JP4111175B2 - 電力変換装置、及びこれを搭載した２電源系車両 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置、及びこれを搭載した２電源系車両に関する。

従来技術として、燃料電池を主電源として高効率に高応答にモータを駆動するための構成が、特開２００２-１１８９８１号公報（特許文献１を参照されたい。）で開示されている。この例は、図１に示すように蓄電器がＤＣ-ＤＣコンバータを介して燃料電池と並列に接続された２電源を備える車両構成になっており、ＤＣ-ＤＣコンバータの出力電圧を制御することで電源としての出力効率を改善することを狙ったものである。
また、モータ駆動用の蓄電器と補機駆動用蓄電器の２電源を備えた電動車両においても、両蓄電器間にＤＣ−ＤＣコンバータを介して接続することにより両蓄電器間の電力移動を可能としている。
特開２００２-１１８９８１号公報（段落０００４−０００６、図１）

しかしながら、この従来例は、ＤＣ-ＤＣコンバータを使って、２つの蓄電装置を並列に接続する構成となっていたため、ＤＣ-ＤＣコンバータを使用しているため、システムのサイズが大きくなるとともに、コストが高く、例えば、両蓄電池の両方の電力を使用してモータを駆動する場合、またはモータの起電力を蓄電する場合に損失が大きいなどの問題が生じる。
そこで、本発明は複数電源を用いて電圧変換をする変換装置に関するものであるが、その複数電源の入出力電力の切替や配分などを自由にコントロールすることを可能とし、電圧源の供給電力を制御することを可能とすることを第１の目的にする。また本発明では、インバータ損失とモータ損失の両方をより低減することが可能な電力変換装置（器）を提供することを第２の目的にする。さらに、本発明は、このような電力変換装置を搭載した２電源系車両を提供することを第３の目的とする。

上述した諸課題を解決すべく、第１の発明による電力変換装置は、
直流電圧源の出力電圧から交流電圧波形をパルス状電圧で生成する電力変換装置であって、
前記直流電圧源は、共通電位を含めて３つ以上の電位を出力する電圧源出力部（端子）を備え、
前記電力変換装置は、前記３つ以上の電位の１つ（端子）に接続し、電圧を前記電力変換装置の出力部に印加するスイッチング手段を各々備え、
前記各スイッチング手段は、オンオフのパルス幅を制御することにより前記パルス状電圧を生成する、（即ち、各スイッチング手段は、１つの電位を選択して接続し、その接続を切り替えることによりパルス状電圧を生成する）、
ことを特徴とする。

また、第２の発明による電力変換装置は、
前記電圧源出力部が、出力部間の電位を大きさ順に並べた場合、隣接する出力部の電位との電位差が異なる大きさに設定されている、ことを特徴とする。

さらにまた、第３の発明による電力変換装置は、
前記交流電圧波形は、多相交流電圧波形であって、多相交流モータを駆動するための波形である、ことを特徴とする。

さらにまた、第４の発明による電力変換装置は、
さらに、前記スイッチング手段は、前記電圧源出力部の各直流電圧源の入出力電力量を制御する、ことを特徴とする。

さらにまた、第５の発明による電力変換装置は、
前記直流電圧源の少なくとも１つは、キャパシタ（コンデンサ）である、ことを特徴とする。

さらにまた、第６の発明による電力変換装置は、
前記モータと前記記電力変換装置とからなる組を複数組備え、
これら電力変換装置に電力を供給する前記直流電圧源は、前記複数の電力変換装置で共用されている、
ことを特徴とする。

さらにまた、第７の発明による２電源系車両は、
上述した電力変換装置のいずれかを搭載した２電源系車両であって、
前記直流電圧源は、電圧の異なる２つの直流電圧源手段を備え、
前記直流電圧源手段の電圧の高い方は、モータ駆動用の高負荷用バッテリである、
ことを特徴とする。即ち、本発明は、上述した電力変換装置を、モータ駆動用の高負荷バッテリを使用する２電源系車両に搭載して利用することを想定したものである。

