JP4338483B2 - Inverter output current measuring device - Google Patents
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Description
三相モータなどの負荷を駆動する三相インバータの出力電流測定装置に関する。 The present invention relates to an output current measuring device for a three-phase inverter that drives a load such as a three-phase motor.
従来より、三相モータなどの負荷を駆動するために、三相インバータが広く利用されている。この三相インバータでは、２つの主回路素子（パワートランジスタ）の直列接続からなるアームを３本有し、それらアームの中点が三相モータの各相コイルに接続される。そして、各アームの上側素子と下側素子のオンオフを制御して、各相のアームの中点から互いに１２０°異なる出力電流を出力する。 Conventionally, a three-phase inverter has been widely used to drive a load such as a three-phase motor. In this three-phase inverter, there are three arms composed of two main circuit elements (power transistors) connected in series, and the midpoint of these arms is connected to each phase coil of the three-phase motor. Then, on / off of the upper element and the lower element of each arm is controlled, and output currents different from each other by 120 ° are output from the midpoint of each phase arm.
このようなインバータは、通常その出力電流が負荷の目標出力トルクに対応したものになるように制御される。そこで、負荷の出力トルクを検出し、検出値に基づいてインバータをフィードバック制御することが好ましい。そこで、負荷の出力トルクを検出するために、通常負荷の駆動電流（インバータの出力電流）が検出される。 Such an inverter is normally controlled so that its output current corresponds to the target output torque of the load. Therefore, it is preferable to detect the output torque of the load and feedback control the inverter based on the detected value. Therefore, in order to detect the output torque of the load, the drive current of the normal load (output current of the inverter) is detected.
この負荷の駆動電流の検出は、インバータと負荷の間に電流検出抵抗（シャント抵抗）を挿入し、このシャント抵抗における電圧降下から各相の電流を検出する方式など、各種の方式が知られている。以下に、従来の負荷の駆動電流検出について説明する。 Various methods are known for detecting the drive current of this load, such as a method of inserting a current detection resistor (shunt resistor) between the inverter and the load and detecting the current of each phase from the voltage drop across this shunt resistor. Yes. Hereinafter, conventional detection of driving current of a load will be described.
（ｉ）特許文献１
この特許文献１では、
「インバータを構成する各下アームのスイッチ素子と直列に抵抗を接続し、前記抵抗の 電圧降下より各相の電流を検出する構成により制御装置を安価に構成できる。」とされている。
(I)
In this
“The control device can be configured at low cost by connecting a resistor in series with the switch element of each lower arm constituting the inverter and detecting the current of each phase from the voltage drop of the resistor.”
（ＩＩ）特許文献２
この特許文献２では、
「インバータ回路とモータの間に挿入された電流検出抵抗（シャント抵抗）と、この電流検出用抵抗の両端の電位差を入力する差動増幅回路と、この差動増幅回路の出力信号を入力する反転増幅回路とを備え、前記差動増幅回路と前記インバータ回路はモータ駆動電源である第１の電圧により駆動され、前記反転増幅回路は第２の電圧により駆動され、前記第１の電圧と前記第２の電圧は負側を共通とし、前記差動増幅回路および前記反転増幅回路は、前記第２の電圧より小さい基準電圧を基準として増幅しモータの電流を検出する。このため、この発明ではモータ駆動電源で差動増幅器を動作させるため比較的低電圧のモータ・制御装置への適用となり、電流検出信号はインバータ回路の負側の電位に位置するため、制御回路も同電位に置く必要がある。この発明に係る電流検出回路はホール素子、ホール素子を使用した電流検出器やアイソレーションアンプを使用せず、抵抗やオペアンプ等の安価な 部品のみで構成されるため、回路全体としてコストを低くすることができ、実装面積や部品高さに対しても有効である。また、この発明に係る電流検出回路は最近主流になりつつあるマイコンによるソフトウェアサーボにも容易に用いることができるような、 電圧レベルの変換手段を含む構成となっている。」とされている。
(II)
In this
“A current detection resistor (shunt resistor) inserted between the inverter circuit and the motor, a differential amplifier circuit for inputting a potential difference between both ends of the current detection resistor, and an inversion for inputting an output signal of the differential amplifier circuit An amplifier circuit, wherein the differential amplifier circuit and the inverter circuit are driven by a first voltage that is a motor drive power source, and the inverting amplifier circuit is driven by a second voltage, and the first voltage and the first circuit Therefore, the differential amplifier circuit and the inverting amplifier circuit amplify the voltage with reference to a reference voltage smaller than the second voltage to detect the motor current. Since the differential amplifier is operated by the drive power supply, it is applied to a relatively low voltage motor / control device. Since the current detection signal is located at the negative potential of the inverter circuit, the control circuit is also set at the same potential. The current detection circuit according to the present invention does not use a Hall element, a current detector using a Hall element, or an isolation amplifier, and is composed only of inexpensive components such as a resistor and an operational amplifier. The current detection circuit according to the present invention can be easily used for a software servo by a microcomputer which is becoming mainstream recently. Such a configuration includes voltage level conversion means. "
（ＩＩＩ）特許文献３
この特許文献３では、
「電流検出回路２０を、３個の抵抗Ｒ０ により検出されるモータ２の中性点電圧Ｖ１と、モータ２の回転速度Ｎ に比例した回転比例電圧Ｖ２と、インバータ６に供給されるモータ駆動用の電源電圧ＶＢとに基づき、検出電圧Ｖ０（Ｖ０＝ＶＢ−Ｖ１−Ｖ２）を算出する演算回路にて構成する。また回転比例電圧Ｖ２は、Ｆ／Ｖ変換器１０の特性と抵抗Ｒ４、Ｒ５の抵抗値により、Ｖ２＝（ｋ・Φ／２）・Ｎとなるように設定する（但し、ｋは起電力定数、Φは電機子巻線に掛かる磁束量）。この結果、抵抗にモータ電流を流すことなくモータ電流を検出でき、然も、インバータ６を構成するＦＥＴのオン電圧からモータ電流を検出する場合に比べて、電流検出回路を簡単に構成できる。」とされている。
(III) Patent Document 3
In this patent document 3,
“The
上述のような各特許文献１〜３に記載の技術には、次のような問題がある。
The techniques described in
（ｉ）特許文献１
特許文献１の場合には、インバータを構成する各下アームのスイッチ素子と直列に接続された（シャント）抵抗にモータ電流が流れ、その電圧降下からモータ電流を求める方式である。
(I)
In the case of
この方式の問題点としては、
（ｉ）シャント抵抗にモータ電流が流れるので、電流の大きなモータに適用した場合にはシャント抵抗部での損失電力が大きく、発熱が甚だしい。シャント抵抗はモータ電流の測定・制御に必要な程度の測定精度を得るために、最低限のフルスケール電圧（５０ｍＶに設定されている事例が多い）を確保しなければならないという制約がある。このため、シャント抵抗部での損失電力はモータ電流に比例することになり、電流の小さなモータ電流測定・制御に適用する場合には損失電力の大きさは問題になり難い。しかし、電流の大きなモータに適用した場合にはシャント抵抗部での損失電力が大きく、発熱が甚だしいために効果的な冷却手段を備える必要があるという問題がある。
（ｉｉ）等価回路で表現すると、シャント抵抗には本来の抵抗成分の他に残留インダクタンス成分が直列に入って来るので、モータ電流に比例した電圧降下（抵抗成分の寄与）と、モータ電流の時間変化割合に比例した電圧降下（インダクタンス成分の寄与）とが、ベクトル合成されたものが出力される。シャント抵抗の残留インダクタンス成分が同じで あったとしても、インバータを高い周波数で駆動しようとするほど、周波数に比例するリアクタンスが大きくなることによって、後者の割合が大きくなって測定精度を著しく低下させる。また、上述の様に、シャント抵抗を一定のフルスケール電圧で運用しようとする場合、インバータを大電流で駆動しようとするほどシャント抵抗の抵抗成分が電流に反比例して小さくなる。一方、大電流用であったとしても残留インダクタンス成分の低減には限りがある。それ故、大電流で駆動しようとするほど後者の割合が大きくなって測定精度を著しく低下させるという問題がある。
The problem with this method is that
(I) Since the motor current flows through the shunt resistor, when it is applied to a motor having a large current, the power loss at the shunt resistor portion is large and the heat generation is significant. The shunt resistor has a restriction that a minimum full-scale voltage (often set to 50 mV) must be secured in order to obtain a measurement accuracy of a level necessary for the measurement and control of the motor current. For this reason, the power loss at the shunt resistor is proportional to the motor current, and the magnitude of power loss is unlikely to be a problem when applied to motor current measurement and control with a small current. However, when applied to a motor with a large current, there is a problem that it is necessary to provide an effective cooling means because the power loss at the shunt resistor is large and the heat generation is excessive.
(Ii) In terms of an equivalent circuit, the shunt resistor has a residual inductance component in series in addition to the original resistance component, so that the voltage drop proportional to the motor current (contribution of the resistance component) and the time of the motor current The voltage drop (contribution of the inductance component) proportional to the change rate is vector-combined. Even if the residual inductance component of the shunt resistor is the same, as the inverter is driven at a higher frequency, the reactance proportional to the frequency increases, so that the latter ratio increases and the measurement accuracy decreases significantly. Further, as described above, when the shunt resistor is to be operated at a constant full scale voltage, the resistance component of the shunt resistor becomes smaller in inverse proportion to the current as the inverter is driven with a larger current. On the other hand, even if it is for a large current, the reduction of the residual inductance component is limited. Therefore, there is a problem that as the drive is performed with a larger current, the ratio of the latter increases and the measurement accuracy is remarkably lowered.
（ＩＩ）特許文献２
特許文献２の場合には、インバータ回路とモータの間に挿入された電流検出抵抗（シャント抵抗）にモータ電流が流れ、その電圧降下からモータ電流を求める方式である。この方式の問題点も、特許文献１の場合の問題点と同様である。
(II)
In the case of
（ＩＩＩ）特許文献３
特許文献３の場合には、
下記の（１）、（２）、（６）式を導出し、
Ｖ２＝Ａ・Ｎ ・・・（１）
但し、Ｖ２：回転比例電圧、Ａ：比例定数、Ｎ：回転速度
Ｖ０＝ＶＢ−Ｖ１−Ｖ２ ・・・（２）
但し、Ｖ０：検出電圧、ＶＢ：モータ駆動用電源電圧、Ｖ１：中性点電圧
Ｉａ ＝ Ｖ０・２／Ｒａ ・・・（６）
但し、Ｉａ：電機子巻線に流れる電流、Ｒａ：電機子巻線を含むモータ駆動系の全抵抗
（６）式からモータ電流Ｉａを間接的に求める方式である。
(III) Patent Document 3
In the case of Patent Document 3,
The following formulas (1), (2) and (6) are derived,
V2 = A · N (1)
However, V2: Rotational proportional voltage, A: Proportional constant, N: Rotational speed V0 = VB-V1-V2 (2)
However, V0: Detection voltage, VB: Motor drive power supply voltage, V1: Neutral point voltage Ia = V0 · 2 / Ra (6)
However, Ia: current flowing through the armature winding, Ra: motor current Ia is obtained indirectly from the total resistance (6) equation of the motor drive system including the armature winding.
この方式の問題点としては、
（ｉ）モータ電流を直接計測せず計算で間接的に求めており、モータ電流計算値には各式の誤差が加算されて現れるので、直接計測方式の様な高精度を得ることは難しいという問題がある。
（ｉｉ）（２）式に用いるモータ２の中性点電圧Ｖ１を３個の抵抗をＹ型接続し、抵抗分圧で求めている。この方式で中性点電圧Ｖ１を求めることは、３相がバランスして駆動されている場合には支障ないが、３相がアンバランスになった場合には誤差が甚だ大きくなる。この面からも、モータ電流計算値には高精度を得ることは難しいという問題がある。
The problem with this method is that
(I) Motor current is not measured directly, but is calculated indirectly, and the error of each formula appears in the calculated motor current, so it is difficult to obtain high accuracy like the direct measurement method. There's a problem.
