JP4352806B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

この発明は、半導体スイッチ素子により構成される電力変換装置に関するものである。特に、直流電源に接続された複数の電力変換回路から成る電力変換装置に関するものである。

太陽電池や燃料電池を電源とする装置は、蓄電用のバッテリ充電器や冷却ファンの駆動用インバータなど、複数の電力変換回路や補機から構成されている。例えば、燃料電池自動車の駆動装置には、自動車駆動用のモータとインバータの他に、蓄電用のバッテリとＤＣ／ＤＣコンバータ、水素循環用のポンプとインバータ、冷却水用のポンプとインバータ、燃料電池に空気を供給するエアーコンプレッサとインバータが使用されている（例えば、非特許文献１参照。）。
これら、ＤＣ／ＤＣコンバータやインバータに代表される電力変換回路は、複数の半導体スイッチ素子から構成されている。例えば、従来のインバータは、出力の１相あたり直流電源の正負端子間に直列に接続された２個の半導体スイッチ素子を使用しており、通常の三相インバータの場合、計６個の半導体スイッチ素子が必要であった。従って、上記燃料電池自動車の駆動装置に使用されている４個のインバータだけでも、合計２４個の半導体スイッチ素子を使用している。

「Ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔ ｏｆ Ｆｕｅｌ−Ｃｅｌｌ Ｈｙｂｒｉｄ Ｖｅｈｉｃｌｅ」（Ｔａｄａｉｃｈｉ Ｍａｔｓｕｍｏｔｏ，Ｎｏｂｕｏ Ｗａｔａｎａｂｅ，Ｈｉｒｏｓｈｉ Ｓｕｇｉｕｒａ ａｎｄ Ｔｅｔｓｕｈｉｒｏ Ｉｓｈｉｋａｗａ ＳＡＥ ２００２ Ｗｏｒｌｄ Ｃｏｎｇｒｅｓｓ Ｄｅｔｒｏｉｔ，Ｍｉｃｈｉｇａｎ Ｍａｒｃｈ ４−７，２００２）

以上のように、従来の電力変換装置において、三相インバータは６個の半導体スイッチ素子が必要であったため、特に複数のインバータが必要とされる装置においては、半導体スイッチ素子の総数が多いという問題があった。また、この問題に関連して、多数の半導体スイッチ素子を使用するため、装置が大きくなるという問題があった。

この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、使用する素子の総数を減らし、小型の電力変換装置を得ることを目的とするものである。

この発明に係る電力変換装置は、直流電源と一方の端子のみが前記直流電源に接続された蓄電手段の他端の端子とに接続され、前記直流電源の電圧で前記蓄電手段の充放電を行うＤＣ／ＤＣコンバータ、及び複数の半導体スイッチ素子と前記半導体スイッチ素子の制御信号を生成する制御手段とで構成され、前記直流電源の電圧で負荷を駆動するインバータを備えた電力変換装置であって、前記蓄電手段の電圧が前記直流電源の電圧の概ね１／２になるようにすると共に、前記負荷の一端子が前記蓄電手段を介して前記直流電源の正側または負側のいずれか一方に接続されるように前記負荷の一端子を前記蓄電手段の他方の端子に接続し、前記負荷の他端子の電圧を前記蓄電手段の電圧を基準に制御するように前記制御信号を生成するようにしたものである。

また、直流電源と一方の端子のみが前記直流電源に接続された蓄電手段の他端の端子とに接続され、前記直流電源の電圧で前記蓄電手段の充放電を行うＤＣ／ＤＣコンバータ、及び複数の半導体スイッチ素子と前記半導体スイッチ素子の制御信号を生成する制御手段とで構成され、前記直流電源の電圧で負荷を駆動する３レベルインバータを備えた電力変換装置であって、前記蓄電手段の電圧が前記直流電源の電圧の概ね１／２になるようにすると共に、前記３レベルインバータの中性点電圧端子が前記蓄電手段を介して前記直流電源の正側または負側のいずれか一方に接続されるように前記３レベルインバータの中性点電圧端子を前記蓄電手段の他方の端子に接続し、前記３レベルインバータの正側及び負側電圧端子をそれぞれ前記直流電源の両端に接続し、前記負荷の電圧を所望の電圧に制御するように前記制御信号を生成するようにしたものである。

また、直流電源と一方の端子のみが前記直流電源に接続された蓄電手段の他端の端子とに接続され、前記直流電源の電圧で前記蓄電手段の充放電を行うＤＣ／ＤＣコンバータ、及び複数の半導体スイッチ素子と前記半導体スイッチ素子の制御信号を生成する制御手段とで構成され、前記直流電源の電圧で負荷を駆動する３レベルインバータを備えた電力変換装置であって、前記蓄電手段の電圧が前記直流電源の電圧の概ね１／２になるようにすると共に、前記負荷の一端子および前記３レベルインバータの中性点電圧端子が前記蓄電手段を介して前記直流電源の正側または負側のいずれか一方に接続されるように前記負荷の一端子および前記３レベルインバータの中性点電圧端子を前記蓄電手段の他方の端子に接続し、前記３レベルインバータの正側及び負側電圧端子をそれぞれ前記直流電源の両端に接続し、前記負荷の他端子の電圧を前記蓄電手段の電圧を基準に制御するように前記制御信号を生成するようにしたものである。

また、直流電源と一方の端子のみが前記直流電源に接続された蓄電手段の他端の端子とに接続され、前記直流電源の電圧で前記蓄電手段の充放電を行うＤＣ／ＤＣコンバータ、前記直流電源の前記蓄電手段と接続されていない端子と、前記蓄電手段の他方の端子との間に接続され、第１の負荷を駆動する第１のインバータ、前記蓄電手段の端子間に接続され、第２の負荷を駆動する第２のインバータ、並びに第１のインバータ及び第２のインバータを構成する複数の半導体スイッチ素子の制御信号を生成する制御手段を備えた電力変換装置であって、前記蓄電手段の電圧が前記直流電源の電圧の概ね１／２になるようにすると共に、前記第１のインバータと前記第２のインバータとの接続点が前記蓄電手段を介して前記直流電源の正側または負側のいずれか一方に接続されるように前記接続点を前記蓄電手段の他方の端子に接続し、前記制御手段が第１のインバータ及び第２のインバータの電圧指令を調整して、前記蓄電手段の充放電を制御するものである。

また、直流電源と一方の端子のみが前記直流電源に接続された蓄電手段の他端の端子とに接続されると共に、前記直流電源端子間に接続された半導体スイッチ素子の直列接続体を有し、前記直流電源の電圧で前記蓄電手段の充放電を行うＤＣ／ＤＣコンバータ、及び複数の半導体スイッチ素子と前記半導体スイッチ素子の制御信号を生成する制御手段とで構成され、前記直流電源の電圧で負荷を駆動するインバータを備えた電力変換装置であって、前記蓄電手段の電圧が前記直流電源の電圧の概ね１／２になるようにすると共に、前記負荷の一端子が前記蓄電手段を介して前記直流電源の正側または負側のいずれか一方に接続されるように前記負荷の一端子を前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前記半導体スイッチ素子の直列接続体の接続点と接続し、前記負荷の他端子の電圧を前記半導体スイッチ素子の直列接続体の接続点の電圧を基準に制御するように前記制御信号を生成するようにしたものである。

また、直流電源と一方の端子のみが前記直流電源に接続された蓄電手段の他端の端子とに接続されると共に、前記直流電源端子間に接続された半導体スイッチ素子の直列接続体を有し、前記直流電源の電圧で前記蓄電手段の充放電を行うＤＣ／ＤＣコンバータ、及び複数の半導体スイッチ素子と前記半導体スイッチ素子の制御信号を生成する制御手段とで構成され、前記直流電源の電圧で負荷を駆動する３レベルインバータを備えた電力変換装置であって、前記蓄電手段の電圧が前記直流電源の電圧の概ね１／２になるようにすると共に、前記負荷の一端子を前記半導体スイッチ素子の直列接続体の接続点と接続し、前記負荷の一端子および前記３レベルインバータの中性点電圧端子が前記蓄電手段を介して前記直流電源の正側または負側のいずれか一方に接続されるように前記負荷の一端子および前記３レベルインバータの中性点電圧端子を前記蓄電手段の他方の端子に接続し、前記３レベルインバータの正側及び負側電圧端子をそれぞれ前記直流電源の両端に接続し、前記負荷の他端子の電圧を前記半導体スイッチ素子の直列接続体の接続点の電圧を基準に制御するように前記制御信号を生成するようにしたものである。