第１の発明によれば、３つ以上の入力電位を選択的に接続（即ち、オンオフによっていずれかの電位を断続的に接続する。）するスイッチング手段を備えることによって、モータに印加する電圧として高い電圧が必要な場合、低い電圧で良い場合のいずれの場合においても、モータと電力変換器の両方の損失を小さくすることができる。また、電源からモータまでの間に経由するパワー素子（即ち双方向素子）を１つだけに限定し、他のスイッチではダイオードとする構成を取ることができるため、さらに、低損失、低コスト化を達成することができる。

また、第２の発明によれば、電圧源の各出力部間の電位差を異なる値に設定することによって、モータに印加するパルス状電圧の大きさの種類を従来のもの（電位差が同じとなるよう電位が設定されている）と比べ増やすことができるので、損失をより低減することができる。

また、第３の発明によれば、交流モータとして最も広く用いられている３相交流モータに適用が可能である。

また、第４の発明によれば、各直流電圧源の入出力電力を制御することができるため、複数の電位のいずれを用いてモータを駆動するかを積極的に変えることで各電圧源から供給する電力を変更することができる。また、バッテリなどの容量が限られた電圧源を用いる場合、各バッテリから供給される電力をコントロールすることで、各バッテリのＳＯＣを最適な値にコントロールすることも可能である。

また、第５の発明によれば、本電力変換装置は、電源から供給す電力を任意の値に設定可能であるのでエネルギー密度の小さなキャパシタであっても、安定した電圧源として使用することができる。また、キャパシタを使うことでシステムを小型化することができる。

また、第６の発明は、複数モータおよび複数の電力変換装置を含み、直流電圧源は前記複数の電力変換装置で共用するシステムであり、シリーズ方式のハイブリッド自動車など複数のモータを備えるシステムでは、複数の電力変換器を協調させて動作させることで、複数のバッテリのＳＯＣ（充電状態）をコントロールしながら効率良く駆動することができるので、より本電力変換装置の特徴である損失の低減と各電圧源の入出力電力を緻密に制御できる。

また、第７の発明は、２電源系車両へ容易に適用することが可能であり、従来の２電源系車両に用いられていたＤＣ−ＤＣコンバータが必要なくなるので、システム構成が簡単になるとともに、損失を低減することができる。

以下、本発明の実施の形態を諸図面を参照しつつ詳細に説明する。
第１の実施態様
まずはじめに、本発明の第１の実施態様として、３相３レベル、全部双方向スイッチングによる電力変換装置を詳細に説明する。図２は、本発明の第１の実施態様による電流変換装置の回路構成を示す図である。図に示すように、第１のバッテリ１０と第２のバッテリ２０とで直流電圧源が構成されている。直流電圧源は２つのバッテリの低電圧側を共通電位とすることで３つの電位を生成している。バッテリ１０の電圧Ｖbhはバッテリ２０の電圧Ｖbmより高い電圧になっている。また、Ｖbh−ＶbmはＶbmより大きい値に設定されている。
つまり
Ｖbh＞Ｖbm ・・・（１）
Ｖbh−Ｖbm＞Ｖbm ・・・（２）
である。
３０は、それらの電圧を変換し交流電圧を生成することで交流モータ４０を駆動する電力変換器である。この電力変換器３０は、バッテリ１０の供給電圧Ｖbhを安定化させるコンデンサＣ１と、バッテリ２０の供給電圧Ｖbmを安定化させるコンデンサＣ２と、モータ４０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれとバッテリの共通電位電圧（以下０Ｖと記す）、バッテリ１０の高電位側電圧、バッテリ２０の高電位側電圧の中から１つだけを選択的に接続するスイッチ群３１、３２、３３とから構成されている。

それぞれのスイッチ群は以下のような構成になっている。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のスイッチ群はいずれも同一の構成であるので、３１のＵ相のスイッチ群についてのみ説明する。Ｔr11とTr12とで、モータのＵ相と電圧Ｖbhとの間を断続する双方向のスイッチを構成しているＩＧＢＴ（パワー素子）である。Ｔr21とＴr22はＵ相と電圧Ｖbmとの間を断続的に接続する双方向スイッチである。Ｔr31とＴr32はＵ相と共通電位電圧との間を断続する双方向スイッチである。以上の各スイッチにより、Ｕ相のスイッチ群が構成される。Ｔr11とTr12、Ｔr21とＴr22、Ｔr31とＴr32はそれぞれ組となって双方向のスイッチとして動作するが、ある時間間隔においてこれらの３組のうち１組のみがオンとなる。従って、モータのＵ相にはＶbh、Ｖbm、０Ｖのいずれかの電圧が印加されることになる。Ｖ相のスイッチ群３２、Ｗ相のスイッチ群３３もＵ相のスイッチ群３１と全く同様な構成である。