(Ii) The neutral point voltage V1 of the
本発明では、インバータの主回路素子の導通時の電圧降下からインバータの出力電流を検出する。 In the present invention, the output current of the inverter is detected from the voltage drop when the main circuit element of the inverter is conductive.
本発明は、三相インバータの出力電流測定装置であって、インバータの各アームグランド側の主回路素子の導通時電圧降下を測定する測定手段と、この測定手段で測定した電圧降下を出力電流に変換する変換手段と、インバータの出力電流が負荷に流入している正極性か、または負荷から流出している負極性かを検出する極性検出手段と、負極性あるいは正極性の出力電流に対応するインバータの主回路素子の導通時電圧降下のうち精度の高い方に基づいて、正極性あるいは負極性の精度の低い方の出力電流を修正する修正手段と、を有し、インバータの主回路素子の導通時電圧降下に基づいてインバータの出力電流を測定することを特徴とする。なお、各アーム高圧側の素子を用いた場合には電流極性が逆になる。 The present invention is an output current measuring device for a three-phase inverter, measuring means for measuring a voltage drop during conduction of a main circuit element on each arm ground side of the inverter, and a voltage drop measured by the measuring means as an output current. Conversion means for conversion, polarity detection means for detecting whether the output current of the inverter is positive polarity flowing into the load or negative polarity flowing out of the load, and corresponds to the negative or positive output current Correction means for correcting the output current of the positive polarity or the negative polarity, which has a lower accuracy, based on the higher one of the voltage drops during conduction of the main circuit element of the inverter. The output current of the inverter is measured based on the voltage drop during conduction. Note that when the elements on the high voltage side of each arm are used, the current polarity is reversed.
また、前記修正手段は、アームのグランド側の素子を用いた場合であって前記極性検出手段の検出結果において、出力電流の１相が正極性あるいは負極性の低精度側であり、２相が負極性あるいは正極性の高精度側の場合には、負極性あるいは正極性の高精度側の２相の出力電流の和を反転した値を他の１相の正極性あるいは負極性の低精度側の出力電流とすることが好適である。アームの高圧側素子を用いた場合には極性が逆になる。以下同様にグランド側の素子を用いた場合についてのみ説明する。 Further, the correcting means is a case where an element on the ground side of the arm is used, and in the detection result of the polarity detecting means, one phase of the output current is a low accuracy side of positive polarity or negative polarity, and two phases are In the case of the negative polarity or the positive polarity high accuracy side, the value obtained by inverting the sum of the output currents of the negative polarity or the positive polarity high accuracy side of the other one phase positive polarity or the negative polarity low accuracy side It is preferable that the output current be When the high voltage side element of the arm is used, the polarity is reversed. Similarly, only the case where the ground side element is used will be described.
また、前記修正手段は、前記極性検出手段の検出結果において、出力電流の２相が正極性あるいは負極性の低精度側であり、１相が負極性あるいは正極性の高精度側の場合には、負極性あるいは正極性の高精度側の１相の出力電流の和を反転した値を、他の２相の正極性あるいは負極性の低精度側の出力電流の比に基づいて比例配分して他の２相の正極性あるいは負極性の低精度側の出力電流とすることが好適である。 In the detection result of the polarity detection means, the correcting means may have a case where two phases of the output current are on the low accuracy side of positive polarity or negative polarity, and one phase is on the high accuracy side of negative polarity or positive polarity. The value obtained by inverting the sum of the negative-phase or positive-phase high-precision one-phase output currents is proportionally distributed based on the ratio of the other two-phase positive-polarity or negative-polarity low-precision output currents. It is preferable that the other two-phase positive-polarity or negative-polarity output current on the low-accuracy side be used.
また、本発明は、三相インバータの出力電流測定装置であって、インバータの主回路素子の導通時電圧降下を測定する測定手段と、前記導通時電圧降下が安定な値を示すタイミングを検出するタイミング検出手段と、このタイミング検出手段により検出したタイミングに基づいて前記測定手段における測定のタイミングを制御する測定タイミング制御手段と、この測定手段で測定した電圧降下を出力電流に変換する変換手段と、を有し、インバータの主回路素子の導通時電圧降下に基づいてインバータの出力電流を測定することを特徴とする。 The present invention also relates to an output current measuring device for a three-phase inverter, wherein a measuring means for measuring a voltage drop during conduction of a main circuit element of the inverter and a timing at which the voltage drop during conduction shows a stable value are detected. Timing detection means, measurement timing control means for controlling the measurement timing in the measurement means based on the timing detected by the timing detection means, conversion means for converting the voltage drop measured by the measurement means into output current, And measuring the output current of the inverter based on the voltage drop during conduction of the main circuit element of the inverter.
また、前記インバータの各相の出力電流の出力点の電圧を検出する出力点電圧検出手段を含み、前記タイミング検出手段は、出力点電圧検出手段の検出結果に応じて、検出タイミングを検出することが好適である。 In addition, output point voltage detection means for detecting the voltage at the output point of the output current of each phase of the inverter, wherein the timing detection means detects the detection timing according to the detection result of the output point voltage detection means. Is preferred.
また、前記インバータの運転モードが主回路素子をパルス幅制御するＰＷＭモードであるか、矩形波で制御する矩形波モードであるかを判定する運転モード判定手段を含み、前記タイミング検出手段は、運転モード判定手段の判定結果に基づいて、検出タイミングを検出することが好適である。 In addition, the inverter includes an operation mode determination means for determining whether the operation mode of the inverter is a PWM mode for controlling the pulse width of the main circuit element or a rectangular wave mode for controlling with a rectangular wave, and the timing detection means It is preferable to detect the detection timing based on the determination result of the mode determination means.
また、前記運転モード判定手段の判定結果において、ＰＷＭモードであった場合には、前記タイミング検出手段は、インバータの各相の出力点のすべてが低電位あるいはすべてが高電位であるかを判定し、すべてが低電位あるいはすべてが高電位であるとの判定後、所定時間経過した時点を測定タイミングとすることが好適である。なお、全てが高電位になった時を基点としてタイミング調整しても良い。 Further, in the determination result of the operation mode determination means, when the PWM mode is selected, the timing detection means determines whether all the output points of each phase of the inverter are low potential or all are high potential. It is preferable that the time when a predetermined time elapses after the determination that all are low potential or all are high potential be the measurement timing. Note that the timing may be adjusted based on the time when all of the potentials become high.
また、前記運転モード判定手段の判定結果において、矩形波モードであった場合には、前記タイミング検出手段は、インバータのいずれかの相の出力点の低電位あるいは高電位に切り替わったかを判定し、切り替わったとの判定後、所定時間経過した時点を測定タイミングとすることが好適である。なお、高電位になった時を基点としてタイミング調整しても良い。 Further, in the determination result of the operation mode determination means, when the mode is a rectangular wave mode, the timing detection means determines whether the output point of any phase of the inverter has been switched to a low potential or a high potential, It is preferable to set the measurement timing as the time when a predetermined time has elapsed after the determination that the switching has been made. Note that the timing may be adjusted based on the time when the potential becomes high.
このように、本発明によれば、インバータの主回路素子の導通時電圧降下（オン電圧）を測定し、これによって負荷に流れる負荷電流を検出する。負荷の入力端子の電圧は大きくふれるが、主回路素子のオン電圧は、数Ｖ程度であり、正確な計測が行え、これに基づいて正確な負荷電流検出が行える。 Thus, according to the present invention, the voltage drop (ON voltage) during conduction of the main circuit element of the inverter is measured, and thereby the load current flowing through the load is detected. Although the voltage at the input terminal of the load varies greatly, the on-voltage of the main circuit element is about several volts, and accurate measurement can be performed. Based on this, accurate load current detection can be performed.
また、主回路素子の温度を計測して温度補償を行うことで、オン電圧から負荷電流への換算を適切なものに維持できる。また、主回路素子の温度計測として、インバータの冷却水の温度などを採用することで、効率的な温度計測を行うことができる。 In addition, by performing temperature compensation by measuring the temperature of the main circuit element, it is possible to maintain an appropriate conversion from the on-voltage to the load current. Further, by adopting the temperature of the cooling water of the inverter, etc., as the temperature measurement of the main circuit element, efficient temperature measurement can be performed.
また、インバータの主回路素子は、ＩＧＢＴやＦＥＴなどのスイッチング素子と、ダイオードの並列接続で形成される。この場合、いずれに電流が流れている場合のオン電圧を計測しているかで、その精度が異なる。一般的にスイッチング素子に流れる電流の方がダイオードに流れる電流よりオン電圧と負荷電流の関係の精度がよい。そこで、ダイオードに電流が流れているときのオン電圧から算出される負荷電流については、他の相のスイッチング素子のオン電圧から求められる負荷電流を用いて補正することで、より適切な負荷電流の検出が行える。 The main circuit element of the inverter is formed by a parallel connection of a switching element such as IGBT or FET and a diode. In this case, the accuracy differs depending on which of the on-voltages is measured when current is flowing. In general, the current flowing through the switching element is better in the accuracy of the relationship between the on-voltage and the load current than the current flowing through the diode. Therefore, the load current calculated from the on-voltage when the current is flowing through the diode is corrected using the load current obtained from the on-voltage of the switching element of the other phase, so that a more appropriate load current can be obtained. Can be detected.
また、本発明によれば、主回路素子のオン電圧の安定期間を検出して、そのときのオン電圧を計測する。そこで、正確なオン電圧検出が行える。 Moreover, according to the present invention, the stable period of the on-voltage of the main circuit element is detected, and the on-voltage at that time is measured. Therefore, accurate on-voltage detection can be performed.
主回路素子のオン電圧は、他の相のスイッチング素子のオンオフ切り換えの影響を受ける。各相の出力点（アームの中点）電圧を検出し、多相のスイッチング素子のオンオフのない期間に対象相の主回路素子のオン電圧を検出することで、正確な負荷電流計測を可能とする。 The on-voltage of the main circuit element is affected by the on / off switching of the switching elements of other phases. Accurate load current measurement is possible by detecting the output point (midpoint of arm) voltage of each phase and detecting the on-voltage of the main circuit element of the target phase during the period when the polyphase switching element is not on / off. To do.
さらに、インバータの制御には、ＰＷＭ制御や、矩形波制御がある。そこで、これらの制御モードに応じて安定期間を検出することで、適切な主回路素子のオン電圧についての安定期間の検出が行える。 Further, the inverter control includes PWM control and rectangular wave control. Therefore, by detecting the stable period in accordance with these control modes, it is possible to detect the stable period for the appropriate on-voltage of the main circuit element.
ＰＷＭ制御の場合には、すべての相のアーム中点電圧が低電位であるベクトル０の期間が定期的に生じ、この期間はオン電圧が安定する。そこで、この期間にオン電圧を計測することで、適切な検出が行える。なお、全てが高電位の場合でも良い。
In the case of PWM control, a period of
また、矩形波制御の場合には、電気角で１２０°ずつ異なって、スイッチング素子のオンオフが切り替わる。そこで、１つのスイッチング素子のオンオフの切り替わりから所定期間経過後にオン電圧を計測することで、適切な検出が行える。 In the case of rectangular wave control, the electrical angle changes by 120 °, and the switching element is turned on and off. Therefore, appropriate detection can be performed by measuring the on-voltage after a lapse of a predetermined period from on / off switching of one switching element.