この発明は、直流電源と一方の端子のみが前記直流電源に接続された蓄電手段の他端の端子とに接続され、前記直流電源の電圧で前記蓄電手段の充放電を行うＤＣ／ＤＣコンバータ、及び複数の半導体スイッチ素子と前記半導体スイッチ素子の制御信号を生成する制御手段とで構成され、前記直流電源の電圧で負荷を駆動するインバータを備えた電力変換装置であって、前記蓄電手段の電圧が前記直流電源の電圧の概ね１／２になるようにすると共に、前記負荷の一端子が前記蓄電手段を介して前記直流電源の正側または負側のいずれか一方に接続されるように前記負荷の一端子を前記蓄電手段の他方の端子に接続し、前記負荷の他端子の電圧を前記蓄電手段の電圧を基準に制御するように前記制御信号を生成するようにしたので、装置全体で半導体スイッチ素子の数を減らすことができ、装置の大きさを低減することが可能となる。

また、より高性能な３レベルインバータを追加の中性点電圧作成回路なしで適用可能となり、中性点電圧作成回路が不要な分、装置の大きさを低減することが可能となる。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１による電力変換装置の構成を示す回路構成図である。図１において、直流電源１は燃料電池や太陽電池などの直流発電装置よりなり、蓄電手段２はバッテリまたはコンデンサよりなる。直流電源１の負端子Ｎと蓄電手段２の負端子Ｎとは接続されている。直流電源１の正端子Ｐと負端子Ｎとの間には半導体スイッチ素子４、５の直列接続体が接続され、半導体スイッチ素子４、５の直列接続体の接続点Ａと蓄電手段２の正端子Ｃとの間にはリアクトル３が接続されている。半導体スイッチ素子４、５とリアクトル３とは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００を構成しており、蓄電手段２の充放電を行う。この充放電は、コンバータ制御手段６により、半導体スイッチ素子４、５を制御して行われる。三相モータ７は、その端子の一つ（Ｗ）を蓄電手段２の正端子Ｃに接続されており、他の２端子（Ｕ，Ｖ）はそれぞれ半導体スイッチ素子８、９の直列接続体の接続点ＢＵ、及び半導体スイッチ素子１０、１１の直列接続体の接続点ＢＶに接続されている。半導体スイッチ素子８、９の直列接続体と半導体スイッチ素子１０、１１の直列接続体とは、それぞれ直流電源１の正端子Ｐと負端子Ｎとの間に接続され、インバータ２００を構成しており、インバータ制御手段１２により制御される。
ここで、半導体スイッチ素子４、５、８〜１１は、ＩＧＢＴ素子と、そのＩＧＢＴ素子に逆並列に接続されたダイオードにより構成されている。

以上のように電力変換装置を構成すれば、通常のインバータの２相分を構成する半導体スイッチ８〜１１で、三相モータ７を駆動することが可能となる。

ここで、蓄電手段２とＤＣ／ＤＣコンバータ１００とは、後述する回生電力の利用のために設けられたものであり、インバータ２００の半導体スイッチ素子を減らす目的で新たに設けられたものではない。従って、インバータ２００を図１に示す構成としても、インバータ２００以外の部分で部品数が増加することはない。

次に、本発明の実施の形態１による電力変換装置の動作について、図２〜図５により説明する。
図２はＤＣ／ＤＣコンバータ１００の動作を示す各部波形である。図１に示すような、直流電源１からインバータ２００を介してモータ７を駆動する装置では、モータ７の減速時において、モータ７から直流電源１に電力が戻される回生運転が生じる。しかし、直流電源１が燃料電池や太陽電池の場合、回生された電力を受け入れることが出来ないため、インバータ２００からＤＣ／ＤＣコンバータ１００を介して、蓄電手段２に回生された電力を蓄電する必要がある。蓄電された電力は、直流電源１からモータ７に電力を供給する力行運転時に、蓄電手段２からＤＣ／ＤＣコンバータ１００を介して、インバータ２００に電力を供給することで使用される。このように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、蓄電手段２の充放電を制御している。図２において、Ｖｐｎは直流電源１の端子間電圧、Ｖｃｎは蓄電手段２の端子間電圧であり、それぞれの電圧値をＶｄｃ１、Ｖｄｃ２とする。Ｖｄｃ１とＶｄｃ２の比率がいくらであっても、上記蓄電手段２の充放電動作には影響が無いが、後述するインバータ２００の動作のために、Ｖｄｃ２をＶｄｃ１の概ね１／２に設定する。半導体スイッチ素子４、５の直列接続体の接続点Ａの電位は、半導体スイッチ４がオンの時には直流電源１の正端子Ｐの電位、半導体スイッチ５がオンの時には直流電源１の負端子Ｎの電位となるため、半導体スイッチ素子４、５の直列接続体の接続点Ａと直流電源１の負端子Ｎとの間の電圧Ｖａｎは、図２に示したような矩形波波形となる。リアクトル３の端子間には（Ｖａｎ〜Ｖｄｃ２）の電圧が印加されるため、リアクトル電流ＩＬは半導体スイッチ４がオンの時には増加し、半導体スイッチ５がオンの時には減少する。コンバータ制御手段６は、半導体スイッチ４と半導体スイッチ５のオン時間の比を制御することで、リアクトル電流ＩＬの平均値を所望の値に保ち、蓄電手段２の充放電を制御する。

図３はインバータ制御手段１２の構成を示したブロック図である。インバータ制御手段１２は、インバータ２００が指令通りの電圧を出力するように、半導体スイッチ素子８〜１１のゲート信号を生成する。モータ７は、Ｕ、Ｖ、Ｗ端子間の線間電圧によって制御されるため、図１のインバータ２００のような回路においても、線間電圧が等しければ通常の三相インバータと同じ性能が得られる。従って、電圧が固定されているＷ端子を基準に、Ｕ、Ｖ端子の電圧を決めれば良い。インバータ制御手段１２には、図示しない指令生成手段からの出力電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ、Ｖｖ＿ｒｅｆ、Ｖｗ＿ｒｅｆと、蓄電手段２の電圧Ｖｄｃ２とが入力される。上記電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ、Ｖｖ＿ｒｅｆ、Ｖｗ＿ｒｅｆは、三相の電圧指令の中性点を基準とした電圧であるため、図１に示すようにＷ相の電位を蓄電手段２の正端子Ｃの電位に固定している場合には、上記電圧指令の変換が必要となる。この変換は、Ｕ相−Ｗ相間、Ｖ相−Ｗ相間の線間電圧を求め、蓄電手段２の正端子Ｃの電位に加算することで実現できる。このため、Ｕ相電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ、およびＶ相電圧指令Ｖｖ＿ｒｅｆから減算手段１３、１４でＷ相電圧指令Ｖｗ＿ｒｅｆを減算した後に、加算手段１５、１６で蓄電手段２の電圧Ｖｄｃ２を加算することにより、蓄電手段２の負端子Ｎの電位を基準としたＵ相電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ２、およびＶ相電圧指令Ｖｖ＿ｒｅｆ２を得ている。この電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ２とＶｖ＿ｒｅｆ２とを、それぞれ比較器１８、１９で、三角波発生手段１７が発生した三角波キャリアと比較することにより、Ｕ相およびＶ相のＰＷＭ信号、すなわち、半導体スイッチ素子８、９および半導体スイッチ素子１０、１１のゲート信号が得られる。

図４は、図３のインバータ制御手段１２の各部の波形を示したものである。電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ、Ｖｖ＿ｒｅｆ、Ｖｗ＿ｒｅｆが正弦波の場合、変換後の電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ２とＶｖ＿ｒｅｆ２も正弦波となる。この電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ２とＶｖ＿ｒｅｆ２は、図示の通り、Ｗ相電圧である蓄電手段２の電圧Ｖｄｃ２を中心に正負に変化する。出力できる電圧は直流電源１の電圧Ｖｄｃ１で制約されるため、Ｖｄｃ２がＶｄｃ１の１／２である時、Ｖｕ＿ｒｅｆ２とＶｖ＿ｒｅｆ２の振幅を最も高くすることができることは明らかである。この電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ２と、三角波発生手段１７が発生する０〜Ｖｄｃ１の間で値が変化する三角波キャリアＴｒｉとをそれぞれ比較し、三角波キャリアの方が大きい場合は「Ｌ」、小さい場合は「Ｈ」とすることで、半導体スイッチ素子８および半導体スイッチ素子９のゲート信号が得られる。半導体スイッチ素子８は、このゲート信号をそのまま使用し、「Ｈ」の時にＩＧＢＴ素子をオン、「Ｌ」の時にＩＧＢＴ素子をオフする。半導体スイッチ素子９は、このゲート信号を反転して使用し、「Ｈ」の時にＩＧＢＴ素子をオフ、「Ｌ」の時にＩＧＢＴ素子をオンする。電圧指令Ｖｖ＿ｒｅｆ２と、半導体スイッチ素子１０、１１に関しても同様である。