次に作用を説明する。モータに印加すべき電圧は、単位時間あたりＶbh、Ｖbm、０Ｖが印加される時間の割合を調整することで生成される。
図１８は、第１の実施態様におけるＵ相の出力電圧波形を示すタイミングチャートであり、図１９は、第１の実施態様におけるＵ相のスイッチ群を構成するＩＧＢＴのゲート信号の状態を示す図である。以下、これらの図を用いて説明する。即ち、図１８では、下記（ａ）〜（ｃ）の３つの場合にＵ相のスイッチング素子のゲートに印加される信号を示している。図１９ではＵ相の出力電圧を示している。

（ａ）弱め界磁を行なわなくてもバッテリ電圧Ｖbmでモータ印加電圧生成が可能な場合
Ｖbhに接続されるスイッチ（Ｕ相：Tr11とTr12）をオフに保持して、Ｖbmと０Ｖに接続されるスイッチ（Ｕ相：Tr21とTr22、Ｔr31とＴr32）を交互にオンオフすることによりＰＷＭ（パルス幅変調制御）を行なう。この場合、低い電圧であるＶbmをスイッチングすることになる（図１８(ａ)）のでパワー素子に発生する損失は小さくなり、電力変換器としてのスイッチ群３１の損失は当然小さくて済む。また、この時モータに印加されるパルス状電圧は、低い電圧Ｖbmから生成されたものであるので高調波成分が少なくなりモータ４０の鉄損が少なくて済む。

（ｂ）Ｖbmでは弱め界磁を行う必要があるがＶbh−Ｖbmでは弱め界磁を行う必要がない場合
０Vに接続されるスイッチ（Ｕ相：Ｔr31とＴr32）をオフに保持して、ＶbhとＶbmに接続されるスイッチ（Ｕ相：Tr11とTr12、Ｔr21とＴr22）を交互にオンオフすることによりＰＷＭを行なう。この場合、Ｖbhより小さい電Ｖbh-Ｖbmの電圧をスイッチングすることになる（図１８(ｂ)）のでパワー素子で発生する損失は最小で済み、電力変換器としてのスイッチ群３１の損失は当然小さくて済む。また、この時モータに印加されるパルス状電圧は、Ｖbh-Ｖbmから生成されたものであるので高調波成分が少なくなりモータ４０の鉄損が少なくて済む。

（ｃ）Ｖbh―Ｖbmでは弱め界磁を行う必要がある場合
Ｖbmに接続されるスイッチ（Ｕ相：Ｔr21とＴr22）はオフに保持して、Ｖbhと０Ｖに接続されるスイッチ（Ｕ相：Tr11とTr12、Ｔr31とＴr32）のオンオフによりＰＷＭを行なう（図１８(ｃ)）。この場合、弱め界磁電流が少なくて済むので電力変換器としてのスイッチ群３１とモータ４０の損失が少なくて済む。
以上のような動作により、モータには必要な電圧に応じて、大きさがＶbm、Ｖbh−Ｖbm、Ｖhの３種類の大きさのパルス状電圧を印加することができ、このような構成が好適である。一方、電位を等間隔にした場合、つまり、Ｖbh−Ｖbm＝Ｖbmとした場合には、２種類の大きさのパルス状電圧しか生成できないため、本実施例より損失が大きくなってしまう。
以上のように、本実施例では従来例と比べ、直流電圧の電位の数が同じであっても電力変換器やモータの損失を小さくすることができる。