以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
「全体構成」
図１は、本発明の１実施形態に係る測定装置を含むモータ駆動システムの全体構成を示す図である。直流電源１０には、三相のインバータ１２が接続され、このインバータ１２の３つの出力点が三相スター結線のステータコイル１４Ｕ、１４Ｖ、１４Ｗを有するモータ１４に接続されている。なお、図においてはモータ１４の３相のステータコイル１４Ｕ、１４Ｖ、１４Ｗのみを示しており、ロータは記載を省略してある。
"overall structure"
FIG. 1 is a diagram showing an overall configuration of a motor drive system including a measuring apparatus according to one embodiment of the present invention. A three-
インバータ１２は、６つの主回路素子１８からなっており、各主回路素子１８は、それぞれスイッチング素子ＱおよびダイオードＤからなっている。すなわち、Ｕ相のアームを構成する主回路素子１８Ｕ−１、１８Ｕ−２、Ｖ相のアームを構成する主回路素子１８Ｖ−１、１８Ｖ−２、およびＷ相の主回路素子１８Ｗ−１、１８Ｗ−２を有している。また、各相のアームは、直流電源１０の正極に接続された正極母線と、負極に接続された負極母線の間に２つの主回路素子１８が直列接続されて構成されている。また、各主回路素子１８は、正極母線側から負極母線側に向けて電流を流すスイッチング素子Ｑに、並列してスイッチング素子Ｑと反対方向の電流を流すダイオードＤがそれぞれ接続されて形成されている。
The
さらに、本実施形態では、各アームの２つの主回路素子１８の中点に当たる各相の負荷電流の出力点の電圧を計測する電圧計１６（１６Ｕ、１６Ｖ、１６Ｗ）が設けられている。ここで、この電圧計１６は、中点電位と負極母線の電位と比較することによって、電流を流している主回路素子１８の電圧降下（オン電圧）を計測する。すなわち、スイッチング素子Ｑのオンオフの状態に応じて、下側の主回路素子１８（スイッチング素子ＱまたはダイオードＤ）の導通するタイミングが分かるので、下側主回路素子１８の導通時電圧降下を検出する。このために、各電圧計１６と直列接続されているスイッチＳＷを有しており、このスイッチＳＷを対応する主回路素子が導通しているときにオンして、そのときに電圧計１６が主回路素子の導通時電圧降下（オン電圧）を計測する。なお、スイッチＳＷは、通常ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）などのトランジスタが用いられるが、どのようなスイッチでもよく、また電圧計１６の出力点（アーム中点）側に配置してもよい。
Furthermore, in this embodiment, a voltmeter 16 (16U, 16V, 16W) is provided for measuring the voltage at the output point of the load current of each phase corresponding to the midpoint of the two
各アーム中点電位は、上側の主回路素子１８がオンのときには、正極母線に近い電位になり、下側の主回路素子１８がオンのときには、負極母線に近い電圧になり、直流電源電圧に応じて大きくふれるが、オン電圧を計測していれば、数Ｖ（±１．５Ｖ）程度の変化であり、正確な検出が行える。なお、正極母線を基準として上側主回路素子１８の電圧を検出してもよい。
Each arm midpoint potential is close to the positive bus when the upper
電圧計１６Ｕ、１６Ｖ、１６Ｗの計測値である各アームにおける下側主回路素子１８のオン電圧（導通時電圧降下）は制御部２０に供給される。
The on-voltage (voltage drop during conduction) of the lower
制御部２０は、外部から供給されるモータ１４の出力トルク指令に基づき、モータ１４に供給する電流量を決定し、６つのスイッチング素子Ｑのオンオフを制御する。ここで、制御部２０は、電圧計１６Ｕ、１６Ｖ、１６Ｗの出力から、スイッチング素子Ｑの導通時電圧降下（オン電圧）を検出する。この主回路素子１８のオン電圧は、モータ１４への供給電流に換算することができ、制御部２０はモータ１４の駆動電流をフィードバック制御して、適正なものに制御する。なお、図においては、制御部２０からスイッチング素子ＱやスイッチＳＷのゲートへの制御信号線は省略してある。また、スイッチング素子Ｑは、大電流を制御するパワートランジスタであり、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラートランジスタ）や、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）などが利用される。
The
このように、電圧計１６によって、インバータ１２の主回路素子１８が非導通の期間における高電圧を遮断し、導通期間のみの低電圧を通過させるようにした。これにより、測定対象電圧のダイナミックレンジが小さくなり、測定回路の分解能不足やオーバーレンジ問題等が解消されることによって、導通時電圧降下（オン電圧）を精密に測定することができる。これにより、導通時電圧降下（オン電圧）から求めるモータ電流の精度を向上させることができる。
Thus, the
「第１実施形態」
本実施形態では、主回路素子１８の導通時電圧降下（オン電圧）に基づいて、モータ電流（負荷電流）を検出する。しかし、このオン電圧は、主回路素子１８の温度の影響を受け、特にこの温度の影響は負荷電流が、スイッチング素子Ｑ、ダイオードＤのいずれを電流経路としているかで異なる。そこで、本実施形態では、温度計２２の計測結果に応じて温度補償をするとともに、負荷電流の経路に応じて負荷電流の算出方法を変更して、主回路素子１８のオン電圧から負荷電流への正確な変換を可能とする。
“First Embodiment”
In the present embodiment, the motor current (load current) is detected based on the voltage drop (ON voltage) when the
このために、本実施形態では、温度計２２を有しており、主回路素子１８（スイッチング素子ＱおよびダイオードＤ）の温度またはこれに関連する温度を計測してこの計測結果を制御部２０に供給する。
For this purpose, in this embodiment, a
ここで、図２には、制御部２０の電流検出部の内部構成が示してある。このように、Ｕ, Ｖ, Ｗ各相アームの導通時電圧降下（オン電圧）を電圧計１６の出力から取得するオン電圧取得部２０ａと、オン電圧からインバータ出力電流（負荷電流）への変換部２０ｂと、温度計２２の出力からスイッチング素子Ｑの温度を取得する温度取得部２０ｃと、変換部２０ｂで変換して得られた負荷電流に温度補正を加える温度補正部２０ｄと、負荷電流が正極性となっている相数を判定する相数判定部２０ｅと、正極性となっている相数に基づいてインバータ出力電流（負荷電流）を修正する修正演算部２０ｆとからなっている。
Here, FIG. 2 shows an internal configuration of the current detection unit of the
なお、三相負荷がＹ型結線されている場合にはインバータ出力電流と負荷電流とが一致するし、Δ型結線されている場合にはインバータ出力電流と負荷電流とが一致しないものの、連立方程式を用いればインバータ出力電流から負荷電流を容易に求めることができる。 When the three-phase load is Y-connected, the inverter output current and the load current match. When the three-phase load is Δ-connected, the inverter output current and the load current do not match. Can be used to easily determine the load current from the inverter output current.
図２における正極性電流の総数を判定する相数判定部２０ｅと、負荷電流を修正する修正演算部２０ｆの動作の詳細を図３に示す。これら相数判定部２０ｅおよび修正演算部２０ｆは、負極性電流（負極正負過電流）を用いて正極性電流（正極性負荷電流）を生成または修正する。なお、インバータアームの高圧側素子を用いる場合には電流の極性が反転する。
Details of the operations of the phase number determination unit 20e for determining the total number of positive currents in FIG. 2 and the
すなわち、相数判定部２０ｅの判定結果から、正極性電流の相数が１であるか２であるか判定する（Ｓ１１）。 That is, it is determined from the determination result of the phase number determination unit 20e whether the number of phases of the positive current is 1 or 2 (S11).
このＳ１１の判定で、正極性電流の相数が１と判定された場合（Ｓ１２）は、正極性電流の相についての電流を修正する。すなわち、Ｕ相電流が正極性の場合には、負極性となるＶ相電流およびＷ相電流は高精度に温度補正できるので修正の必要性はない。それ故、Ｕ相電流のみを修正する（Ｓ１３）。この場合には式の右辺が高精度に温度補正できる変数のみとなるので簡単に修正できる。 If it is determined in S11 that the number of phases of the positive current is 1 (S12), the current for the phase of the positive current is corrected. That is, when the U-phase current has a positive polarity, the V-phase current and the W-phase current having a negative polarity can be temperature-corrected with high accuracy and need not be corrected. Therefore, only the U-phase current is corrected (S13). In this case, the right side of the equation is only a variable that can be temperature-corrected with high accuracy, and can be easily corrected.
Ｉuc＝−（Ｉvm＋Ｉwm）
但し、Ｉuc：修正後のＵ相電流、Ｉvm：Ｖ相電流（温度補正後）、Ｉwm：Ｗ相電流（温度補正後）である。
I uc =-(I vm + I wm )
However, I uc : U-phase current after correction, I vm : V-phase current (after temperature correction), I wm : W-phase current (after temperature correction).
同様に正極性電流相数が１と判定された場合（Ｓ１２）において、Ｖ相電流が正極性の場合には負極性となるＷ相電流およびＵ相電流は高精度に温度補正できるるので修正の必要性はない。それ故、Ｖ相電流のみを修正する（Ｓ１４）。 Similarly, when the number of positive current phases is determined to be 1 (S12), if the V-phase current is positive, the W-phase current and U-phase current, which are negative, can be corrected with high accuracy. There is no need. Therefore, only the V-phase current is corrected (S14).
Ｉvc＝−（Ｉwm＋Ｉum）
但し、Ｉvc：修正後のＶ相電流、Ｉwm：Ｗ相電流（温度補正後）、Ｉum：Ｕ相電流（温度補正後）である。
I vc = − (I wm + I um )
However, I vc : V-phase current after correction, I wm : W-phase current (after temperature correction), I um : U-phase current (after temperature correction).
同様に正極性電流相数が１と判定された場合（Ｓ１２）において、Ｗ相電流が正極性の場合には負極性となるＵ相電流およびＶ相電流は高精度に温度補正できるので修正の必要性はない。それ故、Ｗ相電流のみを修正する（Ｓ１５）。 Similarly, when the number of positive current phases is determined to be 1 (S12), when the W phase current is positive, the negative U phase current and V phase current can be corrected with high accuracy. There is no need. Therefore, only the W-phase current is corrected (S15).
Ｉwc＝−（Ｉum＋Ｉwm）
但し、Ｉwc：修正後のＷ相電流、Ｉum:Ｕ相電流（温度補正後）、Ｉvm：Ｖ相電流（温度補正後）である。
I wc = − (I um + I wm )
However, I wc : W phase current after correction, I um: U phase current (after temperature correction), I vm : V phase current (after temperature correction).
次に、Ｓ１１の判定で、正極性電流相数が２の場合（Ｓ１６）において、Ｕ相電流とＶ相電流とが正極性の場合には、負極性となるＷ相電流は高精度に温度補正できるので修正の必要性はない。それ故、Ｕ相電流とＶ相電流とが修正の対象となる。この場合には式の右辺が高精度に温度補正できる変数のみとはならないので簡単には修正できない。このため、高精度のＷ相電流の極性を判定させた電流を修正対象となるＵ相電流とＶ相電流の計測値の比を用いて比例配分することで修正する（Ｓ１７）。 Next, in the determination of S11, when the number of positive current phases is 2 (S16), when the U phase current and the V phase current are positive, the W phase current having a negative polarity is accurately detected. Since it can be corrected, there is no need for correction. Therefore, the U-phase current and the V-phase current are to be corrected. In this case, the right side of the equation is not the only variable that can be temperature-corrected with high accuracy, and cannot be easily corrected. For this reason, it corrects by distributing proportionally using the ratio of the measured value of the U phase current used as correction object, and V phase current for which the polarity of the highly accurate W phase current was judged (S17).
