す模式配線図である。 図１１は第２実施例の補助充電システムを示す配線図である。 図１２は第３実施例で使用される単相電圧及び単相電流の波形を示す波形図である。 図１３は第３実施例のバッテリ加熱モードを示すタイミングチャートである。

図１４は第４実施例のデュアルインバータを示す配線図である。 図１５はU相電圧の基本波成分及びU相電流の波形を示す波形図である。 図１６は正半波期間のPWMサイクル期間における１つのHブリッジの状態を示すタイミングチャートである。 図１７は、負半波期間のPWMサイクル期間における１つのHブリッジの状態を示すタイミングチャートである。 図１８は、デュアルインバータのトリプルHブリッジモードを示すタイミングチャートである。 図１９は、１つのHブリッジの出力電圧の基本波成分を示す波形図である。 図２０は、デュアルインバータの合成電圧ベクトルを示すベクトル図である。 図２１は、デュアルインバータのダブルHブリッジモードを示すタイミングチャートである。 図２２は、デュアルインバータの電流分散方式を説明するためのタイミングチャートである。 図２３は、電流分散方式を採用するパワーシステムを示すブロック回路図である。 図２４は、トリプルHブリッジモードにおける電流分散方式を示すタイミングチャートである。 図２５は、ダブルHブリッジモードの電流分散方式を示すタイミングチャートである。 図２６は、Hブリッジの上アームスイッチがオフされる時に誘起されるサージ電圧を説明するための模式配線図である。 図２７は、Hブリッジの下アームスイッチがオフされる時に誘起されるサージ電圧を説明するための模式配線図である。 図２８は、比較例としての従来の３相インバータの等価回路図である。 図２９は、シングルPWM方式を採用するデュアルインバータの等価回路図である。 図３０は、従来のダブルPWM方式のデュアルインバータから出力される各相電圧を示すタイミングチャートである。

第１実施例
車載充電器として使用される電気自動車のパワーシステムが図１及び図２を参照して説明される。このパワーシステムは、直流電源１００、デュアルインバータ２００、オープンエンデッド３相コイル５０、コントローラ９、及びコネクタ４００を含む。３相コイル５０はトラクションモータのステータコイルからなる。

バッテリ１０１及び双方向DCDCコンバータ１０２を内蔵する直流電源１００は、平滑キャパシタ１３が接続された+電源線８１及び-電源線８２を通じてデュアルインバータ２００に電源電圧Vcを印加する。コントローラ９により制御されるデュアルインバータ２００は２つの３相インバータ３０及び４０からなる。

インバータ３０は、それぞれ直列接続された上アームスイッチおよび下アームスイッチからなるU相レグ３U、V相レグ３V、及びW相レグ３Wからなる。レグ３Uは上アームスイッチ３１及び下アームスイッチ３２からなる。レグ３Vは上アームスイッチ３３及び下アームスイッチ３４からなる。レグ３Wは上アームスイッチ３５及び下アームスイッチ３６からなる。同様に、インバータ４０は、それぞれ直列接続された上アームスイッチおよび下アームスイッチからなるU相レグ４U、V相レグ４V、及びW相レグ４Wからなる。

レグ４Uは上アームスイッチ４１及び下アームスイッチ４２をもつ。レグ４Vは上アームスイッチ４３及び下アームスイッチ４４からなる。レグ４Wは上アームスイッチ４５及び下アームスイッチ４６からなる。各スイッチはIGBT及び逆並列ダイオードからなる。

３相コイル５０は、それぞれ両端が開放されたU相コイル５U、V相コイル５V、及びW相コイル５Wからなる。相コイル５Uの一端はレグ３Uに接続され、その他端はレグ４Uに接続されている。相コイル５Vの一端はレグ３Vに接続され、その他端はレグ４Vに接続されている。相コイル５Wの一端はレグ３Wに接続され、その他端はレグ４Wに接続されている。

図１は３相グリッドに接続される車載充電器を示す。図１において、インバータ４０の３つの出力端子は、コネクタ４００を通じて３相グリッドに接続されている。３相グリッドはケーブル（UL、VL、及びWL）を通じて３相グリッド電圧（VU、VV、及びVW）をコネクタ４００に印加する。コネクタ４００は３相グリッド電圧（VU、VV、及びVW）をインバータ４０の３つの出力端に印加する。

図２は単相グリッドに接続される車載充電器を示す。図２において、インバータ４０の２つの出力端子は、コネクタ４００を通じて単相グリッドに接続されている。単相グリッドはケーブル（VL及びWL）を通じて単相グリッド電圧（VV及びVW）をコネクタ４００に印加する。コネクタ４００はこの単相グリッド電圧をインバータ４０の２つの出力端に印加する。

この車載充電器の充電モードが説明される。この充電モードは昇圧充電モード及び降圧充電モードを含む。昇圧充電モードは、バッテリ１０１の電圧がグリッド電圧のピーク値より高い条件下において採用される。降圧充電モードは、バッテリ１０１の電圧がグリッド電圧のピーク値より低い条件下において採用される。

昇圧充電モードにおいて、３相インバータ３０及び３相コイル５０は昇圧チョッパとして駆動される。降圧充電モードにおいて、３相インバータ４０はグリッド電圧を整流する整流器として動作する。整流電圧は、直流電源１００内のコンバータ１０２により降圧されて直流電源１００のバッテリ１０１を充電する。

この充電モードは、３相中電圧モード、３相高電圧モード、及び単相モードを含む。バッテリ１０１の定格電圧は３６０Vである。３相中電圧モードは２００V-２５０Vの３相グリッド電圧を用いる、３相高電圧モードは４００V-４８０Vの３相グリッド電圧を用いる。単相モードは２５０V未満の単相グリッド電圧を用いる。

３相中電圧モード
昇圧充電モードを採用する３相中電圧モードが説明される。３相グリッド電圧のピーク値は３５４Vである。インバータ４０は停止される。インバータ３０及び３相コイル５０は、３つの昇圧チョッパを形成する。相コイル５U及びレグ３UはU相昇圧チョッパを形成する。相コイル５V及びレグ３VはV相昇圧チョッパを形成する。相コイル５W及びレグ３WはW相昇圧チョッパを形成する。