第２の実施態様
次に、本発明の第２の実施態様として、３相３レベル、一部のみ双方向スイッチングによる電力変換装置を詳細に説明する。図３は、本発明の第２の実施態様による電流変換装置の回路構成を示す図である。図に示すように、図３（本実施態様）と図２（第１の実施態様）とは、各相のスイッチ群３１ａ、３２ａ、３３ａにおいて、電圧Ｖbhに接続されているスイッチと０Ｖに接続されているスイッチの構成が異なるが、他の構成要素は同様である。Ｕ相のスイッチ群について説明するが、他の相も同様である。高い方の電圧Ｖbhに接続されているスイッチはＩＧＢＴのＴｒ11とダイオードのＤ１とで構成されている。また、０Ｖに接続されているスイッチはＩＧＢＴのＴｒ31とダイオードのＤ３とで構成されている。本構成では、バッテリ電圧Ｖbhがバッテリ電圧Ｖbmより高い値であるので、これら２つのスイッチの逆方向電流のスイッチとして、実施態様１のＴr12とＴr32の代わりにそれぞれダイオードＤ１、Ｄ３を使用している。Ｕ相電流ｉuが正である場合でも負である場合でも、Ｔr11か、Ｔｒ21とＴｒ22の組か、Ｔｒ31か、いずれかひとつをオンにすれば、オンにしたスイッチが接接続された電圧電位をモータのＵ相に印加させることができる。なお、本構成では、双方向スイッチ（パワー素子）は各相１つずつで足り、電源からモータまでの間に介在する双方向スイッチが１つのみとなるため、電流の損失のさらなる低減化、さらには低コスト化を図ることができる。

図１５は、第２の実施態様において最も高い電位のスイッチがオンの場合の電流の流れを説明する図であり、即ち、「Ｔr11」をオンした場合の動作を図示するものである。Ｔr11がオンの場合には、Ｔr21とＴr22、Tr31がオフである。Ｕ相電流ｉuが正の場合にはＴr11を電流が流れ、負の場合にはＤ１を流れるので、モータのＵ相にはＶbhの電圧が印加される。
図１６は、第２の実施態様において２番目に高い電位のスイッチがオンの場合の電流の流れを説明する図であり、即ち、「Ｔr21とＴr22」をオンした場合の動作を図示するものである。Ｔr21とＴr22がオンの場合には、Ｔr11、Tr31がオフである。Ｕ相電流ｉuが正の場合にはＴr21を電流が流れ、負の場合にはＴr22を流れるので、モータのＵ相にはＶbmの電圧が印加される。

図１７は、第２の実施態様においてもっとも低い電位のスイッチがオンの場合の電流の流れを説明する図であり、「Ｔr31」をオンした場合の動作を図示するものである。Ｔr31がオンの場合には、Ｔr11、Tr21とＴr22がオフである。Ｕ相電流ｉuが正の場合にはＤ１を電流が流れ、負の場合にはＴr31を流れるので、モータのＵ相には０Ｖの電圧が印加される。
インバータなどの電力変換器ではスイッチング時に短絡が発生することを防止するため、半導体スイッチが同時にオフする時間であるデッドタイムを設けるのが一般的である。デッドタイムを設けた場合、デッドタイム期間中に電流が流れる経路が確保されてなければ、スイッチに過大な電圧が加わることになってしまう。本実施態様では、図４に示すように、デッドタイム期間中は電流が正の場合にはダイオードＤ１により、電流が負の場合にはＤ３により電流が流れる経路が確保されているため、過大電圧がパワー素子に加わることを防止することができる。

次に、２つのバッテリから供給する電力の点から説明する。本実施態様では、２つのバッテリ１、バッテリ２の状態に応じて、それぞれのバッテリから供給する電力の割合を所望の値に制御することができる。
図１３は本実施態様の電力変換器のＵ相部分及びその駆動信号生成部の構成を示す図であり、図１４は各部の信号（駆動スイッチング動作）のタイミングチャートである。この２つの図を用いて説明する。１１はＵ相の駆動信号生成部である。これは、Ｕ相の駆動信号であるＶugと、どの電位を使ってモータを駆動するかを指示選択するselect信号が入力され、電力変換器のスイッチ群の駆動信号を生成する。１１ａ〜ｃは、短絡を防止するためのデッドタイム生成部、１１ｄ〜ｆは、素子を駆動するためのドライブ回路である。なお、select信号は、ＰＷＭ制御部（図示しない）から供給される。