Ｉuc＝−Ｉwm＊Ｉum／（Ｉum＋Ｉvm）
Ｉvc＝−Ｉwm＊Ｉvm／（Ｉum＋Ｉvm）
但し、Ｉuc：修正後のＵ相電流、Ｉvc：修正後のＶ相電流、Ｉum：Ｕ相電流（温度補正後）、Ｉvm：Ｖ相電流（温度補正後）である。
I uc = −I wm * I um / (I um + I vm )
I vc = −I wm * I vm / (I um + I vm )
Where I uc : U phase current after correction, I vc : V phase current after correction, I um : U phase current (after temperature correction), I vm : V phase current (after temperature correction).
同様に、正極性電流相数が２の場合（Ｓ１６）において、Ｖ相電流とＷ相電流とが正極性の場合には、負極性となるＵ相電流は高精度に温度補正できるので修正の必要性はない。それ故、Ｖ相電流とＷ相電流とが修正の対象となる。この場合には式の右辺が高精度に温度補正できる変数のみとはならないので簡単には修正できない。このため、高精度のＵ相電流の極性を判定させた電流を修正対象となるＶ相電流とＷ相電流の計測値の比を用いて比例配分することで修正する（Ｓ１８）。 Similarly, when the number of positive current phases is 2 (S16) and the V phase current and the W phase current are positive, the negative U phase current can be temperature-corrected with high accuracy. There is no need. Therefore, the V-phase current and the W-phase current are to be corrected. In this case, the right side of the equation is not the only variable that can be temperature-corrected with high accuracy, and cannot be easily corrected. For this reason, it corrects by distributing proportionally using the ratio of the measured value of the V-phase current and W-phase current used as correction object for the current which judged the polarity of U phase current with high precision (S18).
Ｉvc＝−Ｉum＊Ｉvm／（Ｉvm＋Ｉwm）
Ｉwc＝−Ｉum＊Ｉwm／（Ｉvm＋Ｉwm）
但し、Ｉvc：修正後のＶ相電流、ＩWc：修正後のＷ相電流、Ｉvm：Ｖ相電流（温度補正後）、Ｉwm：Ｗ相電流（温度補正後）である。
I vc = −I um * I vm / (I vm + I wm )
I wc = −I um * I wm / (I vm + I wm )
Where I vc is the corrected V-phase current, I Wc is the corrected W-phase current, I vm is the V-phase current (after temperature correction), and I wm is the W-phase current (after temperature correction).
同様に、正極性電流相数が２の場合（Ｓ１６）において、Ｗ相電流とＵ相電流とが正極性の場合には、負極性となるＶ相電流は高精度に温度補正できるので修正の必要性はない。それ故、Ｗ相電流とＵ相電流とが修正の対象となる。この場合には式の右辺が高精度に温度補正できる変数のみとはならないので簡単には修正できない。このため、高精度のＶ相電流の極性を判定させた電流を修正対象となるＷ相電流とＵ相電流の計測値の比を用いて比例配分することで修正する（Ｓ１９）。 Similarly, when the number of positive polarity current phases is 2 (S16) and the W phase current and the U phase current are positive polarity, the negative phase V phase current can be temperature-corrected with high accuracy. There is no need. Therefore, the W-phase current and the U-phase current are to be corrected. In this case, the right side of the equation is not the only variable that can be temperature-corrected with high accuracy, and cannot be easily corrected. For this reason, it corrects by distributing proportionally using the ratio of the measured value of the W-phase current and the U-phase current to be corrected for the current that has determined the polarity of the V-phase current with high accuracy (S19).
Ｉwc＝−Ｉvm＊Ｉwm／（Ｉwm＋Ｉum）
Ｉuc＝−Ｉvm＊Ｉum／（Ｉwm＋Ｉum）
但し、Ｉwc：修正後のＷ相電流、Ｉuc：修正後のＵ相電流、Ｉwm：Ｗ相電流（温度補正後）、Ｉum：Ｕ相電流（温度補正後）である。
I wc = −I vm * I wm / (I wm + I um )
I uc = −I vm * I um / (I wm + I um )
However, I wc : W phase current after correction, I uc : U phase current after correction, I wm : W phase current (after temperature correction), I um : U phase current (after temperature correction).
以下、図２および図３の構成が必要な理由を説明する。ここで、以下の説明においては、主回路素子１８がＩＧＢＴ（スイッチング素子Ｑ）とダイオードＤにより構成されたインバータ１２の例を説明するが、主回路素子１８がＦＥＴ（スイッチング素子Ｑ）とダイオードＤにより構成されたインバータにも適用できる。
Hereinafter, the reason why the configurations of FIGS. 2 and 3 are necessary will be described. Here, in the following description, an example of the
図４にはＩＧＢＴとダイオードにより構成された３相インバータの内の１つのアーム（Ｕ相）の低電位側主回路素子（アームの下側の主回路素子）１８の導通時電圧降下（オン電圧）とインバータ出力電流の関係が示してある。 FIG. 4 shows a voltage drop (ON voltage) when the low potential side main circuit element (main circuit element below the arm) 18 of one arm (U phase) of the three-phase inverter composed of IGBT and diode is turned on. ) And the inverter output current.
この例では、Ｙ型結線された負荷（モータ）電流との関係を、冷却水温をパラメータとして測定した結果の一例を示しており、この図では測定データを近似曲線形式に変換したものである。 In this example, an example of the result of measuring the relationship with the load (motor) current connected in the Y-type using the cooling water temperature as a parameter is shown. In this figure, the measurement data is converted into an approximate curve format.
この図４において、オン電圧が正でインバータ出力電流（負荷電流）が負極性（インバータ１２からモータ１４に電流が出力されている極性）の領域（図における右側）がスイッチング素子Ｑ（ＩＧＢＴ）の導通時電圧降下に対応し、オン電圧が負で負荷電流が正極性の領域（図における左側）がダイオードＤの導通時電圧降下に対応する。この図より、負荷電流に対する温度の影響は、負荷電流が正極性の領域において、負極性の領域より、大きいことが分かる。
In FIG. 4, the region (right side in the figure) in which the ON voltage is positive and the inverter output current (load current) is negative (the polarity in which current is output from the
この図４のようなオン電圧と負荷電流の関係を予めマップや、数式として記憶しておくことで、制御部２０においてオン電圧を負荷電流に変換することができる。なお、このオン電圧から負荷電流への換算、負荷電流の極性が正であるか負であるか判定する相数判定部２０ｅにおいて極性を判定してから、その判定結果に基づいてその正極性若しくは負極性領域専用の近似曲線を適用して負荷電流に変換する方法を採ってもよいし、負荷電流の正・負の両領域に亘って適用できる近似曲線を適用して負荷電流に変換する方法を採ってもよい。
By storing the relationship between the on-voltage and the load current as shown in FIG. 4 in advance as a map or a mathematical expression, the
このように、３相インバータ１２のすべて（３つ）のアームからの負荷電流を流す主回路素子１８（スイッチング素子ＱまたはダイオードＤ）の導通時電圧降下（オン電圧）を３相の負荷電流に換算する。このときに、インバータ主回路素子１８の導通時電圧降下（オン電圧）と負荷電流との関係には、主回路素子として用いている半導体素子（ＩＧＢＴやＦＥＴおよびダイオード）の特性がそのまま現れてくる。
In this way, the voltage drop (ON voltage) during conduction of the main circuit element 18 (switching element Q or diode D) through which the load current from all (three) arms of the three-
半導体素子の導通時電圧降下（オン電圧）には個体間差と温度依存性があり、さらには温度依存性自体にも個体間差がある。こうした誤差要因を無視して、一律な較正曲線を用いて主回路素子の導通時電圧降下（オン電圧）から負荷電流に変換すれば、大きな誤差が持ち込まれることになる。こうした一律な較正曲線を用いて負荷電流に変換する安易な方法は、精密に負荷電流を制御しなければならない用途には適さない。 The voltage drop (ON voltage) during conduction of the semiconductor element has an individual difference and temperature dependence, and further, the temperature dependence itself has an individual difference. If these error factors are ignored and a uniform calibration curve is used to convert the voltage drop (ON voltage) when the main circuit element is on into the load current, a large error is introduced. Such a simple method of converting to load current using a uniform calibration curve is not suitable for applications where the load current must be precisely controlled.
一方、各半導体素子毎、素子温度毎に較正曲線を予め測定しておけば、導通時電圧降下（オン電圧）から負荷電流に変換するときに高精度な変換が期待できる。そうすれば、精密に負荷電流を制御しなければならない用途にも適する。しかし、こうした丁寧な方法は較正曲線の測定に多大な設備や人工を必要とするので高コスト化するという弊害を招き易い。自動車への応用を始めとする産業的な利用を目指す立場では、精度とコストのバランスを取ることが極めて重要である。 On the other hand, if a calibration curve is measured in advance for each semiconductor element and for each element temperature, highly accurate conversion can be expected when converting from a voltage drop during conduction (on voltage) to a load current. If so, it is also suitable for applications where the load current must be precisely controlled. However, such a polite method is liable to cause an adverse effect of increasing the cost because it requires a large amount of equipment and man-made to measure the calibration curve. From the standpoint of industrial use such as application to automobiles, it is extremely important to balance accuracy and cost.
一般に半導体素子の導通時電流と電圧降下（オン電圧）の対応関係は、主に半導体素子内のｐｎ接合部の温度に支配されていることが知られている。それ故、電圧降下（オン電圧）の温度依存性を的確に補正して、負荷電流に精密に変換しようとすれば素子内のｐｎ接合部の温度を測定する必要がある。こうした目的にも使用することができるように、大容量インバータ用主回路素子（ＩＧＢＴ）には半導体素子内に測温用の素子（ダイオード）を埋め込んであるものもあることが知られている。この測温用ダイオードを用いて半導体素子の温度を測定すれば、ｐｎ接合部の温度変化に対する遅れ時間も短く、温度差も小さいので、高速で高精度な測定結果を得ることが期待できる。この半導体素子温度に従った較正曲線を用いて導通時電圧降下（オン電圧）から負荷電流に変換すれば、最も高精度な変換結果を得ることが期待できる。但し、主回路素子のｐｎ接合温度は負荷電流の増減波形（モータの場合には正弦波駆動されることが多い）に伴って短時間内に昇降を無数に繰り返すものなので、応答性の速い測定部を用意する必要がある。また、三相用インバータには３つのアームがあり、低電位側だけで考えても６つの半導体素子（ＩＧＢＴおよびダイオード）が組みつけられている。これら６つの半導体素子の電流は瞬時には個別に異なっており、必然的にｐｎ接合温度も瞬時には個別に異なっているので、１つの半導体素子で測定した素子温度を他の素子に流用することはできない。それ故６つの半導体素子（ＩＧＢＴまたはＦＥＴおよびダイオード）すべてに測温用素子を埋め込んでおく必要性が生ずると共に、その出力信号を処理する部も６チャンネル分必要になる。こうした６つの半導体素子個々の瞬時に温度を測定する構成にすれば、必然的に高精度な温度把握と電流変換結果を得ることが期待できるので、高精度を求める立場からすると望ましい方法であることは確かである。 In general, it is known that the correspondence between the current during conduction of a semiconductor element and the voltage drop (ON voltage) is mainly governed by the temperature of the pn junction in the semiconductor element. Therefore, if the temperature dependency of the voltage drop (ON voltage) is accurately corrected and converted into a load current precisely, it is necessary to measure the temperature of the pn junction in the element. It is known that some main circuit elements (IGBTs) for large-capacity inverters have a temperature measuring element (diode) embedded in a semiconductor element so that they can be used for such purposes. If the temperature of the semiconductor element is measured using this temperature measuring diode, the delay time with respect to the temperature change of the pn junction is short and the temperature difference is small, so that it can be expected to obtain a high-speed and highly accurate measurement result. If conversion from a voltage drop during conduction (on voltage) to a load current is performed using a calibration curve according to the semiconductor element temperature, the most accurate conversion result can be expected. However, the pn junction temperature of the main circuit element repeats ascending and descending innumerably within a short period of time along with the increase / decrease waveform of the load current (which is often driven by a sine wave in the case of a motor). It is necessary to prepare a department. Further, the three-phase inverter has three arms, and six semiconductor elements (IGBT and diode) are assembled even if only the low potential side is considered. Since the currents of these six semiconductor elements are instantaneously different from each other, and the pn junction temperature is also inevitably different from each other, the element temperature measured by one semiconductor element is diverted to other elements. It is not possible. Therefore, it becomes necessary to embed a temperature measuring element in all six semiconductor elements (IGBT or FET and diode), and a section for processing the output signal is also required for six channels. Such a configuration that instantaneously measures the temperature of each of the six semiconductor elements can inevitably be expected to obtain a highly accurate temperature grasp and current conversion result, which is a desirable method from the standpoint of seeking high accuracy. Is certain.