図５は、インバータ２００の動作を示す各部波形である。インバータ制御手段１２が前述の動作をした結果、半導体スイッチ素子８、９の直列接続体の接続点ＢＵの電位は、半導体スイッチ８がオンの時には直流電源１の正端子Ｐの電位、半導体スイッチ９がオンの時には直流電源１の負端子Ｎの電位となるため、半導体スイッチ素子８、９の直列接続体の接続点ＢＵと直流電源１の負端子Ｎとの間の電圧Ｖｕｎは、図５に示したような矩形波波形となる。また、半導体スイッチ素子１０、１１の直列接続体の接続点ＢＶと直流電源１の負端子Ｎとの間の電圧Ｖｖｎ、蓄電手段２の端子間電圧Ｖｃｎ＝Ｖｄｃ２＝Ｖｗｎも、図５に示したような波形となる。ここで、出力の相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、出力端子電圧Ｖｕｎ、Ｖｖｎ、Ｖｗｎの中性点から見た電圧であるため、出力端子電圧Ｖｕｎ、Ｖｖｎ、Ｖｗｎから、それぞれ（Ｖｕｎ＋Ｖｖｎ＋Ｖｗｎ）／３を減算して求められる。相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、図５に示すように、全て矩形を組合せたような電圧波形となり、その平均値が、電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ、Ｖｖ＿ｒｅｆ、Ｖｗ＿ｒｅｆと一致している。この結果、モータ７に流れる相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは、図示の通り、ＰＷＭリプルを含んだ正弦波波形となる。

以上のように、この実施の形態１による電力変換装置によれば、蓄電手段２の電圧を直流電源１の電圧の概ね１／２の電圧として、モータ７の１端子の電圧としてそのまま利用するため、１相分の半導体スイッチ素子２個を省略して、４個の半導体スイッチ素子で三相モータを駆動することが可能となる。従って、装置全体で半導体スイッチ素子の数を減らすことができ、装置の大きさを低減することが可能となる。

以上の説明から明らかなように、この実施の形態１による電力変換装置は、図１の構成で自律した動作となっている。従って、図６に示すように、この実施の形態１による電力変換装置と、６個の半導体スイッチ素子で構成されたインバータ３００とを組合せても同様の効果が得られることは明らかである。

また、以上の説明では、最も一般的な三相出力のインバータと三相モータとを例としたが、１相分の半導体スイッチ素子２個を省略できるのは三相に限定されるものではない。従って、図７（ａ）のように三相以上の出力を持つインバータ（ここでは四相）においても、図７（ｂ）のように単相のインバータにおいても、三相インバータと同様に、１相分の半導体スイッチ素子２個を省略できる。また、当然ながら、インバータの負荷はモータに限定されるものではなく、抵抗負荷でも、リアクトル負荷でも、任意の負荷において同様の効果が得られる。

実施の形態２．
図８は、本発明の実施の形態２による電力変換装置のインバータ制御手段１２の構成を示すブロック図である。それ以外の構成については、図１に示す実施の形態１と同じであるため説明を省略する。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の動作については、実施の形態１と同じであるため説明を省略する。
インバータ制御手段１２は、インバータ２００が指令通りの電圧を出力するように、半導体スイッチ素子８〜１１のゲート信号を生成する。モータ７は、Ｕ、Ｖ、Ｗ端子間の線間電圧によって制御されるため、図１のインバータ２００のような回路においても、線間電圧が等しければ通常の三相インバータと同じ性能が得られる。従って、電圧が固定されているＷ端子を基準に、Ｕ、Ｖ端子の電圧を決めれば良い。この時、主となる三相電圧指令と異なる電圧成分（例えば直流オフセット電圧）を重畳しても、モータ７はトルク脈動を生じるのみであり、脈動の平均値は零となるため一様なトルクは発生しない。インバータ制御手段１２には、図示しない指令生成手段からの出力電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ、Ｖｖ＿ｒｅｆ、Ｖｗ＿ｒｅｆと、オフセット電圧指令Ｖｏｆｆｓｅｔと、蓄電手段２の電圧Ｖｄｃ２とが入力される。上記電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ、Ｖｖ＿ｒｅｆ、Ｖｗ＿ｒｅｆは、三相の電圧指令の中性点を基準とした電圧であるため、図１に示すようにＷ相の電位を蓄電手段２の正端子Ｃの電位に固定している場合には、上記電圧指令の変換が必要となる。この変換は、Ｕ相−Ｗ相間、Ｖ相−Ｗ相間の線間電圧を求め、蓄電手段２の正端子Ｃの電位に加算することで実現できる。このため、Ｕ相電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ、およびＶ相電圧指令Ｖｖ＿ｒｅｆから減算手段１３、１４でＷ相電圧指令Ｖｗ＿ｒｅｆを減算した後に、加算手段１５、１６で蓄電手段２の電圧Ｖｄｃ２を加算する。さらに、加算手段２０、２１でオフセット電圧指令Ｖｏｆｆｓｅｔを加算することにより、蓄電手段２の負端子Ｎの電位を基準としたＵ相電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ３、およびＶ相電圧指令Ｖｖ＿ｒｅｆ３を得る。この電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ３とＶｖ＿ｒｅｆ３とを、それぞれ比較手段１８、１９で、三角波発生手段１７が発生した三角波キャリアＴｒｉと比較することにより、Ｕ相およびＶ相のＰＷＭ信号、すなわち、半導体スイッチ素子８、９および半導体スイッチ素子１０、１１のゲート信号が得られる。

図９は、図８のインバータ制御手段１２の各部の波形を示したものである。電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ、Ｖｖ＿ｒｅｆ、Ｖｗ＿ｒｅｆが正弦波の場合、変換後の電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ３とＶｖ＿ｒｅｆ３も正弦波となる。この電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ３とＶｖ＿ｒｅｆ３は、図示の通り、Ｗ相電圧である蓄電手段２の電圧Ｖｄｃ２にオフセット電圧指令Ｖｏｆｆｓｅｔを加算した値を中心に正負に変化する。この電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ３と、三角波発生手段１７が発生する０〜Ｖｄｃ１の間で値が変化する三角波キャリアＴｒｉとを比較し、三角波キャリアの方が大きい場合は「Ｌ」、小さい場合は「Ｈ」とすることで、半導体スイッチ素子８、９のゲート信号が得られる。半導体スイッチ素子８は、このゲート信号をそのまま使用し、「Ｈ」の時にＩＧＢＴ素子をオン、「Ｌ」の時にＩＧＢＴ素子をオフする。半導体スイッチ素子９は、このゲート信号を反転して使用し、「Ｈ」の時にＩＧＢＴ素子をオフ、「Ｌ」の時にＩＧＢＴ素子をオンする。電圧指令Ｖｖ＿ｒｅｆ３と、半導体スイッチ素子１０、１１に関しても同様である。

本実施の形態においては、オフセット電圧指令Ｖｏｆｆｓｅｔの加算により、半導体スイッチ素子８および９のゲート信号、半導体スイッチ素子１０および１１のゲート信号、は共に「Ｌ」よりも「Ｈ」の時間が長くなる。この結果、Ｕ相およびＶ相の出力電圧の平均値は、オフセット電圧指令Ｖｏｆｆｓｅｔだけ、Ｗ相の出力電圧よりも高くなる。この電圧差により、Ｕ相およびＶ相からＷ相に電流が流れるため、モータ７に流れる相電流Ｉｗは、図示の通り、オフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔが重畳された正弦波波形となる。このオフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔは、オフセット電圧指令Ｖｏｆｆｓｅｔを変えることにより、任意の値に制御できる。従って、三相電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ、Ｖｖ＿ｒｅｆ、Ｖｗ＿ｒｅｆによって制御されるモータ７のトルクとは独立に、オフセット電圧指令Ｖｏｆｆｓｅｔによってオフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔが制御できる。

図１に示すように、モータ７のＷ相は蓄電手段２の正端子Ｃに接続されているため、Ｗ相電流Ｉｗに重畳されたオフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔは、蓄電手段２を充放電する電流となり、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００と同様の働きをする。従って、オフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔの分だけＤＣ／ＤＣコンバータ１００の電流を低減することができ、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００に使用する半導体スイッチ素子の電流定格を低減することで、半導体スイッチ素子の大きさ、ひいては、装置の大きさを低減することが可能となる。