U相昇圧チョッパの動作が説明される。下アームスイッチ３２は、U相電圧VUがV相電圧VV及びW相電圧VWよりも高い期間にPWM制御される。スイッチ３２がオンされる時、ケーブルULから相コイル５U、スイッチ３２、及びインバータ４０の下アームスイッチを通じて蓄積電流が流れ、相コイル５Uは磁気エネルギーを蓄積する。スイッチ３２がオフされる時、ケーブルULから相コイル５U、上アームスイッチ３１、直流電源１００、及びインバータ４０の下アームスイッチを通じて充電電流が流れる。これにより、バッテリ１０１が充電される。

充電電流はスイッチ３２のPWM制御により調節される。直流電源１００の双方向DCDCコンバータ１０２は停止される。V相昇圧チョッパ及びW相昇圧チョッパはそれぞれ、U相昇圧チョッパと本質的に同じ動作をもつ。結局、これら３つの昇圧チョッパは電気角１２０度毎に順番に昇圧動作を実行し、最も低い昇圧比をもつ昇圧チョッパだけが昇圧動作を実行する。

昇圧充電モードが実行される充電期間において、３相コイル５０に流れる電流はトラクションモータ内に回転磁界を形成する。この回転磁界はグリッド電圧と同期する角速度をもつ。しかし、３相コイル５０をもつ同期モータは充電期間において停止している。したがって、この同期モータの平均トルクはゼロとなる。３相コイル５０をもつ誘導モータはU相昇圧チョッパだけを使用する。これにより、誘導モータの始動トルクはゼロとなる。

３相高電圧モード
降圧充電モードを採用する３相高電圧モードが説明される。３相グリッド電圧のピーク値は６７６Vである。インバータ３０は停止される。３相整流器として動作するインバータ４０は、整流電圧をコンバータ１０２に印加する。コンバータ１０２は、この整流電圧を降圧し、バッテリ１０１を充電する。

単相モード
昇圧充電モードを採用する単相モードが図２を参照して説明される。単相グリッド電圧のピーク値は１７７V又は３５４Vである。インバータ４０は停止される。レグ３V及び相コイル５VはV相昇圧チョッパを形成し、レグ３W及び相コイル５WはW相昇圧チョッパを形成する。V相電圧VVがW相電圧VWよりも高い時、V相昇圧チョッパがバッテリ１０１に昇圧電圧を印加する。V相電圧VVがW相電圧VWよりも低い時、W相昇圧チョッパがバッテリ１０１に昇圧電圧を印加する。結局、インバータ３０及び３相コイル５０からなる単相昇圧チョッパは、単相グリッド電圧を用いてバッテリ１０１を充電する。

次に、直流電源１００から３相グリッドへAC電力を供給する３相放電モードが説明される。図１において、直流電源１００は、グリッド電圧のピーク値よりも高い電源電圧Vcをインバータ４０に印加する。インバータ３０は停止される。PWM制御されるインバータ４０の３つのレグ（４U、４V、及び４W）はグリッドへAC電力を供給する。

次に、直流電源１００から外部の単相グリッドへAC電力を供給する単相放電モードが説明される。図２において、直流電源１００は、グリッド電圧のピーク値よりも高い電源電圧Vcをインバータ４０に印加する。インバータ３０は停止される。PWM制御されるインバータ４０の２つのレグ（４V及び４W）はグリッドへAC電力を供給する。

第２実施例
グリッド電圧とバッテリ電圧との差が拡大する時、第１実施例の車載充電器の電力損失は増加する。この問題は、直流電源１００の電源電圧Vcを切り替えることにより改善される。

図３は、電圧切替式の車載充電器を示す配線図である。電源電圧Vcをデュアルインバータ２００へ印加する直流電源１００は、バッテリ１、バッテリ２、及び接続切替回路１０からなる。バッテリ１及び２の定格電圧は１８０Vである。接続切替回路１０は、直列トランジスタ３、並列トランジスタ４及び５、出力トランジスタ６、リアクトル７、及びダイオード８からなる。トランジスタ３-６はそれぞれ、逆並列ダイオードをもつIGBTからなる。

+電源線８１は、出力トランジスタ６、バッテリ２、リアクトル７、直列トランジスタ３、及びバッテリ１を通じて-電源線８２に接続されている。バッテリ２の負極とリアクトル７との接続点は、並列トランジスタ４を通じて-電源線８２に接続されている。出力トランジスタ６とバッテリ２の正極との接続点は並列トランジスタ５を通じてバッテリ１の正極に接続されている。リアクトル７と直列トランジスタ３との接続点はダイオード８のカソード電極に接続されている。ダイオード８のアノード電極は-電源線８２に接続されている。

この電圧切替式の車載充電器は、接続切替回路１０の動作を除いて第１実施例の車載充電器と同じである。したがって、充電モードにおける接続切替回路１０の動作だけが説明される。接続切替回路１０の充電モードは、並列モード、直列モード、及び降圧モードをもつ。バッテリ１０１が１２５V未満の単相グリッドに接続される時、接続切替回路１０は並列モードを採用する。バッテリ１０１が２５０V未満の単相グリッド又は３相グリッドに接続される時、接続切替回路１０は直列モードを採用する。バッテリ１０１が４８０V未満の３相グリッドに接続される時、接続切替回路１０は降圧モードを採用する。

並列モードにおいて、トランジスタ３はオフされ、トランジスタ４-６はオンされる。これにより、バッテリ１及び２がそれぞれデュアルインバータ２００に並列接続される。電源電圧Vcは１８０Vとなる。インバータ３０のレグ３V及び３Wは交互に昇圧動作を実行する。

さらに、並列モードは電圧均等化モードをもつ。この電圧均等化モードにおいて、バッテリ１及び２の間の電圧差が並列モードの実行前に検出される。電圧差が所定値を超える時、より低電圧のバッテリに接続される並列トランジスタだけがオンされる。これにより、より低電圧のバッテリだけが充電される。この電圧差が所定値未満となった後、２つの並列トランジスタ４及び５がオンされ、２つのバッテリは並列に充電される。これにより、短絡電流が並列モードの開始直後にバッテリ１及び２を通じて流れることが防止される。

直列モードにおいて、トランジスタ４及び５はオフされ、トランジスタ３及び６はオンされる。これにより、電源電圧Vcは３６０Vとなる。単相AC電圧が印加される時、インバータ３０のレグ３V及び３Wは交互に昇圧動作を実行する。３相AC電圧が印加される時、インバータ３０のレグ３U、３V及び３Wは順番に昇圧動作を実行する。