しかし、こうした丁寧な方法は、一方で高コストになり易い方法であることも否めない。この精度向上とコスト低下のジレンマを解決する方法が望まれていたが、技術的困難さから自動車などの民生分野では主回路素子の導通時電圧降下（オン電圧）から負荷電流への変換が実現できた例はこれまでない。 However, such a polite method cannot be denied that it tends to be expensive. A method to solve this dilemma of accuracy improvement and cost reduction was desired, but conversion from voltage drop (ON voltage) during conduction of main circuit elements to load current was realized in consumer fields such as automobiles due to technical difficulties. There has never been an example.
こうした要請に応えるべく、本実施形態では主回路素子１８の導通時電圧降下（オン電圧）から負荷電流への変換時における精度向上とコスト低下のジレンマを解決する新しい手法を採用している。以下、この手法について説明する。
In order to meet such a demand, the present embodiment employs a new technique for solving the dilemma of accuracy improvement and cost reduction when converting the voltage drop (ON voltage) of the
半導体素子のｐｎ接合部の温度に起因する導通時電圧降下（オン電圧）の温度依存性を補正するための温度情報として、インバータ出力（すなわち、負荷）電流の変化波形に追随して高速度に変化する半導体素子温度でなく、半導体素子と放熱の主体となる冷却水までの経路の途上にありながらも高速な温度変化に追随しない半導体素子から離れた部分の温度を採り上げることにした。 As temperature information for correcting the temperature dependency of the voltage drop (ON voltage) during conduction caused by the temperature of the pn junction of the semiconductor element, the change speed of the inverter output (ie, load) current follows the change waveform at high speed. Instead of the changing temperature of the semiconductor element, the temperature of the part away from the semiconductor element that does not follow the high-speed temperature change while being on the path to the semiconductor element and the cooling water that is the main body of heat dissipation is taken up.
こうした条件を満たす放熱経路のうちの一例として、インバータ１２の冷却水温に着目した。冷却水温と半導体素子のｐｎ接合部との温度差は、半導体素子を流れる電流による損失電力と、その損失電力による発熱を冷却水まで逃がす経路となる半導体素子（チップ）内部や放熱用部材等の各部の熱抵抗や熱容量により支配されている。個々の半導体素子を流れる電流も時々刻々と変化しているので、ｐｎ接合部の温度も時々刻々と変化している。それ故、従来の定説では、冷却水温を用いて導通時電圧降下（オン電圧）の温度依存性を補正しようとしても、時々刻々と変化するｐｎ接合部の温度を高精度に推測することは困難であり、必然的に高精度な補正結果を得ることは到底困難であり、産業上で有用な結果が得られることは有り得ないと考えられていた。
As an example of the heat dissipation path satisfying these conditions, the cooling water temperature of the
しかし、我々の考察によれば、負荷電流とインバータ主回路用半導体素子の導通時電圧降下（オン電圧）の較正曲線の１本ずつが特定のｐｎ接合部温度に対応している必要はないものと考えられる。夫々の較正曲線上において、負荷電流の小さい領域では半導体素子部での発熱量が少ないので、ｐｎ接合部温度と冷却水温との差は比較的小さい。一方、同じ較正曲線上であっても電流の大きい領域では半導体素子部での発熱量が多いので、ｐｎ接合部温度と冷却水温との差も比較的大きい。このように、冷却水温毎に測定された較正曲線の１本づつに、ｐｎ接合部温度の面で見れば比較的低い部分から比較的高い部分までが連続的に含まれているが、これは導通時電圧降下（オン電圧）から負荷電流に変換する上では障害にはならないものと考えられる。 However, according to our consideration, each of the calibration curves of the load current and the voltage drop (ON voltage) during conduction of the semiconductor element for the inverter main circuit need not correspond to a specific pn junction temperature. it is conceivable that. On each calibration curve, since the amount of heat generated in the semiconductor element portion is small in the region where the load current is small, the difference between the pn junction temperature and the cooling water temperature is relatively small. On the other hand, even in the same calibration curve, since the amount of heat generated in the semiconductor element portion is large in the region where the current is large, the difference between the pn junction temperature and the cooling water temperature is relatively large. In this way, each of the calibration curves measured for each cooling water temperature includes continuously from a relatively low part to a relatively high part in terms of the pn junction temperature, It is considered that there is no obstacle to the conversion from the voltage drop (ON voltage) during conduction to the load current.
半導体素子の個体毎に負荷電流に対する導通時電圧降下（オン電圧）の較正曲線の冷却水温依存性を測定しなければならないとすると、かなりのコスト高を招くので、低コストが必須な自動車を始めとする民生的用途には適さない。上述の如く、導通時電圧降下（オン電圧）の温度依存性を無視したのでは高精度な電流（変換結果）を得ることは望むべくもなく、その一方で個別に温度依存性を測定することもコスト的に無理であり、このジレンマを打開するには、ある冷却水温度（実用的には常温とするのが便利）で半導体素子の個体毎に測定した較正曲線を一律に用いて導通時電圧降下（オン電圧）から負荷電流に変換すると共に、較正曲線作成時の冷却水温度とインバータ運用時の冷却水温度との差に起因する温度依存誤差分を、半導体素子種類毎の平均的な温度依存性で補正する方法しかない。 If it is necessary to measure the cooling water temperature dependence of the calibration curve of the voltage drop during conduction (on voltage) with respect to the load current for each individual semiconductor element, it will lead to a considerable cost increase. It is not suitable for consumer use. As described above, ignoring the temperature dependence of the voltage drop (ON voltage) during conduction cannot be expected to obtain a highly accurate current (conversion result), while measuring the temperature dependence individually. In order to overcome this dilemma, the calibration curve measured for each individual semiconductor element at a certain cooling water temperature (practically convenient for room temperature) should be used uniformly. In addition to converting the voltage drop (ON voltage) to load current, the temperature-dependent error due to the difference between the cooling water temperature at the time of calibration curve creation and the cooling water temperature at the inverter operation is averaged for each type of semiconductor element. There is only a correction method based on temperature dependence.
本実施形態では、図５に示すように、温度計２２として、各主回路素子１８の温度を直接計測するのではなく、冷却水などの温度を計測する。
In the present embodiment, as shown in FIG. 5, the temperature of each
すなわち、主回路素子１８は基板２６に実装されており、この基板２６には、金属製のヒートシンク２８が接続されている。そしてヒートシンク２８には、その内部に冷却液が循環されている。この冷却液は、冷却液貯槽３０からポンプ３４によって、循環パイプ３２を介し、ヒートシンク２８に循環される。
That is, the
そこで、温度計２２−１では、循環経路（循環パイプ３２）内の冷却液の温度を検出し、温度計２２−２では、冷却液貯槽３０内の冷却液の温度を検出する。これらの温度計２２−１、２２−２で計測される温度は、主回路素子１８の温度そのものではないが、両者には直接の関係があり、これら温度計２２−１、２２−２によって計測した温度に基づいて、主回路素子のオン電圧から負荷電流への変換を効果的に変換することができる。
Therefore, the thermometer 22-1 detects the temperature of the coolant in the circulation path (circulation pipe 32), and the thermometer 22-2 detects the temperature of the coolant in the
図６には、冷却水温を１０℃〜６０℃の範囲で１０℃毎に変化させて測定したモータ電流と導通時電圧降下（オン電圧）のデータを用いて、導通時電圧降下（オン電圧）からモータ電流に一律較正曲線を用いて変換した値をＹ軸に、比較用の磁気式電流センサで測定したモータ電流をＸ軸にとって、冷却水温毎に示した近似曲線を示す。ここで、一律較正曲線とは、使用温度域（１０℃〜６０℃）の平均冷却水温（３５℃）での較正曲線を指している。同図においてＸ軸およびＹ軸のモータ１４の電流の正極性の領域（電流値が正である右上の領域）がダイオードの導通時電圧降下（オン電圧）からモータ電流に変換された部分であり、負極性の領域（電流値が負である左下の領域）がＩＧＢＴの導通時電圧降下（オン電圧）からモータ電流に変換された部分である。
FIG. 6 shows the voltage drop during conduction (on voltage) using the motor current and the voltage drop during conduction (on voltage) data measured by changing the cooling water temperature every 10 ° C. in the range of 10 ° C. to 60 ° C. The approximate curve shown for every cooling water temperature is shown for the motor current measured by the magnetic current sensor for a comparison with the value converted into the motor current using the uniform calibration curve on the Y axis, and the X axis. Here, the uniform calibration curve refers to a calibration curve at the average cooling water temperature (35 ° C.) in the operating temperature range (10 ° C. to 60 ° C.). In the same figure, the positive polarity region (the upper right region where the current value is positive) of the X-axis and Y-
上述の図４に示した如く、モータ電流と導通時電圧降下（オン電圧）の較正曲線は冷却水温毎に異なっているものであり、無理に一律較正曲線を用いて変換すれば図７の如く温度依存性が顕在化し、誤差（磁気式電流センサで測定したモータ電流との差）が大きくなるのは当然である。なお、図７の横軸は磁気式電流センサで求めたモータ電流でなく、図４の平均冷却水温（３５℃）での較正曲線から求めたモータ電流であるが、値は磁気式電流センサから求めたモータ電流と対応する値なので図６のＸ軸変数の差異は無視しても実用上の支障はない。 As shown in FIG. 4 described above, the calibration curve for the motor current and the voltage drop during conduction (on voltage) is different for each cooling water temperature. If it is forcibly converted using the uniform calibration curve, the calibration curve is as shown in FIG. Naturally, the temperature dependence becomes obvious and the error (difference from the motor current measured by the magnetic current sensor) increases. The horizontal axis in FIG. 7 is not the motor current obtained by the magnetic current sensor, but the motor current obtained from the calibration curve at the average cooling water temperature (35 ° C.) in FIG. Since the value corresponds to the obtained motor current, there is no practical problem even if the difference in the X-axis variable in FIG. 6 is ignored.
図より明らかなように、ダイオードの導通時電圧降下（オン電圧）から変換されたモータ電流の正極性の領域での温度依存性は大きいが、ＩＧＢＴの導通時電圧降下（オン電圧）から変換されたモータ電流の負極性の領域での温度依存性は比較的小さい。 As is apparent from the figure, the temperature dependence of the motor current converted from the voltage drop (ON voltage) during diode conduction in the positive polarity region is large, but it is converted from the voltage drop (ON voltage) during IGBT conduction. The temperature dependence of the motor current in the negative polarity region is relatively small.