本実施の形態２による電力変換装置も、実施の形態１による電力変換装置と同様に、６個の半導体スイッチ素子で構成されたインバータと組合せても同様の効果が得られる。また、三相以上の出力を持つインバータにおいても、単相のインバータにおいても、同様の効果が得られる。さらには、モータ以外の負荷においても同様の効果が得られる。

実施の形態３．
図１０は、本発明の実施の形態３による電力変換装置を示す回路構成図である。図１０において、直流電源１、蓄電手段２、リアクトル３、半導体スイッチ素子４、５、コンバータ制御手段６は、図１に示す実施の形態１と同様であるため説明を省略する。インバータ４００は、半導体スイッチ素子２２、２３、２４、２５の直列接続体と、半導体スイッチ素子２８、２９、３０、３１の直列接続体と、半導体スイッチ素子３４、３５、３６、３７の直列接続体とで構成され、それぞれ直流電源１の端子間に接続されている。また各半導体スイッチ素子はインバータ制御手段４０により制御される。モータ７の３端子Ｕ、Ｖ、Ｗのうちの端子Ｕは、半導体スイッチ素子２３と半導体スイッチ素子２４との接続点ＢＵに、端子Ｖは、半導体スイッチ素子２９と半導体スイッチ素子３０との接続点ＢＶに、端子Ｗは、半導体スイッチ素子３５と半導体スイッチ素子３６との接続点ＢＷに接続されている。また、半導体スイッチ素子２２と半導体スイッチ素子２３との接続点、半導体スイッチ素子２４と半導体スイッチ素子２５との接続点、半導体スイッチ素子２８と半導体スイッチ素子２９との接続点、半導体スイッチ素子３０と半導体スイッチ素子３１との接続点、半導体スイッチ素子３４と半導体スイッチ素子３５との接続点、半導体スイッチ素子３６と半導体スイッチ素子３７との接続点は、それぞれ、ダイオード２６、２７、３２、３３、３８、３９を介して、蓄電手段２の正端子Ｃに接続されている。ここで、半導体スイッチ素子２２〜２５、２８〜３１、３４〜３７は、ＩＧＢＴ素子と、そのＩＧＢＴ素子に逆並列に接続されたダイオードにより構成されている。

以上のように電力変換装置を構成すれば、通常の２レベルインバータに代えて、３レベルインバータで三相モータ７を駆動することが可能である。
ここで、通常は３レベルインバータを構成するために、直流電源１の中性点電位が必要であり、別の回路手段等により中性点電位を作成する必要があるが、本実施の形態３では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００により蓄電手段２の電圧を直流電源１の概ね１／２の電圧とし、この電圧を中性点電位として利用することにより、追加の回路手段を省略している。

次に、本発明の実施の形態３による電力変換装置の動作について、図１１〜図１２により説明する。リアクトル３、半導体スイッチ素子４、５、コンバータ制御手段６により構成されるＤＣ／ＤＣコンバータ１００の動作については、実施の形態１の図２と同様であるため、説明を省略する。
図１１はインバータ制御手段４０の構成を示したブロック図である。インバータ制御手段４０は、インバータ４００が指令通りの電圧を出力するように、半導体スイッチ素子２２〜２５、２８〜３１、３４〜３７のゲート信号を生成する。インバータ制御手段４０には、図示しない指令生成手段からの出力電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ、Ｖｖ＿ｒｅｆ、Ｖｗ＿ｒｅｆが入力される。上記電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ、Ｖｖ＿ｒｅｆ、Ｖｗ＿ｒｅｆを、比較手段４３〜４８で、第１の三角波発生手段４１が発生した三角波キャリアＴｒｉ１、および第２の三角波発生手段４２が発生した三角波キャリアＴｒｉ２と比較することにより、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のＰＷＭ信号、すなわち、半導体スイッチ素子２２〜２５、半導体スイッチ素子２８〜３１、および半導体スイッチ素子３４〜３７のゲート信号が得られる。

図１２は、図１１に示すインバータ制御手段４０の各部の波形を示したものである。電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆと、三角波発生手段４１が発生する０〜Ｖｄｃ２の間で値が変化する三角波キャリアＴｒｉ１とを比較し、三角波キャリアの方が大きい場合は「Ｌ」、小さい場合は「Ｈ」とすることで、半導体スイッチ素子２２と半導体スイッチ素子２４とのゲート信号が得られ、電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆと、三角波発生手段４２が発生する−Ｖｄｃ２〜０の間で値が変化する三角波キャリアＴｒｉ２とを比較し、三角波キャリアの方が大きい場合は「Ｌ」、小さい場合は「Ｈ」とすることで、半導体スイッチ素子２３と半導体スイッチ素子２５とのゲート信号が得られる。半導体スイッチ素子２２、２３は、このゲート信号をそのまま使用し、「Ｈ」の時にＩＧＢＴ素子をオン、「Ｌ」の時にＩＧＢＴ素子をオフする。半導体スイッチ素子２４、２５は、このゲート信号を反転して使用し、「Ｈ」の時にＩＧＢＴ素子をオフ、「Ｌ」の時にＩＧＢＴ素子をオンする。電圧指令Ｖｖ＿ｒｅｆと半導体スイッチ素子２８〜３１、電圧指令Ｖｗ＿ｒｅｆと半導体スイッチ素子３４〜３７に関しても同様である。

インバータ制御手段４０が前述の動作をした結果、半導体スイッチ素子２３、２４の接続点ＢＵの電位は、半導体スイッチ２２、２３がオンの時には直流電源１の正端子Ｐの電位、半導体スイッチ２４、２５がオンの時には直流電源１の負端子Ｎの電位、半導体スイッチ２３、２４がオンの時には蓄電手段２の正端子Ｃの電位となるため、半導体スイッチ素子２３、２４の直列接続体の接続点ＢＵと直流電源１の負端子Ｎとの間の電圧Ｖｕｎは、矩形波波形となる。また、半導体スイッチ素子２９、３０の接続点ＢＶと直流電源１の負端子Ｎとの間の電圧Ｖｖｎ、半導体スイッチ素子３５、３６の接続点ＢＷと直流電源１の負端子Ｎとの間の電圧Ｖｗｎも、矩形波波形となる。ここで、出力の相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、出力端子電圧Ｖｕｎ、Ｖｖｎ、Ｖｗｎの中性点から見た電圧であるため、出力端子電圧Ｖｕｎ、Ｖｖｎ、Ｖｗｎから、それぞれ（Ｖｕｎ＋Ｖｖｎ＋Ｖｗｎ）／３を減算して求められる。相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、階段状の電圧波形となり、その平均値が、電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ、Ｖｖ＿ｒｅｆ、Ｖｗ＿ｒｅｆと一致している。この結果、モータ７に流れる相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは、図示の通り、ＰＷＭリプルを含んだ正弦波波形となる。また、この波形は実施の形態１の場合より滑らかな波形となり、モータの運転がより円滑となる。

以上のように、この実施の形態３による電力変換装置によれば、蓄電手段２の電圧を直流電源１の電圧の概ね１／２の電圧とし、３レベルインバータの中性点電位として利用するため、中性点電位を作成する回路を追加すること無く３レベルインバータを適用することが可能となる。従って、追加の回路を省略でき、装置の大きさを低減することが可能となる。

以上の説明から明らかなように、この実施の形態３による電力変換装置は、図１０の構成で自律した動作となっている。従って、この実施の形態３による電力変換装置と、６個の半導体スイッチ素子で構成された２レベルインバータを組合せても同様の効果が得られることは明らかである。また、実施の形態１による４個の半導体スイッチ素子で構成されたインバータを組合せても同様の効果が得られることは明らかである。

また、本実施の形態３による電力変換装置も、実施の形態１による電力変換装置と同様に、三相以上の出力を持つインバータにおいても、単相のインバータにおいても、同様の効果が得られる。さらには、モータ以外の負荷においても同様の効果が得られる。