select信号がＨ（高）の場合には、Ｔr21とＴr22との組がオフになり、Ｔr11と、Ｔr31とがＵ相のＰＷＭ信号Ｖugに従って交互にオンオフする。従って、モータのＵ相電圧ＶuはＶbhと０Ｖが交互に現れるパルス状電圧となる。この場合、モータに供給される電力はバッテリ１から供給される（Ｐh）。
select信号がＬ（低）の場合には、Ｔr11がオフになり、Ｔr21及びＴr22の組とＴr31とがＵ相のＰＷＭ信号Ｖugに従って交互にオンオフする。従って、モータのＵ相電圧ＶuはＶbmと０Ｖが交互に現れるパルス状電圧となる。この場合、モータに供給される電力はバッテリ２から供給される（Ｐm）。
select信号をＨにする時間とＬにする時間の割合を変化させれば、上記２つの動作を行なう時間の割合を変化させることができるので、select信号をコントロールすることでバッテリ１とバッテリ２から供給される電力の割合を所望の値にすることができる。これは、力行の場合も回生の場合も同様である。

図１２は、実施態様２においてモータが回生動作を行っているときにselect信号をＬからＨ（０から１）に切り替えた場合のシミュレーション結果のタイミングチャートを示す。時間t1でselect信号をＬからＨに切り替えているが、時間ｔ1以前の状態（select信号がＬの状態）の時にはバッテリ１０に流れる電流であるＩhとバッテリ２０に流れる電流であるImの両方が流れており、どちらのバッテリにも電力が回生（充電）されている。一方、時間ｔ1以後の状態（select信号がＨの状態）の時にはバッテリ２０には電流が流れず、バッテリ１０にのみ電流（Ih）が流れている。この結果からわかるように、select信号により２つのバッテリへ供給する電力を調整できる。ところで、select信号がＬの状態の場合に、バッテリ２０だけではなくバッテリ１０にも電力が戻っているのは、デッドタイムがあるためである。実際の制御では、このデッドタイム分も考慮してselect信号Ｈ／Ｌの時間割合を決定する。それぞれのバッテリから供給される電力を任意の値に制御できれば、バッテリの状態、例えば、それぞれのバッテリの充電状態に応じて適切な電力を使用することができるという特徴がある。
以上説明したように、本実施例では、電力変換器の構成を簡単にするとともに、２つのバッテリから供給する電力または２つのバッテリへ供給する電力の割合を所望の値にすることができる。さらに言えば、この回生電流の最適配分によって複数のバッテリを最適な充電状態に保つことができるようになる。

変形例１−２
次に、３相３レベル、一部のみ双方向スイッチング（即ち、一部はダイオードを使用）による電力変換装置の変形例を２つ示す。
図５は、本発明の第１の変形例による電流変換装置の回路構成を示す図である。図に示すように、図５（本変形例）と図３（実施態様２）とは、各相のスイッチ群３１ｂ、３２ｂ、３３ｂにおいてスイッチの構成及び結線が異なり、高電圧側を共通電位にしてあり各相の共通電位側のスイッチのみが双方向スイッチの代わりにダイオードを用いているが、他の構成要素（図５では、コンデンサＣ１、Ｃ２は省略してある）は同様である。
図６は、本発明の第２の変形例による電流変換装置の回路構成を示す図である。図に示すように、図６（本変形例）と図３（実施態様２）とは、各相のスイッチ群３１ｃ、３２ｃ、３３ｃにおいてスイッチの構成及び結線が異なり、バッテリ１０、２０が直列接続であり、低電位側のスイッチのみが双方向スイッチの代わりにダイオードを用いているが、他の構成要素（図６でも、コンデンサＣ１、Ｃ２は省略してある）は同様である。これらの変形例においても、前述した実施態様とほぼ同様の効果を得ることができるが詳細は省略する。

第３の実施態様
本発明の第３の実施態様として、３相４レベル、中間電位のみ双方向スイッチングによる電力変換装置を詳細に説明する。図７は、本発明の第３の実施態様による電流変換装置の回路構成を示す図である。本実施態様は、３つのバッテリの低電圧側を共通電位とすることで４つの電位を生成し、この電位電圧からモータ印加電圧を生成する電力変換器の例である。最も高い電圧を持つ第３のバッテリ１０ｓｈの電圧Ｖbsh、第１のバッテリ１０の電圧Ｖbｈ、第２のバッテリ２０の電圧Ｖbmの大小関係は以下のようになっている。
Ｖbsh＞Ｖbh＞Ｖbm
この実施態様の場合、最大電圧電位に接続されているスイッチと最小電位に接続されているスイッチの逆方向のスイッチをダイオードにしている。このような構成にすることで、スイッチの構成を簡単にしながらも全ての電位の電圧をモータに印加することが可能であり、また、デッドタイム期間中にも電流の経路を確保することができる。即ち、本構成では、双方向スイッチ（パワー素子）を、より低損失かつ低コストのスイッチ（ダイオード）で代用する構成をとっているため、電流が双方向スイッチを流れる機会が少なくなりより低損失、低コスト化を図ることが可能である。