図８には図６の平均的温度依存性補正曲線を適用して補正した結果を示す。上述のように、測定対象アームの半導体素子固有の温度依存性補正曲線を使用して補正したのではなく、平均的温度依存性補正曲線を適用して補正したのであるから完璧に補正されるわけではない。しかし、この図を見ると明らかなように、ＩＧＢＴの導通時電圧降下（オン電圧）から変換された負極性のモータ電流領域では温度依存性の補正が非常によく利いていることが分かる。一方、ダイオードの導通時電圧降下（オン電圧）から変換された正極性のモータ電流領域でも温度依存性が補正される方向であることは確かなのだが、図７の誤差に対して１／２程度にしか低減されておらず、不十分と考えられる。ここではＵ相の結果について例示したが、他の相の結果も同様であり、測定した限りのすべての結果が同様であった。 FIG. 8 shows the result of correction by applying the average temperature dependence correction curve of FIG. As described above, it is not corrected using the temperature dependency correction curve specific to the semiconductor element of the arm to be measured, but is corrected by applying an average temperature dependency correction curve, so that it is corrected completely. is not. However, as is apparent from this figure, it can be seen that correction of temperature dependence is very effective in the negative motor current region converted from the voltage drop (ON voltage) when the IGBT is turned on. On the other hand, although it is certain that the temperature dependence is corrected even in the positive motor current region converted from the voltage drop (ON voltage) during conduction of the diode, it is about 1/2 of the error in FIG. However, it is considered to be insufficient. Although the results of the U phase are illustrated here, the results of the other phases are also the same, and all the results are the same as long as they are measured.
そこで、本実施形態では、図８に示すように、温度依存性の補正がよく利くことが判明したＩＧＢＴの導通時電圧降下（オン電圧）から変換された負極性のモータ電流測定値を用いて、必ずしも十分な温度依存性の補正の利かないダイオードの導通時電圧降下（オン電圧）から変換された正極性のモータ電流を修正する。 Therefore, in the present embodiment, as shown in FIG. 8, using a negative motor current measurement value converted from a voltage drop (ON voltage) at the time of conduction of an IGBT that has been found to be well corrected for temperature dependence. The positive motor current converted from the voltage drop (ON voltage) during conduction of the diode that does not necessarily have sufficient correction of temperature dependence is corrected.
すなわち、図３に示すように、正極性電流の相数を判定し、正極性電流について、負極性電流を用いて修正する。これによって、正極性電流の不正確な部分を修正してより正確な主回路素子オン電圧を用いた負荷電流の検出が行える。 That is, as shown in FIG. 3, the number of phases of the positive current is determined, and the positive current is corrected using the negative current. As a result, an inaccurate portion of the positive current can be corrected to detect the load current using the more accurate main circuit element on-voltage.
すなわち、スイッチング素子Ｑの温度を考慮するとともに、負荷電流として、正極性電流の流れる相数に応じて、スイッチング素子Ｑのオン電圧から負荷電流への変換を変更することで、負荷電流の検出精度を向上することができる。 That is, the load current detection accuracy is considered by considering the temperature of the switching element Q and changing the conversion from the on-voltage of the switching element Q to the load current according to the number of phases through which the positive current flows as the load current. Can be improved.
このように、主回路素子としてＩＧＢＴ（ＦＥＴ）およびダイオードを並列接続したインバータにおいて、主回路素子の導通時電圧降下によってインバータ出力電流（負荷電流）を測定しようとすると、インバータ出力電流（負荷電流）の極性によって測定精度が大きく異なる。すなわち、ＩＧＢＴ（ＦＥＴ）側の導通時電圧降下からインバータ出力電流（負荷電流）（負極性）を求めるときには比較的高い精度を得ることが可能である。一方、ダイオード側の導通時電圧降下からインバータ出力電流（負荷電流）（正極性）を求めるときには比較的誤差が大きくなり易い。この理由は、ＩＧＢＴ（ＦＥＴ）の導通時電圧降下と負荷電流の関係に対する温度依存性が比較的小さいことと、温度依存性のＩＧＢＴ（ＦＥＴ）個体間バラツキが小さいために、平均的な温度特性に基づく温度補正が効果的に利くためである。一方、ダイオードの導通時電圧降下と負荷電流の関係に対する温度依存性が比較的大きいことと、温度依存性のダイオード個体間バラツキが大きいために平均的な温度特性に基づく温度補正が効果的に利かないためである。 Thus, in an inverter in which an IGBT (FET) and a diode are connected in parallel as a main circuit element, when an inverter output current (load current) is measured by a voltage drop when the main circuit element is conductive, the inverter output current (load current) The measurement accuracy varies greatly depending on the polarity. That is, when obtaining the inverter output current (load current) (negative polarity) from the voltage drop during conduction on the IGBT (FET) side, it is possible to obtain a relatively high accuracy. On the other hand, when the inverter output current (load current) (positive polarity) is obtained from the voltage drop during conduction on the diode side, the error tends to be relatively large. The reason for this is that the temperature dependence on the relationship between the voltage drop during conduction of the IGBT (FET) and the load current is relatively small, and the variation between individual IGBTs (FET) is small. This is because the temperature correction based on is effective. On the other hand, the temperature dependence on the relationship between the voltage drop during conduction of the diode and the load current is relatively large, and the temperature dependence of individual diode variations is large, so temperature correction based on average temperature characteristics is effective. It is because there is not.
本実施形態によれば、比較的高い精度を得ることが可能なＩＧＢＴ側の導通時電圧降下から求めた負荷電流（負極性）を用いて、比較的誤差が大きくなり易いダイオード側の導通時電圧降下から求めた負荷電流（正極性）を補正するので、負荷電流の極性に拘わらず、比較的高い精度を得ることが可能となるので、インバータを用いた負荷電流の制御精度の向上に寄与することができる。 According to the present embodiment, the conduction voltage on the diode side, on which the error tends to be relatively large, using the load current (negative polarity) obtained from the IGBT side conduction voltage drop capable of obtaining relatively high accuracy. Since the load current (positive polarity) obtained from the drop is corrected, it is possible to obtain a relatively high accuracy regardless of the polarity of the load current, which contributes to the improvement of the load current control accuracy using the inverter. be able to.
「第２実施形態」
インバータ１２は、スイッチング素子Ｑを順次スイッチングして、負荷電流を出力している。三相のモータに供給する場合には、基本的にインバータ１２の各アームからの出力は三相の正弦波となる。なお、通常の場合、正弦波の出力は、ＰＷＭ制御で近似され、また始動時等の高負荷時においては矩形波制御が利用される。
“Second Embodiment”
The
このようなインバータ１２の制御において、各スイッチング素子Ｑのオン電圧を検出する場合、そのタイミングにより、正確なオン電圧が検出するできるかどうかが、決定されることが分かった。
In such control of the
本実施形態では、オン電圧が安定しているときを検出して、そのタイミングでオン電圧を検出することで、正確な負荷電流検出を可能とする。 In the present embodiment, it is possible to detect the load current accurately by detecting when the on-voltage is stable and detecting the on-voltage at that timing.
図９には、本実施形態に係る制御部２０基本構成を示す。このように、本実施形態では、主回路素子１８が導通時であるかどうかを判定すると共に、導通時の電圧降下が安定な期間であるかどうかを判定する安定期間判定部２０ｈと、その判定結果に基づいて主回路素子１８の導通時電圧降下を取り込むオン電圧取り込み部２０ｉとからなっている。
FIG. 9 shows a basic configuration of the
このように、本実施形態では、安定期間判定部２０ｈにおいて、計測しようとする主回路素子１８の導通時電圧降下（オン電圧）が安定しているかを判定する。この安定期か否かの判定は、各相のスイッチング素子のオンオフの切り換えタイミングを参照して決めることが好適である。そして、検出した安定期間についての情報をオン電圧取り込み部２０ｉに供給する。従って、オン電圧取り込み部２０ｉにおいては、供給された情報に基づき、主回路素子のオン電圧が安定しているときにオン電圧を検出する。これによって、より正確な主回路素子１８のオン電圧の検出が行える。
As described above, in the present embodiment, the stable
また、図１０には、上述の図９の構成において、各相中点高低判定部２０ｊをさらに有し、各相中点高低判定部２０ｊの判定結果に基づいて安定期間判定部２０ｈが主回路素子導通時の安定期間であるかどうかを判定する構成を示してある。
In addition, FIG. 10 further includes each phase midpoint level determination unit 20j in the configuration of FIG. 9 described above, and the stable
各相アーム中点電圧は、スイッチング素子Ｑのオンオフにより、高低を繰り返す。各相中点高低判定部２０ｊは、高低の変化状態を検出する。そして、この検出結果に従って、電圧取り込み部２０ｉは、他の相のアーム中点の高低変化がない状態で、各相の主回路素子１８の導通時電圧降下を計測するよう制御する。これによって、より正確な主回路素子１８の導通時電圧降下（オン電圧）の計測が行える。
Each phase arm midpoint voltage repeats high and low by switching element Q on and off. Each phase midpoint level determination unit 20j detects a level change state. Then, according to the detection result, the voltage capturing unit 20i performs control so as to measure a voltage drop during conduction of the
すなわち、従来の定説では、ステータコイル（モータ巻線）１４Ｕ、１４Ｖ、１４Ｗは、大きなインダクタンス成分を有し、インダクタンスの特性としてインバータ制御周期（約２００μｓ程度）のような非常に短い時間内に電流が急変することは有り得ず、他のアーム中点電位の高低に拘わらず、あるインバータアームの低電位側スイッチング素子Ｑが導通状態であれば、そのアームの低電位側導通時電圧降下を測定してモータ電流に変換することは可能と考えられていた。 That is, according to the conventional theory, the stator coils (motor windings) 14U, 14V, and 14W have large inductance components, and the current is within a very short time such as an inverter control cycle (about 200 μs) as a characteristic of the inductance. If the low potential side switching element Q of a certain inverter arm is in a conductive state regardless of the level of the midpoint potential of another arm, the voltage drop during the low potential side conduction of that arm is measured. It was thought that it could be converted into motor current.
ここで、主回路素子１８の電圧降下の計測対象として、インバータアームの低電位側スイッチング素子Ｑでなく高電位側スイッチング素子Ｑとすることも可能である。
Here, as a measurement target of the voltage drop of the
しかし、詳細な実験的検討の結果、あるインバータアームの低電位側スイッチング素子Ｑの導通状態が維持されている期間においても、他のアーム中点電位の高低が操作されると導通時電圧降下（すなわち、モータ電流）が急変し、モータ電流に正しく変換することはできないことが判明した。このことから、モータ巻線の等価回路をインダクタンス成分のみで代表させる従来の定説では、インバータアーム中点電位操作時のモータ電流の変化を考察するには不十分なものであることを見出した。このため、モータ巻線の等価回路としてインダクタンス成分だけでなく、巻線に並列に浮遊（静電）容量成分が接続されていると考える必要があることが分かった。こうした精密化した等価回路によれば短時間内のモータ電流の急変も説明できるようになる。 However, as a result of detailed experimental investigation, even when the conduction state of the low-potential side switching element Q of an inverter arm is maintained, the voltage drop during conduction ( That is, it has been found that the motor current) changes suddenly and cannot be correctly converted into a motor current. From this, it has been found that the conventional theory that represents the equivalent circuit of the motor winding only by the inductance component is insufficient for considering the change in the motor current when the inverter arm midpoint potential is operated. For this reason, it has been found that it is necessary to consider not only an inductance component but also a floating (electrostatic) capacitance component connected in parallel to the winding as an equivalent circuit of the motor winding. Such a refined equivalent circuit can also explain sudden changes in motor current within a short time.