実施の形態４．
図１３は、本発明の実施の形態４による電力変換装置のインバータ制御手段４０の構成を示したブロック図である。それ以外の構成については、図１０に示す実施の形態３と同じであるため説明を省略する。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の動作については、実施の形態１の図２と同じであるため説明を省略する。
インバータ制御手段４０は、インバータ４００が指令通りの電圧を出力するように、半導体スイッチ素子２２〜２５、２８〜３１、３４〜３７のゲート信号を生成する。モータ７は、Ｕ、Ｖ、Ｗ端子間の線間電圧によって制御されるため、三相全てに同じ電圧（例えば直流オフセット電圧）を加算しても、線間電圧が変わらないので同じ性能が得られる。従って、電圧が固定されているＷ端子を基準に、Ｕ、Ｖ端子の電圧を決めれば良い。この時、主となる三相電圧指令と異なる電圧成分（例えば直流オフセット電圧）を重畳しても、モータ７はトルク脈動を生じるのみであり、脈動の平均値は零となるため一様なトルクは発生しない。インバータ制御手段４０には、図示しない指令生成手段からの出力電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ、Ｖｖ＿ｒｅｆ、Ｖｗ＿ｒｅｆと、オフセット電圧指令Ｖｏｆｆｓｅｔとが入力される。上記電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ、Ｖｖ＿ｒｅｆ、Ｖｗ＿ｒｅｆに、加算手段４９〜５１でオフセット電圧指令Ｖｏｆｆｓｅｔを加算することにより、オフセットを持ったＵ相電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ４、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＿ｒｅｆ４、Ｗ相電圧指令Ｖｗ＿ｒｅｆ４を得る。この電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ４、Ｖｖ＿ｒｅｆ４、Ｖｗ＿ｒｅｆ４を、比較手段４３〜４８で、第１の三角波発生手段４１が発生した三角波キャリアＴｒｉ１、および第２の三角波発生手段４２が発生した三角波キャリアＴｒｉ２と比較することにより、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のＰＷＭ信号、すなわち、半導体スイッチ素子２２〜２５、半導体スイッチ素子２８〜３１、半導体スイッチ素子３４〜３７のゲート信号が得られる。

ここで、図１３のインバータ制御手段４０の各部の波形について検討する。電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ、Ｖｖ＿ｒｅｆ、Ｖｗ＿ｒｅｆが正弦波の場合、変換後の電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ４、Ｖｖ＿ｒｅｆ４、Ｖｗ＿ｒｅｆ４も正弦波となる。この電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ４、Ｖｖ＿ｒｅｆ４、Ｖｗ＿ｒｅｆ４は、オフセット電圧指令Ｖｏｆｆｓｅｔを中心に正負に変化する。この電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ４と、三角波発生手段４１が発生する０〜Ｖｄｃ２の間で値が変化する三角波キャリアＴｒｉ１、および三角波発生手段４２が発生する−Ｖｄｃ２〜０の間で値が変化する三角波キャリアＴｒｉ２とをそれぞれ比較し、三角波キャリアの方が大きい場合は「Ｌ」、小さい場合は「Ｈ」とすることで、半導体スイッチ素子２２、２４のゲート信号、および半導体スイッチ素子２３、２５のゲート信号が得られる。半導体スイッチ素子２２、２３は、このゲート信号をそのまま使用し、「Ｈ」の時にＩＧＢＴ素子をオン、「Ｌ」の時にＩＧＢＴ素子をオフする。半導体スイッチ素子２４、２５は、このゲート信号を反転して使用し、「Ｈ」の時にＩＧＢＴ素子をオフ、「Ｌ」の時にＩＧＢＴ素子をオンする。

オフセット電圧指令Ｖｏｆｆｓｅｔの加算により、半導体スイッチ素子２２、２４のゲート信号の「Ｈ」の時間の方が、半導体スイッチ素子２３、２５のゲート信号の「Ｌ」の時間よりも長くなる。半導体スイッチ素子２２、２４のゲート信号が「Ｈ」の時には直流電源１の正端子Ｐから電流が流れ、半導体スイッチ素子２３、２５のゲート信号が「Ｌ」の時には直流電源１の負端子Ｎから電流が流れるため、半導体スイッチ素子２２、２４のゲート信号の「Ｈ」の時間と半導体スイッチ素子２３、２５のゲート信号の「Ｌ」の時間が異なると、その差電流が中性点電位、すなわち、蓄電手段２の正端子Ｃに流れる。電圧指令Ｖｖ＿ｒｅｆ４と半導体スイッチ素子２８〜３１、電圧指令Ｖｗ＿ｒｅｆ４と半導体スイッチ素子３４〜３７に関しても同様である。

この結果、オフセット電圧指令Ｖｏｆｆｓｅｔを変化させると、モータ７に流れる相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは、ＰＷＭリプルを含んだ正弦波波形となりオフセット成分を含まないが、中性点電位の電流、すなわち、蓄電手段２の正端子Ｃに流れる電流は、オフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔが重畳された波形となり平均値が０で無くなる。このオフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔは、オフセット電圧指令Ｖｏｆｆｓｅｔを変えることにより、任意の値に制御できる。従って、三相電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ、Ｖｖ＿ｒｅｆ、Ｖｗ＿ｒｅｆによって制御されるモータ７のトルクとは独立に、オフセット電圧指令Ｖｏｆｆｓｅｔによってオフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔが制御できる。

このオフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔは、蓄電手段２を充放電する電流となり、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００と同様の働きをする。従って、オフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔの分だけＤＣ／ＤＣコンバータ１００の電流を低減することができ、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００に使用する半導体スイッチ素子の電流定格を低減することで、半導体スイッチ素子の大きさ、ひいては、装置の大きさを低減することが可能となる。

本実施の形態４による電力変換装置も、実施の形態３による電力変換装置と同様に、６個の半導体スイッチ素子で構成されたインバータと組合せても、実施の形態１による４個の半導体スイッチ素子で構成されたインバータと組合せても同様の効果が得られる。また、三相以上の出力を持つインバータにおいても、単相のインバータにおいても、同様の効果が得られる。さらには、モータ以外の負荷においても同様の効果が得られる。

実施の形態５．
本実施の形態は、モータ７の端子の一つ（Ｗ）が蓄電手段２の正端子Ｃに接続されている点が実施の形態３と異なる。モータ７の端子の一つ（Ｗ）が蓄電手段２の正端子Ｃに接続されることによって実施の形態３の図１０に示した半導体スイッチ素子３４、３５、３６、３７の直列接続体を省くことができる。つまり、実施の形態１の２レベルインバータでの構成を３レベルインバータに適用した構成となっている。その他は実施の形態３の図１０と同じであるため説明を省略する。モータ７の他の２端子（Ｕ，Ｖ）は、それぞれ半導体スイッチ素子２２、２３、２４、２５の直列接続体における半導体スイッチ素子２３と半導体スイッチ素子２４との接続点ＢＵ、および半導体スイッチ素子２８、２９、３０、３１の直列接続体における半導体スイッチ素子２９と半導体スイッチ素子３０との接続点ＢＶに接続されている。半導体スイッチ素子２２、２３、２４、２５の直列接続体と、半導体スイッチ素子２８、２９、３０、３１の直列接続体は、直流電源１の端子間に接続されてインバータを構成しており、インバータ制御手段５２により制御される。また、半導体スイッチ素子２２と半導体スイッチ素子２３との接続点、半導体スイッチ素子２４と半導体スイッチ素子２５との接続点、半導体スイッチ素子２８と半導体スイッチ素子２９との接続点、半導体スイッチ素子３０と半導体スイッチ素子３１との接続点は、それぞれ、ダイオード２６、２７、３２、３３を介して、蓄電手段２の正端子Ｃに接続されている。つまり、３レベルインバータの中性点電圧端子に蓄電手段２の他方の端子が接続されている。ここで、半導体スイッチ素子２２〜２５、２８〜３１は、ＩＧＢＴ素子と、そのＩＧＢＴ素子に逆並列に接続されたダイオードにより構成されている。

以上のように電力変換装置を構成すれば、通常の２レベルインバータに代えて、３レベルインバータで三相モータ７を駆動することが可能であり、かつ、通常の３レベルインバータの２相分を構成する半導体スイッチ素子２２〜２５、２８〜３１で、三相モータ７を駆動することが可能である。
ここで、通常は３レベルインバータを構成するために、直流電源１の中性点電位が必要であり、別の回路手段等により中性点電位を作成する必要があるが、本実施の形態５では、実施の形態３と同様、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００により蓄電手段２の電圧を直流電源１の概ね１／２の電圧とし、この電圧を中性点電位として利用することにより、追加の回路手段を省略している。