第４の実施態様
本発明の第４の実施態様として、３相３レベル、一部のみ双方向スイッチングによる電力変換装置を実際の２電源系車両に適用したものを詳細に説明する。図８は、本発明の第４の実施態様による電流変換装置の回路構成を示す図である。本実施態様は、４２Ｖ系と１４Ｖ系の２電源を備える自動車に適用した例であり、１４V系とは一般的に車両に広く用いられている電圧のことである。例えば、車両の補機（灯火類、室内装備、など）を駆動するための電源であるので比較的負荷が小さく低電位の１４Ｖ程度の蓄電装置が用いられる。
一方、近年の自動車は消費電力が大きくなり、且つ、車両の駆動用又はエアコンのコンプレッサーなど負荷の大きな機器が搭載されることがあり、１４Ｖ系の電源系では電線を流れる電流が大きくなりすぎるため、より高い電圧である４２Ｖ系の電源系を備える車両が登場しつつある。このような車では、例えば、大負荷は４２Ｖ系電源系が、中小負荷には１４Ｖ系が用いられるシステム構成となる。

本実施態様における電力変換器３０ｄの構成は、図２に示す第２の実施態様の電力変換器と同じである。４０はその出力軸が図示されていないエンジンの出力軸と接続されているモータである。１は４２Ｖのバッテリであり、２０は１４Ｖの電圧源として用いるキャパシタ（コンデンサ）である。Ｌ１は４２Ｖ系の各種負荷である。Ｌ２は１４Ｖ系の各種負荷である。モータ４０は、通常はエンジンにより駆動され発電機として動作する。その際、第２の実施態様で説明したように、バッテリ１０とバッテリ２０の状態に応じてモータ４０の発電電力を電力変換器３０ｄのスイッチング構成（３１ｄ、３２ｄ、３３ｄ）によりそれぞれのバッテリへ最適な分配比で供給することができる。即ち、図示はしていないが各バッテリの状態を監視するモニタを設けこれによって各バッテリの充電状態などに応じて最適な分配比で電力を供給して、各バッテリの充電状態を最適な状態に保持することが可能となる。

図９は、従来の４２Ｖ車両の電源系の構成の一例を示す図であるが、従来の構成では、従来の電力変換器８０が設けらており、発電機からの発電電力は４２Ｖの第１のバッテリ１０に充電された後、７０のＤＣ−ＤＣコンバータで必要量の電力を１４Ｖに変換し、１４Ｖの第２のバッテリ２０に供給している。このような従来構成では、４２Vを１４Ｖに変換するＤＣ−ＤＣコンバータ７０が必要になる。ＤＣ−ＤＣコンバータは、コイルが必要になることから小型化が難しく、また損失も大きくなる。
一方、本実施例ではＤＣ−ＤＣコンバータを必要とせず、また、半導体スイッチにより発電電力を直接分配する構成なので、システムのサイズを大幅に小型化でき、また、損失も大幅に低減できる。さらに、電力変換器で１４Ｖ系の電力を自由にコントロールできるので１４Ｖ系の電圧源としてコンデンサを用いることができ、さらにシステムを小型にすることができる。

第５の実施態様
本発明の第５の実施態様として、３相３レベル、一部のみ双方向スイッチングによる電力変換装置をシリーズ方式のハイブリッド自動車に適用したものを詳細に説明する。図１０は、本発明の第５の実施態様による電流変換装置を組み込んだ車両の機能ブロックを示す図である。１０と２０はバッテリである。バッテリ１０の出力電圧Vbhとバッテリ２０のVbmとは以下の関係にある。
Vbh＞Vbm （３）
３０Ａと３０Ｂは、第２の実施態様で説明した図３の電力変換器３０と同一のものである。９０はエンジンに接続された発電機であり、４０は図示されていない車両の駆動輪の駆動トルクを発生するモータである。電力変換器３０Ａ，３０Ｂは、第２の実施態様で説明したように、２つのバッテリに出入りする電力を任意に設定することが可能である。モータ４０に接続されている電力変換器３０Ｂは、バッテリ１０とバッテリ２０の２つのバッテリの電力を使って効率良くモータ４０を駆動する。