このように、注目している以外のアーム中点電位の高低が操作されると導通時電圧降下（すなわち、モータ電流）が急変することの必然性が明確になったことからその対策としては、あるアームの導通時電圧降下の測定中には他のアーム中点電位の高低を操作しないようにすべきことが導かれる。但し、通常インバータは所定の交流電圧（若しくは電流）を得るようにパルス幅変調（ＰＷＭ）されているものであり、あるアームの導通時電圧降下の測定中だからといって、他のアーム中点電位の高低操作を禁止すれば本来得ようとする交流電圧（若しくは電流）の制御を乱すことになりかねない。 As described above, since the necessity of sudden change in the voltage drop during conduction (that is, motor current) when the level of the arm midpoint potential other than the attention is manipulated is clarified. During the measurement of the voltage drop during arm conduction, it is derived that the level of the other midpoint potentials should not be manipulated. However, the inverter is normally pulse width modulated (PWM) so as to obtain a predetermined AC voltage (or current), and because the voltage drop at the time of conduction of one arm is being measured, the level of the midpoint potential of the other arm is high or low. If the operation is prohibited, the control of the AC voltage (or current) that is originally intended to be obtained may be disturbed.
そこで、各相中点高低判定部２０ｊにおいて、他の層の中点高低変化のない状態で、対象となる主回路素子１８の導通時電圧降下を計測することで、正確な電機子電流を検出することが可能となる。
Therefore, in each phase midpoint level determination unit 20j, an accurate armature current is detected by measuring the voltage drop during conduction of the target
図１１には、上述の図１０構成における主回路素子導通時電圧降下の安定期間判定部２０ｈが、各相中点高低判定部２０ｊと、その判定結果の時間的パターンに基づいてインバータの運転モードを判定するモード判定部であって、ＰＷＭモード運転時のインバータ主回路素子導通時電圧降下（オン電圧）が安定期間であるかどうかを判定するＰＷＭ時安定期間判定部２０ｌと、ＰＷＭモードと矩形波モードの中間的モードでの運転時のインバータ主回路素子導通時の電圧降下（オン電圧）が安定期間であるかどうかを判定する中間モード安定期間判定部２０ｍと、矩形波モード運転時のインバータ主回路素子導通時電圧降下（オン電圧）が安定期間であるかどうかを判定する矩形波時安定期間判定部２０ｎと、で構成されている装置を示す。
In FIG. 11, the stable
モータ１４の運転モードとしては、ＰＷＭモード、矩形波モード、中間モードの３種類がある。ＰＷＭモードは、モータ出力トルクに応じて決定されたモータ電流を所定のキャリア周波数の三角波などと比較し、デューティ比を決定し、スイッチング素子Ｑのオン期間を制御するものであり、通常の出力トルク制御時に用いられる。上述のように、モータのコイルのインダクタンスは非常に大きいため、ＰＷＭ制御によって、アーム中点電位は大きくふれるが、コイルに流れるモータ電流はデューティ比に応じたほぼ正弦波の電流となる。 There are three types of operation modes of the motor 14: a PWM mode, a rectangular wave mode, and an intermediate mode. In the PWM mode, the motor current determined in accordance with the motor output torque is compared with a triangular wave having a predetermined carrier frequency, the duty ratio is determined, and the ON period of the switching element Q is controlled. Used during control. As described above, since the inductance of the motor coil is very large, the arm midpoint potential varies greatly by PWM control, but the motor current flowing through the coil becomes a substantially sinusoidal current corresponding to the duty ratio.
このＰＷＭモード時において、制御部２０は、各相のスイッチング素子Ｑのオンオフタイミングを認識している。そこで、測定対象となる主回路素子１８のオン電圧を、他の相のスイッチング素子Ｑのオンオフのないタイミングに制御して、計測する。特に、後述するように、各相のアーム中点電位がすべて低電位であるベクトル０となった時点から所定時間経過した時点（ベクトル０の中間時点）をオン電圧の計測タイミングとする。すなわち、ＰＷＭ制御によって、３つの下側主回路素子１８のすべてがオンとなっているベクトル０の期間において、オン電圧を計測することが好適である。
In this PWM mode, the
また、矩形波モードは、モータ１４の高回転時や、高トルク出力時において、デューティ比を１００％にして、モータ電流を制御するものであり、このときのモータ電流は、矩形波となる。この矩形波モードでは、各相のスイッチング素子Ｑのオンオフタイミングは、各相のモータ電流位相によって決定される。従って、他の相のスイッチング素子Ｑのオンオフが行われないタイミングを検出するのは容易である。例えば、いずれかの相のスイッチング素子のオンオフが切り替わった時点（例えば中点が低電位となった時点）から所定時間経過した時点（いずれの相の電流も切り替わらない時点）を主回路素子１８の導通時電圧降下の測定タイミングとすることが好適である。
In the rectangular wave mode, the motor current is controlled by setting the duty ratio to 100% when the
また、中間モードは、ＰＷＭ制御と、矩形波制御が混在するモードである。この場合には、ＰＷＭ制御時には、ＰＷＭモードのときの測定タイミング、矩形波制御の場合には矩形波モードのときの測定タイミングにすればよい。 The intermediate mode is a mode in which PWM control and rectangular wave control are mixed. In this case, the measurement timing in the PWM mode may be set during PWM control, and the measurement timing in the rectangular wave mode may be set in rectangular wave control.
次に、一例として、出力する交流の相数を３相とし、負荷としてモータを用いる３相モータ駆動用インバータのＰＷＭモード運転時の主回路素子１８のオン電圧測定のための構成を説明する。
Next, as an example, a configuration for measuring the on-voltage of the
図１２には、実施形態に係る制御部２０の構成例を示す。各相アームの中点電圧は、ベクトル０判定部２０ｏに入力される。このベクトル０判定部２０ｏは、すべてのアームの中点が低電位であることによりベクトル０を判定する。このベクトル０判定部２０ｏの判定結果は、一定時間待機部２０ｐに入力される。一定時間待機部２０ｐは、ベクトル０の判定後に、一定時間を計測する。そして、この一定時間待機部２０ｐは一定時間が経過したときに一定時間電路導通部２０ｒに信号を送り、これによって一定時間電路導通部２０ｒがその時点から一定時間インバータアームの中点（この場合は、Ｕ相）と電圧計１６との間に接続した電路断続手段（アナログスイッチ、ＦＥＴ）を導通させる。これによって、電圧計１６からそのときの主回路素子１８の導通時電圧降下が出力される。
FIG. 12 shows a configuration example of the
一定時間待機部２０ｐの出力は別の一定時間待機部２０ｓに信号を送り、この一定時間待機部２０ｓは、一定時間電路導通部２０ｒにおけるスイッチＳＷ（例えばＦＥＴによるアナログスイッチ）の導通後に一定時間待機させたタイミングにおいて、一定時間パルス発生部２０ｔに信号を送り、この一定時間パルス発生部２０ｔが所定の幅のパルスを発生することで、そのときの電圧計１６の出力が電圧保持部（サンプル・ホールド回路）２０ｕに取り込まれ、これがＵ相の主回路素子１８のオン電圧として出力される。
The output of the fixed
このように、一定期間続く、ベクトル０の期間における最も適切なタイミングにおいて、各相アームの中点電圧を取り込むことによって、中点電圧が高いタイミングでの電圧が電圧計１６などの後続の低電圧用回路へ伝達されず、回路素子の破損や焼損をが起こることを防止することができる。
In this way, by capturing the midpoint voltage of each phase arm at the most appropriate timing in the period of
このように、本実施形態では、すべてのインバータアームの中点が低電位（ベクトル０）になったことを判定し、一定時間待機後に電路断続手段（アナログＳＷ）を導通させて、導通時電圧降下を後続の電圧保持手段（サンプル・ホールド回路）に導いて測定（保持）する構成にした。これにより、導通時電圧降下の測定中に他のアーム中点電位の高低が操作されることが防止できる。従って、導通時電圧降下の測定中に導通時電圧降下（すなわち、モータ電流）が急変することは無くなり、測定した導通時電圧降下をモータ電流に正しく変換することができる。 In this way, in this embodiment, it is determined that the midpoint of all inverter arms has become a low potential (vector 0), and after waiting for a certain period of time, the electric circuit interrupting means (analog SW) is made conductive, so that The drop is led to a subsequent voltage holding means (sample / hold circuit) and measured (held). As a result, it is possible to prevent other arm midpoint potentials from being manipulated during measurement of the voltage drop during conduction. Therefore, the conduction voltage drop (that is, the motor current) does not change suddenly during the measurement of the conduction voltage drop, and the measured conduction voltage drop can be correctly converted into the motor current.
「アイソレーションのための構成」
図１においてインバータ１２と制御部２０は通常グランドを共通としない。このため、何らかの直流電位絶縁的信号伝達手段が必要になる。アナログ電圧に対する直流電位絶縁的信号伝達手段の代表格として（アナログ）アイソレーションアンプを用いる方法がある。
"Configuration for isolation"
In FIG. 1, the
このアイソレーションアンプを用いる方法は高い周波数成分まで忠実に伝達できる優れた方法ではあるが、次のような２つの重大な問題点を抱えている。 This method using an isolation amplifier is an excellent method capable of faithfully transmitting even high frequency components, but has the following two serious problems.
第１の問題は時間的ドリフトが大きいことから長時間の運転（信号伝達）では誤差が大きくなることである。 The first problem is that the error is large during long-time operation (signal transmission) because of the large temporal drift.
第２の問題は高い周波数成分のノイズに対する絶縁機能が低く、インバータ駆動に伴って駆動用高圧電源側に発生する電気的ノイズが導通時電圧降下（オン電圧）に重畳し易いことである。 The second problem is that the insulation function against high frequency component noise is low, and electrical noise generated on the side of the high voltage power source for driving as the inverter is driven tends to be superimposed on the voltage drop (ON voltage) during conduction.
これらの2つの重大な問題を放置したままでは導通時電圧降下（オン電圧）信号伝達時の誤差が大きくなり過ぎて、必然的に電流換算値の誤差も大きくなり、モータを正常に駆動できない恐れがある。それ故、導通時電圧降下（オン電圧）の測定とインバータ制御器への信号伝達を可能ならしめるためには、上述の問題を解決する直流電位絶縁的信号伝達手段を開発する必要がある。 If these two serious problems are left unattended, the error during transmission of the voltage drop (ON voltage) signal during conduction becomes too large, and the error in the current conversion value inevitably increases, and the motor may not be driven normally. There is. Therefore, in order to enable measurement of a voltage drop (ON voltage) during conduction and signal transmission to the inverter controller, it is necessary to develop a DC potential insulating signal transmission means that solves the above-described problems.
図１３にはアイソレーションのための基本構成（１）を示す。この構成においては、（通常）非接地のインバータ駆動用高圧電源の低電位側のラインの電位を基準にして測定されたインバータ主回路素子１８の導通時電圧降下（オン電圧）信号を、電圧−周波数（Ｖ−Ｆ）変換機能４０−１にて周波数信号に変換した後、光式絶縁信号伝達機能（フォトカプラ）４０−２で直流電位絶縁しながら、インバータ駆動用高圧電源と異なる基準電位の周波数信号入力機能を備えた制御部２０にて信号を受け取るようにしている。
FIG. 13 shows a basic configuration (1) for isolation. In this configuration, the voltage drop (ON voltage) signal when the inverter
上述の様にアイソレーションアンプの場合には種々の問題が顕在化して民生機器の分野では直流電位絶縁的信号伝達回路として実用化が困難であったのに対し、この構成とすることにより民生機器の分野でも直流電位絶縁的信号伝達回路として実用化することが可能となった。 As described above, in the case of an isolation amplifier, various problems have become apparent and it has been difficult to put it into practical use as a DC potential insulated signal transmission circuit in the field of consumer equipment. In this field, it has become possible to put it into practical use as a DC potential insulating signal transmission circuit.