次に、本発明の実施の形態５による電力変換装置の動作について、図１４〜図１６により説明する。リアクトル３、半導体スイッチ素子４、５、コンバータ制御手段６により構成されるＤＣ／ＤＣコンバータ１００の動作については、実施の形態１の図２と同様であるため、説明を省略する。
図１４は、インバータ制御手段５２の構成を示したブロック図である。インバータ制御手段５２は、インバータが指令通りの電圧を出力するように、半導体スイッチ素子２２〜２５、２８〜３１のゲート信号を生成する。モータ７は、Ｕ、Ｖ、Ｗ端子間の線間電圧によって制御されるため、本実施の形態のインバータのような回路においても、線間電圧が等しければ通常の三相インバータと同じ性能が得られる。従って、電圧が固定されているＷ端子を基準に、Ｕ、Ｖ端子の電圧を決めれば良い。インバータ制御手段５２には、図示しない指令生成手段からの出力電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ、Ｖｖ＿ｒｅｆ、Ｖｗ＿ｒｅｆと、蓄電手段２の電圧Ｖｄｃ２とが入力される。上記電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ、Ｖｖ＿ｒｅｆ、Ｖｗ＿ｒｅｆは、三相の電圧指令の中性点を基準とした電圧であるため、Ｗ相の電位を蓄電手段２の正端子Ｃの電位に固定している場合には、上記電圧指令の変換が必要となる。この変換は、Ｕ相−Ｗ相間、Ｖ相−Ｗ相間の線間電圧を求め、蓄電手段２の正端子Ｃの電位に加算することで実現できる。このため、Ｕ相電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ、およびＶ相電圧指令Ｖｖ＿ｒｅｆから減算手段１３、１４でＷ相電圧指令Ｖｗ＿ｒｅｆを減算した後に、加算手段１５、１６で蓄電手段２の電圧Ｖｄｃ２を加算することにより、蓄電手段２の負端子Ｎの電位を基準としたＵ相電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ２、およびＶ相電圧指令Ｖｖ＿ｒｅｆ２を得ている。この電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ２とＶｖ＿ｒｅｆ２とを、比較手段４３〜４６で、第１の三角波発生手段５３が発生した三角波キャリアＴｒｉ３、および第２の三角波発生手段５４が発生した三角波キャリアＴｒｉ４と比較することにより、Ｕ相、Ｖ相のＰＷＭ信号、すなわち、半導体スイッチ素子２２〜２５、および半導体スイッチ素子２８〜３１のゲート信号が得られる。

図１５は、図１４のインバータ制御手段５２の各部の波形を示したものである。電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ、Ｖｖ＿ｒｅｆ、Ｖｗ＿ｒｅｆが正弦波の場合、変換後の電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ２とＶｖ＿ｒｅｆ２も正弦波となる。この電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ２とＶｖ＿ｒｅｆ２は、図示の通り、Ｗ相電圧である蓄電手段２の電圧Ｖｄｃ２を中心に正負に変化する。電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ２と、三角波発生手段５３が発生するＶｄｃ２〜Ｖｄｃ１の間で値が変化する三角波キャリアＴｒｉ３、および三角波発生手段５４が発生する０〜Ｖｄｃ２の間で値が変化する三角波キャリアＴｒｉ４とをそれぞれ比較し、三角波キャリアの方が大きい場合は「Ｌ」、小さい場合は「Ｈ」とすることで、半導体スイッチ素子２２、２４のゲート信号、および半導体スイッチ素子２３、２５のゲート信号が得られる。半導体スイッチ素子２２、２３は、このゲート信号をそのまま使用し、「Ｈ」の時にＩＧＢＴ素子をオン、「Ｌ」の時にＩＧＢＴ素子をオフする。半導体スイッチ素子２４、２５は、このゲート信号を反転して使用し、「Ｈ」の時にＩＧＢＴ素子をオフ、「Ｌ」の時にＩＧＢＴ素子をオンする。電圧指令Ｖｖ＿ｒｅｆと半導体スイッチ素子２８〜３１に関しても同様である。

図１６は、本実施の形態のインバータの動作を示す各部波形である。インバータ制御手段５２が前述の動作をした結果、半導体スイッチ素子２３、２４の接続点ＢＵの電位は、半導体スイッチ２２、２３がオンの時には直流電源１の正端子Ｐの電位、半導体スイッチ２４、２５がオンの時には直流電源１の負端子Ｎの電位、半導体スイッチ２３、２４がオンの時には蓄電手段２の正端子Ｃの電位となるため、半導体スイッチ素子２３、２４の直列接続体の接続点ＢＵと直流電源１の負端子Ｎとの間の電圧Ｖｕｎは、図１６に示したような矩形波波形となる。また、半導体スイッチ素子２９、３０の接続点ＢＶと直流電源１の負端子Ｎとの間の電圧Ｖｖｎ、蓄電手段２の端子間電圧Ｖｃｎ＝Ｖｄｃ２＝Ｖｗｎも、図１６に示したような波形となる。ここで、出力の相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、出力端子電圧Ｖｕｎ、Ｖｖｎ、Ｖｗｎの中性点から見た電圧であるため、出力端子電圧Ｖｕｎ、Ｖｖｎ、Ｖｗｎから、それぞれ（Ｖｕｎ＋Ｖｖｎ＋Ｖｗｎ）／３を減算して求められる。相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、階段状の電圧波形となり、その平均値が、電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ、Ｖｖ＿ｒｅｆ、Ｖｗ＿ｒｅｆと一致している。この結果、モータ７に流れる相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは、図示の通り、ＰＷＭリプルを含んだ正弦波波形となる。

以上のように、この実施の形態５による電力変換装置によれば、蓄電手段２の電圧を直流電源１の電圧の概ね１／２の電圧とし、３レベルインバータの中性点電位として利用するため、中性点電位を作成する回路を追加すること無く３レベルインバータを適用することが可能となる。その結果、モータの運転がより円滑となる。また、蓄電手段２の電圧をモータ７の１端子の電圧としてそのまま利用するため、１相分の半導体スイッチ素子を省略して、８個の半導体スイッチ素子で三相モータを駆動することが可能となる。以上により、３レベルインバータを適用した場合にも、追加の回路の必要が無く、さらに半導体スイッチ素子数の低減もでき、装置の大きさを低減することが可能となる。

以上の説明から明らかなように、この実施の形態５による電力変換装置は、自律した動作となっている。従って、この実施の形態５による電力変換装置と、６個の半導体スイッチ素子で構成された２レベルインバータを組合せても同様の効果が得られることは明らかである。また、実施の形態１による４個の半導体スイッチ素子で構成されたインバータを組合せても同様の効果が得られることは明らかである。さらに、実施の形態３による３レベルインバータを組合せても同様の効果が得られることは明らかである。

また、本実施の形態５による電力変換装置も、実施の形態１による電力変換装置と同様に、三相以上の出力を持つインバータにおいても、単相のインバータにおいても、同様の効果が得られる。さらには、モータ以外の負荷においても同様の効果が得られる。

実施の形態６．
図１７は、本発明の実施の形態６による電力変換装置を示す回路構成図である。図１７において、直流電源１、蓄電手段２、リアクトル３、半導体スイッチ素子４、５、コンバータ制御手段６は、図１に示す実施の形態１と同様であるため、説明を省略する。半導体スイッチ素子５５〜６０は、直流電源１の正端子Ｐと蓄電手段２の正端子Ｃの間に接続された第１のインバータ６００を構成しており、第１のモータ６７を駆動する。半導体スイッチ素子６１〜６６は、蓄電手段２の端子間に接続された第２のインバータ７００を構成しており、第２のモータ６８を駆動する。半導体スイッチ素子５５〜６６は、インバータ制御手段６９により制御される。ここで、半導体スイッチ素子５５〜６６は、ＩＧＢＴ素子と、そのＩＧＢＴ素子に逆並列に接続されたダイオードにより構成されている。
また、本実施の形態では、図１７に示すように２台のインバータを接続しており、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００を利用して、蓄電手段２の電圧を直流電源１の概ね１／２の電圧として利用している。

次に、本発明の実施の形態６による電力変換装置の動作について説明する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の動作については、実施の形態１の図２と同じであるため説明を省略する。半導体スイッチ素子５５〜６０で構成される第１のインバータ６００は、直流電源１の正端子Ｐと蓄電手段２の正端子Ｃの間に接続されているため、第１のモータ６７を駆動する電流は、直流電源１を介して蓄電手段２を充電する。これに対して、半導体スイッチ素子６１〜６６で構成される第２のインバータ７００は、蓄電手段２の端子間に接続されているため、第２のモータ６８を駆動する電流は、蓄電手段２を放電する。従って、第１のモータ６７と第２のモータ６８との駆動電力を調整することにより、蓄電手段２を充放電することが可能となる。