降圧モードにおいて、トランジスタ３はオンされ、トランジスタ６はPWM制御される。これにより、接続切替回路１０は、３相インバータ４０から印加される整流電圧を降圧する。この降圧動作が説明される。トランジスタ６がオンされる時、充電電流が、電源線８１から電源線８２へトランジスタ６、バッテリ２、リアクトル７、トランジスタ３、及びバッテリ１を通じて流れ、バッテリ１及び２が直列に充電される。

トランジスタ６がオフされる時、リアクトル７に蓄積された磁気エネルギーにより、第１のフリーホィーリング電流がリアクトル７、トランジスタ３、トランジスタ５、及びバッテリ２を通じて循環される。さらに、第２のフリーホィーリング電流が、リアクトル７、トランジスタ３、バッテリ１、及びトランジスタ４を通じて循環される。バッテリ１及び２はこれらのフリーホィーリング電流により並列に充電される。トランジスタ６のPWMデユーティ比は充電電流制御のために調節される。

第３実施例
第２実施例の接続切替回路１０は直流電源１００の製造コストを増加させる。この問題は、接続切替回路１０をモータ駆動のために使用することにより改善される。このモータ駆動において、接続切替回路１０は、並列モードMP、直列モードMS、昇圧モードMBをもつ。さらに、接続切替回路１０は、過渡モード及び回生制動モードをもつ。

図４は、モータの逆起電力Vr、最大モータ電流Imax、モータ速度Vm、及び電源電圧Vcの間の関係を示す図である。モータ速度Vmが速度値V１未満である低速領域において、並列モードMpが採用される。モータ速度Vmが速度値V１-V２の間の中速領域において、直列モードMsが採用される。モータ速度Vmが速度値V２を超える高速領域において、昇圧モードMbが採用される。バッテリ１及び２は並列モードMpにおいて並列に接続され、直列モードMsにおいて直列に接続される。

並列モードMPにおいて、トランジスタ３はオフされる。直列モードMSにおいて、トランジスタ４及び５はオフされ、トランジスタ３はオンされる。これにより、電源電圧Vcはバッテリ１及び２の電圧和となる。

並列モードMPは電圧均等化モードをもつ。この電圧均等化モードにおいて、バッテリ１及び２の間の電圧差が並列モードの開始前に検出される。電圧差が所定値を超える時、より高電圧のバッテリに接続される並列トランジスタだけがオンされる。または、並列トランジスタ４及び５はオフされる。これにより、より高電圧のバッテリだけが、並列トランジスタの逆並列ダイオードを通じて放電する。電圧差が所定値未満となった後、２つのバッテリ４及び５は、並列に放電する。これにより、短絡電流が並列モードの開始直後にバッテリ１及び２を通じて流れることが防止される。

昇圧モードMBにおいて、トランジスタ３はオンされ、トランジスタ４及び５はPWM制御される。この昇圧モードMBは、交互に実行される蓄積モード及び出力モードからなる。

蓄積モードが図５を参照して説明される。トランジスタ６はオフされ、トランジスタ４及び５はオンされる。バッテリ１、トランジスタ３、リアクトル７、及びトランジスタ４を通じて流れる循環電流I1が増加し、リアクトル７の磁気エネルギーが増加する。同様に、バッテリ２、トランジスタ５、トランジスタ３、及びリアクトル７を通じて流れる循環電流I２が増加し、リアクトル７の磁気エネルギーが増加する。

出力モードが図６を参照して説明される。トランジスタ４及び５はオフされる。循環電流I1及びI2の和にほぼ等しい電源電流Iがトランジスタ６を通じてインバータに供給される。電源電圧Vcは、バッテリ１、リアクトル７、バッテリ２の電圧和となる。電源電圧Vcは、トランジスタ４及び５のPWMデユーティ比を調整することにより制御される。結局、接続切替回路１０は昇圧チョッパ式のDCDCコンバータとして動作する。

過渡モードが図７及び図８を参照して説明される。トランジスタ４及び５はオフされ、トランジスタ３はPWM制御される。図７はトランジスタ３がオンされる蓄積期間を示す。この蓄積期間は直列モードと本質的に同じである。電源電圧Vcはバッテリ１、リアクトル７、及びバッテリ２の電圧和となる。リアクトル７は、電源電流Iの増加を抑制するために逆起電力を発生する。このため、電源電圧Vcは、バッテリ１及び２の電圧和より低くなる。

図８はトランジスタ３がオフされる減磁期間を示す。リアクトル７は、ダイオード８、リアクトル７、バッテリ２、及びトランジスタ６を通じて電源電流Iを流す。リアクトル７は、電源電流Iの減少を抑制するために、リアクトル７はバッテリ２と同方向の電圧を発生する。このため、電源電圧Vcはバッテリ１の電圧又はバッテリ２の電圧よりも高くなる。

並列モードから直列モードへの変更が指示される過渡モードにおいて、トランジスタ３のオンデユーティ比は０から１に徐々に変更される。これにより、電源電圧Vcは徐々に高くなる。直列モードから並列モードへの変更が指示される過渡モードにおいて、トランジスタ３のオンデユーティ比は１から０に徐々に変更される。これにより、電源電圧Vcは徐々に低くなる。

降圧モードに等しい回生制動モードが図９及び図１０を参照して説明される。この回生制動モードモードにおいて、トランジスタ３はオンされ、トランジスタ４及び５はオフされ、トランジスタ６はPWM制御される。トランジスタ３の逆並列ダイオードがオンされるため、トランジスタ３のオンは省略されることができる。

図９はトランジスタ６がオンされる蓄積期間を示す。電源電圧Vcが、バッテリ２、リアクトル７、及びバッテリ１に印加される。バッテリ１及び２が回生電流Irにより直列に充電され、リアクトル７は磁気エネルギーを蓄積する。電源電圧Vcとバッテリ１及び２の電圧和との間の電圧差はリアクトル７により吸収される。

図１０はトランジスタ６がオフされるフリーホィーリング期間を示す。リアクトル７によりフリーホィーリング電流（I1、I2）は循環される。リアクトル７、トランジスタ３、バッテリ１、及びトランジスタ４を通じて流れるフリーホィーリング電流I1はバッテリ１を充電する。リアクトル７、トランジスタ３、トランジスタ５、及びバッテリ２を通じて流れるフリーホィーリング電流I２は、バッテリ２を充電する。フリーホィーリング電流I1及びI2は、トランジスタ４及び５の逆並列ダイオードを通じて流れる。トランジスタ４及び５をオンすることも可能である。結局、接続切替回路１０は降圧チョッパとなる。