図１４には、アイソレーションのための基本構成（２）を示す。この構成においては、（通常）非接地のインバータ駆動用高圧電源の低電位側ラインの電位を基準にして測定されたインバータ１２の主回路素子１８の導通時電圧降下（オン電圧）信号を、電圧−周波数変換機能４０−１にて周波数信号に変換した後、フォトカプラ４０−２で直流電位絶縁しながら、インバータ駆動用高圧電源と基準電位の異なる周波数−電圧変換機能４０−３に伝達し、そこで変換して得られた電圧信号をアナログ電圧信号入力機能を備えた制御部２０にて受け取るようにしている。この構成によっても、上述の場合と同様の効果が得られる。
FIG. 14 shows a basic configuration (2) for isolation. In this configuration, a voltage drop (ON voltage) signal when the
図１５には、アイソレーションのための基本構成（３）を示す。この構成においては、（通常）非接地のインバータ駆動用高圧電源の低電位側のラインの電位を基準にして測定されたインバータ主回路素子１８の導通時電圧降下（オン電圧）信号を、電圧−デューティ比変換機能４０−４にてデューティ比信号に変換した後、光式絶縁信号伝達機能（フォトカプラ）４０−５で直流電位絶縁しながら、インバータ駆動用高圧電源と異なる基準電位のデューティ比信号入力機能を備えた制御部２０にて信号を受け取るようにしている。この構成によっても、上述の場合と同様の効果が得られる。
FIG. 15 shows a basic configuration (3) for isolation. In this configuration, the voltage drop (ON voltage) signal when the inverter
図１６には、アイソレーションのための基本構成（４）を示す。この構成においては、（通常）非接地のインバータ駆動用高圧電源の低電位側ラインの電位を基準にして測定されたインバータ主回路素子１８の導通時電圧降下（オン電圧）信号を、電圧−デューティ比変換機能４０−４にてデューティ比信号に変換した後、光式絶縁信号伝達機能（フォトカプラ）４０−５で直流電位絶縁しながら、インバータ駆動用高圧電源と基準電位の異なるデューティ比−カウント数変換機能４０−６に伝達し、そこで変換して得られたカウント数信号をカウント数信号入力機能を備えた制御部２０にて受け取るようにしている。この構成によっても、上述の場合と同様の効果が得られる。
FIG. 16 shows a basic configuration (4) for isolation. In this configuration, a voltage drop (ON voltage) signal during conduction of the inverter
図１７には、アイソレーションのための基本構成（５）を示す。この構成においては、（通常）非接地のインバータ駆動用高圧電源の低電位側ラインの電位を基準にして測定されたインバータ主回路素子１８の導通時電圧降下（オン電圧）信号を、電圧−デューティ比変換機能４０−４にてデューティ比信号に変換した後、光式絶縁信号伝達機能（フォトカプラ）４０−５で直流電位絶縁しながら、インバータ駆動用高圧電源と基準電位の異なるデューティ比−電圧変換機能４０−８に伝達し、そこで変換して得られた電圧信号をアナログ電圧信号入力機能を備えた制御部２０にて受け取るようにしている。この構成によっても、上述の場合と同様の効果が得られる。
FIG. 17 shows a basic configuration (5) for isolation. In this configuration, a voltage drop (ON voltage) signal during conduction of the inverter
図１８には図１７のデューティ比−電圧変換機能４０−８を、デューティ比−カウント数変換機能４０−６と、カウント数−電圧変換機能４０−７とで構成したものを示す。この構成によっても、上述の場合と同様の効果が得られる。 FIG. 18 shows a configuration in which the duty ratio-voltage conversion function 40-8 of FIG. 17 is composed of a duty ratio-count number conversion function 40-6 and a count number-voltage conversion function 40-7. Also with this configuration, the same effect as described above can be obtained.
１０ 直流電源、１２ インバータ、１４ モータ、１６ 電圧計、１８ 主回路素子、２０ 制御部、２０ａ オン電圧取得部、２０ｂ 変換部、２０ｃ 温度取得部、２０ｄ 温度補正部、２０ｅ 相数判定部、２０ｆ 修正演算部、２０ｈ 安定期間判定部、２０ｉ オン電圧取り込み部、２０ｊ 各相中点高低判定部、２０ｌ ＰＷＭ時安定期間判定部、２０ｍ 中間モード時安定期間判定部、２０ｎ 矩形波時安定期間判定部、２０ｏ ベクトル０判定部、２０ｐ 一定時間待機部、２０ｒ 一定時間電路導通部、２０ｓ 一定時間待機部、２０ｔ 一定時間パルス発生部、２０ｕ 電圧保持部、２２ 温度計、Ｄ ダイオード、Ｑ スイッチング素子。
10 DC power supply, 12 inverter, 14 motor, 16 voltmeter, 18 main circuit element, 20 control unit, 20a ON voltage acquisition unit, 20b conversion unit, 20c temperature acquisition unit, 20d temperature correction unit, 20e phase number determination unit, 20f Correction calculation unit, 20h Stabilization period determination unit, 20i ON voltage acquisition unit, 20j Midpoint high / low determination unit for each phase, 20l PWM stabilization period determination unit, 20m Intermediate mode stabilization period determination unit, 20n Rectangular wave stabilization period determination unit ,
Claims (8)
インバータの主回路素子の導通時電圧降下を測定する測定手段と、
この測定手段で測定した電圧降下を出力電流に変換する変換手段と、
インバータの出力電流が負荷に流入している正極性か、または負荷から流出している負極性かを検出する極性検出手段と、
負極性あるいは正極性の出力電流に対応するインバータの主回路素子の導通時電圧降下のうち精度の高い方に基づいて、正極性あるいは負極性の精度の低い方の出力電流を修正する修正手段と、
を有し、
インバータの主回路素子の導通時電圧降下に基づいてインバータの出力電流を測定することを特徴とするインバータ出力電流測定装置。 An output current measuring device for a three-phase inverter,
A measuring means for measuring a voltage drop during conduction of the main circuit element of the inverter;
Conversion means for converting the voltage drop measured by the measurement means into output current;
Polarity detection means for detecting whether the output current of the inverter is positive polarity flowing into the load or negative polarity flowing out of the load;
Correcting means for correcting the output current of the positive polarity or the negative accuracy of the lower one based on the higher accuracy of the voltage drop during conduction of the main circuit element of the inverter corresponding to the negative polarity or the positive polarity output current; ,
Have
An inverter output current measuring apparatus for measuring an output current of an inverter based on a voltage drop during conduction of a main circuit element of the inverter.
前記修正手段は、
前記極性検出手段の検出結果において、出力電流の１相が正極性あるいは負極性の低精度側であり、２相が負極性あるいは正極性の高精度側の場合には、負極性あるいは正極性の高精度側の２相の出力電流の和を反転した値を他の１相の正極性あるいは負極性の低精度側の出力電流とすることを特徴とするインバータ出力電流測定装置。 The apparatus of claim 1 .
The correcting means is
In the detection result of the polarity detection means, when one phase of the output current is a positive polarity or negative polarity low accuracy side and two phases are a negative polarity or positive polarity high accuracy side, the negative polarity or positive polarity An inverter output current measuring apparatus characterized in that a value obtained by inverting the sum of two-phase output currents on the high-accuracy side is used as another one-phase positive-polarity or negative-polarity low-accuracy output current.
前記修正手段は、
前記極性検出手段の検出結果において、出力電流の２相が正極性あるいは負極性の低精度側であり、１相が負極性あるいは正極性の高精度側の場合には、負極性あるいは正極性の高精度側の１相の出力電流の和を反転した値を、他の２相の正極性あるいは負極性の低精度側の出力電流の比に基づいて比例配分して他の２相の正極性あるいは負極性の低精度側の出力電流とすることを特徴とするインバータ出力電流測定装置。 The apparatus of claim 1 .
The correcting means is
In the detection result of the polarity detection means, when the two phases of the output current are the positive polarity or negative polarity low accuracy side and the one phase is the negative polarity or positive polarity high accuracy side, the negative polarity or positive polarity The value obtained by inverting the sum of the output currents of one phase on the high-precision side is proportionally distributed based on the ratio of the output currents on the other two-phase positive polarity or negative polarity on the low-precision side, and the other two-phase positive polarity Or it is set as the output current of the negative polarity low precision side, The inverter output current measuring apparatus characterized by the above-mentioned.
インバータの主回路素子の導通時電圧降下を測定する測定手段と、
前記導通時電圧降下が安定な値を示すタイミングを検出するタイミング検出手段と、
このタイミング検出手段により検出したタイミングに基づいて前記測定手段における測定のタイミングを制御する測定タイミング制御手段と、
この測定手段で測定した電圧降下を出力電流に変換する変換手段と、
を有し、
インバータの主回路素子の導通時電圧降下に基づいてインバータの出力電流を測定することを特徴とするインバータ出力電流測定装置。 An output current measuring device for a three-phase inverter,
A measuring means for measuring a voltage drop during conduction of the main circuit element of the inverter;
Timing detection means for detecting timing at which the voltage drop during conduction shows a stable value;
Measurement timing control means for controlling the measurement timing in the measurement means based on the timing detected by the timing detection means;
Conversion means for converting the voltage drop measured by the measurement means into output current;
Have
An inverter output current measuring apparatus for measuring an output current of an inverter based on a voltage drop during conduction of a main circuit element of the inverter.
前記インバータの各相の出力電流の出力点の電圧を検出する出力点電圧検出手段を含み、
前記タイミング検出手段は、出力点電圧検出手段の検出結果に応じて、検出タイミングを検出することを特徴とするインバータ出力電流測定装置。 The apparatus according to claim 4 .
Output point voltage detection means for detecting the voltage at the output point of the output current of each phase of the inverter;
The inverter output current measuring device, wherein the timing detection means detects a detection timing according to a detection result of the output point voltage detection means.
前記インバータの運転モードが主回路素子をパルス幅制御するＰＷＭモードであるか、矩形波で制御する矩形波モードであるかを判定する運転モード判定手段を含み、
前記タイミング検出手段は、運転モード判定手段の判定結果に基づいて、検出タイミングを検出することを特徴とするインバータ出力電流測定装置。 The apparatus of claim 5 .
Including an operation mode determination means for determining whether the operation mode of the inverter is a PWM mode for controlling the pulse width of the main circuit element or a rectangular wave mode for controlling with a rectangular wave,
The inverter output current measuring device, wherein the timing detection means detects a detection timing based on a determination result of the operation mode determination means.
前記運転モード判定手段の判定結果において、ＰＷＭモードであった場合には、前記タイミング検出手段は、インバータの各相の出力点のすべてが低電位あるいはすべてが高電位であるかを判定し、すべてが低電位あるいはすべてが高電位であるとの判定後、所定時間経過した時点を測定タイミングとすることを特徴とするインバータ出力電流測定装置。 The apparatus of claim 6 .
In the determination result of the operation mode determination means, when the PWM mode is selected, the timing detection means determines whether all the output points of each phase of the inverter are low potential or all are high potential, An inverter output current measuring device characterized in that a measurement timing is a point in time after a predetermined time has elapsed after determining that is low potential or all are high potential.
前記運転モード判定手段の判定結果において、矩形波モードであった場合には、前記タイミング検出手段は、インバータのいずれかの相の出力点の低電位あるいは高電位に切り替わったかを判定し、切り替わったとの判定後、所定時間経過した時点を測定タイミングとすることを特徴とするインバータ出力電流測定装置。 The apparatus of claim 6 .
In the determination result of the operation mode determination means, when the mode is the rectangular wave mode, the timing detection means determines whether the output point of any phase of the inverter has been switched to a low potential or a high potential, and has switched. An inverter output current measuring apparatus characterized in that a measurement timing is a time point after a predetermined time has elapsed after the determination of (1).
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