一方、電力変換器３０Ａは、それぞれのバッテリの状態に応じて、発電機の発電電力をバッテリ１０とバッテリ２０とに振り分ける。このようにすることで、モータを効率良く駆動しつつ、両方のバッテリを所望のバッテリ状態、例えば所望の充電状態（ＳＯＣ）に制御することができる。電力変換器３０Ａがバッテリ１０の電圧を使ってモータ６を高効率に駆動している場合、電力変換器３０Ａはバッテリ１０のＳＯＣを一定のＳＯＣに保つためにバッテリ１０から電力変換器３０Ｂへ供給されている電力と同じ電力をバッテリ１０へ供給することができる。

図１１に、本実施態様のシミュレーション結果のタイミングチャートを示す。これは、駆動モータ６０の出力トルクを一定にした状態でモータが加速している場合のシミュレーション結果である。時間ｔ1以前は、モータ回転（Ｎmot）が低く、低い電圧で駆動が可能であるので、低い電圧のバッテリであるバッテリ２０の電圧を使って駆動している。時間ｔ1以後は、回転が高くなり高い電圧のバッテリであるバッテリ１０の電圧を使って駆動している。時間ｔ1以前では、バッテリからの電流はバッテリ２０（Im）から供給され、それ以後ではバッテリ１０（Ｉh）から供給されている。この図には示さないが、電力変換器３からは、それぞれのバッテリから供給された電力とほぼ同じ電力を供給するように制御することで、各バッテリのＳＯＣはほぼ一定に保つことができる。
以上説明したように、２つのモータを用いるシリーズハイブリッド自動車のような用途では、モータを高効率に駆動しながら、２つのバッテリのＳＯＣを所望の値に制御することができる。

最後に、本発明の特徴及び利点をまとめる。
１．複数電源電圧を使って、モータ効率もインバータ効率も高効率にできる。
・モータ印加電圧に応じて使用する電圧を切替（Vbh or Vbl）可能である。
・３レベル駆動で高調波電流を低減できる。
２．複数電源の入出力電力を独立に制御できる。
・42V系の車であれば、降圧DC/DCコンハ゛ータがなくても１４V系電源を充電可能である。
・電源のうちのいずれかの電力をその他の電源に移すことも可能である。
３．マトリックスコンバータ、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ＋インバータ、従来の３レベルインバータと比べて、構成が簡単である。

本明細書では、様々な実施態様で本発明の原理を説明してきたが、当業者であれば本開示に基づき本発明に様々な修正や変更を加えることができ、それらも本発明に含まれるものであることに留意されたい。
例えば、スイッチング素子の例示としてIGBTを挙げたが、本発明はGTOやトランジスタなど他のパワー素子などの既知の素子を使用しても良い。
例えば、第５の実施態様では２つのバッテリを使う構成を説明したが、バッテリは高電圧側だけにして、低電圧側はキャパシタにして充放電量をコントロールすることで任意の電圧に制御することも可能である。さらに、第５の実施態様では１つのモータのみを使用する構成を説明したが、複数モータの構成を取ることもできその場合は、２つの電圧ラインへの供給パワーの可変幅を大きくできる。同様に、第２の実施態様では２つのバッテリを使う構成を説明したが、バッテリは高電圧側だけにして、低電圧側はキャパシタにして充放電量をコントロールすることで任意の電圧に制御することも可能である。