接続切替回路１０は、バッテリ１及び２の故障対策モードをさらに実行する。接続切替回路１０は、バッテリ１及び２の一方が不良であり、他方が正常である時、不良なバッテリを切り離す。バッテリ１が不良である時、トランジスタ３及び５がオフされ、トランジスタ４がオンされる。同様に、バッテリ２が不良である時、トランジスタ３及び４がオフされ、トランジスタ５がオンされる。結局、接続切替回路１０は、正常なバッテリだけを並列モードで運転する。これにより、たとえ２つのバッテリ１及び２の一方が故障しても、トラクションモータの駆動を実現することができる。

この実施例の電圧切替式直流電源によれば、バッテリの等価抵抗は並列モードにおいて直列モードと比べて１/４となる。これにより、バッテリ損失を低減することができる。昇圧モードはモータの巻数増加を可能とする。これにより、インバータの電力損失を低減することができる。リアクトル７は並列モードにおいて電力損失を発生しない。１つのリアクトルだけを使用するこの電圧切替式直流電源は、２つのリアクトルを用いる従来の電圧切替式直流電源と比べてリアクトルの銅損を低減する。

第４実施例
第２実施例及び第３実施例は、電源電圧Vcが変化する電圧切替式直流電源を使用する。しかし、電気自動車は、この直流電源により充電される低電圧のサブバッテリをもつ。このサブバッテリは、電源電圧Vcの変化にもかかわらず、安定な充電電圧値で充電される必要がある。一般に、サブバッテリは約１４.４Vの電圧をもつ。

図１１は、サブバッテリ２９を充電するための降圧DCDCコンバータ３００を示す配線図である。降圧DCDCコンバータはステップダウンDCDCコンバータを意味し、昇圧コンバータはステップアップDCDCコンバータを意味する。コンバータ３００は、トランジスタ１１及び１２、変圧器２０、及び整流器３０からなる。変圧器２０は２つの一次コイル（２１及び２２）及び２つの二次コイル（２３及び２４）をもつ。一次コイル２１及び２２の巻き方向は互いに反対である。二次コイル２３及び２４の巻き方向は互いに反対である。

整流器３０は、２つの整流ダイオード（２５及び２６）、平滑キャパシタ２７、及びインダクタ２８からなる。平滑キャパシタ２７及びインダクタ２８からなる平滑回路は、整流ダイオード（２５及び２６）から出力される整流電圧を平滑する。平滑された整流電圧はサブバッテリ２９に印加される。二次コイル２３はダイオード２５に接続され、二次コイル２４はダイオード２６に接続される。トランジスタ１１はバッテリ２から一次コイル２１に印加される入力電圧を制御する。トランジスタ１２はバッテリ１から一次コイル２２に印加される入力電圧を制御する。トランジスタ１１及び１２は交互にPWM制御される。

トランジスタ１１がオンされる期間に二次コイル２３に誘導される二次電圧はダイオード２５を通じて平滑キャパシタ２７を充電する。トランジスタ１２がオンされる期間に二次コイル２４に誘導される二次電圧はダイオード２６を通じて平滑キャパシタ２７を充電する。この実施例の降圧DCDCコンバータ３００は、接続切替回路１０の接続切替動作の影響を受けない。

第５実施例
第１実施例のバッテリ１０１として好適に採用されるリチウムイオンバッテリは低温環境下において急速充電により劣化する。この実施例において、パワーシステムは低温のバッテリを加熱するバッテリ加熱モードをもつ。このバッテリ加熱モードは電気自動車の停車中においてバッテリ温度が所定値未満になる時に実行される。これにより、バッテリ１０１は急速充電により充電されることができる。

このバッテリ加熱モードが、図１を参照して説明される。デュアルインバータ２００は、単相AC電圧を３相コイル５０に印加する。この単相AC電圧の基本波成分はたとえば６０Hzの周波数をもつ。３相コイル５０の電気抵抗は無視され、３相コイル５０は誘導性負荷と見做される。レグ３U及び４UからなるU相Hブリッジは相コイル５Uに相電圧VUを印加し、相電流IUが相コイル５Uを流れる。相電圧VUの基本波成分は、鉄損低減のために正弦波波形をもつ。

図１２は相電圧VUの基本波成分及び相電流IUの波形を示す。相コイル５Uのインダクタンスにより、相電流IUと相電圧VUとの間の位相差はほぼ電気角９０度となる。相電圧VUの１周期（＝電気角３６０度）は正半波期間PAと負半波期間PBとに分割される。期間PAは位相期間P1及びP２に分割される。期間PBは位相期間P３及びP４に分割される。位相期間P1及びP３において、相電流IUは相コイル３Uから直流電源１００へ流れる。位相期間P２及びP４において、相電流IUは直流電源１００から相コイル３Uへ流れる。

言い換えれば、相コイル５Uのインダクタンスに蓄積された磁気エネルギーが減少する減磁期間P1、P３において、この磁気エネルギーはバッテリを充電する。相コイル５Uの磁気エネルギーが増加する励磁期間P２、P４において、バッテリは放電される。この充放電電流は、デュアルインバータ２００及び３相コイル５０と比べて相対的に高い抵抗値をもつ低温バッテリを加熱する。この加熱はレグ３U及び４UのPWM制御により制御される。

図１３は、レグ３U及び４Uの１つのPWM制御方式を示すタイミングチャートである。この方式は上アーム導通式シングルPWMと呼ばれる。U相電圧VUの１サイクル期間は、正半波期間PAと負半波期間PBからなり、正半波期間PAは位相期間P１及びP2からなり、負半波期間PBは位相期間P３及びP４からなる。

位相期間P1において、相電圧VU及び相電流IUは互いに反対方向をもつ。上アームスイッチ３１はオン状態となり、レグ４UはPWM制御される。上アームスイッチ４１がオフされ、下アームスイッチ４２がオンされる期間に、直流電源１００は相電流IUにより充電される。上アームスイッチ４１がオンされ、下アームスイッチ４２がオフされるフリーホィーリング期間に、相電流IUは上アームスイッチ３１及び４１を通じて循環する。

位相期間P２において、相電圧VU及び相電流IUは互いに同じ方向をもつ。上アームスイッチ３１はオン状態となり、レグ４UはPWM制御される。上アームスイッチ４１がオフされ、下アームスイッチ４２がオンされる期間に、直流電源１００は放電される。上アームスイッチ４１がオンされ、下アームスイッチ４２がオフされるフリーホィーリング期間に、相電流IUは上アームスイッチ３１及び４１を通じて循環する。