図１８は上記の動作を実現するインバータ制御手段６９の構成を示したブロック図である。通常時において、インバータ制御手段６９は、図示しない指令生成手段からのインバータ６００の出力電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ＿６００、Ｖｖ＿ｒｅｆ＿６００、Ｖｗ＿ｒｅｆ＿６００と、インバータ７００の出力電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ＿７００、Ｖｖ＿ｒｅｆ＿７００、Ｖｗ＿ｒｅｆ＿７００を、それぞれ比較器７３〜７８で、三角波発生手段７９が発生した三角波キャリアと比較することにより、通常時における半導体スイッチ素子５５〜６６のゲート信号を得ている。蓄電手段２の充放電を制御する時には、インバータ制御手段６９は、図示しない指令生成手段からの差電圧指令Ｖｄｉｆｆに基づいて、指令発生手段７１で電圧差がＶｄｉｆｆとなるインバータ６００の出力電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ＿６００ｘ、Ｖｖ＿ｒｅｆ＿６００ｘ、Ｖｗ＿ｒｅｆ＿６００ｘと、インバータ７００の出力電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ＿７００ｘ、Ｖｖ＿ｒｅｆ＿７００ｘ、Ｖｗ＿ｒｅｆ＿７００ｘを新たに発生する。この出力電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ＿６００ｘ、Ｖｖ＿ｒｅｆ＿６００ｘ、Ｖｗ＿ｒｅｆ＿６００ｘ、Ｖｕ＿ｒｅｆ＿７００ｘ、Ｖｖ＿ｒｅｆ＿７００ｘ、Ｖｗ＿ｒｅｆ＿７００ｘは、図示しない指令生成手段からの切換信号ＳＷによって、切換手段７２で選択され、それぞれ比較器７３〜７８で、三角波発生手段７９が発生した三角波キャリアと比較することにより、蓄電手段２の充放電を制御する時の半導体スイッチ素子５５〜６６のゲート信号を得ている。

ここで、この実施の形態６による電力変換装置の、蓄電手段２の充放電を制御している時の各部の波形について検討する。インバータ６００の出力電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ＿６００ｘ、Ｖｖ＿ｒｅｆ＿６００ｘ、Ｖｗ＿ｒｅｆ＿６００ｘと、インバータ７００の出力電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ＿７００ｘ、Ｖｖ＿ｒｅｆ＿７００ｘ、Ｖｗ＿ｒｅｆ＿７００ｘは、差電圧指令Ｖｄｉｆｆに基づいて振幅が異なっている。この指令により、インバータ６００のＵ１端子と蓄電手段２のＣ端子との間の電圧Ｖｕ１−ｃ、およびインバータ７００のＵ２端子と直流電源１のＮ端子との間の電圧Ｖｕ２−ｎは、Ｖｕ１−ｃの方がＶｕ２−ｎよりも高い電圧が出力される。説明を簡単にするため、第１のモータ６７と第２のモータ６８とが同じモータであり負荷も等しいとすると、電圧の差はそのまま電流の差として現れる。インバータ６００とインバータ７００の直流母線の電流は、それぞれＩｄｃ＿６００とＩｄｃ＿７００であるが、電流のパルス幅、パルス振幅ともにインバータ６００の方が大きくなる。この差電流Ｉｄｉｆｆ＝Ｉｄｃ＿６００−Ｉｄｃ＿７００が蓄電手段２のＣ端子に流れるため、Ｉｄｉｆｆ＞０となり、蓄電手段２は充電される。以上の説明から明らかな通り、Ｉｄｉｆｆ＜０とすることもできるため、差電圧指令Ｖｄｉｆｆにより蓄電手段２の充放電を制御できる。これは、リアクトル３、半導体スイッチ素子４、５、コンバータ制御手段６により構成されるＤＣ／ＤＣコンバータ１００と同様の働きである。従って、この第１のインバータ６００と第２のインバータ７００との差電流の分だけＤＣ／ＤＣコンバータ１００の電流を低減することができ、ＤＣ／ＤＣコンバータに使用する半導体スイッチ素子の電流定格を低減することで、半導体スイッチ素子の大きさ、ひいては、装置の大きさを低減することが可能となる。

この実施の形態６による電力変換装置に対しても、６個の半導体スイッチ素子で構成されたインバータ３００と組合せても、実施の形態１による４個の半導体スイッチ素子で構成されたインバータ２００と組合せても、実施の形態３による３レベルインバータ４００と組合せても、実施の形態５による８個の半導体スイッチ素子で構成された３レベルインバータと組合せても同様の効果が得られる。また、三相以上の出力を持つインバータにおいても、単相のインバータにおいても、同様の効果が得られる。さらには、モータ以外の負荷においても同様の効果が得られる。

実施の形態７．
図１９は、本発明の実施の形態７による電力変換装置の主要部を示す回路構成図である。本実施の形態７では、直流電源１と蓄電手段２の接続形態のみを考えるため、図１９においてインバータおよびモータは省略する。実施の形態１〜６においては、直流電源１の負端子と蓄電手段２の負端子が接続された形態（図１９（ａ））のみを説明したが、直流電源１の正端子と蓄電手段２の正端子が接続された形態（図１９（ｂ））も機能的に等価であることは自明である。

また、蓄電手段２としてバッテリの記号を使用してきたが、蓄電手段２は任意の蓄電デバイスで良く、例えばコンデンサを使用して回路図を書改めた場合には、図１９（ｃ）、（ｄ）のようになる。

さらに、電位の安定化、もしくはインバータが発生するＰＷＭリプル電流のバイパスを目的として、図１９（ｅ）、（ｆ）に示すように、コンデンサ７０を、直流電源１と蓄電手段２との間の、上記直流電源１と上記蓄電手段２とが直接接続されていない端子間に挿入しても、機能的に等価であることは自明である。

従って、本実施の形態７にように、直流電源１と蓄電手段２の接続形態を変更しても、前述の実施の形態１〜６に記した効果は変わらず、電力変換装置の大きさを低減することが可能となる。

実施の形態８．
図２０は、本発明の実施の形態８による電力変換装置を示す回路構成図である。この実施の形態８による回路と、実施の形態１による回路との差は、モータ７のＷ相端子の接続点のみであるため、構成および動作の詳細説明は省略する。
リアクトル３、半導体スイッチ素子４、５、コンバータ制御手段６で構成されるＤＣ／ＤＣコンバータ１００の定常状態においては、リアクトル３を流れる電流の平均値が一定となる。従って、リアクトル３には平均的に０の電圧が印加されている。従って、この状態において、蓄電手段２の正端子Ｃの電圧と、半導体スイッチ素子４と半導体スイッチ素子５との接続点Ａの電圧の平均値は等しい。このことから、モータ７のＷ相端子を蓄電手段２の正端子Ｃではなく、半導体スイッチ素子４と半導体スイッチ素子５との接続点Ａに接続しても、実施の形態１と同様に効果が得られることが分かる。

従って、この実施の形態８による電力変換装置においても、蓄電手段２の電圧を直流電源１の電圧の概ね１／２の電圧として、半導体スイッチ素子４と半導体スイッチ素子５との接続点Ａの電圧をモータ７の１端子の電圧としてそのまま利用することで、１相分の半導体スイッチ素子を省略して、４個の半導体スイッチ素子で三相モータを駆動することが可能となる。従って、装置全体で半導体スイッチ素子の数を減らすことができ、装置の大きさを低減することが可能となる。

本実施の形態８による電力変換装置も、６個の半導体スイッチ素子で構成されたインバータ３００と組合せても、実施の形態１による４個の半導体スイッチ素子で構成されたインバータ２００と組合せても、実施の形態３による３レベルインバータ４００と組合せても、実施の形態５による８個の半導体スイッチ素子で構成された３レベルインバータと組合せても同様の効果が得られる。また、三相以上の出力を持つインバータにおいても、単相のインバータにおいても、同様の効果が得られる。さらには、モータ以外の負荷においても同様の効果が得られる。

また、モータ７のＷ相端子を蓄電手段２の正端子Ｃではなく、半導体スイッチ素子４と半導体スイッチ素子５との接続点Ａに変更することは、実施の形態２、５においても有効であることは自明である。
さらに、直流電源１と蓄電手段２の接続形態が、実施の形態７のようであっても、効果は変わらない。