従来の３レベルインバータの典型的な回路構成を示す図である。 本発明の第１の実施態様による電流変換装置の回路構成を示す図である。 本発明の第２の実施態様による電流変換装置の回路構成を示す図である。 本発明の第２の実施態様におけるデッドタイム時の電流の流れを説明する図である。 本発明の第１の変形例による電流変換装置の回路構成を示す図である。 本発明の第２の変形例による電流変換装置の回路構成を示す図である。 本発明の第３の実施態様による電流変換装置の回路構成を示す図である。 本発明の第４の実施態様による電流変換装置の回路構成を示す図である。 従来の４２Ｖ車両の電源系の構成の一例を示す図である。 本発明の第５の実施態様による電流変換装置を組み込んだ車両の機能ブロックを示す図である。 第５の実施態様のシミュレーション結果のタイミングチャートを示す。 第２の実施態様においてモータが回生動作を行っているときにselect信号をＬ→Ｈとした場合のシミュレーション結果のタイミングチャートである。 第２の実施態様の電力変換器のＵ相部分及びその駆動信号生成部の構成を示す図である。 図１３で図示した各部の信号（駆動スイッチング動作）のタイミングチャートである。 第２の実施態様において最も高い電位のスイッチがオンの場合の電流の流れを説明する図である。 第２の実施態様において２番目に高い電位のスイッチがオンの場合の電流の流れを説明する図である。 第２の実施態様においてもっとも低い電位のスイッチがオンの場合の電流の流れを説明する図である。 第１の実施態様におけるＵ相の出力電圧波形を示すタイミングチャートである。 第１の実施態様におけるＵ相のスイッチ群を構成するＩＧＢＴのゲート信号の状態を示す図である。

符号の説明

１０ 第１のバッテリ
１０ｓｈ 第３のバッテリ
２０ 第２のバッテリ
Ｖbh バッテリ１の電圧
Ｖbm バッテリ２の電圧
３０ 電力変換器
４０ 交流モータ
Ｃ１、Ｃ２ コンデンサ
３１、３２、３３ Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のスイッチ群
Ｔr11−92 スイッチ（ＩＧＢＴ）
３０ａ 電力変換器
３１ａ、３２ａ、３３ａ Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のスイッチ群
Ｄ１−９ ダイオード
３０ｂ，３０ｃ 電力変換器
３１ｂ、３２ｂ、３３ｂ Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のスイッチ群
３１ｃ、３２ｃ、３３ｃ Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のスイッチ群
Ｌ１、Ｌ２ 負荷
駆動モータ６０
７０ ＤＣ−ＤＣコンバータ
８０ 従来の電力変換器
３０Ａ，３０Ｂ 電力変換器
９０ 発電機

Claims (9)

1. 直流電圧源の出力電圧をパルス状電圧からなる交流電圧波形に変換して出力する電力変換装置であって、
   前記直流電圧源は、共通電位を含めて３つ以上の電位を出力する電圧源出力部を備え、
   前記電力変換装置は、前記３つ以上の電位の１つに接続し、当該電位の電圧を電力変換装置の出力部に出力するスイッチング手段を電位毎に各々を備え、
   前記各々の電位のスイッチング手段を選択的に接続し、２つの電位間にて、オンオフのパルス幅を制御することにより各々の電位から交流電圧波形を生成する、
   ことを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記電圧源出力部は、
   共通電位と、低電位と、高電位の３つの出力電位を備える、
   ことを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１または２に記載の電力変換装置において、
   前記電圧源出力部は、出力部間の電位を大きさ順に並べた場合、中間の電位に隣接する各々の出力部の電位との電位差が異なる大きさに設定されている、
   ことを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
   前記交流電圧波形は、多相交流電圧波形であって、多相交流モータを駆動するための波形である、
   ことを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
   前記電力変換装置の出力部は多相交流モータに接続されており、
   前記電力変換装置と前記多相交流モータとは、該多相交流モータの相数と同じ数の接続線で接続されている、ことを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
   前記スイッチング手段は、前記電圧源出力部の各直流電圧源の入出力電力量を制御することを特徴とする電力変換装置。
7. 請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
   前記直流電圧源の少なくとも１つは、キャパシタである、
   ことを特徴とする請求項１〜４の電力変換装置。
8. 請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
   前記モータと前記記電力変換装置とからなる組を複数組備え、
   これら電力変換装置に電力を供給する前記直流電圧源は、前記複数の電力変換装置で共用されている、
   ことを特徴とする電力変換装置。
9. 請求項１〜８のいずれか１項に記載の電力変換装置を搭載した２電源系車両であって、
   前記直流電圧源は、電圧の異なる２つの直流電圧源手段を備え、
   前記直流電圧源手段の電圧の高い方は、モータ駆動用の高負荷用バッテリである、
   ことを特徴とする２電源系車両。

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