位相期間P３において、相電圧VU及び相電流IUは互いに反対方向をもつ。上アームスイッチ４１はオン状態となり、レグ３UはPWM制御される。上アームスイッチ３１がオフされ、下アームスイッチ３２がオンされる期間に、直流電源１００は相電流IUにより充電される。上アームスイッチ３１がオンされ、下アームスイッチ３２がオフされるフリーホィーリング期間に、相電流IUは上アームスイッチ３１及び４１を通じて循環する。

位相期間P４において、相電圧VU及び相電流IUは互いに同じ方向をもつ。上アームスイッチ４１はオン状態となり、レグ３UはPWM制御される。上アームスイッチ３１がオフされ、下アームスイッチ３２がオンされる期間に、直流電源１００は放電される。上アームスイッチ３１がオンされ、下アームスイッチ３２がオフされるフリーホィーリング期間に、相電流IUは上アームスイッチ３１及び４１を通じて循環する。結局、このバッテリ加熱モードによれば、バッテリ１０１は、相電圧VUの２倍の周波数で充放電される。

相電流IUはモータ内に交番磁界を形成する。この交番磁界は本質的に逆方向に回転する２つの単相回転磁界からなる。停止中の３相モータのロータはこの交番磁界により始動トルクを発生しない。バッテリ温度に応じて相電流IUの振幅及び/又は周波数を制御することにより、バッテリ温度は好適範囲に維持される。結局、このバッテリ加熱モードによれば、モータ始動トルクを発生することなくバッテリを加熱することができる。

第１の変形態様が説明される。レグ３Vはレグ３Uと同じPWM制御を実行し、レグ４Vはレグ４Uは同じPWM制御を実行する。これにより、U相電流IUがV相コイル５Vを通してさらに流れる。その結果、デュアルインバータ２００及び３相コイル５０の損失が低減される。しかし、同位相の相電流を３つの相コイル５U、５V、及び５Wに流すことは好ましくない。これは相コイル５U、５V、及び５Wにより形成される３つの相磁界は互いに打ち消し合うからである。

第２の変形態様が説明される。この変形態様によれば、デュアルインバータ２００及び３相コイル５０の代わりに、従来の３相インバータおよび中性点付きの星形３相コイルが採用される。この従来の３相インバータは、U相レグ、V相レグ、及びW相レグからなる。この従来の中性点付き星形３相コイルはU相コイル、V相コイル、及びW相コイルからなる。

この従来の３相インバータのU相レグ及びV相レグをPWM制御することにより、正弦波形を基本波成分をもつ単相AC電圧が、直列接続されたU相コイル及びV相コイルに印加される。したがって、直列接続されたU相コイル及びV相コイルは単なる誘導性負荷と見做されることができる。この３相インバータのU相レグは、図１に示されるデュアルインバータ２００のレグ３Uに相当する。同様に、この３相インバータのV相レグは、図１に示されるデュアルインバータ２００のレグ４Uに相当する。したがって、U相レグ及びV相レグをPWM制御することにより、直列接続されたU相コイル及びV相コイルに単相AC電流を供給することができる。

第６実施例
第１実施例で採用されるデュアルインバータは、星形３相コイルに接続される従来の３相インバータと比べて２倍のスイッチ数を必要とする。デュアルインバータのメリットを改善することにより、このデメリットは抑制される。この実施例は、損失低減が可能なデュアルインバータの新規な運転方式を開示する。

図１４は、ダブルエンデッド３相コイル５０に接続されるデュアルインバータ２００を示す。このデュアルインバータ２００は、電気自動車の３相トラクションモータを駆動する。このデュアルインバータ２００は、図１に示される第１実施例のデュアルインバータ２００と同じである。このため、デュアルインバータ２００及び３相コイル５０の説明は省略される。

レグ３UはU相電圧VU1を相コイル５Uに印加し、レグ４UはU相電圧VU２を相コイル５Uに印加する。U相電圧VU（＝VU1-VU２）が相コイル５Uに印加される。レグ３VはV相電圧VV1を相コイル５Vに印加し、レグ４VはU相電圧VV２を相コイル５Vに印加する。V相電圧VV（＝VV1-VV２）が相コイル５Vに印加される。レグ３WはW相電圧VW1を相コイル５Wに印加し、レグ４WはW相電圧VW２を相コイル５Wに印加する。W相電圧VW（＝VW1-VW２）が相コイル５Wに印加される。３つの相電圧（VU、VV、及びVW）の間の位相差は電気角１２０度である。

レグ３U及び４Uは、相電圧VUを相コイル５Uに印加するU相のHブリッジを形成する。レグ３V及び４Vは、相電圧VVを相コイル５Vに印加するV相のHブリッジを形成する。レグ３W及び４Wは、相電圧VWを相コイル５Wに印加するW相のHブリッジを形成する。上アーム導通式シングルPWM法と呼ばれるデュアルインバータ２００の新規なPWM駆動方式が説明される。互いに電気角１２０度の位相差をもつこれら３つのHブリッジの動作は本質的に同じである。このため、U相HブリッジのPWM制御だけが説明される。

図１５は、相電圧VUの基本波成分及び及び相電流IUを示す波形図である。図１５は、図１３と本質的に同じである。相電圧VUの１周期（＝電気角３６０度）は正半波期間PAと負半波期間PBとに分割される。期間PAは位相期間P1及びP２に分割される。期間PBは位相期間P３及びP４に分割される。位相期間P1及びP３は相コイル５Uから直流電源へ相電流IUを戻す期間である。位相期間P２及びP４は直流電源から相コイル５Uへ相電流IUを供給する期間である。

この上アーム導通式シングルPWM法において、レグ３U及び４Uはパルス幅変調（PWM）により交互に制御される。各相のHブリッジはそれぞれ、固定電位レグ及びPWMレグからなる。固定電位レグの上アームスイッチは定常的にオンされる。期間PAにおいて、レグ３Uは固定電位レグとなり、レグ４UはPWMレグとなる。期間PBにおいて、レグ３UはPWMレグとなり、レグ４Uは固定電位レグとなる。固定電位レグ及びPWMレグは電気角１８０度毎に交代される。各PWMサイクル期間TC内に電流供給期間を自由に配置可能な空間ベクトルパルス幅変調（SVPWM）法がPWMレグの制御に好適である。