本発明の実施の形態１による電力変換装置を示す回路構成図である。 本発明の実施の形態１による電力変換装置におけるＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する図である。 本発明の実施の形態１による電力変換装置におけるインバータ制御手段の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１による電力変換装置におけるインバータ制御手段の動作を説明する図である。 本発明の実施の形態１による電力変換装置におけるインバータの動作を説明する図である。 本発明の実施の形態１による電力変換装置を組み合わせて構成された装置を示す回路構成図である。 本発明の実施の形態１による他の電力変換装置を示す回路構成図である。 本発明の実施の形態２による電力変換装置におけるインバータ制御手段の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態２による電力変換装置におけるインバータの動作を説明する図である。 本発明の実施の形態３による電力変換装置を示す回路構成図である。 本発明の実施の形態３による電力変換装置におけるインバータ制御手段の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態３による電力変換装置におけるインバータ制御手段の動作を説明する図である。 本発明の実施の形態４による電力変換装置におけるインバータ制御手段の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態５による電力変換装置におけるインバータ制御手段の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態５による電力変換装置におけるインバータ制御手段の動作を説明する図である。 本発明の実施の形態５による電力変換装置におけるインバータの動作を説明する図である。 本発明の実施の形態６による電力変換装置を示す回路構成図である。 本発明の実施の形態６による電力変換装置におけるインバータ制御手段の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態７による電力変換装置の主要部を示す回路構成図である。 本発明の実施の形態８による電力変換装置を示す回路構成図である。

符号の説明

１ 直流電源、２ 蓄電手段、３ リアクトル、４，５，８〜１１，２２〜２５，２８〜３１，３４〜３７，５５〜６６ 半導体スイッチ素子、６ コンバータ制御手段、７，６７，６８ モータ、１２，４０，６９ インバータ制御手段、１３，１４ 減算手段、１５，１６，２０，２１，４９〜５１ 加算手段、１７，４１，４２，５３，５４，７９ 三角波発生手段、１８，１９，４３〜４８，７３〜７８ 比較手段、２６，２７，３２，３３，３８，３９ ダイオード、７０ コンデンサ、７１ 指令発生手段、７２ 切換手段、１００ ＤＣ／ＤＣコンバータ、２００，３００，４００，６００，７００ インバータ。

Claims (9)

1. 直流電源と一方の端子のみが前記直流電源に接続された蓄電手段の他端の端子とに接続され、前記直流電源の電圧で前記蓄電手段の充放電を行うＤＣ／ＤＣコンバータ、及び複数の半導体スイッチ素子と前記半導体スイッチ素子の制御信号を生成する制御手段とで構成され、前記直流電源の電圧で負荷を駆動するインバータを備えた電力変換装置であって、前記蓄電手段の電圧が前記直流電源の電圧の概ね１／２になるようにすると共に、前記負荷の一端子が前記蓄電手段を介して前記直流電源の正側または負側のいずれか一方に接続されるように前記負荷の一端子を前記蓄電手段の他方の端子に接続し、前記負荷の他端子の電圧を前記蓄電手段の電圧を基準に制御するように前記制御信号を生成するようにしたことを特徴とする電力変換装置。
2. 直流電源と一方の端子のみが前記直流電源に接続された蓄電手段の他端の端子とに接続され、前記直流電源の電圧で前記蓄電手段の充放電を行うＤＣ／ＤＣコンバータ、及び複数の半導体スイッチ素子と前記半導体スイッチ素子の制御信号を生成する制御手段とで構成され、前記直流電源の電圧で負荷を駆動する３レベルインバータを備えた電力変換装置であって、前記蓄電手段の電圧が前記直流電源の電圧の概ね１／２になるようにすると共に、前記３レベルインバータの中性点電圧端子が前記蓄電手段を介して前記直流電源の正側または負側のいずれか一方に接続されるように前記３レベルインバータの中性点電圧端子を前記蓄電手段の他方の端子に接続し、前記３レベルインバータの正側及び負側電圧端子をそれぞれ前記直流電源の両端に接続し、前記負荷の電圧を所望の電圧に制御するように前記制御信号を生成するようにしたことを特徴とする電力変換装置。
3. 直流電源と一方の端子のみが前記直流電源に接続された蓄電手段の他端の端子とに接続され、前記直流電源の電圧で前記蓄電手段の充放電を行うＤＣ／ＤＣコンバータ、及び複数の半導体スイッチ素子と前記半導体スイッチ素子の制御信号を生成する制御手段とで構成され、前記直流電源の電圧で負荷を駆動する３レベルインバータを備えた電力変換装置であって、前記蓄電手段の電圧が前記直流電源の電圧の概ね１／２になるようにすると共に、前記負荷の一端子および前記３レベルインバータの中性点電圧端子が前記蓄電手段を介して前記直流電源の正側または負側のいずれか一方に接続されるように前記負荷の一端子および前記３レベルインバータの中性点電圧端子を前記蓄電手段の他方の端子に接続し、前記３レベルインバータの正側及び負側電圧端子をそれぞれ前記直流電源の両端に接続し、前記負荷の他端子の電圧を前記蓄電手段の電圧を基準に制御するように前記制御信号を生成するようにしたことを特徴とする電力変換装置。
4. 前記制御手段は、前記負荷の他端子の電圧を前記蓄電手段の電圧を基準に制御すると共に、オフセット電圧を加算した電圧で制御するように前記制御信号を生成することを特徴とする請求項１または３記載の電力変換装置。
5. 前記制御手段は、前記負荷の電圧を所望の電圧に制御するように前記制御信号を生成すると共に、オフセット電圧を加算した電圧で制御するように前記制御信号を生成することを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
6. 直流電源と一方の端子のみが前記直流電源に接続された蓄電手段の他端の端子とに接続され、前記直流電源の電圧で前記蓄電手段の充放電を行うＤＣ／ＤＣコンバータ、前記直流電源の前記蓄電手段と接続されていない端子と、前記蓄電手段の他方の端子との間に接続され、第１の負荷を駆動する第１のインバータ、前記蓄電手段の端子間に接続され、第２の負荷を駆動する第２のインバータ、並びに第１のインバータ及び第２のインバータを構成する複数の半導体スイッチ素子の制御信号を生成する制御手段を備えた電力変換装置であって、前記蓄電手段の電圧が前記直流電源の電圧の概ね１／２になるようにすると共に、前記第１のインバータと前記第２のインバータとの接続点が前記蓄電手段を介して前記直流電源の正側または負側のいずれか一方に接続されるように前記接続点を前記蓄電手段の他方の端子に接続し、前記制御手段が第１のインバータ及び第２のインバータの電圧指令を調整して、前記蓄電手段の充放電を制御することを特徴とする電力変換装置。
7. 直流電源と一方の端子のみが前記直流電源に接続された蓄電手段の他端の端子とに接続されると共に、前記直流電源端子間に接続された半導体スイッチ素子の直列接続体を有し、前記直流電源の電圧で前記蓄電手段の充放電を行うＤＣ／ＤＣコンバータ、及び複数の半導体スイッチ素子と前記半導体スイッチ素子の制御信号を生成する制御手段とで構成され、前記直流電源の電圧で負荷を駆動するインバータを備えた電力変換装置であって、前記蓄電手段の電圧が前記直流電源の電圧の概ね１／２になるようにすると共に、前記負荷の一端子が前記蓄電手段を介して前記直流電源の正側または負側のいずれか一方に接続されるように前記負荷の一端子を前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前記半導体スイッチ素子の直列接続体の接続点と接続し、前記負荷の他端子の電圧を前記半導体スイッチ素子の直列接続体の接続点の電圧を基準に制御するように前記制御信号を生成するようにしたことを特徴とする電力変換装置。
8. 直流電源と一方の端子のみが前記直流電源に接続された蓄電手段の他端の端子とに接続されると共に、前記直流電源端子間に接続された半導体スイッチ素子の直列接続体を有し、前記直流電源の電圧で前記蓄電手段の充放電を行うＤＣ／ＤＣコンバータ、及び複数の半導体スイッチ素子と前記半導体スイッチ素子の制御信号を生成する制御手段とで構成され、前記直流電源の電圧で負荷を駆動する３レベルインバータを備えた電力変換装置であって、前記蓄電手段の電圧が前記直流電源の電圧の概ね１／２になるようにすると共に、前記負荷の一端子を前記半導体スイッチ素子の直列接続体の接続点と接続し、前記負荷の一端子および前記３レベルインバータの中性点電圧端子が前記蓄電手段を介して前記直流電源の正側または負側のいずれか一方に接続されるように前記負荷の一端子および前記３レベルインバータの中性点電圧端子を前記蓄電手段の他方の端子に接続し、前記３レベルインバータの正側及び負側電圧端子をそれぞれ前記直流電源の両端に接続し、前記負荷の他端子の電圧を前記半導体スイッチ素子の直列接続体の接続点の電圧を基準に制御するように前記制御信号を生成するようにしたことを特徴とする電力変換装置。
9. 前記制御手段は、前記負荷の他端子の電圧を前記半導体スイッチ素子の直列接続体の接続点の電圧を基準に制御すると共に、オフセット電圧を加算した電圧で制御するように前記制御信号を生成することを特徴とする請求項７または８記載の電力変換装置。

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