このSVPWM法において、コントローラ９は、各PWMサイクル期間TC毎に電流供給期間TXを形成する。PWMデユーティ比は比率（TX/TC）に等しい。電流供給期間TXを除く他のPWMサイクル期間TCはフリーホィーリング期間TFと呼ばれる。直流電源は、電流供給期間TXにおいて相コイル５Uへ相電流IUを供給する。フリーホィーリング電流は、フリーホィーリング期間TFにおいてデュアルインバータ２００と３相コイル５０との間を循環する。

図１６は、期間PAにおける１つのPWMサイクル期間TCを示すタイミングチャートである。固定電位レグであるレグ３Uはハイレベル（１）を出力する。PWMレグであるレグ４Uは電流供給期間TXにおいてローレベル（０）を出力し、フリーホィーリング期間TFにおいてハイレベル（１）を出力する。

図１７は、期間PBにおける１つのPWMサイクル期間TCを示すタイミングチャートである。固定電位レグであるレグ４Uはハイレベル（１）を出力する。PWMレグであるレグ３Uは電流供給期間TXにおいてローレベル（０）を出力し、フリーホィーリング期間TFにおいてハイレベル（１）を出力する。

まず、３つのHブリッジが同時にPWM制御されるトリプルHブリッジモードが説明される。図１８は、トリプルHブリッジモードを示すタイミングチャートである。図１９は、トリプルHブリッジモードにおける相電圧VU１及びVU２の各基本波成分を示す波形図である。トリプルHブリッジモードにおいて、合成回転電圧ベクトルが、３相コイル５０に印加される３つの相電圧ベクトルにより合成される。この合成回転電圧ベクトルは、ロータ磁界と同期する。

次に、２つのHブリッジが同時にPWM制御されるダブルHブリッジモードが説明される。図２０は、ダブルHブリッジモードにおける合成回転電圧ベクトルの存在領域を示すベクトル図である。ダブルHブリッジモードにおいて、３つのHブリッジの１つは電気角６０度毎に順番に休止され、残りの２つのHブリッジがPWM制御される。図２０において、電気角０度は合成回転電圧ベクトルの方向がU相電圧VUの方向に一致する位相角度を示し、電気角６０度は合成回転電圧ベクトルの方向が-W相電圧-VWの方向に一致する位相角度を示す。電気角１２０度は合成電圧ベクトルの方向がV相電圧VVの方向に一致する位相角度を示し、電気角１８０度は合成回転電圧ベクトルの方向が-U相電圧-VUの方向に一致する位相角度を示す。電気角２４０度は合成回転電圧ベクトルの方向がW相電圧VWの方向に一致する位相角度を示し、電気角３００度は合成回転電圧ベクトルの方向が-V相電圧-VVの方向に一致する位相角度を示す。この合成回転電圧ベクトルは、２つ又は３つの相電圧ベクトルのベクトル和である。

レグ３U及び４UからなるU相Hブリッジは相電圧VU及び-VUを交互に出力する。レグ３V及び４VからなるV相HブリッジはV相電圧VV及び-VVを交互に出力する。レグ３W及び４WからなるW相HブリッジはW相電圧VW及び-VWを交互に出力する。図２０において、６つの相電圧ベクトル（VU、-VW、VV、-VU、VW、-VV)は最大振幅値をもつ。言い換えれば、図２０に示される破線円は、合成回転電圧ベクトルの振幅が１つの相電圧ベクトルの最大振幅値に等しい状態を示す。ダブルHブリッジモードがこの破線円の内側にて実行される。トリプルHブリッジモードがこの破線円の外側にてが実行される。

図２０において、合成回転電圧ベクトルが回転可能な領域は１２個の位相領域（Z１-Z１２）に分割される。６つの位相領域（Z１-Z６）において、合成回転電圧ベクトルは互いに隣接する２つの相電圧ベクトルのベクトル和により形成される。この隣接する２つの相電圧ベクトルの各振幅値はそれぞれPWM法により調節される。

相電圧ベクトルVUはU相Hブリッジの電流供給期間TXに相当する。相電圧ベクトルVVはV相の電流供給期間TXに相当する。相電圧ベクトルVWはW相Hブリッジの電流供給期間TXに相当する。たとえば、位相領域Z１内の合成回転電圧ベクトルは、相電圧ベクトルVU及び-VWのベクトル和により形成される。

結局、ダブルHブリッジモードにおいて、１つのHブリッジが休止され、デュアルインバータ２００の電力損失が低減される。合成回転電圧ベクトルが破線円の外側に達する時、トリプルHブリッジモードが実行される。

図２１は、ダブルHブリッジモードを示すタイミングチャートである。好適には、３つのHブリッジはそれぞれ、上アーム導通式シングルPWMにより制御される。U相レグ３U及び４Uは電気角６０度-１２０度及び電気角２４０度-３００度の期間において休止される。V相レグ３V及び４Vは電気角０度-６０度及び電気角１８０度-２４０度の期間において休止される。W相レグ３W及び４Wは電気角１２０度-１８０度及び電気角３００度-０度の期間において休止される。これにより、デュアルインバータ２００の電力損失が低減される。各レグの休止のための上アームスイッチのオフは、フリーホィーリング電流が流れるフリーホィーリング期間に実施されることが好適である。これにより、リンギングサージ電圧が低減される。

電流分散方式が図２２を参照して説明される。この電流分散方式は、空間ベクトルPWM（SVPWM）により駆動されるデュアルインバータが、共通のPWMサイクル期間TC内に３つのHブリッジの電流供給期間を自由に配置できる利点を利用する。図２２は、トリプルHブリッジモードにおける１つのPWMサイクル期間TCを示すタイミングチャートである。３つのHブリッジの電流供給期間TXは共通のPWMサイクル期間TC内に配置される。３つの電流供給期間TXの重なりはできるだけ回避される。同様に、この電流分散方式によれば、ダブルHブリッジモードの２つのHブリッジの電流供給期間TXはできるだけ互いに重ならないようにPWMサイクル期間TC内に配置される。

この電流分散方式の効果が図２３を参照して説明される。SVPWM法で駆動されるデュアルインバータ２００は、相コイル５Uに相電源電流IUPを供給し、相コイル５Vに相電源電流IVPを供給し、相コイル５Wに相電源電流IWPを供給する。電源抵抗値（r）をもつ直流電源１００は、+電源線８１及び-電源線８２を通じてデュアルインバータ２００へパルス形状の電源電流IPを供給する。電源電流IPは３つの相電源電流（IUP、IVP、及びIWP）の和に等しい。３相コイル５０を流れるフリーホィーリング電流は無視される。

３つの相電源電流（IUP、IVP、及びIWP）が互いに重なる時、直流電源１００の抵抗損失は、値（r)(IUP+IVP+IWP）(IUP+IVP+IWP）となる。３つの相電源電流（IUP、IVP、及びIWP）が互いに重ならない時、直流電源１００の抵抗損失は、値（r)（(IUP）（IUP)+（IVP）（IVP)+（IWP）(IWP）となる。

たとえば、相電源電流IVP及び相電源電流IWPはそれぞれ相対振幅値（１）をもち、相電源電流IUPが相対振幅値（２）をもつことが仮定される。相電源電流IUP、IVP、及びIWPが互いに重なる時、直流電源１００の抵抗損失は値(１６r)となる。相電源電流UP、IVP、及びIWPが互いに重ならない時、直流電源１００の抵抗損失は値(６r)となる。したがって、この電流分散方式は部分負荷領域において直流電源１００の抵抗損失を大幅に低減する。

たとえば、相電源電流IUPの相対振幅値がゼロである時、相電源電流IVP及び相電源電流IWPはそれぞれ相対振幅値（１）をもつ。電源電流IUP、IVP、及びIWPが互いに重なる時、直流電源１００の抵抗損失は値(４r)となる。電源電流UP、IVP、及びIWPが互いに重ならない時、直流電源４の抵抗損失は値(２r)となる。

しかし、モータ電流が増加する時、複数相の電流供給期間TXは互いに重なる。好適には、トリプルHブリッジモードにおいて相対的に短い２つの電流供給期間TXが優先的にオーバーラップされる。これは、相対的に長い電流供給期間TXは、相電流の振幅が高いことを意味するからである。これにより、直流電源１００の抵抗損失を低減することができる。好適には、一つの相の電流供給期間TXの終了は、もう１つの相の電流供給期間TXの開始と重なる。これにより、電源電流IPのリップルが低減される。好適には、２つ乃至３つの相の電流供給期間TXは連続的に配置される。これにより、電源電流IPのリップルが低減される。

好適には、トリプルHブリッジモードにおいて、１つの相の最も長い電流供給期間TXは、他の２つの相の電流供給期間TXにより挟まれる。これにより、+電源線８１に生じるリンギングサージ電圧を低減することができる。図２４において、最長のW相の電流供給期間TXWは、V相の電流供給期間TXVの終了時点から開始される。同様に、U相の電流供給期間TXUは、W相電流供給期間TXWの終了時点から開始される。これにより、電源電流IPの高周波成分を低減することができる。

好適には、ダブルHブリッジモードにおいて、より長い電流供給期間TXは、他の１つの電流供給期間TXの直前に配置される。これにより、+電源線８１に生じるリンギングサージ電圧を低減することができる。図２５において、より長いW相電流供給期間TXWの終了は、U相電流供給期間TXUの開始とオーバーラップする。これにより、電源電流IPの高周波成分を低減することができる。

上アーム導通式シングルPWMを採用するデュアルインバータ２００のリンギングサージ電圧低減効果が図２６及び図２７を参照して説明される。図２６において、U相上アームスイッチ３１がオフされる。図２７において、U相下アームスイッチ４２がオフされる。U相Hブリッジの上アームスイッチ３１及び４１は、インバータ内部の+バスバー８１０により互いに接続されている。同様に、下アームスイッチ３２及び４２は、インバータ内部の-バスバー８２０により互いに接続されている。+バスバー８１０は+電源線８１を通じて直流電源１００の正極に接続され、-バスバー８２０は-電源線８２を通じて直流電源１００の負極に接続されている。

相コイル５Uは、U相ケーブル６１を通じてレグ３Uに接続され、U相ケーブル７１を通じてレグ４Uに接続される。+電源線８１はラインインダクタンス８１Lをもち、-電源線８２はラインインダクタンス８２Lをもつ。+電源線８１の両端は寄生容量C1及びC２を通じて個別に接地され、-電源線８２の両端は寄生容量C３及びC４通じて個別に接地されている。U相ケーブル６１は寄生容量C５を通じて接地され、U相コイル５Uは寄生容量C６を通じて接地され、U相ケーブル７１は寄生容量C７を通じて接地されている。

上アームスイッチ３１がオフされる図２６において、ラインインダクタンス８１Lはサージ電圧を誘起する。このサージ電圧は、寄生キャパシタC２及びC1、及びラインインダクタンス８１Lからなる直列共振回路を通じてサージ電流ISUを供給する。これにより、高いリンギングサージ電圧Vrが上アームスイッチ３１に印加される。

下アームスイッチ４２がオフされる図２７において、ラインインダクタンス８１Lはサージ電圧を発生する。このサージ電圧は、寄生キャパシタC５-C７及びC１、及びラインインダクタンス８１Lからなる直列共振回路を通じてサージ電流ISUを供給する。しかし、上アームスイッチ３１がオンされているため、リンギングサージ電圧Vrは低減される。結局、デュアルインバータにより採用される上アーム導通式シングルPWMはリンギングサージ電圧を低減することができる。

次に、固定電位レグのリンギングサージ電圧が説明される。上アーム導通式シングルPWMにおいて、固定電位レグが切替えられる時に上アームスイッチはオフされる。この上アームスイッチのオフ動作はリンギングサージ電圧を誘起する。けれども、この実施例は、固定電位レグからPWMレグへの切替のための上アームスイッチのオフ動作をフリーホィーリング期間TF又はその直後に実行する。言い換えれば、上アームスイッチはフリーホィーリング電流Ifを遮断する。このフリーホィーリング電流Ifは、+バスバー８１０を流れるが、+電源線８１を流れない。+バスバー８１０は、+電源線８１と比べて低いラインインダクタンス値をもつ。その結果、リンギングサージ電圧は低くなる。

この実施例のデュアルインバータの効果が説明される。第１に、上アーム導通式シングルPWM方式を採用するこのデュアルインバータは、常時導通される上アームスイッチをもつ。これにより、+電源線８１のリンギングサージ電圧を低減することができる。第２に、電流分散法を採用するデュアルインバータは、直流電源の抵抗損失を大幅に低減する。第３に、ダブルHブリッジモードを採用するデュアルインバータは、インバータ損失をさらに低減する。

第４に、このデュアルインバータ及び従来の３相インバータが図２８及び図２９を参照して比較される。図２８は、U相レグ３U、V相レグ３V、及びW相レグ３Wからなる従来の３相インバータを示す。この３相インバータは、星形３相コイルからなる従来のステータコイルに接続されている。このステータコイルの３つの相コイル（５U、５V、及び５W）はそれぞれ、並列接続された２つのコイルユニット（C）からなる。３相インバータの各アームスイッチはそれぞれ、並列接続された２つのトランジスタ（T）をもつ。しかし、図２８は、U相レグの下アームスイッチ、V相レグの上アームスイッチ、及びW相レグの上アームスイッチを図示しない。

図２９は、この実施例のシングルPWM方式で駆動されるデュアルインバータを示す。このデュアルインバータは、ダブルエンデッド３相コイルに接続されている。ダブルエンデッド３相コイルの３つの相コイル（５U、５V、５W）はそれぞれ、直列接続された２つのコイルユニット（C)からなる。デュアルインバータの各スイッチはそれぞれ、１つのトランジスタ（T)をもつ。U相電流IUがスイッチ３１及び４２を通じて相コイル５Uに供給されている。V相電流IVがスイッチ４３及び３４を通じて相コイル５Vに供給されている。W相電流IWがスイッチ４５及び３６を通じて相コイル５Wに供給されている。図２９は、デュアルインバータの他のスイッチを図示しない。

このデュアルインバータは、従来の３相インバータと比べて２倍の電圧利用率をもつことができる。このため、ダブルエンデッド３相コイルの各相コイルはそれぞれ、図２８に示される星形３相コイルの各相コイルと比べて２倍の巻数をもつことができる。したがって、図２９に示されるデュアルインバータは図２８に示される従来の３相インバータと同じ回路規模をもつ。

図２８及び図２９に示される２つのインバータの損失が比較される。これら２つのインバータの導通損失は等しい。しかし、シングルPWM方式のデュアルインバータは従来の３相インバータと比べてPWM制御されるトランジスタ数を半減することができる。その結果、シングルPWM法で駆動されるデュアルインバータは、従来の３相インバータと比べて半分のスイッチング損失及びリカバリ損失をもつ。結局、スイッチング損失及びリカバリ損失が主要成分であるインバータ損失が大幅に低減される。

第５に、この実施例のシングルPWM法は、従来のダブルPWM方式と比べてデュアルインバータの損失を低減する。図３０は、従来のダブルPWM方式の１つのPWMサイクル期間TCにおける６つのレグの出力電位を示す。図示しない３つのコンパレータは、PWMキャリヤ信号SCと３つの相制御信号（SU、SV、及びSW)とを比較する。従来のダブルPWM方式によれば、６つのPWMレグは比較結果に基づいてレグ電圧（VU1、VU2、VV1、VV2、VW1、VW２）を出力する。各レグ電圧はそれぞれ、ハイレベル（H）とローレベル（L)とからなるパルス電圧である。U相コイル５Uに印加されるU相電圧VUは、U相電圧差（VU1-VU2）となる。V相コイル５Vに印加されるV相電圧VVは、V相電圧差（VV1-VV2）となる。W相コイル５Wに印加されるW相電圧VWは、W相電圧差（VW1-VW2）となる。

このダブルPWM方式によれば、各レグは、既述されたフリーホィーリング期間（TF)の代わりに逆電圧が相コイル印加される逆電圧印加期間（Tr)をもつ。その結果、直流電源は、電流供給期間（TX)において各相コイルのインダクタンスに磁気エネルギーを蓄積する。この蓄積された磁気エネルギーは、各逆電圧印加期間（Tr）に各相コイルから直流電源にデュアルインバータを通じて回生される。

したがって、直流電源、デュアルインバータ、及びステータコイルは、ダブルPWM方式の運転により無駄な高周波PWM損失及び高周波ノイズを発生する。各PWMレグが逆電圧印加期間（Tr)の代わりにフリーホィーリング期間（TF)をもつシングルPWM方式によれば、この無駄な高周波PWM損失及び高周波ノイズは大幅に低減される。ダブルPWM方式とシングルPWM方式の重要な違いは、HブリッジのAC出力電圧がゼロとなる運転領域において顕れる。シングルPWM方式はこの運転領域においてPWM制御を停止する。このため、高周波電力損失を発生しない。

Claims (4)

1. ３相モータのダブルエンデッド３相コイルに接続される第１の３相インバータ及び第２の３相インバータからなるデュアルインバータを制御するコントローラと、前記デュアルインバータに電源電圧を印加するための直流電源とを備える電気自動車用パワーシステムにおいて、
   前記第１の３相インバータの出力端子は、単相グリッド及び/又は３相グリッドに接続するためのコネクタに接続され、
   前記コントローラは、前記直流電源のバッテリの電圧であるバッテリ電圧が前記グリッドの電圧であるグリッド電圧のピーク値よりも高い条件下において採用される昇圧充電モードと、前記バッテリ電圧が前記グリッド電圧のピーク値よりも低い条件下において採用される降圧充電モードとを有し、
   前記第２の３相インバータは、前記昇圧充電モードにおいて前記コネクタから前記ダブルエンデッド３相コイルを通じて印加される前記グリッド電圧を整流して昇圧し、
   前記第１の３相インバータは、前記降圧充電モードにおいて前記コネクタから印加される前記グリッド電圧を整流し、
   前記直流電源は、前記降圧充電モードにおいて前記整流されたグリッド電圧を降圧して前記直流電源のバッテリに印加する双方向DCDCコンバータをもつことを特徴とする電気自動車用パワーシステム。
2. 前記双方向DCDCコンバータは、前記バッテリとしての２つのバッテリを直列接続するための直列トランジスタと、前記２つのバッテリを並列接続するための２つの並列トランジスタと、磁気エネルギーを蓄積するためのリアクトルと、前記２つのバッテリの電圧を出力するための出力トランジスタと、前記リアクトルを放電するための放電ダイオードとを有する請求項１記載の電気自動車用パワーシステム。
3. 前記コントローラは、前記２つのバッテリを並列接続するための並列モード、前記２つのバッテリを直列接続するための直列モード、前記２つのバッテリの電圧和を昇圧するための昇圧モード、及び、前記デュアルインバータから印加される前記電源電圧を降圧するための降圧モードを有する請求項２記載の電気自動車用パワーシステム。
4. 前記コントローラは、前記グリッド電圧の電圧値に応じて前記並列モード、前記直列モード、及び前記降圧モードの１つを選択する請求項３記載の電気自動車用パワーシステム。

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